Anordnung zur Verbesserung des Leistungsfaktors bei Wechselrichtern zur Speisung von, Verbrauchern, die einen wenigstens angenähert sinusförmigen Strom benötigen. Bei einphasigen Wechselrichtern wird die Gleichspannung im Rhythmus der Frequenz dauernd umgepolt, wobei sich eine weitgehend rechteekförmige Spannungskurve ergibt.
Bei der Speisung von Leuchtstofflampen bildet sieh ein Wechselstrom von fast sinusförmi- ger Kurvenform, der durch die Einwirkung der Vorschaltdrosseln für die Leuchtstoff lampen gegen die Spannung erheblich nach eilt. Das Maximum des Stromes fällt dabei zeitlich mit der Umpolung bzw. Ablösung der Kontakte zusammen.
Bei einem Wechsel richter mit Flüssigkeitsstrahl, insbesondere Quecksilber, in Schutzgasatmosphäre tritt hierbei keine Schädigung des Gerätes ein, doch vermindert sich der Wirkiuigsgrad durch die Lichtbogenbildung. Ausserdem wird die Kontaktstelle im ersten Teil der Kontaktzeit nur minimal, gegen Ende der Kontaktzeit dagegen sehr stark belastet. Der Effektivwert steigt hierdurch auf etwa die doppelte Grösse des Mittelwertes. Da die Verluste mit dem Quadrat der Stromstärke ansteigen, tritt durch diesen Umstand im Transformator und an den Kontaktstellen etwa ein Verlust auf, der gegenüber rechteckigem Strom etwa vier mal so gross ist.
Gemäss vorliegender Erfindung wird zur Verbesserung des Leistungsfaktors bei Wech selrichtern, insbesondere mit flüssigem Kon taktmaterial, zur Speisung von Verbrauchern, die einen angenähert sinusförmigen Strom benötigen, auf der Wechselstromseite -ausser der Strombegrenzungsdrossel mindestens eine Reihendrossel und mindestens ein Kondensa tor vorgesehen, die derart bemessen sind, dass der Leistungsfaktor mindestens 85 % beträgt.
In der Zeichnung sind einige Aus führungsforznen der Erfindung beispiels weise veranschaulicht, und zwar zeigt Fig. 1 eine Schaltung mit einer Leuchtstoffröhre- L als Verbraucher. Ausserdem werden die Drosseln D, und D2 sowie der Kondensator C von der Wechselspannung <I>UV</I> des Wechsel richters gespeist. Die beiden Drosseln können in ihrer Induktivität gleich oder -verschie den sein. An die Mitte (U') der beiden Dros seln und an den andern Pol V ist ein Konden sator C angeschlossen.
Die Leuchtstofflampe wird zur Zündiuig schliesslich noch durch die Zündröhre Z in bekannter Weise über brückt. Der Kondensator C wird so abge stimmt, dass der Oberwellenstrom bzw. die Oberwellenspannung (3. Oberwelle) über den Kondensator C abgeführt wird, so dass die Spannung an der Leuchtstofflampe und Drossel D2 annähernd sinusförmig wird.
Der Strom in der Netzleitung wird alsdann annä hernd rechteckförmig und fällt zeitlich mit der Spannungskurve des Wechselrichters zu sammen. Infolgedessen wird der Wechselrich ter sehr günstig belastet, und die Verluste werden ein Minimum.
Wenn es auch durch diese .Schaltung gelungen ist, eine einheitliche Montage der Leuchtstofflampen zu erzielen und den Wirkungsgrad des Wechselrichters auf 85 bis 90 % zu steigern, so darf man nicht ausser acht lassen, dass im Gegensatz zur nor malen Schaltung statt einer Vorschaltdrossel zwei benötigt werden,
wodurch an sich die Verluste im Lampenkreis steigen. Die Dros seln lassen sich jedoch so auslegen, dass ihre Verluste zusammen kaum nennenswert grösser sind als bei einer Drossel für normalen Netz betrieb. Ausserdem sind die Ströme in der Drossel Dl durch die Verbesserung des Lei stungsfaktors wesentlich kleiner und können in der Grössenordnung von 50 bis 60 % des Lampenstromes liegen. Da die Ohmschen Ver luste mit dem Quadrat der .Stromstärke stei gen, sind die Verluste in der Drossel Dl in folge des kleineren Stromes bei gleicher Type wesentlich kleiner als in der Drossel D2.
