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Circuit transformateur d'impédance et utilisation de ce circuit L'utilisation, par l'industrie ou la recherche scientifique, à des fins de métrologie ou de contrôle automatique, de détecteurs à haute impédance ou résistance interne (généralement comprise entre quelques mégohms et au-delà du kilomégohm) a donné lieu, au cours de ces dernières années, à l'apparition d'un nombre considérable de procédés et d'appareils, généralement électroniques, destinés à répondre aux spécifications des chercheurs ou des techniciens de la mesure ou de l'automation.
De tels détecteurs sont représentés par les capteurs piézoélectriques de vibrations, les chambres d'ionisation, les cellules photoélectriques d'étalonnage, les électrodes de pH et rH, les spectromètres de masse, etc..., etc... et sont associés presque toujours à des amplificateurs ou transformateurs d'impédance à tubes. thermoïoniques.
On constate uniformément qu'aux faibles niveaux électriques (de l'ordre de 10-1 à 10-3 volt), les critères de stabilité et de reproductivité des mesures ou des impulsions de contrôle, dans le temps, n'ont jamais été satisfaits par aucun des appareils proposés et particulièrement ceux dans lesquels sont incorporés des amplificateurs à tubes à vide.
En général, l'origine de la plupart des instabilités, dérives, non-linéarités et autres anomalies fonctionnelles des appareils envisagés se trouve dans le premier tube électronique de la chaîne de mesure ou de contrôle.
Ce tube est soit un tube électromètre électronique à plusieurs électrodes conçu et réalisé tout spécialement pour des mesures aux bornes de circuits à haute ou très haute impédance ou résistance interne, soit une valve électronique courante choisie plus spécialement pour ses conditions d'isolement électrique et ses paramètres particuliers de fonctionnement aux très faibles tensions anodiques.
Quoiqu'il existe des tubes électromètres ou autres susceptibles de fournir un gain dynamique ou en tension très appréciable ; la fonction essentielle de ces électromètres thermoïoniques est, en général, celle de transformateur d'impédance.
Par transformateur d'impédance électronique, il faut entendre un montage de tubes à vide ou de dispositifs analogues et les circuits associés qui sont réalisés, dans leur ensemble, de façon telle que les variations de tension apparaissant aux bornes d'un circuit à très haute impédance ou résistance interne et appliquées à l'électrode de commande du tube ou dispositif transformateur se retrouvent soit dans le circuit anodique, soit dans le circuit cathodique, avec un gain de tension généralement très faible, aux bornes d'une basse impédance.
La transformation d'impédance est absolument indispensable à l'attaque d'amplificateurs de mesure, d'appareils indicateurs ou enregistreurs et de relais de contrôle automatique qui seraient inopérants s'ils étaient appliqués directement à des circuits- à haute impédance.
Les tubes intervenant directement ou indirectement dans les transformateurs d'impédance sont sujets aux phénomènes de vieillissement et à des claquages, en particulier de l'élément chauffant, claquages absolument imprévisibles, nécessitant une surveillance constante par un personnel spécialisé, et ceci rend ces instruments absolument inaptes à un service continu là où aucune défaillance ne peut être tolérée.
La complexité, le poids et le volume ainsi que les besoins en énergie électrique d'alimentation ren-
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dent les appareils connus difficilement portables et impliquent généralement des frais d'installation considérables.
L'objet de l'invention est un circuit de transformation d'impédance dépourvu des inconvénients susmentionnés.
L'invention vise aussi une utilisation de ce circuit transformateur d'impédance.
Le circuit suivant l'invention comprend, monté entre des bornes d'entrée à relier à une source de signaux à impédance élevée, et des bornes de sortie à relier à un appareil d'utilisation, au moins un circuit oscillant dont la fréquence d'accord est modifiée par les signaux d'entrée et dont au moins un élément capacitif est constitué par une diode à jonction semi-conductrice à très haute résistance lorsqu'une tension électrique lui est appliquée dans le sens inverse et dont la capacité électrostatique est rendue variable par l'application à ses bornes d'une tension électrique placée sous la dépendance des
signaux d'entrée ; il est caractérisé en ce qu'il comprend, associée au circuit oscillant de manière à influencer la variation de tension aux bornes de la diode citée en premier lieu, une deuxième diode reliée, d'une part, au circuit oscillant, et ceci par une résistance et par une source de tension de polarisation et, d'autre part, aux bornes d'entrée, cette résistance et cette source étant choisie de façon que les variations de la tension auxdites bornes d'entrée modifient brusquement la conductivité de ladite deuxième diode.
Le dessin-ci-annexé représente, à titre d'exemple, diverses formes d'exécution du circuit selon l'invention, certaines de celles-ci constituant des variantes des autres.
La fig. 1 est un schéma d'un circuit amplificateur diélectrique classique ; la fig. 2 est une courbe destinée à éclairer le fonctionnement de cet appareil ; la fig. 3 est un schéma de la première desdites formes d'exécution ; la fig. 4 est une variante du schéma de la fig. 3, utilisant un montage symétrique de certains éléments .- la fig. 5 est un diagramme relatif à deux types de diodes ; la fig. 6 est le schéma d'un circuit comprenant un dispositif de compensation ;
la fig. 7 est un schéma d'une autre forme d'exécution qui est utilisée pour exciter un relais, et qui comprend un oscillateur incorporé; la fig. 8 est le schéma d'un dispositif de mesure d'une fréquence incorporant une forme d'exécution de l'objet de l'invention ; la fig. 9 est le schéma d'une autre forme d'exécution utilisée pour commander un relais et comprenant des amplificateurs incorporés ; les fig. 10a, 10b, 10c sont des schémas de circuits utilisables dans la fig. 9 ;
la fig. 11 est un diagramme illustrant le fonctionnement du dispositif de la fig. 9 ; la fig. 12 est un schéma d'un autre exemple de montage symétrique ; la fig. 13 est un autre exemple d'appareil simplifié commandant un relais ; les. fig. 14c et 14b constituent le schéma d'un appareil de mesure de tensions faibles utilisant le montage symétrique de la fig. 12, les fig. 14a et 14b étant associées.
Pour avoir une bonne compréhension de ce qui suit, il est utile de rappeler le mode de fonctionnement d'un amplificateur diélectrique, utilisé pour la mesure de faibles tensions émanant d'une source de tension à très haute résistance interne.
On utilisera ci-après le terme de capacitron pour désigner une diode semi-conductrice dont il est possible de faire varier la capacité électrostatique par application à ses bornes d'une différence de potentiel ou d'une tension électrique d'amplitude et de polarité convenablement choisies. Un capacitron comprend une jonction, par exemple une jonction p-n, dans laquelle la densité des porteurs de charge est réduite pratiquement à zéro lorsqu'une tension électrique lui est appliquée dans le sens inverse.
Lorsque la tension appliquée croit, la région de densité nulle en porteurs de charge s'élargit. En effet, l'application d'une tension croissante sépare progressivement les surfaces conductrices, et partant, fait décroitre la capacité électrostatique. La surface des armatures du condensateur formé par la jonction elle-même n'est pas altérée; de même la nature du diélectrique n'est pas modifiée mais l'épaisseur de celui-ci varie avec la tension appliquée aux bornes du capacitron .
Dans des limites comprises entre approximativement 0,1 à 100 volts, la relation existant entre la capacité apparente exprimée en micro-micro farads et la tension appliquée exprimée en volts est donnée pratiquement pour le capacitron au silicium par la relation
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On rappellera maintenant le fonctionnement de l'amplificateur diélectrique schématisé par la fig. 1.
Dans ce circuit, un capacitron C,. est polarisé par une batterie Bl, à une tension fixe Vo ; L, est une bobine d'arrêt à haute fréquence tandis que C" forme avec le condensateur C,, et la bobine de self-induction Ll, un circuit oscillant parallèle.
