BRPI0613498A2

BRPI0613498A2 - métodos de cálculo de correlações por defeitos para um ou mais sinais de dados e de suporte de estimativas de correlação por defeitos por meio de receptores de comunicação sem fio, e, receptor de comunicação sem fio

Info

Publication number: BRPI0613498A2
Application number: BRPI0613498-0A
Authority: BR
Inventors: Yi-Pin Eric Wang; Karl J Molnar; Jung-Fu Cheng; Stephen Grant; Leonid Krasny
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 2005-06-10
Filing date: 2006-06-09
Publication date: 2012-11-06
Also published as: US20120027115A1; EP1894312A4; EP1894312A2; EP1894312B1; WO2006132593A3; US8045638B2; WO2006132593A2; US20060251156A1; US8670497B2

Abstract

MéTODOS DE CáLCULO DE CORRELAçõES POR DEFEITOS PARA UM OU MAIS SINAIS DE DADOS E DE SUPORTE DE ESTIMATIVAS DE CORRELAçãO POR DEFEITOS POR MEIO DE RECEPTORES DE COMUNICAçãO SEM FIO, E, RECEPTOR DE COMUNICAçãO SEM FIO. Receptor de comunicação sem fio aperfeiçoa o estimador de correlação por defeitos de sinais em sistemas MIMO/MISO através da consideração de diferentes alocações de alocações de potência de transmissão e diferentes de distribuições de potência de antena de transmissão em seus cálculos de correlação por defeitos. O receptor pode ser implementado de acordo com uma variedade de arquiteturas, incluindo, mas não limitado aos mesmos, cancelamento de interferência sucessiva (SIC), RAKE generalizado (G-RAKE), detecção de junta (JD) G-RAKE e erros médicos quadráticos mínimos (MMSE) G-RAKE. Independente da arquitetura particular do receptor adotada, as correlações por defeitos aperfeiçoadas podem ser usadas para calcular peso de combinação de sinal (RAKE) aperfeiçoado e/ou aperfeiçoar estimativas de qualidade de canal para relato pelos receptores que operam em sistemas de CDMA banda llarga (W-CDMA), transmitindo canais de HSDPA através de transmissores MIMO ou MISO. Um transmissor pode ser configurado para facilitar determinações de correlação por defeitos por receptores de comunicação sem fio, operando em ambientes MIMO/MISO, através de sinalização de um ou mais valores, por exemplo, relações de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e/ou distribuições de potência de antenas de transmissão por meio da sinalização de um ou mais valores, por exemplo, relações de potências de transmissão de sinal de dados-para-piloto e/ou distribuições de potência de antenas de transmisão para os sinais de dados e piloto.

Description

"MÉTODOS DE CÁLCULO DE CORRELAÇÕES POR DEFEITOS PARA UM OU MAIS SINAIS DE DADOS E DE SUPORTE DE ESTIMATIVAS DE CORRELAÇÃO POR DEFEITOS POR MEIO DE RECEPTORES DE COMUNICAÇÃO SEM FIO, Es RECEPTOR DE COMUNICAÇÃO SEM FIO"

CAMPO TÉCNICO

A presente invenção se refere a redes de comunicação sem fio e, particularmente, se refere à estimativa de correlações por defeitos de sinal recebido em sistemas de transmissão por múltiplas antenas, tais como em sistemas de Múltiplas Entradas - Múltiplas Saídas (MIMO) e sistemas de Múltiplas Entradas - Saida Única (MISO).

ANTECEDENTES

A determinação de defeitos de sinal recebido representa um papel importante no processamento de sinais de comunicação. Por exemplo, alguns tipos de receptores de cancelamento de interferência exploram a correlação de defeitos de sinais entre componentes de multicursos do sinal recebido para aperfeiçoar a supressão de interferência. Receptores RAKE (G- RAKE) generalizados exemplificam essas operações pela geração de um sinal combinado para demodulação baseada em combinação de componentes de retardo de multicursos de um sinal de interesse recebido, usando pesos de combinação W que incorporam estimativas de correlação por defeitos.

Em mais detalhes, os pesos de combinações W podem ser expressos como W = R"1 h, onde R"1 é o inverso de uma matriz de co-variância de defeitos R e h é o vetor de resposta de canal. (A matriz de co-variância pode ser usada para representar correlações por defeitos de média zero). A combinação de G-RAKE, assim, depende do cálculo das estimativas de correlação por defeitos e dependências similares existem em outros tipos de receptores para cancelamento de interferência, tais como arquiteturas de equalizador de chip que calculam (filtro de equalização) pesos W com base em correlações por defeitos. Ainda, a qualidade do sinal recebido, p, pode ser expressa como uma função dos pesos (p = h*W = h*R'!h). A estimativa de qualidade de sinal, tal como a estimativa de qualidade de canal, representa um papel importante em muitos tipos de sistemas de comunicação sem fio. Por exemplo, alguns sistemas usam canais com taxa controlada que transmitem dados para usuários individuais nas taxas mais altas permitidas pela potência de transmissão disponível e as condições de rádio prevalecentes de usuário específico. A taxa de dados selecionada para um dado usuário depende da realimentação de qualidade de canal daquele usuário. Os canais de Acesso por pacote de Enlace Descendente de Alta Velocidade nos padrões de Acesso Múltiplo por Divisão de Códigos de Banda Larga (W-CDMA) representam um tipo de canal de taxa controlada dependente de realimentação de qualidade de canal, enquanto os Canais de Dados por Pacote de Enlace Direto (F-PDCHs) nos padrões cdma 2000 representam outro tipo de canal de taxa controlada.

Independente dos padrões particulares envolvidos, o sub-relato de qualidade de canal, em geral, resulta em inefíciências do sistema, porque os usuários individuais são servidos em taças menores do que poderia ser suportadas pelas condições atuais. Sobre-relato de qualidades de canais também leva à inefíciências e, de fato, pode ser pior do que o sub-relato porque os protocolos de ARQ, freqüentemente, usados nesses sistemas geram retransmissões de dados excessivas, quando as taxas de dados são ajustadas alto demais para as condições atuais.

Com sinais de HSDPA e tipos similares de sinais em outros tipos de redes de comunicação, um número de usuários compartilham um canal de dados de pacote no modo multiplexado em tempo. Por exemplo, os fluxos de informação para múltiplos usuários pode ser multiplexado em tempo por um programador de estação base em um canal compartilhado de dados de pacote, de modo que apenas um usuário está sendo servido em qualquer tempo determinado. Condições de rádio de usuário específico e a potência de transmissão disponível correntemente e recursos de código de dispersão na estação base de transmissão determinam as taxas de dados por usuário obtidas no canal compartilhado.

Os programadores de serviços, freqüentemente, com base em decisões de programação em andamento como uma função das taxas de dados de que cada usuário pode ser servido - isto é, os programadores, com freqüência, favorecem os usuários em melhores condições de rádio, uma vez que esses usuários podem ser servidos em taxas mais altas, o que aumenta a produtividade dos dados agregados do canal compartilhado. Portanto, usuários individuais realimentam estimativas de qualidade de canal para o sinal de canal compartilhado, em uma base contínua, em suporte de programação dinâmica. Praticamente, esse fato significa que os usuários estimam a qualidade de canal para o canal compartilhado durante horas, quer eles estejam ou não, realmente, recebendo dados no canal de compartilhamento.

O relato preciso da qualidade de canal no contexto acima e um desafio em sistemas de Entrada Única - Saída Única (SISO) e mesmo mais em sistemas de Múltiplas Entradas - Múltiplas Saídas (MIMO) e de Múltiplas Entradas - Saída Única (MISO). Na verdade, em sistemas tendo múltiplas antenas de transmissão, tais como sistemas MIMO e MISO, sinais de dados podem ser transmitidos de mais de uma antena e códigos de dispersão de sinais de dados podem ser reutilizados através das antenas, isto é, multicodificação pode ser empregada. Ainda, outros sinais - por exemplo, voz, pacote dedicado, difusão, controle e sinais de canais de overhead - podem ser transmitidos de uma ou mais das antenas.

SUMÁRIO

Um receptor de comunicação sem fio aperfeiçoa a estimativa de correlação por defeitos de sinal em sistemas MIMO/MISO através de consideração de diferentes alocações de potência de transmissão e diferentes distribuições de potência de antena de transmissão em seus cálculos de correlação por defeitos. O receptor pode ser implementado de acordo com uma variedade de arquiteturas, incluindo, mas não limitado aos mesmos, receptores RAKE, empregando métodos de cancelamento sucessivo de interferência, métodos de detecção de junção ou métodos de erros médios quadráticos mínimos. Independente da arquitetura de receptor particular adotada, as correlações por defeitos aperfeiçoadas podem ser usadas para calcular pesos de combinação de sinais aperfeiçoados (RAKE) e/ ou aperfeiçoar estimativas de qualidade de canais para relato por receptores operando em sistemas de CDMA (W-CDMA) de Banda Larga, transmitindo canais de HSDPA via transmissores MIMO ou MISO.

Contudo, aqueles habilitados na técnica apreciarão que a presente invenção não está limitada aos aspectos e vantagens acima. Na verdade, aqueles habilitados na técnica reconhecerão aspectos e vantagens adicionais da presente invenção mediante leitura da descrição detalhada seguinte de modalidades selecionadas da invenção e mediante observação dos desenhos correspondentes.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

A figura 1 é um diagrama em blocos parcial de uma comunicação sem fio, incluindo um transmissor de múltiplas antenas, transmitindo para um ou mais receptores de comunicação sem fio;

A figura 2 é um diagrama de alocações de potência de transmissão no transmissor da figura 1, para os diferentes tipos de sinais que estão sendo transmitidos por ele;

A figura 3 é um diagrama de distribuições de potência de antena de transmissão no transmissor da figura 1 para os diferentes tipos de sinais que estão sendo transmitidos por ele;

A figura 4 é um fluxograma lógico de estimativa de qualidade de canal no receptor de comunicação sem fio da figura 1 de acordo com uma modalidade de estimativa de qualidade de canal aqui ensinada;

A figura 5 é um diagrama em blocos de uma modalidade de Controle Seletivo de Taxa por Antena (S-PARC) do transmissor da figura 1, e em que o receptor de comunicação sem fio é adaptado para proporcionar realimentação de seleção de antena para operações de S-PARC no transmissor.

A figura 6 é um diagrama em blocos de uma modalidade de Cancelamento Sucessivo de Interferência (S/C) Generalizado RAKE (G- RAKE) do receptor de comunicação sem fio da figura 1.

A figura 7 é um diagrama em blocos de uma modalidade de um estágio de SIC G-RAKE5 para SIC G_RAKE da figura 6.

A figura 8 é um diagrama em blocos de uma modalidade G- RAKE do receptor de comunicação sem fio da figura 1, configurado para detecção de símbolo de erro médio quadrático mínimo ou detecção de símbolo de junção.

A figura 9 é um fluxograma lógico de uma modalidade de lógica de processamento para determinação de uma estimativa de correlação por defeitos global ou total como uma função de estimativa de correlação por defeitos de sinal de dados e uma estimativa de correlação por defeitos de outra célula mais ruído de acordo com um método de processamento paramétrico total;

A figura 10 é um fluxograma lógico de uma modalidade de lógica de processamento para determinação de uma estimativa de correlação por defeitos global ou total como uma função de uma estimativa de correlação por defeitos de sinais de dados, uma estimativa de correlação por defeitos de outros sinais e uma estimativa de correlação por defeitos de outra célula mais ruído de acordo com um método de processamento paramétrico parcial.

DESCRIÇÃO DETALHADA A figura 1 ilustra parcialmente uma rede de comunicação sem fio 10, incluindo um transmissor de antenas múltiplas 12, configurado para transmitir sinais de enlace direto através de múltiplas antenas de transmissão 14-1 a 14-M, referidas, coletivamente, como "antenas de transmissão 14". Um receptor de comunicação sem fio 16, por exemplo, um radiotelefone celular ou outro tipo de dispositivo de comunicação sem fio, recebe um ou mais dos sinais de enlace direto sendo transmitidos pelo transmissor 12 em suas antenas de recebimento 18-1 a 18-R, referidas, coletivamente, como "antenas de recebimento 18". Com múltiplas antenas de transmissão e de recebimento, a figura 1, assim, ilustra um sistema de antenas de Múltiplas Entradas - Múltiplas Saídas (MIMO).

