Dispositif de mesure de 1'épaisseur d'un objet
Pour effectuer la mesure de l'épaisseur d'objets par le moyen d'ondes ultrasonores, on utilise deux méthodes principales : pat résonance et par réflexion.
La méthode'par résonance a le grand avantage de permettre la mesure des épaisseurs inférieures au millimètre mais par contre : elle présente, de nombreux in convénients. Tout d'abord le matériau qui constitue l'objet à mesurer ne doit pas être trop absorbant pour qu'un phénomène de résonance puisse être créé entre les faces en regarda lesquelles faces doivent en outre être suffisamment planer et parallèles. Comme des, résonances multiples peuvent se produire, des diffa- cultés particulières d'interprétation, se présentent qui imposent un-appareillage complexe de mise en ouvre dont l'utilisation est souvent difficile.
La méthode par réflexion est très employée, mais son utilisation est limitée à la mesure des épaisseurs : supérieures à 2 mm. Ceci vient de la difficulté qu'il y a a réaliser des impulsions ultrasonores de largeur faible devant la durée de leur temps de transit dans le matériau. La fréquence maximale des vibrations acoustiques utilisées est de 15 mégacycles environ et, dans ce cas, la durée de l'impulsion émise est approximativement de 0, 5 microseconde. La mesure du temps qui sépare deux échos de fond successifs, c'est-à-dire deux échos produits par la face de 1'objet opposée a celle en contact avec le transducteur, est proportion nelle à l'épaisseur dudit objet. Dans le, cas de l'acier, une épaisseur d'un millimètre donne deux échos distants de 0, 3 microseconde.
Dans ce type d'appareils, 1'épaisseur peut être lue de trois façons : sur un tube cathodique, sur un tambour gradué ou sur un appareil à aiguille. Un étalonnage pour chaque type de matériau et plusieurs réglages préalables sont nécessaires avant toute mesure.
En outre,, et notamment dans le cas. des appareils à tube cathodique, la lecture du résultat est relativement malaisée et imprécise.
La présente invention a pour objet un dispositif de mesure de l'épaisseur d'w : r objet, comprenant un transducteur piézo-électrique ultrasonore destiné à etre mis en contact acoustique avec l'objet à mesurer et relie a un circuit d'émission d'impulsions et a un circuit de réception comprenant lui-même un amplifiateur et des moyens de sélection capables de sélectionner deux échos de fonds déterminés.
Son but est de réaliser un appareil de mesure de ce genre dans lequel l'affichage du résultat soit pré- senté sous forme numérique en utilisant un compteur chronomètre à faible performance donc peu onéreux.
Pour cela, le dispositif selon l'invention est carac térisé en ce que lesdits moyens de sélection comprennent un circuit capable de délivrer une impulsion de mesure d'une durée égale au temps séparant ces deux échos et d'appliquer ladite, impulsion à l'entrée d'un circuit multiplicateur de duirée ;
à. coefficient de multi plication réglable dont la sortie, est reliée à l'entrée d'un compteur chronomètre affichant un nombre proportionnel Åa cette durée, le tout étant agencé de façon qu'en donnant au coefficient de multiplication une valeur proportionnelle à la vitesse de propagation des ondes acoustiques dans le matériau constituant l'objet Åa mesurer le nombre affiché par le compteur soit pro portionnel à l'épaisseur de cet objet.
La valeur du coefficient de multiplication dont on affecte l'impulsion de mesure peut être déterminée au préalable d'une manière expérimentale,, au moyen d'une mesure réaEsée sur un ec'hantillon d'épaisseur connue et de nature identique à celle de l'objet à mesurer. Il suffit de régler le coefficient de multiplication de façon que l'indcation aflïchée par le c ; hro- nomètre corresponde à l'épaisseur connue de l'échan- tillon.
Dans une forme d'exécution particulièrement avantageuse du dispositif selon l'invention, il est prévu d'incorporer aux circuits de mesure des moyens qui constituent un indicateur de bon fonctionnement.
Grâce à cette disposition, l'opérateur dispose en permanence d'une information relative à la qualité de la mesure effectuée, cette information étant constituée par exemple, par l'allumage d'une lampe témoin au néon dans le cas de mauvais fonctionnement.
Dans une forme d'exécution préférée, le dispositif indicateur de bon fonctionnement est agencé de façon à effectuer à chaque cycle, c'est-à-dire lors de chaque impulsion fournie par le circuit d'émission, une comparaison entre les durées relatives d'une impulsion de mesure et d'une impulsion de contrôle obtenues à partir de trois échos de fond successifs et sélectionnés, de manière à vérifier que la durée de l'impulsion de contrôle, déterminée par le temps s'écoulant entre le second et le troisième ou le premier et le second des échos de fond est la moitié, à un coefficient d'erreur près, de la durée de l'impulsion de mesure déterminée par le premier et le troisième desdits échos de fond.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, une forme d'exécution du dispositif selon l'invention.
La fig. 1 représente le schéma du dispositif selon l'invention.
La fig. 2, des signaux prélevés en divers points du schéma de la fig. 1.
La fig. 3, un circuit de multiplication de durée d'impulsion.
Selon la fig. 1, 10 est une plaque dont on désire mesurer l'épaisseur et 12 un transducteur piézo-élec- trique en contact acoustique (par exemple au moyen d'une goutte d'huile) avec la plaque 10. Un émetteur 14, déclenché par une base de temps 16, est connecté au transducteur 12, lequel est par ailleurs relié à l'entrée d'un amplificateur de réception 18 suivi d'un circuit de détection et de filtrage-20 et d'un circuit trigger 22. A la suite du circuit 22 est placée-une porte 24 possédant une électrode de commande de fermeture 25 et une sortie connectée à l'entrée d'une série de trois bascules bistables 26, 28 et 30, lesquelles possèdent chacune une électrode de remise à zéro (27, 29, 31) connectée à la sortie de la base de temps 16.
