Anordnung zur Regelung von gittergesteuerten Entladungseinrichtungen Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Regelung von gittergesteuerten Entladungsein richtungen, wie zum Beispiel Quecksilberdampf gleichrichter.
Eine Entladungseinrichtung dieser Art kann mit Hilfe von positiven Spannungsimpulsen gesteuert wer den, welche dem Gitter zugeführt werden, so dass jeder Impuls die Einrichtung stromführend macht oder zündet . Es ist häufig, insbesondere bei Gleich richterschaltungen, vorteilhaft, wenn man die Zeiten ändern kann, in welchen solche Steuerimpulse in bezug auf die positiven Halbwellen der zugeführten Anodenspannung auftreten, so dass der Punkt in jeder Halbwelle, bei welchem die Zündung eintritt, geregelt werden kann.
Die erfindungsgemässe Anordnung zur Regelung von gittergesteuerten Entladungseinrichtungen ist da durch gekennzeichnet, dass je Phase eine sättigbare Drossel und eine Belastungsimpedanz in Reihe mit einer Wechselspannungsquelle liegen, und Mittel vor gesehen sind, um dem Kern der Drossel ein Magne- tisierungsfeld von veränderlicher Stärke aufzudrücken, so dass bei Einschalten der Wechselspannungsquelle an der Belastungsimpedanz steilstirnige Spannungs impulse auftreten,
die die Steuerung der Entladungs einrichtung bewirken und die Phasenlage der Impuls stirn in bezug auf die Wechselspannung durch Ände rung der Stärke des magnetischen Feldes geregelt werden kann, wobei zu der Anordnung ferner unsym metrisch leitende Schaltungselemente gehören, wel che so angeordnet sind, dass durch ihre Anwesenheit die Grösse des Stromes, welcher wenigstens eines die ser Schaltungselemente durchfliesst, in der Weise ver mindert wird, dass das dabei während den Intervallen zwischen den Impulsen an der Belastungsimpedanz entstehende Potential, welches eine zu den Impulsen entgegengesetzte Polarität hat, in seiner Grösse ver mindert wird.
Die folgende Beschreibung erläutert an Hand der Zeichnung eine bevorzugte Ausführungsform der Er findung in Anwendung bei einer Regelanordnung für eine Gruppe von fünf Quecksilberdampf-Gleichrich- tergefässen für sechsphasigen Betrieb.
In der Zeich nung zeigen: Fig. 1 das Schaltungsschema der Regelschaltung für eine Phase der Anlage, von welcher nur ein Ge fäss gezeigt ist, Fig. 2 ein vereinfachtes Schema der -Regelschal tung zur Erläuterung der Wirkungsweise, Fig. 3 bis 7 Diagramme, welche die Beziehungen zwischen verschiedenen elektrischen Grössen der Schaltungen nach Fig. 1 und 2 veranschaulichen.
Fig. 1 veranschaulicht die Regelschaltung für eine sechsphasige Gruppe mit sechs Quecksilberdampf- Gleichrichtergefässen, von welchen nur ein Gefäss bei 10 dargestellt ist. Die Stromzuführungseinheit 11 oberhalb der strichpunktierten Linie ist für alle Pha sen der Gruppe gemeinsam, während die Schaltung unterhalb dieser Linie sich für jede Phase wiederholt.
Die Stromzuführungseinheit 11 besteht aus einer Doppelstern-Transformator-Gleichrichterschal- tung mit zwei sterngeschalteten Dreiphasenwicklun- gen 12a, 12b, die miteinander durch eine Drossel 13 verbunden sind, und aus zwei dreiphasigen Metall gleichrichtern 14a, 14b.
Die Einheit 11 liefert eine für alle Gleichrichter gemeinsame veränderliche ge richtete Vorspannung Vb und ausserdem für jede Phase der Schaltung eine Regelwechselspannung v". Diese Regelspannung wird den Gleichrichtergittern über je einen Regelkreis 15 zugeführt.