Correntemente, há um alto nível de interesse em sistemas de antenas MIMO para otimizar as taxas de dados para o fornecimento de acesso por pacote de enlace descendente de alta velocidade (HSDPA) do padrão WCDMA. Esses canais compartilhados de alta velocidade também são conhecidos como Canais Compartilhados de Enlace Descendente de Alta Velocidade (HS-DSCHs) e o Canal Direto de Dados de Pacote, definido pelos padrões cdma 2000, proporciona um pouco de funcionalidade similar. Em qualquer caso, duas técnicas que têm atraído atenção significativa são a multiplexação espacial, por exemplo, Espaço - Tempo Arquitetura em Camadas de Bell Labs de Reutilização de Código (CR-BLAST), que é uma variante do sistema Vertical (V-BLAST) e Controle de Taxa Por Antena (PARC).

Essas e outras abordagens MIMO, em geral, envolvem a transmissão de sinais pilotos por antena para facilitar a estimativa de canal por antena no receptor 16, transmitindo sub-fluxos de sinais de dados para todas ou as selecionadas das antenas de transmissão 14 e transmitindo outros sinais (adicionais) de uma ou mais das antenas de transmissão 14. Exemplos de outros sinais incluem canais de overhead, canais de difusão e de controle e vários canais dedicados (por exemplo, dados de pacote de voz e dedicados). Como aqui usados, os termos "sinal de dados" e "sinais de dados", em geral, conotam canais de dados compartilhados, de alta velocidade, tais como HS- DSCH5 a menos que de outro modo indicado.

As figuras 2 e 3 ilustram, graficamente, alocações de potência de transmissão e distribuições de potência de antenas de transmissão para o(s) sinal(ais) de dados, sinais pilotos e outros sinais. Em particular, a figura 2 ilustra que o transmissor 12 tem uma quantidade finita de potência de transmissão disponível para alocação para os vários tipos de sinais a serem transmitidos e, assim, faz alocações específicas da potência de transmissão total para os sinais de dados, piloto e outros. Ainda, o transmissor 12 deve dividir a potência alocada para um dado tipo de sinal entre as antenas de transmissão 14 disponíveis. Isto é, uma certa quantidade de potência de sinal piloto alocado é distribuída para cada uma das antenas 14 e certas quantidades de sinal de dados e outras potências de sinais também são distribuídas para cada uma das antenas 14 e certas quantidades de sinal de dados e outras potências de sinais também são distribuídas entre as antenas 14.

Por exemplo, uma certa quantidade de potência piloto, em geral, é transmitida de cada uma das antenas 14, para facilitar a estimativa de canal por antena no receptor 16. Contudo, todos os outros sinais podem ser transmitidos de uma única das antenas de transmissão 14 ou de um subconjunto fixo das mesmas e, assim, a outra alocação de potência de sinal, tipicamente, não é dividida para todas as antenas 14. Similarmente, embora os sinais de dados possam ser transmitidos de todas as antenas 14, o desempenho pode ser aperfeiçoado pela transmissão dos mesmos de um subconjunto das antenas 14, particularmente onde aquele subconjunto é selecionado dinamicamente, em resposta à realimentação do receptor 16.

O fornecimento de estimativas precisas de correlação por defeitos representa um desafio significativo para o receptor 16, com relação ao contexto acima. Como a estimativa precisa de correlação por defeitos permanece como um precursor para outras operações de processamento de sinais recebidos, tais como geração de peso de filtro de equalização ou combinação ou estimativa de qualidade de canal, o receptor 16 deve, endereçar, satisfatoriamente esses desafios. Com aquela finalidade, o receptor 16 inclui um ou mais circuitos de processamento 20 que são configurados para gerar estimativas de correlação por defeitos para um ou mais sinais de dados, transmitidos em conjunto com sinais pilotos das antenas de transmissão 14 do transmissor 12.

Mais particularmente, em pelo menos uma modalidade, o um ou mais circuitos de processamento são configurados para calcular as correlações por defeitos com base na determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados -para-piloto e distribuições de potência de antena de transmissão para os sinais de dados para piloto e cálculo das correlações por defeitos como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de dados- para-piloto e das distribuições de potência de antena de transmissão para os sinais de dados e piloto. Ainda, em uma ou mais modalidades, esses cálculos consideram o modo MIMO corrente, o que pode afetar, por exemplo, a distribuição de potência de antena de transmissão para os sinais de dados. Desse modo, entre outros parâmetros ou valores, a distribuição de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados pode ser determinada com base na configuração de MIMO corrente.

Em uma modalidade, pelo menos uma dentre relação de potência de transmissão de sinal de dados para piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto compreende valores assinalados recebidos pelo receptor 16. Mais geralmente, essa divulgação ensina um método de suporte de estimativas de correlação por defeitos por meio de receptores de comunicação sem fio, operando em um sistema de comunicação MIMO ou MISO que inclui um transmissor tendo múltiplas antenas de transmissão e transmitindo um ou mais sinais de dados e piloto. Em uma modalidade, esse método compreende a sinalização de pelo menos um dentre uma relação de potência de transmissão de sinais de dados para piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto sendo transmitidos pelo transmissor de comunicação sem fio. Ainda, essa sinalização pode ser atualizada dinamicamente como uma função de um modo corrente de Múltiplas Entradas - Múltiplas Saídas (MIMO).Dessa maneira, a mudança de relações de potência e/ ou distribuições de potência de antenas de transmissão pode ser sinalizada para os receptores para uso no cálculo das correlações por defeitos.

Em outra modalidade, pelo menos uma dentre a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e distribuições de antenas de potência de transmissão para os sinais de dados e piloto compreende valores nominais armazenados no receptor 16. Ainda, em outra modalidade, outros sinais, incluindo sinais de voz, são transmitidos das antenas de transmissão 14 de acordo com uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e uma distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais. Nesse caso, o um ou mais circuitos de processamento 20 são ainda configurados para determinar a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e a distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais e calcular as correlações por defeitos adicionalmente como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e a distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais. Mais particularmente, o um ou mais circuitos de processamento podem ser configurados para expressar as correlações por defeitos como uma soma de um primeiro termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam da transmissão do um ou mais sinais de dados e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para- piloto, um segundo termo de correlação por defeitos representando defeitos que se originam da transmissão dos outros sinais e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e um terceiro termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam de ruído mais interferência de outra célula.

Com esse método, a determinação da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto pode estar baseada na determinação de matriz de covariância de amostra de chip como uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto, distribuições de potência de antenas de transmissão conhecidas para sinais pilotos e outros, uma estimativa de ruído conhecida, representando ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto conhecido correntemente selecionado de antenas de transmissão sendo usado para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto. O método continua com resolução da expressão para a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e, se desconhecido, o subconjunto selecionado correntemente de antenas de transmissão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados de acordo com uma formulação de probabilidade máxima. Em uma modalidade similar, o subconjunto correntemente

selecionado das antenas de transmissão é conhecido e a expressão, assim, compreende uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto conhecida, as distribuições de potência de antena de transmissão conhecidas para o piloto e outros sinais, uma estimativa de ruído desconhecida representando ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto conhecido correntemente selecionado de antenas de transmissão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto. Nesta modalidade, o método resolve a expressão para a relação de potência de transmissão de outro para sinal de dados desconhecida e a estimativa de ruído desconhecida de acordo com a formulação de probabilidade máxima. Em geral, deve ser compreendido que a expressão pode ter números variáveis de desconhecidas e a formulação de probabilidade máxima pode ser adaptada, consequentemente.

Naturalmente, o espaço de busca de solução aumenta com mais desconhecidas.

Em outra modalidade, o um ou mais circuitos de processamento 20 podem ser configurados para modelar interferência de outra célula como ruído branco e resolver para o ruído mais interferência de outra célula, por meio de expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função do ruído mais interferência de outra célula e relações de potência de transmissão de sinal de tráfego para piloto por antena, denotadas como aT/p(m) e definida como a relação da potência dos dados agregados, outra, e piloto na mésima antena de transmissão 14 para a potência piloto na rnésima antena de transmissão 14. Com essa abordagem, o um ou mais circuitos de processamento 20 resolvem o sistema de equações correspondente para o ruído mais interferência de outra célula de acordo com uma formulação dos quadrados mínimos.

Em outra modalidade do método, as correlações por defeitos são usadas para gerar estimativas de qualidade de canal para relato pelo receptor 16. Para esse método, o um ou mais circuitos de processamento 20 são configurados para calcular as correlações por defeitos adicionalmente como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro- para-piloto e a distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais pelo cálculo de um outro termo de correlações por defeitos de sinal escalonado pela relação de potência de transmissão de sinal de outro- para-piloto. Nesse caso, o um ou mais circuitos de processamento 20 expressam correlações por defeitos que se originam dos outros sinais como um função de uma matriz de amostra de chip obtida de amostras de sinais recebidas das quais a influência de um conjunto correntemente selecionado de antenas de transmissão que estão sendo usadas para transmissão de sinais de dados é removida. O método, então, determina as correlações por defeitos para uma ou mais seleções de antenas de transmissão desejadas a serem usadas para transmissão de sinais de dados para o receptor 16 pela consideração da influência daquelas seleções na matriz de co-variância de defeitos de chip. Dessa maneira, o receptor 16 pode ser configurado para proporcionar estimativas de qualidade de canal aperfeiçoadas para as seleções desejadas de antenas de transmissão. Em geral, o receptor 16 pode ser configurado para gerar uma ou mais estimativas de qualidade de canal para uma ou mais antenas de transmissão selecionadas como uma função das correlações por defeitos, da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e das distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto.

Ainda, o receptor 16 pode ser configurado como um tipo de receptor RAKE, em que o um ou mais circuitos de processamento 20 são configurados para gerar pesos de combinação de sinais das correlações por defeitos. Uma modalidade de RAKE do receptor 16 é configurada para detecção de erro médio quadrático mínimo (MMSE). O um ou mais sinais de dados conduzem, cada um deles, símbolos de código e o receptor 16 é configurado para detectar símbolos de códigos transmitidos durante o mesmo tempo dos símbolos em uma base individual, enquanto tratando todos os outros símbolos de códigos como ruído (colorido). Em outra modalidade de RAKE, o receptor 16 é configurado para detecção de junção, em que ele detecta símbolos de códigos do mesmo código transmitido durante o mesmo tempo de símbolos em uma base de detecção de junção, enquanto tratando todos os outros símbolos de códigos como ruídos.

Todas essas modalidades podem ser usadas vantajosamente para operação de CDMA de Banda Larga (W-CDMA). Em particular, os métodos e o aparelho aqui ensinados para determinação de correlações por defeitos (e geração subseqüente de peso de combinação e/ ou estimativa de qualidade de canal) podem ser vantagens onde o transmissor 12 está transmitindo um ou mais sinais de canal de Acesso em Pacote de Enlace Descendente de Alta Velocidade (HSDPA) das antenas múltiplas 14.

Com o ponto acima em mente, discussão mais detalhada começa com uma modalidade em que o(s) circuito(s) de processamento compreende(m) um calculador de resposta de rede 20 - 1 que é configurado para calcular vetores de resposta de rede das estimativas de canal por antena, um calculador de correlação por defeitos 20-2 que é configurado para calcular correlações por defeitos e, opcionalmente, um gerador de estimativa de qualidade de canal 20 - 3, que é configurado para gerar estimativas de qualidade de canal 20 - 3, que é configurado para gerar estimativas de qualidade de canal como uma função dos vetores de resposta de rede e das correlações por defeitos. Aqueles habilitados na técnica apreciarão que o(s) circuito(s) de processamento 20 pode(m) ser implementado(s) em hardware, software ou qualquer combinação dos mesmos. Em pelo menos uma modalidade, o um ou mais circuitos de processamento 20 estão incluídos em um processador de sinais digitais de banda base, ou semelhantes, incluído no receptor 16.

A figura 4 ilustra uma modalidade lógica de processamento que pode ser implementada no um ou mais circuitos de processamento 20, em que os circuitos de processamento 20 calculam vetores de resposta de rede para um dado conjunto de localizações de "dedo" (etapa 100) - isto é, o receptor 16 inclui um ou mais bancos de correlacionador que são alinhados com determinados componentes de multicursos dos sinais transmitidos pelo transmissor 12 e "dedos" de correlação adicionais podem ser alinhados fora de curso, igualmente, tal como é feito em aplicações RAKE (G-RAKE) Generalizadas. Por exemplo, ^m é o vetor de resposta de rede correspondente à mésima antena de transmissão, onde o onde a anotação de til para ^m enfatiza o fato de que ganhos de derivação de canal (dos quais a resposta de rede depende) são escalonados pela energia piloto por símbolo (pelo menos em modalidades onde a resposta de rede é formada parametricamente, usando estimativas de canal obtidas dos símbolos piloto de concentração, que, implicitamente, contêm esse escalonamento).