La sortie 1 de la bascule 26 et la sortie 1-(sur la fig. 2) de la bascule 28 sont toutes deux appliquées à l'entrée d'un circuit logique ET 32. La sortie de la bascule 30 est connectée à l'électrode 25 de la porte 24. La sortie 1 de la bascule 28 est également connectée à rentrée d'un circuit multiplicateur de durée 34 du type décrit à la fig. 3 ci-après. Le coefficient X de multiplication de durée du circuit 34 peut varier entre 25 et 75 environ. La sortie Ss2 (fig. 2) du circuit 32 est appliquée à un autre circuit multiplicateur de durée 36, lequel est un coefficient de multiplication égal à 2X.
Les circuits 34 et 36 sont connectés à la sortie d'un même dispositif 38 de réglage de courant, les variations dudit courant déterminant la valeur duparamètre X qui intervient dans les coefficients multiplicateurs de durée des circuits 34 et 36. La sortie du circuit 34 est appliquée à l'entrée d'un oscillateur déclenché 40, lequel est branché sur un compteur décimal 42 à trois chiffres.
Dans le cas particulier de la fig. 1, le compteur décimal 42 est adapté à afficher, au dixième de millimètre près, des épaisseurs pouvant aller jusqu'à 99, 9 mm.
Les signaux de sortie S34 et S36 (fig. 2) des circuits multiplicateurs 34 et 36 sont respectivement appliqués à des circuits différentiateurs 44 et 48 adaptés à déli- vrer une impulsion négative à l'instant d'apparition des fronts arrière des signaux produits par les circuits multiplicateurs 34 et 36. Les impulsions de sortie des circuits différentiateurs 44 et 48 sont appliquées à l'entrée d'un circuit logique OU 46 dont la sortie est connectée à l'électrode de remise à l'état passif d'une bascule bistable 50, l'électrode de mise à l'état actif de ladite bascule étant réunie à travers un circuit différentiateur 52 identique aux circuits 44 et 48, à la sortie 1 de la bascule 28.
L'impulsion S 0 (fig. 2) délivrée par la bascule bistable 50 est appliquée à un troisième étage multiplicateur de durée dont le coefficient de multiplication égale (a+l), le coefficient a égalant par exemple 0, 01. La sortie S ! 4 (fig. 2) de l'étage 54 est appliquée à un circuit différentiateur 56 identique à 44, lequel délivre une impulsion S-, et est réuni à un circuit de retard 58 introduisant un délai d'une microseconde.
La sortie S, 8 du circuit à retard 58 est appliquée à l'entrée de mise à l'état actif d'une bascule bistable 60 dont l'entrée 61 de remise à l'état passif est connectée à la sortie de la base de temps 16. La sortie de la bascule e 60 est appliquée à l'électrode de commande d'ouverture d'une porte 62 dont l'entrée est connectée à la sortie du circuit logique OU 46. La sortie de la porte 62 est appliquée à l'entrée de mise à l'état actif d'une bascule bistable 64, laquelle comporte une entrée 65 de remise à l'état passif réunie à la sortie de la base de temps 16.
La bascule bistable. 64 est adaptée, lorsqu'elle est à l'état actif, à allumer un néon 66.
Le circuit base de temps 16 délivre des impulsions dont la fréquence est de quelques dizaines de cycles par seconde. A chaque impulsion fournie par la base de temps 16, 1'émetteur 14 applique au transducteur piézoélectrique 12 une impulsion de tension de plusieurs dizaines de volts dont la durée est d'une microseconde environ. A la suite de cette excitation, le transducteur piézo-électrique 12 oscille sur sa fréquence propre (choisie de 5 à 15 mégacycles en fonction inverse des épaisseurs à mesurer). Le transducteur 12 étant généralement équipé d'un amortisseur en matériau hétérogène (poudre dense noyée dans un plastique thermodurcis- sable), les oscillations libres du transducteur durent au plus quelques cycles.
Une brève impulsion acoustique est appliquée à la plaque 10 et une série d'échos divers (de surface et de fond) est ensuite reçue par le transducteur 12 et transmise à l'amplificateur de réception 18.
Après détection et filtrage par l'étage 20, on obtient un signal S20 représenté à la fig. 2 : to étant l'impulsion d'émission, tt un écho de surface, ts à tÏ une série d'échos de fond et tg un autre écho de surface, etc.
Comme seuls les échos de fond sont intéressants pour effectuer la mesure d'épaisseurs, l'écho t, doit être négligé.
A l'instant d'émission, la base de temps 16 fournit aux bascules 26, 28 et 30 une impulsion de remise à zéro qui a pour effet de placer lesdites bascules dans un état passif. Dans ces conditions, la porte 24 qui est fermée lorsque la bascule 30 est à l'état actif, se trouve ouverte.
L'ensemble des bascules 26, 28 et 30. constitue un étage diviseur binaire. La première impulsion qui est appliquée audit étage est l'impulsion t puisqu'on syn- chronisme avec l'impulsion to les bascules 26, 28, 30 ont été remises à l'état passif. La bascule 26 présente sur sa sortie 1 un état actif pendant les instants qui séparent les impulsions tt-t2 d'une part, et t3-t4 d'autre part. La sortie 1 de la bascule 28 se trouve dans ces conditions à l'état actif pendant le temps qui sépare les impulsions t et t4. Le signal S28 (fig. 2) illustre cet état.
A la sortie du circuit logique ET 32, lequel reçoit la sortie 1 de la bascule 28 et la sortie 1 de la bascule 26, apparaît l'impulsion S32 dont la durée est égale au temps qui sépare les impulsions t2 et t3. Lorsque l'impulsion t4 est appliquée aux bascules 26, 28 et 30, les bascules 26 et 28 repassent à l'état passif cependant que la bascule 30 passe à l'état actif, ce qui provoque la fermeture de la porte 24. Dans ces conditions, les différents échos reçus par le transducteur 12 après t4 ne sont pas transmis aux circuits de calcul.
On appelle At le temps qui sépare les échos t3 et t2 et (l+±) At le temps qui sépare les échos t4 et t3. En conséquence, le signal S28 a une durée de (2+e) At et S32 une durée de At. Les signaux S28 et S32 sont ensuite respectivement appliqués aux circuits multiplicateurs de durée 34 et 36.
