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Machine à équilibrer.
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La présente invention concerne une machine à équili- brer dîne laquelle une tension alternative d'entrée corres- pondant aux oscillations du balourd est multipliée avec une tension de comparaison dont la fréquence représente le nombre de tour? de l'échantillon ou est hachée à la fréquence du nom- bre de tours de sorte que la tension de mélange ainsi obtenue puisse être utilisée pour la détermination du déséquilibre.
Cn connaît des machines à équilibrer dans lesquelles les oscillations des paliers produites par un échantillon en rotation sont converties en une tension alternative au moyen d'un convertisseur électromécanique. Les tensions alternati- ves obtenues cnt une oscillation fondamentale dont la fréquence représente le nombre de tours de l'échantillon. De l'ampli- tude de l'oscillation fondamentale on peut déduire la valeur du balourd 'et de la phase en déduit la position angulaire
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A l'oscillation fondamentale sont superposées des harmoniques et des oscillations parasites, ces dernières étant rapportées en général aux petites et inévitables irré- gularités des paliersà billes de la machine ou aux effets de frottement dans les paliers à prismes. Les oscillations para- sites sont alors.la plupart du temps situées au-dessus de la fréquence correspondant au nombre de tours de l'échantillon.
Il est en outre connu de multiplier la tension alter- native d'entrée avec une tension de comparaison dont la fré- quence représente le nombre de tours de l'échantillon. Un cas particulier d'une telle multiplication est réalisé aussi
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lorsque sont prévus des redresseurs commandés par des tennione carrées. La fréquence des tensions carrées représente le nom- bre de tours de l'échantillon. Dans ce procédé do hachurage,, il y a toujours une partie, par exemple une étendue de 1800 d'une période de la tension alternative d'entréo, qui on% transmise et l'autre partie affaiblie. Les tensions c.c. pul- sées ainsi obtenues sont mesurées sur des instruments de menu- ' re ou emmagasinées dans des condensateurs.
Par des dispositions connues, il est possible d'obtenir, à partir des tensions em- magasinées, les indications de déséquilibre en grandeur et direction ou de décomposer celles-ci en composantes ou encore de commander des machines de traitement ou de marquage ind6- pendantes qui éliminent le déséquilibre ou marquent la posi- tion du balourd.
En particulier, lorsque les balourds sont très petits et.lorsqu'on désire une précision élevée, les oscillations parasites peuvent atteindre des valeurs élevées en comparaison de l'oscillation fondamentale ramenée au balourd.
On connaît encore des machines à équilibrer dans les- quelles les oscillations parasites sont filtrées de la tension alternative d'entrée amplifiée et dans lesquelles seule l'ou- cillation fondamentale représentant la fréquence correspondant au nombre de tours de l'échantillon est utilisée. Il peut alors se présenter deux fautes effectives qui faueuent le résultat de mesure sans que l'opérateur de la machine ne le remarque. En particulier, pour des balourds plus petits, Ion oscillations parasites peuvent avoir une influence plus grande sur la ten- sion alternative d'entrée que l'oscillation fondamentale.
Si la machine est alors réglée d'âpres la précision nécessaire pour la détermination du déséquilibre, les oscillations parasites peuvent surmoduler l'amplificateur précédant la filtre sans qu' il y paraisse. La surmodulation a pour effet d'affecter l'on- ;
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de fondamentale de distorsion et en conséquence de fausser le résultat de mesure.
Etant donné que les filtres sont accordés à la fré- quence fondamentale et ne laissent donc passer que celle-ci, il s'ensuit le gros inconvénient qu'un léger désaccord par rapport à la résonance entraîne un déphasage important entre la tension d'entrée et la tension de sortie du filtre. Un tel déphasage fausse l'indication angulaire du balourd. Il s'en- suit donc que le filtre se trouve désaccordé par les variations de température ou bien que le nombre de tours nominal ne se maintient pas à sa valeur exacte,
L'invention a dès lors pour but de supprimer l'influen- ce des oscillations parasites sur le résultat de mesure, sans qu'il faille pour autant tenir compte des problèmes d'accord critique du filtre ou d'une fausse indication de la position angulaire du balourd.
En particulier, il faut également éviter que les résultats de mesure soient faussés par surmodulation de l'amplificateur par les fr4quences parasitée.
Selon l'invention, la machine à équilibrer oomporte un filtre passe-bas qui reçoit la tension alternative d'entrée avant que celle-ci ne soit mélangée et qui est accordé en aorte de laisser passer l'harmonique d'ordre 2 de la tension d'entrée mais de bloquer l'harmonique d'ordre 3. En particu- lier, il est prévu de connecter le filtre passe-bas avant l'am- plificateur et avant le dispositif de multiplication.
