Dispositif électronique comprenant au moins un circuit électronique intégré La présente invention a pour objet un dispositif électronique comprenant au moins un circuit élec- tronique intégré constitué par des transistors du même type et par des, éléments passifs, ces. transistors et ces éléments étant réalisés sur une même face d'un corps, notamment d'un corps semi-conducteur monocristallin, et reliés entre eux de manière à for mer un circuit électronique déterminé.
Comme on le sait, l'intégration des circuits élec- troniques de conception classique, par exemple dans un monocristal semi-conducteur, notamment des cir cuits microscopiques à très faible consommation de puissance, se heurte actuellement à une très grande difficulté que présente la réalisation des, résistances de grande valeur ohmique.
Pour éliminer cette difficulté, il faudrait que les circuits à intégrer soient les circuits ne comportant pas de résistances. De tels circuits sont, par exemple, les circuits. basés sur l'utilisation de transistors com plémentaires reliés en série et commandés par une même tension..
Comme on le sait, un circuit formé de deux transistors complémentaires reliés en série, ali mentés par une source de tension continue et com mandés par u ne même tension, fonctionne de la ma nière suivante Si la tension d'entrée (de commande), par rap port au pôle négatif de la source d'alimentation, est nulle, c'est le transistor connecté au pôle positif de la source d'alimentation qui conduit et la tension de sor tie est alors égale à la tension d'alimentation. Si la tension d'entrée est au moins égale à la tension d'ali mentation, c'est le transistor relié au pôle négatif de la source d'alimentation qui conduit et la tension de sortie est alors nulle.
Un tel circuit<B>de</B> base comprenant deux transis tors complémentaires reliés en série se prête donc bien pour la réalisation de circuits plus complexes, tels que des oscillateurs, des amplificateurs, des cir cuits basculants, des. circuits, logiques, etc., ne com portant pas de résistances.
Toutefois, pour la réalisa tion d'un circuit à faible consommation de puis sance, il faut que des transistors utilisés soient des transistors ne nécessitant qu'un courant de com mande très faible et qui, lorsque ce courant de com mande est nul, sont traversés par un courant très faible. Ces, conditions sont .remplies, par exemple, par un transistor à effet de champ à électrode de commande isolée, par un transistor planar ou encore par un transistor TFT (thin - film - transistor).
Comme on le sait, un transistor à effet de champ à électrode de commande isolée, dont le principe est connu depuis fort longtemps, comprend une anode et une cathode constituées chacune par une zone semi-conductrice du même type de conduction, ces zones, étant réalisées sur le même côté d'un corps semi-conducteur du type de conduction opposé à celui des zones.
L'électrode de commande est sépa rée des, deux zones par une couche isolante déposée sur la surface du corps comprise entre les deux zones et sur une partie de ces dernières. Suivant que les deux zones sont du .type P ou N, le transistor qu'elles forment est du type P ou N.
Il résulte de ce qui précède que, grâce à l'utili sation de transistors complémentaires, notamment de transistors à effet de champ à électrode de com mande isolée, il est possible de former un circuit électronique ne comportant pas de résistances, et ne consommant qu'une très faible énergie. L'absence des résistances, qui sont donc l'obstacle majeur pour l'in- tégration d'un circuit, devrait donc rendre cette der nière possible.
Toutefois, une autre difficulté inhé rente à l'utilisation des transistors complémentaires rend la réalisation d'un circuit intégré très délicate et compliquée.
En effet, la réalisation, dans un même cristal, des transistors complémentaires demande un très grand nombre d'opérations d'une technologie très délicate. Ainsi, par exemple, pour intégrer deux transistors complémentaires à effet de champ à électrode de commande isolée, il est nécessaire de réaliser sur la même face d'un cristal, par exemple d'un cristal du type P, deux zones du type N,
de déposer à proxi- mité de ces zones une couche monocristalline du type N ayant un dopage bien déterminé et de réaliser dans celle-ci deux zones du type P.
Il résulte donc de ce qui précède qu'il est néces- saire, pour rendre possible et relativement facile l'in tégration d'un circuit électronique, non seulement que celui-ci ne comporte pas de résistances. mais aussi que tous les transistors qu'il comprend soient d'un même type, c'est-à-dire que tous les transistors soient ou du type P ou du type N.
C'est précisément le cas du. circuit intégré que comprend le dispositif objet de l'invention. Ce dis positif est caractérisé par le fait que tous les élé ments passifs de ce circuit électronique intégré sont des condensateurs et que ce circuit comprend au moins un circuit élémentaire formé d'au moins un transistor et d'au moins un condensateur, destinés à être reliés, en série, à une source de tension d'ali mentation périodique.
Le dessin annexé représente, schématiquement et à titre d'exemple, une forme d'exécution du dispositif objet de l'invention, quelques variantes de cette forme d'exécution et quelques diagrammes explicatifs.
La fig. 1 est une vue en perspective de ladite forme d'exécution.
La fig. 2 est une coupe suivant II-II de la fig. 1. La fig. 3 est une coupe suivant III-III de la fig. 1. La fig. 4 montre le schéma électrique du disposi tif de la fig. 1.
Les fig. 5 et 6 montrent deux caractéristiques électriques du dispositif de la fig. 1.
Les fig. 7 et 8 montrent deux vues d'un transistor à effet de champ à électrode de commande.isolée, utilisé dans le dispositif de la fig. 1.
Les fig. 9 et 10 montrent deux caractéristiques électriques du transistor de la fig. 7.
La fig. 11 montre uns autre forme d'exécution d'un transistor à effet de champ à électrode de com mande isolée.
La fig. 12 est une coupe suivant XII-XII de la fig. 11.
Les fig. 13 et 14 montrent les schémas électriques de deux variantes du circuit intégré du dispositif de la fig. 1.
Les fig. 15 et 16 montrent des caractéristiques électriques de la variante selon le schéma de la fig. 14. Les fig. 17 à 19 montrent les schémas électriques de trois autres variantes du circuit intégré du dispo sitif de la fig. 1.
