Sende-Empfangs-Weiche für symmetrische und unsymmetrische Leitungen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Sende Empfangs-Weiche für symmetrische und unsymmetrische Leitungen. Bei Sende-Empfangs-Anlagen mit einer gemeinsamen Antenne für den Sendebetrieb und den Empfangsbetrieb stellt sich immer wieder das Problem, einerseits die Sende energie vom Empfängereingang fernzuhalten, anderseits die gesamte Empfangs energie in den Empfänger zu leiten. Für Hohlleiter wird die Sende-Empfangs-Weiche vielfach mit einem sekundären Hohlleiter aufgebaut, der entweder über einen Richtungskoppler angeschlossen ist oder in Richtung des E-Feldes der gesendeten Wellen auf dem Senderhohlleiter steht. Diese letztere Lösung bedingt jedoch, dass die energiearme empfangene Welle um eine ungerade Anzahl rechter Winkel verdreht werden muss.
Eine weitere bekannte Lösung verwendet die unter der Bezeichnung TR-Schalter bekannten Anordnungen, bei denen der Eingang in die Empfängerleitung bei Sendebetrieb durch Gasentladungslampen hochohmig geschaltet wird. Die verwendeten Gasentladungslampen sind derart vorgespannt, dass der Sendeimpuls genügt, um sie zu ionisieren. Mit einer Leitung, deren Länge einer ungeraden Anzahl Viertelwellen der Sendefrequenz entspricht, wird vom Eingang her gegen die Entladungslampen eine sehr hohe Impedanz gesehen, wodurch keine Energie in diese Leitung eintreten kann. Damit bei einer Radaranlage der Empfänger bei jedem Sendeimpuls geschützt wird, muss die Vorspannung nahe der Ionisationsspannung liegen. Diese hohe Vorspannung bringt jedoch den Nachteil mit sich, dass die Entionisierzeit länger wird und so die kürzeste messbare Distanz bestimmt.
Mit zusätzlichen Hilfsmitteln ist es möglich, diese Entionisierzeit zu verkleinern. Bei hohen Trägerfrequenzen wurden damit Entionisierzeiten von etwa 50 los erreicht. Für niedrigere Frequenzen wird diese Zeit grösser.
Insbesondere für Radargeräte mit niedrigen Sendefrequenzen, wie sie etwa zu Sondenpeilungen verwendet werden, genügen diese Entionisierzeiten nicht, da Distanzen von 500 m an messbar sein müssen, was aber einer höchsten Entionisierzeit von 3,3 Fs entspricht.
Die erfindungsgemässe Sende-Empfangs-Weiche kann Erholungszeiten der Grössenordnung von einigen 10-9 s aufweisen, ohne dass Vorspannungen oder sonstige Mittel notwendig sind. Dies wird dadurch erreicht, dass sowohl in der Senderleitung als auch in der Empfängerleitung impedanztransformierende Netzwerke vorgesehen sind, die als Schalter wirkende Halbleiterelemente aufweisen, die bei Sendebetrieb niederohmig geschaltet werden.
Anhand der beiliegenden Zeichnung wird im folgenden die Erfindung näher erläutert, wobei Fig. 1 eine Übersicht über die erfindungsgemässe Sende Empfangs-Weiche als Ausführungsbeispiel und Figuren 2A und 2B Beispiele für einfache Impedanztransformatoren darstellen.
Die Anschlüsse an die Sende-Empfangs-Weiche sind in Fig. 1 mit S für den Sender, E für den Empfänger und A für die Antenne bezeichnet. Die Leitungen selbst sind nicht besonders hervorgehoben, da sie jeden beliebigen bekannten Aufbau zeigen können. An der Abzweigstelle 1 führen zwei Leiter 2 und 3 mit der Länge, die einer ungeraden Anzahl Viertelwellen (X/4) der Sendefrequenz entspricht, auf den Anschluss der Empfängerleitung 7.
Die Enden der zwei Leiter 2 und 3 sind mit Dioden 5 und 6 verbunden, die parallel oder gegen parallel geschaltet sein können. Die kapazitive Einwirkung dieser Dioden 5 und 6 wird mit der induktiven Abstimmanordnung 4 kompensiert. Die Leitung 8, die ebenfalls von der Abzweigstelle 1 wegführt, hat eine Länge, die einer ungeraden Anzahl V4 entspricht. Diese Leitung 8 führt auf zwei weitere Leiter 9 und 10 sowie auf die Senderleiter 13. Die Leiter 9 und 10 weisen wiederum eine Länge von einer ungeraden Anzahl B/4 auf, und sind über die Dioden 11 und 12 zusammengeschlossen.