Selon une caractéristique particulière du dispositif décrit, un circuit multiplicateur de la durée d'une impulsion comprend une capacité adaptée à être chargée pendant la durée t de ladite impulsion par la différence (ici-
I2) de deux courants L et I2, puis déchargée par le seul courant I1 jusqu'à ce qu'elle reprenne son potentiel initial, le temps total pendant lequel ladite capacité est chargée à un potentiel différent de son potentiel initial est déterminé par un circuit comparateur d'amplitudes à sortie binaire, ladite sortie binaire étant l'impulsion recherchée dont la durée égale 12t/Il.
Grâce à un tel circuit, on peut multiplier la durée de l'impulsion t par un coefficient important, 100 ou 200 par exemple.
A titre d'exemple, on va maintenant, en référence à la fig. 3, décrire un tel circuit de multiplication.
Sur la fig. 3, Si est un transistor pnp dont la base est reliée à une source de potentiel de +6 volts, et l'émetteur réuni à une résistance Ri alimentée par une source de + 12 volts. Un condensateur C est placé entre le collecteur du transistor Si et la masse. L'émetteur du transistor S, est d'autre part relié à l'émetteur d'un transistor S2 identique à Sl dont le collecteur est mis à la masse.
Le condensateur C est relié au collecteur d'un transistor npn S3 dont la base est reliée à une source de -6 volts et l'émetteur connecté à une résistance R2 alimentée par une source de-12 volts. L'émetteur du transistor S3 est également relié à l'émetteur d'un transistor S4 identique à S3 dont le collecteur est relié à la masse. La base du transistor S4 est alimentée par une source d'impulsions d'entrée I. S. qui fait passer le po tentiel de ladite base de-5 volts en l'absence d'impulsions à-7 volts pendant la durée d'une impulsion.
Le condensateur C est, d'autre part, relié à la base d'un transistor npn S0 dont l'émetteur est à la masse et le collecteur relié à la base du transistor S2 et à une résistance R3 laquelle est alimentée par la source de -12 volts. L'impulsion de sortie du circuit de calcul ainsi constitué est prélevée sur le collecteur du trans istor Sg.
En l'absence d'une impulsion d'entrée sur la base du transistor¯S4,-la tension de ¯5 volts appliquée à cette base place le transistor S4-en état de conduction. Une tension sensiblement égale a-5 volts apparaît sur l'émetteur de Su, ce qui a pour effet de bloquer le transistor npn S3 dont la base est à-6 volts.
L'ensemble constitué par les transistors Sl, S2, S et le condensateur C forme une boucle de contreréaction qui a pour effet de créer aux bornes du condensateur C une tension de repos légèrement supérieure à la tension de déblocage du transistor S6. Le e transistor Si fournit le courant de base nécessaire au fonctionnement du transistor S . On remarquera que si le courant qui traverse Ri varie pour une raison quelconque, la tension de repos du condensateur C et le courant de base du transistor S0 qui traverse SI en seront très peu modifiés, cependant que le transistor S2 absorbera la quasi-totalité de cette variation.
Quand la source d'impulsions d'entrée applique à la base du transistor S4 une impulsion de durée t semblable à celle représentée sur la fig. 3, le transistor S4 se bloque cependant que le transistor S3 devient pas sant. Comme le transistor SS fonctionne base commune, un courant I2 déterminé par la résistance R2 et les deux sources de tension alimentant le transistor traverse le condensateur C et le transistor S3. La tension aux bornes du condensateur C baisse immédiatement.
Cette variation est amplifiée par le transistor Sg et par le transistor S2 ce qui a rapidement pour effet de placer à l'état de blocage le transistor S*2 et, par contre, de faire passer à travers le transistor S1 monté base commune un courant Il déterminé par la résistance R : et les deux sources d'alimentation du transistor. Pendant la durée de l'impulsion t, un courant In-in charge donc le condensateur C.
Dans le cas particulier de la réalisation décrite, il est indispensable que Iw2 soit plus grand que Il. En conséquence, la tension aux bornes du condensateur C décroît d'une manière linéaire ainsi que cela est représent6 à la fig. 3.
A la fin de l'impulsion t, le condensateur C a pris une variation de charge Q-Qo = (L-I) t. Dès que l'impulsion t disparaît, le transistor S4 redevient immé- diatement passant cependant-que le transistor S3 se bloque et que S et S2 demeurent bloqués. Dans ces conditions, seul le courant Il continue à alimenter le condensateur C.
La tension aux bornes de C remonte donc d'une manière linéaire jusqu'à ce que ladite tension atteigne à nouveau le seuil de déblocage du transistor S0. A cet instant précis, le transistor S0 recommence à conduire et un courant qui croît rapidement traverse la résistance R. Ceci a pour effet de placer le transistor S2 en état de conduction et de dériver à travers ledit transistor S2 la quasi-totalité du courant Il pour ne plus laisser passer à travers le transistor Si que le courant nécessaire à l'alimentation de la base du transistor S0. On retrouve donc à cet instant précis l'état de repos dans lequel-se trouvait le circuit avant l'application de l'impulsion de durée t.
Le temps T que met le condensateur C pour perdre la charge (Q-Qo) prise pendant l'impulsion de durée t, et donc pour retrouver son état initial, est défini par I1. T-= Q-Qo. Ces relations donnent immédia- tement T/t = I2/Ii-1. Comme les tensions d'alimentation des transistors Si et S3 sont égaIes en valeur abso- lue, T/t = (Ri/R2)-l. Le créneau qui apparaît sur le collecteur du transistor Sg a une durée égale au temps de blocage dudit transistor c'est-à-dere (t+T), soit (Ri/Rt,
Ce dispositif constitue donc un circuit multiplica- teur de durée qui délivre une impulsion de sortie de durée proportionnelle à la durée de l'impulsion de commande t, le coefficient de proportionnalité étant, dans le cas particulier de la réalisation décrite, égal au rap- port des résistances Ri et R2. Comme Ri peut être très grand par rapport a R2, le circuit de multiplication de durée ainsi réalisé peut avoir un coefficient multiplicateur qui peut atteindre plusieurs centaines.
Dans un dispositif à ultra-sons pour mesurer l'épaisseur des objets, l'intérêt du circuit multiplicateur de durée 34 est de permettre d'utiliser un compteur à faibles performances (donc peu onéreux) tel que le compteur 42 pour mesurer la durée de l'impulsion S28 dont la durée peut, dans le cas des faibles épaisseurs, se chiffrer en dizaines de nanosecondes.