Wie ersicht lich, ist der Augenblickswert der Vorspannung zwi schen der Kathode 10a des Gleichrichters 10 und dem zu einer Phase gehörenden Steuergitter 10b gleich der Summe der Festvorspannung Vb und der Spannung an dem Belastungswiderstand RL des Re gelkreises 15. Die Festvorspannung Vb ist so gross, dass die Zündung des Gleichrichters durch sie allein unterbunden wird. Der Regelkreis 15 liefert eine Reihe von Spannungsimpulsen an den Belastungs widerstand RI,, deren Amplitude so gross ist, dass die zugehörigen Entladungsstrecken gezündet werden.
Indem man die Lage der Steuerimpulse in bezug auf die Anodenspannung des Gleichrichters ändert, kann der Zündungspunkt des Gleichrichters und da mit sein Ausgangsstrom geregelt werden.
Die Wirkungsweise dieses Regelverfahrens wird an Hand des vereinfachten Schemas der Fig. 2 erläu tert. Fig. 2 zeigt eine Schaltung mit einer sättigbaren Drossel 16, die eine Wechselstromwicklung 16a und eine gleichstromgespiesene Regelwicklung 16b trägt, von denen die erste in Reihe mit einer Belastung RL und einer Wechselspannungsquelle v;, liegt.
Es sei angenommen, dass der Kern der Drossel 16 die in Fig. 3 gezeigte B-H-Kennlinie und die Wechselspan nung v" die in Fig. 4 gezeigte Wellenform hat.
Es sei angenommen, dass der Kern, wenn ein Gleichstrom I, durch die Regelwicklung 16b fliesst, bis zu dem Punkt 17 auf der B-H-Kennlinie nach Fig. 3 vormagnetisiert, das heisst gesättigt ist.
Die zu- geführte Spannung v., hat solche Grösse, dass eine Halbwelle des Wechselstromes, welcher den Gleich stromamperewindungen entgegenwirkt, den Kern aus der Sättigung heraus bis zu dem Punkt 18 auf der B-H-Kurve führt, während die andere Halbwelle die Sättigung bis über den Punkt 17 hinaus steigert. Die Spannungswellenform für diese Zwecke ist in Fig. 4 wiedergegeben, wobei die vollausgezogene Kurve die Spannung vF, an der Belastung RL darstellt.
Unter der Annahme, dass die negative Halbwelle von v. den Kern aus der Sättigung herausführt, ist zu Beginn einer negativen Halbwelle der Kern ge sättigt, so dass im wesentlichen die ganze zugeführte Spannung als Spannung va an der Belastung RL auf tritt. Nach der Zeit t1 wird auf der B-H-Kurve der Punkt 19 erreicht, in welchem der Kern das Sätti gungsgebiet verlässt. Der weiteren Stromänderung in dem Kreis wirkt dann die in der Wicklung 16a indu zierte Spannung entgegen, so dass die Ausgangsspan nung vp etwa konstant bleibt.
Wenn die Drossel richtig bemessen ist, können kleine Änderungen von vi;, die von dem Magnetisierungsstrom im ungesät tigten Zustand herrühren, vernachlässigt werden.
In einem späteren Zeitpunkt t2 wird der Punkt 18 auf der B-H-Kurve erreicht, in welchem die indu zierte Spannung an der Drossel ihr Vorzeichen ändert. Der Kern erreicht dann im Zeitpunkt t3 wie der seinen Sättigungszustand. Die Ausgangsspannung va steigt steil an, bis sie etwa gleich der zugeführten Spannung v., wird, und verbleibt auf diesem Wert für die restliche Spanne der Halbwelle. Die Wellen form der Spannung va besteht also aus in gleichen Abständen auftretenden positiven Pulsen, welche Teilen der positiven Halbwellen der zugeführ- ten Spannung v., entsprechen.
In den Zwischen räumen zwischen den Impulsen hat die Spannung vii einen praktisch konstanten negativen Wert.