O qésimo elemento do vetor de resposta de rede m é dado por

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onde q indexa um dedo particular na / esima antena de recebimento 18. A localização desse dedo é especificada pelo retardo xq. P é o número de derivações de canal e x\mp e I são o retardo e o ganho de canal escalonado (piloto), respectivamente, da pésima derivação do canal entre a mésima antena de transmissão e a /ésima antena de recepção. χ(τ) é a auto- correlação da fórmula pulso - chip. Como já mencionado, os ganhos de derivação de canal incluem o escalonamento de energia piloto e são expressos como

<formula>formula see original document page 15</formula>

onde Ep é a energia total alocada por chip em todas as antenas de transmissão, Np é o fator de dispersão usado para os canais piloto, por exemplo, Np = 256 no padrão WCDMA, apÁm)\ é a distribuição de energia de transmissão de sinal piloto para a mésima antena e gimp é o ganho de canal (não escalonado) correspondente a Amp. A quantidade no interior da raiz quadrada é, precisamente, a energia piloto na mésima antena de transmissão.

O processamento continua com o cálculo de correlações por defeitos como uma função como respostas de rede e como uma outra função da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto, a distribuição de potência de sinal de dados através de antenas de transmissão e a distribuição de potência de sinal piloto através das antenas de transmissão 14 (Etapa 102). Note que o cálculo de correlação por defeitos pode ainda considerar a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e a distribuição de potência de outro sinal através das antenas de transmissão 14 (Etapa 102A). Desse modo, as correlações por defeitos (total) podem ser expressas como a soma de correlações por defeitos de sinais de dados, correlações por defeitos de outros sinais, correlações por defeitos de outras células, e, opcionalmente, correlações por defeitos de sinal piloto (Etapa 102B).

Com as correlações por defeitos assim calculadas, os circuitos de processamento 20 geram uma ou mais estimativas de qualidade de canal para uma ou mais antenas de transmissão 14 selecionadas, como a função das correlações por defeitos, a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antena de transmissão de sinais de dado e piloto (Ver figuras 2 e 3) (Etapa 104). Como um exemplo, o receptor 16 pode calcular uma estimativa de qualidade de canal como uma Relação - Sinal - para - Interferência (SIMR) em uma base por código para uma seleção arbitrária de antena de transmissão, que pode ser expressa como

<formula>formula see original document page 16</formula>

onde ^dstPs é a relação de potência de transmissão de sinal de dados- para- sinal piloto (relações de alocação de potência de transmissão total) K é um número de multicódigos alocados para o sinal de dados (reutilizado através de antenas ativas) e ads(»>)1 é a distribuição de potência de transmissão de sinal de dados para a mésima antena. Ainda, é o vetor de resposta de rede correspondente à mésima antena de transmissão ( mI é a transposição Hermitiana do vetor de resposta de rede) e ^c é uma matriz de co-variância de defeitos com base nas determinações de correlação por defeitos realizadas na Etapa 102. Conforme notado na Etapa 102, as correlações por defeitos totais incluem diversos termos representando diferentes fontes de defeitos. Desse modo, em uma modalidade, as correlações por defeitos ^cI são expressas como

onde é um termo de correlação de defeitos de sinal de dados que captura a interferência devido ao(s) sinal(ais) de canais de dados, ftM é um termo de correlação de defeitos de outro sinal que captura a interferência devido aos outros sinais de canais (por exemplo, voz, difusão, overhead, etc.) e é um termo de correlações por defeitos de interferência de outra célula mais ruído que captura a combinação de interferência de outra célula e ruído. Se a interferência de outra célula pode ser aproximada como branco, então é uma matriz diagonal dada por ^oc = NoRpuise onde N0 é a densidade espectral de potência do ruído mais interferência de outra célula e Rp«fee é a auto-correlação de forma de pulso. (Observe que a notação de til tem a conotação do escalonamento implícito discutido para o vetor de resposta de rede mostrado na Eq. (1)).

A matriz de co-variância de defeitos é dividida em diversos termos para refletir o fato de que os canais de dados e de voz atravessam diferentes canais de desvanecimento. Também, note que a expressão na equação Eq. (4) supõe, implicitamente, que a subtração pilotos é realizada no receptor 16, assim, não há componente de interferência devido aos pilotos. Se o receptor 18 não realiza subtração pilotos, incluirá um termo de defeito de sinal piloto, ft^, nas correlações por defeitos, &

A abordagem acima pode ser implementada, especificamente de acordo com uma variedade de arquiteturas de transmissores e receptores. Por exemplo, a figura 5 ilustra uma estrutura de transmissão S-PARC para o transmissor 12, mostrando a transmissão de N subfluxos de sinais de dados de M antenas de transmissão 14 (Ν < Μ). A modalidade S-PARC ilustrada do transmissor 12 compreende um 1:N multiplexador 22, uma pluralidade de codificadores - moduladores/dispersores 24, um seletor de antena 26, um primeiro somador 28 e somadores adicionais 30 - 1 a 30 - M, correspondendo às antenas de transmissão 14-1 al4 — M.

Em operação, o demultiplexador 22 divide um fluxo de

informação, por exemplo, um fluxo de bits HS-DSCH, em N subfluxos, que se alimentam nos respectivos dos codificadores / moduladores / dispersadores24. O seletor de antenas 26 seleciona um subconjunto das antenas 14 para transmissão da saída de subfluxos resultante dos codificadores / moduladores / dispersadores 24. O somador 28 combina um primeiro daqueles subfluxos outros sinais (voz, overhead, controle, etc.) para transmissão de uma primeira das antenas 14 e os somadores 30 - 1 a 30 - M imprimem, cada um, dois M sinais pilotos em uma respectiva das M antenas de transmissão 14.

Para S-PARC, o demultiplexador 22, os codificadores / moduladores / dispersadores 24 e o seletor de antena 26 operam todos em resposta à realimentação de qualidade de canal (por exemplo, a realimentação de Indicador de Qualidade de Canal (CQI)) do receptor 16. Desse modo, o transmissor 12, em geral, tenta maximizar a produtividade (ou alguma outra métrica de serviço) através da seleção do número de sub-fluxos, da taxa de codificação e do formato de modulação e do subconjunto particular de antenas de transmissão, como uma função da realimentação de qualidade de canal do receptor.

Em S-PARC (bem como em outros sistemas MIMO), as operações de estimativa de qualidade de canal são complicadas pelo fato de que os sinais de dados, os sinais pilotos e outros sinais atravessam todos os diferentes canais de desvanecimento. Por exemplo, a figura 5 mostra os sinais de dados transmitidos de um subconjunto selecionado das antenas 14, os outros sinais transmitidos apenas de uma primeira das antenas 14 e os sinais pilotos transmitidos de todas as antenas 14. Este último é necessário para permitir a estimativa de todos os canais no receptor 16.

A estimativa de CQI ainda é complicada pelo fato de que os múltiplos códigos de dispersão usados para HSDPA são reutilizados em diferentes antenas de transmissão para evitar um problema de limitação de código. Como um resultado, SINR medido pelo receptor 16 em cada um dos canais piloto (para os quais a reutilização de código não é empregada) não está relacionado de maneira simples com os SINRs, o que seria experimentado pelo canal de dados, se o receptor estiver recebendo transmissões de sinais de dados escalonados. Ainda, algumas arquiteturas de receptor aplicam cancelamento de interferência aos sinais de dados, o que não é refletido automaticamente na estimativa da qualidade de canal baseada em piloto. Uma questão mais significativa é que o receptor 16, em geral, deve relatar CQIs para uma ou mais seleções de antenas de transmissão que são, tipicamente, diferentes do subconjunto de antenas de transmissão correntemente selecionadas. Essa circunstância surge porque todos os receptores que estão sendo servidos nos sinais de dados compartilhados poderiam ser requeridos a relatar CQIs, mesmo se eles não estão programados e a seleção de antena corrente é válida apenas para o receptor programado. Uma primeira abordagem detalhada para estimativa de qualidade de canal aperfeiçoada, como aqui ensinado para sistemas MIMO (e em sistemas de Múltiplas Entradas - Saída Única (MISO), pode ser ensinada como um método paramétrico naquelas formas paramétricas para toda a interferência da própria célula (dados, voz, pilotos) bem como interferência de outra célula são usadas para forma a matriz de co-variância de defeitos, representando as correlações por defeitos a serem consideradas pelo receptor 16 em sua estimativa de qualidade de canal.

Uma vez que a matriz de co-variância de defeitos é formada "de nada", não é necessário remover a influência do subconjunto correntemente selecionado do transmissor de antenas de transmissão 14. Na verdade, a matriz pode ser formada diretamente para todos os subconjuntos de antenas de transmissão possíveis para os quais o receptor 16 deseja relatar CQIS. Uma vantagem dessa abordagem é que o método de correção de polaridade requerido para um método paramétrico parcial descrito aqui mais tarde não é necessário. Porém, o dilema é que a cor da interferência de outra célula não é capturada. Como estimativas do canal de propagação não estão disponíveis para outras células de rádio circundantes da rede IOs é prático modelar a interferência de outra célula como branca, quando a construção da matriz de co-variância de defeitos

que pode ser usada para representar as correlações por defeitos. (Note que o termo "correlações por defeitos" pode ser considerado como praticamente permutável com o termo "matriz de co-variância de defeitos", mas será compreendido que os métodos ensinados aqui não estão limitados ao uso de matrizes de co-variância).

Na construção das matrizes de co-variância de defeitos, em geral, é necessário escalonar os diferentes componentes (dados, pilotos, voz e interferência de outra célula) apropriadamente. O escalonamento separado é necessário para sistemas de MIMO e MISO uma vez que os dados, pilotos e outros sinais, todos atravessam diferentes canais de desvanecimento, conforme antes mencionado. Esse processo é descrito no contexto de uma arquitetura de receptor de Cancelamento Sucessivo de Interferência (SIC) Generalizado RAKE (G-RAKE), conforme mostrado na figura 6 para a configuração de transmissor de S-PARC mostrada na figura 5.

Especificamente, a figura 6 ilustra um circuito receptor de SIC G_RAKE 38 que pode ser implementado no receptor 16 e que proporciona cancelamento sucessivo de interferência para um sinal de dados multicodificado recebido, incluído no(s) sinal(ais) composto(s) recebido(s) através de uma ou mais antenas 18 do receptor 16. A modalidade ilustrada do circuito de receptor 38 compreende uma pluralidade de estágios de cancelamento de interferência 40-1 a 40-4 (outros números de estágios podem ser implementados, conforme necessário ou desejado), com todos, exceto o último desses estágios, compreendendo um circuito de dispersão 42, um circuito de detecção de sinal 44, um circuito de regeneração de sinal 46 e um circuito de soma 48 - o último estágio 404 omite elementos 46 e 48.

Em uma ou mais modalidades, o nésimo estágio 40 do circuito de receptor 38 recebe um sinal de entrada de estágio que é derivado do(s) sinal(ais) composto(s) recebido. Um sinal de cancelamento de estágio anterior 40-(n-l) remove interferência causada pelo sinal detectado por aquele estágio anterior e operações são realizadas em valores de dispersão daquele sinal de entrada de estágio de interferência reduzida.

No contexto de estimativa de qualidade de canal como aqui ensinado, estimativas de qualidade de canal diferentes são geradas nos diferentes estágios 40, para refletir os efeitos de cancelamento sucessivo de interferência. Os pesos de combinações de RAKE gerados em cada estágio também refletem efeitos de cancelamento sucessivo de interferência. Por exemplo, o circuito de detecção de sinal 44 incluído no estágio 40-n computa correlações por defeitos entre os valores de dispersão do sinal de entrada de estágio proporcionado para o estágio 40-n. Esses correlações por defeitos são usadas junto com as estimativas de canais de rede, isto é, vetores de resposta de rede, para formar pesos de combinações que, por sua vez, são usados para formar um sinal combinado por meio de combinação de RAKE dos diferentes fluxos de valores de dispersão do sinal de entrada de estágio. Os diferentes fluxos são gerados por dedos alinhados de modo diferente de um concentrador de RAKE (isto é, por um número de correlacionadores ajustados à diferentes alinhamentos de tempo em relação ao sinal composto recebido).

Os valores de concentração combinados, isto é, o sinal combinado de RAKE, é demodulado para obter valores correspondentes às estimativas dos bits detectados no sinal de interesse. O sinal de interesse pode compreender bits codificados, em cujo caso, os valores temporários podem ser decodificados para obter bits decodificados. O estágio 40-n gera bits dos valores temporários, tomando decisões permanentes diretamente nos valores temporários de demodulação para obter bits permanentes detectados ou por recodificação de bits decodificados obtidos dos valores temporários. Cada estágio pode incluir um circuito decodificador para obter os bits decodificados dos valores temporários obtidos da demodulação do sinal combinado de RAKE ou um decodificador centralizado pode ser usado. Embora a re- codificação dos bits decodificados para obter bits codificados necessários para operações de regeneração e cancelamento de sinal envolva processamento adicional, os bits recodificados se beneficiam de quaisquer correções de erros feitas durante a decodificação dos valores temporários. Como tal, o uso de bits recodificados para gerar o sinal de cancelamento para o estágio seguinte pode resultar em um sinal de cancelamento mais forte do que aquele derivado de bits codificados obtidos pela aplicação de lógica de decisão permanente diretamente aos valores temporários.

