CA2881524C - Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser - Google Patents
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Abstract
Ce dispositif d'amplification analogique comporte - un premier étage (28) à transistor (36) base commune recevant le courant modulé d'entrée sur son émetteur, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur, - un deuxième étage (30) est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor (38) à montage collecteur ou drain commun, - un troisième étage (32) comporte un transistor (40) à montage émetteur commun, et - un quatrième étage (34) est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance. Application à un anémomètre laser à rétro-injection optique.
Description
2 PCT/FR2013/051944 Dispositif d'amplification analogique destiné notamment à un anémomètre laser La présente invention concerne un dispositif d'amplification analogique destiné notamment à un anémomètre laser tel par exemple un anémomètre laser par rétro-injection optique.
La présente invention est ainsi dans le domaine des dispositifs électroniques et plus particulièrement des dispositifs d'amplification. Il est classique d'avoir un capteur destiné à mesurer une grandeur physique. Ce capteur fournit alors un signal électrique représentatif de la grandeur physique mesurée. Certains capteurs fournissent des signaux électriques directement exploitables. Pour d'autres capteurs le signal fourni doit être amplifié avant de pouvoir être exploité.
Il sera question par la suite de dispositifs d'amplification qui présentent à la fois un gain élevé, une grande bande passante et un faible bruit. Ces dispositifs d'amplification sont destinés à traiter des signaux présentant un très faible indice de modulation. Cela signifie que les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal. De ce fait le signal est noyé
dans le bruit inhérent à toute mesure.
Une telle problématique se retrouve dans le domaine de l'anémométrie laser. Dans ce domaine, la vitesse du vent est mesurée à l'aide d'un faisceau laser et d'un capteur qui détermine la vitesse du vent en analysant des faisceaux réfléchis par des particules en suspension dans l'air. La mesure est effectuée en comparant la fréquence d'un signal lumineux réfléchi par rapport à
celle du signal incident correspondant. La variation de fréquence entre les deux signaux dépend de la vitesse des particules et est connue sous le nom effet Doppler .
Dans un anémomètre laser, une photodiode est utilisée comme capteur de mesure. Elle reçoit le faisceau incident et le faisceau réfléchi et émet un signal correspondant. Le signal correspondant au faisceau réfléchi est très faible par rapport au signal correspondant au faisceau incident. Il convient dans un tel anémomètre de détecter la part correspondant au faisceau réfléchi dans le signal fourni.
Un anémomètre laser est par exemple divulgué dans le document WO-2011/042678. Le dispositif décrit dans ce document comporte des moyens d'émission d'un faisceau laser, appelé faisceau émis, des moyens de focalisation du faisceau émis à une distance de focalisation prédéterminée, des moyens de réception du faisceau émis après réflexion par une particule présente dans l'air, appelé faisceau réfléchi, et des moyens de transmission du signal d'interférences intervenant entre le faisceau émis et le faisceau réfléchi à
des moyens de traitement du signal pour en déduire la vitesse de la particule.
Les moyens d'émission comprennent une diode laser et les moyens de réception sont associés à la diode laser par self-mixing. Un tel anémomètre est également appelé anémomètre laser par rétro-injection optique.
Le document DE-26 43 892 divulgue un circuit amplificateur présentant, d'une part, un étage transistorisé avec un montage base commune comme étage de sortie et, d'autre part, un étage d'attaque transistorisé avec un montage collecteur commun, l'étage d'attaque et l'étage de sortie étant relié
par un circuit d'adaptation présentant une impédance d'entrée plus grande que son impédance de sortie. Les circuits proposés dans ce document présentent une impédance d'entrée importante. Si une telle impédance est couplée à une capacité de jonction d'une photodiode, la bande passante du système sera fortement limitée.
En outre, il est connu de réaliser un amplificateur transimpédance avec un amplificateur opérationnel dans lequel la sortie fournissant une tension \Iõ,,jt est relié à l'entrée inverseuse recevant un courant d'entrée i,n par une résistance Rf. Le gain d'un tel montage correspond alors à la résistance Rf.
Étant donné l'état de l'art actuel des amplificateurs opérationnels, un tel montage ne peut pas efficacement être utilisé pour un signal dans lequel les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal comme mentionné plus haut.
Un but de la présente invention est alors d'obtenir un niveau de bruit plus faible (par exemple qu'avec un amplificateur transimpédance comportant un amplificateur opérationnel) tout en gardant un gain, une bande passante, des impédances d'entrée/sortie satisfaisants et avantageusement un comportement stable sans risque d'oscillations.
La présente invention est ainsi dans le domaine des dispositifs électroniques et plus particulièrement des dispositifs d'amplification. Il est classique d'avoir un capteur destiné à mesurer une grandeur physique. Ce capteur fournit alors un signal électrique représentatif de la grandeur physique mesurée. Certains capteurs fournissent des signaux électriques directement exploitables. Pour d'autres capteurs le signal fourni doit être amplifié avant de pouvoir être exploité.
Il sera question par la suite de dispositifs d'amplification qui présentent à la fois un gain élevé, une grande bande passante et un faible bruit. Ces dispositifs d'amplification sont destinés à traiter des signaux présentant un très faible indice de modulation. Cela signifie que les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal. De ce fait le signal est noyé
dans le bruit inhérent à toute mesure.
Une telle problématique se retrouve dans le domaine de l'anémométrie laser. Dans ce domaine, la vitesse du vent est mesurée à l'aide d'un faisceau laser et d'un capteur qui détermine la vitesse du vent en analysant des faisceaux réfléchis par des particules en suspension dans l'air. La mesure est effectuée en comparant la fréquence d'un signal lumineux réfléchi par rapport à
celle du signal incident correspondant. La variation de fréquence entre les deux signaux dépend de la vitesse des particules et est connue sous le nom effet Doppler .
Dans un anémomètre laser, une photodiode est utilisée comme capteur de mesure. Elle reçoit le faisceau incident et le faisceau réfléchi et émet un signal correspondant. Le signal correspondant au faisceau réfléchi est très faible par rapport au signal correspondant au faisceau incident. Il convient dans un tel anémomètre de détecter la part correspondant au faisceau réfléchi dans le signal fourni.
Un anémomètre laser est par exemple divulgué dans le document WO-2011/042678. Le dispositif décrit dans ce document comporte des moyens d'émission d'un faisceau laser, appelé faisceau émis, des moyens de focalisation du faisceau émis à une distance de focalisation prédéterminée, des moyens de réception du faisceau émis après réflexion par une particule présente dans l'air, appelé faisceau réfléchi, et des moyens de transmission du signal d'interférences intervenant entre le faisceau émis et le faisceau réfléchi à
des moyens de traitement du signal pour en déduire la vitesse de la particule.
Les moyens d'émission comprennent une diode laser et les moyens de réception sont associés à la diode laser par self-mixing. Un tel anémomètre est également appelé anémomètre laser par rétro-injection optique.
Le document DE-26 43 892 divulgue un circuit amplificateur présentant, d'une part, un étage transistorisé avec un montage base commune comme étage de sortie et, d'autre part, un étage d'attaque transistorisé avec un montage collecteur commun, l'étage d'attaque et l'étage de sortie étant relié
par un circuit d'adaptation présentant une impédance d'entrée plus grande que son impédance de sortie. Les circuits proposés dans ce document présentent une impédance d'entrée importante. Si une telle impédance est couplée à une capacité de jonction d'une photodiode, la bande passante du système sera fortement limitée.
En outre, il est connu de réaliser un amplificateur transimpédance avec un amplificateur opérationnel dans lequel la sortie fournissant une tension \Iõ,,jt est relié à l'entrée inverseuse recevant un courant d'entrée i,n par une résistance Rf. Le gain d'un tel montage correspond alors à la résistance Rf.
Étant donné l'état de l'art actuel des amplificateurs opérationnels, un tel montage ne peut pas efficacement être utilisé pour un signal dans lequel les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal comme mentionné plus haut.
Un but de la présente invention est alors d'obtenir un niveau de bruit plus faible (par exemple qu'avec un amplificateur transimpédance comportant un amplificateur opérationnel) tout en gardant un gain, une bande passante, des impédances d'entrée/sortie satisfaisants et avantageusement un comportement stable sans risque d'oscillations.
3 La présente invention a alors pour but de fournir un dispositif d'amplification présentant d'excellentes performances et pouvant être utilisé
notamment pour un module optoélectronique de détection d'un anémomètre laser par rétro-injection optique. Un dispositif d'amplification selon la présente invention pourra toutefois également être utilisé dans d'autres applications où
un signal faible est superposé à un signal plus important.
