Gegentaktmodtilatoranordnung. Die Erfindung betrifft Gegentaktmodula- toranordnungen unter Verwendung von Zwei- polgleichrichtern, die als einfache Gegentakt-, Doppelgegentakt- oder Ringmoclulatoranord- nungen ausgebildet sein können. Bei derarti gen Modulatoren stört in vielen Fällen die durch Unsymmetrien einzelner Glieder, ins besondere der nichtlinearen Glieder, hervor gerufene Trägerrestspannung.
Eine Verringerung der Unsymmetrien bereitet fabrikatorisch Schwierigkeiten. Sucht man beispielsweise die GleicUrichter aus einer Fabrikationsserie besonders aus, so ist das verhältnismässig kostspielig, da nur wenige Gleichrichter einer Fabrikationsserie ver- -wendbar sind. Die Anzahl der verwendbaren Gleichrichter kann durch besondere Aussuch- verfahren zwar erhöht werden, jedoch ist jedes Aussueliverfahren <U>immer</U> kostspielig.
<B>Es</B> ist weiter bekannt, zur Unterdrückung des Trägerrestes Abgleich- und Kompensa tionsverfahren anzuwenden, die bei grösserem Aufwand eine verhältnismässig gute Unter- drückung des Trägerrestes gewährleisten. Be sonders nachteilig bei diesen Kompensations verfahren ist die Temperaturabhängigkeit, die selbst bei grösstem Aufwand nie ganz beseitigt werden kann.
Sowohl bei Trägerpegeläuder-ungeu als auch bei grösseren Temperaturschwankungen und bei längerer Betriebsdauer tritt selbst bei Anwendung von Aussuch- und Abgleichver- fahren, insbesondere infolge deg unterschied lichen Verhaltens der nichtlinearen Glieder, eine Zunahme der Trägerrestspanuung auf.
Besonders für Trägerfrequenzsysteme, bei denen sieh die Modulatoranordnungen nicht in hinsichtlich der Temperatur überwachten Räumen befinden und die stärkeren Bean-. spruchungen ausgesetzt sind, kann diese Zu nahme des Trägerrestes sielf unangenehm aus wirken. Aufgabe der Erfindung ist es nun, durch andere Mittel diese Schwierigkeiten zu beseitigen.
Eine Gegentaktmodulatoranordnung unter Verwendung von Zweipolgleichrichtern ist schematisch in Fig. <B>1</B> dargestellt. Die modu lierende Spannung, beispielsweise eine Nie- derfrequenzspannung, wird den Klemmen<B>1,</B> 2 zugeführt. Den Klemmen 3,. 4 wird die Trägerfrequenzspannung zugeführt und den Klemmen<B>5, 6</B> wird das 21odulationsprodukt, entnommen.
Die Modulatormiordnung IN be- siel-i-b aus nichtlinearen Gliedern, beispiels weise in Gegentakt- oder Ringschaltung, wo bei die nichtlinearen Glieder zwischen einem Eingangsübertrager<B>EU</B> und dem Ausgangs übertrager AÜ angeordnet sind.
Bei nicht vollständiger Symmetrie der Anordnung ergeben sich nun bezüglich des Trägerrestes die in der Fig. 2, dargestellten Verhältnisse. In der Fig. 9.a ist beispielsweise eine Periode der Trägerspannung dargestellt.
Bei reeller Unsymmetrie der Modulatoranord- nung, die ausser durch dieGleicUrichterele- mente auel-i durch die Unsymmetrie der Über trager hervorgerufen sein kann, ergibt siel-i nun im Ausgang der Modulatoranordnung eine Trägerrestspannung, die in Phase ist mit der zugeführten Trägerspannung, wie in der Fig. <B>2b</B> in vergrössertem Massstab dargestellt ist.
Die Grösse der Amplitude dieser Träger- restspannung ist bedingt durch die reelle'LT11- symmetrie der Anordnung. Auf der Seite der modulierenden Frequenz, im Beispiel also auf der Niederfrequenzseite der Anordnung, tritt nun aber nicht die Trägerrestspannun(r auf, sondern eine Spannung, die im wesentlichen eine Gleichspannung und eine Frequenz der Joppelten Trägerfrequenz enthält, wie es aus der Fig. 2c ersichtlich ist.
Ähnlich liegen die Verhältnisse auch bei den Trägerrestspan- nungen, die durch imaginäre Unsymmetrien bedingt sind. Im Ausgang der Modulator- anordnung ergibt sich eine Trägerrestspan- nung, die gegenüber der zugeführten Träger spannung um 90P phasenverschoben ist, wie die Fig. <B>2d</B> zeigt. Auf der Seite der modulie renden Frequenzz tritt hingegen eine Span nung auf, wie sie die Fig. 2e zeigt, die im wesentlichen die doppelte Trägerfrequenz enthält.