Gibt nun der Sender S einen Impuls ab, so werden die Dioden 5, 6, 11 und 12 leitend und weisen dadurch einen sehr kleinen Widerstand auf, der am Anfang der B/4-Transformatorleitung, Leiter 9, 10 und Leiter 2, 3, eine hohe Impedanz darstellt. Somit fliesst wenig Energie in die beiden Abzweigungen.
Beim Empfang eines Impulses an der Antenne sind die Dioden 5, 6, 11 und 12 nichtleitend und stellen somit einen hohen Widerstand dar. Die Transformation durch die Leiter 2 und 3 auf die Abzweigstelle 1 ergibt die Nennimpedanz in Richtung gegen den Empfänger. Die Dioden 11 und 12 wirken über die Leiter 9 und 10 sowie über den Leiter 8 als hohe Impedanz gegen den Sender, so dass die gesamte Empfangsenergie in den Empfänger fliesst.
Es dürfte selbstverständlich sein, dass die Parallelschaltung mehrerer Dioden einen besseren Kurzschluss der Leiter im Sendebetrieb bewirkt. Durch Gegenparallelschalten von Dioden fliesst in beiden Halbwellen der Sendeschwingung Strom, wodurch auch bei relativ niedriger Sendefrequenz ein genügender Schutz gewährleistet wird.
Durch Vorspannen der Dioden in der Sperrichtung kann eine höhere Signalspannung empfangen werden, ohne dass die Dioden leitend werden. Bei Sendebetrieb können die Dioden aber audh zusätz lic'n noch in ihrer Durchlassrichtung vorgespannt werden, um in diesem Fall die Sperrwirkung der Empfängerleitung noch zu verbessern.
Die Fig. 2A und 2B stellen impedanztransformierende Netzwerke in kompakter Bauweise dar. Die Anordnung gemäss Fig. 2A kann beispielsweise für die Ankopplung der Empfängerleitung dienen. Bei hoher Energie am Anschluss A werden die Dioden 21 leitend. Bei kleiner Energie am Eingang A sind die Dioden 21 hochohmig. Die Induktivität 22 und der Kondensator 23 bilden zusammen einen Schwingkreis, der für Schwingungen mit der Resonanzfrequenz keine Impedanz aufweist.
Die in Fig. 2B dargestellte Anordnung kann für die Ankopplung des Senders an die Antennenleitung verwendet werden. Bei hoher Energie am Eingang S sind die Dioden 25 und 28 leitend, der Schwingkreis der durch die Induktivität 24 bzw. 27 sowie durch den Kondensator 26 bzw. 29 gebildet wird, bildet wiederum für Schwingungen der Resonanzfrequenz keinen Widerstand. Hingegen sind die Dioden 25 und 28 bei kleinen Energiemengen gesperrt.
Die Anordnung lässt selbstverständlich in bezug auf die impedanztransformierenden Netzwerke Modifikationen zu. Beispielsweise können für die B/4- Leiter auch Leiter mit höherer Leitungsimpedanz als die Leitungsimpedanz der übrigen Anordnung gewählt werden. Für eine korrekte Anpassung müssten jedoch derartige Leiter vor und nach den Dioden 5 und 6 (Fig. 1) angebracht werden, um die Empfängerleitung 7 mit der richtigen Impedanz anzuschliessen. Die Dioden 11 und 12 können auch direkt nach der Leitung 8 in jedem Leiter angebracht werden, nur müsste in diesem Falle die Leitung 8 eine Länge aufweisen, die einer geraden Anzahl}./4 entspricht.
Die in der Versuchsausführung verwendeten Dioden sind Silizium-Dioden mit einer relativ hohen Schwellenspannung, so dass sie für Empfangssignale unter dieser Schwellspannung als nichtleitend angesehen werden können.
Transmit / receive switch for balanced and unbalanced lines
The present invention relates to a transmit / receive switch for balanced and unbalanced lines. In transceiver systems with a common antenna for transmitting and receiving, the problem arises again and again, on the one hand, to keep the transmission energy away from the receiver input, on the other hand, to direct all of the received energy into the receiver. For waveguides, the transmit / receive switch is often constructed with a secondary waveguide, which is either connected via a directional coupler or is located on the transmitter waveguide in the direction of the E-field of the transmitted waves. This latter solution, however, requires that the low-energy received wave must be rotated through an odd number of right angles.
