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La présente invention se rapporte à des amplificateurs à régla- ge automatique de gain et en particulier à des amplificateurs à étage unique tels que ceux utilisés dans les systèmes à fréquences porteuses.
Un des circuits connus de réglage s'applique s'il y a, par exem- ple, proportionnalité entre le courant anodique et la transconductance du tube de réglage, la transconductance étant influencée par la tension de sor- tie via un dispositif redresseur. La zone de réglage et la limite d'excita- tion dépendront dans une certaine mesure 1?une de l'autre pour autant que la puissance disponible dépende de la plus petite valeur du courant anodique.
Un tel dispositif ne satisfait donc que pour des étages préliminaires.
Il est également bien connu d'effectuer le réglage grâce à des thermistors. Par exemple, un thermistor chauffé directement peut constituer une résistance potentiométrique insérée dans le chemin de contre-réaction de l'amplificateur. Ce dispositif est relativement simple mais présente 1' inconvénient que le réglage visé dépend beaucoup de la température ambiante.
Pour remédier à cela, le thermistor peut être chauffé au moyen d'un thermi- stor additionnel soumis à la température ambiante, mais ce remède implique des moyens coûteux.
Un autre dispositif de réglage connu comprend un thermistor chauffé indirectement et constituant une résistance potentiométrique ou formant partie d'un pont tout en étant connecté en série avec l'amplifica- teur. Un tel dispositif permet de réaliser une grande zone de réglage mais est également soumise aux conditions de température.
Mentionnons finalement des amplificateurs réglés par des thermistors chauffés indirectement, à savoir, par l'intermédiaire d'un oscillateur à amplitude réglée. Des dispositifs de ce genre sont utilisés là ou des amplificateurs réglés sont reliés en série. En fait, ces dispositifs tendent à réduire la surexcitation des amplificateurs, une telle excitation pouvant avoir lieu comme résu@@t d'addition de composantes. Ici naturellement, le coût des moyens est considérable.
Un grand inconvénient de beaucoup de dispositifs connus réside dans le fait que les tensions à transférer sont subdivisées et il se peut alors qu'il soit impossible de garder petits les facteurs de distorsion pour chaque état de réglage. Ce sera ainsi le cas spécialement si l'excursion du potentiel de grille et donc du point de fonctionnement est prévue, puisque les facteurs de distorsion dépendent d'une telle excursion.
L'amplificateur prévu suivant l'invention évite tontes ces difficultés et néanmoins reste peu coûteux en moyens. Ici une tension obtenue à partir de la tension de sortie alternative influence le potentiel de la grille de commande de manière à assurer la constance de la tension de sortie.
L'amélioration par rapport aux dispositifs connus, consiste en ce que le primaire d'un transformateur est connecté en série avec la grille de commande du tube amplificateur tandis que les moitiés du secondaire de ce transformateur ainsi qu'une résistance invariable et un thermistor forment une connexion en pont qui est insérée dans le circuit de cathode du tube,
consiste en ce que la valeur de la résistance du thermistor d'une part influencera la composante de contre-réaction dans la branche cathodique du dit tube tandis que d'autre part elle déterminera la grandeur et le signe d'une tension qui est proportionnelle au courant alternatif cathodique et qui chaque fois que le pont se déséquilibre sera donc couplée par le transformateur au circuit grille-cathode du dit tube de manière telle que le gain sera en outre modifié dans le même sens que par la composante de contre-réaction dans la branche cathodique.
D'autres caractéristiques et buts de la présente invention ressortiront de la description qui va suivre, se rapportant à une réalisation détaillée, donnée à titre d'exemple non-limitatif, en se référant aux figures annexées dans lesquelles :
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La Fig. 1 est un schéma du circuit d'amplificateur suivant 1' invention;
La Fig. 2 est un schéma simplifié servant à expliquer le rôle de l'amplificateur.
L'exemple de réalisation ici décrit peut servir comme amplificateur pour usage dans des systèmes à fréquences porteuses pour courtes distances comme par exemple, des systèmes à réseaux sous zône, et dans lesquels la porteuse et les deux bandes latérales sont transmises.
Le signal d'entrée Ul, qui dans l'exemple décrit est constitué par la porteuse et les bandes latérales, est transféré par le condensateur de couplage Cl à la grille du tube à électrons V et obtenu comme tension amplifiée U2 au secondaire du transformateur de sortie Tr1.
Une tension de réglage est prise d'un troisième enroulement de Tr1. Cette tension est redressée et utilisée pour commander le potentiel de grille. La partie du circuit jusqu'ici décrite est bien connue. La commande du potentiel de grille est effectuée de la manière habituelle, c'est- à-dire, que la polarisation de grille diminue chaque fois que la tension de sortie dépasse sa valeur nominale. En conséquence, le courant continu d' anode diminue également.
Le courant continu d'anode est utilisé pour chauffer le termistor R1 par l'élément de chauffage H qui lui est associé. Le thermistor R1 est arrangé de manière telle qu'il influence le courant de réaction dans -la branche cathodique ainsi que le courant de réaction couplé à la branche de grille. Il y a donc deux composantes de courant de réaction. La première de ces composantes est toujours négative. La seconde peut être soit positive soit négative.
