BR102013027368B1 - Aparato e método para acionamento de leds com redução no processamento redundante de eletricidade e sistema de iluminação - Google Patents

Abstract

aparato e método para acionamento de leds com redução no processamento redundante de eletricidade e sistema de iluminação. a presente invenção pertence ao campo da engenharia elétrica e engenharia de automação e controle e descreve um aparato e método de controle para redução da energia consumida em aplicações de iluminação que utilizem led, mais especificamente, os controladores presentes neste aparato são dispostos de forma que seja reduzido o processamento redundante de energia evitando, assim, um consumo desnecessário de eletricidade. a presente invenção faz referência, ainda, a um sistema de iluminação pública ou residencial compreendendo dispositivo intermediário de duplo estágio e capacitor de barramento com vida útil igual ou próxima a vida útil do led.

Description

Campo da Invenção

[001] A presente invenção descreve um sistema, método e aparato desenvolvido para redução da energia consumida em aplicações de iluminação que utilizem LED, mais especificamente, os controladores presentes neste aparato são dispostos de forma que seja reduzido o processamento redundante de energia evitando, assim, um consumo desnecessário de eletricidade. A presente invenção se situa no campo da engenharia elétrica e engenharia de automação e controle.

Antecedentes da Invenção

[002] Com a necessidade de desenvolver meios de iluminação mais eficientes e por consequência mais econômicos no consumo de energia, diversas tecnologias surgiram e entre elas surgiu a utilização do LED como um dispositivo de iluminação. No entanto o LED apresenta o contratempo de não poder ser conectado diretamente à rede elétrica, sendo necessário um dispositivo intermediário capaz de adequar a rede elétrica aos padrões limites do LED. Esse sistema pode ser utilizado em aplicações de iluminação pública ou residencial.

[003] O dispositivo intermediário de adequação da rede aos padrões limites do LED é conhecido como driver e, ao contrário do que acontece em diversos aparelhos eletrônicos, o LED necessita de um controle da corrente fornecida, dessa forma não é possível aplicar diretamente uma tensão na entrada do LED e esperar um determinada corrente ser obtida em sua saída, pois se a corrente ultrapassar os limites impostos pelo fabricante, o LED pode ser danificado de forma irreparável. A resistência interna do LED é pequena, portanto, pequenas variações na tensão provocam grandes variações de corrente.

[004] Sendo assim este driver, tem a função de adequar e controlar a corrente fornecida pela rede aos LEDs de acordo com as necessidades da aplicação. A disposição de seus circuitos (também chamada de topologias) pode ser desenvolvida para atuar de forma passiva (quando não há interruptores ativos no sistema) ou de forma ativa (quando há interruptores ativos no sistema).

[005] Dentre as topologias existentes desenvolvidas para a economia de energia se destacam as topologias atuando de forma ativa, com único estágio ou duplo estágio. Topologias de único estágio são mais eficientes quando aplicadas para drivers de LED para redução do consumo de energia elétrica, tendo em vista que a energia é processada apenas uma vez, porém para sua aplicação é necessário manter a corrente no LED com uma pequena ondulação de baixa frequência, sendo necessário o uso de capacitores de alta capacitância, como por exemplo, capacitores eletrolíticos. O uso de capacitores eletrolíticos é indesejado para aplicações de iluminação com LED, uma vez que sua vida útil é relativamente baixa em comparação com a vida útil dos LEDs.

[006] Em topologias que utilizam um estágio duplo, há um segundo estágio de processamento desenvolvido apenas para controlar a corrente nos LEDs, o que permite uma resposta mais rápida do controlador, proporcionando a possibilidade de aumentar a ondulação de baixa frequência na saída do primeiro estágio e diminuir assim a capacitância necessária na saída do segundo estágio.

[007] A adição de um estágio de processamento, em contrapartida, provoca um processamento redundante da energia, por conta dos estágios serem montados em série, acarretando na redução da eficiência energética e ocasionando o aumentado o consumo de energia elétrica.

[008] Outro foco importante e fundamental no desenvolvimento de sistemas de iluminação são os capacitores utilizados no barramento do primeiro estágio. Normalmente esses capacitores necessitam ser de alta capacitância e por consequência são utilizados capacitores eletrolíticos. O LED pode ter uma vida útil maior do que a do capacitor eletrolítico, ou seja, o dispositivo intermediário que controla a corrente nos LEDs pode ter durabilidade reduzida, frente a durabilidade do LED, e necessitaria ser substituído antes do LED, condição indesejada devido ao desperdício de equipamento que isso representa.

[009] No âmbito patentário, foram localizados alguns documentos relevantes que serão descritos a seguir.