L1 est lâchement couplée à L\ et la diode redres- seuse Dl débite dans un filtre en n constitué par la bobine de self induction Lt et les condensateurs CI, et Ci@ .
Le filtre ainsi constitué débite à son tour dans une résistance de charge R, en parallèle de laquelle se trouve disposé un voltmètre à forte résistance interne V.
On supposera d'abord qu'on court-circuite les bornes d'entrée A et B de l'ensemble du circuit et qu'on connecte les bornes C-D de L, à un générateur de tension à haute fréquence.
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L'index de V accuse une élongation qui passe par un maximum à la fréquence de résonance de l'ensemble Ll, C," C, comme on le voit sur la courbe de la fig. 2, où l'on a porté en abscisses les fréquences et en ordonnées les tensions lues sur le voltmètre V.
On supposera que le générateur est réglé sur une fréquence telle que pour une tension fixe Vo de Bl on observe une indication To sur V. En introduisant entre A et B une source de tension variable, on pourra ajouter ou soustraire de V" des accroissements de force électromotrice tels que si l'on passe de Vo à VI et de V, à V.,, on obtienne des indications respectives Tl et T., de V.
Considérant que Tl et T= représentent des tensions électriques aux bornes de R,. et que Vl et V:, sont des accroissements de tensions appliqués entre A et B, on a sensiblement
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pour autant que l'on reste dans les régions des flancs de la courbe de résonance de L, , C,., Ct..
Un tel circuit fournit donc une amplification en tension dont la valeur absolue est liée à la fois à la variation de capacité de C,. pour un accroissement de tension déterminé et à la pente de la région linéaire de la courbe de résonance du circuit oscillant utilisé.
Pratiquement, et dans les meilleures conditions actuelles, il est possible de réaliser, grâce au circuit ci-dessus, des gains en tension de l'ordre de 40 décibels.
Toutefois, dans la transformation d'impédance, ce n'est pas tellement le gain de tension qui est recherché mais surtout une résistance d'entrée et un gain en intensité aussi élevés que possible.
Si maintenant, toutes conditions physiques et les circuits restant constants, on coupe la connexion électrique entre P et Q de la fig. 1 et si on y introduit des valeurs croissantes de résistance, on constate que 1. Pour .les mêmes accroissements de tensions appliqués entre A et B, les élongations de l'index de V deviennent d'autant plus petites que la valeur ohmique de la résistance insérée est plus grande. Partant, la tension appliquée aux bornes de Cz, devient, dans ces conditions, de plus en plus petite. Ce phénomène est dû en premier lieu aux pertes dans les isolants de support ; 2.
Le capacitron lui-même ne présente pas une résistance interne infinie et partant prélève de l'énergie à la source, en altérant considérablement la différence de potentiel existant à ses bornes en particulier lorsque cette même source présente une résistance interne considérable ; 3. Le capacitron étant essentiellement un élément capacitif, lorsqu'on veut l'associer à une source à haute résistance interne, sa présence même introduit une constante de temps dans la réponse transitoire de celle-ci ; 4.
Aux très faibles valeurs des différences de tension qui lui sont appliquées, l'incurvation du pied de la courbe de la diode est telle que ces mêmes signaux sont pratiquement inopérants et l'effet de variation de la capacité est difficilement décelable.
On considérera maintenant le schéma de la fig. 3 où l'on retrouve tous les éléments de la fig. 1 auxquels on a ajouté un microampèremètre M en série avec R, et la diode D:, en série avec la résistance R. ; dans la branche A du circuit d'entrée est disposée une résistance Rl et la batterie Bl est insérée en série avec C, L,., D_. et R,, entre les points X et Y.
B1 débite un très faible courant dans le sens de Y vers X par Ct. , L, D. et R,.
D., est une diode semi-conductrice présentant une valeur de résistance très élevée dans le sens inverse à celui de sa conduction normale et une valeur beaucoup plus faible dans le sens de sa conduction directe, c'est-à-dire dans le sens du point de jonction de Rl et L, vers X, pour autant qu'aucune différence de potentiel autre que celle due au passage du courant débité par Bl n'existe à ses bornes.
Cette différence de potentiel est forcément très faible puisque Bl débite dans le sens de conduction de D., .
Étant donné les très faibles valeurs des résistances ohmiques de L, et de D., dans les conditions exposées, le courant débité par B sera déterminé principalement par l'ensemble série CL, et R, et, si R2 a une valeur ohmique très grande par rapport à C.", la valeur du courant dans le circuit sera principalement régie par R,.
Le passage du courant dans le circuit Y, C,,, L, D. et R, vers X détermine aux bornes de C, et de D, deux chutes de tension qui sont choisies de façon telle que C,, soit polarisée à une valeur bien déterminée fixant la grandeur de sa capacité électrostatique et que D., se trouve polarisée à un point de fonctionnement tel qu'une très faible variation du courant débité par Bl fasse croître ou décroître brutalement l'état de conduction de cette diode.
On appliquera maintenant entre A et B une différence de potentiel telle que A soit rendu négatif par rapport à B et on supposera L. alimentée par C et D comme précédemment exposé. En rendant A négatif par rapport à B, on rend l'anode N de D., négative par rapport à sa cathode K ; il en résulte que l'état de conductibilité de D, est fortement altéré et que le courant dans le circuit Y, C", L, D., R, X subit une diminution considérable.
La chute de tension aux bornes de Cv tend de plus en plus, en valeur absolue, vers zéro, d'où résulte une variation considérable de la fréquence d'accord
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de Ll, Ci , C, par suite de la variation de capacité impartie à C,, du fait de la variation de la chute de tension à ses bornes. Le courant redressé apparaissant en M subit une fluctuation considérable de même que la tension indiquée par V.
Le même résultat pourrait être obtenu en connectant Ri à la cathode de D_., et en rendant A positif par rapport à B.
Par un choix judicieux des valeurs de D.,, R., RI et C,,, il est possible d'introduire entre A et B des signaux de très faible amplitude (de l'ordre de quelques millivolts), issus de sources à très haute résistance interne (10l à 101= ohms) et d'observer en M des variations de courant accusant une amplification en intensité de l'ordre de 120 à 140 décibels.
Tout se passe comme si la diode D., , par suite des variations imparties à sa résistance interne, aux très faibles courants considérés, fournissait à C,, une différence de potentiel considérablement amplifiée du signal apparaissant entre A et B.
Puisque l'ensemble ne comporte aucun élément chauffant et que, sauf la batterie Bl, tous les autres éléments constitutifs du circuit décrit sont soit passifs, soit inusables, le transformateur d'impédance décrit est stable dans le temps et fournit des indications parfaitement reproductibles.
D'autre part, les courants débités par Bl étant de l'ordre du micro-ampère et moins, en prenant pour Bl un ou plusieurs éléments de pile au mercure, par exemple, un fonctionnement continu de plusieurs années consécutives peut être obtenu.
Quoique la sensibilité du circuit qui vient d'être décrit soit très grande et que l'amplification de courant obtenue soit considérable, il est possible de l'améliorer comme indiqué ci-dessous.
En fig. 4, le circuit oscillant est constitué par une bobine d'induction Ll semblable à celle Ll de la fig. 3 mais pourvue d'une prise médiane P, reliée en Y au positif de la batterie Bl ; son enroulement est shunté par deux diodes ci-après appelées jonctions semi-conductrices identiques C,.l et Cz. similaires à C, de la fig. 3, montées en opposition-série.
En l'absence de signal entre A et B, la batterie Bl débite un courant allant de Y vers X, en passant de P en J par le demi-enroulement supérieur (au dessin) de Ll et la jonction Cz.l et de P en J encore par l'autre demi-enroulement de Ll et la jonction C,...
Ces deux courants, de même intensité, se recombinent en J pour circuler ensuite au travers de L,., D_, et R,.