Le filtre panne-bas ont automatiquement asservi par la modifica- tion du nombre de tours d'équilibrage. Le déphasage entre la tension de sortie et la tension d'entrée du filtre ne joue plus aucun rôle puisque le déphasage est indépendant du nombre do tourn ot que, lors de l'étalonnage du dispositif, il peut dono être pris on considération.
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L'invention apparaîtra plus clairement à la leoture de la description qui va suivre de deux formes de réalisation illustrées par les dessins joints dans lesquels t
La figure 1 est un schéma d'une première forme de réalisation ; la figure 2 est un schéma d'une seconde forme de réalisation; la figure 3 est un diagramme de tensions.
Une tension alternative d'entrée est fournie par un convertisseur électromécanique 1. Celui-ci peut par exemple être un dispositif à bobine mobile dans lequel une partie de la bobine mobile, par exemple le bottier, est reliée au bâti de la machine à équilibrer tandis qu'une sonde qui influence la bobine,détecte les oscillations des paliers de la machine. Suivant le schéma de la figure 1, cette tension alternative est appliquée à un filtre passe-bas constitué par la résistance 2, l'inductance 3 et la capacité 4. Ces éléments sont dimensionnés en sorte que pour le nombre de tours le plus petit à prendre en considération, l'onde fonda- mentale de fréquence représentative apparaisse au point de connexion 5.
Le filtre peut également laisser passer l'har- monique d'ordre 2, c'est-à-dire l'onde de fréquence double de la fréquence fondamentale, car cet harmonique sera éliminé automatiquement lors de la multiplication ultérieure. Hais toutes les composantes de la tension qui, suivant une analyse en série de Fourierp correspondent à une fréquence égale à l'harmonique d'ordre/de la fréquence fondamentale et toutes les composantes superposées sont bloquées.
Au condensateur 4 se trouve connecté un transistor 6, Le condensateur se trouve ainsi relié à la masse uniquement lorsque la base du transistor 6 est négative.
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Un Générateur 7 fournit une tension à une fréquence de quelques kilohertz et ayant l'allure de l'onde 10 sur la figure 3. Cette tension est appliquée à une bascule de Schmitt 8 qui est commandée par une dynamo à oourant continu 9, laquelle fournit une tension proportionnelle au nombre de tours de la machine.
Le niveau de basculement est déplacé en raison directe du nombre de tours. Pour des nombres de tours très petits, la tension appliquée à la bascule est à peu près nulle et le seuil de basculement se situe conformément à la ligne 12 sur la figure 3. A la sortie de la bascule apparaît alors un signal qui se présente selon l'onde 14 sur la figure 3.
Il en résulte que le transistor 6 est conducteur pres- que constamment. Le oondensateur 4 se trouve alors à la masse et intervient avec sa capacité totale. Pour des nombres de tours plus élevés, la tension croit et le seuil de basoule- ment s'élève jusqu'à un niveau représenté par la ligne 13 sur la figure 3. Le transistor 6 reçoit alors une tension présentant l'allure de l'onde 15 (figure 3) de sorte qu'il n'est conducteur que pendant un court instant de chaque période du signal haute fréquence fourni par le générateur 7.
Le condensateur 4 n'intervient plus que pour une fraction de sa capacité. La fréquence d'accord du filtre passe-bas cons- titué par les éléments 2, 3 et 4 est considérablement déplacée vers le haut. Par un dimensionnement convenable, il est possible que pour une gamme des nombres de tours de 1 à 3, la fréquence d'accord du filtre passe-bas suive avec précision la tension de la dynamo 9 de telle sorte que la fréquence d'accord suive toujours les variations du nombre de tours.
La tension obtenue à la sortie du filtre passe-bas, qui en a éliminé les harmoniques nuisibles, est appliquée à
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un dispositif de réglage de sensibilité 16, constitué par exemple par un potentiomètre dont le curseur est relié à la grille de commande d'une pentode 17'Celle-ci est montée en cathode commune, avec les résistances 18,19 et 20 et les condensateurs 21 et 22 dimensionnés de façon convenable. Le circuit de cathode contient en outre un potentiomètre 23.