Le dispositif représenté aux fig. 1, 2 et 3 est constitué par un monocristal semi-conducteur 1, par exemple de silicium du type P . Le monocristal 1 est représenté sur la fig. 1 sans une partie de son épaisseur, celle-ci étant enlevée pour faciliter la représentation avec une seule échelle. Sur sa face supérieure, le monocristal 1 comprend trois zones 2, 3 et 4 monocristallines du type N obtenues, par exemple, par un procédé de diffusion.
La forme géo métrique de chacune de ces trois zones 2, 3 et 4 est prévue de manière qu'elles puissent constituer les anodes et les cathodes de trois transistors à effet de champ à électrode de commande isolée. Ainsi, les zones 2 et 3 et une première électrode de com mande 5 forment un premier transistor Tl, les zones 3 et 4 avec une deuxième électrode 6, respectivement une troisième électrode 7 formant un deuxième trans istor T2, respectivement un troisième transistor T3. L'isolation des électrodes 5, 6 et 7 des zones 2, 3 et 4 est obtenue au moyen d'une mince couche 8,
par exemple d'oxyde de silicium. Le dispositif com prend encore deux autres électrodes 9 et 10 reliant le transistor Tl à une source de tension d'alimenta- tion <B>SI.</B> L'électrode 9 est reliée au transistor Tl par l'intermédiaire d'un condensateur Cl formé par elle même, la couche isolante 8 et la zone 3. L'électrode 10 est reliée au transistor Tl par la zone 2 avec la quelle elle forme un contact 11.
L'électrode 10 est également reliée au transistor T2 par l'intermédiaire d'un condensateur C2 formé par elle-même, l'isola tion 8 et la zone 4. Les électrodes de commande 6 et 7 des transistors T2 et T3 sont en contact, respec tivement avec les zones 3 et 4, au moyen des con tacts 12 et 13.
Les électrodes 5 et 10 sont reliées chacune à uns borne d'entrée, respectivement 14 et 15, ces dernières étant destinées à être reliées à une source de tension de commande. L'électrode 10 est en outre reliée à une des bornes de sortie, notamment à la borne 16, l'autre borne de sortie 17 étant reliée à l'électrode 7. Le cristal 1 est relié à la masse par un contact non représenté. Il peut aussi être pola risé négativement par rapport à la masse.
Comme on le voit, le dispositif décrit comprend un circuit intégré, c'est-à-dire un circuit formé d'un seul bloc, en l'occurrence d'un bloc de monocristal 1.
La fig. 4 représente le schéma électrique du cir cuit intégré que comprend le dispositif. Ce circuit intégré comprend un circuit élémentaire formé du transistor Tl relié en série avec le condensateur Cl et la source de tension<B>SI.</B> Cette dernière délivre une tension d'alimentation périodique Vo sous forme d'impulsions rectangulaires unidirectionnelles.
L'élec trode de commande 5 du transistor Tl est reliée à une des bornes d'entrée 14 et 15, notamment à la borne 14, bornes destinées à être reliées à une source de tension de commande Ve .
Le circuit intégré com prend en outre un filtre d'harmoniques supérieurs reliant le circuit élémentaire aux bornes de sortie 16 et 17 et formé des transistors T. et T3 et du conden sateur C2. Les transistors T, et T3 sont en opposition et sont reliés de manière à former chacun un deux- pôles, c'est-à-dire de manière à présenter une carac téristique similaire à celle d'une diode.
Les transistors que comprend le circuit décrit sont des transistors à effet de champ à électrode de commande isolée. Un tel transistor est représenté aux fig. 7 et 8 et ses caractéristiques de fonctionnement aux fig. 9 et 10.
Comme on le voit le transistor comprend une anode (drain) A et une cathode (source) K consti tuées par deux zones semi-conductrices monocristal- lines du type N, que comprend un monocristal du type P. L'électrode de commande E est séparée des deux autres électrodes A et K par une couche iso lante I d'où la désignation électrode de commande isolée . B et L désignent, respectivement, la largeur et la longueur du canal, c'est-à-dire de la partie du monocristal P comprise entre les deux zones A et K.
Si l'on applique (fig. 8) entre la cathode K et l'anode A une tension continue Vo et entre la ca thode K et l'électrode de commande E une tension Ve, il se forme, à partir d'une certaine valeur Veo (fig. 10) de cette dernière tension, dite seuil , une zone d'inversion sous la couche isolante I donnant lieu à un courant ï. La fig. 9 montre la dépendance du courant i de la tension Vo pour différentes va leurs de la tension Ve .
Comme on le voit, pour cha que valeur de la tension Ve il y a une saturation du courant i à partir d'une certaine valeur de la tension Vo, notamment à partir de Vo > Ve - Veo Le courant de saturation d'un transistor donné est déterminé par la relation suivante
EMI0003.0038
où K est une constante qui dépend de la capacité de la couche I et de la mobilité effective des porteurs de charge de la zone d'inversion influencée.
La fig. 10 montre la racine carrée du courant de saturation !s en fonction de la .tension de commande Ve .
L'examen du schéma, représenté à la fig. 4, per met de constater qu'il s'agit d'un étage d'amplifica tion de tension et que le circuit formé du transistor Tl, du condensateur Cl et de la source Sl devrait être un circuit élémentaire amplificateur de tension. Or, ce circuit élémentaire diffère des circuits classi ques connus par l'absence de résistance et par le genre de tension d'alimenta#.ion. Il y a donc lieu de voir sous quelles conditions un tel circuit est réelle ment un circuit amplificateur de tension.