[010] O documento US 2010/270,942 revela um sistema de controle de iluminação de LEDs no qual não é utilizado capacitores eletrolíticos no sistema. Adicionalmente o sistema possui um melhor desempenho no controle de oscilações da luminosidade do LED. A topologia empregada nesse dispositivo intermediário do sistema é um duplo estágio com os controladores integrado e desenvolvido com componentes elétricos passivos e mais robustos, não se limitando apenas à operação em corrente contínua, sendo possível sua implementação em corrente alternada.

[011] A presente invenção difere do documento US 2010/270,942 por utilizar uma topologia diferente, pois os controladores estão dispostos de forma a se reduzir o processamento redundante de energia pelo controlador de potência dos LEDs. Adicionalmente a presente invenção difere deste documento por utilizar capacitores de filme como capacitor de barramento do estágio de controle do fator de potência.

[012] O documento US 2008/224,629 revela um sistema de iluminação de LED contendo um controlador do fator de potência (CFP) para o controle e correção do fator de potência, além do controle da corrente repassada ao LED. Esse corretor utiliza um processador digital de sinais capaz de determinar os parâmetros de defasagem da rede e determinar os parâmetros de controle de acordo com essa defasagem. Adicionalmente o presente documento revela um método de controle, baseado nos parâmetros obtidos pelo processador digital de sinais, para o controlador do fator de potência.

[013] A presente invenção difere do documento US 2008/224,629 por apresentar uma topologia diferente, por apresentar redução do processamento redundante de energia e não utilizar os parâmetros da rede para determinar a atuação dos controladores. Adicionalmente a presente invenção difere deste documento por possibilitar o uso de capacitores de filme como capacitor de filtro do estágio do controle do fator de potência.

[014] Do que se depreende da literatura pesquisada, não foram encontrados documentos antecipando ou sugerindo os ensinamentos da presente invenção, de forma que a solução aqui proposta possui novidade e atividade inventiva frente ao estado da técnica.

Sumário da Invenção

[015] Em um aspecto, a presente invenção descreve um aparato de iluminação pública ou residencial de LEDs com os dispositivos de controle dispostos de forma a se evitar o processamento redundante da energia. A presente invenção compreende, adicionalmente, um sistema de iluminação pública ou residencial substituindo os capacitores com baixa vida útil por capacitores com uma vida útil maior.

[016] Assim, um objeto da presente invenção um aparato de iluminação pública ou residencial de LEDs com os dispositivos de controle dispostos de forma a se evitar o processamento redundante da eletricidade compreendendo:a. pelo menos um estágio de retificação;b. pelo menos um estágio controlador da fase da rede e controlador da distorção harmônica da rede;c. pelo menos um estágio controlador da corrente e da potência dos LEDs; ed. a associação dos controladores de forma a evitar o processamento redundante da energia.

[017] Em uma realização preferencial, o referido estágio controlador da fase da rede e controlador da distorção harmônica da rede deve ser um controlador do fator de potência.

[018] Em uma realização preferencial, o referido estágio controlador da corrente e da potência dos LEDs deve ser um controlador de potência;

[019] Em uma realização preferencial, a referida associação dos controladores deve ser feita com topologias atuando de forma ativa com duplo estágio;

[020] É um objeto adicional da presente invenção um método de controle para acionamento de LEDs baseado nos parâmetros obtidos pelo processador digital de sinais, para o controlador do fator de potência.

[021] Em uma realização preferencial, o referido método de controle utiliza um método baseado na redução do cálculo de ponto flutuante.

[022] Em uma realização preferencial, o referido método de controle utiliza um método base Q.

[023] É um objeto adicional da presente invenção um sistema de iluminação pública ou residencial compreendendo:e. Pelo menos um LED;f. Pelo menos um dispositivo intermediário de duplo estágio, preferencialmente um driver apropriado para a aplicação; eg. pelo menos utilizar o capacitor de barramento com vida útil igual ou próxima a vida útil do LED.

[024] Em uma realização preferencial, o referido capacitor de barramento com vida útil igual ou próxima a vida útil do LED deve ser de um capacitor de filme.

[025] Esses e outros objetos da invenção serão imediatamente valorizados pelos versados na arte e pelas empresas com interesses no segmento, e serão descritos em detalhes suficientes para sua reprodução na descrição a seguir.

Breve Descrição das Figuras

[026] A Figura 1 apresenta a disposição dos conversores estáticos em cascata otimizada proposto pela presente invenção.

[027] A Figura 2 apresenta um conversor exemplo utilizado no estágio CFP.

[028] A Figura 3 apresenta um conversor exemplo utilizado no estágio CP.

[029] A Figura 4 apresenta um circuito esquemático do circuito unindo o conversor CFP e o conversor CP utilizado no protótipo com controle feedback.