Le dispositif selon la présente invention présentera de préférence une grande bande passante. Le bruit du dispositif d'amplification, défini par sa densité spectrale de puissance de bruit, devra être limité. Le gain fourni par le dispositif d'amplification devra quant à lui être important.
De préférence, le dispositif d'amplification sera muni d'une alimentation ne venant pas perturber les bonnes performances du dispositif d'amplification auquel il est associé.
Dans l'application du dispositif d'amplification à un module de détection associé à un anémomètre laser, le fait d'avoir une large bande passante permettra de pouvoir mesurer les vitesses du vent sur une large plage de vitesses. Dans cette application, le dispositif d'amplification reçoit un courant modulé issu d'une photodiode qui constitue le capteur de l'anémomètre laser.
Le bruit du dispositif d'amplification ramené en entrée doit être alors supérieur au bruit de la photodiode. Le gain du dispositif d'amplification devra être tel que le bruit en sortie de celui-ci soit bien supérieur au bruit du convertisseur analogique/numérique utilisé dans le module de détection associé à
l'anémomètre.
Dans le domaine de l'anémométrie laser par réinjection optique, des performances élevées doivent être réalisées par l'électronique d'amplification.
A titre illustratif, à l'origine de la présente invention le cahier des charges demandait à la fois d'avoir un gain transimpédance vout/i,n (c'est-à-dire le rapport entre la tension de sortie du circuit et l'intensité d'entrée) supérieur à
50 kn, d'avoir une impédance d'entrée faible devant l'impédance de la source (c'est-à-dire inférieure à 100 n), d'avoir un bruit équivalent ramené en entrée inférieur ) 9.10-23 A2/Hz, d'avoir une bande passante supérieure à 100 MHz et d'avoir une impédance de sortie de 50 n.
Pour obtenir un circuit amplificateur permettant d'atteindre de telles
notamment pour un module optoélectronique de détection d'un anémomètre laser par rétro-injection optique. Un dispositif d'amplification selon la présente invention pourra toutefois également être utilisé dans d'autres applications où
un signal faible est superposé à un signal plus important.
Le dispositif selon la présente invention présentera de préférence une grande bande passante. Le bruit du dispositif d'amplification, défini par sa densité spectrale de puissance de bruit, devra être limité. Le gain fourni par le dispositif d'amplification devra quant à lui être important.
De préférence, le dispositif d'amplification sera muni d'une alimentation ne venant pas perturber les bonnes performances du dispositif d'amplification auquel il est associé.
Dans l'application du dispositif d'amplification à un module de détection associé à un anémomètre laser, le fait d'avoir une large bande passante permettra de pouvoir mesurer les vitesses du vent sur une large plage de vitesses. Dans cette application, le dispositif d'amplification reçoit un courant modulé issu d'une photodiode qui constitue le capteur de l'anémomètre laser.
Le bruit du dispositif d'amplification ramené en entrée doit être alors supérieur au bruit de la photodiode. Le gain du dispositif d'amplification devra être tel que le bruit en sortie de celui-ci soit bien supérieur au bruit du convertisseur analogique/numérique utilisé dans le module de détection associé à
l'anémomètre.
Dans le domaine de l'anémométrie laser par réinjection optique, des performances élevées doivent être réalisées par l'électronique d'amplification.
A titre illustratif, à l'origine de la présente invention le cahier des charges demandait à la fois d'avoir un gain transimpédance vout/i,n (c'est-à-dire le rapport entre la tension de sortie du circuit et l'intensité d'entrée) supérieur à
50 kn, d'avoir une impédance d'entrée faible devant l'impédance de la source (c'est-à-dire inférieure à 100 n), d'avoir un bruit équivalent ramené en entrée inférieur ) 9.10-23 A2/Hz, d'avoir une bande passante supérieure à 100 MHz et d'avoir une impédance de sortie de 50 n.
Pour obtenir un circuit amplificateur permettant d'atteindre de telles
4 performances, la présente invention propose un dispositif d'amplification analogique comportant quatre étages en cascade, une entrée destinée à
recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif comportant une masse et une tension d'alimentation.
Selon la présente invention, un tel dispositif est tel que :
- le premier étage comporte un transistor à montage base ou grille commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une capacité sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur ou drain, - le deuxième étage est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille reçoit le signal de sortie du premier étage, dont le collecteur ou drain est relié à
la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du deuxième étage, - le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et - le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
Cette structure à plusieurs étages permet d'avoir un gain important et l'utilisation des transistors telle que mentionnée permet d'obtenir des performances qui ne peuvent être obtenues par utilisation de dispositifs d'amplification à amplificateur opérationnel. Dans le domaine de l'anémométrie laser, la structure nouvelle proposée ici permet d'augmenter sensiblement les performances pour les mesures de vitesse du vent effectuées.
La présente invention peut aussi bien être mise en oeuvre avec des transistors "classiques" qui comportent alors une base, un émetteur et un collecteur qu'avec des transistors à effet de champ qui comportent quant à eux une grille, une source et un drain.
Dans un mode de réalisation préféré d'un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, dans le premier étage l'émetteur (ou la source) est également relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance, en ce que la base est reliée à la masse par une capacité, en ce que le potentiel de la base
recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif comportant une masse et une tension d'alimentation.
Selon la présente invention, un tel dispositif est tel que :
- le premier étage comporte un transistor à montage base ou grille commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une capacité sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur ou drain, - le deuxième étage est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille reçoit le signal de sortie du premier étage, dont le collecteur ou drain est relié à
la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du deuxième étage, - le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et - le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
Cette structure à plusieurs étages permet d'avoir un gain important et l'utilisation des transistors telle que mentionnée permet d'obtenir des performances qui ne peuvent être obtenues par utilisation de dispositifs d'amplification à amplificateur opérationnel. Dans le domaine de l'anémométrie laser, la structure nouvelle proposée ici permet d'augmenter sensiblement les performances pour les mesures de vitesse du vent effectuées.
La présente invention peut aussi bien être mise en oeuvre avec des transistors "classiques" qui comportent alors une base, un émetteur et un collecteur qu'avec des transistors à effet de champ qui comportent quant à eux une grille, une source et un drain.
Dans un mode de réalisation préféré d'un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, dans le premier étage l'émetteur (ou la source) est également relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance, en ce que la base est reliée à la masse par une capacité, en ce que le potentiel de la base
5 est maintenu à un potentiel proche de la masse, et en ce que le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance à la tension d'alimentation.
Une forme avantageuse de l'invention prévoit que dans le troisième étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance.
Le quatrième étage, dans une forme de réalisation, peut comporter un amplificateur opérationnel recevant le signal de sortie du troisième étage sur son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité, la sortie de l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification. Dans cette forme de réalisation, on peut aussi prévoir que l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et d'une capacité en série, que la sortie étant reliée à l'entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance, et que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel est polarisée à une tension correspondant sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
Une variante de réalisation peut prévoir que le quatrième étage est composé, d'une part, d'un circuit d'amplification à transistor et, d'autre part, d'un circuit suiveur, éventuellement à transistor également. Le circuit d'amplification présente alors par exemple un montage émetteur (ou source) commun(e) et le montage suiveur peut être du type du montage proposé pour le deuxième étage. L'amplificateur opérationnel utilisé ici est de préférence un amplificateur à contre-réaction courant qui présente de meilleures performances dynamiques qu'un amplificateur opérationnel à contre-réaction tension.
Il est également possible d'envisager pour le quatrième étage une combinaison d'un montage avec un transistor avec un montage avec amplificateur opérationnel.
Une forme avantageuse de l'invention prévoit que dans le troisième étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance.
Le quatrième étage, dans une forme de réalisation, peut comporter un amplificateur opérationnel recevant le signal de sortie du troisième étage sur son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité, la sortie de l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification. Dans cette forme de réalisation, on peut aussi prévoir que l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et d'une capacité en série, que la sortie étant reliée à l'entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance, et que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel est polarisée à une tension correspondant sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
Une variante de réalisation peut prévoir que le quatrième étage est composé, d'une part, d'un circuit d'amplification à transistor et, d'autre part, d'un circuit suiveur, éventuellement à transistor également. Le circuit d'amplification présente alors par exemple un montage émetteur (ou source) commun(e) et le montage suiveur peut être du type du montage proposé pour le deuxième étage. L'amplificateur opérationnel utilisé ici est de préférence un amplificateur à contre-réaction courant qui présente de meilleures performances dynamiques qu'un amplificateur opérationnel à contre-réaction tension.