Gemäss der Erfindung wird nun der Trä gerrest auf der Ausgangsseite der Modulator- anordnung weitgehend herabgesetzt dadurch, dass auf der Seite der modulierenden Fre- quienz ein Auftreten von Gleichstrom durch Siebmittel unterdrüekt wird. Durch diese #vil,i,ssn-ii,hnie wird inan weitgehend unabhängig von Temperaturschwankungen und Träger- pegeländerungen sowie auch von einer länge ren Betriebsdauer, da der Trägerrestausgleich hier vollkommen selbsttätig erfolgt.
Sowohl anfängliche Unsymmetrien als auch spätere Änderungen durch die bereits angeführten Einflüsse werden in ihrer Wirkung auf den Trägerrest, insbesondere bei grösseren Unsyni- inetrien, stark vermindert, so dass in vielen Anwen.dungsfällen ein besonderes Aussuchen oder Abzgleichen der einzelnen l#lodulatorele- mente Überflüssig wird und das Überschrei ten des Trägerrestes über einen bestimmten noch zugelassenen Grenzwert praktisch ver mieden werden kann.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit Gleichstromunterdrückung auf der Nie- derfrequenzseite zeigt die Fig. <B>3.</B> Zur Gleich- stromunterdrückung sind hier die Konden satoren<B><I>C,</I></B> C, in die Sekundärwicklung des Eingangsübertragers so eingeführt worden, dass der Gleichstrom hier einen sehr hohen Widerstand vorfindet und praktisch kein Gleichstrom fliessen kann. Zweckmässig kann man diese Kondensatoren auch in die einzel nen nichtlinearen Zweige des Modulators ein fügen.
Gleichzeitig, sei es abhängig oder un abhängig davon, kann man Siebkreise für die doppelte Trägerfrequenz einfügen, beispiels weise dadurch, dass man in dem Ausführungs beispiel der Fig. <B>3</B> parallel zur Sekundär- wiehlung des Eingangsübertragers eine Ka pazität schaltet und diese zusammen mit der Streuinduktivität des Eingangsübertragers so ausbildet, dass von den Gleichrichterelemen- ten aus cesehen sich für die doppelte Träger frequenz ein sehr grosser Seheinwiderstand ergibt,
so dass praktiseli kein Strom der dop pelten Trägerfrequenz fliessen kann.
In Fig. 4a sind gemessene Werte in den Kurven<B>1</B> und<B>9.</B> dargestellt für die Träger- restdämpfung von Rin-Modulatoren, bei de nen gemäss dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4b die Trägerspannung statt über Sym metrieübertrager über kapazitive Spannungs- teiler <B><I>C, C,</I></B> bezw. <B><I>C, C,</I></B> zugeführt ist.
Die Kurve<B>1</B> *gilt dabei ohne die Einfügung von Sperrkondensatoren und die Kurve 2 mit den eingefügten Sperrhondensatoren <B>C,</B> bis<B>C"</B> die <B>je,</B> in einem Zweig des Modulators angeordnet sind. Die Messungen wurden an 40 verschie denen Modulatoren mit nicht ausgesuchten Gleichrichtern vorgenommen.
Die Auftra- gung in Ordinatenricbtung wurde dabei<B>je-</B> doch auf<B>100</B> bezogen, um die prozentuale Abhängigkeit der auf der Abszisse in Neper
EMI0003.0014
aufgetragenen Trägerrestdämpfung der gesamten Versuc'hsserie zu erhalten.
Die Kurve<B>1</B> gibt also beispielsweise an, dass bei sämtlichen (100%) Modulatoren die Träger- restdämpfung unterhalb<B>6,5</B> Neper liegt, dass jedoch nur bei<B>25 %</B> der Modulatoren die Trä- gerrestdämpfung kleiner als 4 Neper ist.
Es zeigt sich aus den beiden Kurven, dass allein durch die Verwendung der #Sperrkondensatoren, also durch die Unter drückung des auf der Seite der modulie renden Frequenz andernfalls auftretenden Gleichstromes sich ein mittlerer Dämpfungs- zuwaclis von 1,2# Neper ergibt. Statt der An ordnung von 8perrkondensatoren in jedem Zweig kann auch, wie in Ausführungsbei spiel nach Fig. 4c dargestellt, ein einziger Sperrkondensator<B>C</B> in dem gemeinsamen Zweig der modulierenden Frequenz angeord net sein.
Der T#ägerrestdämpfungsgewinn ist praktisch der gleiche.
Push-pull fan assembly. The invention relates to push-pull modulator arrangements using two-pole rectifiers which can be designed as simple push-pull, double push-pull or ring modulator arrangements. In the case of such modulators, the residual carrier voltage caused by asymmetries of individual members, in particular of the non-linear members, interferes in many cases.
A reduction in the asymmetries causes manufacturing difficulties. If, for example, one particularly selects the equal converters from a production series, it is relatively expensive, since only a few rectifiers of a production series can be used. The number of rectifiers that can be used can be increased through special selection processes, but each selection process is <U> always </U> expensive.
It is also known to use adjustment and compensation methods to suppress the carrier residue, which ensure a relatively good suppression of the carrier residue with greater effort. A particular disadvantage of this compensation method is the temperature dependency, which can never be completely eliminated even with the greatest effort.