[030] A Figura 5 apresenta uma malha de controle do conversor CFP proposta no protótipo com controle feedback.

[031] A Figura 6 apresenta um circuito de controle do conversor CFP utilizando um optoacoplador proposto no protótipo com controle feedback.

[032] A Figura 7 apresenta um circuito do gerador PWM utilizado no protótipo com controle feedback.

[033] A Figura 8 apresenta uma malha de controle do conversor CP proposta no protótipo com controle de feedback.

[034] A Figura 9 apresenta um circuito de controle do conversor CP proposto no protótipo com controle feedback.

[035] A Figura 10 apresenta um gráfico da tensão de entrada da ponte retificadora (1001) e corrente de entrada da ponte retificadora (1002) obtido no protótipo com controle feedback.

[036] A Figura 11 apresenta um gráfico da tensão de saída (1101), tensão de barramento (1102) e tensão de saída do CP (1103) obtido no protótipo com controle feedback.

[037] A Figura 12 apresenta um gráfico da tensão nos LEDs (1202) e corrente nos LEDs (1201) obtido no protótipo com controle feedback.

[038] A Figura 13 apresenta um circuito esquemático do circuito unindo o conversor CFP e o conversor CP utilizado no protótipo com controle feedback + feedfoward.

[039] A Figura 14a apresenta blocos exemplificativos das estruturas de controle feedback.

[040] A Figura 14b apresenta blocos exemplificativos das estruturas de controle feedfoward.

[041] A Figura 15 apresenta uma malha de controle digital do CP utilizado no protótipo com controle feedback + feedfoward.

[042] A Figura 16 apresenta um gráfico demonstrando a temporização da razão cíclica com relação a leitura do conversor A/D utilizado no protótipo com controle feedback + feedfoward.

[043] A Figura 17 apresenta um diagrama da rotina implementada no microcontrolador.

[044] A Figura 18 apresenta um gráfico da tensão de entrada da ponte retificadora (1801) e a corrente de entrada da ponte retificadora (1802) obtido no protótipo com controle feedback + feedfoward.

[045] A Figura 19 apresenta um gráfico da tensão de saída (1901), tensão de barramento (1902) e tensão de saída do CP (1903) obtido no protótipo com controle feedback + feedfoward.

[046] A Figura 20 apresenta um gráfico da tensão nos LEDs (2002) e corrente nos LEDs (2001) obtido no protótipo com controle feedback + feedfoward.

Descrição Detalhada da Invenção

[047] Os exemplos aqui mostrados têm o intuito somente de exemplificar uma das inúmeras maneiras de se realizar a invenção, contudo, sem limitar o escopo da mesma.

Controlador do Fator de Potência

[048] Entende-se como controlador do fator de potência da presente invenção o sistema, conforme a Figura 2, responsável por garantir uma baixa distorção harmônica da corrente requerida pela rede além de manter a mesma em fase com a tensão da rede. Esse estágio funciona com um conversor estático. Em uma realização preferencial, o sistema de controle possui um controlador acompanhado do conversor estático do tipo buck-boost operando em Modo de Condução Descontínua (MDC). Isso se deve ao fato de que a operação em MDC possui a característica de corrigir o fator de potência intrinsecamente sem a necessidade de um controlador específico para tal aplicação. Para que o controlador não entre em modo de condução contínua o que é algo indesejado nesse tipo de aplicação, é necessário encontrar a razão cíclica máxima de operação conhecido como Dmaxcfp. A tensão de saída do CFP é chamada de tensão de barramento e a relação cíclica pode ser obtida de acordo com a Equação 1.

em que: Vpin - Tensão de pico de entrada; Vminbus - Tensão mínima no barramento;

[049] Para o cálculo do capacitor de barramento (Cbus) foi necessário se basear na equação da energia acumulada em um capacitor. Para chegar a tal equação, é necessário saber qual a potência instantânea envolvida nesse componente, sendo a mesma definida pela Equação 2.

[050] Sabe-se que a potência média de entrada é dada pela Equação 3.

[051] Considerando uma eficiência ideal no conversor de acordo com a Equação 4.

[052] Portanto temos a Equação 5.

[053] A Equação 5 acima demonstra que a potência no capacitor de barramento varia com o dobro da frequência da rede. Em termos de armazenamento de energia, o capacitor absorve energia em um quarto do ciclo principal e devolve o mesmo montante no outro quarto de ciclo. A energia acumulada pode ser calculada pela Equação 6.