Il est également possible d'envisager pour le quatrième étage une combinaison d'un montage avec un transistor avec un montage avec amplificateur opérationnel.
6 Les différentes architectures proposées ici pour le quatrième étage permettent de réaliser à la fois une amplification et une adaptation d'impédance.
Dans un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, le transistor utilisé dans le premier étage est avantageusement un transistor de type NPN car un tel transistor présente une fréquence de transition supérieure à celle d'un transistor PNP.
Le transistor du deuxième étage a de préférence les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage. Ainsi, sa capacité de charge ajoutée est voisine de sa capacité base collecteur, ce qui provoque une chute de la fréquence de coupure par un facteur 2.
De manière avantageuse, on prévoit aussi par exemple que le transistor du troisième étage ait les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage.
La présente invention concerne également un ensemble formé par un dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit dispositif d'amplification analogique, caractérisé en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif tel que décrit plus haute, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un module de filtrage permettant de réaliser à la fois, une isolation et un découplage basse fréquence, et, une isolation et un découplage haute fréquence, entre le filtre d'entrée et chaque étage du dispositif d'amplification. Avec une telle structure, on isole bien chaque étage du dispositif d'amplification d'un étage voisin et cette alimentation est également bien isolée grâce au filtre d'entrée notamment des perturbations extérieures.
Chaque module de filtrage comporte par exemple une piste d'alimentation sur laquelle se trouvent avantageusement, d'une part, un régulateur linéaire et, d'autre part, une ferrite. Cette structure permet d'assurer une bonne isolation et un bon découplage.
Enfin la présente invention concerne également un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser destinée à émettre un faisceau laser, une optique destinée à focaliser, d'une part, un faisceau émis par la diode laser et, d'autre part, un faisceau réfléchi
Dans un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, le transistor utilisé dans le premier étage est avantageusement un transistor de type NPN car un tel transistor présente une fréquence de transition supérieure à celle d'un transistor PNP.
Le transistor du deuxième étage a de préférence les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage. Ainsi, sa capacité de charge ajoutée est voisine de sa capacité base collecteur, ce qui provoque une chute de la fréquence de coupure par un facteur 2.
De manière avantageuse, on prévoit aussi par exemple que le transistor du troisième étage ait les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage.
La présente invention concerne également un ensemble formé par un dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit dispositif d'amplification analogique, caractérisé en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif tel que décrit plus haute, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un module de filtrage permettant de réaliser à la fois, une isolation et un découplage basse fréquence, et, une isolation et un découplage haute fréquence, entre le filtre d'entrée et chaque étage du dispositif d'amplification. Avec une telle structure, on isole bien chaque étage du dispositif d'amplification d'un étage voisin et cette alimentation est également bien isolée grâce au filtre d'entrée notamment des perturbations extérieures.
Chaque module de filtrage comporte par exemple une piste d'alimentation sur laquelle se trouvent avantageusement, d'une part, un régulateur linéaire et, d'autre part, une ferrite. Cette structure permet d'assurer une bonne isolation et un bon découplage.
Enfin la présente invention concerne également un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser destinée à émettre un faisceau laser, une optique destinée à focaliser, d'une part, un faisceau émis par la diode laser et, d'autre part, un faisceau réfléchi
7 par une particule se trouvant dans un volume, dit volume de mesure, ledit faisceau réfléchi correspondant à un faisceau émis par la diode laser, une photodiode destinée à recevoir ledit faisceau réfléchi après qu'il ait traversé la diode laser, des moyens d'amplification d'un signal fourni par la photodiode ainsi que des moyens de traitement du signal amplifié.
Un tel anémomètre selon l'invention est caractérisé en ce que les moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique tel que décrit plus haut.
Des détails et avantages de la présente invention apparaitront mieux de la description qui suit, faite en référence au dessin schématique annexé
sur lequel :
La figure 1 illustre schématiquement le principe d'anémomètre laser par rétro-injection optique, La figure 2 montre schématiquement une chaîne d'acquisition d'un tel anémomètre laser, La figure 3 est un diagramme illustrant schématiquement un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 4 est un exemple de réalisation d'un premier étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 5 est un dessin schématique d'un exemple d'un deuxième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 6 est un dessin schématique d'un exemple d'un troisième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 7 est un dessin schématique d'un exemple d'un quatrième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 8 illustre un dispositif d'alimentation pouvant être associé à un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 9 montre schématiquement un filtre d'entrée du dispositif d'alimentation de la figure 8, et La figure 10 montre un filtre du dispositif d'alimentation de la figure 8 destiné à être associé à un étage du dispositif d'amplification selon la présente invention.
La figure 1 illustre un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-
Un tel anémomètre selon l'invention est caractérisé en ce que les moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique tel que décrit plus haut.
Des détails et avantages de la présente invention apparaitront mieux de la description qui suit, faite en référence au dessin schématique annexé
sur lequel :
La figure 1 illustre schématiquement le principe d'anémomètre laser par rétro-injection optique, La figure 2 montre schématiquement une chaîne d'acquisition d'un tel anémomètre laser, La figure 3 est un diagramme illustrant schématiquement un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 4 est un exemple de réalisation d'un premier étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 5 est un dessin schématique d'un exemple d'un deuxième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 6 est un dessin schématique d'un exemple d'un troisième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 7 est un dessin schématique d'un exemple d'un quatrième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 8 illustre un dispositif d'alimentation pouvant être associé à un dispositif d'amplification selon la présente invention, La figure 9 montre schématiquement un filtre d'entrée du dispositif d'alimentation de la figure 8, et La figure 10 montre un filtre du dispositif d'alimentation de la figure 8 destiné à être associé à un étage du dispositif d'amplification selon la présente invention.
La figure 1 illustre un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-
8 injection optique. Un tel anémomètre exploite un signal rétrodiffusé par une particule portée par le vent pour calculer la valeur de la vitesse du vent.
On reconnaît sur la figure 1 une diode laser 2 destinée à émettre un faisceau laser. Cette diode laser 2 comporte une cavité optique au sein de laquelle le faisceau est généré. Le faisceau émis par la diode laser 2 est focalisé par un système optique 4 vers une région de mesure 6. Une particule se trouvant dans la région de mesure 6 viendra réfléchir le faisceau incident qui sera redirigé par le système optique 4 vers la diode laser 2. Ainsi, le faisceau réfléchi traverse la diode laser 2 et interfère avec l'onde laser à
l'intérieur de la cavité optique de la diode laser 2. La diode laser 2 émettant vers l'avant (c'est-à-dire vers le système optique 4) mais également vers l'arrière (c'est-à-dire vers la photodiode 8), la photodiode 8 reçoit un faisceau laser correspondant au mélange interférentiel de l'onde laser et de l'onde réfléchie, ou rétrodiffusée, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6. On comprendra aisément que la puissance du faisceau réfléchi, ou rétrodiffusé, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6 est bien moindre que la puissance du faisceau émis par la diode laser 2.
Si l'on appelle Po la puissance d'un faisceau laser sortant directement de la diode laser 2 et P2 la puissance arrivant sur la photodiode 8, correspondant au faisceau incident en provenance directe de la diode laser 2 modulée à la fréquence Doppler par le faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans la région de mesure 6, la modulation en puissance s'écrit :
P( t) Po(' m cos (2TrAft)) La fréquence Doppler s'exprime par la formule :
2 --$
AT r. _4 =õ
17 est le vecteur vitesse de la particule considérée comme le vecteur vitesse du vent.
u est le vecteur unitaire correspondant à l'axe optique ou encore l'axe de propagation du faisceau laser.
=
est le produit scalaire donnant la projection du vecteur vitesse sur l'axe du faisceau laser.
est la longueur d'onde du laser.
On reconnaît sur la figure 1 une diode laser 2 destinée à émettre un faisceau laser. Cette diode laser 2 comporte une cavité optique au sein de laquelle le faisceau est généré. Le faisceau émis par la diode laser 2 est focalisé par un système optique 4 vers une région de mesure 6. Une particule se trouvant dans la région de mesure 6 viendra réfléchir le faisceau incident qui sera redirigé par le système optique 4 vers la diode laser 2. Ainsi, le faisceau réfléchi traverse la diode laser 2 et interfère avec l'onde laser à
l'intérieur de la cavité optique de la diode laser 2. La diode laser 2 émettant vers l'avant (c'est-à-dire vers le système optique 4) mais également vers l'arrière (c'est-à-dire vers la photodiode 8), la photodiode 8 reçoit un faisceau laser correspondant au mélange interférentiel de l'onde laser et de l'onde réfléchie, ou rétrodiffusée, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6. On comprendra aisément que la puissance du faisceau réfléchi, ou rétrodiffusé, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6 est bien moindre que la puissance du faisceau émis par la diode laser 2.