On suppose, dans ce qui suit, que Veo = 0. Pour une tension d'entrée
EMI0003.0053
où T est la période de la tension Vo et K' une cons tante égale à K
EMI0003.0056
(voir plus haut), la valeur moyenne de la tension V,
est
EMI0003.0057
et pour une tension d'entrée
EMI0003.0058
cette valeur moyenne est
EMI0003.0059
L'amplification
EMI0003.0060
est maximale lorsque
EMI0003.0062
et sa valeur est
EMI0003.0063
Il est évident que le courant inverse de la jonc tion N - P que forme la zone 3 constituant à la fois l'anode du transistor Tl et une électrode du conden sateur Cl (voir fig. 1 et 4), doit âtre au plus égal à
EMI0003.0066
Pour une jonction ayant, par exemple, une sur face de l'ordre de 2 - 10-E cm-' et dans le cas où on utilise un cristal de silicium, on obtient, pour ce courant inverse,
facilement une valeur de l'ordre de 10-10 à 10-11 A. Si l'on admet, d'une part, pour l'autre électrode du condensateur Cl formée en l'oc currence par une partie de l'électrode 9 (fig. 1 et 3), une surface de 10-6 cm-, et, d'autre part, pour la couche isolante 8 formée en l'occurrence d'oxyde de silicium (fig. 1 et 3), une épaisseur de 1000A, on obtient pour le condensateur Cl, une capacité d'en viron 0,035 pF. Compte tenu de cette dernière va leur et de celle du courant inverse, et en supposant que la tension d'alimentation (Vo) est égale à 3 volts,
la période T de celle-ci peut être au maximum égale à 10-3 secondes.
Pour le transistor T, (fig. 1, 7 et 8), on peut facilement obtenir pour la constante K' une valeur de 10-s A/V2.
Compte tenu des valeurs ci-dessus, l'amplification
EMI0003.0083
Il est à remarquer que la consommation maxi male de puissance de cet amplificateur est de l'ordre de 10-10 watts..
La fig. 6 montre la variation de la forme de la tension de sortie Vi en fonction de l'amplitude de la tension d'entrée Ve dont la variation est représentée à la fig. 5. Comme on le voit pour Ve = 0, Vi est une tension. rectangulaire égale à Vo. Avec l'aug mentation du VP, la forme de Vi change de plus en plus pour devenir un triangle dont la base dimi nue avec l'augmentation du Ve .
Il résulte de ce qui précède que le circuit formé du transistor Ti, du condensateur Ci .et de la source Si est effectivement un circuit amplificateur de ten sion. On voit également que la réalisation d'un tel circuit sous forme d'un circuit intégré est relative ment facile, ce qui est loin d'être le cas d'un circuit à résistances qui devrait avoir une amplification de même ordre à consommation égale.
Il est à remarquer que la tension d'alimentation, qui est en l'occurrence une tension sous forme d'une suite d'impulsions unidirectionnelles, peut également être une tension sous forme d'une suite d'impulsions bidirectionnelles ou encore une tension sinusoïdale.
Comme on le voit par ce qui précède, grâce à la conception d'un circuit élémentaire amplificateur de tension, ne comportant qu'un transistor et un con densateur, donc ne comportant -ni résistances ni transistors complémentaires, le problème d'intégra tion se trouve grandement simplifié. La réalisation d'un tel circuit amplificateur est rendue possible grâce à l'utilisation d'une tension d'alimentation périodique.
Pour la fabrication du dispositif décrit et repré senté, on peut utiliser, par exemple, la méthode pho:tolithographique aujourd'hui bien connue. Cette méthode est basée sur le fait que certaines substan ces peuvent être rendues insolubles par exposition préalable à la lumière ultraviolette. Pour diffuser les zones 2, 3 et 4 dans le monocristal 1, on oxyde d'abord la surface de celui-ci, on recouvre la sur face oxydée d'une substance photosensible et on l'ex pose à la lumière ultraviolette à travers un photo- négatif masquant les endroits. où l'on désire obtenir les zones 2, 3 et 4. La couche d'oxyde recouvrant ces endroits est ensuite dissoute pour procéder à la diffusion.
Celle-ci terminée, on oxyde de nouveau toute la surface du monocristal et on enlève, comme expliqué ci-dessus, la couche d'oxyde aux endroits où doivent figurer les contacts 11, 12 et 13. Pour obtenir ceux-ci et les. différentes électrodes, on dé pose sur toute la surface une couche métallique, par exemple une couche d'aluminium, puis on l'enlève, toujours par la méthode photolithographique, aux endroits où elle ne doit pas figurer.
Le fait qu'une des électrodes d'un condensateur est constituée par l'anode d'un transistor permet de n'avoir à déposer qu'une .seule couche métallique, ce qui simplifie grandement la fabrication.
Il est à remarquer que, dans les circuits intégrés, il est souvent important de pouvoir réduire le plus possible des interactions entre différents éléments. Ainsi, par exemple, le couplage entre les deux zones soumises à une tension alternative, d'un transistor à effet de champ à électrode de commande isolée, et d'autres zones du circuit intégré, peut être forte ment réduit en entourant l'une des zones par l'autre zone du même transistor comme représenté aux fig.11 et 12.
D'autre part, pour éviter la formation éven tuelle d'une zone d'inversion sous les connexions d'une électrode de commande, on peut diffuser dans le cristal, sous de telles connexions, une zone du même type que celui-ci fortement dopée, telle que la zone X à la fig. 11.
Le circuit intégré donné en exemple est un cir cuit électronique simple formé d'un circuit élémen taire amplificateur de tension et d'un filtre, mais il va sans dire que la possibilité d'intégration de ce circuit élémentaire permet l'intégration de n'importe quel autre circuit électronique plus complexe qui utilise comme circuit de base ce circuit élémentaire. En effet, le circuit élémentaire amplificateur de ten sion décrit peut être utilisé pour la formation de divers circuits électroniques.
La fig. 13 montre le schéma d'un circuit flip-flop dit Set-Reset comprenant deux circuits élémen taires amplificateurs de tension, à savoir Ti, Ci et T'1, C'1 alimentés par la source<B>SI.</B> La sortie de chacun de ces deux circuits est reliée d'une part à une borne de sortie, respectivement 16' et 16, et d'autre part, par l'intermédiaire de deux transistors en opposition reliés chacun en un deux-pôles respec tivement T., T3 et T'2,
T'3 à l'électrode de com mande d'un transistor, respectivement T4 et T'4, relié en parallèle avec le transistor de l'autre circuit am- plificateur, respectivement Ti et T'1. Les deux trans istors, en opposition, respectivement T2, T3 et T'2, T'3, forment avec la capacité d'entrée du transistor, respectivement T'.1 et T4, un filtre.