Die Eigenfrequenz des Drosselkondensator- kreises muss etwa 50 % höher liegen als die Wechselrichterfrequenz, um einen günstigen Leistungsfaktor auf der Wechselrichterseite zu erzielen, das heisst, das Verhältnis des vom Wechselrichter aufgenommenen Stromes zum Lampenstrom erreicht dann ein Minimum.
Die SehwingLmgskreise sind wenig gedämpft, was mit Rücksicht auf die Verminderung der Verluste erwünscht ist. Man wird bei der Abstimmung auf die 1;5fache Netzfrequenz wegen der Eigenfrequenz
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versuchen, den Faktor der Induktivität so klein wie möglich zu machen und den Faktor des Kondensators grösser zu wählen, da die Kondensatoren gegenüber den Drosseln ver- schwindend kleine Verluste aufweisen.
In Fig.2 ist eine andere Anordnung ge zeigt, bei der ein Kondensator <B>C</B> parallel zur Drossel Dl liegt, mit welcher in der Haupt sache die dritte Oberwelle der Spannung aus dem Stromkreis der Lampe ferngehalten wird. Meist ist ausserdem noch der gestrichelte Kon- densatorkreis mit ::dem Kondensator C erfor- derlich, um den Leistungsfaktor günstig zu beeinflussen.
Eine weitere Anordnung zeigt die F'ig. 3, bei welcher drei Drosseln Do, DL und Do erforderlich sind, die zwar einen gut kompensierten rechteckigen Wechselstrom am Wechselrichter ergibt, jedoch wegen der Ver luste in den drei Vorschaltdrosseln etwas um günstiger arbeitet. Fig. -1 stellt die gleiche Schaltung dar, die dritte Drossel Do ist jedoch als gemeinsames. Vorschaltglied fortgelassen.
Die Kompensation ist hier nicht so vollständig wie nach der Schaltung nach Fig. 3, auch ist der rechteckige Wechselstrom mit einem tiefen Satteleinschnitt versehen, doch sind die Ge samtverluste kleiner. Eine weitere Anordnung zeigt die Fig. 5, bei der der Drosselkondensa- torkreis mit D, und C parallel zur Drossel DL gelegt ist, die also mit der Fig.3 eine gewisse Ähnlichkeit hat. Auch hierbei ergibt sich wieder ein annähernd rechteckiger, gut kompensierter Wechselstrom, doch sind die Verluste der drei Drosseln etwas störend.
An Hand der vorgenannten Beispiele ist. gezeigt, dass man die Kompensationsschaltun gen sehr verschieden ausführen kann. Es gibt noch weitere Anordnungen dieser Art, die jedoch alle annähernd dasselbe bewirken.
Noch einmal zusammengefasst, ergeben sieh bei der Schaltung nach Fig. 1 etwa folgende Strom- und Spannungskurven: An den Klemmen U, V, Spannungskurve rechteckig.
An den Klemmen U', V, Spannungskurve sinusförmig.
An der Leuchtstofflampe, Spannungskurve entsprechend der Entladecharakteristik der Leuchtstofflampe.
Strom in der Drossel Dl, angenähert recht eckig.
Strom in der Drossel D2, angenähert sinus- förmig.
Strom im Kondensatorkreis C setzt sich aus Bruchstücken von 'Sinuskurven der 1,5fachen Netzfrequenz zusammen, wie in Fig. 6 gezeigt.
Während üblicherweise bei Zerhackern im Wechselrichterkreis ein voreilender Konden- satorstrom angestrebt wird, um den Strom im Augenblick der Kontaktöffnung Null werden zu lassen, ist dies beim Wechselrichter mit Quecksilberstrahl nicht erforderlich. Es kann der volle Strom i unterbrochen werden.
Es ist aber dann notwendig, Parallelkon densatoren auf der Gleichstromseite zu den Kontakten oder auf der Weehselstromseite parallel zu den Anschlüssen vorzusehen, die nur in der Umschaltpause besonders wirksam sind. Sie liefern als Augenblicksreserve die treibende Spannung in der Kontaktpause.
Diese Kondensatorengruppe muss möglichst so abgeglichen werden, dass sie a) die Kontaktspannung bei der Öffnung zwischen Queckstrahl und Elektrode so klein hält, dass keine Rückzündung statt findet und b) mit den im Stromkreis vorhandenen In- duktivitäten so abgestimmt ist, dass bei Schliessen des nächsten Kontaktes keine wesentliche Spannungsdifferenz auftritt.