Conversor CP

[054] Entende-se como estágio de Controle de Potência (CP) da presente invenção o sistema exemplificado na Figura 3, responsável por controlar a potência na entrada dos LEDs. Tendo em vista a disposição dos controladores e o fornecimento direto de parte da energia do controlador do fator de potência aos LEDs é necessário um controle da corrente de entrada nos LEDs visando não exceder a corrente limite estipulada pelo fabricante. Esse controle é realizado pelo Controlador de Potência (CP). Do modo como a disposição dos controladores é realizada, em cascata, torna-se possível a existência de uma ligação direta entre a entrada positiva do conversor do fator de potência e a saída negativa do conversor de potência, logo os conversores que irão operar nesse estágio precisão ter essa conexão intrinsecamente ou aceitar que a mesma seja realizada e por essa razão nem todas as topologias não isoladas possibilitam sua utilização nesse estágio. Em uma realização preferencial, o sistema de controle possui um controlador acompanhado do conversor estático do tipo buck-boost operando em Modo de Condução Contínua. Esse tipo de conversor estático juntamente com este tipo de aplicação possibilita a redução do capacitor de saída, proporcionando uma ação mais rápida do controlador, conforme ilustrado na Figura 3, na qual os LEDs foram substituídos pelo seu modelo ideal, composto de uma fonte de tensão (Vf), uma resistência série (Rf) e um diodo ideal.

[055] Tendo em vista que o controlado CP trabalha para regular a ondulação de baixa frequência, seu projeto será assumido para o pior caso de operação, ou seja, quando a tensão de barramento for mínima. Sua razão cíclica de operação será máxima (Dcpmax), a tensão de saída será máxima (Vocpmax) e o CP deverá injetar a sua máxima tensão para manter a corrente de saída o mais constante possível, logo concluímos de acordo com a Equação 7.

[056] Em que a tensão máxima na saída do CP é dada pela Equação 8.

[057] Em que a corrente média máxima do indutor (Ilcpmax) é definida pela Equação 9.

[058] Considerando o período de descarga do capacitor, sabe-se a Equação 10.

[059] Durante a descarga do capacitor, a corrente do capacitor é igual à corrente circulante na saída, ou seja, a corrente nos LEDs. Assim como no cálculo do indutor, considerando-se o pior caso nos cálculos da corrente nos LEDs e a carga armazenada no capacitor, logo obtemos a Equação 11.

em que: fcp é a frequência de comutação do controlador de potência.

Exemplo 1. Realização Preferencial

[060] Em uma realização preferencial, dois conversores operam em frequências diferentes, utilizando um controle feedback tipo 2 (controle Proporcional-Integral, PI, com um polo a mais para evitar ruídos provenientes da comutação) medindo apenas a corrente nos LEDs. A Tabela 1 mostra parâmetros utilizados em testes com essa realização preferencial.

[061] Nessa realização preferencial, levou-se em consideração a eficiência do driver em conjunto com um grupo de LEDs. Portanto foi fixado um valor de participação do controlador CP (fator k) em 0,2, por ser um valor que possibilita uma redução considerável no capacitor de barramento com um pequeno impacto na eficiência. A partir desse valor foi encontrada a tensão de barramento na Equação 12.

[062] A ondulação na tensão de barramento com a Equação 13.

[063] E a tensão na saída do CP de acordo com a Equação 14.

[064] A partir desses valores, foram projetados os conversores CFP e CP. O esquemático completo do circuito é mostrado na Figura 4, sendo componentes utilizados descritos na Tabela 2.

Tabela 1: Parâmetros utilizados em teste

Tabela 2: Componentes utilizad os

Projeto do Controle CFP

[065] Para se garantir um balanço correto no processamento da energia, é necessário manter a tensão de barramento dentro dos valores de projeto. Para garantir essa condição, a malha de controle da Figura 5 é inserida a fim de regular o conversor CFP. O objetivo do controle é apenas manter a média da tensão de barramento em 101 V e não distorcer a corrente de entrada desta forma um controle integrador lento com frequência de crossover de 12 Hz é utilizado conforme demonstrado na Figura 6.

[066] O circuito é composto, basicamente, por um regulador shunt (TL431) trabalhando em conjunto com um optoacoplador (4N33). Apesar da topologia do CFP atual não precisar de um controle isolado, esse circuito foi projetado de maneira a permitir futuras implementações com topologias isoladas. O resistor Rbias serve para polarizar o TL431 com o mínimo de corrente necessária para sua operação. O circuito conectado ao amplificador operacional LM358, faz com que o mesmo opere como um somador ganho unitário.

[067] É conhecido na literatura que o optoacoplador possui uma limitação dinâmica considerável devido ao grande capacitor presente no transistor da saída. No entanto, como o controle empregado nesse conversor é lento, tais limitações não irão influenciar de maneira significativa na dinâmica do sistema. O ganho inserido pelo circuito do optoacoplador é demonstrado abaixo com a Equação 15.

em que: CTR - Taxa de transferência da corrente (500%);Re - Resistor do terminal emissor (13 Q);Rled - Resistor limitador da corrente do LED (189 Q).