Dans le cas particulier des circuits multiplicateurs 34 et 36 les courants I' et rt2 de charge des condensateurs du circuit 34 et du circuit 36 ont une valeur constante avec I"2 = 2I'2, cependant que les courants Fi et I"i de décharge desdits condensateurs sont variables et que I'. On comprend donc, qu'à raide d'un dispositif unique de réglage de courant 38, on puisse en permanence faire varier le courant Il et donner au coefficient de multiplication des circuits 34 et 36 des valeurs respectivement égales à X et 2X, avec
X variant comme il a été dit ci-dessus, de 25 à 75 environ.
En pratique, les résistances Ri sont chacune formées d'une résistance et d'un transistor, lesdites résistances et lesdits transistors étant appariés, cependant que les bases desdits transistors sont alimentées à partir d'un même potentiomètre de réglage de courant.
En donnant au coefficient X de multiplication de l'étage multiplicateur 34 une valeur proportionnelle à la vitesse de propagation des ondes acoustiques de compression (les seules généralement à considérer du fait du couplage habituel transducteur-objet au moyen d'un intermédiaire liquide) dans le matériau constituant la plaque 10, on obtient donc à la sortie dudit étage 34 une impulsion de durée proportionnelle à la seule épaisseur de ladite plaque. L'oscillateur déclenché 40 auquel est appliquée l'impulsion S34 délivre donc au compteur 42 un nombre d'impulsions exactement proportionnel à l'épaisseur à mesurer.
A l'aide d'un échantillon d'épaisseur connue avec précision et de nature identique à celle de la plaque 10, il est aisé en agissant sur le poten tiomètre de commande de courant 38, de faire varier le coefficient X jusqu'à ce que ladite épaisseur soit affichée par le compteur 42. La mesure de l'épaisseur de la plaque 10 est alors immédiate.
A la sortie des circuits différentiateurs 44 et 48 apparaissent les deux premières impulsions de réfé- rence S46 synchrones des fronts arrière des signaux dé- livrés par les étages multiplicateurs 34 et 36, lesquels signaux ont respectivement pour durée : X (2+e) At et 2X. At. Dans ces conditions, les impulsions S46 sont séparées l'une de l'autre d'un temps égal à : X. P. At.
La bascule 50 qui passe à l'état actif à 1'instant d'apparition du premier écho de fond tS repasse à l'état passif à l'instant d'apparition de la première impulsion de référence fournie par le circuit OU 46. La durée de cette impulsion S 0 est donc, soit : 2X. At, soit : (2-±) X. At suivant la polarité du coefficient d'erreur de mesure. En fait, le signal Sa0 est le plus court des signaux S34 et S36, ce qui permet dans le comparateur d'événements constitue par les circuits 60 à 64, de ne pas tenir compte du signe dudit coefficient s.
L'impulsion S50 est appliquée à l'étage multiplicateur de durée 54 dont le coefficient de multiplication est égal à (1+a) avec a=0, 01 dans le cas du présent exemple. Le signal S54 possède un front avant synchrone du 0 mais sa durée est supérieure de 2a. X. At à celle dudit signal S5. Le front arrière du signal S, 4 apparaît à la sortie du circuit différentiateur 56 sous forme d'une impulsion S56 qui constitue. la troisième impulsion de référence.
On notera que le circuit de multiplication 54 diffère légèrement des circuits 34 et 36 décrits à la fig. 3.
Dans le cas du circuit 54 on désire en effet que la durée de l'impulsion de sortie S54 soit très sensiblement supe- rieure de 1 /0 à celle de l'impulsion d'entrée Sgo et il est alors plus simple pendant l'impulsion d'entrée Sgo de charger le condensateur C avec un courant unique de valeur bien définie I, puis de décharger C avec un autre courant unique de valeur 100 1.
La modification qu'il est, dans ce cas, nécessaire d'apporter au dispositif décrit à Ia fig. 3 consiste à connecter la base du transistor Sj à un circuit de blocage (constitué par un trans- istor) qui reçoit 1'impulsion d'entrée et est adapté a placer le transistor S, dans un état de non-conduction pendant toute la durée de t. D'une manière générale, une telle modification est à utiliser lorsque 1'an désire que le coefficient de multiplication soit égal à (m+1), le terme m pouvant tout aussi bien être ou très petit (mais non pas nul) ou très grand.
En revenant à Ia fig. 1, on voit que la troisième impulsion de référence Sgg nest appliquée à l'entrée de la bascule 60 qu'après un retard r dont la valeur dans le cas présent est de 1 microseconde (ce qui correspond après une multiplication de l'ordre de 70 au temps de transit dans 0, 1 mm d'acier).
En conséquence, la bascule Sgo placée à Fêtât passif par l'impulsion de remise à zéro délivrée par la base de temps 16 Åa l'instant to de l'émission, passe à Fêtât actif à l'instant d'apparition de l'impulsion Sgg fournie par le circuit de retard 58.
Dans ces conditions, la porte 62 se trouve fermée Åa l'instant précis où apparait la seconde impulsion de référence S46. C'est pourquoi, dans le cas particulier du cycle des signaux représentés à la fig. 2, la bascule 64 demeure à l'état passif et le néon 66 reste éteint, ce qui indique que la mesure est correcte.
Par contre, si au cours d'un autre cycle Ia seconde impulsion de référence S46 apparaissait après l'impulsion SÏ8, elle serait transmise par la porte 62 à la bascule 64, laquelle provoquerait l'allumage du néon 66 jusqu'au cycle suivant. Ceci signifierait que la mesure effectuée au cours de ce cycle n'est pas bonne et que l'opérateur se doit de modifier la liaison transducteurobjet de manière que leur contact acoustique soit meilleur et que des échos parasites ne viennent plus perturber Ia mesure.
L'indicateur de sécurité associé à frappa- reff de mesure d'épaisseurs constitue donc une logique de comparaison qui établit que la mesure est bonne (et le néon 66 eteint) tant que :
IX. E. Atl < 2 . X. At+ c'est-à-dire
tant que :
le. At) < 2a. At+r/X ou encore tant que l'erreur e. At sur la position du troisième écho utilisé pour la mesure n'est pas supérieure à la somme d'une erreur relative 2a. At et d'une erreurRTI ID=4.85 HE=5 WI=18 LX=1801 LY=2709>absolue-c/X.