La tension d'entrée filtrée et amplifiée est ensuite appliquée à la grille de commande d'une seconda pentode 25 par l'intermédiaire d'un condensateur de blocage 24. Cette grille de commande est reliée à la masse par une résistance 26. La pentode 25 sert également d'amplificateur et se trouve montée en cathode commune. La tension amplifiée obtenue sur l'anode de la pentode 25 est dérivée en un point de branchemer 27 et amenée au curseur du potentiomètre 23 par un condensas teur 28 et une résistance 29 en série de manière que le taux de contre-réaction appliqué aux pentodes 17 et 25 puisse être réglé par un ajustage du potentiomètre 23.
La tension alternative amplifiée disponible au point 27 est appliquée à un dispositif de commutation à travers les condensateurs 31 et 32. Dans ce dispositif, la tension alternative est hachée par un train d'impulsions rectangulai- res c'est-à-dire qu'elle est multipliée par 0 et par +1 et -1, Les résistances 33 et 34 servent à stabiliser la tension amplifiée. Sur ces résistances apparaît ainsi la tension alternative amplifiée et exempte des harmoniques d'ordre 2.
Cette tension est appliquée aux anodes des tubes 37 et 38 et aux cathodes des tubes 39 et 40 respectivement par l'inter- médiaire des résistances élevées 35 ot 36. Les valeurs de ces dernières résistances étant grandes par rapport aux résis- tances internes des tubes 37, 38, 39 et 40, la tension âpres ces résistances 35 et 36 s'annule lorsqu'un des tubes 37, 38,
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39 et 40 est conducteur c'est-à-dire laisse passer un courant d'anode. Lorsque les tubes sont conducteurs, la tension alter- native est transmise aux commutateurs 43 et 44 à travers les résistances 41 et 42. Lorsque les contacts 43 et 44 sont fermés, les condensateurs 45 et 46 se chargent et forment aveo les résistances 41 et 42 respectivement des circuits inté- grateurs.
Les tubes 37, 39 et 38, 40 sont à présent commandés à travers les résistances 47, 49 et 48,50 respectivement.
C'est à travers ces résistances que sont appliquées aux grille de commande respectives les trains d'impulsions rectangulaires qui sont reçus aux bornes 51 et 52. Le rapport d'impulsions du train d'impulsions rectangulaires est 1:1. La fréquence de répétition représente la fréquence de rotation de l'arbre portant l'échantillon.
Les impulsions du second train sont cependant ddpha- odes de 90 par rapport aux impulsions du premier train d'impulsions.
Les tensions emmagasinées dans les condensateurs 45 et 46 peuvent alors servir à déterminer la position angulaire et la valeur du balourd ou la valeur des composantes du ba- lourd ainsi qu'il est décrit dans la brevet allemand No.
1.108.475.
Dans la forme de réalisation illustrée sur la figure 2 la tension alternative d'entrée cet appliquée à deux réseaux intégrateurs en série constitués par les résistances 53 et 54 et les condenateurs 55 ot 56. Les résistances 53 et 54 sont réalisées saus la forme de résistances photoélectriques et montées dans un boîtier commun 58 avec une lampe 57. La lampe
57 est alimentée par une tension proportionnelle au nombre de
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tours de l'échantillon. Les roseaux R-C 53, 55 et 54, 56 sont accordés de telle sorte que pour le nombre de tours nominal de l'échantillon, il existe entre l'entrée 60 et la sortie 61 une chute de tension d'environ 20 à 30%.
Lorsque change le nombre de tours, l'intensité lumineuse de la lampe 57 augmente de sorte que les valeurs des résistances 53 et 54 diminuent.
Par un dimensionnement judicieux du courant de la lampe et des valeurs des résistances photoélectriques, il est ainsi possi- ble, pour une gamme des nombres de tours de 1 à 3, de mainte- nir l'affaiblissement de tension à la sortie 61 constante par rapport à la tension à l'entrée 60 et le déphasage do la tension entre l'entrée et la sortie indépendant du nombre de tours à réaliser. A la sortie 61 des réseaux intégrateurs, la tension est-traitée comme dans le circuit représenté sur la figure 1.
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Balancing machine.
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The present invention relates to a balancing machine in which an AC input voltage corresponding to the oscillations of the unbalance is multiplied with a comparison voltage whose frequency represents the number of revolutions. of the sample or is chopped at the frequency of the number of turns so that the mixing voltage thus obtained can be used for the determination of the imbalance.