In the case of carrier level noise as well as greater temperature fluctuations and longer periods of operation, an increase in the residual carrier stress occurs even when using selection and adjustment methods, in particular due to the different behavior of the non-linear elements.
Especially for carrier frequency systems in which the modulator arrangements are not located in rooms that are monitored with regard to temperature, and the stronger demands. are exposed to stresses, this increase in the amount of carrier residue can have an unpleasant effect. The object of the invention is now to overcome these difficulties by other means.
A push-pull modulator arrangement using two-pole rectifiers is shown schematically in FIG. 1. The modulating voltage, for example a low-frequency voltage, is fed to terminals <B> 1, </B> 2. Terminals 3 ,. 4, the carrier frequency voltage is fed in and the modulation product is taken from terminals <B> 5, 6 </B>.
The modulator misorder IN example-i-b from non-linear elements, for example in push-pull or ring circuit, where the non-linear elements are arranged between an input transformer <B> EU </B> and the output transformer AÜ.
If the arrangement is not completely symmetrical, the relationships shown in FIG. 2 result with respect to the remainder of the carrier. In Fig. 9.a, for example, a period of the carrier voltage is shown.
In the case of a real asymmetry of the modulator arrangement, which can be caused by the asymmetry of the transducers in addition to the equalizer elements, there is now a residual carrier voltage at the output of the modulator arrangement which is in phase with the carrier voltage supplied, as in of Fig. 2b is shown on an enlarged scale.
The magnitude of the amplitude of this residual carrier voltage is due to the real LT11 symmetry of the arrangement. On the side of the modulating frequency, in the example on the low-frequency side of the arrangement, however, the residual carrier voltage (r) does not occur, but a voltage which essentially contains a direct voltage and a frequency of the doubled carrier frequency, as shown in FIG. 2c can be seen.
The situation is similar for the carrier residual stresses, which are caused by imaginary asymmetries. At the output of the modulator arrangement there is a residual carrier voltage which is phase-shifted by 90P with respect to the carrier voltage supplied, as FIG. 2d shows. On the other hand, a voltage occurs on the side of the modulating frequency, as shown in FIG. 2e, which contains essentially twice the carrier frequency.
According to the invention, the rest of the carrier on the output side of the modulator arrangement is largely reduced by suppressing the occurrence of direct current on the side of the modulating frequency through the filter means. This # vil, i, ssn-ii, hnie makes it largely independent of temperature fluctuations and changes in the carrier level as well as a longer operating time, since the residual carrier compensation takes place completely automatically.
Both initial asymmetries and later changes due to the influences already mentioned are greatly reduced in their effect on the carrier residue, especially in the case of larger asymmetries, so that in many cases of use a special selection or comparison of the individual iodulator elements is superfluous and the exceeding of the carrier residue above a certain limit value that is still permitted can be practically avoided.
An exemplary embodiment of the invention with direct current suppression on the low frequency side is shown in FIG. 3. For direct current suppression, the capacitors <B> <I> C, </I> </B> C are here , has been introduced into the secondary winding of the input transformer in such a way that the direct current has a very high resistance and practically no direct current can flow. These capacitors can also be expediently inserted into the individual non-linear branches of the modulator.
At the same time, be it dependent or independent of it, filter circuits for twice the carrier frequency can be inserted, for example by having a capacitance in the embodiment example in FIG. 3 parallel to the secondary voltage of the input transformer switches and forms this together with the leakage inductance of the input transformer in such a way that, from the rectifier elements, a very large visual resistance results for twice the carrier frequency,
so that practically no current of twice the carrier frequency can flow.
4a shows measured values in curves <B> 1 </B> and <B> 9. </B> for the residual carrier attenuation of Rin modulators, in which according to the exemplary embodiment according to FIG Carrier voltage instead of via symmetry transformer via capacitive voltage dividers <B> <I> C, C, </I> </B> resp. <B> <I> C, C, </I> </B> is supplied.
The curve <B> 1 </B> * applies without the insertion of blocking capacitors and curve 2 with the inserted blocking capacitors <B> C, </B> to <B> C ", the <B> each , </B> are arranged in a branch of the modulator. The measurements were taken on 40 different modulators with unselected rectifiers.
The plotting in the ordinate was <B> however </B> related to <B> 100 </B>, around the percentage dependence of the on the abscissa in Neper
EMI0003.0014
applied carrier residual attenuation of the entire test series.
The curve <B> 1 </B> indicates, for example, that for all (100%) modulators the residual carrier attenuation is below <B> 6.5 </B> Neper, but that only <B> 25% </B> of the modulators the carrier residual attenuation is less than 4 neper.
It can be seen from the two curves that just by using the blocking capacitors, i.e. by suppressing the direct current that would otherwise occur on the side of the modulating frequency, a mean attenuation increase of 1.2 Neper results. Instead of arranging eight blocking capacitors in each branch, a single blocking capacitor can also be arranged in the common branch of the modulating frequency, as shown in the exemplary embodiment according to FIG. 4c.
The gain in residual noise is practically the same.