Die Kontaktpause muss ebenfalls diesen Be dingungen genügen.
Diese Bedingungen, die für die Kontakt pause gelten, ändern sich mit der Belastung. Es empfiehlt sich deshalb, zu jeder Schaltung noch einen kleinen Parallelkondensator unter Umständen zum Wechselrichternetz zu schal ten.
Benutzt man bei mehreren Verbrauchern vor jedem eine Anordnung gemäss den Fig. 1 bis 5, so werden, wie oben schon gesagt, durch die grosse Anzahl Siebdrosseln zusätzliche Verluste hervorgerufen, und ausserdem ver teuert sich die Anlage. Gemäss einer weiteren Ausführungsform der Erfindung soll deshalb für eine grössere Zahl von Stromverbrauchern eine gemeinsame 'Siebdrossel grösserer Typen leistung verwendet werden.
Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 7 der Zeich nung veranschaulicht. Wieder sind <I>U,</I> p die Anschlussklemmen an dem Ausgangstransfor mator des Wechselrichters. Ein kleiner Kon densator C, dient zur Kompensation der Stromspannung des 'Transformators T. Der gesamte erzeugte Sekundärstrom fliesst durch die Siebdrossel Dl.
Vor der Drossel Dl ist die Spannungskurve annähernd rechteckig, hinter der Drossel Dl sinusförmig. An die Vertei lungsleitung sind eine Reihe von Leuchtstoff- lampen angeschlossen, die einzeln abgeschaltet werden können. Jede Lampe L mit einem Zün der Z ist durch die Drossel D2 im Strom auf den normalen Wert begrenzt. Vor jeder Dros sel D2 liegt ein Kondensator C2, der mit der Drossel D, den Siebkreis bildet. Die Konden satoren C2 kompensieren den Leistungsfaktor jedes Lampenkreises zu cos (p = 1.
Mit einem Schalter S kann jeder Lampen kreis für sich zu- oder abgeschaltet werden. Der Oberwellen-Siebkreis arbeitet in fol gender Weise Die annähernd rechteckige Wechselspan nung auf der :Sekundärseite des Transforma tors, also auch am Kondensator Cl, enthält ausser der sinusförmigen Grundwelle in der Hauptsache eine 3fache Oberwelle. Bezeichnet man die Wechselspannung an D, mit U1, an C2 mit U2, so ist U2/Ul = L - C/cu2.
Ist zum Beispiel das Verhältnis von U2 zu Ui für die Grundwelle 2, so beträgt dieses für die 3. Oberwelle '2/,9 = 0,22, das heisst die 3. Ober welle beträgt rund den 10. Teil der Grund welle. Die Amplitude der 3. Oberwelle ist am Transformator etwa nur 1/3 so gross wie die Grundwelle, so dass sie am Kondensator C2 nur noch rund 1/3o der Grundwelle ausmacht. Die folgende 5. Oberwelle und die andern sind in ihrer Wirkung noch stärker verringert, weshalb am Kondensator C2 eine fast sinus- förmigeSpannung entsteht.
Fig. 8 stellt das Vektordiagramm der Schaltung nach Fig. 7 für die Grundwelle dar; worin bedeuten: UT Sekundärspannung am Transformator, UD Wechselspannung an der Drossel Di, Uo Wechselspannung am Kondensator C2, JT Transformatorenstrom, JL Sekundärstrom sämtlicher angeschlos sener Leuchtstofflampen, JO Kondensatorenstrom sämtlicher Konden satoren C2.
Das Diagramm wurde mit einem Vektor m-esser unter Ausschaltung der 3. Oberwelle aufgenommen. Um die leistungsmässig inter essierenden Summen der Kondensator- und der Lampenströme zu erhalten, brauchte nur in einem Lampenkreis gemessen zu werden. Da die Ströme in den verschiedenen Lampen kreisen phasengleich fliessen, ergibt sich die Länge der Vektoren JC und JL einfach durch Multiplikation der betreffenden Messwerte mit der Anzahl der angeschlossenen Lampen.
Der Lampenstrom JL eilt der Verbraucher- spannung LTc um etwa 60 nach, der Kon- densatorstrom JC um 9J0 vor.