A figura 7 ajuda a compreender melhor o aparelho e métodos descritos acima pela ilustração de detalhes exemplificativos para um determinado dos estágios 40. (Note que a ilustração, em geral, mantém, todos os estágios 40, mas deve ser compreendido que o último estágio na série poderia ser configurado sem o circuito de regeneração de sinal 46, etc.). Conforme mostrado, o circuito de detecção de sinais 44 exemplificativo compreende um circuito de combinação 50, um gerador de peso de combinação 52, um estimador de correlação por defeitos 54, um estimador de canais 56, um demodulador 58 e, opcionalmente, um decodificador 60. O estimador de correlação por defeitos 54 e o estimador de canais 56 pode compreender uma porção do(s) circuito(s) de processamento antes mencionado(s), que podem ser distribuídos através dos estágios 40 ou duplicados no todo ou em parte em cada estágio 40, para realizar estimativa de qualidade de canal de acordo com os métodos aqui ensinados.

Na análise de detalhes de estágios adicionais, vê-se que o circuito de regeneração de sinal 46 pode compreender um processador de decisão permanente 62 e um regenerador de sinal 64, para proporcionar o sinal de cancelamento para o estágio seguinte 40 do circuito de SIC G-RAKE38. Como uma alternativa para o processador de decisão permanente 62, se a porção de detecção do circuito inclui o decodificador 60, o circuito de regeneração de sinal 46 pode incluir um re-codificador 66. Naturalmente, será compreendido que a disposição funcional ilustrada pode ser variada, conforme necessário. Por exemplo, o decodificador 60 pode estar "localizado" no circuito de regeneração 46 e pode sair bits decodificados, correspondendo ao sinal detectado para a entrada no re-codificador 66 (e para circuitos de processamento de nível superior, conforme necessário ou desejado).

Independente disso, o circuito de combinação 50 recebe os fluxos diferentes de valores concentrados que compreendem o sinal de entrada de estágio (ou são derivados do mesmo) e forma um sinal combinado de RAKE por meio da combinação dos valores concentrados de acordo com os vetores · de peso de combinação gerados pelo gerador de peso de combinação 52. Aqueles pesos de combinação são calculados, pelo menos em parte, de correlações por defeitos entre os valores de concentração do sinal de entrada de estágio e da(s) resposta(s) de canal(ais) de rede associados com o sinal de interesse, isto é, o canal de extremo a extremo, incluindo efeitos de propagação e forma de pulso de filtro de transmissor/ receptor.

Enquanto o estimador de canal 56, que pode ser implementado por estágio, conforme mostrado aqui, ou implementado em qualquer parte no receptor 16, proporciona as estimativas de canais necessários, o estimador de correlação por defeitos 54 gera as estimativas de correlação por defeitos 54 necessárias. Mais especificamente, o estimador de correlação por defeitos 54 pode calcular correlações por defeitos para o estágio correspondente 40-n de acordo com o método amplo esboçado na figura 4. Em outras palavras, as correlações por defeitos e, portanto, os pesos de combinações e estimativas de qualidade de canal, computadas em cada estágio são específicas de estágio e refletem os níveis sucessivamente reduzidos de interferência na série de estágios 40.

Naturalmente, a funcionalidade do estimador de correlação por defeitos 54 pode ser implementada para suportar estimativa de correlação por defeitos durante as vezes em que o receptor 16 não está programado. Durante esses momentos, o receptor 16, em geral, não realiza demodulação/ decodificação, mas relata qualidade de canal. Isto é, durante os momentos não programados, o receptor 16, em geral, não está realizando operações de demodulação/ decodificação com base em SIC, mas ainda realiza estimativa de correlação por defeitos 54 para fins de relato de CQI.

Retornando aos detalhes de SIC G-RAKE das figuras 6 e 7, a formulação de estimativa de qualidade de canal subjacentes de Relações de Sinal -para-Interferência (SINRs) começa com a definição da relação de potência de transmissão de sinal de dados- para- depiloto βώ / os como a relação da quantidade total de potência de transmissão alocada para o sinal de canal de dados no transmissor 12 para a quantidade total de potência de transmissão alocada para todos os sinais pilotos no transmissor 12. Similarmente, a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para- piloto β05 / ps é a relação da quantidade total de potência de transmissão alocada para todos os outros sinais (voz, controle, overhead, etc) no transmissor 12 para a quantidade total de potência de transmissão alocada para todos os pilotos.

Em seguida, pode-se definir diversas distribuições de potência de transmissão a serem consideradas em estimativa de qualidade de canal. Primeiro, pode-se denotar os M vetores de comprimento ads, aos e aps como a distribuição das potências de sinal de dados, outro e piloto, através das antenas de transmissão 14, com os mésimos elementos denotados Zds(Tn)9 âos(m) e a.ps(m)9 respectivamente. Por exemplo, digamos que há M = 4 antenas de transmissão 14 e os sinais de dados sejam transmitidos das antenas 2 e 4 do transmissor 12. Ainda digamos que todos os outros sinais sejam transmitidos da antena 1 e que 15% da potência de transmissor total sejam alocados aos pilotos com 5% em cada uma das antenas 1 e 2 e 2,5% em cada uma das antenas 3 e 4. Nesse casos, ads = [ 0 1/2 0 1/2], onde o fator de 1/2 conta para o fato de que a potência de sinal de dados é dividida igualmente através de duas correntemente das selecionados das antenas de transmissão 14. Além disso, aos =[1000] e aps = [1/3 1/3 1/6, 1/6] pela definição da soma dos elementos de cada vetor de distribuição de potência é a unidade.

Pode-se agora escrever SINR para o nésim0 estágio do circuito de receptor de SIC G-RAKE 38, que é denotado como p(n). Esse valor representa o SINR verdadeiro que o receptor 16 tenta estimar em suporte de sua obrigação de realimentação de qualidade de canal. O nésimo estágio está associado com uma particular das antenas de transmissão 14, cujo índice é denotado como mn. Por exemplo, se as antenas de transmissão 2 e 4 são selecionadas para transmissão de dados, há dois estágios para o circuito de receptor 38 SIC G-RAKE. Supondo que a ordenação é tal que o fluxo de dados na antena 2 é decodificado primeiro e que na antena 4 é decodificado o segundo índice de antena para estágio - 1 é Tn1 = 2 e que para o estágio - 2 é m2 = 4. Com essa notação, o por chip SINR por código para uma seleção arbitrária de antenas no transmissor 12 é dado por:

Pin) =

Pétf pst\ ( \ l * J Npaps{m„)^

m ^ (W

" Eq. (5)

Onde, como η Eq. (3), K é o número de multicódigos alocados para o canal de dados (reutilizado através de antenas ativas) e Np é o fator de dispersão usado para os canais piloto, por exemplo, Np = 256 no padrão WCDMA. Contudo, h%mn é o vetor de resposta de rede correspondendo à mésima antena de transmissão para o nésimo estágio do circuito de receptor 38 SIC G-RAKE e R(n)é a matriz de co-variância de defeitos correspondendo ao nésim0 estágio. A notação de til para h%mn e R(n) é usada para enfatizar o fato de que os ganhos de derivação de canal (em que a resposta de rede e a co- variância por defeitos dependem) são escalonados pela energia piloto por símbolo. A resposta de rede e a co-variância por defeitos são expressas dessa maneira, uma vez que são, nesta modalidade, formadas parametricamente usando estimativas de canal obtidas dos símbolos piloto de concentração que, implicitamente, contêm esse escalonamento.

Em mais detalhes, a matriz de co-variância por defeitos para o nésimo estágio é dada por

<formula>formula see original document page 26</formula>

Onde R%ds(n) captura a interferência devido ao canal de dados. R%os captura a interferência devido aos outros canais e R%oc captura a combinação de interferência de outra célula e ruído. Se a interferência de outra célula puder ser aproximada como branca, então, como previamente notado, R%oc é a matriz diagonal dada por R%oc = N0Rpuise·

A matriz de co-variância de defeitos é dividida em diversos termos para refletir o fato de que o sinal de dados e os outros sinais atravessam diferentes canais de desvanecimento entre o transmissor 12 e o receptor 16 e que SIC é aplicado ao sinal de dados apenas, assim, R%dS(n) é uma função do índice de estágio η. A expressão na Eq. (6) supõe, implicitamente, que subtração piloto é realizada no circuito de receptor 38 SIC G-RAKE, assim, não há componente de interferência devido aos pilotos. As correlações por defeitos piloto na forma de uma matriz de co-variância de defeitos piloto, R%ps, podem ser incluídas, se necessário.

A porção de outro sinal da matriz de co-variância de defeitos é dada por: <formula>formula see original document page 0</formula>

Eq. (7)

onde R°/om, definido na Eq. 9 (abaixo), captura a interferência devido à interferência Inter-Simbolos (ISI) e à Interferência de Múltiplo Acesso (MAI) da mésima antena de transmissão. A porção de sinais de dados da matriz de co-variância de defeitos levando-se em conta SIC é dada por:

<formula>formula see original document page 0</formula>

Eq. (8)

Aqui A(n) denota o subconjunto de antenas de transmissão ativas no nésimo estágio para o qual a interferência de dados já foi cancelada. O primeiro termo dessa expressão captura a interferência devido à reutilização de código que ainda não foi cancelada e é escalonado pelo fator de dispersão usado para o canal de dados, isto é, Ns = 16 para HSDPA. O segundo termo é devido à ISI/MAI R%m são dados por:

<formula>formula see original document page 0</formula>

Eq. (9)

A meta é para o receptor 16 primeiro estimar e, então, relatar versões quantificadas de SINR p(n) para um ou mais estágios 40 do circuito de receptor 38 SIC G-RAKE para uma ou mais seleções de antenas de transmissão diferentes, isto é, para um ou mais subconjuntos desejados das antenas de transmissão 14. Desse modo, uma parte chave dessa estimativa é para o receptor 16 a fim de estimar o SINR como se ele estivesse sendo servido de cada subconjunto de antenas de transmissão 14 para as quais relata estimativas de qualidade de canal. As qualidades do canal relatadas serão usadas no transmissor 12 no planejamento de usuários (isto é, o receptor 16 e outros desses receptores sendo servidos no sinal de HSDPA sendo transmitido pelo transmissor 12). Desse modo, as estimativas de SNR do receptor 16 não serão afetadas indevidamente pela seleção de antena corrente no transmissor .12. Isto é, a seleção da melhor antena de transmissão para o receptor 16, igualmente, não é a seleção de antena de transmissão corrente, que está sendo usada para servir a outro usuário.

Com esse ponto em mente, chamar de volta aquela distribuição de potência de antena de transmissão de sinal de dados adS é uma função da seleção de antena. Uma vez que o receptor 16 relata aos SINRs para uma ou mais seleções de antena desejadas, ele tem conhecimento de ads e pode ser configurado para supor a distribuição através de antenas de transmissão selecionadas, para uma dada alocação de potência de sinal de dados total no transmissor 12 - isto é, qualquer que seja a potência de transmissão que está sendo usada no agregado para transmitir o sinal de dados, essa potência se divide, uniformemente entre qualquer subconjunto das antenas de transmissão 40 está sob consideração.

Com essa abordagem, o receptor 16 evita a influência da seleção de antenas de transmissão correntemente, formando a matriz de co- variância de defeitos R(n) e o vetor de resposta de rede h%m parametricamente e calculando SINR p(n) diretamente através da Eq. 5. Essa é estimativa de qualidade de canal é feita para uma ou mais seleções de antena de transmissão, ads, para o que o receptor 16 deseja relatar SINRs. Por exemplo, o receptor 16 pode calcular SINRs para uma variedade de seleções de antenas e escolher a melhor, uma ou mais, na qual relatar. "Melhor" pode significar a(s) seleção(ões) de antena que maximiza(m) os próprios SINRs ou uma função de SINRs, por exemplo, taxa de dados. Naturalmente, em tandem com os relatos de SINR, o receptor 16, em geral, deve realimentar a(s) seleção(ões) à(s) qual(ais) SINRs corresponde(m), de modo que o transmissor 12 pode selecionar o subconjunto adequado de antenas de transmissão 14 das quais transmitir o sinal de dados para o receptor 16 no tempo programado seguinte do receptor.