Si maintenant, un générateur extérieur alimente L.., qui est couplée inductivement à Ll de la fig. 4 et disposée symétriquement par rapport au point P, et si l'on applique entre A et B un signal. tel que A soit négatif par rapport à B, on altère la conductance de la diode M comme indiqué dans la description se rapportant à la fig. 3 mais, au lieu d'affecter le courant traversant une seule jonction C,, comme en fig. 3, cette altération de conductance affecte mainte- nant le courant traversant les deux jonctions C,l et C, ;
on obtient dès lors une variation relative de capacité aux bornes de Ll de la fig. 4 beaucoup plus importante que celle obtenue dans le circuit de la fig. 3. Si les points P et J sont parfaitement médians , la bobine L, devient inutile.
On voit encore à la fig. 4, couplé inductivement par L;, et capacitivement par C,, à L, , un discrimi- nateur de phase constitué par L.;, qui est en tous points identique à L, , par les jonctions semi-conductrices C,;;
et C,,l identiques à C,.1 ou C,..,, par les diodes redresseuses Dl et D'1, par les filtres Cil, Lil, Cf., et C'il, L'il, C'i@ identiques entre eux et dans leurs constituants, par les selfs d'arrêt haute fréquence L.l et L_; et finalement par les résistances de charge R;i et R',, pouvant être équilibrées par Rl. U1 et U, sont les bornes d'utilisation.
Pl est un curseur mobile sur R, ; il est relié en W en un point de la batterie Bl.
Toute variation d'accord impartie au circuit, de part et d'autre d'une fréquence initiale d'accord pour laquelle le circuit (Ll-CzI-C,._,) a été ajusté, se traduit par l'apparition, aux bornes U,, U, du réseau redresseur symétrique le chargeant, de courants qui, dans certaines limites, sont proportionnels au désaccord imparti et qui ont des polarités dépendant du signe affectant ce même désaccord.
Dans le cas de la fig. 4, la fréquence d'accord de Ll, C,.l et C,.,, est susceptible de varier en fonction d'un signal de polarité convenable appliqué entre A et B. L., C,3 et C,.; est ajusté à une fréquence telle qu'en l'absence de signal entre A et B, aucun courant ne circule entre U, et U.,.
Le courant qui circule entre Ul et U:, est, dans certaines limites, proportionnel au signal appliqué entre A et B et est toujours de même signe puisque la polarité négative de A par rapport à B doit toujours être respectée. Les courants circulant entre Ul et U, sont, dans les limites de proportionnalité, des versions très fortement amplifiées des courants circulant en RI.
Le circuit de la fig. 4 appelle encore une observation On utilise comme éléments redresseurs des diodes semi-conductrices qui présentent deux particularités indésirables mises en relief en fig. 5. Cette figure représente la courbe tension-courant de deux familles de diodes semi-conductrices.
Les régions A-B pour la famille des diodes au germanium et A'-B' pour la famille des diodes au silicium sont nettement incurvées, ce qui implique, dans ces régions des caractéristiques, une opération non linéaire du redressement ou de la démodulation.
Dans la région C-A pour le germanium et la région C-A' pour le silicium, c'est-à-dire pour des signaux d'amplitudes inférieures à 0,15 volt pour le germanium et 0,6 volt pour le silicium, il n'y a pas de redressement ou démodulation par ces diodes.
Pour obtenir un fonctionnement satisfaisant en redresseur ou démodulateur de ces éléments pour de
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faibles signaux d'attaque, il y a donc lieu de les polariser. Ce résultat est réalisé dans le montage comprenant d'une part les diodes Dl, D'1 qui sont polarisées par une même source et qui sont identiques, d'autre part, les résistances R3, R'3, R4 ainsi que le curseur Pl sur R4 et la prise W sur la-batterie Bl. Aucune compensation spéciale n'est nécessaire pour ramener les index de l'appareil de mesure au zéro en cas d'absence de tension à haute fréquence sur Ll, ce qui n'est pas le cas dans d'autres montages.
On remarquera que la polarisation de l'élément redresseur pourrait être obtenue dans le circuit de la fig. 3, comme indiqué en fig. 6.
Au lieu de retourner la connexion de sortie des appareils de mesure M et V directement au pôle positif de B1, celle-ci serait retournée à une prise effectuée sur B1, au point W qui est le siège d'une tension de l'ordre de - 1,5 volt par rapport à Y, par exemple.
Mais, dans ces conditions, même en l'absence de H.F. en Ll, le circuit de mesure est le siège d'un courant débité par la section X-W de B1 et les index des appareils M et V accusent la présence de ce courant et fournissent donc une indication indésirable.
Pour ramener les index au zéro en l'absence de H.F. en Ll, il y a lieu de prévoir un circuit de compensation comprenant la source S débitant un courant de sens opposé à celui traversant initialement M et V ainsi qu'une résistance ajustable R,, et une diode D;3 identique à Dl.
En agissant sur la valeur ohmique de R,, il est possible de ramener les index de M et de V au zéro. La présence de la diode D; est justifiée par la nécessité de donner au circuit de compensation un coefficient de température aussi semblable que possible à celui du circuit dans lequel la compensation est opérée.
Quoique satisfaisant pour des mesures ou contrôles à faible durée dans. le temps, les méthodes de compensation du genre de celle qui vient d'être exposée ne sont pas sans critiques.
On observe, en effet, des phénomènes de dérive dus en particulier à l'inidentité électrique des circuits, aux coefficients de température des sources de compensation, etc., etc., qui font que de fréquentes retouches du réglage de R" sont nécessaires. Rien de ceci n'existe dans le cas de la fig. 4.
En résumé, le circuit de la fig. 4 présente sur celui de la fig. 3, les avantages suivants 1. Pour un même signal appliqué aux bornes d'entrée A et B des deux circuits, le désaccord obtenu dans le circuit accordé de la fia. 4 est plus im- portant ; 2. Le montage des diodes de redressement dans un circuit diphasé permet de se passer d'un circuit extérieur de compensation et possède également une propriété compensatrice des effets de température sur les circuits de redressement. Dès lors, le circuit schématisé en fig. 4 est nettement plus sensible que celui de la fig. 3 et fournit des amplifications beaucoup plus importantes que ce dernier.
\ Il est possible de coupler à Ll de la fig. 4 plusieurs discriminateurs de phase similaires et de les prérégler de façon telle qu'ils. fournissent un signal à leurs bornes de sortie correspondant à une série de valeurs préassignées du signal appliqué entre A et B.
D'autres types de discriminateurs peuvent être employés en lieu et place de celui indiqué en fig. 4 à titre d'exemple. Les discriminateurs de fréquence du type Round-Travis et dérivés, les 'discriminateurs de phase du type Foster-Seelsy et dérivés, les détecteurs de rapport, etc., etc., peuvent être utilisés.
La fig. 7, qui montre un dispositif à oscillateur incorporé est identique au schéma de la fig. 4 en ce qui concerne le circuit Ll, C,1, C,:, et le discrimina- teur de phase qui lui est associé, sauf cependant que la batterie Bl et l'enroulement L2 ont disparu.
Le circuit oscillant Ll, C,1, C,2 est maintenant introduit dans le circuit du collecteur d'un transistor Trl alimenté à partir d'une source de tension stabilisée par R5 et par la diode de Zener Zl.
La polarisation de la base de Trl est obtenue par le diviseur R3 et R,l où R4 est une résistance à coefficient de température négatif découplée par C@. Dans le circuit d'émetteur de Trl est disposée une résistance élevée R6 destinée tout d'abord à augmenter l'impédance de sortie de Trl, impédance qui est branchée en parallèle sur L1, Cv1, C2,2 et à réduire ainsi l'amortissement causé par Trl sur ce circuit et, d'autre part,
à réduire la dérive thermique de Trl. La batterie B1 de la fig. 4 est remplacée par le potentiomètre P1 et la tension de polarisation des diodes du discriminateur de phase est prélevée sur la tension stabilisée par l'intermédiaire du potentiomètre P2. Un diviseur capacitif C1 et C2 assure la réaction HF et le transistor Trl oscille selon le montage bien connu de Colpitts sur une fréquence fondamentalement définie par les valeurs électriques de Ll, C,l et Cz@. L'appareil peut commander un relais (Rel).