Si l'on appelle Po la puissance d'un faisceau laser sortant directement de la diode laser 2 et P2 la puissance arrivant sur la photodiode 8, correspondant au faisceau incident en provenance directe de la diode laser 2 modulée à la fréquence Doppler par le faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans la région de mesure 6, la modulation en puissance s'écrit :
P( t) Po(' m cos (2TrAft)) La fréquence Doppler s'exprime par la formule :
2 --$
AT r. _4 =õ
17 est le vecteur vitesse de la particule considérée comme le vecteur vitesse du vent.
u est le vecteur unitaire correspondant à l'axe optique ou encore l'axe de propagation du faisceau laser.
=
est le produit scalaire donnant la projection du vecteur vitesse sur l'axe du faisceau laser.
est la longueur d'onde du laser.
9 m est l'indice de modulation en fréquence créée par l'interférence L'indice de modulation m du signal dépend de paramètres liés, d'une part, à la configuration de détection et, d'autre part, à la diode laser.
Dans le cas d'une diode laser, connue de l'homme du métier sous le nom de diode laser Fabry-Pérot, pour un faisceau d'une longueur d'onde de 785 nm et une puissance optique de 100 mW, avec en outre une optique de focale de 20 mm et un diamètre de 20 mm pour une distance de focalisation de 1 m, on a alors par exemple un indice de modulation m valant 1,5 10-4.
La photodiode 8 a alors pour fonction de transformer la puissance optique modulée (P2) en un courant modulé.
Le courant est ensuite amplifié pour obtenir une tension. L'indice de modulation étant faible, le signal est noyé dans le bruit même après amplification. En revanche, dans le domaine fréquentiel, le rapport signal sur bruit peut être suffisant et le spectre du signal peut contenir un pic au-dessus du niveau de bruit, correspondant à la fréquence Doppler, si le rapport signal sur bruit est suffisant. Il est donc possible de retrouver la fréquence Doppler correspondant au pic en appliquant une transformée de Fourrier Discrète (DFT) et ainsi en déduire la vitesse du vent.
La figure 2 illustre une chaîne d'acquisition destinée à un anémomètre laser mais on trouve des dispositifs semblables sur d'autres dispositifs électroniques, notamment des dispositifs de mesure.
Sur la gauche de la figure 2 on a une carte analogique 10 sur laquelle se trouvent la diode laser 2 et la photodiode 8. Cette carte analogique 10 supporte également un dispositif d'amplification, appelé par la suite amplificateur 12, qui sera décrit plus en détail ci-après.
L'amplificateur 12 a pour but de fournir un signal électrique qui puisse être exploité par une carte numérique 14 destinée au traitement du signal amplifié. La figure 2 donne un exemple de carte numérique qui est illustrée ici très schématiquement. En entrée de cette carte, on trouve par exemple un filtre passe-bas 16. En aval de ce filtre se trouve un convertisseur analogique/numérique, appelé également CAN 18 suivi d'un réseau de porte programmable connu également sous l'acronyme anglais FPGA 20 (pour Field Programmable Gate Array). Au sein de ce FPGA 20 se trouvent plusieurs modules pour effectuer divers calculs tels que par exemple pour réaliser une transformée de Fourrier, exploiter les résultats de cette transformation, etc.
.
Une fois les calculs réalisés, un module de communication 22 met les résultats sous un format normalisé de telle sorte que ceux-ci puissent être exploités par 5 un enregistreur de données ou un ordinateur 24, par exemple un ordinateur personnel.
La figure 3 est une illustration schématique de l'amplificateur 12. On a également représenté sur cette figure un générateur de courant 26 qui fournit un courant i(t) à l'amplificateur 12. Ce dernier comporte un premier étage 28,
Dans le cas d'une diode laser, connue de l'homme du métier sous le nom de diode laser Fabry-Pérot, pour un faisceau d'une longueur d'onde de 785 nm et une puissance optique de 100 mW, avec en outre une optique de focale de 20 mm et un diamètre de 20 mm pour une distance de focalisation de 1 m, on a alors par exemple un indice de modulation m valant 1,5 10-4.
La photodiode 8 a alors pour fonction de transformer la puissance optique modulée (P2) en un courant modulé.
Le courant est ensuite amplifié pour obtenir une tension. L'indice de modulation étant faible, le signal est noyé dans le bruit même après amplification. En revanche, dans le domaine fréquentiel, le rapport signal sur bruit peut être suffisant et le spectre du signal peut contenir un pic au-dessus du niveau de bruit, correspondant à la fréquence Doppler, si le rapport signal sur bruit est suffisant. Il est donc possible de retrouver la fréquence Doppler correspondant au pic en appliquant une transformée de Fourrier Discrète (DFT) et ainsi en déduire la vitesse du vent.
La figure 2 illustre une chaîne d'acquisition destinée à un anémomètre laser mais on trouve des dispositifs semblables sur d'autres dispositifs électroniques, notamment des dispositifs de mesure.
Sur la gauche de la figure 2 on a une carte analogique 10 sur laquelle se trouvent la diode laser 2 et la photodiode 8. Cette carte analogique 10 supporte également un dispositif d'amplification, appelé par la suite amplificateur 12, qui sera décrit plus en détail ci-après.
L'amplificateur 12 a pour but de fournir un signal électrique qui puisse être exploité par une carte numérique 14 destinée au traitement du signal amplifié. La figure 2 donne un exemple de carte numérique qui est illustrée ici très schématiquement. En entrée de cette carte, on trouve par exemple un filtre passe-bas 16. En aval de ce filtre se trouve un convertisseur analogique/numérique, appelé également CAN 18 suivi d'un réseau de porte programmable connu également sous l'acronyme anglais FPGA 20 (pour Field Programmable Gate Array). Au sein de ce FPGA 20 se trouvent plusieurs modules pour effectuer divers calculs tels que par exemple pour réaliser une transformée de Fourrier, exploiter les résultats de cette transformation, etc.
.
Une fois les calculs réalisés, un module de communication 22 met les résultats sous un format normalisé de telle sorte que ceux-ci puissent être exploités par 5 un enregistreur de données ou un ordinateur 24, par exemple un ordinateur personnel.
La figure 3 est une illustration schématique de l'amplificateur 12. On a également représenté sur cette figure un générateur de courant 26 qui fournit un courant i(t) à l'amplificateur 12. Ce dernier comporte un premier étage 28,
10 un deuxième étage 30, un troisième étage 32 et un quatrième étage 34. A
la sortie du premier étage 28, on a une tension V1 (t), à la sortie du deuxième étage on a une tension V2(t), à la sortie du troisième étage on a une tension V3(t) et à la sortie de l'amplificateur 12 on a une tension Vs(t).
Cet amplificateur 12 réalise dans un premier temps une conversion courant tension au sein du premier étage 28. Le deuxième étage 30 réalise quant à lui une adaptation d'impédance qui est nécessaire pour ne pas faire chuter le gain obtenu dans le premier étage 28. Ce deuxième étage 30 sert d'interface entre le premier étage 28 et le troisième étage 32 qui est un étage d'amplification supplémentaire. Le quatrième étage 34 proposé ici a pour but d'augmenter encore le gain de la chaîne globale et de permettre une adaptation d'impédance avant l'échantillonnage du signal dans la carte numérique 14.
Un exemple de premier étage est illustré sur la figure 4. Ce premier étage 28 reçoit en entrée le courant i(t). Ce premier étage 28 est réalisé
autour d'un transistor 36 dans un montage de type base commune. Un tel montage fournit à la fois une bonne bande passante et un gain important. En outre il offre une stabilité importante par rapport par exemple à l'utilisation d'un amplificateur opérationnel (utilisé dans l'art antérieur). Le transistor 36 utilisé ici est un transistor classique présentant une base, un émetteur et un collecteur.
Il pourrait toutefois également s'agir d'un transistor à effet de champ (tout comme pour les autres transistors du dispositif d'amplification décrit ici).