A primeira etapa na estimativa de qualidade de canal é para o receptor 16 estimar os retardos de derivação do canal Timp, o que pode ser feito através de técnicas convencionais de busca de curso. A etapa seguinte é estimar os ganhos de derivação de canal escalonados Volkrip através da concentração do canal piloto de cada antena de transmissão e usando conhecimento dos padrões de símbolos pilotos. Como os valores pilotos estão sempre escalonados pela energia de símbolo piloto, os ganhos de derivação de canal estimados são escalonados implicitamente, o que complementa o cálculo fas formas paramétricas para a resposta de rede e matriz de co- variância de defeitos na Eq. (1) e Eq. (6).

Com estimativas dos ganhos de derivações e retardos assim

computados, o vetor de resposta de rede hm na Eq. (1) pode ser calculado diretamente para um dado conjunto de localizações de dedos (A porção ISI/MAI da matriz de co-variância de defeitos, isto é, R°/om na Eq. (9), também pode ser calculada diretamente para as localizações de dedos escolhidas.

Os parâmetros restantes necessários para computar as

estimativas de qualidade de canal no receptor 16, isto é, computando p(n) valores, são os seguintes:

- a relação de potência de transmissão de sinal de dados - para- piloto fids 'Ps e o número de multicódigos K;

- a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-

piloto β03/ρ5 e a distribuição de potência de outro sinal aos;

- a distribuição de potência de antena de transmissão de sinal

piloto aos; e

- as correlações por defeitos de interferência de outra célula

Roc.

Fazendo referência ao primeiro item na relação com marcas, em pelo menos uma modalidade, o receptor 16 usa valores previamente combinados ou nominais para pds/ps e K. Como SINR p(n) varia linearmente com ambos os parâmetros, o transmissor 12 pode escalonar SINR(s) relatado pelo receptor 16 pelos valores reais por ele usados no momento do escalonamento.

Em outra modalidade, o transmissor sinaliza a relação de potência de transmissão de sinal de dados- para- de -piloto fids/os no enlace direto e o receptor 16 é configurado para receber essa informação de sinalização. Desde que a relação de potência de transmissão de sinal de dados -para-piloto não muda significativamente através do retardo de sinalização selecionado, isto é, entre os valores de sinalização atualizados, essa abordagem produzirá boa precisão. Naturalmente, o número de códigos, K, também pode ser um valor sinalizado.

O padrão de WCDMA já inclui um fornecimento para sinalização da relação de potência de transmissão de sinal de dados -para- piloto, mas, comumente, não é sinalizado muito freqüentemente. Uma razão para sinalização da relação de potência de transmissão de sinal de dados- para-piloto mais freqüentemente é que ela simplifica a estimativa da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto fi0s/Os no receptor 16, como será descrito mais tarde. Com disposições de sinalização de transmissor -para- receptor supostas, pode ser suposto que o receptor 12 tem conhecimento do valor real de pds/os nos cálculos abaixo. Com relação ao segundo item na lista acima, pode ser suposto

que o transmissor 12 transmite sinalização de enlace direto para o receptor 16, que inclui a relação de potência de transmissão de sinal de outro -para- piloto, Pos/os e que o receptor 16 é configurado para receber esses valores via sinalização de transmissor. Essa sinalização simplifica a estimativa de qualidade de canal no receptor 16, às custas de sinalização aumentada de enlace direto pelo transmissor 12.

Em uma modalidade alternativa, o transmissor 12 não sinaliza a relação de potência de transmissão de outro sinal -para- piloto pos/os e o receptor 16 é configurado para estimar a relação. Em suporte dessa estimativa, o transmissor 12 poderia ser configurado para sinalizar a distribuição de potência de antena de transmissão de outro sinal, aos, para o receptor 16. Uma vez que a distribuição comumente não muda com freqüência, ou de modo algum, a distribuição pode ser sinalizada raramente, ou mesmo uma vez, tal como na preparação da chamada. Por exemplo, se o transmissor 12 for configurado de modo que toda a potência de outro sinal é transmitida da antena 1 das antenas de transmissão 14 todo o tempo, então, aos(m)=l para m= 1 e 0, em caso contrário. Os cálculos abaixo, assim, supõem que o receptor 16 conhece a distribuição de potência de antena de transmissão de outro sinal, quer pela suposição de um valor padrão para ela ou pelo recebimento via sinalização do transmissor 12.

Com referência ao terceiro item na relação com marcas acima, supomos que a distribuição de potência de antena de transmissão de sinal piloto, apS, também é conhecida para o receptor 16. Como esse valor, tipicamente, não muda com o tempo, a distribuição pode ser sinalizada do transmissor 12 para o receptor 16, uma vez em preparação de chamada. De modo alternativo, apS poderia ser suposto como um valor padrão ou poderia ser estimado através de cálculo da média a prazo muito longo.

Com relação ao quarto item na relação de marcas acima, a modalidade de receptor correntemente sendo discutida é configurada para supor que a interferência de outra célula é, aproximadamente, branca. Desse modo, as correlações por defeitos de outra célula podem ser expressas como Roc = NoRpuise, onde N0 é a densidade espectral de potência da interferência do ruído mais outra célula. Uma vez que N0, em geral, é desconhecido, o receptor 16 é configurado para estimá-lo, em suporte de cálculos de correlação por defeitos e estimativas de qualidade de canal. Qualquer número de métodos de estimativa pode ser implementado no receptor 16, mas dois métodos vantajosos, um baseado em uma abordagem de Probabilidade Máxima (ML) e um baseado em uma abordagem máxima de vetores próprios (Eigenvector), são detalhados aqui mais tarde.

Com as estimativas acima, suposições padrão e/ou sinalização em mente, pode ser visto que, em pelo menos uma modalidade, o receptor 16 tem tudo que é necessário para estimativa de qualidade de canal, exceto para NO e βOS/os.

O receptor 16 pode ser configurado para estimar βos/os, como uma primeira etapa, estimando uma matriz de co-variância com base em amostras de chips do sinal recebido (composto) antes da concentração. Essa matriz de co-variância pode ser denotada como Rr. A matriz de co-variância com base em amostras de chips é da mesma dimensão que a matriz de co- variância de defeitos R%(n). Além disso, os retardos do sinal recebido, usados na computação Rrs são os mesmos que aqueles usados para estimar R%(n). A estimativa é obtida, simplesmente, pela medida do produto externo do vetor r(i) das amostras de chip retardadas através de muitas posições dentro de uma dada janela de tempo, tal como dentro de um único Intervalo de Tempo de Transporte de W-CDMA (TH)9 isto é:

<formula>formula see original document page 32</formula>

Eq. (10)

Como há um grande número de amostras de chips em um TTI, uma estimativa muito boa de R pode ser obtida. Outras modalidades do receptor 16 podem usar outras abordagens para obter a média, igualmente, por exemplo, janela deslizante, média ponderada exponencial, etc.

Independente disso, o valor verdadeiro para a matriz de co- variância de amostras de chips é dado por:

<formula>formula see original document page 32</formula>

Eq. (11)

onde aT,P(m) é chamado a relação de tráfego -para- piloto e é definido como a relação da potência agregada dos dados, outros e piloto nas mésímas antenas para a potência piloto nas mésimas antenas. A matriz R%m tem a mesma forma que Rm, definida na Eq. (9). A única diferença é que no somatório interno, na Equação Eq.(9), o termo k=0 não será excluído. Essa variação se origina porque não há noção de ortogonalidade de código antes da concentração.

O receptor 16 pode ser configurado para estimar a relação de potência de transmissão de outros -para- sinal piloto fios/os, com base em expressão da matriz de co-variância de amostras de chip na Eq.(ll) na seguinte fórmula equivalente:

<formula>formula see original document page 33</formula> Na formulação acima, Rr é uma função da relação de potência de transmissão de outros -para- sinal piloto fios/os a ser estimada. Quando o receptor 16 estima a matriz de co-variância de amostras de chips, o resultado é uma função do vetor de distribuição de potência de antena de transmissão de sinal de dados corrente, denotada que não é necessariamente a mesma que aquela correspondente à(s) seleção(ões) de antena de transmissão em que o receptor 16 deseja relatar SINRs. Consequentemente, para os fins da estimativa de pds/os, s^ -lé tratada como uma desconhecida e, assim, é estimada.

Para fins de estimativa, o receptor 16 pode ser configurado para modelar a interferência de outra célula como branca, isto é, R0C =nO^PUiset Estritamente falando, o nível de ruído N0, em geral, é desconhecido, mas o receptor 16 pode evitar espaços de busca excessivamente grandes pelo tratamento do nível de ruído, como conhecido. Uma estimativa inicial do nível de ruído pode ser obtida usando uma das duas abordagens independentes descritas nas duas sub-seções seguintes. Uma estimativa apurada do nível de ruído pode ser obtida de maneira iterativa formando primeiro uma estimativa de ML de pos/os e *<**-{ usando a estimativa inicial de N0. Então, esses dois parâmetros podem ser tratados como valores conhecidos e a estimativa de ML pode ser repetida, exceto esse tempo tratando N0 como desconhecido. Esse processo iterativo pode ser repetido pelo receptor 16 tantas vezes quanto desejado, para refinar as estimativas de βos/os e de N0.

Para estimar a relação de potência de transmissão de outros - para- sinal piloto, usando uma abordagem de ML, o receptor 16 pode definir a relação de probabilidade logarítmica (a ser maximizada) como l&ds.Pos/ps) = loSP(r|ãds,Pos/ps) onde

<formula>formula see original document page 34</formula> Eq. (13)

é a concatenação de N vetores de amostras de chip retardadas em diferentes posições dentro do TTI. O processamento pode supor que r(i) é um vetor randômico Gaussiano complexo de média zero com matriz de co- variância Rr. Uma outra suposição é que os r(i) valores são espaçados o bastante para que E[r(i)r+(j)]=0 para

i ≠ j. Com essas suposições, a relação de probabilidade logarítmica é dada por

<formula>formula see original document page 34</formula> E. (14)

onde tr[A] é o traço de matriz e Iog(A) é o Iog de matriz, não o log dos elementos de A. Nesta expressão, Rr é calculado através da Eq.(5), usando estimativas de canal na forma paramétrica para R%m. A matriz de co- variância de amostra Rr é estimada através da Eq.(lO).

A fim de maximizar a relação de probabilidade logarítmica, <formula>formula see original document page 34</formula> deve ser caicuiada para todos os valores possíveis da hipótese <formula>formula see original document page 34</formula> O vetor de distribuição de potência ãds é discreto e, assim, assume apenas um número finito de valores, 2M para ser exato. A outra hipótese, β05/03 é contínuo, assim pode ser quantificado para limitá-lo a um número finito de valores. Quantificações mais finas requerem espaços de busca maiores, indicando um dilema in complexidade versus precisão. O resultado desenhado da maximização é o valor mais provável de β0Ξ/05, mas no processo a seleção de antena corrente ãds também é obtida. Como já mencionado, isso não é requerido para relato de qualidade de canal (por exemplo, relato de SINR) pelo receptor 16, uma vez que o receptor 16, em geral, forma matrizes de co- variância de defeitos com base em seleções de antena ãds que ele escolhe.

O conhecimento da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto β03/05 da sinalização de enlace direto reduz a complexidade da estimativa de ML de fios/os, porque, se a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto não for conhecida, então, a hipótese será de uma dimensão maior e o espaço de buscas se tornará muito maior. Conceitualmente isso não é problema e o receptor 16 poderia usar a formulação acima para estimar fids/ps, se ele não era um valor conhecido.

Assim, permanece a tarefa do receptor fazer uma estimativa de trabalho do nível de ruído N0- Um número de abordagens poderiam ser usadas, mas os métodos aqui divulgados incluem duas abordagens vantajosas para a estimativa de ruído requerida. Ambas as abordagens são baseadas na matriz de co-variância de amostras de chips estimada Rr. A primeira é uma solução pelos quadrados mínimos (LS), usando a forma da matriz de co- variância de amostras de chips na Eq. (11). Nesta abordagem, o receptor 16 substitui Rr no lado esquerdo com sua estimativa Rr e modela a interferência de outra célula como branca, de modo que Roc = N0RpuIse. Além disso, R%m no lado direito é calculado usando estimativas de canal na forma paramétrica para essa matriz na Eq. (9).