Le circuit représenté par ce schéma est susceptible d'un fonctionnement satisfaisant dans une gamme de températures de - 10 à -h 600 C environ.
La charge appliquée entre U1 et U. peut être généralement quelconque et être soit un relais, un amplificateur supplémentaire, un dispositif d'alarme, un appareil de mesure ou un enregistreur, etc., etc., sans limitation d'aucune sorte.
Le transistor Trl de la fig. 7 peut être remplacé par n'importe quel système d'entretien des oscillations en Ll, C,.,, C,,.,, soit par un transistor à double base, par un transistor à effet de champ, un tube électronique, un dispositif mécanique, etc., etc., sans aucune limitation.
Le circuit d'entretien peut être généralement quelconque, Clapp, Meissner, Hartley, Mesny, etc.,
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dans le cas de dispositifs d'entretien à tubes électroniques ou à semi-conducteurs.
Le mode de couplage entre le circuit détecteur des variations de fréquence et ce même circuit peut être généralement quelconque, soit inductif, capacitif, galvanique, électronique ou à semi-conducteur et ceci sans limitation. L'utilisation de chaînes amplifi- catrices intermédiaires entre le circuit oscillant et le détecteur est considéré comme élément ou circuit de couplage.
Le schéma de la fig. 8 représente le circuit d'un dispositif de mesure d'une fréquence susceptible de varier ; ce circuit est constitué d'un transformateur d'impédance à très haute sensibilité dans lequel on obtient pratiquement l'élimination des influences de température de la façon suivante Deux oscillateurs, similaires à celui de la fig. 7 et marqués I et II sont construits de façon à être aussi identiques que possible tant aux points de vue électrique que mécanique.
Chaque oscillateur attaque un étage séparateur comportant le transistor Tr2 et le transistor Tr4. En l'absence de signal entre A et B et A' et B', les deux oscillateurs sont ajustés rigoureusement sur une seule et même fréquence.
Les séparateurs Tr2 et Tr4 débitent à leur tour dans un mélangeur équilibré composé de deux transformateurs H.F. d'adaptation, Tl et T,, et de deux diodes de démodulation D",l et D",21 chargées par le transformateur T.; shunté par le condensateur C.
Les deux oscillateurs et séparateurs étant identiques et le démodulateur étant commun et symétrique, les variations simultanées de température affectant l'ensemble de ces circuits resteront sans effet et le courant aux bornes du primaire du transformateur T3 restera nul.
Si maintenant l'on applique entre A et B un signal de polarité convenable, A' et B' demeurant sans excitation, le mélangeur deviendra le siège de deux courants de fréquence 01 et 0., tels que si Il est la fréquence de l'oscillateur 1 et f.= la fréquence de l'oscillateur 2
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Du fait de la présence du condensateur C et de par la construction même de l'enroulement primaire de T; ;, la composante 0, qui est à basse fréquence et qui représente la variation de fréquence impartie à l'oscillateur 1, par suite de l'application d'un signal entre A et B, apparaît au secondaire de T3.
En passant par les diodes limitatrices D,,l et D",, le signal de fréquence, est transformé en une onde pratiquement rectangulaire qui est amplifiée par les transistors Tr5 et Tr6 et appliquée à la base du transistor Tr7. Celui-ci fonctionne comme un interrupteur commandé.
La tension de collecteur de Tr7 varie en effet entre deux extrêmes qui sont la tension de seuil du collecteur proprement dit (environ 0,3 volt) et la ten- sion stabilisée d'alimentation, apparaissant aux bornes de la diode de Zener Z moins la faible chute de tension aux bornes de la résistance de charge disposée en série avec le collecteur de Tr7.
Les variations de tension du collecteur de Tr7 sont appliquées, par un sélecteur S, , à un condensateur convenablement dimensionné.
Si le courant de charge ou de décharge de ce condensateur est mesuré par un système intégrateur, en l'occurrence un micro-ampèremètre monté entre Ul et U, on obtient des élongations de l'index de cet appareil qui sont directement proportionnelles à la fréquence pour autant que la constante de temps de charge du condensateur soit suffisamment petite.
Ce fréquencemètre à transistors est très largement indépendant de la température, étant donné que la tension de seuil du collecteur de Tr7 qui pourrait perturber les mesures est peu affectée par la température.
On peut évidemment connecter entre Ul et U., n'importe quelle charge convenablement adaptée telle qu'un relais, un enregistreur ou un dispositif d'alarme.
L'ensemble du circuit décrit peut être également réalisé au moyen de tubes électroniques.
On considérera maintenant le circuit schématisé à la fig. 9 dans lequel Trl est un transistor oscillateur selon le schéma de la fig. 7 ; Tr2 est un transistor amplificateur-séparateur H.F.
Dl est la diode de détection ; Tri et Tr4 sont deux transistors amplificateurs à courant continu stabilisés en température.
Dans le circuit collecteur de Tr4 sont montés, en série, un relais Rel et un milliampèremètre M. On suppose d'abord qu'aucun signal n'est appliqué entre A et B et que le circuit oscillant de Trl est accordé sur une fréquence F,-', (voir fig. 11) où F, est la fréquence de résonance du circuit oscillant inséré dans le collecteur de Tr2.
Si maintenant l'on introduit entre A et B une source de tension d'amplitude progressivement variable, si l'on observe les élongations de l'index de M et si l'on construit le diagramme des intensités lues en M en fonction du signal appliqué entre A et B, on obtient une courbe A (fig. 11).
Lorsque le signal appliqué atteint une valeur correspondant au point P de cette courbe, le relais Rel se ferme jusqu'au moment où le signal, dont on continue à faire croître l'amplitude, atteigne une valeur correspondant au point O sur la même courbe, puis s'ouvre à nouveau.
Le fonctionnement du relais est donc sélectif en fonction de l'amplitude de la tension d'excitation du circuit.
Si maintenant l'on introduit comme élément de couplage entre Trl et Tr2, un des réseaux représentés à la fig. 10a, 10b ou 10c, la courbe de résonance de l'ensemble se resserre par suite de l'accroissement de sélectivité impartie au circuit.
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Par l'utilisation d'un transformateur doublement accordé comme liaison entre Trl et Tr2, on obtient un accroissement de la réponse sélective du relais Rel , accroissement résultant de l'effet de filtre de bande. Cet effet est représenté par la courbe B de la fig. 11.
La mise en oeuvre d'un multiplicateur de surtension (Q multiplier) schématisé en fig. 10b, fournit une sélectivité encore accrue et réglable par la résistance ajustable R,.
Le gain en sélectivité obtenu par un tel circuit est indiqué par la courbe C de la fi-. 11.
Finalement, le filtre à cristaux piézoélectriques X, et X., de la fig. 10c permet l'obtention d'une réponse sélective de Rel comme indiqué par la courbe D de la fig. 11.
L'examen des quatre diagrammes de réponse sélective de la fig. 11 montre, en outre, qu'en augmentant la sélectivité d'ensemble d'un réseau tel que celui de la fig. 9, on augmente la sensibilité du système.
En effet, si l'on considère un courant de repos fixé à 0,5 mA, par exemple, dans le circuit du collecteur de Tr4 et représenté par les points Z, , Z=, Zs et Z, sur chacune des courbes de la fig. 11. on observe que pour passer de Z1 à P, il faut une variation d'amplitude du signal appliqué de 4,3 mV à 9,5 mV soit 4,2 mV du signal d'entrée.