Beide ergeben den Transformatorenstrom JT, der mit der Transformatorenspannung Lrr fast, phasen gleich ist. -3littels der Kondensatoren kann der Scheinstrom der Lampen somit auf cos cp_ = 1 kompensiert werden. Der Blind spannungsabfall an der Drossel D1, Ztp ist etwa halb so gross wie die Spannung trc.
Die 3. Oberwelle wird nur an der Drossel D1 praktisch wirksam und ruft hier zusätzliche Eisenverluste hervor, die jedoch bei richtiger Auslegung nur geringe Bedeutung haben.
Infolge des höheren induktiven Wider standes wird die 3. Oberwelle in der Drossel D. bedeutend vermindert. Der Strom im Lampenkreis ist deshalb auch annähernd sinusförmig, obwohl die Lampenspannung in folge der Lampenstromspannungskennlinie trapezförmig ist.
Die Schaltung gemäss den Fig. 1 bis 5 hat auch noch den Nachteil, dass sich bei Durch brennen einer Leuchtstofflampe der Strom kreis aus Drossel D, und Kondensator C fast in Reihenresonanz befindet und der Strom deshalb auf unzulässig hohe -Werte -in D1 an steigt. Im Gegensatz hierzu entstehen bei Stö rungen bei der Schaltung nach Fig. 7 keine unzulässigen Belastungen durch den alsdann ohne Lampenbelastung angeschlossenen Kon densator C2.
Die Schaltung nach Fig. 7 kann auch noch durch weitere zusätzliche Siebkreise ergänzt werden, zum Beispiel durch Hinzuschaltung einer 2. Drossel Dj, und eines entsprechenden Summenkondensators im Verbindungspunkt der beiden Drosseln.
Ferner können zur besseren Ausnutzung der Strombegrenzungsdrossel D. zwei Lam pen in Reihe geschaltet sein zusammen mit nur einer Drossel.
Gemäss einem andern Ausführungsbeispiel der Erfindung spaltet man die Verbraucher in zwei Gruppen auf, von denen die eine Gruppe Vorschaltdrosseln, die andere Reihen kondensatoren enthält; es tritt so zu Beginn jeder Periodenhälfte ein Stossladestrom der Kondensatoren auf, der bei richtiger Aus legung über die Drosseln und Leuchtstoff- la.mpengruppe schwingungsfrei abklingt. Es entsteht also eine voreilende, schnell anstei gende und allmählich abfallende Stromkurve, welche mit dem nacheilenden Strom der an dern Gruppe eine weitgehend reehteckförmige Stromkurve ergibt.
Infolge dieser Massnah men gehen die Effektivwerte im Transforma tor und auch auf der Gleichstromseite auf die Grösse der Mittelwerte zurück, das heisst der Leistungsfaktor nähert sich dem Wert 7.. Bei einem -Wechselrichter mit gasgefüllter Quecksilberturbine konnte durch diese Mass nahme der -Wirkungsgrad von 70 auf 85 /o gesteigert. werden.
Arrangement for improving the power factor in inverters for feeding loads that require an at least approximately sinusoidal current. With single-phase inverters, the DC voltage is constantly reversed in rhythm with the frequency, resulting in a largely rectangular voltage curve.
When supplying fluorescent lamps, an alternating current with an almost sinusoidal curve shape is formed which, due to the action of the series chokes for the fluorescent lamps, lags considerably behind the voltage. The maximum of the current coincides with the polarity reversal or separation of the contacts.
In the case of an inverter with a liquid jet, in particular mercury, in a protective gas atmosphere, the device is not damaged, but the degree of efficiency is reduced by the formation of the arcing. In addition, the contact point is only minimally stressed in the first part of the contact time, but very heavily towards the end of the contact time. As a result, the effective value rises to about twice the size of the mean value. Since the losses increase with the square of the current strength, this fact results in a loss in the transformer and at the contact points that is about four times as large as that of rectangular current.
According to the present invention, in order to improve the power factor in inverters, in particular with liquid contact material, to feed loads that require an approximately sinusoidal current, at least one series choke and at least one capacitor are provided on the AC side, with the exception of the current limiting choke are that the power factor is at least 85%.