Dans ce but, le thermistor Rl fait partie d'une connexion en pont qui en outre comprend une résistance invariable R2 et les deux moitiés d'enroulement secondaire wl, w2 du transformateur différentiel Tr2. Le primaire w3 de Tr2 est interposé entre le condensateur Cl et la grille de commande de V. Le condensateur de blocage C2 connecté en série avec le thermistor Rl évite la charge de celui-ci par du courant continu. La résistance du pont R2 comprend de préférence une résistance et la résistance de l'élément chauffant H du thermistor R1.
On peut voir que les deux bras du pont entre le point 1 et la terre sont situés entre la cathode et la terre et déterminent donc la composante de contre-réaction dans la branche cathodique.
Quand le dispositif est au repos, c'est-à-dire, quand le signal d'entrée Ul n'arrive pas, le thermistor Rl est complètement chauffé et a donc sa résistance la plus basse. Le courant de cathode résultant est déterminé en partie par la polarisation négative de grille. Cette polarisation est la différence de potentiel entre la cathode, identique au point 1, et le point 2. Les valeurs du diviseur de potentiel R3, R4 entre le pôle positif de la source d'alimentation et la terre, sont telles que le point 2 a un potentiel positif quelque peu inférieur à celui du point 1 et donc à celui de la cathode.
La composante de courant de réaction U4 transférée au circuit de grille a une polarité telle qu'elle est positive quand le dispositif est au repos, Rl étant donc petit et les dimensions sont choisies d'une manière telle que cette composante sera plus grande que la petite composante négative fournie par la branche cathodique.
Quand un signal d'entrée U1 arrive, le courant anodique est modifié par la tension de réglage prise au transformateur de sortie Tr1 et appliquée à la grille. En conséquence, le chauffage et donc la valeur de la résistance du thermistor R1 subissent des variations. Suivant que la va-
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leur de cette résistance augmente ou diminue, la composante de contre- réaction produite dans la branche cathodique également augmente ou diminue.
Au même moment, la variation de déséquilibrage du pont provoque un changement de grandeur et de signe de la composante de réaction U4, transférée au circuit de grille. Si donc le signal d'entrée et aussi le si- gnal de sortie sont petits,U4 sera positive et dépassera la composante né- gative fournie par la branche cathodique. Quand la tension d'entrée augmen- te, U4 diminue, devient nulle lorsque le pont est équilibré et augmente à nouveau pour constituer une contre-réaction qui sajoute à la composante négative de la branche cathodique. Cette composante augmente également.
D'autres détails du circuit seront expliqués ci-après. La ten- sion de réglage prise au troisième enroulement de Tr1 est redressée par G11 et produit une tension continue UR aux bornes de l'ensemble résistance-con- densateur R5,C30La tension UR est approximativement proportionnelle à la tension de sortie U2. La constante de temps de R5, C3 est si petite que la modulation présente dans la porteuse n'introduit pas de tension continue.
La tension produite aux bornes de R6, C3 est donc une tension fluctuante.
La moyenne linéaire de cette fluctuation est obtenue grâce à l'élément de filtre R6, C4.
Entre le pôle positif de la source d'alimentation d'une part et la cathode d'autre part, un diviseur de potentiel R7,R8 est interposé. Aux bornes de R8 apparait donc une contre-tension qui, comme indiqué sur le dessin, a la polarité inverse de celle de la tension de réglage UR.
Ces deux tensions sont réunies en série entre la cathode et le point 3 et, se superposant l'une l'autre, donnent une tension différentiel- le UGK pour le chemin grille-cathode. Cette tension est transférée à la grille par l'intermédiaire de la résistance R9 et agit pour régler les courants d'anode et de cathodr On suppose pour l'instant que le redresseur Gl. et le condensateur C6, qui ont montrés en pointillés sont absents, un court-circuit étant prévu au liel de ce redresseur.
La tension UGK détermine le potentiel de la grille pourvu que celle-ci ne dépasse pas la polarisation négative de grille normale. Si le point 3 a un potentiel positif comme c'est par exemple le cas en l'absence du signal d'entrée, alors un potentiel positif sera communiqué à la grille.
Un courant de grille prendra naissance.
Pour éviter cet inconvénient le redresseur G12 a été prévu. Ce redresseur permet au courant commandé par la contre-tension UG aux bornes des résistances R6,R5 de circuler vers le point 2, celui-ci ayant un poten- tiel positif. G12 est shunté par la résistance relativement hayte R10 afin que cette polarisation négative puisse atteindre la grille.
Le tube V a une tension d'écran non-variable mais fixe qui est obtenue à partir du diviseur de potentiel R11,R12 Grâce à ce dispositif la conductance de courant continu reste la meme suivant un processus bien connu. Pour des besoins de filtrage, la résistance R12 est shuntée par le condensateur C5.