Entre Z2 et P,, il ne faut que 10,5 - 7,5 = 3 mV. Entre Z3 et P, il ne faut que 11- 9,6 = 1,4 mV. Entre Z-1 et Pï, il ne faut que 0,4 mV environ. Si donc on introduit entre C et D de la fi-. 9 une source ajustable de tension convenablement polarisée, le relais opérera 5> pour les variations indiquées pour autant que la source introduite entre C et D soit préalablement ajustée aux valeurs de tensions correspondant aux points Zl, Z., Z,, et Z-1.
Si l'on considère, d'autre part, que la résistance R,. en série dans l'émetteur de Trl peut être rendue variable, alors en agissant sur R,., il est possible de commander l'amortissement plus ou moins grand du circuit oscillant en série dans le collecteur de Trl et partant d'aplatir en plus ou en moins , la courbe de résonance du circuit oscillateur, ce qui fournit une possibilité complémentaire de réglage de la courbe de réponse de l'ensemble.
On donnera ci-après à titre indicatif : trois exemples d'appareil constituant d'autres formes d'exécution de l'objet de l'invention.
Le circuit de la fig. 12 est une variante de montage symétrique dans lequel deux circuits oscillants à capacitrons, C,, et C'Z, sensibilisés par les diodes D; et D',, sont montés en opposition. La source B, fournissant la tension de polarisation est montée entre une borne commune aux deux résistances R,), R'2 disposées en série avec les diodes D. et D'2 à conductivité variable, et une borne commune aux deux éléments inductifs des circuits oscillants excités par un oscillateur commun. Les bornes de sortie sont M, M', P.
Dans le schéma de la fig. 13, le transformateur d'impédance actionne un relais.
Un premier transistor Trl est monté en oscillateur Colpitts et fournit à L> la tension haute fréquence requise pour le fonctionnement correct du circuit ; à la sortie du transformateur d'impédance sont disposés deux transistors Tr2, Tri destinés à augmenter la sensibilité de ce transformateur d'impédance et à fournir la puissance nécessaire à l'ac- tionnement du relais Rel.
Un potentiomètre Pot, permet de régler la polarisation de Tr2 de façon telle qu'en l'absence de signal entre A et B, aucun courant ne circule dans le circuit du collecteur de Tri.
La sensibilité de l'ensemble est réglable au moyen de la résistance ajustable Raj insérée entre le collecteur de Tr2 et la base de Tri.
Les transistors sont alimentés par une source de tension commune, B,, , stabilisée par deux diodes de Zener montées en cascade.
Le schéma de la fig. 14 est la mise en application du circuit schématisé en fig. 12 mais dans lequel l'alimentation en haute fréquence est assurée au départ d'un oscillateur à transistor TrI stabilisé en fréquence par un cristal de quartz Q.
Un second transistor Tr2 sert d'étage séparateur et fournit la puissance requise aux enroulements de couplage L2 et L'., ; un amplificateur à deux étages travaillant en opposition Tri -i- Tr5 et Tr4 -f- Tr6 fournit le gain complémentaire pour l'actionnement de l'indicateur V et du relais Rg.
L'ensemble est alimenté par deux sources Ba et Ba, de tensions respectivement stabilisées par des diodes de Zener Z, -f- Zz et Zy -I- Z4.
Pour terminer, il y a lieu de préciser la nature des éléments et circuits qui, branchés aux bornes d'entrée A et B des réseaux décrits; ci-dessus sont susceptibles de les faire fonctionner.
En fait, n'importe quel détecteur ou source, généralement quelconque branché entre A et B et capable de fournir une tension minimum de l'ordre du millivolt et ne présentant pas une résistance interne supérieure à 101s ohms est utilisable.
On peut citer à titre d'exemple non limitatif, les chambres d'ionisation, compteurs Geiger-M'ûller, photomultiplicateurs et tous tubes à vide, électrodes de mesure du pH, du rH ou de la conductivité, les cellules photoélectriques de tous types, les capteurs piézoélectriques, etc.
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Impedance transformer circuit and use of this circuit The use, by industry or scientific research, for metrology or automatic control purposes, of detectors with high impedance or internal resistance (generally between a few megohms and beyond the kilomégohm) has given rise, in recent years, to the appearance of a considerable number of processes and devices, generally electronic, intended to meet the specifications of researchers or measurement technicians or 'automation.
Such detectors are represented by piezoelectric vibration sensors, ionization chambers, calibration photocells, pH and rH electrodes, mass spectrometers, etc ..., etc ... and are almost associated always to tube amplifiers or impedance transformers. thermionics.
It is uniformly observed that at low electrical levels (of the order of 10-1 to 10-3 volts), the criteria of stability and reproducibility of measurements or control pulses, over time, have never been satisfied. by any of the proposed devices and particularly those in which vacuum tube amplifiers are incorporated.
In general, the origin of most of the instabilities, drifts, non-linearities and other functional anomalies of the considered devices is found in the first electron tube of the measurement or control chain.
This tube is either an electronic electrometer tube with several electrodes designed and produced especially for measurements at the terminals of circuits with high or very high impedance or internal resistance, or a common electronic valve chosen more specifically for its electrical isolation conditions and its particular operating parameters at very low anode voltages.
Although there are electrometer or other tubes capable of providing a very appreciable dynamic or voltage gain; the essential function of these thermionic electrometers is, in general, that of impedance transformer.
By electronic impedance transformer is meant an assembly of vacuum tubes or similar devices and the associated circuits which are produced, as a whole, in such a way that the voltage variations appearing at the terminals of a very high circuit. impedance or internal resistance and applied to the control electrode of the tube or transformer device are found either in the anode circuit or in the cathode circuit, with a generally very low voltage gain, across a low impedance.
Impedance transformation is absolutely essential for attacking measurement amplifiers, indicating or recording devices and automatic control relays which would be inoperative if they were applied directly to high impedance circuits.
The tubes intervening directly or indirectly in the impedance transformers are subject to aging phenomena and breakdowns, in particular of the heating element, absolutely unpredictable breakdowns, requiring constant monitoring by specialized personnel, and this makes these instruments absolutely unsuitable for continuous service where failure can not be tolerated.
The complexity, weight and volume as well as the electrical power supply requirements
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dent known devices which are difficult to carry and generally involve considerable installation costs.
The object of the invention is an impedance transformation circuit free from the aforementioned drawbacks.
The invention also relates to a use of this impedance transformer circuit.
The circuit according to the invention comprises, mounted between input terminals to be connected to a source of high impedance signals, and output terminals to be connected to a user device, at least one oscillating circuit whose frequency of tuning is modified by the input signals and of which at least one capacitive element is formed by a very high resistance semiconductor junction diode when an electric voltage is applied to it in the opposite direction and whose electrostatic capacity is made variable by the application to its terminals of an electric voltage placed under the dependence of
input signals; it is characterized in that it comprises, associated with the oscillating circuit so as to influence the variation in voltage at the terminals of the diode mentioned first, a second diode connected, on the one hand, to the oscillating circuit, and this by a resistance and by a source of bias voltage and, on the other hand, at the input terminals, this resistance and this source being chosen so that the variations in the voltage at said input terminals abruptly modify the conductivity of said second diode .
The accompanying drawing represents, by way of example, various embodiments of the circuit according to the invention, some of these constituting variants of the others.
Fig. 1 is a diagram of a conventional dielectric amplifier circuit; fig. 2 is a curve intended to shed light on the operation of this device; fig. 3 is a diagram of the first of said embodiments; fig. 4 is a variant of the diagram of FIG. 3, using a symmetrical assembly of certain elements .- fig. 5 is a diagram relating to two types of diodes; fig. 6 is the diagram of a circuit comprising a compensation device;
fig. 7 is a diagram of another embodiment which is used to energize a relay, and which includes a built-in oscillator; fig. 8 is the diagram of a device for measuring a frequency incorporating an embodiment of the object of the invention; fig. 9 is the diagram of another embodiment used to control a relay and comprising built-in amplifiers; figs. 10a, 10b, 10c are circuit diagrams usable in fig. 9;
fig. 11 is a diagram illustrating the operation of the device of FIG. 9; fig. 12 is a diagram of another example of a symmetrical assembly; fig. 13 is another example of a simplified apparatus controlling a relay; the. fig. 14c and 14b constitute the diagram of an apparatus for measuring low voltages using the symmetrical assembly of FIG. 12, fig. 14a and 14b being associated.