Es lässt sich zeigen, dass in dem ungesättigten Zustand die Flussänderung in dem Kern der Drossel 16 proportional zu dem Zeitintegral der induzierten Spannung vi an der Wicklung 16a ist. Zwischen den Zeitpunkten t1 und t. hat sich jedoch der den Sätti gungszustand des Kernes auf der B-H-Kurve nach Fig. 3 wiedergebende Punkt von dem Punkt 19 nach Punkt 18 und wieder zurück nach Punkt 19 bewegt, das heisst, dass die gesamte Flussänderung während dieser Zeitspanne Null ist.
Daraus ergibt sich
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Dies bedeutet, dass die in Fig.4 schraffierten Flächen<I>A</I> und<I>B</I> gleich sind. Die Grösse v, ändert ihr Vorzeichen bei t"..
Zwischen den Zeiten t1 und t", das heisst bei ungesättigtem Kern, müssen die magnetisierenden Amperewindungen, welche von dem Regelstrom I, in der Wicklung 16b herrühren (wenn die Wirkung des kleinen Magnetisierungsstromes vernachlässigt werden kann), gleich denjenigen sein, welche von dem Strom in der Wicklung 16a herrühren. Die Ände rung des Regelstromes 1, ergibt somit eine Ände rung des Stromes in der Wicklung 16a und der Be lastung RL während dieser Periode.
Somit wird auch der Wert von vi; zwischen t1 und t. und die Grösse der Fläche<I>A</I> geändert. Um die Flächen<I>A</I> und<I>B</I> gleich zu halten, muss die von der Zeitordinate t3 gebildete Begrenzung der Fläche B ihre Lage ändern. Der Zeitpunkt, in welchem die Drossel in jeder posi tiven Halbwelle gesättigt ist, und somit die Phasen lage (in bezug auf die zugeführte Spannung v") der voreilenden Flanke jedes positiven Spannungsimpul ses an der Belastung RL wird somit bestimmt durch die Grösse des Gleichstromes I, in der Regelwick lung 16b.
Wie ersichtlich, wird die Phasenlage der Steuerimpulse nach vorn geschoben, wenn der Re gelstrom vergrössert wird.
Die Wellenform der Spannung va an irgendeiner Phasenwicklung der Transformatoren 12a und 12b umfasst die Grundfrequenz der Speisespannung und ihre dritte Harmonische, welche in der Zusammen setzung die in Fig.4 gezeigte zweikuppige Wellen form ergeben.
In jeder Halbwelle ändert sich in einem Bereich von 12011 die Amplitude dieser Span- nung nur um etwa 15 %- ihres kleinsten Wertes, so dass die positiven Spannungsimpulse, welche an der Belastung RL auftreten, in entsprechenden Grenzen gehalten werden.
Die Spannung va kann auch eine sinusförmige Wellenform haben, jedoch wird in diesem Falle, wenn derselbe Bereich von 120b ausgenutzt wird, die Impulshöhe bei voller Nacheilung nur 50 0/a ihrer maximalen Höhe haben, und bei ganzer oder fast ganzer Vollvoreilung wird seine Anstiegsgeschwindig keit gering sein. Die günstigsten Verhältnisse ergeben sich, wenn die Spannung v" eine Rechteckform hat, jedoch ist auch jede Wellenform, welche sich einem Rechteck mehr nähert als eine Sinusform, in dieser Hinsicht günstiger.
Nach Fig. 1 ist in Reihe mit der Drosselwicklung 16a ein Metallgleichrichter 20 geschaltet, der durch ein aus den Widerständen R1_5 bestehendes Poten- tiometernetzwerk überbrückt ist. Der Gleichrichter 20 ist so geschaltet, dass er Ströme, die in dem Regel kreis 15 entgegen dem Uhrzeigersinne fliessen, unter drückt.
In der Zeitspanne zwischen t1 und t3 (Fig. 4), in welcher ein Strom in diesem Sinne fliesst, besteht die Widerstandsbelastung in Reihe mit der Drossel aus RL in Reihe mit dem Pfad R1 R2 R4 R5, wobei die Wirkung des Potentiometers R,- R2 RS in diesem Zusammenhang vernachlässigt werden kann.