Suivant que l'on applique la tension de com mande à l'entrée Set ou Reset , c'est-à-dire suivant que l'on applique la tension V,, ou V'e, le circuit est mis. dans l'un ou l'autre de ses états stables.
Le circuit flip-flop: décrit ci-dessus peut être faci lement intégré puisqu'il ne comporte que des transis tors du même type et des condensateurs.
La fig. 14 montre le schéma d'un étage d'un cir cuit démultiplicateur de fréquence comprenant deux circuits, élémentaires amplificateurs de tension, à sa voir Ti, Ci et T'1, C'1. Le point II du circuit Ti, Ci est relié d'une part, par l'intermédiaire d'un trans istor T5 connecté en deux-pôles et du filtre formé de T2, T3 et C2 , à l'électrode de commande d'un trans istor T'G, et d'autre part,
par l'intermédiaire d'un transistor T7, à la masse. De même, le point II' du circuit T'1, C'1 est relié d'une part, par l'intermé diaire d'un transistor T'5 et du filtre formé de T'2 , T'3, et C'2, à l'électrode de commande d'un transis tor T,;, et d'autre part, par l'intermédiaire d'un trans istor T'71 à la masse.
La tension d'alimentation Vo est fournie par la source S1 et la tension de commande Ve par une seconde source S2, par l'intermédiaire des condensateurs C3 et C'3.
Le circuit démultiplicateur décrit ci-dessus fonc tionne de la manière suivante Le circuit doit être dimensionné de manière que le rapport C de l'ensemble formé par le transistor T. et le condensateur C3, respectivement par le transistor T', et le condensateur C'3, soit bien supé rieur que le même rapport de l'ensemble formé par Tl et<B>CI,</B> respectivement par T'1 et C'l.
Le fonctionnement est décrit en partant du mo ment pour lequel le condensateur C2 se trouve chargé et le condensateur C'2 déchargé. Le transistor T'6 est dans l'état de conduction et le transistor T6 blo qué. Il est à remarquer qu'en l'occurrence les ten sions. V, et Vo, fournies, respectivement, par les sources<B>SI</B> et S2, sont identiques.
Une impulsion de tension Ve, et par conséquent de V., donne lieu à une très courte impulsion de tension au point I' qui rend le transistor T'1 con ducteur pendant un temps si court que le condensa teur C'1 ne reçoit pratiquement aucune charge, de sorte que la tension Vo apparaît au point II'. En même temps la tension Ve apparaît au point I, puis que le transistor TG est encore bloqué, de sorte que le transistor Tl est mis dans l'état de conduction et le condensateur Cl est chargé. La tension au point II devient donc nulle.
D'autre part, le transistor T7 est également mis dans l'état de conduction par la ten sion apparue au point I, ce qui provoque la décharge, relativement lente, du condensateur C2, à travers le transistor T2. Entre-temps le condensateur C'2 est chargé, relativement lentement à travers les transis tors T'5 et T'3, par la tension du point II'.
Grâce au transistor T'5 qui fonctionne de manière semblable à celle d'une diode, le condensateur C'2 reste chargé jusqu'à ce que le flanc positif de la pro chaine impulsion de tension Ve remette, comme dé crit ci-dessus., le circuit dans son état de départ.
Les fig. l6a à 16h montrent la tension aux diffé rents points du circuit décrit ci-dessus en fonction dé la tension de commande V, représentée à la fig. 15. On voit donc que la fréquence de la tension de sortie (fig. 16e à 16h) est deux fois plus. petite que la fréquence d'entrée (fig. 15). Il s'agit donc bien d'un étage démultiplicateur de fréquence.
Dans l'exemple du circuit démultiplicateur ci-des sus, la tension de commande et la tension d'alimen tation, qui sont identiques sont fournies par deux sources<B>SI</B> et S2 indépendantes. Il va sans dire que l'on peut utiliser une seule source. Il est évident qu'un tel circuit peut également fonctionner dans le cas où les deux tensions seraient les tensions. sinusoï dales, ou encore des tensions sous forme d'impulsions d'autres formes.
Grâce aux transistors T5 et T'5, la fréquence de la tension de commande Ve peut être différente mais inférieure à celle de la tension d'ali mentation Vo . Il va sans dire que dans ce cas, il s'agirait de démultiplication de la tension Ve . La fig. 17 montre une variante du circuit élémen taire amplificateur de tension décrit ci-dessus.
Comme on le voit, la sortie est reliée à l'électrode de com mande d'un deuxième transistor T$ relié lui-même en série avec un troisième transistor T,, dont l'électrode de commande est reliée à l'entrée du circuit. Une source de tension continue S3 alimente les transistors T8 et T9.
Comme on le voit, il s'agit en réalité de deux circuits amplificateurs commandés par la même ten sion d'entrée V,. Le premier de ces circuits est le circuit formé du transistor Tl, du condensateur Cl et de la source<B>SI,</B> le second étant formé des deux transistors T8 et T9 et de la source S3, le premier transistor T8 de ce second circuit, représentant la charge, étant commandé par la tension de sortie du premier circuit.
Il est facile de voir que, en l'absence de la ten sion d'entrée Ve, les transistors Tl et T9 sont blo qués et le transistor T8 est conducteur, de sorte qu'on obtient la tension de sortie Vs. En présence d'une tension Ve suffisante, la tension Vs est nulle, puisque le transistor T8 est bloqué et les transistors Tl et T9 sont conducteurs.
Il en résulte que dans, cette variante le circuit amplificateur amplifie non seulement la tension mais également la puissance.