To have a good understanding of what follows, it is useful to recall the operating mode of a dielectric amplifier, used for the measurement of low voltages emanating from a voltage source with very high internal resistance.
The term capacitron will be used hereafter to denote a semiconductor diode whose electrostatic capacity can be varied by applying to its terminals a potential difference or an electric voltage of suitable amplitude and polarity. chosen. A capacitron comprises a junction, for example a p-n junction, in which the density of the charge carriers is reduced to practically zero when an electrical voltage is applied to it in the reverse direction.
As the applied voltage increases, the region of zero density of charge carriers widens. Indeed, the application of an increasing voltage progressively separates the conductive surfaces, and hence decreases the electrostatic capacity. The surface of the reinforcements of the capacitor formed by the junction itself is not altered; likewise, the nature of the dielectric is not modified but the thickness of the latter varies with the voltage applied to the terminals of the capacitron.
Within limits between approximately 0.1 to 100 volts, the relation existing between the apparent capacitance expressed in micro-micro farads and the applied voltage expressed in volts is given practically for the silicon capacitron by the relation
EMI2.66
We will now recall the operation of the dielectric amplifier shown schematically in FIG. 1.
In this circuit, a capacitron C ,. is polarized by a battery B1, at a fixed voltage Vo; L, is a high frequency choke coil while C "forms with the capacitor C ,, and the self-induction coil L1, a parallel oscillating circuit.
L1 is loosely coupled to L \ and the rectifying diode D1 flows into an n filter formed by the induction coil Lt and the capacitors CI, and Ci @.
The filter thus formed discharges in turn into a load resistor R, in parallel with which is placed a voltmeter with high internal resistance V.
Assume first that we short-circuit the input terminals A and B of the entire circuit and that we connect the terminals C-D of L, to a high frequency voltage generator.
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The index of V shows an elongation which passes through a maximum at the resonant frequency of the set L1, C, "C, as can be seen on the curve of fig. 2, where we have plotted on the abscissa the frequencies and ordinates the voltages read on the voltmeter V.
It will be assumed that the generator is set to a frequency such that for a fixed voltage Vo de Bl we observe an indication To on V. By introducing between A and B a source of variable voltage, we can add or subtract from V "increases of electromotive force such that if we go from Vo to VI and from V to V. ,, we obtain respective indications Tl and T., of V.
Considering that Tl and T = represent electrical voltages across R i. and that Vl and V :, are increases in voltages applied between A and B, we have substantially
EMI3.15
as long as we stay in the flank regions of the resonance curve of L,, C,., Ct ..
Such a circuit therefore provides a voltage amplification, the absolute value of which is linked both to the variation in capacitance of C i. for a given voltage increase and the slope of the linear region of the resonance curve of the oscillating circuit used.
In practice, and under the best current conditions, it is possible to achieve, thanks to the above circuit, voltage gains of the order of 40 decibels.
However, in the transformation of impedance, it is not so much the voltage gain that is sought but above all an input resistance and a gain in intensity that are as high as possible.
If now, all physical conditions and the circuits remaining constant, we cut the electrical connection between P and Q in fig. 1 and if we introduce increasing values of resistance, we see that 1. For the same increases in voltages applied between A and B, the elongations of the index of V become all the smaller as the ohmic value of the resistance inserted is greater. Therefore, the voltage applied to the terminals of Cz, becomes, under these conditions, smaller and smaller. This phenomenon is primarily due to losses in the supporting insulators; 2.
The capacitron itself does not have an infinite internal resistance and therefore draws energy at the source, considerably altering the potential difference existing at its terminals, in particular when this same source presents a considerable internal resistance; 3. The capacitron being essentially a capacitive element, when one wants to associate it with a source with high internal resistance, its very presence introduces a time constant in the transient response of this one; 4.
At the very low values of the voltage differences which are applied to it, the curvature of the foot of the curve of the diode is such that these same signals are practically inoperative and the effect of varying the capacitance is difficult to detect.
We will now consider the diagram of FIG. 3 where we find all the elements of FIG. 1 to which we added a microammeter M in series with R, and the diode D :, in series with the resistor R.; in branch A of the input circuit is arranged a resistor Rl and the battery B1 is inserted in series with C, L,., D_. and R ,, between points X and Y.
B1 delivers a very weak current in the direction from Y to X through Ct., L, D. and R ,.
D., is a semiconductor diode having a very high resistance value in the opposite direction to that of its normal conduction and a much lower value in the direction of its direct conduction, that is to say in the direction from the junction point of Rl and L, to X, provided that no potential difference other than that due to the passage of the current delivered by Bl exists at its terminals.
This potential difference is necessarily very low since Bl flows in the direction of conduction of D.,.
Given the very low values of the ohmic resistances of L, and D., under the conditions exposed, the current drawn by B will be determined mainly by the series CL, and R, and, if R2 has a very large ohmic value with respect to C. ", the value of the current in the circuit will be mainly governed by R i.
The passage of the current in the circuit Y, C ,,, L, D. and R, towards X determines at the terminals of C, and of D, two voltage drops which are chosen such that C ,, is polarized at a well-determined value fixing the magnitude of its electrostatic capacity and that D., is polarized at an operating point such that a very small variation in the current delivered by B1 causes the conduction state of this diode to increase or decrease suddenly.
We will now apply between A and B a potential difference such that A is made negative with respect to B and we will assume L. supplied by C and D as previously explained. By making A negative with respect to B, the anode N of D. is made negative with respect to its cathode K; as a result, the state of conductivity of D i is greatly altered and that the current in the circuit Y, C ", L, D., R, X undergoes a considerable reduction.
The voltage drop across Cv tends more and more, in absolute value, towards zero, resulting in a considerable variation in the tuning frequency
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of Ll, Ci, C, as a result of the variation in capacitance imparted to C ,, due to the variation in the voltage drop across its terminals. The rectified current appearing in M undergoes a considerable fluctuation as well as the voltage indicated by V.
The same result could be obtained by connecting Ri to the cathode of D_., And making A positive with respect to B.
By a judicious choice of the values of D. ,, R., RI and C ,,, it is possible to introduce between A and B signals of very low amplitude (of the order of a few millivolts), coming from sources with very high internal resistance (10l to 101 = ohms) and observe in M current variations showing an amplification in intensity of the order of 120 to 140 decibels.
Everything happens as if the diode D., as a result of the variations imparted to its internal resistance, at the very low currents considered, provided C ,, with a considerably amplified potential difference of the signal appearing between A and B.
Since the assembly does not include any heating element and that, except the battery B1, all the other components of the circuit described are either passive or indestructible, the described impedance transformer is stable over time and provides perfectly reproducible indications.
On the other hand, the currents delivered by B1 being of the order of a micro-ampere and less, taking for B1 one or more mercury cell elements, for example, continuous operation of several consecutive years can be obtained.
Although the sensitivity of the circuit which has just been described is very high and the current amplification obtained is considerable, it is possible to improve it as indicated below.
In fig. 4, the oscillating circuit consists of an induction coil L1 similar to that L1 of FIG. 3 but provided with a central tap P, connected in Y to the positive of battery B1; its winding is shunted by two diodes hereinafter called identical semiconductor junctions C, .l and Cz. similar to C, of fig. 3, mounted in opposition-series.
In the absence of a signal between A and B, the battery B1 delivers a current going from Y to X, passing from P to J through the upper half-winding (in the drawing) of Ll and the junction Cz.l and of P in J again by the other half-winding of Ll and the junction C, ...