Il est clair que la forme de réalisation décrite cidessus n'est pas la seule possible, mais que de nombreuses variantes sont réalisables.
C'est ainsi par exemple qu'au lieu de sélectionner les échos t, t et t4 on aurait pu sélectionner les échos t2, tS et t ;. Dans ces conditions, la durée de l'impulsionmesure dont les fronts avant et arrière sont respectivement tg e t5 serait (3+e) At, la durée de l'impulsion de contrôle étant inchangée.
On utiliserait alors des cir- cuits multiplicateurs de durée dont les coefficients seraient X et 3X de manière que le décalage entre la a première et la seconde impulsion de référence S46 soit toujours de E. X. At. On notera toutefois que cette solution présente l'inconvénient de nécessiter une puis- sance d'émission plus grande que dans le cas de la fig. 1 et/ou des amplificateurs et des filtres de réception plus complexes. D'une manière générale, on préférera donc la forme de réalisation de la fig. 1.
Par ailleurs, au lieu die prendre les échos t2 et t3 comme fronts avant et arrière de l'impulsion de contrôle, on pourrait prendre t3 et t4. Ceci serait réalisé en appliquant à l'une des entrées du circuit ET 32 la sortie 1 de la bascule 26 au lieu de la sortie 1. On aurait alors comme durée de l'impulsion de contrôle (liez At.
On se donnerait dans ce cas pour lescir- cuits 34 et 36 des coefficients multiplicateurs de durée de (X-f-1) et de (2X+1) de manière que les fronts arrière des impulsions délivrées par lesdits circuits multiplicateurs soient toujours décalés d'un temps égal à
X. e. At, c'est-à-dire que le temps séparant les deux premières impulsions de référence soit directement proportionnel au coefficient d'erreur de mesure c.
Dans ce cas, les circuits mulsspldcateurs utilisés seraient semblables au circuit 54 de la fig. 1, c'est- à-dire d'un type conforme à la variante décrite ci-dessus en commentaire de la fig. 3. Pour des raisons de simpli- cité on préférera donc la forme de réalisation décrite à la fig. 1.
Après avoir décrit les deux variantes ci-dessus, on voit donc que dans un indicateur de bon fonctionnement, les moyens pour délivrer les deux premières impulsions de référence pouvent d'une manière générale, comprendre un groupe de circuits adaptés à sélectionner trois échos de fond déterminés et à engendrer à partir desdits échos une impulsion de mesure et une impulsion de contrôle, l'une desdite :
s impulsions ayant, au coeffi- cient d'erreur de mesure près, une durée égale à un nombre enfer de fois la durée de l'autre, lesdites impul- sions de mesure et de contrôle étant respectivement ap pliquées à un premier et à un second circuit multiplicateur de durée dont les coefficients de multiplication sont dans des rapports tels que les fronts arrière des impulsionsdélivréesparlesditscircuitsmultiplicateurs soient décalés l'un de l'autre d'une durée égale au produit du temps qui sépare doux échos successifs par ledit coefficient d'erreur et le plus faible desdits coef- ficients de multiplication,
lesdits fronts constituant suivant l'ordre de leur instant d'apparition lesdites première et seconde impulsions de référence.
Device for measuring the thickness of an object
To measure the thickness of objects by means of ultrasonic waves, two main methods are used: by resonance and by reflection.
The resonance method has the great advantage of allowing the measurement of thicknesses less than a millimeter, but on the other hand: it presents many disadvantages. First of all, the material which constitutes the object to be measured must not be too absorbent so that a resonance phenomenon can be created between the facing faces, which faces must also be sufficiently level and parallel. As multiple resonances can occur, particular difficulties of interpretation arise which necessitate a complex implementation apparatus, the use of which is often difficult.
The reflection method is widely used, but its use is limited to the measurement of thicknesses: greater than 2 mm. This comes from the difficulty that there is to produce ultrasonic pulses of small width compared to the duration of their transit time in the material. The maximum frequency of the acoustic vibrations used is approximately 15 megacycles and in this case the duration of the transmitted pulse is approximately 0.5 microseconds. The measurement of the time which separates two successive background echoes, that is to say two echoes produced by the face of the object opposite to that in contact with the transducer, is proportional to the thickness of said object. In the case of steel, a thickness of one millimeter gives two echoes 0.3 microseconds apart.
In this type of apparatus, the thickness can be read in three ways: on a cathode ray tube, on a graduated drum or on a needle apparatus. A calibration for each type of material and several preliminary adjustments are necessary before any measurement.
In addition ,, and especially in the case. cathode ray tube devices, reading the result is relatively difficult and imprecise.
The present invention relates to a device for measuring the thickness of an object, comprising an ultrasonic piezoelectric transducer intended to be placed in acoustic contact with the object to be measured and connected to an emission circuit d. 'pulses and has a receiving circuit itself comprising an amplifier and selection means capable of selecting two determined bottom echoes.
Its aim is to provide a measuring device of this type in which the display of the result is presented in digital form using a low performance and therefore inexpensive chronometer counter.
For this, the device according to the invention is characterized in that said selection means comprise a circuit capable of delivering a measurement pulse of a duration equal to the time separating these two echoes and of applying said pulse to the input of an output multiplier circuit;
at. adjustable multiplication coefficient, the output of which is connected to the input of a chronometer counter displaying a number proportional to this duration, the whole being arranged so that by giving the multiplication coefficient a value proportional to the speed of propagation acoustic waves in the material constituting the object Åa measure the number displayed by the meter is proportional to the thickness of this object.
The value of the multiplication coefficient of which the measurement pulse is affected can be determined beforehand in an experimental manner, by means of a measurement carried out on a sample of known thickness and of identical nature to that of the object to be measured. It suffices to adjust the multiplication coefficient so that the indcation shown by the c; hourometer corresponds to the known thickness of the sample.
In a particularly advantageous embodiment of the device according to the invention, provision is made to incorporate into the measuring circuits means which constitute an indicator of correct operation.
Thanks to this arrangement, the operator permanently has information relating to the quality of the measurement carried out, this information being constituted, for example, by the lighting of a neon warning light in the event of a malfunction.