[068] Sendo o cálculo do Rled, definido pela Equação 16:

em que: Vopto - Queda de tensão no LED do optoacoplador (1,2 V);VTL431 - Mínima tensão assumida pelo TL431 (2,5 V);Iledmax - Máxima corrente permitida no LED do opto (60 mA).

[069] E o cálculo do Re é definido pela Equação 17.

em que: Vcesat - Tensão de saturação do transistor do optoacoplador.

[070] Para gerar o sinal PWM foi utilizado o circuito integrado SG3524, sendo o esquemático do circuito mostrado na Figura 7. Para comandar o circuito integrado é necessário um circuito que possa fazer a carga e a descarga da capacitância do gate de maneira rápida. Para isso, foi utilizada uma configuração de driver conhecida como totem pole.

[071] O ganho do modulador é definido pela tensão de pico da onda triangular do circuito modulador PWM (Vmcfp), neste caso, um SG3524. Segundo o datasheet fornecido pelo fabricante, tal pico é de 3,5 V. Sendo assim o ganho do modulador é definido pela Equação 18.

[072] Já no caso do divisor resistivo realizado pelos resistores Rf1 e Rf2, considerando a tensão de referência do TL431 igual a 2,5 o ganho deste sensor deve ser igual a Equação 19.

[073] Com todos os ganhos calculados, é possível demonstrar a função de transferência de malha aberta, definida na Equação 20.

[074] No cálculo do integrador implementado com um capacitor (Cint) e um resistor (Rf1), a função de transferência correspondente é apresentada na Equação 21.

[075] É necessário encontrar a constante integradora (Ki), para isso a frequência de crossover é ajustada para 12 Hz, tendo em vista que o valor da corrente de entrada não deva ser distorcido pelo controle, sendo assim o valor escolhido é uma década abaixo da frequência de oscilação da tensão no capacitor de barramento.

[076] O Ki encontrado foi de 14,99. Voltando na equação da função de transferência do integrador (Gintcfp), nota-se que apenas o resistor superior do divisor resistivo influência na característica dinâmica do controlador. O resistor Rf2 apenas define o valor de regime permanente da tensão de barramento. Estimando o Cint = 100nF, Rf1 será de acordo com a Equação 22.

[077] Sendo o Rf2 definido pela Equação 23 do divisor de tensão resistivo.

em que: VfTL43i - Valor de referência interna do TL431 (2,5 V);

Projeto do Controle CP

[078] O principal objetivo da malha de controle desse conversor exemplificado na Figura 8 é manter a corrente nos LEDs o mais constante possível, de modo a eliminar a ondulação de baixa frequência do estágio do CFP, mantendo a média no valor estipulado durante o projeto. Esse controlador deve será tão rápido quanto permitir a sua dinâmica, portanto, foi escolhido um controlador do tipo 2 (Proporcional-Integral, PI, com um polo adicional) para controlar a planta, sendo o circuito analógico correspondente mostrado na Figura 9.

[079] O circuito é composto por um amplificador operacional, o qual está configurado para exercer a ação de controle e um circuito limitador de razão cíclica. Esse por sua vez soluciona o problema de acúmulo de erro no integrador, evitando razões cíclicas extremamente altas na partida do conversor. O circuito do modulador PWM será o mesmo utilizado pelo CFP, sendo assim, tem-se a função de transferência de malha aberta dada pela Equação 24.

[080] Posiciona-se o zero do integrador em fz=10 Hz, a fim de obter uma melhor resposta dinâmica. O polo adicional foi posicionado em fp=10 kHz, uma década abaixo da frequência de comutação, visto que sua função é atenuar o efeito das harmônicas provenientes da comutação. A frequência de crossover máxima obtida foi de 1,2 kHz, pois acima desta frequência o sistema pode entrar em instabilidade. Para iniciar o cálculo dos componentes do controlador é necessária uma estimação inicial dessa forma escolhe-se o resistor de R2=15 kQ, sendo o capacitor Ci calculado pela Equação 25.

[081] Na sequência o capacitor C2 é calculado pela Equação 26.

[082] E por fim, o resistor Ri é dado pela Equação 27.

[083] A Figura 10 ilustra a corrente de entrada representada por (1) e a tensão de entrada representada por (2) da ponte retificadora. A corrente de entrada tem uma forma quase senoidal, com uma Taxa de Distorção Harmônica (TDH) calculada de 14%, enquanto o Fator de Potência (FP) é de 97%.

[084] Como ilustrado na Figura 11, a tensão de saída total (3) dá-se pela soma da tensão de barramento (1) com a tensão de saída do CP (2). Além disso, fica claro que a tensão de barramento e a tensão de saída do CP estão em fase opostas, o que prova a funcionalidade do controlador do conversor CP e nota- se que a tensão de barramento está precisamente ajustada na média de 101 V.