In the drawing, some of the invention are exemplarily illustrated executions, namely Fig. 1 shows a circuit with a fluorescent tube L as a consumer. In addition, the chokes D and D2 and the capacitor C are fed by the alternating voltage <I> UV </I> of the inverter. The inductance of the two chokes can be the same or different. A capacitor C is connected to the middle (U ') of the two throttles and to the other pole V.
For ignition, the fluorescent lamp is finally bridged by the ignition tube Z in a known manner. The capacitor C is tuned in such a way that the harmonic current or the harmonic voltage (3rd harmonic) is dissipated via the capacitor C, so that the voltage at the fluorescent lamp and choke D2 becomes approximately sinusoidal.
The current in the power line is then approximately rectangular and coincides with the voltage curve of the inverter. As a result, the inverter is loaded very favorably, and the losses are a minimum.
Even though this circuit has succeeded in achieving a uniform installation of the fluorescent lamps and increasing the efficiency of the inverter to 85 to 90%, one must not disregard the fact that, in contrast to the normal circuit, two series chokes are required instead of one will,
which in itself increases the losses in the lamp circuit. However, the chokes can be designed in such a way that their combined losses are hardly noticeably greater than with a choke for normal network operation. In addition, the currents in the choke Dl are much smaller due to the improvement in the power factor and can be in the order of magnitude of 50 to 60% of the lamp current. Since the ohmic losses increase with the square of the current strength, the losses in the choke Dl due to the smaller current for the same type are significantly smaller than in the choke D2.
The natural frequency of the choke capacitor circuit must be around 50% higher than the inverter frequency in order to achieve a favorable power factor on the inverter side, i.e. the ratio of the current consumed by the inverter to the lamp current then reaches a minimum.
The visual swing circles are not attenuated much, which is desirable with a view to reducing losses. When tuning to 1; 5 times the network frequency because of the natural frequency
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try to make the inductance factor as small as possible and to choose a larger capacitor factor, since the capacitors have vanishingly small losses compared to the chokes.
In Figure 2 another arrangement is shown ge, in which a capacitor C is parallel to the inductor Dl, with which the third harmonic of the voltage is kept away from the circuit of the lamp in the main thing. In addition, the dashed condenser circuit with: the condenser C is usually required in order to influence the power factor favorably.
Another arrangement is shown in FIG. 3, in which three chokes Do, DL and Do are required, which results in a well-compensated rectangular alternating current at the inverter, but because of the losses in the three series chokes, it works a bit cheaper. Fig. -1 shows the same circuit, but the third choke Do is common. Ballast omitted.
The compensation is not as complete here as in the circuit of FIG. 3, and the rectangular alternating current is provided with a deep saddle incision, but the total losses are smaller. A further arrangement is shown in FIG. 5, in which the inductor capacitor circuit with D and C is placed parallel to the inductor DL, which is therefore somewhat similar to FIG. This again results in an approximately rectangular, well-compensated alternating current, but the losses of the three chokes are somewhat disruptive.
Based on the above examples. has shown that the compensation circuits can be made very differently. There are other arrangements of this type, but they all do approximately the same thing.
Summarized once more, the following current and voltage curves result in the circuit according to FIG. 1: At the terminals U, V, voltage curve rectangular.
At the terminals U ', V, voltage curve sinusoidal.
On the fluorescent lamp, voltage curve corresponding to the discharge characteristics of the fluorescent lamp.
Current in the throttle Dl, approximately right angular.
Current in the choke D2, approximately sinusoidal.
Current in the capacitor circuit C is made up of fragments of sine curves of 1.5 times the mains frequency, as shown in FIG.
While choppers in the inverter circuit usually aim for a leading capacitor current in order to let the current become zero at the moment the contact is opened, this is not necessary for inverters with a mercury beam. The full current i can be interrupted.
But it is then necessary to provide parallel capacitors on the direct current side to the contacts or on the alternating current side parallel to the connections, which are only particularly effective in the switching pause. As a momentary reserve, they provide the driving tension in the break in contact.
If possible, this group of capacitors must be balanced so that a) it keeps the contact voltage at the opening between the mercury beam and the electrode so low that no flashback takes place and b) it is coordinated with the inductivities in the circuit so that the next one closes Contact no significant voltage difference occurs.
The break in contact must also meet these conditions.
These conditions, which apply to the contact break, change with the load. It is therefore advisable to connect a small parallel capacitor to the inverter network with every connection.