In a preferred embodiment, the device indicating correct operation is arranged so as to perform at each cycle, that is to say during each pulse supplied by the transmission circuit, a comparison between the relative durations d '' a measurement pulse and a control pulse obtained from three successive and selected background echoes, so as to verify that the duration of the control pulse, determined by the time elapsing between the second and the or the third or the first and the second of the bottom echoes is half, with an error coefficient, of the duration of the measurement pulse determined by the first and the third of said bottom echoes.
The appended drawing represents, by way of example, an embodiment of the device according to the invention.
Fig. 1 represents the diagram of the device according to the invention.
Fig. 2, signals taken at various points in the diagram of FIG. 1.
Fig. 3, a pulse duration multiplication circuit.
According to fig. 1, 10 is a plate the thickness of which it is desired to measure and 12 a piezoelectric transducer in acoustic contact (for example by means of a drop of oil) with the plate 10. An emitter 14, triggered by a time base 16, is connected to transducer 12, which is moreover connected to the input of a reception amplifier 18 followed by a detection and filtering circuit-20 and a trigger circuit 22. Following of circuit 22 is placed a gate 24 having a closing control electrode 25 and an output connected to the input of a series of three flip-flops 26, 28 and 30, which each have a reset electrode (27 , 29, 31) connected to the output of the time base 16.
The output 1 of flip-flop 26 and output 1- (in fig. 2) of flip-flop 28 are both applied to the input of an AND logic circuit 32. The output of flip-flop 30 is connected to the electrode 25 of gate 24. Output 1 of flip-flop 28 is also connected to the input of a duration multiplier circuit 34 of the type described in FIG. 3 below. The duration multiplication coefficient X of circuit 34 can vary between approximately 25 and 75. The output Ss2 (FIG. 2) of the circuit 32 is applied to another multiplier circuit of duration 36, which is a multiplication coefficient equal to 2X.
The circuits 34 and 36 are connected to the output of the same current adjustment device 38, the variations of said current determining the value of the parameter X which intervenes in the duration multiplier coefficients of the circuits 34 and 36. The output of the circuit 34 is applied to the input of a triggered oscillator 40, which is connected to a three digit decimal counter 42.
In the particular case of FIG. 1, the decimal counter 42 is suitable for displaying, to the nearest tenth of a millimeter, thicknesses of up to 99.9 mm.
The output signals S34 and S36 (fig. 2) of the multiplier circuits 34 and 36 are respectively applied to differentiator circuits 44 and 48 adapted to deliver a negative pulse at the instant of appearance of the trailing edges of the signals produced by the multiplier circuits 34 and 36. The output pulses of the differentiator circuits 44 and 48 are applied to the input of an OR logic circuit 46 whose output is connected to the reset electrode of a flip-flop Bistable 50, the electrode for bringing said latch to the active state being joined through a differentiator circuit 52 identical to circuits 44 and 48, at output 1 of latch 28.
The pulse S 0 (fig. 2) delivered by the bistable flip-flop 50 is applied to a third multiplier stage of duration whose multiplication coefficient is equal (a + l), the coefficient a equaling for example 0, 01. The output S ! 4 (Fig. 2) of stage 54 is applied to a differentiator circuit 56 identical to 44, which delivers a pulse S-, and is joined to a delay circuit 58 introducing a delay of one microsecond.
The output S, 8 of the delay circuit 58 is applied to the setting input to the active state of a flip-flop 60 whose reset input 61 to the passive state is connected to the output of the base of time 16. The output of the e flip-flop 60 is applied to the opening control electrode of a gate 62, the input of which is connected to the output of the OR logic circuit 46. The output of the gate 62 is applied to the active state input of a flip-flop 64, which comprises a passive reset input 65 joined to the output of the time base 16.
The bistable rocker. 64 is adapted, when it is in the active state, to light a neon 66.
The time base circuit 16 delivers pulses the frequency of which is a few tens of cycles per second. For each pulse supplied by the time base 16, the emitter 14 applies to the piezoelectric transducer 12 a voltage pulse of several tens of volts, the duration of which is approximately one microsecond. Following this excitation, the piezoelectric transducer 12 oscillates on its natural frequency (chosen from 5 to 15 megacycles as an inverse function of the thicknesses to be measured). The transducer 12 being generally equipped with a damper made of a heterogeneous material (dense powder embedded in a thermosetting plastic), the free oscillations of the transducer last a few cycles at most.
A brief acoustic pulse is applied to plate 10 and a series of various echoes (surface and background) are then received by transducer 12 and transmitted to receive amplifier 18.
After detection and filtering by stage 20, a signal S20 shown in FIG. 2: to being the transmit pulse, tt a surface echo, ts à tÏ a series of background echoes and tg another surface echo, etc.
As only background echoes are useful for measuring thicknesses, the echo t, must be neglected.
At the time of transmission, the time base 16 supplies the latches 26, 28 and 30 with a reset pulse which has the effect of placing said latches in a passive state. Under these conditions, the door 24 which is closed when the latch 30 is in the active state, is open.
The set of flip-flops 26, 28 and 30 constitutes a binary divider stage. The first pulse which is applied to said stage is the pulse t since it is synchronized with the pulse to the flip-flops 26, 28, 30 have been reset to the passive state. Flip-flop 26 has on its output 1 an active state during the instants which separate the pulses tt-t2 on the one hand, and t3-t4 on the other hand. The output 1 of the flip-flop 28 is in these conditions in the active state during the time between the pulses t and t4. Signal S28 (fig. 2) illustrates this state.
At the output of AND logic circuit 32, which receives output 1 from flip-flop 28 and output 1 from flip-flop 26, the pulse S32 appears, the duration of which is equal to the time between the pulses t2 and t3. When the pulse t4 is applied to the flip-flops 26, 28 and 30, the flip-flops 26 and 28 return to the passive state while the flip-flop 30 goes into the active state, which causes the closing of the door 24. In these conditions, the various echoes received by the transducer 12 after t4 are not transmitted to the calculation circuits.
We call At the time between the echoes t3 and t2 and (l + ±) At the time between the echoes t4 and t3. Consequently, the signal S28 has a duration of (2 + e) At and S32 a duration of At. The signals S28 and S32 are then respectively applied to the multiplier circuits of duration 34 and 36.