Cn are known balancing machines in which the oscillations of the bearings produced by a rotating sample are converted into an alternating voltage by means of an electromechanical converter. The alternating voltages obtained cnt a fundamental oscillation whose frequency represents the number of revolutions of the sample. From the amplitude of the fundamental oscillation we can deduce the value of the unbalance 'and from the phase deduce the angular position
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Harmonics and parasitic oscillations are superimposed on the fundamental oscillation, the latter generally being related to the small and inevitable irregularities of the ball bearings of the machine or to the effects of friction in the prism bearings. The parasitic oscillations are then most of the time located above the frequency corresponding to the number of revolutions of the sample.
It is also known to multiply the input alternating voltage with a comparison voltage whose frequency represents the number of turns of the sample. A special case of such a multiplication is also realized
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when rectifiers are provided controlled by square tennione. The frequency of the square voltages represents the number of turns of the sample. In this hatching process, there is always one part, for example an 1800 span of a period of the input AC voltage, which is transmitted and the other part weakened. The pulsed DC voltages thus obtained are measured on small instruments or stored in capacitors.
By known arrangements, it is possible to obtain, from the stored voltages, the indications of imbalance in magnitude and direction or to break them down into components or to order independent processing or marking machines. which eliminate the imbalance or mark the position of the imbalance.
In particular, when the unbalances are very small and when high precision is desired, the parasitic oscillations can reach high values compared to the fundamental oscillation reduced to the unbalance.
Balancing machines are also known in which the parasitic oscillations are filtered from the amplified input AC voltage and in which only the fundamental oscillation representing the frequency corresponding to the number of revolutions of the sample is used. There can then be two actual faults which mow down the measurement result without the machine operator noticing. In particular, for smaller unbalances, the parasitic oscillations may have a greater influence on the input AC voltage than the fundamental oscillation.
If the machine is then adjusted according to the precision necessary for the determination of the imbalance, the parasitic oscillations can over-modulate the amplifier preceding the filter without appearing there. Overmodulation has the effect of affecting the on-;
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fundamental distortion and consequently distort the measurement result.
Since the filters are tuned to the fundamental frequency and therefore only allow this to pass, it follows the big drawback that a slight mismatch with respect to the resonance results in a large phase shift between the input voltage. and the output voltage of the filter. Such a phase shift distorts the angular indication of the unbalance. It therefore follows that the filter is out of tune due to temperature variations or that the nominal number of revolutions is not maintained at its exact value,
The object of the invention is therefore to eliminate the influence of parasitic oscillations on the measurement result, without however having to take account of the problems of critical tuning of the filter or of a false indication of the position. angular unbalance.
In particular, it is also necessary to prevent the measurement results from being distorted by over-modulation of the amplifier by the interference frequencies.
According to the invention, the balancing machine has a low-pass filter which receives the input AC voltage before it is mixed and which is tuned in aorta to allow the order 2 harmonic of the voltage to pass. input but to block the harmonic of order 3. In particular, provision is made to connect the low-pass filter before the amplifier and before the multiplication device.
The breakdown-low filter automatically controlled by modifying the number of balancing revolutions. The phase shift between the output voltage and the input voltage of the filter no longer plays any role since the phase shift is independent of the number of turns that, during the calibration of the device, it can therefore be taken into consideration.
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The invention will appear more clearly on reading the following description of two embodiments illustrated by the accompanying drawings in which t
Figure 1 is a diagram of a first embodiment; Figure 2 is a diagram of a second embodiment; Figure 3 is a voltage diagram.
An input alternating voltage is supplied by an electromechanical converter 1. This can for example be a voice coil device in which a part of the voice coil, for example the housing, is connected to the frame of the balancing machine while that a probe which influences the coil, detects the oscillations of the bearings of the machine. According to the diagram of figure 1, this alternating voltage is applied to a low-pass filter constituted by the resistor 2, the inductance 3 and the capacitor 4. These elements are dimensioned so that for the smallest number of turns to take into account, the representative frequency fundamental wave appears at connection point 5.
The filter can also pass the harmonic of order 2, ie the frequency wave twice the fundamental frequency, because this harmonic will be eliminated automatically during the subsequent multiplication. But all voltage components which according to a Fourierp series analysis correspond to a frequency equal to the order harmonic / of the fundamental frequency and all superimposed components are blocked.
A transistor 6 is connected to the capacitor 4. The capacitor is thus connected to ground only when the base of the transistor 6 is negative.
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A generator 7 supplies a voltage at a frequency of a few kilohertz and having the shape of the wave 10 in FIG. 3. This voltage is applied to a Schmitt flip-flop 8 which is controlled by a direct current dynamo 9, which provides a voltage proportional to the number of revolutions of the machine.