If an arrangement according to FIGS. 1 to 5 is used with several consumers in front of each, then, as already said above, additional losses are caused by the large number of throttles, and the system is also expensive. According to a further embodiment of the invention, a common filter throttle of a larger type of power should therefore be used for a larger number of electricity consumers.
An example of this is illustrated in Fig. 7 of the drawing. Again, <I> U, </I> p are the connection terminals on the output transformer of the inverter. A small Kon capacitor C is used to compensate for the voltage of the 'transformer T. The entire secondary current generated flows through the filter throttle Dl.
In front of the choke Dl the voltage curve is approximately rectangular, behind the choke Dl it is sinusoidal. A number of fluorescent lamps are connected to the distribution line and can be switched off individually. Each lamp L with an ignition of the Z is limited in the current to the normal value by the choke D2. In front of each Dros sel D2 there is a capacitor C2 which, together with the choke D, forms the filter circuit. The capacitors C2 compensate the power factor of each lamp circuit to cos (p = 1.
With a switch S each lamp circuit can be switched on or off individually. The harmonic filter circuit works in the following manner. The approximately rectangular alternating voltage on the secondary side of the transformer, also on the capacitor C1, contains, in addition to the sinusoidal fundamental wave, mainly a triple harmonic. If one denotes the alternating voltage at D, with U1, at C2 with U2, then U2 / Ul = L - C / cu2.
If, for example, the ratio of U2 to Ui for the fundamental wave is 2, then for the third harmonic it is' 2 / .9 = 0.22, that is to say the 3rd harmonic is around the 10th part of the fundamental wave. The amplitude of the 3rd harmonic on the transformer is only about 1/3 as large as the fundamental wave, so that it is only around 1/3 ° of the fundamental wave on the capacitor C2. The effect of the following 5th harmonic and the others are reduced even more, which is why an almost sinusoidal voltage arises across capacitor C2.
Fig. 8 is the vector diagram of the circuit of Fig. 7 for the fundamental wave; where mean: UT secondary voltage at the transformer, UD AC voltage at the choke Di, Uo AC voltage at the capacitor C2, JT transformer current, JL secondary current of all connected fluorescent lamps, JO capacitor current of all capacitors C2.
The diagram was recorded with a vector m-esser with the 3rd harmonic eliminated. In order to obtain the sums of the capacitor and lamp currents, which are of interest in terms of performance, only one lamp circuit needed to be measured. Since the currents in the various lamp circuits flow in phase, the length of the vectors JC and JL is obtained simply by multiplying the relevant measured values by the number of connected lamps.
The lamp current JL lags the consumer voltage LTc by about 60, the capacitor current JC by 9J0.
Both result in the transformer current JT, which is almost the same phase with the transformer voltage Lrr. The apparent current of the lamps can thus be compensated to cos cp_ = 1 by means of the capacitors. The reactive voltage drop across the choke D1, Ztp is about half as large as the voltage trc.
The 3rd harmonic is only practically effective at throttle D1 and causes additional iron losses here, which, however, are of little importance if correctly designed.
As a result of the higher inductive resistance, the 3rd harmonic in the throttle D. is significantly reduced. The current in the lamp circuit is therefore approximately sinusoidal, although the lamp voltage is trapezoidal due to the lamp current voltage characteristic.
The circuit according to FIGS. 1 to 5 also has the disadvantage that when a fluorescent lamp burns through, the circuit composed of choke D and capacitor C is almost in series resonance and the current therefore rises to impermissibly high values in D1 . In contrast to this, when there are malfunctions in the circuit according to FIG. 7, no inadmissible loads are caused by the capacitor C2 connected without any lamp load.
The circuit according to FIG. 7 can also be supplemented by further additional filter circuits, for example by adding a second choke Dj and a corresponding summing capacitor at the connection point of the two chokes.
Furthermore, two lamps can be connected in series together with only one throttle for better utilization of the current limiting throttle D.
According to another embodiment of the invention, the loads are split into two groups, one of which contains series chokes and the other series capacitors; A surge charging current of the capacitors occurs at the beginning of each half of the period, which decays without vibrations if correctly designed via the chokes and fluorescent lamp group. So there is a leading, rapidly rising and gradually falling current curve which, with the lagging current of the other group, results in a largely rectangular current curve.
As a result of these measures, the effective values in the transformer and also on the direct current side are reduced to the size of the mean values, i.e. the power factor approaches a value of 7 increased to 85 / o. will.