According to a particular characteristic of the device described, a multiplier circuit for the duration of a pulse comprises a capacitor suitable for being charged during the duration t of said pulse by the difference (here-
I2) of two currents L and I2, then discharged by the single current I1 until it returns to its initial potential, the total time during which said capacitor is charged to a potential different from its initial potential is determined by a circuit binary output amplitude comparator, said binary output being the sought-after pulse, the duration of which is 12t / Il.
Thanks to such a circuit, it is possible to multiply the duration of the pulse t by a large coefficient, 100 or 200 for example.
By way of example, we will now, with reference to FIG. 3, describe such a multiplication circuit.
In fig. 3, Si is a pnp transistor whose base is connected to a source of potential of +6 volts, and the emitter joined to a resistor Ri supplied by a source of + 12 volts. A capacitor C is placed between the collector of transistor Si and ground. The emitter of transistor S is, on the other hand, connected to the emitter of a transistor S2 identical to Sl, the collector of which is grounded.
The capacitor C is connected to the collector of an npn transistor S3 whose base is connected to a source of -6 volts and the emitter connected to a resistor R2 supplied by a source of -12 volts. The emitter of transistor S3 is also connected to the emitter of a transistor S4 identical to S3, the collector of which is connected to ground. The base of transistor S4 is supplied by a source of input pulses I. S. which changes the potential of said base from -5 volts in the absence of pulses to -7 volts during the duration of a pulse.
The capacitor C is, on the other hand, connected to the base of an npn transistor S0 whose emitter is grounded and the collector connected to the base of transistor S2 and to a resistor R3 which is supplied by the source of -12 volts. The output pulse of the calculation circuit thus formed is taken from the collector of transistor Sg.
In the absence of an input pulse on the base of transistor ¯S4, -the voltage of ¯5 volts applied to this base places transistor S4-in a conduction state. A voltage substantially equal to -5 volts appears on the emitter of Su, which has the effect of blocking the npn transistor S3, the base of which is at -6 volts.
The assembly formed by transistors Sl, S2, S and capacitor C forms a feedback loop which has the effect of creating at the terminals of capacitor C an idle voltage slightly greater than the unblocking voltage of transistor S6. The th transistor Si supplies the base current necessary for the operation of the transistor S. Note that if the current flowing through Ri varies for some reason, the rest voltage of capacitor C and the base current of transistor S0 flowing through SI will be changed very little, while transistor S2 will absorb almost all of it. this variation.
When the source of input pulses applies to the base of transistor S4 a pulse of duration t similar to that shown in FIG. 3, the transistor S4 is blocked however that the transistor S3 becomes not healthy. As the transistor SS operates on a common basis, a current I2 determined by the resistor R2 and the two voltage sources supplying the transistor passes through the capacitor C and the transistor S3. The voltage across capacitor C drops immediately.
This variation is amplified by the transistor Sg and by the transistor S2, which quickly has the effect of placing the transistor S * 2 in the off state and, on the other hand, of passing a current through the transistor S1 mounted on a common base. It determined by resistance R: and the two power sources of the transistor. During the duration of the pulse t, an In-in current therefore charges the capacitor C.
In the particular case of the embodiment described, it is essential that Iw2 be greater than Il. As a result, the voltage across capacitor C decreases in a linear fashion as shown in fig. 3.
At the end of the pulse t, the capacitor C has taken on a charge variation Q-Qo = (L-I) t. As soon as the pulse t disappears, the transistor S4 becomes immediately on again, however, the transistor S3 is blocked and S and S2 remain blocked. Under these conditions, only the current Il continues to supply the capacitor C.
The voltage at the terminals of C therefore rises in a linear fashion until said voltage again reaches the threshold for enabling transistor S0. At this precise moment, the transistor S0 begins to conduct again and a current which increases rapidly passes through the resistor R. This has the effect of placing the transistor S2 in a conduction state and of diverting through said transistor S2 almost all of the current Il to no longer allow the current necessary to supply the base of the transistor S0 to pass through the transistor Si. We therefore find again at this precise moment the state of rest in which the circuit was located before the application of the pulse of duration t.
The time T which the capacitor C takes to lose the charge (Q-Qo) taken during the pulse of duration t, and therefore to return to its initial state, is defined by I1. T- = Q-Qo. These relations immediately give T / t = I2 / Ii-1. As the supply voltages of the transistors Si and S3 are equal in absolute value, T / t = (Ri / R2) -1. The square wave which appears on the collector of transistor Sg has a duration equal to the blocking time of said transistor, that is to say (t + T), or (Ri / Rt,
This device therefore constitutes a duration multiplier circuit which delivers an output pulse of duration proportional to the duration of the control pulse t, the coefficient of proportionality being, in the particular case of the embodiment described, equal to the ratio. wearing of resistors Ri and R2. As Ri can be very large compared to R2, the duration multiplication circuit thus produced can have a multiplying coefficient which can reach several hundreds.
In an ultrasonic device for measuring the thickness of objects, the advantage of the duration multiplier circuit 34 is to allow the use of a low performance counter (therefore inexpensive) such as the counter 42 to measure the duration of the pulse S28, the duration of which can, in the case of small thicknesses, be in the tens of nanoseconds.
In the particular case of the multiplier circuits 34 and 36, the charging currents I 'and rt2 of the capacitors of the circuit 34 and of the circuit 36 have a constant value with I "2 = 2I'2, while the currents Fi and I" i of discharge of said capacitors are variable and that I '. It is therefore understood that, with the aid of a single current adjustment device 38, it is possible to continuously vary the current II and to give the multiplication coefficient of the circuits 34 and 36 values respectively equal to X and 2X, with
X varying as stated above, from 25 to 75 approximately.
In practice, the resistors Ri are each formed of a resistor and a transistor, said resistors and said transistors being matched, while the bases of said transistors are supplied from the same current adjustment potentiometer.
By giving the multiplication coefficient X of the multiplier stage 34 a value proportional to the propagation speed of the compression acoustic waves (the only ones generally to be considered due to the usual transducer-object coupling by means of a liquid intermediate) in the material constituting the plate 10, we therefore obtain at the output of said stage 34 a pulse of duration proportional to the thickness of said plate alone. The triggered oscillator 40 to which the pulse S34 is applied therefore delivers to the counter 42 a number of pulses exactly proportional to the thickness to be measured.