O resultado é um sistema de muitas equações com apenas M + 1 desconhecidas, isto é, as M relações de tráfego para piloto aTIP(m) e o nível de ruído N0. Esse sistema pode ser expresso como Ax=b, onde

<formula>formula see original document page 35</formula>

É o vetor de desconhecidas. O nésim0 elemento do vetor b é dado pelo (p,q)ésimo da matriz ^rea nésima fileira da matriz A é dada por nP1 " Eq. (16)

onde R%m(p,q) é o (p, q)ésimo elemento de R°/om e δ(.) é a função delta. A solução de LS para o sistema de equações é

X-CAtA)4Ah Eq. (17)

Há uma liberdade significativa na escolha dos elementos das matrizes para formar A e b. O número mínimo de elementos que podem ser usados é M + 1, para assegurar que há uma solução para o sistema de equações. Contudo, usar, significativamente, mais leva a melhor cálculo de média de ruído. Um exemplo seria escolher os elementos correspondentes às primeiras poucas diagonais de cada R%m. Apenas a diagonal principal e as diagonais superiores proporcionam equações úteis, uma vez que R°/om é Hermitiana.

A estimativa do nível de ruído usando a abordagem de LS tende a influenciar a estimativa, com a influência sendo particularmente evidente em Relações de Sinais -para- Ruídos (SNRs), onde o nível de ruído é pequeno em relação às relações de tráfego -para- piloto e a estimativa de N0 "absorve" uma quantidade relativamente grande de ruído, devido às estimativas imperfeitas de canais usadas para calcular R%m. O resultado é uma tendenciosidade positiva (super-estimativa do nível de ruído) que uma função crescente de SNR. A função de tendenciosidade depende da variância do erro de estimativa de canal e do tipo do próprio canal. Se as estatísticas da tendenciosidade forem conhecidas para um dado ambiente, então, o receptor16 pode aperfeiçoar a estimativa do nível de ruído pela aplicação de um fator de correção à estimativa, que reduz a tendenciosidade. Por exemplo, o fator de correção poderia ser um percentil da tendenciosidade randômica. E melhor, da perspectiva de relato de CQI, escolher o percentil de modo que o nível de ruído ainda seja ligeiramente super-estimado, de modo que estimativa final de SINR relatada pelo receptor 16 seja ligeiramente sub-estimada. Dessa maneira, o processo de adaptação de enlace no transmissor 12 não acabará sendo excessivamente agressivo, assim, evitando um número excessivo de retransmissões do transmissor 12 para o receptor 16.

Uma segunda abordagem que pode ser implementada no receptor 16 se baseia em estimativa de ruído no cálculo dos valores de Eigen da estimativa da matriz de co-variância de amostras de chips Rr. Desde que a dimensão de Rr seja muito maior do que M, os maiores valores de Eigen correspondem ao componente de sinal e os menores ao componente de ruído. Consequentemente, uma estimativa do nível de ruído é simplesmente o valor mínimo de Eigen da matriz de co-variância de ruídos de amostras de chips estimada Alternativamente, a estimativa pode ser aperfeiçoada em alguns casos pelo cálculo da média de um número dos menores valores de Eigen.

Em uma abordagem paramétrica parcial para a estimativa de qualidade de canal, conforme oposto à abordagem completamente paramétrica assim esboçada, em que as formas paramétricas para interferência da própria célula e de outra célula foram usadas para formar as correlações por defeitos, apenas aquela parte das correlações por defeitos que se originam da interferência de sinal de dados é representada na forma paramétrica. Aquelas porções dos outros sinais nos sinais de mesma célula e de outra célula são não paramétricas, no sentido de que os valores medidos são usados nas estimativas de correlação por defeitos.

Nesta abordagem paramétrica parcial, a matriz de co-variância das amostras de chips recebidas antes da concentração é primeiro estimada. Alternativamente, uma matriz de co-variância de defeitos pode ser estimada usando símbolos pilotos de concentração. Contudo, a primeira é menos ruidosa, uma vez que há muito mais amostras de chips em um TTI do que há símbolos pilotos para usar para a formação da estimativa. Em ambos os casos, uma vez que a porção da matriz de co-variância devido ao canal de dados é afetada pelo subconjunto de antena de transmissão correntemente selecionado, aquela porção é removida, deixando o defeito devido apenas aos outros sinais, aos sinais pilotos e à interferência de outras células. Se subtração piloto for usada no receptor 16, então, o defeito devido aos pilotos pode ser removido, igualmente. A matriz de co-variância de defeitos resultante é, então, aumentada pela adição novamente em uma porção que é devido a cada subconjunto de antena de transmissão possível para o qual o receptor 16 deseja relatar CQIs.

Supondo que SIC é empregado pelo receptor 16 para o canal de dados, o aumento é manipulado diferentemente para cada estágio 40 do circuito 38 de receptor SIC G-RAKE. O uso de formas paramétricas da matriz de co-variância de defeitos, que pode ser calculada usando estimativas dos coeficientes de canais e retardos, permite esse aumento. Uma vez que as matrizes de co-variância de defeitos aumentadas são formadas, a SINR para cada estágio 40 do circuito 38 de receptor SIC G-RAKE é calculada.

Uma vantagem dessa abordagem é que ela, implicitamente, captura a cor da interferência de outra célula. Isso é desejável do ponto de vista do cancelamento de interferência, uma vez que o circuito 39 de receptor SIC G-RAKE é capaz de explorar a cor e suprimir parcialmente a interferência de outra célula. Note, também, que a remoção do cálculo de correlação por defeitos devido à seleção de antena de transmissão corrente seria influenciada intencionalmente para evitar "Super-subtração", o que pode levar a uma matriz de co-variância de defeitos definida negativa, em alguns casos.

Em mais detalhes, o receptor 16 remove a influência das antenas de transmissão 40 que são ativas para o receptor correntemente programado da estimativa da matriz de co-variância de amostras de chips Rr. O receptor 16, então, aumenta o resultado pela adição, novamente, de componentes devido à(s) seleção(ões) de antena(s) de transmissão para as quais deseja relatar SINRs.

Em melhor compreensão desta abordagem, podese começar pela consideração da forma para Rr contida na Equação Eq.(12). Observe que essa equação é uma função da matriz R°/om. Em contraste, a matriz de co- variância de defeitos na Equação Eq.(6), que era requerida para cálculo de SINR em termos de R°/om, não inclui o termo "k=0" devido ao uso de códigos de dispersão ortogonais (veja Equação Eq.(9)). Contudo, pode-se reescrever a Equação (12) em termos de R%m, por meio da extração do termo "k=0", como segue:

<formula>formula see original document page 39</formula>

(Eq. (18)

Para remover a influência da seleção corrente de antena (bem como dos pilotos), o receptor 16 pode ser configurado para realizar a seguinte subtração:

<formula>formula see original document page 39</formula>

Note que não há voz nem "outros" sinais para considerar na Eq.(2), então, não haverá o termo β05/03 e a equação se reduzirá ao termo Roc.

Na prática, Rosoc pode ser estimado pelo receptor 16 usando a Equação Eq.(19), porque estimativas de todos os parâmetros são conhecidas. Especificamente, a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para- piloto Ros5OC pode ser conhecida através de sinalização de enlace direto; a seleção corrente de antena ãds pode ser estimada usando a abordagem de ML descrita previamente; e a relação de tráfego -para- piloto ατ ι p(m) pode ser estimada usando a abordagem de LS descrita previamente. Além disso, uma estimativa de Rr é obtida no momento do cálculo da média da Eq. (10).

Comparando a expressão ideal para R0si0c na Equação Eq. (20) com a Equação Eq. (6), vê-se que, a fim de formar a matriz de co-variância de defeitos requerida - e, assim, estimar SINR - o receptor 16 precisa apenas adicionar R%dS(n), definido na Equação Eq.(8) à estimativa de R0s50c, obtido através da Equação Eq.(19). Essa abordagem é parcialmente paramétrica no sentido de que as formas paramétricas para R%s e os termos subtraídos na Equação Eq. (19) são usados para construir a matriz de co-variância de defeitos, mas uma forma não paramétrica para o componente de interferência de outro sinal mais de outra célula Rossoc é usada. Uma vantagem dessa técnica é que a forma não paramétrica de Rosj0C captura qualquer cor potencial na interferência de outra célula, em contraste com a abordagem completamente paramétrica, onde a interferência de outra célula foi modelada como branca. A captura da cor do ruído é desejável de um ponto de vista de cancelamento de interferência porque o recipiente pode ser configurado para explicar o conhecimento de cor de ruído e suprimir parcialmente a interferência de outra célula. Por exemplo, o circuito 38 SIC G-RAKE é um tipo de arquitetura de receptor que pode explorar a coloração de ruído em sua geração de peso de combinação de RAKE.

Um ponto para ser observado com a abordagem parcialmente paramétrica é que o erro de estimativa nas relações de tráfego -para- piloto aT / P(m) pode levar a uma super-subtração dos termos m '»na Equação Eq.(19), o que pode fazer com que a estimativa de Rcsj0c se torne definida negativa, em alguns casos, particularmente pelo escalonamento desse termo por um valor menor do que um. Desse modo, o valor precisa ser pequeno o bastante de modo que Ross0c seja definido positivo, mas não pequeno demais que cause erros excessivos na SINR estimada.

Embora pelo menos alguns desses e outros detalhes sejam apresentados no contexto de uma arquitetura SIC G- RAKE, aqueles habilitados na técnica apreciarão que a estimativa de qualidade de canal como aqui ensinado pode ser aplicada a uma variedade de arquiteturas de receptor. Por exemplo, a figura 8 ilustra um circuito 70 de receptor com base em G- RAKE que pode ser implementado no receptor 16. Mais particularmente, o circuito 70 ilustrado pode ser configurado para suportar diferentes espécies de receptores. Por exemplo, operações de RAKE baseada em MMSE ou operações de RAKE de detecção de junta podem ser suportadas. Conforme antes observado para detecção de MMSE, o receptor 16 é configurado para detectar símbolos de códigos transmitidos durante o mesmo tempo de símbolos em uma base individual, enquanto tratando todos os outros símbolos de código como ruído (colorido) e, para detecção de junção, o receptor 16 é configurado para detectar símbolos de códigos do mesmo código transmitido durante o mesmo tempo de símbolo em uma base de detecção de junção, enquanto tratando todos os outros símbolos de código como ruído.

Na modalidade ilustrada, o circuito 70 compreende um número de bancos de correlacionadores 72-1 a 72-n para gerar valores concentrados de um ou mais sinais compostos recebidos ri(/) a Ti(I) (para L receber antenas), um combinador G-RAKE 74 para combinar RAKE valores concentrados dos bancos de correlacionadores 72 e que inclui ou está associado com o um ou mais circuitos de processamento 20, para permitir estimativa de qualidade de canal como aqui ensinado, um gerador de valores temporários 76 para gerar valores temporários da saída de valores RAKE combinados pelo combinador G-RAKE 74 e um decodificador 78 para produzir valores de decisões permanentes dos valores temporários saídos do gerador de valores temporários.

Supondo que sinais de dados transmitidos de todas as antenas 14, a saída do vetor de concentração dos bancos de correlacionadores 72 pode ser expressa como

<formula>formula see original document page 41</formula> Eg. (21)

Onde o vetor

<formula>formula see original document page 41</formula>

contém os M símbolos

durante o iésimo período de símbolos que compartilham o mesmo multi-código que está sendo usado no(s) sinal de canal de dados sendo transmitido do transmissor 12. A matriz de ganho QxM, H =[h1-hS,...,hM], descreve o canal entre a mésima antena de transmissão e o receptor 16 (possivelmente multi- antenas). O vetor xk(i) descreve o processo dos defeitos, consistindo de ISI, MAI e ruído. Na prática, MAI também inclui outros canais de sinais (voz, controle, etc.) e pilotos. A matriz de co-variância de defeitos, que captura as correlacões por defeitos através dos dedos RAKE, é denotada como Rx=E[xk(i)x+k(i)].

A estatística de decisão M-dimensional zk(i) que sai do combinador G-RAKE 74 é gerada pela ponderação do vetor de concentração como zk(i)=W+yk(i). para uma implementação de JD, a matriz de ponderação G-RAKE é dada por W = WJD = Rx-1H. A matriz S = HtRx-1H é análoga aos s-parâmetros em receptores do tipo MLSE. Para uma implementação de MMSE, a matriz de ponderação é expressa como

<formula>formula see original document page 42</formula>

Onde, na última igualdade, pode-se redefinir a matriz de co- variância de defeitos como

<formula>formula see original document page 42</formula>

Eq. (23)

O vetor de peso correspondente à estimativa de MMSE de símbolo cnkiijé denotado como WMMSE,m,e é, simplesmente, a mésima coluna de Wmmse- No que se refere a esse símbolo, ele "vê" um defeito com matriz de co-variância Rx,m, com o termo extra em Rx,m, devido aos sinais que compartilham o mesmo código. Em contraste à implementação de JD G- RAKE do circuito 70, a implementação de circuito trata esses sinais como interferência a ser suprimida, em lugar de detectá-los, conjuntamente.