Il est à remarquer que la source de tension con tinue S3 peut être remplacée par une source de ten sion périodique, par exemple par la source<B>SI.</B>
Il va sans dire que le circuit amplificateur élé mentaire selon la variante décrite ci-dessus peut être utilisé pour la formation de mêmes circuits électro- niques que le circuit élémentaire de la fig. 4, c'est- à-dire des circuits plus complexes ne comprenant que des transistors du même type et des condensa teurs et pouvant être intégrés.
La fig. 18 montre un autre circuit élémentaire amplificateur de tension pouvant être utilisé dans le dispositif électronique décrit. Comme on le voit, ce circuit est formé d'un multiplicateur de tension cons titué, en l'occurrence, par trois transistors T,,, Tl, et Tl2 reliés chacun en un deux-pôles, et par trois con densateurs C,, C; et C" ces transistors et conden sateurs étant reliés entre eux de la même manière que les diodes et les condensateurs d'un multiplica teur de tension classique.
L'entrée du multiplicateur est commandée par un transistor Tl3 alimenté par la source<B>SI.</B>
Lorsqu'on applique à l'entrée une impulsion de la tension Ve d'une durée bien plus longue que celle d'une impulsion de la tension d'alimentation Vo, on obtient, après, un temps dépendant des caractéristi ques des transistors Tlo à Tl2 et des condensateurs C4 à CG, une tension de sortie Vs ayant une ampli tude environ deux fois plus grande que celle de la tension V'.
Ce circuit qui ne comprend que des transistors du même type et des condensateurs, permet égale- ment la formation de circuits électroniques plus com plexes pouvant être intégrés.
La fig. 19 montre le schéma d'un circuit flip flop dit < c S.et Reset v réalisé au moyen de deux circuits amplificateurs décrits ci-dessus.
Pour simplifier le dessin, les deux multiplicateurs de tension sont dési gnés par M et M'. Il est à remarquer que ces mul tiplicateurs peuvent être les mêmes que celui repré senté à la fig. 18 ou encore d'un autre type réalisé avec des transistors d'un même type et des conden sateurs.
Comme on le voit, l'entrée de chacun des circuits multiplicateurs M et M' est commandée par deux transistors reliés en parallèle, respectivement T13, T14 et T'13, T'14, alimentés par la source de ten sion<B>SI.</B> Les transistors T13 et T'13 sont commandés, respectivement, par les tensions Ve et V'e, les trans istors T14 et T'14 étant commandés, respectivement,
par les tensions de sortie V's et VS . La sortie de cha cun des deux multiplicateurs M et M' est reliée en parallèle à deux transistors, respectivement T15, Tlo et T'15, T'lc, dont le premier, respectivement T15 et T'15, est commandé par la tension de commande de l'autre multiplicateur, le second, respectivement Tlo et T'lo,
étant commandé par la tension de sortie de l'autre multiplicateur.
Suivant que l'on applique la tension de com mande Ve ou V',, le circuit est mis dans l'un ou l'autre de ses états stables déterminés, respectivement, par la présence de l'une ou de l'autre des tensions de sortie Vs et Vs.
Electronic device comprising at least one integrated electronic circuit The present invention relates to an electronic device comprising at least one integrated electronic circuit constituted by transistors of the same type and by passive elements, these. transistors and these elements being produced on the same face of a body, in particular of a monocrystalline semiconductor body, and interconnected so as to form a determined electronic circuit.
As is known, the integration of electronic circuits of conventional design, for example in a semiconductor single crystal, in particular microscopic circuits with very low power consumption, currently comes up against a very great difficulty which the realization presents. of, resistors of great ohmic value.
To eliminate this difficulty, the circuits to be integrated would have to be the circuits not comprising resistors. Such circuits are, for example, circuits. based on the use of complementary transistors connected in series and controlled by the same voltage.
As we know, a circuit formed by two complementary transistors connected in series, supplied by a DC voltage source and controlled by a same voltage, works in the following way If the input (control) voltage, compared to the negative pole of the power source, is zero, it is the transistor connected to the positive pole of the power source which conducts and the output voltage is then equal to the supply voltage. If the input voltage is at least equal to the supply voltage, it is the transistor connected to the negative pole of the supply source which conducts and the output voltage is then zero.
Such a basic <B> </B> circuit comprising two complementary twisted transis connected in series therefore lends itself well to the production of more complex circuits, such as oscillators, amplifiers, tilting circuits,. circuits, logic, etc., not including resistors.
However, for the realization of a circuit with low power consumption, the transistors used must be transistors requiring only a very low control current and which, when this control current is zero, are crossed by a very weak current. These conditions are fulfilled, for example, by a field effect transistor with an isolated control electrode, by a planar transistor or even by a TFT (thin-film-transistor) transistor.
As is known, a field-effect transistor with an isolated control electrode, the principle of which has been known for a very long time, comprises an anode and a cathode each constituted by a semiconductor zone of the same type of conduction, these zones being carried out on the same side of a semiconductor body of the type of conduction opposite to that of the zones.
The control electrode is separated from the two zones by an insulating layer deposited on the surface of the body between the two zones and on part of the latter. Depending on whether the two zones are of the P or N type, the transistor they form is of the P or N type.
It follows from the foregoing that, by virtue of the use of complementary transistors, in particular of field effect transistors with insulated control electrode, it is possible to form an electronic circuit comprising no resistors, and consuming only 'very low energy. The absence of resistors, which are therefore the major obstacle for the integration of a circuit, should therefore make the latter possible.
However, another difficulty inherent in the use of complementary transistors makes the production of an integrated circuit very delicate and complicated.
Indeed, the realization, in the same crystal, of complementary transistors requires a very large number of operations of a very delicate technology. Thus, for example, to integrate two complementary field effect transistors with an isolated control electrode, it is necessary to produce on the same face of a crystal, for example of a crystal of the P type, two zones of the N type,
depositing near these zones an N-type monocrystalline layer having a well-determined doping and producing two P-type zones therein.
It therefore follows from the foregoing that it is necessary, in order to make the integration of an electronic circuit possible and relatively easy, not only for the latter not to include resistors. but also that all the transistors that it includes are of the same type, that is to say that all the transistors are either of the P type or of the N type.