[085] Por fim, a Figura 12 mostra a tensão total de saída com a corrente nos LEDs nessa realização preferencial. Existe uma ondulação de baixa frequência repassada à saída, a qual uma ondulação pico-à-pico na corrente é de 336 mA. O rendimento medido, sem considerar as perdas das fontes auxiliares, foi de 94%.

Exemplo 2. Realização Preferencial

[086] Em outra realização preferencial dois conversores em frequências iguais utilizando um controlador feedforward somado com um controlador feedback. O circuito do controlador do conversor CFP foi mantido o mesmo, sendo apenas adaptado o projeto para os novos valores do conversor. A Tabela 3 apresenta os parâmetros utilizados nos testes da implementação desse protótipo.

Tabela 3: Parâmetros de implementação

[087] Optou-se neste projeto pela eficiência. Assim, fixou-se o valor de k em 0,2 e calculou-se a tensão assumida para cada conversor sendo a tensão de barramento de acordo com a Equação 28.

[088] A ondulação na tensão de barramento de acordo com a Equação 29.

[089] E a tensão na saída do CP de acordo com a Equação 30.

[090] O esquemático completo do circuito é demonstrado na Figura 13, sendo os componentes utilizados descritos na Tabela 4.

Tabela 4: Componentes utilizados

[091] Nota-se que a única diferença desse esquemático para o anterior, e está demonstrada na ligação do controlador do conversor CFP com o controlador do conversor CP. Duas variáveis são lidas nessa estratégia de controle.

Controle CP

[092] O principal objetivo do controlador CP assim como na realização preferencial anterior é manter a corrente nos LEDs o mais constante possível, seguindo o nível médio especificado. Entretanto, essa é uma tarefa difícil de implementar com um controle feedback, pois para tal controle atuar, é necessário que o distúrbio no sistema (nesse caso, a ondulação do capacitor de barramento) aconteça e afete a variável de saída (corrente nos LEDs). Como visto na prática, tal estratégia mostrou uma ondulação de baixa frequência consideravelmente alta. Portanto, foram buscadas novas soluções para diminuir essa ondulação.

[093] Uma vez que esta interferência afeta diretamente a corrente de saída, a ação corretora necessita ser imediata, a fim de que a corrente de saída seja afetada o mínimo possível. Uma solução que se encaixa nesse cenário é o controle feedforward. A ideia básica deste tipo de controle é medir somente a variável causadora do distúrbio e tomar uma ação corretiva antes que a mesma afete o sinal de saída. A Figura 14 mostra um diagrama de bloco simplificado das estruturas feedback (a) e da feedforward (b).

[094] Entretanto, esse controlador trabalha bem apenas com distúrbios do sistema, sendo difícil para o mesmo manter um valor médio constante. Portanto, é associado ao feedforward um controle feedback lento, que fica responsável pelo controle do valor médio da corrente. A integração desses dois controles está demonstrada na Figura 15.

[095] Ao contrário do protótipo anterior, optou-se por utilizar um microcontrolador no comando desse conversor. Além de simplificar a implementação deste tipo de controle, evita-se a maior parte dos problemas relacionados com a variação paramétrica dos componentes. O microcontrolador utilizado é um MCF51AC128, de 32 bits, com 128 kB de memória flash e 16 kB de RAM. Além disso, o protótipo possui um conversor Analógico para Digital (A/D) de 12 bits.

[096] Dois módulos PWM são utilizados, um para comandar o conversor e o outro como um gatilho para a conversão do sinal analógico para sinal digital (A/D), a fim de se evitar os ruídos da comutação na leitura das medidas. As formas de onda dos canais PWM são ilustradas na Figura 16.

[097] Após o sensor de corrente, um circuito formado por um amplificador operacional é utilizado para amplificar o sinal do sensor cinco vezes e atuar como um filtro passa-baixa, a fim de se evitar ruídos no circuito de controle. O ganho Hicp é formado pelo ganho do A/D do microcontrolador multiplicado pelo ganho do circuito do sensor de corrente. Esse ganho é demonstrado pela Equação 31.

[098] Já para a medida da tensão de barramento, um divisor resistivo é utilizado em conjunto com um circuito responsável por transformar o sinal de tensão em corrente. Próximo do microcontrolador, o sinal de corrente é transformado novamente em tensão com um resistor. Esse circuito foi utilizado com o intuito de reduzir os ruídos provenientes da transmissão do sinal até o microcontrolador.

[099] O ganho proveniente de toda a leitura de tensão é dado pela Equação 32.