Der Widerstand des Pfades Ri R2 R4 R5 kann etwa fünf mal so gross sein wie der Widerstand von RL. Da die Amperewindungen der Wicklung 16a und diejenigen der Wicklung 16b gleich sein müssen, wird der Span nungsabfall an der Widerstandsbelastung in Reihe mit der Drossel beim Fliessen eines Stromes entgegen dem Uhrzeigersinne im Kreis 15 etwa sechsmal grö sser sein als beim gleichen Wert des Regelstromes im andern Sinne, und der Spannungsabfall an der Dros sel selbst (v; in Fig. 4) ist entsprechend vermindert.
Um die erforderliche Gleichheit der Spannungs- Zeit-Flächen <I>A</I> und<I>B</I> aufrechtzuerhalten, muss die Drossel sich in einem früheren Zeitpunkt der posi tiven Halbwelle sättigen, so dass trotz unverändertem Regelstrom die Phasenlage der Steuerimpulse vorver- schoben wird. Das Potentiometernetzwerk ergibt so mit eine Ersparnis an Steuerleistung.
Bei Strömen im Uhrzeigersinne im Regelkreis 15 liegt hingegen in Reihe mit der Drossel nur die Be lastung RL, so dass die Höhe des positiven Steuer impulses nicht verändert wird. Die Grösse von RL wird bestimmt durch den Widerstand, der für die äussere Gitter-Kathoden-Strecke des Hauptgleichrich ters benötigt wird, und dieser Widerstand ist gewöhn lich niedrig im Vergleich zu der Widerstandsbela stung, die wegen Ersparnis an Steuerleistung für den Regelkreis benötigt wird.
Ein weiterer Vorteil des Potentiometernetzwerkes liegt darin, dass die negative Ausgangsspannung (va in Fig. 4, 5 und 6) zwischen RL und dem Serienpfad R,-R.-R4-R. aufgeteilt und die, tatsächliche negative Spannung an RL auf einen Sechstel (bei denselben relativen Teilwerten wie oben) ihrer Grösse ohne Po tentiometernetzwerk herabgesetzt wird. Diese herab gesetzte Spannung VR1 ist in Fig. 5 und 6 durch strichpunktierte Linien angegeben.
Die den Gleich richtern zugeführte Sperrspannung bestimmt sich durch die Ausgangsgleichspannung Vb der Stromver- sorgungseinheit 11 und bleibt durch die kleinen nega- tiven Spannungen VR verhältnismässig unberührt, so dass für die Gleichrichter für alle Phasenzustände der Steuerimpulse Arbeitsbedingungen von grösserer Kon stanz gewährleistet sind.
Nach der vorhergehenden Beschreibung der Ar beitsweise der Anordnung stand der Regelstrom 1, nicht notwendigerweise in einem direkten und ein fachen Verhältnis zu den Phasenänderungen der Spannungsimpulse, die er hervorbringt. Insbesondere ist der Strom 1, niemals in dem Regelbereich gleich Null. Die Regelung der Gleichrichter lässt sich ver einfachen, wenn der Regelstrom Null einer äussersten Einstellung, z. B. der Vollnacheilung der Impulse, entspricht. Dies l"ässt sich bei der Schaltung nach Fig. 1 durch die Potentiometer Rl- R2 R3 erreichen.
Das veränderbare Potentiometer R2 ist für die Ein stellung vorgesehen; die Erläuterung der Wirkungs weise dieses Schaltungsteils wird jedoch vereinfacht, wenn seine Wirkung ausser acht gelassen wird.
Während den positiven Halbwellen der Regel spannung v., wird die ganze Spannung an der Drossel wicklung 16a und der in Reihe liegenden Belastung RL den Steuergittern 10b zugeführt. Während den negativen Halbwellen ist jedoch die Spannung v.1 an der Reihenschaltung 16a, RL, R4 und RS gegeben durch
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(R, ist vernachlässigt).
Der Punkt, in welchem die Drossel bei Regel strom Null gesättigt wird, bestimmt sich dann durch die Gleichung
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wo k der Punkt in der positiven Halbwelle ist, in wel chem die Sättigung eintritt. Dies folgt aus der Tat sache, dass über einen vollständigen Zyklus von v" die gesamte Flussänderung in dem Kern der Drossel 16 Null sein muss.