Another known solution uses the arrangements known under the designation TR switch, in which the input into the receiver line is switched to high resistance by gas discharge lamps during transmission operation. The gas discharge lamps used are preloaded in such a way that the transmission pulse is sufficient to ionize them. With a line whose length corresponds to an odd number of quarter waves of the transmission frequency, a very high impedance is seen from the input towards the discharge lamps, so that no energy can enter this line. In order for the receiver in a radar system to be protected with every transmission pulse, the bias voltage must be close to the ionization voltage. However, this high bias has the disadvantage that the deionization time becomes longer and thus determines the shortest measurable distance.
With additional tools it is possible to reduce this deionization time. At high carrier frequencies, deionization times of around 50 batches were achieved. This time increases for lower frequencies.
In particular for radar devices with low transmission frequencies, such as those used for probe bearings, these deionization times are not sufficient, since distances of 500 m must be measurable, but this corresponds to a maximum deionization time of 3.3 Fs.
The transmit / receive switch according to the invention can have recovery times of the order of magnitude of a few 10-9 s without pretensioning or other means being necessary. This is achieved in that impedance-transforming networks are provided in the transmitter line as well as in the receiver line, which networks have semiconductor elements which act as switches and which are switched to low resistance during transmission operation.
The invention is explained in more detail below with the aid of the accompanying drawings, FIG. 1 showing an overview of the transmitting / receiving switch according to the invention as an exemplary embodiment and FIGS. 2A and 2B showing examples of simple impedance transformers.
The connections to the transceiver switch are designated in Fig. 1 with S for the transmitter, E for the receiver and A for the antenna. The lines themselves are not particularly emphasized as they can be of any known construction. At junction 1, two conductors 2 and 3 with a length that corresponds to an odd number of quarter waves (X / 4) of the transmission frequency lead to the connection of the receiver line 7.
The ends of the two conductors 2 and 3 are connected to diodes 5 and 6, which can be connected in parallel or against parallel. The capacitive effect of these diodes 5 and 6 is compensated for with the inductive tuning arrangement 4. The line 8, which also leads away from the branch point 1, has a length which corresponds to an odd number V4. This line 8 leads to two further conductors 9 and 10 and to the transmitter conductors 13. The conductors 9 and 10 again have a length of an odd number B / 4 and are connected together via the diodes 11 and 12.
If the transmitter S now emits a pulse, the diodes 5, 6, 11 and 12 become conductive and thus have a very low resistance, which is at the beginning of the B / 4 transformer line, conductor 9, 10 and conductor 2, 3, represents a high impedance. So little energy flows into the two branches.
When a pulse is received at the antenna, the diodes 5, 6, 11 and 12 are non-conductive and thus represent a high resistance. The transformation through the conductors 2 and 3 to the branch point 1 results in the nominal impedance towards the receiver. The diodes 11 and 12 act via the conductors 9 and 10 as well as via the conductor 8 as a high impedance towards the transmitter, so that the entire received energy flows into the receiver.
It should go without saying that the parallel connection of several diodes results in a better short circuit of the conductors in transmission mode. By connecting diodes in parallel, current flows in both half-waves of the transmission oscillation, which ensures adequate protection even at a relatively low transmission frequency.
By reverse biasing the diodes, a higher signal voltage can be received without the diodes becoming conductive. When transmitting, however, the diodes can also be additionally biased in their forward direction, in order to further improve the blocking effect of the receiver line in this case.
2A and 2B show impedance-transforming networks in a compact design. The arrangement according to FIG. 2A can be used, for example, for coupling the receiver line. When the energy at connection A is high, the diodes 21 become conductive. When the energy at input A is low, the diodes 21 are high-resistance. The inductance 22 and the capacitor 23 together form an oscillating circuit which has no impedance for oscillations at the resonance frequency.
The arrangement shown in FIG. 2B can be used for coupling the transmitter to the antenna line. With high energy at the input S, the diodes 25 and 28 are conductive, the resonant circuit which is formed by the inductance 24 and 27 and by the capacitor 26 and 29, again, does not form any resistance to oscillations of the resonance frequency. In contrast, the diodes 25 and 28 are blocked for small amounts of energy.
The arrangement naturally allows modifications with respect to the impedance-transforming networks. For example, conductors with a higher line impedance than the line impedance of the rest of the arrangement can also be selected for the B / 4 conductors. For a correct matching, however, such conductors would have to be attached before and after the diodes 5 and 6 (FIG. 1) in order to connect the receiver line 7 with the correct impedance. The diodes 11 and 12 can also be attached directly after the line 8 in each conductor, but in this case the line 8 would have to have a length which corresponds to an even number} ./ 4.
The diodes used in the experiment are silicon diodes with a relatively high threshold voltage, so that they can be regarded as non-conductive for received signals below this threshold voltage.