These two currents, of the same intensity, recombine in J to then circulate through L,., D_, and R ,.
If now, an external generator supplies L .., which is inductively coupled to L1 of fig. 4 and arranged symmetrically with respect to point P, and if a signal is applied between A and B. such that A is negative with respect to B, the conductance of the diode M is altered as indicated in the description relating to FIG. 3 but, instead of affecting the current crossing a single junction C ,, as in fig. 3, this change in conductance now affects the current flowing through the two junctions C, 1 and C,;
a relative variation in capacitance at the terminals of L1 in FIG. 4 much larger than that obtained in the circuit of FIG. 3. If the points P and J are perfectly median, the coil L, becomes useless.
It can still be seen in FIG. 4, inductively coupled by L ;, and capacitively by C ,, to L,, a phase discriminator constituted by L.;, Which is in all points identical to L,, by the semiconductor junctions C, ;;
and C ,, l identical to C, .1 or C, .. ,, by rectifying diodes Dl and D'1, by filters Cil, Lil, Cf., and C'il, Il, C'i @ identical to each other and in their constituents, by the high frequency stop chokes L1 and L_; and finally by the load resistors R; i and R ',, which can be balanced by Rl. U1 and U, are the terminals of use.
Pl is a moving cursor on R,; it is connected in W at a point on battery Bl.
Any variation of tuning imparted to the circuit, on either side of an initial tuning frequency for which the circuit (Ll-CzI-C, ._,) has been adjusted, results in the appearance, at terminals U ,, U, of the symmetrical rectifier network charging it, with currents which, within certain limits, are proportional to the allocated mismatch and which have polarities depending on the sign affecting this same mismatch.
In the case of fig. 4, the tuning frequency of L1, C, .l and C,. ,, is liable to vary depending on a signal of suitable polarity applied between A and B. L., C, 3 and C,.; is adjusted to a frequency such that in the absence of a signal between A and B, no current flows between U, and U.,.
The current which circulates between Ul and U :, is, within certain limits, proportional to the signal applied between A and B and is always of the same sign since the negative polarity of A with respect to B must always be respected. The currents circulating between Ul and U are, within the limits of proportionality, very strongly amplified versions of the currents circulating in RI.
The circuit of FIG. 4 still calls for an observation. Semiconductor diodes which have two undesirable features highlighted in FIG. 5. This figure represents the voltage-current curve of two families of semiconductor diodes.
The regions A-B for the germanium diode family and A'-B 'for the silicon diode family are clearly curved, which implies, in these characteristic regions, a non-linear operation of the rectification or of the demodulation.
In the CA region for germanium and the CA 'region for silicon, that is to say for signals of amplitudes less than 0.15 volts for germanium and 0.6 volts for silicon, there is no there is no rectification or demodulation by these diodes.
To obtain satisfactory operation as a rectifier or demodulator of these elements for
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weak drive signals, so they should be polarized. This result is achieved in the assembly comprising on the one hand the diodes Dl, D'1 which are biased by the same source and which are identical, on the other hand, the resistors R3, R'3, R4 as well as the slider Pl on R4 and the socket W on the battery Bl. No special compensation is necessary to bring the indexes of the measuring device to zero in the event of absence of high frequency voltage on Ll, which is not the case in other assemblies.
It will be noted that the bias of the rectifier element could be obtained in the circuit of FIG. 3, as shown in fig. 6.
Instead of returning the output connection of the M and V measuring devices directly to the positive pole of B1, it would be returned to a socket made on B1, at point W which is the seat of a voltage of the order of - 1.5 volts with respect to Y, for example.
But, under these conditions, even in the absence of HF in L1, the measuring circuit is the seat of a current delivered by the section XW of B1 and the indexes of the devices M and V acknowledge the presence of this current and supply therefore an undesirable indication.
To bring the indexes back to zero in the absence of HF in L1, it is necessary to provide a compensation circuit comprising the source S delivering a current in the opposite direction to that initially passing through M and V as well as an adjustable resistor R, , and a diode D; 3 identical to Dl.
By acting on the ohmic value of R ,, it is possible to bring the indexes of M and V to zero. The presence of the diode D; is justified by the need to give the compensation circuit a temperature coefficient as similar as possible to that of the circuit in which the compensation is operated.
Although satisfactory for short duration measurements or checks in. time, compensation methods of the kind just described are not without criticism.
We observe, in fact, drift phenomena due in particular to the electrical identity of the circuits, to the temperature coefficients of the compensation sources, etc., etc., which make frequent adjustments to the setting of R "necessary. None of this exists in the case of Fig. 4.
In summary, the circuit of FIG. 4 present on that of FIG. 3, the following advantages 1. For the same signal applied to input terminals A and B of the two circuits, the detuning obtained in the tuned circuit of the fia. 4 is more important; 2. The assembly of rectifier diodes in a two-phase circuit eliminates the need for an external compensation circuit and also has a property of compensating for the effects of temperature on the rectifier circuits. Therefore, the circuit shown schematically in fig. 4 is clearly more sensitive than that of FIG. 3 and provides much greater amplifications than the latter.
\ It is possible to couple to L1 in fig. 4 several similar phase discriminators and preset them so that they. provide a signal at their output terminals corresponding to a series of pre-assigned values of the signal applied between A and B.
Other types of discriminators can be used instead of that indicated in fig. 4 by way of example. Round-Travis type frequency discriminators and derivatives, Foster-Seelsy type phase discriminators and derivatives, ratio detectors, etc., etc., may be used.
Fig. 7, which shows a device with a built-in oscillator is identical to the diagram of FIG. 4 with regard to the circuit L1, C, 1, C,:, and the phase discriminator which is associated with it, except however that the battery B1 and the winding L2 have disappeared.
The oscillating circuit Ll, C, 1, C, 2 is now introduced into the circuit of the collector of a transistor Trl supplied from a voltage source stabilized by R5 and by the Zener diode Zl.
The polarization of the base of Tr1 is obtained by the divider R3 and R, l where R4 is a resistor with negative temperature coefficient decoupled by C @. In the transmitter circuit of Trl is arranged a high resistor R6 intended first of all to increase the output impedance of Trl, which impedance is connected in parallel to L1, Cv1, C2,2 and thus to reduce the damping caused by Trl on this circuit and, on the other hand,
to reduce the thermal drift of Trl. The battery B1 in fig. 4 is replaced by the potentiometer P1 and the bias voltage of the diodes of the phase discriminator is taken from the voltage stabilized via the potentiometer P2. A capacitive divider C1 and C2 provides the HF reaction and the transistor Trl oscillates according to the well-known assembly of Colpitts on a frequency fundamentally defined by the electrical values of L1, C, l and Cz @. The device can control a relay (Rel).
The circuit represented by this diagram is capable of functioning satisfactorily in a temperature range of approximately -10 to -h 600 C.
The load applied between U1 and U. can be generally any and be either a relay, an additional amplifier, an alarm device, a measuring device or a recorder, etc., etc., without limitation of any kind.
The transistor Tr1 of FIG. 7 can be replaced by any system for maintaining the oscillations in L1, C,. ,, C ,,. ,, either by a double-base transistor, by a field-effect transistor, an electron tube, a mechanical device, etc., etc., without any limitation.
The maintenance circuit can be generally any, Clapp, Meissner, Hartley, Mesny, etc.,
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in the case of maintenance devices with electronic tubes or semiconductors.
The mode of coupling between the circuit for detecting variations in frequency and this same circuit can generally be arbitrary, either inductive, capacitive, galvanic, electronic or semiconductor, and this without limitation. The use of intermediate amplifying chains between the oscillating circuit and the detector is considered as a coupling element or circuit.
The diagram in fig. 8 shows the circuit of a device for measuring a frequency capable of varying; this circuit consists of a very high sensitivity impedance transformer in which the elimination of temperature influences is practically obtained as follows. Two oscillators, similar to that of fig. 7 and marked I and II are constructed so as to be as identical as possible both from an electrical and mechanical point of view.