Die Spannungswellenform in dem Falle, wo die Drossel sich bei etwa 150 in der posi tiven Halbwelle sättigt, zeigt Fig.7. Der jeweilige Wert von k bestimmt sich natürlich durch die Werte von R1 und R..
In dem Regelkreis 15 nach Fig. 1 sind zwei ver änderbare Elemente, nämlich der Potentiometer- widerstand R2 und der Widerstand R5, vorgesehen.
Der Potentiometerwiderstand R2 ermöglicht eine Ab gleichregelung für den Zustand bei voller Nacheilung oder bei Regelstrom Null und der Widerstand R5 bei dem Zustand mit voller Voreilung. Änderungen zwi schen den B-H-Kennlinien der einzelnen Drosseln der Anlage führen zu einer ungenauen gegenseitigen Phasenlage der Steuerimpulse.
Die veränderbaren Re gelelemente R2 und R5 geben die Möglichkeit, die Phasenlagen der Impulse genau einzustellen, ohne dass ein Satz von aufeinander genau abgestimmten Drosseln zur Erzielung möglichst gleicher Kennlinien erforderlich wäre, so dass die richtige Belastungssym- metrie zwischen den einzelnen Anoden gewährleistet wird.
Arrangement for regulating grid-controlled discharge devices The invention relates to an arrangement for regulating grid-controlled discharge devices, such as mercury vapor rectifiers.
A discharge device of this type can be controlled with the aid of positive voltage pulses which are fed to the grid, so that each pulse makes the device live or ignites. It is often advantageous, especially in the case of rectifier circuits, to be able to change the times in which such control pulses occur with respect to the positive half-waves of the supplied anode voltage, so that the point in each half-wave at which ignition occurs can be regulated .
The inventive arrangement for regulating grid-controlled discharge devices is characterized in that, for each phase, a saturable choke and a load impedance are in series with an alternating voltage source, and means are provided in order to apply a magnetization field of variable strength to the core of the choke that when the AC voltage source is switched on, steep voltage pulses occur at the load impedance,
which cause the control of the discharge device and the phase position of the impulse forehead with respect to the alternating voltage can be regulated by changing the strength of the magnetic field, the arrangement also includes asymmetrically conductive circuit elements, wel che are arranged so that by their Presence, the magnitude of the current, which flows through at least one of these circuit elements, is reduced in such a way that the potential arising during the intervals between the pulses at the load impedance, which has a polarity opposite to the pulses, is reduced in size becomes.
The following description explains, with reference to the drawing, a preferred embodiment of the invention in use in a control arrangement for a group of five mercury vapor rectifier vessels for six-phase operation.
In the drawing: Fig. 1 shows the circuit diagram of the control circuit for one phase of the system, of which only one vessel is shown, Fig. 2 shows a simplified scheme of the control circuit to explain the mode of operation, Fig. 3 to 7 diagrams, which illustrate the relationships between various electrical quantities of the circuits of FIGS.
1 illustrates the control circuit for a six-phase group with six mercury vapor rectifier vessels, of which only one vessel is shown at 10. The power supply unit 11 above the dash-dotted line is common for all phases of the group, while the circuit below this line is repeated for each phase.
The power supply unit 11 consists of a double-star transformer-rectifier circuit with two star-connected three-phase windings 12a, 12b, which are connected to one another by a choke 13, and two three-phase metal rectifiers 14a, 14b.
The unit 11 supplies a variable, directed bias voltage Vb that is common to all rectifiers and also an alternating control voltage v "for each phase of the circuit. This control voltage is fed to the rectifier grids via a control circuit 15 each.
As can be seen, the instantaneous value of the bias voltage between the cathode 10a of the rectifier 10 and the control grid 10b belonging to a phase is equal to the sum of the fixed bias voltage Vb and the voltage at the load resistor RL of the control circuit 15. The fixed bias voltage Vb is so large that the ignition of the rectifier is prevented by them alone. The control circuit 15 supplies a series of voltage pulses to the load resistor RI, the amplitude of which is so large that the associated discharge paths are ignited.