[100] O ganho Hdr é determinado pelo divisor resistivo. O cálculo do ganho necessário foi baseado na tensão máxima permitida na entrada do circuito responsável pela transdução do sinal de tensão para corrente. Essa tensão é limitada pelo diodo zener em paralelo com o resistor Rvd2, sendo que o mesmo atua quando Vbusdv passar de 12 V. Em condições nominais, a tensão instantânea máxima de barramento é 115 V. Colocando uma margem de tolerância de 10%, tem-se o seguinte cálculo de acordo com a Equação 33.

[101] Assumindo um valor de Rvdi = 100 k&, tem-se com a Equação 34.

[102] O transdutor tensão-corrente possui um ganho definido por Htc. Para deduzir o cálculo deste circuito foi assumido que os resistores Rvg1 e Rvg2 são iguais. Isso irá facilitar a dedução do ganho. Começa-se o cálculo com a Equação 35 pela corrente que irá transmitir o sinal (Is) no resistor Road.

[103] O amplificador operacional utilizado forma um circuito somador de forma que a entrada inversora é colocada no mesmo referencial do interruptor e a entrada não inversora é definida pela diferença de tensão entre Vbusdv e Vad. Substituindo a tensão de saída pela respectiva função de transferência do circuito somador, tem-se a Equação 36.

[104] Como assumimos que Rvg1 = Rvg2, simplifica-se a Equação 37.

[105] Isolando a corrente Is tem-se a Equação 38.

[106] Assumindo que Rvc.Rcv >> 2 e colocando a equação na forma de ganho, tem-se a Equação 39:

[107] Esse circuito deve ser projetado com base nas limitações do amplificador operacional que será usado. corrente máxima de saída que tensão máxima na saída (caso deseja uma tensão máxima Equação 40.

[108] Assumindo uma corrente de saída 10% menor que a máxima estipulada pelo fabricante do LM358, tem-se a Equação 41:

[109] Logo, tem-se que o ganho do transdutor tensão corrente é dado pela Equação 42:

[110] Por fim, para encontrar o ganho do transdutor corrente-tensão, calcula-se o resistor Rad de acordo com a Equação 43.

[111] Logo, o ganho Hct é dado pela Equação 44.

[112] Os parâmetros do A/D utilizados foram os mesmos que na Equação 45.

[113] Esse modelo apresentado é não linear, portanto um ponto de operação necessita ser escolhido. Assim como no protótipo anterior, a escolha do ponto de operação baseou-se na situação mais crítica para o controlador. Nesse caso, tal situação denota-se quando a tensão de barramento assume seu valor mínimo, obrigando o conversor CP a atuar com a máxima tensão de saída. A Tabela 5 mostra os dados do ponto de operação escolhido.

Tabela 5: Ponto de operação escolhido

[114] Como o controle desse protótipo será implementado com um microcontrolador, é necessário ter no mínimo, a função de transferência do controlador no domínio z. Portanto, a função de transferência Gidcp(z), considerando uma frequência de amostragem de 50 kHz, é dada pela Equação 46.

[115] Há duas opções para projetar o controlador: faz-se o projeto do controlador com Gidcp no domínio z ou projeta-se no domínio da frequência e depois se aplica a transformada z. Neste trabalho optou-se por projetar desde o início no domínio z. A função de transferência de malha aberta é composta pela função de transferência Gidcp(z), o ganho Hicp e o ganho do modulador (Gmoddg) e definida pela Equação 47.

[116] A amplitude da moduladora (Vmdgcp) é determinada pelo microcontrolador, sendo nesse caso 503 para um PWM do tipo assimétrico. A Equação 48 abaixo determina o ganho do modulador PWM.

[117] Logo, a função de transferência em malha aberta é demonstrada abaixo na Equação 49.

[118] Feito isso, tem-se todos os requisitos para projetar os controladores. O primeiro projeto será do controle feedback. A razão cíclica média responsável pela corrente média dos LEDs será gerada por um controlador integrador lento. Para que o mesmo não afete a operação do feedforward, a sua frequência de corte será em torno de 12 Hz.

[119] Existem, basicamente, duas maneiras de projetar um controle feedforward: pelo modelo estático da planta ou pelo modelo dinâmico. Por questões de simplicidade na implementação, optou-se pelo projeto por modelo estático. Para deduzir a Equação 50 de projeto, começa-se pelo princípio ideal, ou seja, que o conversor CP irá compensar completamente a ondulação da tensão de barramento.

[120] Sendo de acordo com a Equação 51.

[121] Observando o diagrama de blocos na Figura 15 é possível ver que a razão cíclica responsável pela compensação da tensão de barramento, pode ser deduzida pela Equação 52.

[122] As equações características, fundamentais para a escrita do controle no código do microcontrolador, do controlador feedback (dfbn) e do controlador feedforward (dffn) são mostradas respectivamente na Equação 53.