Na implementação de JD e MMSE, a matriz de co-variância de defeitos Rx pode ser calculada em consideração das relações de potência de transmissão, das distribuições de potência de transmissão e dos diferentes cursos de desvanecimento. Como tal, as matrizes de co-variância de defeitos usadas em implementações de JD e MMSE do receptor 16 proporcionam uma base vantajosa para estimativa de qualidade de canal, como aqui ensinado.

Em outras variações, o receptor 16 pode operar no contexto de sistemas transmissores que não empregam seleção de antena de transmissão. Nesses casos, não é necessário remover a influência da seleção corrente das antenas de transmissão, quando estimando SINRs, porque a seleção programada de antenas de transmissão, no futuro, será a mesma que aquela no momento do relato. Esse fato simplifica as abordagens de estimativa de CQI paramétrico total e paramétrico parcial, descrita aqui em detalhes. Especificamente, a estimativa de ML da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto é simplificada pelo fato de que a seleção corrente de antena ãds é conhecida, assim, o tamanho do espaço de busca é reduzido, significativamente. Naquele ponto, para sistemas 10, com seleção dinâmica de antena de transmissão, pelo menos uma modalidade do transmissor 12 usa sinalização de enlace direto a fim de proporcionar ao receptor 16 a seleção corrente de antena de transmissão, para, assim simplificar a estimativa de ML da relação de potência de transmissão do outro sinal -para- piloto no receptor16.

Ainda outra maneira de simplificar a estimativa de CQI no

receptor 16 é configurar o transmissor 12, de modo que ele programa o mesmo receptor para diversos intervalos de serviço consecutivos (por exemplo, TTIs), usando a mesma seleção de antena de transmissão a cada vez. Nesse caso, os receptores não programados precisarão estimar a seleção corrente de antena de transmissão ãds durante o primeiro TTI, mas não precisarão estimá-la mais uma vez até que o receptor 16 programado mude.

Na abordagem paramétrica parcial, é possível usar a matriz de co-variância de defeitos estimada dos valores pilotos dispersos em lugar da matriz de co-variância de dados estimada das amostras de chips recebidas antes da concentração. Essa alternativa simplifica a estimativa de Ros.oc na Equação Eq.(19), pelo fato de que o conhecimento das relações de tráfego - para- piloto ατ ι P(m) não é requerido. Isso é porque os termos m m não aparecem após a concentração dos pilotos, visto que os códigos pilotos em diferentes das antenas de transmissão 40 são ortogonais. O dilema é que a matriz de co-variância de defeitos após a concentração é mais ruidosa do que a matriz de co-variância de dados, antes da concentração, porque há muito menos símbolos pilotos através dos quais calcular a média do que há amostras de chips.

Similar à abordagem acima, a matriz de co-variância de defeitos poderia ser estimada através da concentração de um código que não é usado pelo transmissor 12. Mais uma vez, a estimativa das relações de tráfego -para- piloto não será requerida. Se os códigos não utilizados são de fator de dispersão pequeno, a matriz de co-variância resultante pode ser menos ruidosa do que aquela obtida por concentração dos códigos pilotos. Adicionalmente, se houver diversos códigos não utilizados, a matriz de co-variância de defeitos estimada poderia ter a média calculada através desses códigos, a fim de reduzir o ruído muito mais.

Uma alternativa para estimar, explicitamente, o nível de ruído N0 é usar um valor nominal combinado uma vez que o nível de potência de interferência de outra célula não muda significativamente com o movimento do receptor 16 em sua célula de rádio corrente. Outra abordagem é usar uma estimativa oportunística do nível de ruído, isto é, quando a SINR estimada é muito baixa, a estimativa de nível de ruído pode ser bastante boa, uma vez que a tendenciosidade na estimativa é reduzida em SNRs mais baixos. Se o receptor 16 for configurado para manter a trilha das SINRs estimada com o tempo, então, ele pode escolher a estimativa de nível de ruído oportunisticamente. Em alguns casos, o nível de interferência de outra célula permanece razoavelmente estável, porque o nível é uma média de muitos transmissores (por exemplo, estações base de rádio em uma outra comunicação celular), assim, essa abordagem pode oferecer precisão razoável.

Também, antes de modelar a interferência de outra célula como branca na abordagem paramétrica completa, algum modelo fixo para Roc não diagonal poderia ser usado. Por exemplo, esse modelo fixo poderia ser projetado para ser independente de canal e, assim, capturar a "cor média", devido à forma de pulso do chip.

Desse modo, com o precedente em mente, será compreendido que o receptor 16 é configurado para determinar correlações por defeitos para o sinal recebido em consideração dos diferentes cursos de desvanecimento, tipos de sinais e alocações de potências de transmissão, associadas com ambientes complexos de transmissão e recepção, tais como MIMO. Mais particular, a discussão precedente apresentou uma modalidade paramétrica completa para determinar os vários componentes da matriz de co-relação de defeitos R% e uma modalidade paramétrica parcial. Para ambas as abordagens paramétricas, completa e parcial, a meta é formar a matriz de co-variância de defeitos para o nésimo estágio do receptor - η pode ser igual a um que é dado na Eq. (6) e repetido abaixo como

<formula>formula see original document page 45</formula> onde R%ds<n> é dado em Eq. (8). Em ambas as abordagens completas, todas as quantidades na Eq. (8) são supostas serem conhecidas, ou na preparação do sistema, através da sinalização de enlace direto ou pelo uso de valores nominais. Desse modo, essa parte da matriz de co-variância de defeitos pode ser calculada diretamente usando vetores conhecidos de resposta de rede h%m na Eq.(l)e a matriz conhecida ISI/MAI R%m dada na Eq. (9). Ambos, h°/om e R%m, são calculados com base em estimativas de canal. Onde as duas abordagens diferem é como R%os e R°/om são calculados.

Na abordagem paramétrica completa, o receptor 16 é configurado para formar R%ose R%oc diretamente de suas fórmulas, daí o nome "paramétrico total". A equação que governa R%os é a Eq. (7), isto é:

<formula>formula see original document page 46</formula>

Nessa abordagem, a interferência de outra célula é modelada como branca, assim, R%oc é dada por

<formula>formula see original document page 46</formula>

Tudo nessas equações é suposto ser conhecido, exceto para a relação de potência de outro -para- sinal piloto fios/os e a potência de interferência de outra célula N0- Uma vez que esses são estimados, essas partes da matriz de co-variância de defeitos podem ser calculadas diretamente.

Como uma análise da abordagem paramétrica parcial, o receptor 16 é configurado para "agregar" os termos outro sinal e outra célula das estimativas de correlação por defeitos, como uma base para estimar aquele termo combinado como uma unidade. Em outras palavras, o receptor 16 é configurado para estimar <formula>formula see original document page 46</formula>

Essa abordagem é chamada paramétrica parcial porque o receptor 16 forma R% ds(n) parametricamente, mas deriva R07o0^ci não parametricamente.

Naturalmente, como aqui antes detalhado, ambas as abordagens paramétricas, completa e parcial, usam diversas técnicas de estimativa. Por exemplo, essa exposição destaca três técnicas para estimar as quantidades necessárias, isto é, fios/os e N0 para abordagem paramétrica completa e R%os,oc para a abordagem paramétrica parcial. Essas técnicas de estimativa incluem uma técnica de mínimos quadrados uma técnica de probabilidade máxima (ML) e a técnica de valor próprio mínimo (MinEv).

A técnica dos mínimos quadrados produz uma estimativa da potência de interferência de outra célula N0 e as chamadas relações de tráfego -para- piloto aTIP(m), definidas em relação à Eq. (11). Ainda5 o processamento de ML produz uma estimativa da relação de potência de outro sinal-para-piloto Posfos e o vetor de distribuição de potência de antena de transmissão de sinal de dados corrente ãds, definidos aqui antes. Finalmente, a técnica de MinEV produz uma estimativa da potência de interferência de outra célula N0. Como será apreciado dos detalhes precedentes N0, as abordagens paramétricas, completa e parcial, usam várias combinações dessas técnicas de estimativa.

Por exemplo, a abordagem paramétrica completa depende da estimativa de Posfos e N0- O receptor 16 usa técnicas de LS ou MinEv para obter uma primeira estimativa de N0 e a técnica de ML é, então, obter Posfos. A seleção de antena corrente ãds é obtida conjuntamente na estimativa de ML e pode ou não ser usada mais tarde, dependendo de se uma estimativa refinada da potência de interferência de outra célula N0 pode ser obtida pelo uso de ML mais uma vez, exceto o tempo tratando Posfos e ãds como valores conhecidos (usando as estimativas já obtidas) e N0 como desconhecidas.

Para a abordagem paramétrica parcial, o receptor 16 estima R%0s,0c, o que requer conhecimento das relações de tráfego -para- piloto aT}p(m) e a seleção de antena corrente ã^. As relações de tráfego -para- piloto aTIP(m) são obtidas através da técnica de LS. A potência de interferência de outra célula N0 também é obtida como parte desse processamento, mas não é necessário. A seleção de antena corrente ãds é obtida através da técnica de ML, que também produz a relação de potência de outro sinal-para-piloto pos/os, o que não é necessário nesta abordagem.

A figura 9 ilustra uma modalidade de lógica de processamento que pode ser implementada em um ou mais circuitos de processamento 20 do receptor 16, para realizar processamento de correlação por defeitos em uma abordagem paramétrica total. Esse processamento pode ser realizado dentro do receptor 16 por hardware, software ou qualquer mistura dos mesmos e esse processamento "começa" com a formação de uma estimativa da matriz de co-variância de amostra de chip R, como na Eq. (10), também referido como "correlação por defeitos de amostras de dados" (Etapa 110). O processamento continua com o cálculo das correlações por defeitos ISI/MAI R%m' de acordo com a Eq. (9), exceto omitindo o termo "k = 0" (Etapa 112). Então, ou as técnicas de MINEv ou as técnicas de LS aqui antes descritas são usadas para obter uma estimativa "bruta" da potência de interferência de outra célula N0 (Etapa 114). (As relações de tráfego -para- piloto αTip(m) são um subproduto da técnica de LS, mas essas podem ser descartadas ou de outro modo ignoradas).

O processamento continua pelo uso da estimativa de N0 em processamento de ML para obter uma estimativa da relação de potência de outro sinal -para- piloto pos/os, isto é, a relação de potência de transmissão de outro - para- piloto para as antenas de transmissão 14 (Etapa 116). Como mencionado acima, a seleção de antena corrente ãds é um subproduto desta técnica, mas pode ser usada, dependendo de se uma estimativa refinada da potência de interferência de outra célula é desejada. Note que o processamento da etapa 116 pode ser reiterado para obter uma estimativa refinada de potência de interferência de outra célula e, possivelmente, estimativas refinadas de βΰ8/05. O processamento continua com o uso das estimativas finais de fios/os e N09 as formas paramétricas para o outro componente de sinal Roseo componente de outra célula R0c, para calcular a matriz de co-variância de defeitos R%(n) (Etapa 118). A figura 10 ilustra um esboço de processamento similar, mas estabelecido no contexto de determinação paramétrica parcial das correlações por defeitos, R%. Mais uma vez, o um ou mais circuitos de processamento 20 do receptor 16 pode compreender hardware, software ou qualquer mistura dos mesmos para realizar o processamento ilustrado. Com isso em mente, o processamento "começa" com a formação de uma estimativa da matriz de co-variância de amostra de chip R, como na Eq. (10) (Etapa 120). O processamento continua com o cálculo das correlações por defeitos de ISI/MAI R%m de acordo com a Eq.(9), exceto omitindo o termo "k = 0" (Etapa 122). Então, o receptor 16 usa as técnicas de LS previamente descritas para obter estimativa das relações de tráfego -para- piloto αTip(m) (Etapa 124). Conforme mencionado acima, a potência de interferência de outra célula N0 é um subproduto da técnica de LS, mas pode ser ignorada com essa abordagem. O processamento continua com o receptor16, usando uma formulação de ML para obter uma estimativa da seleção de antena corrente ãds (Etapa 126). Conforme mencionado acima, a relação de potência de outro sinal -para- piloto fios/os é um subproduto dessa técnica, mas isso também pode ser ignorado. O processamento continua com o receptor 16 usando as estimativas de αTip(m) e ãds para estimar as porções de outro sinal e de outra célula combinadas da matriz de co-variância de defeitos (Etapa 128, isto é, R%os,oc veja equação Eq.(27) acima), usando a Eq. (19). Agora todos os termos da matriz de co-variância de defeitos R%(n), na Eq.(24) são disponíveis para estimativa das correlações por defeitos globais (Etapa 130).