Le courant i(t) est envoyé sur l'émetteur du transistor 36 en passant par une première capacité Ci. L'émetteur du transistor 36 est également relié
à
la sortie du premier étage 28, on a une tension V1 (t), à la sortie du deuxième étage on a une tension V2(t), à la sortie du troisième étage on a une tension V3(t) et à la sortie de l'amplificateur 12 on a une tension Vs(t).
Cet amplificateur 12 réalise dans un premier temps une conversion courant tension au sein du premier étage 28. Le deuxième étage 30 réalise quant à lui une adaptation d'impédance qui est nécessaire pour ne pas faire chuter le gain obtenu dans le premier étage 28. Ce deuxième étage 30 sert d'interface entre le premier étage 28 et le troisième étage 32 qui est un étage d'amplification supplémentaire. Le quatrième étage 34 proposé ici a pour but d'augmenter encore le gain de la chaîne globale et de permettre une adaptation d'impédance avant l'échantillonnage du signal dans la carte numérique 14.
Un exemple de premier étage est illustré sur la figure 4. Ce premier étage 28 reçoit en entrée le courant i(t). Ce premier étage 28 est réalisé
autour d'un transistor 36 dans un montage de type base commune. Un tel montage fournit à la fois une bonne bande passante et un gain important. En outre il offre une stabilité importante par rapport par exemple à l'utilisation d'un amplificateur opérationnel (utilisé dans l'art antérieur). Le transistor 36 utilisé ici est un transistor classique présentant une base, un émetteur et un collecteur.
Il pourrait toutefois également s'agir d'un transistor à effet de champ (tout comme pour les autres transistors du dispositif d'amplification décrit ici).
Le courant i(t) est envoyé sur l'émetteur du transistor 36 en passant par une première capacité Ci. L'émetteur du transistor 36 est également relié
à
11 la masse par une première résistance R1. Cette résistance sert à fixer le courant dans l'émetteur du transistor 36. Ce courant est par exemple fixé à
0,25 mA afin de limiter la détérioration du rapport signal sur bruit. Le collecteur du transistor 36 est relié à une tension d'alimentation Vcc par l'intermédiaire d'une deuxième résistance R2. Cette résistance sert à fixer le gain du premier étage 28.
La base du transistor 36 est maintenue à un potentiel constant grâce à
des résistances R3 et R4. La résistance R3 est connectée entre la base du transistor 36 et la masse tandis que la résistance 34 est connectée entre la base du transistor 36 et la tension d'alimentation Vcc. On prévoit également au niveau de la base du transistor 36 une capacité C2 qui remplit le rôle de capacité de découplage. Cette capacité C2 est reliée entre la base du transistor 36 et la masse. Un tel montage permet de minimiser la capacité de transition de la jonction base/collecteur. En régime dynamique, cette connexion est vue comme une masse. L'impédance d'entrée du montage est la résistance dynamique de la fonction base émetteur.
L'impédance de sortie de ce montage est R2. Grâce à la capacité C2 de découplage, on supprime le courant continu. Ainsi, la polarisation du montage n'est pas une fonction de la polarisation de la photodiode 8.
Le transistor 36 est de préférence un transistor NPN car sa fréquence de transition est supérieure à celle d'un transistor PNP.
La figure 5 illustre une forme de réalisation du deuxième étage 30. Ce deuxième étage réalise une adaptation d'impédance afin de ne pas faire chuter le gain du premier étage 28 lors de la connexion de celui-ci avec le troisième étage 32. Ce deuxième étage 30 comporte un transistor 38, qui est de préférence identique au transistor 36 du premier étage. Toutefois, le montage est différent puisqu'il s'agit ici d'un montage collecteur commun. Dans cet étage, le courant est fixé par la polarisation du premier étage 28 et par la valeur d'une résistance R5 montée entre l'émetteur du transistor 38 et la masse car cet étage ne comporte pas de capacité de liaison. Cependant, le montage suiveur représenté sur la figure 5 ajoute une capacité de charge au premier étage 28, qui abaisse la fréquence de coupure de ce premier. Pour supprimer ce phénomène, on choisit de diminuer le gain du premier étage 28 pour en
0,25 mA afin de limiter la détérioration du rapport signal sur bruit. Le collecteur du transistor 36 est relié à une tension d'alimentation Vcc par l'intermédiaire d'une deuxième résistance R2. Cette résistance sert à fixer le gain du premier étage 28.
La base du transistor 36 est maintenue à un potentiel constant grâce à
des résistances R3 et R4. La résistance R3 est connectée entre la base du transistor 36 et la masse tandis que la résistance 34 est connectée entre la base du transistor 36 et la tension d'alimentation Vcc. On prévoit également au niveau de la base du transistor 36 une capacité C2 qui remplit le rôle de capacité de découplage. Cette capacité C2 est reliée entre la base du transistor 36 et la masse. Un tel montage permet de minimiser la capacité de transition de la jonction base/collecteur. En régime dynamique, cette connexion est vue comme une masse. L'impédance d'entrée du montage est la résistance dynamique de la fonction base émetteur.
L'impédance de sortie de ce montage est R2. Grâce à la capacité C2 de découplage, on supprime le courant continu. Ainsi, la polarisation du montage n'est pas une fonction de la polarisation de la photodiode 8.
Le transistor 36 est de préférence un transistor NPN car sa fréquence de transition est supérieure à celle d'un transistor PNP.
La figure 5 illustre une forme de réalisation du deuxième étage 30. Ce deuxième étage réalise une adaptation d'impédance afin de ne pas faire chuter le gain du premier étage 28 lors de la connexion de celui-ci avec le troisième étage 32. Ce deuxième étage 30 comporte un transistor 38, qui est de préférence identique au transistor 36 du premier étage. Toutefois, le montage est différent puisqu'il s'agit ici d'un montage collecteur commun. Dans cet étage, le courant est fixé par la polarisation du premier étage 28 et par la valeur d'une résistance R5 montée entre l'émetteur du transistor 38 et la masse car cet étage ne comporte pas de capacité de liaison. Cependant, le montage suiveur représenté sur la figure 5 ajoute une capacité de charge au premier étage 28, qui abaisse la fréquence de coupure de ce premier. Pour supprimer ce phénomène, on choisit de diminuer le gain du premier étage 28 pour en
12 augmenter la bande passante. Comme le transistor 38 présente les mêmes caractéristiques que le transistor 36, sa capacité de charge ajoutée de ce transistor 38 est voisine de la capacité base collecteur. On réalise ainsi une chute de la fréquence de coupure par un facteur 2. Afin de compenser cette perte, le gain est lui aussi diminué dans la même proportion. On perd alors 6 dB sur le gain de l'étage.
Le troisième étage 32 est représenté sur la figure 6. Cet étage est un étage d'amplification supplémentaire pour augmenter le gain global de l'amplificateur 12. Il est proposé ici d'avoir un troisième étage 32 comportant un transistor 40 dans un montage émetteur commun avec découplage de la résistance de l'émetteur. La tension en entrée de ce deuxième étage 32 n'étant que de quelques mV, il n'est pas nécessaire ici d'intégrer une contre réaction dans le montage afin de limiter la distorsion en amplitude. Le transistor 40 présente lui aussi, de préférence, les mêmes caractéristiques dynamiques que le transistor 36 du premier étage. Ainsi, grâce à sa fréquence de transition et sa faible capacité de jonction, le transistor 40 pourra assurer un gain important et une large bande passante.
Pour minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur dans le transistor 40, un réseau de polarisation avec des résistances R6 et R7 fixe une tension de la base la plus proche possible de la masse afin de minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur. La résistance R6 est montée entre la base du transistor 40 et la source d'alimentation Vcc tandis que la résistance R7 est montée entre la base du transistor 40 et la masse. Pour avoir une tension proche de la masse, la résistance R7 sera très faible par rapport à la résistance R6. A l'entrée du troisième étage 32, une capacité C3 permet de dissocier les points de polarisation des deux étages et ainsi de réaliser les réglages des paramètres du troisième étage 32 sans tenir compte des paramètres du deuxième étage 30.
Une résistance R8 montée entre l'émetteur et la masse permet de fixer le courant qui va circuler dans le transistor 40. On fixera par exemple la valeur de ce courant à 1 mA. La résistance R8 est découplée.