[123] Para implementar este controle no MCF51AC128, será necessário usar um método conhecido como base Q. Esse método é utilizado para evitar o cálculo com ponto flutuante, visto que o microcontrolador escolhido é de baixo custo, o que impossibilita tal tipo de operação matemática. A técnica baseia-se na multiplicação por 2Q, em que Q é a base escolhida. Ao final do cálculo basta apenas dividir pelo mesmo multiplicador, sendo que cada uma dessas operações ocupa apenas um ciclo de clock. A base Q escolhida deve fornecer precisão suficiente sem ocorrer estouro das variáveis internas no decorrer da rotina. Após várias simulações, a base escolhida foi a Q21, logo, a equação característica pode ser vista na Equação 54.

[124] A fim de se evitar razões cíclicas altas, um limitador foi inserido no controle integrador e na saída somada dos controladores, sendo que a rotina implementada no microcontrolador está demonstrada na Figura 17.

[125] Como no experimento anterior, a implementação foi feita de maneira modular, sendo que a parte do controle digital foi montada dentro de uma caixa metálica, separada da parte de potência, com o intuito de minimizar possíveis interferências e ruídos.

[126] A corrente de entrada na ponte retificadora (1) e a tensão de entrada na ponte retificadora (2) são mostradas na Figura 18. A Taxa de Distorção Harmônica (TDH) calculada da corrente de entrada é de 9%, enquanto que o Fator de Potência (FP) medido foi de 99%. Essa melhora nos resultados foi devido à diminuição do capacitor do filtro da entrada (Cf), consequente ao aumento da frequência de comutação do CFP.

[127] A tensão de saída (3), de barramento (4) e do conversor CP (5) são reproduzidas na Figura 19. Em comparação com o protótipo anterior, nota-se que a tensão de saída se apresenta mais constante, devido à ação mais rápida da nova estratégia de controle implementada. O controle do conversor CFP também se mostra eficaz em manter a tensão de barramento regulada precisamente em 101 V.

[128] A Figura 20 mostra a corrente nos LEDs (7) e a tensão aplicada sobre os mesmos (6). Apesar do controle ser mais rápido que o anterior, ainda não foi possível eliminar totalmente a ondulação de baixa frequência em sua saída. Entretanto, de 336 mA de ondulação, a mesma passou para 124 mA, mostrando uma redução de 212 mA.

[129] Os versados na arte valorizarão os conhecimentos aqui apresentados e poderão reproduzir a invenção nas modalidades apresentadas e em outras variantes, abrangidos no escopo das reivindicações anexas.

Claims (9)

1. Aparato para acionamento de LEDs, com pelo menos: um estágio de retificação (201), um estágio controlador da fase da rede e controlador da distorção harmônica da rede (101), caracterizado por:a. apresentar pelo menos um estágio controlador da corrente e da potência dos LEDs (102); eb. a associação dos controladores desse estágio de forma a manter constante a corrente sobre os LEDs.

2. Aparato para acionamento de LEDs, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o referido estágio controlador da fase da rede e controlador da distorção harmônica da rede (101) ser um controlador do fator de potência.

3. Aparato para acionamento de LEDs, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 2, caracterizado por o referido estágio controlador da corrente e da potência dos LEDs (102) ser um controlador de potência.

4. Aparato para acionamento de LEDs, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado por os controladores (401) compreenderem topologias atuando de forma ativa com duplo estágio.

5. Método de controle para acionamento de LEDs, o qual mantém a corrente constante em sua saída, com a topologia de acordo com a reivindicações 1 a 4, mesmo frente à ondulação de baixa frequência, proveniente do controlador do fator de potência, caracterizado por um controlador proporcional-integral (901) sintonizado de forma a reduzir a ondulação de baixa frequência.

6. Método de controle para acionamento de LEDs, o qual mantém a corrente constante em sua saída, com a topologia de acordo com a reivindicações 1 a 4, mesmo frente à ondulação de baixa frequência, proveniente do controlador do fator de potência, caracterizado por um controlador integral (1501) responsável por manter a corrente em um valor adequado e por um controle feedforward (1502), o qual antecipa a ondulação de baixa frequência no controle da corrente de saída.

7. Sistema de iluminação pública ou residencial, com pelo menos um LED e pelo menos um dispositivo intermediário de duplo estágio, caracterizado por o segundo estágio (102) processar menos energia que o primeiro estágio (101).

8. Sistema de iluminação, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado por utilizar pelo menos um capacitor de barramento (103) com vida útil igual ou próxima a vida útil do LED.

9. Sistema de iluminação, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado por o capacitor de barramento (103) ser um capacitor de filme.

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