The tilt level is shifted as a direct result of the number of turns. For very small numbers of turns, the voltage applied to the flip-flop is almost zero and the tipping threshold is located in accordance with line 12 in Figure 3. At the output of the flip-flop then appears a signal which appears according to wave 14 in Figure 3.
As a result, transistor 6 is almost constantly conducting. The oondensator 4 is then at ground and intervenes with its total capacity. For higher numbers of turns, the voltage increases and the tipping threshold rises to a level represented by line 13 in FIG. 3. Transistor 6 then receives a voltage having the shape of. wave 15 (Figure 3) so that it conducts only for a short time of each period of the high frequency signal supplied by generator 7.
The capacitor 4 only intervenes for a fraction of its capacity. The tuning frequency of the low-pass filter formed by elements 2, 3 and 4 is shifted considerably upwards. By proper sizing, it is possible that for a range of the numbers of turns from 1 to 3, the tuning frequency of the low-pass filter will precisely follow the voltage of the dynamo 9 so that the tuning frequency follows. always variations in the number of turns.
The voltage obtained at the output of the low-pass filter, which has eliminated harmful harmonics, is applied to
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a sensitivity adjustment device 16, consisting for example of a potentiometer, the cursor of which is connected to the control grid of a pentode 17 ′ This is mounted as a common cathode, with resistors 18, 19 and 20 and the capacitors 21 and 22 suitably sized. The cathode circuit further contains a potentiometer 23.
The filtered and amplified input voltage is then applied to the control gate of a second pentode 25 via a blocking capacitor 24. This control gate is connected to earth by a resistor 26. The pentode 25 also serves as an amplifier and is mounted as a common cathode. The amplified voltage obtained on the anode of the pentode 25 is derived at a branch point 27 and brought to the cursor of the potentiometer 23 by a capacitor 28 and a resistor 29 in series so that the feedback rate applied to the pentodes 17 and 25 can be adjusted by adjusting the potentiometer 23.
The amplified AC voltage available at point 27 is applied to a switching device through capacitors 31 and 32. In this device, the AC voltage is chopped by a train of rectangular pulses that is, it is multiplied by 0 and by +1 and -1. The resistors 33 and 34 serve to stabilize the amplified voltage. On these resistors thus appears the amplified alternating voltage and free from harmonics of order 2.
This voltage is applied to the anodes of the tubes 37 and 38 and to the cathodes of the tubes 39 and 40 respectively via the high resistances 35 and 36. The values of the latter resistances being large compared to the internal resistances of the tubes. 37, 38, 39 and 40, the voltage across these resistors 35 and 36 is canceled out when one of the tubes 37, 38,
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39 and 40 is conductive, that is to say allows an anode current to pass. When the tubes are conductive, the alternating voltage is transmitted to the switches 43 and 44 through the resistors 41 and 42. When the contacts 43 and 44 are closed, the capacitors 45 and 46 charge and form with the resistors 41 and 42 respectively integrator circuits.
Tubes 37, 39 and 38, 40 are now driven through resistors 47, 49 and 48,50 respectively.
It is through these resistors that the rectangular pulse trains which are received at terminals 51 and 52 are applied to the respective control gates. The pulse ratio of the rectangular pulse train is 1: 1. The repetition frequency represents the frequency of rotation of the shaft carrying the sample.
The pulses of the second train, however, are 90 times out of phase with the pulses of the first train of pulses.
The voltages stored in the capacitors 45 and 46 can then be used to determine the angular position and the value of the unbalance or the value of the components of the weight as described in German Patent No.
1,108,475.
In the embodiment illustrated in FIG. 2, the AC input voltage ce applied to two integrator networks in series constituted by resistors 53 and 54 and capacitors 55 and 56. Resistors 53 and 54 are made in the form of resistors photoelectric and mounted in a common housing 58 with a lamp 57. The lamp
57 is supplied by a voltage proportional to the number of
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sample rounds. The R-C reeds 53, 55 and 54, 56 are tuned such that for the nominal number of turns of the sample, there is between input 60 and output 61 a voltage drop of about 20 to 30%.
As the number of turns changes, the light intensity of the lamp 57 increases so that the values of resistors 53 and 54 decrease.
By judicious sizing of the lamp current and the values of the photoelectric resistors, it is thus possible, for a range of the numbers of turns from 1 to 3, to keep the voltage drop at the output 61 constant by relative to the voltage at the input 60 and the phase shift of the voltage between the input and the output independent of the number of turns to be achieved. At the output 61 of the integrator networks, the voltage is processed as in the circuit shown in FIG. 1.