By changing the position of the control pulses in relation to the anode voltage of the rectifier, the ignition point of the rectifier and therewith its output current can be regulated.
The mode of operation of this control method is tert erläu using the simplified scheme in FIG. Fig. 2 shows a circuit with a saturable choke 16 which carries an alternating current winding 16a and a direct current fed control winding 16b, the first of which is in series with a load RL and an alternating voltage source v ;.
It is assumed that the core of the choke 16 has the B-H characteristic curve shown in FIG. 3 and the alternating voltage v ″ has the waveform shown in FIG.
It is assumed that when a direct current I flows through the control winding 16b, the core is premagnetized, that is to say saturated, up to point 17 on the B-H characteristic curve according to FIG. 3.
The supplied voltage v. Has such a size that one half-wave of the alternating current, which counteracts the direct current ampere turns, leads the core out of saturation to point 18 on the BH curve, while the other half-wave leads to saturation above the point 17 also increases. The voltage waveform for these purposes is shown in Fig. 4, the solid curve representing the voltage vF i across the load RL.
Assuming that the negative half-wave of v. leads the core out of saturation, the core is saturated at the beginning of a negative half-cycle, so that essentially the entire voltage supplied occurs as voltage va at the load RL. After time t1, point 19 is reached on the B-H curve, at which the core leaves the saturation area. The further change in current in the circuit is then counteracted by the voltage induced in winding 16a, so that the output voltage vp remains approximately constant.
If the reactor is dimensioned correctly, small changes in vi; which result from the magnetizing current in the unsaturated state can be neglected.
At a later point in time t2, point 18 on the B-H curve is reached, at which point the induced voltage at the choke changes its sign. The core then again reaches its saturation state at time t3. The output voltage va rises steeply until it is approximately equal to the applied voltage v., And remains at this value for the remaining span of the half-wave. The waveform of the voltage va thus consists of positive pulses occurring at equal intervals, which correspond to parts of the positive half-waves of the applied voltage v.
In the spaces between the pulses, the voltage vii has a practically constant negative value.
It can be shown that in the unsaturated state, the change in flux in the core of the choke 16 is proportional to the time integral of the induced voltage vi across the winding 16a. Between times t1 and t. however, the point representing the saturation state of the core on the B-H curve according to FIG. 3 has moved from point 19 to point 18 and back again to point 19, i.e. the total change in flow during this period is zero.
This results in
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This means that the areas <I> A </I> and <I> B </I> hatched in FIG. 4 are the same. The variable v changes its sign at t "..
Between the times t1 and t ", that is, with an unsaturated core, the magnetizing ampere-turns that result from the control current I in the winding 16b (if the effect of the small magnetization current can be neglected) must be equal to those that come from the current in the winding 16a The change in the control current 1 thus results in a change in the current in the winding 16a and in the load RL during this period.
Thus the value of vi; between t1 and t. and the size of the area <I> A </I> changed. In order to keep the areas <I> A </I> and <I> B </I> the same, the boundary of area B formed by the time ordinate t3 must change its position. The point in time at which the choke is saturated in each positive half-wave, and thus the phase position (with respect to the supplied voltage v ") of the leading edge of each positive voltage pulse at the load RL is thus determined by the magnitude of the direct current I. , usually winding 16b.
As can be seen, the phase position of the control pulses is pushed forward when the control current is increased.
The waveform of the voltage va at any phase winding of the transformers 12a and 12b comprises the fundamental frequency of the supply voltage and its third harmonic, which when put together result in the two-capped waveform shown in FIG.
In each half-wave, the amplitude of this voltage only changes by around 15% - its smallest value - in a range of 12011, so that the positive voltage pulses that occur at the load RL are kept within appropriate limits.