Assim, deve ser compreendido que o receptor 16 é configurado para determinar correlações por defeitos em MIMO e outros ambientes de recepção potencialmente complexos e que a estimativa de correlação por defeitos, como aqui ensinada, considera os efeitos de tipos diferentes de sinais que estão sendo transmitidos de diferentes antenas em um conjunto de antenas de transmissão 14. Com aquele ponto em mente, então, será compreendido que a presente invenção não está limitada pela descrição precedente, nem está limitada pelos desenhos anexos. Na verdade, a presente invenção está limitada apenas pelas reivindicações a seguir e seus equivalentes legais.

Claims

1. Método de cálculo de correlações por defeitos para um ou mais sinais de dados transmitidos em conjunto com sinais piloto de um transmissor tendo múltiplas antenas de transmissão, em um receptor de comunicação sem fio, caracterizado pelo fato de compreender: determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos; e cálculo de correlações por defeitos como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto.

2. Método de acordo com a reivindicação Is caracterizado pelo fato de a determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e de distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto compreender o recebimento de pelo menos um dentre a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados- para-piloto como valores assinalados.

3. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de a determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e de distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos compreenderem o uso de um valor nominal para pelo menos um dentre a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos.

4. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de outros sinais, incluindo sinais de voz, serem transmitidos de uma ou mais das múltiplas antenas de transmissão de acordo com uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e distribuição de potência de antena de transmissão de outro sinal para os outros sinais e pelo fato de o método ainda compreender a determinação da relação de potência de transmissão de outro para sinal piloto e a distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais e cálculo das correlações por defeitos adicionalmente como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e da distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais.

5. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de o cálculo das correlações por defeitos adicionalmente como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro -para- sinais piloto e a distribuição de potência de antena como uma soma de transmissão para os outros sinais compreender a expressão de correlações por defeitos de um primeiro termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam da transmissão do um ou mais sinais de dados e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para- piloto, um segundo termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam da transmissão dos outros sinais e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e um terceiro termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam da interferência de ruído mais outra célula.

6. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de a determinação da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-pilotos compreender: determinação de uma matriz de co-variância de amostra de chip antes da concentração ou para o um ou mais sinais de dados conforme recebido; expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados- para-piloto conhecida, distribuições de potência de antenas de transmissão para o piloto e outros sinais, uma estimativa de ruído conhecida, representando o ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto correntemente selecionado, desconhecido ou conhecido, de antenas de transmissão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto desconhecida; e resolução para a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto desconhecida e, se desconhecida, o subconjunto de antenas de transmissão que estão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados de acordo com a formulação de probabilidade máxima.

7. Método de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de ainda compreender a modelação de interferência de outra célula como ruído branco e resolvendo para ruído mais a interferência de outra célula com base na expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função do ruído mais interferência de outra célula e relações de potências de transmissão de sinal de tráfego-para-piloto por antena e resolvendo o sistema correspondente de sistema de equações para o ruído mais interferência de outra célula de acordo com a formulação dos mínimos quadrados.

8. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de a determinação da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto compreender: determinação de uma matriz de co-variância de amostra de chip antes da concentração para o um ou mais sinais de dados, conforme recebidos; expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados- para-piloto, distribuições de potência de antenas de transmissão conhecidas, para o piloto e outros sinais, uma estimativa de ruído desconhecida, representando ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto correntemente selecionado conhecido de antenas de transmissão sendo usado para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto desconhecida; e resolução para a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto desconhecida e a estimativa de ruído desconhecida.

9. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de outros sinais, incluindo sinais de voz, são transmitidos da uma ou mais antenas de transmissão de acordo com uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e uma distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais e pelo fato de o método ainda compreender a expressão das correlações por defeitos como uma soma de um primeiro termo de correlação por defeitos, representando defeitos que surgem da transmissão dos um ou mais sinais e escalonados de acordo com a relação de transmissão de sinal de dados-prara-piloto, e um segundo termo de correlação por defeito representando defeitos que surgem da transmissão dos outros sinais, interferência de outra célula e ruído térmico.

10. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de o segundo termo de correlação por defeitos ser determinado pelas 20 correlações por defeitos medidas, pela relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e pelas distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto de acordo com um modo corrente de Múltiplas-entradas-Múltiplas Saídas (MIMO).

11. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de as correlações por defeitos ainda incluírem um terceiro termo de correlação, representando defeitos que se originam da transmissão dos sinais pilotos.

12. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de a determinação da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e das distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e piloto compreende determinar a relação de potência de sinal de dados-para-piloto e transmitir distribuições de potência de antena para os sinais de dados e piloto como parte da determinação de uma5 estimativa de correlações por defeitos totais, compreendendo um termo de correlação por defeitos de sinais de dados, um outro termo de correlações por defeitos de outro sinal e um termo de interferência de outra célula mais correlação por defeitos de ruído.

13. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de a distribuição de potência de antena de transmissão de outro sinal, para os sinais de dados ser determinada com base em uma configuração corrente de Múltiplas Entradas-Múltiplas Saídas (MIMO).

14. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de ainda compreender uma estimativa de qualidade de canal a partir das correlações por defeitos.

15. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de o transmissor e o receptor de comunicação serem configurados para operação de CDMA de Banda Larga (W-CDMA) e em que o um ou mais sinais de dados compreendem um ou mais sinais de dados de Acesso por pacote de Enlace de Dados em Alta Velocidade (HSDPA) sendo transmitidos pelo transmissor.

16. Método de suporte de estimativas de correlação por defeitos por meio de receptores de comunicação sem fio, operando em um sistema de comunicação de Múltiplas Entradas-Múltiplas Saídas (MIMO) ou Múltiplas Entradas-Única Saída (MISO) que inclui um transmissor tendo múltiplas antenas de transmissão e transmitindo um ou mais sinais de dados e pilotos, caracterizado pelo fato de compreender: sinalização de pelo menos um dentre relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e transmitir distribuições de potência de antena para os sinais de dados e piloto sendo transmitidos pelo ' transmissor de comunicação sem fio.

17. Método de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de ainda compreender a atualização, dinamicamente, da referida sinalização como uma função de um modo corrente de Múltiplas Entradas- Múltiplas Saídas (MIMO).

18. Receptor de comunicação sem fio, caracterizado pelo fato de compreender um ou mais circuitos de processamento configurados para gerar correlações por defeitos para um ou mais sinais de dados transmitidos em conjunto com sinais piloto de um transmissor tendo múltiplas antenas de transmissão através de: determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e transmissão de distribuições de potência de antenas para os sinais de dados e pilotos; e cálculo das correlações por defeitos como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos.

19. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de a determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos compreender o recebimento de pelo menos um dentre a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos como valores assinalados.

20. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de a determinação de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos compreender a determinação de pelo menos um dentre a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de antenas de potência de transmissão para os sinais de dados e pilotos com base em valores nominais armazenados no receptor de comunicação sem fio.

21. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de outros sinais, incluindo sinais de voz, serem transmitidos de uma ou mais das antenas de transmissão de acordo com uma relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e uma distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais e calcular as correlações por defeitos adicionalmente, como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e a distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais.

22. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos serem configurados para calcular as correlações por defeitos, adicionalmente, como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de dados-para- piloto de outro sinal para piloto e da distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais por meio da expressão das correlações por defeitos como uma soma e um primeiro termo de correlação representando defeitos que se originam da transmissão de um ou mais sinais de dados e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de outro para sinais pilotos e um terceiro termo de correlações por defeitos, representando defeitos que se originam de ruído mais interferência de outra célula.

23. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para determinar a relação de potência de transmissão de outro para sinal de dados por meio de: determinação de uma matriz de co-variância de amostra de chip antes da concentração para o um ou mais sinais de dados, conforme recebido; expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados- para-piloto conhecida, distribuições de potência de antenas de transmissão conhecidas para o piloto e outros sinais, uma estimativa de ruído conhecida representando ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto desconhecido ou conhecido correntemente selecionado de antenas de transmissão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de outro para sinais pilotos desconhecida; e resolução para a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto de outros para sinais pilotos desconhecida e, se conhecida, o subconjunto correntemente selecionado de antenas de transmissão sendo usado para transmissão do um ou mais sinais de dados de acordo com uma formulação de probabilidade máxima.

24. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 23, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para modelar interferência de outra célula como ruído branco e resolver para ruído mais interferência de outra célula pela expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função do ruído mais interferência de outra célula e relações de potências de transmissão de sinal de dados-para-piloto e resolução do sistema correspondente de equações para ruído mais interferência de outra célula de acordo com uma formulação dos mínimos quadrados.

25. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para determinar a relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto por meio de: determinação de uma matriz de co-variância de amostra de chip antes da concentração para o um ou mais sinais de dados, como recebido; expressão da matriz de co-variância de amostra de chip como uma função de uma relação de potência de transmissão de sinal de dados- para- para piloto conhecida, distribuições de potência de antenas de transmissão conhecidas para o piloto e outros sinais, uma estimativa de ruído desconhecida, representando ruído mais interferência de outra célula, um subconjunto correntemente selecionado conhecido de antenas de transmissão sendo usadas para transmissão do um ou mais sinais de dados e uma relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto; e resolução para a relação de potência de transmissão de outro para sinais piloto e estimativa de ruído desconhecida de acordo com uma formulação de probabilidade máxima.

26. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para calcular as correlações por defeitos, adicionalmente, como uma função da relação de potência de transmissão de sinal de outro-para-piloto e da distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais por meio da expressão de uma matriz de co- variância de chip, determinada das amostras de chips de sinais recebidos como uma função de um termo de correlações por defeitos de outro sinal escalonada pela relação de potência de transmissão de sinal de outro-para- piloto, removendo a influência de uma seleção corrente de antena de transmissão da matriz de co-variância de chip e, então, considerando a influência de uma ou mais seleções de antenas de transmissão desejadas para serem usadas para transmissão de sinais de dados para o receptor de comunicação sem fio.

27. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para determinar as correlações por defeitos pelo cálculo de respostas de rede por sinais piloto por antena.

28. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de outros sinais, incluindo sinais de voz, serem transmitidos de uma ou mais das múltiplas antenas de transmissão de acordo com uma relação de potência de transmissão de sinal de outro- para-piloto e uma distribuição de potência de antena de transmissão para os outros sinais e pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para expressar as correlações por defeitos como uma soma de um primeiro termo de correlações por defeitos, representando defeitos que se originam da transmissão do um ou mais sinais de dados e escalonados de acordo com a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e um segundo termo de correlação por defeitos, representando defeitos que se originam da transmissão dos outros sinais, interferência de outra célula e ruído térmico.

29. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 28, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para determinar o segundo termo de correlações por defeitos com base nas correlações por defeitos medidas, a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos de acordo com um modo corrente de Múltiplas Entradas - Múltiplas saídas (MIMO).

30. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 28, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para expressar as correlações por defeitos como uma soma, ainda incluindo um terceiro termo de correlação, representando defeitos que se originam da transmissão dos sinais piloto.

31. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a caracterizado pelo fato de a distribuição de potência de antena de transmissão para os sinais de dados ser determinada com base em uma configuração corrente de Múltiplas Entradas - Múltiplas Saídas (MIMO).

32. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para gerar uma ou mais estimativas de qualidade de canal para uma ou mais antenas de transmissão selecionadas, como uma função das correlações por defeitos, a relação de potência de transmissão de sinal de dados-para-piloto e as distribuições de potência de antenas de transmissão para os sinais de dados e pilotos.

33. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de o receptor de comunicação sem fio ser um receptor Generalizado RAKE e pelo fato de o um ou mais circuitos de processamento serem configurados para gerar pesos de combinação das correlações por defeitos.

34. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de o transmissor e o receptor de comunicação sem fio serem configurados para operação de CDMA de Banda Larga (W-CDMA) e pelo fato de o um ou mais sinais de dados compreender um ou mais sinais de canal de Acesso por pacote de Enlace Direto em Alta Velocidade IHSDPA) sendo transmitidos pelo transmissor.

35. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de o receptor de comunicação sem fio ser configurado para detecção de erros médios quadráticos mínimos, em que ele detecta cada símbolo de código de interesse transmitido durante o mesmo tempo de símbolos em uma base individual, enquanto trata todos os outros símbolos de código.

36. Receptor de comunicação sem fio de acordo com a reivindicação 18, caracterizado pelo fato de o receptor de comunicação sem fio ser configurado para detecção de junção em que detecta símbolos de códigos de interesse tendo o mesmo código e transmitidos durante o mesmo tempo de símbolos em uma base de detecção de junção, enquanto trata todos os outros símbolos de código como ruído.