Sur la figure 6, une résistance R9 montée entre le collecteur du transistor 40 et la tension d'alimentation Vcc permet de fixer le gain de l'étage
Le troisième étage 32 est représenté sur la figure 6. Cet étage est un étage d'amplification supplémentaire pour augmenter le gain global de l'amplificateur 12. Il est proposé ici d'avoir un troisième étage 32 comportant un transistor 40 dans un montage émetteur commun avec découplage de la résistance de l'émetteur. La tension en entrée de ce deuxième étage 32 n'étant que de quelques mV, il n'est pas nécessaire ici d'intégrer une contre réaction dans le montage afin de limiter la distorsion en amplitude. Le transistor 40 présente lui aussi, de préférence, les mêmes caractéristiques dynamiques que le transistor 36 du premier étage. Ainsi, grâce à sa fréquence de transition et sa faible capacité de jonction, le transistor 40 pourra assurer un gain important et une large bande passante.
Pour minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur dans le transistor 40, un réseau de polarisation avec des résistances R6 et R7 fixe une tension de la base la plus proche possible de la masse afin de minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur. La résistance R6 est montée entre la base du transistor 40 et la source d'alimentation Vcc tandis que la résistance R7 est montée entre la base du transistor 40 et la masse. Pour avoir une tension proche de la masse, la résistance R7 sera très faible par rapport à la résistance R6. A l'entrée du troisième étage 32, une capacité C3 permet de dissocier les points de polarisation des deux étages et ainsi de réaliser les réglages des paramètres du troisième étage 32 sans tenir compte des paramètres du deuxième étage 30.
Une résistance R8 montée entre l'émetteur et la masse permet de fixer le courant qui va circuler dans le transistor 40. On fixera par exemple la valeur de ce courant à 1 mA. La résistance R8 est découplée.
Sur la figure 6, une résistance R9 montée entre le collecteur du transistor 40 et la tension d'alimentation Vcc permet de fixer le gain de l'étage
13 amplificateur. Cette résistance R9 donne également l'impédance de sortie de ce troisième étage 32.
La figure 7 illustre un montage proposé pour réaliser le quatrième étage 34. Ce dernier est réalisé autour d'un amplificateur opérationnel 42. Le signal en provenance du troisième étage 32 arrive sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 après être passé par une capacité C4 destinée à supprimer la composante continue de ce signal. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 peut ainsi être polarisée grâce à
un réseau de résistances R10 et R11. La résistance R10 est montée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la tension d'alimentation Vcc tandis que la résistance R11 est reliée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la masse. En choisissant deux résistances identiques R10 et R11, on réalise une polarisation de cette entrée non inverseuse à une tension Vcc/2.
La sortie de l'amplificateur opérationnel est reliée à son entrée inverseuse par une résistance R13. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R12 et d'une capacité C5. L'ajout de cette capacité évite l'amplification des tensions continues et permet ainsi de ne pas tenir compte de la tension de décalage de l'amplificateur opérationnel. Les résistances R12 et R13 permettent de fixer le gain du quatrième étage 34.
On utilise ici de préférence un amplificateur opérationnel 42 à contre réaction courant pour disposer de meilleures performances dynamiques par rapport à un amplificateur opérationnel classique à contre réaction tension.
Un tel amplificateur opérationnel 42 présente également l'avantage de ne pas avoir une entrée inverseuse en haute impédance, ce qui permet d'éviter les couplages par champs électriques sur cette entrée.
Le quatrième étage assure une fonction d'amplification et une fonction d'adaptation d'impédance. Dans la structure décrite, on peut envisager ici de remplacer le montage décrit ici par un autre montage assurant ces deux fonctions. On peut ainsi par exemple proposer la combinaison d'un montage amplificateur de type émetteur commun (ou source commune avec un transistor à effet de champ) avec un montage suiveur à transistor ou à
La figure 7 illustre un montage proposé pour réaliser le quatrième étage 34. Ce dernier est réalisé autour d'un amplificateur opérationnel 42. Le signal en provenance du troisième étage 32 arrive sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 après être passé par une capacité C4 destinée à supprimer la composante continue de ce signal. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 peut ainsi être polarisée grâce à
un réseau de résistances R10 et R11. La résistance R10 est montée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la tension d'alimentation Vcc tandis que la résistance R11 est reliée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la masse. En choisissant deux résistances identiques R10 et R11, on réalise une polarisation de cette entrée non inverseuse à une tension Vcc/2.
La sortie de l'amplificateur opérationnel est reliée à son entrée inverseuse par une résistance R13. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R12 et d'une capacité C5. L'ajout de cette capacité évite l'amplification des tensions continues et permet ainsi de ne pas tenir compte de la tension de décalage de l'amplificateur opérationnel. Les résistances R12 et R13 permettent de fixer le gain du quatrième étage 34.
On utilise ici de préférence un amplificateur opérationnel 42 à contre réaction courant pour disposer de meilleures performances dynamiques par rapport à un amplificateur opérationnel classique à contre réaction tension.
Un tel amplificateur opérationnel 42 présente également l'avantage de ne pas avoir une entrée inverseuse en haute impédance, ce qui permet d'éviter les couplages par champs électriques sur cette entrée.
Le quatrième étage assure une fonction d'amplification et une fonction d'adaptation d'impédance. Dans la structure décrite, on peut envisager ici de remplacer le montage décrit ici par un autre montage assurant ces deux fonctions. On peut ainsi par exemple proposer la combinaison d'un montage amplificateur de type émetteur commun (ou source commune avec un transistor à effet de champ) avec un montage suiveur à transistor ou à
14 amplificateur opérationnel. Cette dernière solution permet d'obtenir un montage suiveur quasi parfait.
En montant les différents étages décrits ci-dessus en cascade, on obtient alors l'amplificateur 12. On peut par exemple prévoir d'obtenir un gain de 53 dB au niveau du premier étage 28. Le troisième étage 32 peut quant à lui présenter un gain de 28 dB. Enfin, le quatrième étage peut présenter un gain de 23 dB. Avec ces valeurs numériques données à titre purement illustratif et non limitatif, on obtient globalement pour l'amplificateur 12 un gain de 104 dB.
La bande passante de cet amplificateur est par exemple de 125 MHz tandis que sa densité spectrale de puissance de bruit est par exemple de 8.10-23 A2/Hz.
Dans le cas d'une application à l'anémométrie laser, de telles performances permettent de mesurer la vitesse du vent allant jusqu'à 49 m/s lorsque le vent arrive de face pour une longueur d'onde d'un faisceau incident de 785 nm. La bande passante peut augmenter en baissant le gain de l'amplificateur. Ceci permet alors d'augmenter la vitesse du vent mesurable.
Pour obtenir de telles performances, il convient de limiter toutes les perturbations pouvant agir sur cet amplificateur 12. Il convient notamment de soigner l'alimentation électrique de cet amplificateur. Cette alimentation fournit notamment la tension Vcc que l'on retrouve à chaque étage de l'amplificateur 12.
Il est proposé dans la présente description d'alimenter l'amplificateur 12 par un dispositif d'alimentation fournissant une tension constante. En effet, compte tenu du gain et de la bande passante de l'amplificateur 12, le produit du gain par la bande passante est élevé et entraîne un fort risque d'oscillation.
Le risque est alors d'avoir une perturbation de l'alimentation qui se recouple dans l'étage d'entrée. Compte tenu des performances de cet amplificateur 12, si une perturbation extérieure intervient sur l'alimentation, cette perturbation est alors amplifiée en sortie de l'amplificateur et viendrait alors perturber le signal en sortie rendant l'analyse ultérieure impossible.
Le réseau alimentant l'amplificateur devra être de préférence tel que son impédance, vue par les composants actifs, entre un rail d'alimentation dudit réseau et sa masse soit la plus faible possible. L'impédance du rail d'alimentation entre deux composants actifs doit quant à elle être la plus grande possible afin de minimiser l'influence d'un étage de l'amplificateur sur un autre étage de l'amplificateur. Enfin, le réseau alimentant l'amplificateur sera de préférence tel que toutes les perturbations extérieures soient filtrées 5 dès l'entrée sur la carte analogique.
Chaque étage de l'amplificateur nécessite ici une même tension d'alimentation. Une solution de l'art antérieur serait alors d'alimenter tous les étages de l'amplificateur par une même piste ou un même plan d'alimentation, en ajoutant des capacités de découplage à chaque étage. Cette piste ou ce 10 plan d'alimentation serait alors filtré au préalable par rapport à
l'extérieur par un unique régulateur et éventuellement une unique ferrite. Cependant une telle architecture n'est pas assez performante pour les différents étages de l'amplificateur décrit ci-dessus car, d'une part, les différents étages de l'amplificateur ne sont pas suffisamment isolés les uns des autres et, d'autre
En montant les différents étages décrits ci-dessus en cascade, on obtient alors l'amplificateur 12. On peut par exemple prévoir d'obtenir un gain de 53 dB au niveau du premier étage 28. Le troisième étage 32 peut quant à lui présenter un gain de 28 dB. Enfin, le quatrième étage peut présenter un gain de 23 dB. Avec ces valeurs numériques données à titre purement illustratif et non limitatif, on obtient globalement pour l'amplificateur 12 un gain de 104 dB.