Each oscillator drives a separator stage comprising transistor Tr2 and transistor Tr4. In the absence of a signal between A and B and A 'and B', the two oscillators are rigorously adjusted to one and the same frequency.
The separators Tr2 and Tr4 in turn deliver into a balanced mixer made up of two matching HF transformers, Tl and T ,, and two demodulation diodes D ", 1 and D", 21 loaded by the transformer T .; shunted by capacitor C.
The two oscillators and separators being identical and the demodulator being common and symmetrical, the simultaneous temperature variations affecting all of these circuits will have no effect and the current at the terminals of the primary of the transformer T3 will remain zero.
If we now apply between A and B a signal of suitable polarity, A 'and B' remaining without excitation, the mixer will become the seat of two currents of frequency 01 and 0., such that if it is the frequency of the oscillator 1 and f. = the frequency of oscillator 2
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Due to the presence of capacitor C and due to the very construction of the primary winding of T; ;, the component 0, which is at low frequency and which represents the variation of frequency imparted to oscillator 1, following the application of a signal between A and B, appears at the secondary of T3.
Passing through the limiting diodes D ,, 1 and D ",, the frequency signal is transformed into a practically rectangular wave which is amplified by the transistors Tr5 and Tr6 and applied to the base of the transistor Tr7. This operates as a controlled switch.
The collector voltage of Tr7 in fact varies between two extremes which are the threshold voltage of the collector itself (about 0.3 volts) and the stabilized supply voltage, appearing at the terminals of the Zener diode Z minus the low voltage drop across the load resistor arranged in series with the Tr7 collector.
The voltage variations of the collector of Tr7 are applied, by a selector S,, to a suitably sized capacitor.
If the charge or discharge current of this capacitor is measured by an integrating system, in this case a micro-ammeter mounted between Ul and U, we obtain elongations of the index of this device which are directly proportional to the frequency provided that the capacitor charging time constant is small enough.
This transistor frequency meter is very largely independent of temperature, given that the threshold voltage of the collector of Tr7, which could disturb the measurements, is little affected by temperature.
Any suitable load such as a relay, a recorder or an alarm device can obviously be connected between U1 and U.
The entire circuit described can also be produced by means of electron tubes.
We will now consider the circuit shown schematically in FIG. 9 in which Tr1 is an oscillator transistor according to the diagram of FIG. 7; Tr2 is an H.F.
D1 is the detection diode; Tri and Tr4 are two temperature stabilized direct current amplifier transistors.
In the collector circuit of Tr4 are connected, in series, a relay Rel and a milli-ammeter M. It is first assumed that no signal is applied between A and B and that the oscillating circuit of Trl is tuned to a frequency F , - ', (see fig. 11) where F, is the resonant frequency of the oscillating circuit inserted in the collector of Tr2.
If we now introduce between A and B a voltage source of progressively variable amplitude, if we observe the elongations of the index of M and if we construct the diagram of the intensities read in M as a function of the signal applied between A and B, we obtain a curve A (fig. 11).
When the applied signal reaches a value corresponding to point P of this curve, relay Rel closes until the moment when the signal, whose amplitude is continued to increase, reaches a value corresponding to point O on the same curve, then opens again.
The operation of the relay is therefore selective as a function of the amplitude of the excitation voltage of the circuit.
If we now introduce as a coupling element between Tr1 and Tr2, one of the networks shown in FIG. 10a, 10b or 10c, the resonance curve of the assembly tightens as a result of the increase in selectivity imparted to the circuit.
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By using a doubly tuned transformer as a link between Tr1 and Tr2, an increase in the selective response of the relay Rel is obtained, resulting in an increase in the band filter effect. This effect is represented by curve B in FIG. 11.
The implementation of an overvoltage multiplier (Q multiply) shown schematically in FIG. 10b, provides a further increased selectivity and adjustable by the adjustable resistance R i.
The gain in selectivity obtained by such a circuit is indicated by curve C of fi-. 11.
Finally, the piezoelectric crystal filter X, and X., of FIG. 10c makes it possible to obtain a selective response of Rel as indicated by curve D of FIG. 11.
Examination of the four selective response diagrams of FIG. 11 further shows that by increasing the overall selectivity of a network such as that of FIG. 9, the sensitivity of the system is increased.
Indeed, if we consider a quiescent current fixed at 0.5 mA, for example, in the circuit of the collector of Tr4 and represented by the points Z,, Z =, Zs and Z, on each of the curves of the fig. 11. it is observed that to go from Z1 to P, a variation in the amplitude of the applied signal is required from 4.3 mV to 9.5 mV, ie 4.2 mV of the input signal.
Between Z2 and P ,, only 10.5 - 7.5 = 3 mV are needed. Between Z3 and P, only 11- 9.6 = 1.4 mV is needed. Between Z-1 and Pï, only about 0.4 mV is needed. So if we introduce between C and D of the fi-. 9 an adjustable voltage source suitably polarized, the relay will operate 5> for the variations indicated as long as the source introduced between C and D is previously adjusted to the voltage values corresponding to points Zl, Z., Z ,, and Z-1 .
If we consider, on the other hand, that the resistance R ,. in series in the transmitter of Trl can be made variable, then by acting on R,., it is possible to control the greater or lesser damping of the oscillating circuit in series in the collector of Trl and therefore to flatten in addition or at least, the resonance curve of the oscillator circuit, which provides a complementary possibility of adjusting the response curve of the assembly.
The following will be given below by way of indication: three examples of apparatus constituting other embodiments of the subject of the invention.
The circuit of FIG. 12 is a variant of symmetrical assembly in which two oscillating capacitor circuits, C ,, and C'Z, sensitized by the diodes D; and D ',, are mounted in opposition. The source B, supplying the bias voltage, is mounted between a terminal common to the two resistors R,), R'2 arranged in series with the diodes D. and D'2 with variable conductivity, and a terminal common to the two inductive elements of the Oscillating circuits excited by a common oscillator. The output terminals are M, M ', P.
In the diagram of fig. 13, the impedance transformer operates a relay.
A first transistor Tr1 is mounted as a Colpitts oscillator and supplies L> with the high frequency voltage required for the correct operation of the circuit; at the output of the impedance transformer are arranged two transistors Tr2, Tri intended to increase the sensitivity of this impedance transformer and to supply the power necessary for actuating the relay Rel.
A Pot potentiometer is used to adjust the bias of Tr2 in such a way that in the absence of a signal between A and B, no current flows in the circuit of the Tri collector.
The sensitivity of the assembly is adjustable by means of the adjustable resistance Raj inserted between the Tr2 collector and the Tri base.
The transistors are supplied by a common voltage source, B ,,, stabilized by two Zener diodes connected in cascade.
The diagram in fig. 14 is the implementation of the circuit shown schematically in FIG. 12 but in which the high-frequency supply is provided from a TrI transistor oscillator stabilized in frequency by a quartz crystal Q.
A second transistor Tr2 serves as a separator stage and supplies the required power to the coupling windings L2 and L '.,; a two-stage amplifier working in opposition Tri -i- Tr5 and Tr4 -f- Tr6 provides the complementary gain for actuating the indicator V and the relay Rg.
The assembly is supplied by two sources Ba and Ba, of voltages respectively stabilized by Zener diodes Z, -f- Zz and Zy -I- Z4.
Finally, it is necessary to specify the nature of the elements and circuits which, connected to the input terminals A and B of the networks described; above are likely to make them work.
In fact, any detector or source, generally any connected between A and B and capable of supplying a minimum voltage of the order of a millivolt and not having an internal resistance greater than 101s ohms can be used.
Mention may be made, by way of nonlimiting example, of ionization chambers, Geiger-M'ûller counters, photomultipliers and all vacuum tubes, electrodes for measuring pH, rH or conductivity, photoelectric cells of all types. , piezoelectric sensors, etc.