The voltage va can also have a sinusoidal waveform, but in this case, if the same range of 120b is used, the pulse height at full lag will only be 50 0 / a of its maximum level, and at full or almost full lead its rate of increase will be be low. The most favorable conditions result when the voltage v ″ has a rectangular shape, but any wave shape which approximates a rectangle more than a sinusoidal shape is also more favorable in this respect.
According to FIG. 1, a metal rectifier 20 is connected in series with the choke winding 16a and is bridged by a potentiometer network consisting of the resistors R1_5. The rectifier 20 is connected in such a way that it suppresses currents that flow counterclockwise in the control circuit 15.
In the period between t1 and t3 (Fig. 4), in which a current flows in this sense, the resistance load in series with the throttle consists of RL in series with the path R1 R2 R4 R5, the effect of the potentiometer R, - R2 RS can be neglected in this context.
The resistance of the path Ri R2 R4 R5 can be about five times as great as the resistance of RL. Since the ampere turns of winding 16a and those of winding 16b must be the same, the voltage drop at the resistance load in series with the throttle when a current flows counterclockwise in circuit 15 is about six times greater than with the same value of the control current in the other Sense, and the voltage drop across the throttle sel itself (v; in Fig. 4) is reduced accordingly.
In order to maintain the required equality of the voltage-time areas <I> A </I> and <I> B </I>, the choke must saturate at an earlier point in time of the positive half-wave, so that the phase position remains unchanged despite the control current the control impulse is advanced. The potentiometer network thus results in a saving in control output.
In the case of clockwise currents in control circuit 15, however, only the load RL is in series with the throttle, so that the level of the positive control pulse is not changed. The size of RL is determined by the resistance that is required for the outer grid-cathode path of the main rectifier, and this resistance is usually low compared to the resistance load that is required for the control loop to save control power.
Another advantage of the potentiometer network is that the negative output voltage (especially in Fig. 4, 5 and 6) between RL and the series path R, -R.-R4-R. and the actual negative voltage at RL is reduced to one sixth (with the same relative partial values as above) of its size without a potentiometer network. This lowered voltage VR1 is indicated in FIGS. 5 and 6 by dot-dash lines.
The reverse voltage fed to the rectifiers is determined by the DC output voltage Vb of the power supply unit 11 and remains relatively unaffected by the small negative voltages VR, so that working conditions of greater constancy are guaranteed for the rectifiers for all phase states of the control pulses.
According to the preceding description of the working mode of the arrangement, the control current 1 was not necessarily in a direct and a fold relationship to the phase changes of the voltage pulses that it produces. In particular, the current 1 is never equal to zero in the control range. The control of the rectifier can be ver simple when the control current is zero an extreme setting, z. B. the full lag of the pulses corresponds. This can be achieved in the circuit according to FIG. 1 by means of the potentiometers R1-R2 R3.
The variable potentiometer R2 is provided for a position; however, the explanation of the effect of this circuit part is simplified if its effect is disregarded.
During the positive half-waves of the control voltage v., The entire voltage on the choke winding 16a and the series load RL is fed to the control grid 10b. During the negative half-waves, however, the voltage v.1 at the series circuit 16a, RL, R4 and RS is given by
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(R, is neglected).
The point at which the throttle is saturated when the control current is zero is then determined by the equation
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where k is the point in the positive half-wave in which saturation occurs. This follows from the fact that over a complete cycle of v "the total change in flow in the core of the choke 16 must be zero.
The voltage waveform in the case where the throttle saturates at about 150 in the positive half-wave is shown in Fig.7. The respective value of k is of course determined by the values of R1 and R ..
In the control circuit 15 according to FIG. 1, two ver changeable elements, namely the potentiometer resistor R2 and the resistor R5, are provided.
The potentiometer resistor R2 enables equal control for the state with full lag or with control current zero and the resistor R5 for the state with full lead. Changes between the B-H characteristics of the individual chokes of the system lead to an imprecise mutual phase position of the control pulses.
The changeable control elements R2 and R5 allow the phase positions of the pulses to be set precisely without the need for a set of precisely matched chokes to achieve the same characteristics as possible, so that the correct load symmetry between the individual anodes is guaranteed.