La bande passante de cet amplificateur est par exemple de 125 MHz tandis que sa densité spectrale de puissance de bruit est par exemple de 8.10-23 A2/Hz.
Dans le cas d'une application à l'anémométrie laser, de telles performances permettent de mesurer la vitesse du vent allant jusqu'à 49 m/s lorsque le vent arrive de face pour une longueur d'onde d'un faisceau incident de 785 nm. La bande passante peut augmenter en baissant le gain de l'amplificateur. Ceci permet alors d'augmenter la vitesse du vent mesurable.
Pour obtenir de telles performances, il convient de limiter toutes les perturbations pouvant agir sur cet amplificateur 12. Il convient notamment de soigner l'alimentation électrique de cet amplificateur. Cette alimentation fournit notamment la tension Vcc que l'on retrouve à chaque étage de l'amplificateur 12.
Il est proposé dans la présente description d'alimenter l'amplificateur 12 par un dispositif d'alimentation fournissant une tension constante. En effet, compte tenu du gain et de la bande passante de l'amplificateur 12, le produit du gain par la bande passante est élevé et entraîne un fort risque d'oscillation.
Le risque est alors d'avoir une perturbation de l'alimentation qui se recouple dans l'étage d'entrée. Compte tenu des performances de cet amplificateur 12, si une perturbation extérieure intervient sur l'alimentation, cette perturbation est alors amplifiée en sortie de l'amplificateur et viendrait alors perturber le signal en sortie rendant l'analyse ultérieure impossible.
Le réseau alimentant l'amplificateur devra être de préférence tel que son impédance, vue par les composants actifs, entre un rail d'alimentation dudit réseau et sa masse soit la plus faible possible. L'impédance du rail d'alimentation entre deux composants actifs doit quant à elle être la plus grande possible afin de minimiser l'influence d'un étage de l'amplificateur sur un autre étage de l'amplificateur. Enfin, le réseau alimentant l'amplificateur sera de préférence tel que toutes les perturbations extérieures soient filtrées 5 dès l'entrée sur la carte analogique.
Chaque étage de l'amplificateur nécessite ici une même tension d'alimentation. Une solution de l'art antérieur serait alors d'alimenter tous les étages de l'amplificateur par une même piste ou un même plan d'alimentation, en ajoutant des capacités de découplage à chaque étage. Cette piste ou ce 10 plan d'alimentation serait alors filtré au préalable par rapport à
l'extérieur par un unique régulateur et éventuellement une unique ferrite. Cependant une telle architecture n'est pas assez performante pour les différents étages de l'amplificateur décrit ci-dessus car, d'une part, les différents étages de l'amplificateur ne sont pas suffisamment isolés les uns des autres et, d'autre
15 part, son gain est trop grand. Ces deux facteurs combinés induisent un comportement oscillatoire indésirable de l'amplificateur.
La figure 8 illustre schématiquement un réseau d'alimentation original pour l'amplificateur décrit plus haut. Il est choisi ici d'alimenter indépendamment chaque étage de l'amplificateur avec pour objectif de maximiser l'impédance entre chaque étage qui est alors alimenté à travers un régulateur et une ferrite dédiés. Le régulateur a alors pour but d'isoler les étages entre eux aux basses fréquences (par exemple < 1 MHz) tandis que la ferrite permet d'isoler les étages entre eux aux hautes fréquences (par exemple > 1 MHz).
Le réseau représenté sur la figure 8 comporte tout d'abord un connecteur d'alimentation 44 qui relie le réseau d'alimentation à une source d'énergie. Comme suggéré plus haut, le réseau d'alimentation comporte dès l'entrée un filtre d'entrée 46 qui est représenté plus en détail sur la figure 9.
Après le filtre d'entrée, on trouve un bloc d'alimentation pour chaque étage de l'amplificateur. La figure 8 représente deux blocs d'alimentation sur les quatre nécessaires pour l'amplificateur 12. La figure 10 illustre un exemple d'un bloc d'alimentation. Chaque bloc d'alimentation alimentant un étage de l'amplificateur 12 comporte un premier module 48 réalisant une isolation basse
La figure 8 illustre schématiquement un réseau d'alimentation original pour l'amplificateur décrit plus haut. Il est choisi ici d'alimenter indépendamment chaque étage de l'amplificateur avec pour objectif de maximiser l'impédance entre chaque étage qui est alors alimenté à travers un régulateur et une ferrite dédiés. Le régulateur a alors pour but d'isoler les étages entre eux aux basses fréquences (par exemple < 1 MHz) tandis que la ferrite permet d'isoler les étages entre eux aux hautes fréquences (par exemple > 1 MHz).
Le réseau représenté sur la figure 8 comporte tout d'abord un connecteur d'alimentation 44 qui relie le réseau d'alimentation à une source d'énergie. Comme suggéré plus haut, le réseau d'alimentation comporte dès l'entrée un filtre d'entrée 46 qui est représenté plus en détail sur la figure 9.
Après le filtre d'entrée, on trouve un bloc d'alimentation pour chaque étage de l'amplificateur. La figure 8 représente deux blocs d'alimentation sur les quatre nécessaires pour l'amplificateur 12. La figure 10 illustre un exemple d'un bloc d'alimentation. Chaque bloc d'alimentation alimentant un étage de l'amplificateur 12 comporte un premier module 48 réalisant une isolation basse
16 fréquence et un découplage basse fréquence, un deuxième module 50 réalisant une isolation haute fréquence et un troisième module 52 réalisant un découplage haute fréquence.
Le filtre d'entré 46 représenté sur la figure 9 est dimensionné pour fonctionner de manière optimale dans la bande passante de l'amplificateur 12.
Il est placé en entrée du montage afin d'immuniser tout le circuit contre les perturbations extérieures conduites en entrée de carte, ces perturbations pouvant être par exemple un découpage de l'alimentation amont, un couplage des émissions conduites et rayonnées par la partie numérique du système, un couplage d'ondes extérieures (dont par exemple les émissions radio), etc. . Ce filtre d'entrée 46 est alors réalisé de manière à maximiser les pertes pour un signal parasite parcourant les alimentations:
Le connecteur d'alimentation 44 fournit des potentiels Vcc_d et GND_d que l'on retrouve alors en entrée du filtre d'entrée 46, à gauche sur la figure 9.
Un potentiel 54, appelé parfois SHIELD, symbolise la masse mécanique (et le blindage) du système.
Des capacités C6 et C7, en conjonction avec un filtre L1 permettent de filtrer le mode commun des alimentations des étages de l'amplificateur par rapport à la masse mécanique. En outre, des capacités C8 et C9, en conjonction avec le filtre L1, permettent quant à elles de filtrer le mode différentiel.
Le filtre d'entrée 46 ainsi réaliser doit fonctionner efficacement dans la bande passante de l'amplificateur 12. Dans l'exemple numérique donné
précédemment, le filtre d'entrée devra fonctionner efficacement sur une plage de fréquences allant de 100 kHz à au moins 150 MHz. L'impédance des capacités C6, C7, C8 et C9 doit donc être la plus faible possible sur cette bande de fréquence (inférieure à 1 0), et l'impédance du filtre L1 doit y être la plus forte possible (supérieure à 1 k0); et ce aussi bien en mode commun qu'en mode différentiel.
En sortie, ce filtre d'entrée 46 fournit alors des potentiels Vcc et GND, qui sont donc nettoyés des parasites conduits potentiellement par les alimentations Vcc_d et GND_d.
Après ce filtre d'entrée 46 formant un premier filtre, un bloc
Le filtre d'entré 46 représenté sur la figure 9 est dimensionné pour fonctionner de manière optimale dans la bande passante de l'amplificateur 12.
Il est placé en entrée du montage afin d'immuniser tout le circuit contre les perturbations extérieures conduites en entrée de carte, ces perturbations pouvant être par exemple un découpage de l'alimentation amont, un couplage des émissions conduites et rayonnées par la partie numérique du système, un couplage d'ondes extérieures (dont par exemple les émissions radio), etc. . Ce filtre d'entrée 46 est alors réalisé de manière à maximiser les pertes pour un signal parasite parcourant les alimentations:
Le connecteur d'alimentation 44 fournit des potentiels Vcc_d et GND_d que l'on retrouve alors en entrée du filtre d'entrée 46, à gauche sur la figure 9.