Using a sample of precisely known thickness and identical in nature to that of the plate 10, it is easy, by acting on the current control potentiometer 38, to vary the coefficient X until that said thickness is displayed by the counter 42. The measurement of the thickness of the plate 10 is then immediate.
At the output of the differentiating circuits 44 and 48 appear the first two reference pulses S46 synchronous with the trailing edges of the signals delivered by the multiplier stages 34 and 36, which signals have respectively for duration: X (2 + e) At and 2X. At. Under these conditions, the pulses S46 are separated from each other by a time equal to: X. P. At.
The flip-flop 50 which goes into the active state at the instant of appearance of the first background echo tS goes back to the passive state at the instant of appearance of the first reference pulse supplied by the OR circuit 46. duration of this pulse S 0 is therefore: 2X. At, or: (2- ±) X. At depending on the polarity of the measurement error coefficient. In fact, the signal Sa0 is the shortest of the signals S34 and S36, which allows in the event comparator constituted by the circuits 60 to 64, to ignore the sign of said coefficient s.
The pulse S50 is applied to the multiplier stage of duration 54, the multiplication coefficient of which is equal to (1 + a) with a = 0.01 in the case of the present example. Signal S54 has a leading edge synchronous with 0 but its duration is greater than 2a. X. At to that of said signal S5. The trailing edge of signal S, 4 appears at the output of differentiating circuit 56 in the form of a pulse S56 which constitutes. the third reference pulse.
It will be noted that the multiplication circuit 54 differs slightly from the circuits 34 and 36 described in FIG. 3.
In the case of circuit 54, it is in fact desired that the duration of the output pulse S54 be very appreciably greater by 1/0 than that of the input pulse Sgo and it is then simpler during the pulse. input Sgo to charge capacitor C with a single current of well-defined value I, then to discharge C with another single current of value 100 1.
The modification which it is, in this case, necessary to make to the device described in Ia fig. 3 consists in connecting the base of the transistor Sj to a blocking circuit (constituted by a transistor) which receives the input pulse and is adapted to place the transistor S in a non-conduction state for the entire duration. of t. In general, such a modification is to be used when 1'an wants the multiplication coefficient to be equal to (m + 1), the term m being able just as well to be or very small (but not zero) or very tall.
Returning to fig. 1, it can be seen that the third reference pulse Sgg is not applied to the input of the flip-flop 60 until after a delay r, the value of which in the present case is 1 microsecond (which corresponds after a multiplication of the order of 70 at transit time in 0.1mm steel).
Consequently, the rocker Sgo placed at Fêtât passive by the reset pulse delivered by the time base 16 Å at the moment to of transmission, passes to Fêtât active at the moment of appearance of the pulse. Sgg supplied by delay circuit 58.
Under these conditions, the gate 62 is closed at the precise instant when the second reference pulse S46 appears. This is why, in the particular case of the cycle of the signals represented in FIG. 2, the flip-flop 64 remains in the passive state and the neon 66 remains off, which indicates that the measurement is correct.
On the other hand, if during another cycle the second reference pulse S46 appeared after the pulse S18, it would be transmitted through the gate 62 to the latch 64, which would cause the lighting of the neon 66 until the next cycle. This would mean that the measurement made during this cycle is not good and that the operator must modify the transducer-object connection so that their acoustic contact is better and that parasitic echoes no longer disturb the measurement.
The security indicator associated with the thickness measurement coupa therefore constitutes a comparison logic which establishes that the measurement is good (and the neon 66 goes out) as long as:
IX. E. At1 <2. X. At + that is to say
as long as :
the. At) <2a. At + r / X or as long as the error e. At on the position of the third echo used for the measurement is not greater than the sum of a relative error 2a. At and an error RTI ID = 4.85 HE = 5 WI = 18 LX = 1801 LY = 2709> absolute-c / X.
It is clear that the embodiment described above is not the only one possible, but that many variations are possible.
Thus, for example, instead of selecting the echoes t, t and t4, we could have selected the echoes t2, tS and t;. Under these conditions, the duration of the measurement pulse whose front and rear edges are respectively tg e t5 would be (3 + e) At, the duration of the control pulse being unchanged.
One would then use multiplier circuits of duration whose coefficients would be X and 3X so that the shift between the a first and the second reference pulse S46 is always EX At. It will be noted however that this solution has the disadvantage of require a greater transmission power than in the case of fig. 1 and / or more complex amplifiers and reception filters. In general, therefore, the embodiment of FIG. 1.
Moreover, instead of taking the echoes t2 and t3 as the front and rear edges of the control pulse, we could take t3 and t4. This would be achieved by applying to one of the inputs of AND circuit 32 output 1 of flip-flop 26 instead of output 1. We would then have the duration of the control pulse (link At.
In this case, for the circuits 34 and 36, we would give ourselves multiplier coefficients of duration of (Xf-1) and of (2X + 1) so that the trailing edges of the pulses delivered by said multiplier circuits are always shifted by one. time equal to
X. e. At, that is to say that the time separating the first two reference pulses is directly proportional to the measurement error coefficient c.
In this case, the multiplexer circuits used would be similar to circuit 54 of FIG. 1, that is to say of a type conforming to the variant described above in the commentary on FIG. 3. For reasons of simplicity, therefore, the embodiment described in FIG. 1.
After having described the two variants above, it can therefore be seen that in an indicator of correct operation, the means for delivering the first two reference pulses can generally comprise a group of circuits adapted to select three back echoes. determined and to generate from said echoes a measurement pulse and a control pulse, one of said:
s pulses having, to the nearest measurement error coefficient, a duration equal to a hell number of times the duration of the other, said measurement and control pulses being respectively applied to a first and to a second duration multiplier circuit whose multiplication coefficients are in ratios such that the trailing edges of the pulses delivered by said multiplier circuits are shifted from one another by a duration equal to the product of the time between successive echoes by said error coefficient and the lowest of said multiplication coefficients,
said edges constituting, according to the order of their instant of appearance, said first and second reference pulses.