Pour stabiliser le point de fonctionnement en l'absence de si- gnal d'entrée, une contre-réaction de courant continu comprenant les résis- tances R2, R3, R4 est arrangée d'une manière bien connue par elle-même.
Le rôle de l'élément de circuit Gl.-., C auquel on s'est déjà référé va être maintenant décrit..)
Si le signal d'entrée arrive soudainement à disparaître, soit pour des raisons de dérangement momentanés, soit par ce que les signaux sont donnés avec des interruptions de la porteuse, alors 1'amplificateur donnerait rapidement le gain le plus élevé. Il peut être désirable d'éviter un tel incident. Le redresseur G13 et le grand condensateur C6 sont prévus
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dans ce but. Gl a une polarité telle qu'il constitue pratiquement un court-circuit si les condensateurs C4,C6 deviennent chargés par un poten- tiel négatif au point 3 .
Si maintenant le signal d'entrée et donc aussi UR cessent,'la tension différentielle UGK subsistera cependant pendant un certain temps parce que le condensateur C6 ne peut se décharger qu'à tra- vers la haute résistance R10,le chemin vers les résistances R5,R6 étant bloqué par le redresseur C13. La période de décharge dépend donc principalement de la constante de temps de la combinaison C6,R10.
Bien que de cette façon le redresseur Gl agit également pour éviter grandement qu'un potentiel positif ne soit communiqué à la grille du tube V quand UR est absent, il peut être cependant utile de garder le redresseur C12 ouisque le redresseur G13 n'est pas idéal et ne bloque pas parfaitement.
L'avantage de cet amplificateur est que, outre le fait que les moyens utilisés sont peu coûteux, la tension d'entrée n'est pas divi- sée. Il est également important que le couplage en retour et la contre- réaction soient possibles. Donc le facteur de distorsion sera largement indépendant du point de fonctionnement du tube. De ce fait, le tube peut être réglé de manière défavorable. En fait, si la tension alternative de sortie est trop grande, le gain est réglé vers les petites valeurs, le cou- rant anodique sera petit. Cet effet est connu pour créer une augmentation du facteur de distorsion. Comme cependant la régulation vers le bas est ef- fectuée en augmentant la contre-réaction, le facteur de distorsion sera donc diminué. D'autre part, un gain élevé est obtenu par couplage en retour.
La zone de réglage est donc non seulement large mais encore elle peut être traversée avec un facteur de distorsion approximativement constant.
Comme on peut le voir d'après la description ci-dessus les re- dresseurs utilisés dans l'exemple choisi ne sont pas polarisés.
Ceci est avantageux en ce sens que l'on ne doit pas tenir compte de la sen- sibilité du courant inverse.
Calculons maintenant les variations de gain apportées par le couplage en retour. Ces variations seront calculées, en fonction de la ré- sistance R1 du thermistor en se référant à la Fig. 2 qui représente le circuit de couplage en retour du dispositif montré à la Fig. 1. Les symbo- les de référence de la Fig. 1 sont, autant que possible, aussi utilisés dans la Fig. 2.
I3 est le courant alternatif total de cathode. I et I2 sont les deux composantes de courant circulant à travers les deux bras du pont.
Prenons le gain u = U2/U3 sans couplage en retour comme quantité de réfé- rence pour le gain /u' = U2/U1. alors la variation de gain due au couplage en retour et de /u'/ /u=U3/U1
La somme des composantes alternatives de tension dans le circuit grille-cathode est :
U1=U4+U3+U4. w2/w3 - I2.R2 ou u. =Ti, U1=U4 (1+w2/w3 ) + U3 - I2.R2 (1)
Si on suppose en outre que les transformateurs Tr2 est un transformateur idéal, c'est-à-dire à une inductance mutuelle infiniment grande et l'enroulement w3 non-chargé, du fait du courant de magnétisation infiniment petit on aura :
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I1.w1= I2.w2 (2) La somme des tensions dans le circuit du pont et :
EMI5.1
En outre si, S est la pente du courant cathodique on aura :
I3=-S.U3 (4)
I3=I1+I2 (5) A l'aide de ces cinq équations, U peut s'exprimer en fonction de U3; D'autres quantités inconnues sont U , 1' I2' I3' Les équations (2), (4), (5) contiennent trois de ces quantités inconnues, à savoir 11' 12' 13
La solution par rapport à I1 et I2 est :
EMI5.2
Substituant ces valeurs (6) dans les équations (1), (3) et éliminant U4' on obtient :
EMI5.3
( w2 w2 +w3 wIR2 - w;fl ) (7) U3 ( wl+w2 wl+w2 wl+w2 U L'équation 7 est la relation désirée = f (Rl)' 3
En choisissant w1' w2 tels que w1 = w2 et en posant w3/w1=n, 1'équation (7) se simplifie et devient:
EMI5.4
ce qui se transforme en :
EMI5.5
L'équation (3)¯ montre comment dans ce cas le gain varie avec R1.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à une réalisation préférée;
il est bien entendu que cette description est faite à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.