Un potentiel 54, appelé parfois SHIELD, symbolise la masse mécanique (et le blindage) du système.
Des capacités C6 et C7, en conjonction avec un filtre L1 permettent de filtrer le mode commun des alimentations des étages de l'amplificateur par rapport à la masse mécanique. En outre, des capacités C8 et C9, en conjonction avec le filtre L1, permettent quant à elles de filtrer le mode différentiel.
Le filtre d'entrée 46 ainsi réaliser doit fonctionner efficacement dans la bande passante de l'amplificateur 12. Dans l'exemple numérique donné
précédemment, le filtre d'entrée devra fonctionner efficacement sur une plage de fréquences allant de 100 kHz à au moins 150 MHz. L'impédance des capacités C6, C7, C8 et C9 doit donc être la plus faible possible sur cette bande de fréquence (inférieure à 1 0), et l'impédance du filtre L1 doit y être la plus forte possible (supérieure à 1 k0); et ce aussi bien en mode commun qu'en mode différentiel.
En sortie, ce filtre d'entrée 46 fournit alors des potentiels Vcc et GND, qui sont donc nettoyés des parasites conduits potentiellement par les alimentations Vcc_d et GND_d.
Après ce filtre d'entrée 46 formant un premier filtre, un bloc
17 d'alimentation est prévu pour chacun des étages de l'amplificateur. Un tel bloc d'alimentation est illustré sur la figure 10.
Pour réaliser un filtrage entre le premier filtre et l'étage d'amplification correspondant, il est proposé d'utiliser un régulateur linéaire (U1, avec des capacités de découplage Cl 1 et C12 associées). Ce régulateur est prévu pour supporter le courant consommé par l'étage correspondant (typiquement moins de 50 mA). Un régulateur connu sous le nom de régulateur LDO (acronyme anglais de Low DropOut pour faible chute de tension) permettant une faible chute de tension sera préféré afin de perdre le moins de puissance possible.
Les régulateurs permettent généralement une isolation supérieure à 30 dB
jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz (les valeurs exactes dépendent du régulateur choisi) : l'isolation entre deux étages sera alors de 60 dB jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz.
Afin de compléter l'isolation et le découplage jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique donné plus haut), il est proposé ici d'ajouter des composants passifs après le régulateur. Tout d'abord, une ferrite FB1 qui, pour les valeurs numériques données, présente par exemple une impédance supérieure à 100 0 de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (et si possible plus). Dans le schéma proposé sur la figure 10, cette ferrite FB1 est placée en série sur la piste d'alimentation. Après cette ferrite, une capacité C13 est placée en parallèle entre la piste d'alimentation et la masse. Cette capacité
C13 présente de préférence une impédance inférieure à 1 0 de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique ci-dessus). La ferrite FB1 permet aussi d'empêcher la résonance de la capacité C12 avec la capacité C13.
Le réseau d'alimentation présenté ici et illustré par les figures 8 à 10, permet, sur toute la bande passante utile de l'amplificateur 12, de réaliser les fonctions suivantes : isolation par rapport aux perturbations extérieures, isolation des différents étages entre eux et a une impédance d'alimentation vue par les composants actifs suffisamment faible pour garantir leur bon fonctionnement.
La présente invention ne se limite pas au mode de réalisation préféré
décrit ci-dessus à titre d'exemple non limitatif mais concerne également toutes
Pour réaliser un filtrage entre le premier filtre et l'étage d'amplification correspondant, il est proposé d'utiliser un régulateur linéaire (U1, avec des capacités de découplage Cl 1 et C12 associées). Ce régulateur est prévu pour supporter le courant consommé par l'étage correspondant (typiquement moins de 50 mA). Un régulateur connu sous le nom de régulateur LDO (acronyme anglais de Low DropOut pour faible chute de tension) permettant une faible chute de tension sera préféré afin de perdre le moins de puissance possible.
Les régulateurs permettent généralement une isolation supérieure à 30 dB
jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz (les valeurs exactes dépendent du régulateur choisi) : l'isolation entre deux étages sera alors de 60 dB jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz.
Afin de compléter l'isolation et le découplage jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique donné plus haut), il est proposé ici d'ajouter des composants passifs après le régulateur. Tout d'abord, une ferrite FB1 qui, pour les valeurs numériques données, présente par exemple une impédance supérieure à 100 0 de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (et si possible plus). Dans le schéma proposé sur la figure 10, cette ferrite FB1 est placée en série sur la piste d'alimentation. Après cette ferrite, une capacité C13 est placée en parallèle entre la piste d'alimentation et la masse. Cette capacité
C13 présente de préférence une impédance inférieure à 1 0 de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique ci-dessus). La ferrite FB1 permet aussi d'empêcher la résonance de la capacité C12 avec la capacité C13.
Le réseau d'alimentation présenté ici et illustré par les figures 8 à 10, permet, sur toute la bande passante utile de l'amplificateur 12, de réaliser les fonctions suivantes : isolation par rapport aux perturbations extérieures, isolation des différents étages entre eux et a une impédance d'alimentation vue par les composants actifs suffisamment faible pour garantir leur bon fonctionnement.
La présente invention ne se limite pas au mode de réalisation préféré
décrit ci-dessus à titre d'exemple non limitatif mais concerne également toutes
18 les variantes de réalisation à la portée de l'homme du métier dans le cadre des revendications ci-après.
Claims (13)
1. Dispositif d'amplification analogique comportant quatre étages en cascade, une entrée destinée à recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif comportant une masse et une tension d'alimentation, caractérisé en ce que - le premier étage comporte un transistor à montage base ou grille commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une capacité sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur ou drain, - le deuxième étage est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille reçoit le signal de sortie du premier étage, dont le collecteur ou drain est relié
à la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du deuxième étage , - le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et - le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
à la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du deuxième étage , - le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et - le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
2. Dispositif d'amplification analogique selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans le premier étage l'émetteur ou la source est également relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance, en ce que la base est reliée à la masse par une capacité, en ce que le potentiel de la base est maintenu à un potentiel proche de la masse, et en ce que le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance à la tension d'alimentation.
3. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 . = =
ou 2, caractérisé en ce que dans le troisième étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance.
ou 2, caractérisé en ce que dans le troisième étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance.
4. Dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le quatrième étage comporte un circuit amplificateur chois dans l'ensemble comportant :
- les circuits à amplificateur opérationnel, et - les circuits comportant un étage amplificateur à transistor et un étage suiveur, l'étage suiveur étant un étage suiveur à transistor ou bien à
amplificateur opérationnel.
- les circuits à amplificateur opérationnel, et - les circuits comportant un étage amplificateur à transistor et un étage suiveur, l'étage suiveur étant un étage suiveur à transistor ou bien à
amplificateur opérationnel.
5. Dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le quatrième étage comporte un amplificateur opérationnel recevant le signal de sortie du troisième étage sur son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité, la sortie de l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification.
6. Dispositif d'amplification analogique selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et d'une capacité en série, en ce que la sortie étant reliée à l'entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance, et en ce que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel est polarisée à une tension correspondant sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
7. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que l'amplificateur opérationnel du quatrième étage est un amplificateur à contre-réaction courant.
8. Dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le transistor utilisé dans le premier étage est un transistor de type NPN.
9. Dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que le transistor du deuxième étage a , = -' 21 les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage.
10. Dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le transistor du troisième étage a les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage.
11. Ensemble formé par un dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit dispositif d'amplification analogique, caractérisé
en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un module de filtrage.
en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un module de filtrage.
12. Ensemble selon la revendication 11, caractérisé en ce que chaque module de filtrage comporte une piste d'alimentation sur laquelle se trouvent, d'une part, un régulateur linéaire et, d'autre part, une ferrite.
13. Anémomètre laser par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser destinée à émettre un faisceau laser, une optique destinée à focaliser, d'une part, un faisceau émis par la diode laser et, d'autre part, un faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans un volume, dit volume de mesure, ledit faisceau réfléchi correspondant à un faisceau émis par la diode laser, une photodiode destinée à recevoir ledit faisceau réfléchi après qu'il ait traversé la diode laser, des moyens d'amplification d'un signal fourni par la photodiode ainsi que des moyens de traitement du signal amplifié, caractérisé en ce que les moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.
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| CA2881524A Active CA2881524C (fr) | 2012-08-23 | 2013-08-14 | Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser |
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