This is precisely the case with. integrated circuit that the device of the invention comprises. This positive device is characterized by the fact that all the passive elements of this integrated electronic circuit are capacitors and that this circuit comprises at least one elementary circuit formed of at least one transistor and at least one capacitor, intended to be connected, in series, to a periodic supply voltage source.
The appended drawing represents, schematically and by way of example, an embodiment of the device which is the subject of the invention, some variants of this embodiment and some explanatory diagrams.
Fig. 1 is a perspective view of said embodiment.
Fig. 2 is a section along II-II of FIG. 1. FIG. 3 is a section along III-III of FIG. 1. FIG. 4 shows the electrical diagram of the device of FIG. 1.
Figs. 5 and 6 show two electrical characteristics of the device of FIG. 1.
Figs. 7 and 8 show two views of a field effect transistor with an insulated control electrode, used in the device of FIG. 1.
Figs. 9 and 10 show two electrical characteristics of the transistor of FIG. 7.
Fig. 11 shows another embodiment of a field effect transistor with an isolated control electrode.
Fig. 12 is a section along XII-XII of FIG. 11.
Figs. 13 and 14 show the electrical diagrams of two variants of the integrated circuit of the device of FIG. 1.
Figs. 15 and 16 show electrical characteristics of the variant according to the diagram of FIG. 14. Figs. 17 to 19 show the electrical diagrams of three other variants of the integrated circuit of the device of FIG. 1.
The device shown in FIGS. 1, 2 and 3 consists of a semiconductor single crystal 1, for example of P type silicon. The single crystal 1 is shown in FIG. 1 without part of its thickness, this being removed to facilitate representation with a single scale. On its upper face, the single crystal 1 comprises three single crystal zones 2, 3 and 4 of the N type obtained, for example, by a diffusion process.
The geometrical shape of each of these three zones 2, 3 and 4 is provided so that they can constitute the anodes and the cathodes of three field effect transistors with isolated control electrode. Thus, zones 2 and 3 and a first control electrode 5 form a first transistor T1, zones 3 and 4 with a second electrode 6, respectively a third electrode 7 forming a second transistor T2, respectively a third transistor T3. The insulation of electrodes 5, 6 and 7 of zones 2, 3 and 4 is obtained by means of a thin layer 8,
for example of silicon oxide. The device comprises yet two other electrodes 9 and 10 connecting the transistor T1 to a supply voltage source <B> SI. </B> The electrode 9 is connected to the transistor T1 via a capacitor C1 formed by itself, the insulating layer 8 and the zone 3. The electrode 10 is connected to the transistor T1 by the zone 2 with which it forms a contact 11.
Electrode 10 is also connected to transistor T2 via a capacitor C2 formed by itself, isolation 8 and zone 4. Control electrodes 6 and 7 of transistors T2 and T3 are in contact. , respec tively with zones 3 and 4, by means of con tacts 12 and 13.
The electrodes 5 and 10 are each connected to an input terminal, respectively 14 and 15, the latter being intended to be connected to a control voltage source. The electrode 10 is also connected to one of the output terminals, in particular to the terminal 16, the other output terminal 17 being connected to the electrode 7. The crystal 1 is connected to ground by a contact not shown. It can also be negatively polarized with respect to the mass.
As can be seen, the device described comprises an integrated circuit, that is to say a circuit formed from a single block, in this case of a single crystal block 1.
Fig. 4 represents the electrical diagram of the integrated circuit that comprises the device. This integrated circuit comprises an elementary circuit formed of the transistor T1 connected in series with the capacitor C1 and the voltage source <B> SI. </B> The latter delivers a periodic supply voltage Vo in the form of unidirectional rectangular pulses.
The control elec trode 5 of transistor T1 is connected to one of the input terminals 14 and 15, in particular to terminal 14, terminals intended to be connected to a source of control voltage Ve.
The integrated circuit com also takes a higher harmonics filter connecting the elementary circuit to the output terminals 16 and 17 and formed of transistors T. and T3 and of the capacitor C2. The transistors T, and T3 are in opposition and are connected so as to each form a two-pole, that is to say so as to present a characteristic similar to that of a diode.
The transistors included in the circuit described are field effect transistors with an isolated control electrode. Such a transistor is shown in FIGS. 7 and 8 and its operating characteristics in FIGS. 9 and 10.
As can be seen, the transistor comprises an anode (drain) A and a cathode (source) K constituted by two single crystal semiconductor zones of type N, which comprises a single crystal of type P. The control electrode E is separated from the other two electrodes A and K by an insulating layer I hence the designation insulated control electrode. B and L denote, respectively, the width and the length of the channel, that is to say of the part of the single crystal P lying between the two zones A and K.
If we apply (fig. 8) between the cathode K and the anode A a direct voltage Vo and between the cathode K and the control electrode E a voltage Ve, it is formed, from a certain Veo value (fig. 10) of this last voltage, called threshold, an inversion zone under the insulating layer I giving rise to a current ï. Fig. 9 shows the dependence of the current i on the voltage Vo for different values of the voltage Ve.
As can be seen, for each value of the voltage Ve there is a saturation of the current i from a certain value of the voltage Vo, in particular from Vo> Ve - Veo The saturation current of a transistor given is determined by the following relation
EMI0003.0038
where K is a constant which depends on the capacity of the I layer and the effective mobility of the charge carriers of the influenced inversion zone.
Fig. 10 shows the square root of the saturation current! S as a function of the control voltage Ve.
Examination of the diagram, shown in fig. 4, it can be seen that this is a voltage amplification stage and that the circuit formed by transistor T1, capacitor C1 and source S1 should be an elementary voltage amplifier circuit. However, this elementary circuit differs from conventional circuits known by the absence of resistance and by the type of supply voltage. It is therefore necessary to see under what conditions such a circuit is really a voltage amplifier circuit.
We assume, in what follows, that Veo = 0. For an input voltage
EMI0003.0053
where T is the period of the voltage Vo and K 'a constant equal to K
EMI0003.0056
(see above), the average value of the voltage V,
East
EMI0003.0057
and for an input voltage
EMI0003.0058
this mean value is
EMI0003.0059
Amplification
EMI0003.0060
is maximum when
EMI0003.0062
and its value is
EMI0003.0063
It is obvious that the reverse current of the N - P junction formed by zone 3 constituting both the anode of transistor T1 and an electrode of capacitor C1 (see fig. 1 and 4), must be at most equal at
EMI0003.0066
For a junction having, for example, a surface area of the order of 2 - 10-E cm- 'and in the case where a silicon crystal is used, one obtains, for this reverse current,
easily a value of the order of 10-10 to 10-11 A. If one admits, on the one hand, for the other electrode of the capacitor Cl formed in this case by a part of the electrode 9 (fig. 1 and 3), a surface of 10-6 cm-, and, on the other hand, for the insulating layer 8 formed in this case of silicon oxide (fig. 1 and 3), a thickness of 1000A, we obtain for the capacitor C1, a capacitance of about 0.035 pF. Taking the latter into account and that of the reverse current, and assuming that the supply voltage (Vo) is equal to 3 volts,
the period T thereof may be at most equal to 10-3 seconds.
For the transistor T, (fig. 1, 7 and 8), one can easily obtain for the constant K 'a value of 10-s A / V2.
Given the above values, the amplification
EMI0003.0083
It should be noted that the maximum power consumption of this amplifier is of the order of 10-10 watts.
Fig. 6 shows the variation in the shape of the output voltage Vi as a function of the amplitude of the input voltage Ve, the variation of which is shown in FIG. 5. As we can see for Ve = 0, Vi is a voltage. rectangular equal to Vo. With the increase of the VP, the shape of Vi changes more and more to become a triangle whose base decreases with the increase of the Ve.
It follows from the foregoing that the circuit formed of transistor Ti, capacitor Ci. And source Si is effectively a voltage amplifier circuit. It can also be seen that the production of such a circuit in the form of an integrated circuit is relatively easy, which is far from being the case with a resistance circuit which should have an amplification of the same order at equal consumption.
It should be noted that the supply voltage, which is in this case a voltage in the form of a series of unidirectional pulses, can also be a voltage in the form of a series of bidirectional pulses or else a sinusoidal voltage. .
As can be seen from the foregoing, thanks to the design of an elementary voltage amplifier circuit, comprising only one transistor and one capacitor, and therefore comprising -no complementary resistors or transistors, the integration problem is find greatly simplified. The production of such an amplifier circuit is made possible by the use of a periodic supply voltage.
For the manufacture of the device described and represented, one can use, for example, the pho: tolithographic method which is well known today. This method is based on the fact that certain substances can be made insoluble by prior exposure to ultraviolet light. To diffuse zones 2, 3 and 4 in single crystal 1, the surface of the latter is first oxidized, the oxidized surface is covered with a photosensitive substance and it is exposed to ultraviolet light through a photo-negative masking the places. where it is desired to obtain zones 2, 3 and 4. The oxide layer covering these places is then dissolved in order to carry out the diffusion.
Once this has been completed, the entire surface of the single crystal is oxidized again and the oxide layer is removed, as explained above, at the places where the contacts 11, 12 and 13 must appear. To obtain these and them. different electrodes, a metallic layer, for example an aluminum layer, is deposited over the entire surface, then it is removed, still by the photolithographic method, in places where it should not appear.
The fact that one of the electrodes of a capacitor is formed by the anode of a transistor makes it possible to have to deposit only a single metal layer, which greatly simplifies manufacture.
It should be noted that, in integrated circuits, it is often important to be able to reduce interactions between different elements as much as possible. Thus, for example, the coupling between the two zones subjected to an alternating voltage, of a field effect transistor with an insulated control electrode, and other zones of the integrated circuit, can be greatly reduced by surrounding one zones by the other zone of the same transistor as shown in Figs. 11 and 12.
On the other hand, to avoid the possible formation of an inversion zone under the connections of a control electrode, it is possible to diffuse in the crystal, under such connections, a zone of the same type as the latter strongly. doped, such as zone X in FIG. 11.
The integrated circuit given as an example is a simple electronic circuit formed by an elementary voltage amplifier circuit and a filter, but it goes without saying that the possibility of integrating this elementary circuit allows the integration of n ' any other more complex electronic circuit which uses this elementary circuit as its basic circuit. Indeed, the elementary voltage amplifier circuit described can be used for the formation of various electronic circuits.
Fig. 13 shows the diagram of a so-called Set-Reset flip-flop circuit comprising two elementary voltage amplifier circuits, namely Ti, Ci and T'1, C'1 supplied by the source <B> SI. </B> The output of each of these two circuits is connected on the one hand to an output terminal, respectively 16 'and 16, and on the other hand, by means of two opposing transistors each connected in a two-pole respectively. T., T3 and T'2,
T'3 to the control electrode of a transistor, respectively T4 and T'4, connected in parallel with the transistor of the other amplifier circuit, respectively Ti and T'1. The two transistors, in opposition, respectively T2, T3 and T'2, T'3, together with the input capacitance of the transistor, respectively T'.1 and T4, form a filter.
Depending on whether the control voltage is applied to the Set or Reset input, that is to say depending on whether the voltage V ,, or V'e is applied, the circuit is put on. in one or the other of its stable states.
The flip-flop circuit: described above can be easily integrated since it only comprises twisted transitions of the same type and capacitors.
Fig. 14 shows the diagram of a stage of a frequency reduction circuit comprising two circuits, elementary voltage amplifiers, in its view Ti, Ci and T'1, C'1. The point II of the circuit Ti, Ci is connected on the one hand, via a trans istor T5 connected in two-poles and the filter formed of T2, T3 and C2, to the control electrode of a trans istor T'G, and on the other hand,
via a transistor T7, to ground. Likewise, point II 'of circuit T'1, C'1 is connected on the one hand, by the intermediary of a transistor T'5 and the filter formed of T'2, T'3, and C '2, to the control electrode of a transis tor T,;, and on the other hand, via a transistor T'71 to ground.
The supply voltage Vo is supplied by the source S1 and the control voltage Ve by a second source S2, via the capacitors C3 and C'3.
The reduction circuit described above functions as follows The circuit must be dimensioned so that the ratio C of the assembly formed by the transistor T. and the capacitor C3, respectively by the transistor T ', and the capacitor C '3, is much greater than the same ratio of the set formed by Tl and <B> CI, </B> respectively by T'1 and C'l.
The operation is described starting from the moment for which the capacitor C2 is charged and the capacitor C'2 discharged. The transistor T'6 is in the conduction state and the transistor T6 is blocked. It should be noted that in this case the tensions. V, and Vo, supplied, respectively, by the sources <B> SI </B> and S2, are identical.
A voltage pulse Ve, and therefore V., gives rise to a very short voltage pulse at point I 'which makes transistor T'1 conductive for such a short time that capacitor C'1 hardly receives no load, so that the voltage Vo appears at point II '. At the same time the voltage Ve appears at point I, then the transistor TG is still blocked, so that the transistor T1 is put into the conduction state and the capacitor C1 is charged. The voltage at point II therefore becomes zero.
On the other hand, the transistor T7 is also put into the state of conduction by the voltage appearing at point I, which causes the relatively slow discharge of the capacitor C2 through the transistor T2. In the meantime the capacitor C'2 is charged, relatively slowly through the tors transis T'5 and T'3, by the voltage of point II '.
Thanks to the transistor T'5 which operates in a manner similar to that of a diode, the capacitor C'2 remains charged until the positive edge of the next voltage pulse Ve resets, as described above. , the circuit in its starting state.
Figs. 16a to 16h show the voltage at the various points of the circuit described above as a function of the control voltage V, shown in FIG. 15. It is therefore seen that the frequency of the output voltage (fig. 16th at 16h) is twice as much. smaller than the input frequency (fig. 15). It is therefore indeed a frequency multiplier stage.
In the example of the reduction circuit above, the control voltage and the supply voltage, which are identical, are supplied by two independent sources <B> SI </B> and S2. It goes without saying that one can use only one source. It is obvious that such a circuit can also work in the case where the two voltages are the voltages. sinusoidals, or voltages in the form of pulses of other forms.
Thanks to the transistors T5 and T'5, the frequency of the control voltage Ve can be different from but less than that of the supply voltage Vo. It goes without saying that in this case, it would be a question of multiplying the voltage Ve. Fig. 17 shows a variant of the elementary voltage amplifier circuit described above.
As can be seen, the output is connected to the control electrode of a second transistor T $ itself connected in series with a third transistor T ,, whose control electrode is connected to the input of the circuit. . A DC voltage source S3 supplies the transistors T8 and T9.
As can be seen, these are in reality two amplifier circuits controlled by the same input voltage V i. The first of these circuits is the circuit formed by the transistor T1, the capacitor C1 and the source <B> SI, </B> the second being formed by the two transistors T8 and T9 and the source S3, the first transistor T8 of this second circuit, representing the load, being controlled by the output voltage of the first circuit.
It is easy to see that, in the absence of the input voltage Ve, the transistors Tl and T9 are blocked and the transistor T8 is conducting, so that we obtain the output voltage Vs. In the presence of 'sufficient voltage Ve, voltage Vs is zero, since transistor T8 is off and transistors Tl and T9 are conductive.
It follows that in this variant the amplifier circuit amplifies not only the voltage but also the power.
It should be noted that the continuous voltage source S3 can be replaced by a periodic voltage source, for example by the source <B> SI. </B>
It goes without saying that the elementary amplifier circuit according to the variant described above can be used for forming the same electronic circuits as the elementary circuit of FIG. 4, that is to say more complex circuits comprising only transistors of the same type and capacitors and which can be integrated.
Fig. 18 shows another elementary voltage amplifier circuit which can be used in the electronic device described. As can be seen, this circuit is formed by a voltage multiplier constituted, in this case, by three transistors T ,,, Tl, and Tl2 each connected in a two-pole, and by three capacitors C ,, VS; and C "these transistors and capacitors being interconnected in the same manner as the diodes and capacitors of a conventional voltage multiplier.
The input of the multiplier is controlled by a transistor Tl3 supplied by the source <B> SI. </B>
When a pulse of voltage Ve of a much longer duration than that of a pulse of supply voltage Vo is applied to the input, a time depending on the characteristics of the transistors Tlo to T12 and capacitors C4 to CG, an output voltage Vs having an amplitude about twice that of the voltage V '.
This circuit, which only comprises transistors of the same type and capacitors, also allows the formation of more complex electronic circuits which can be integrated.
Fig. 19 shows the diagram of a flip flop circuit called <c S. and Reset v carried out by means of two amplifier circuits described above.
To simplify the drawing, the two voltage multipliers are denoted by M and M '. It should be noted that these multipliers can be the same as that shown in FIG. 18 or of another type produced with transistors of the same type and capacitors.
As can be seen, the input of each of the multiplier circuits M and M 'is controlled by two transistors connected in parallel, respectively T13, T14 and T'13, T'14, supplied by the voltage source <B> SI . </B> The transistors T13 and T'13 are controlled, respectively, by the voltages Ve and V'e, the transistors T14 and T'14 being controlled, respectively,
by the output voltages V's and VS. The output of each of the two multipliers M and M 'is connected in parallel to two transistors, respectively T15, Tlo and T'15, T'lc, the first of which, respectively T15 and T'15, is controlled by the voltage of control of the other multiplier, the second, respectively Tlo and T'lo,
being controlled by the output voltage of the other multiplier.
Depending on whether the control voltage Ve or V ', is applied, the circuit is put into one or the other of its stable states determined, respectively, by the presence of one or the other of the output voltages Vs and Vs.