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La présente invention se rapporte à des amplificateurs à régla- ge automatique de gain et en particulier à des amplificateurs à étage unique tels que ceux utilisés dans les systèmes à fréquences porteuses.
Un des circuits connus de réglage s'applique s'il y a, par exem- ple, proportionnalité entre le courant anodique et la transconductance du tube de réglage, la transconductance étant influencée par la tension de sor- tie via un dispositif redresseur. La zone de réglage et la limite d'excita- tion dépendront dans une certaine mesure 1?une de l'autre pour autant que la puissance disponible dépende de la plus petite valeur du courant anodique.
Un tel dispositif ne satisfait donc que pour des étages préliminaires.
Il est également bien connu d'effectuer le réglage grâce à des thermistors. Par exemple, un thermistor chauffé directement peut constituer une résistance potentiométrique insérée dans le chemin de contre-réaction de l'amplificateur. Ce dispositif est relativement simple mais présente 1' inconvénient que le réglage visé dépend beaucoup de la température ambiante.
Pour remédier à cela, le thermistor peut être chauffé au moyen d'un thermi- stor additionnel soumis à la température ambiante, mais ce remède implique des moyens coûteux.
Un autre dispositif de réglage connu comprend un thermistor chauffé indirectement et constituant une résistance potentiométrique ou formant partie d'un pont tout en étant connecté en série avec l'amplifica- teur. Un tel dispositif permet de réaliser une grande zone de réglage mais est également soumise aux conditions de température.
Mentionnons finalement des amplificateurs réglés par des thermistors chauffés indirectement, à savoir, par l'intermédiaire d'un oscillateur à amplitude réglée. Des dispositifs de ce genre sont utilisés là ou des amplificateurs réglés sont reliés en série. En fait, ces dispositifs tendent à réduire la surexcitation des amplificateurs, une telle excitation pouvant avoir lieu comme résu@@t d'addition de composantes. Ici naturellement, le coût des moyens est considérable.
Un grand inconvénient de beaucoup de dispositifs connus réside dans le fait que les tensions à transférer sont subdivisées et il se peut alors qu'il soit impossible de garder petits les facteurs de distorsion pour chaque état de réglage. Ce sera ainsi le cas spécialement si l'excursion du potentiel de grille et donc du point de fonctionnement est prévue, puisque les facteurs de distorsion dépendent d'une telle excursion.
L'amplificateur prévu suivant l'invention évite tontes ces difficultés et néanmoins reste peu coûteux en moyens. Ici une tension obtenue à partir de la tension de sortie alternative influence le potentiel de la grille de commande de manière à assurer la constance de la tension de sortie.
L'amélioration par rapport aux dispositifs connus, consiste en ce que le primaire d'un transformateur est connecté en série avec la grille de commande du tube amplificateur tandis que les moitiés du secondaire de ce transformateur ainsi qu'une résistance invariable et un thermistor forment une connexion en pont qui est insérée dans le circuit de cathode du tube,
consiste en ce que la valeur de la résistance du thermistor d'une part influencera la composante de contre-réaction dans la branche cathodique du dit tube tandis que d'autre part elle déterminera la grandeur et le signe d'une tension qui est proportionnelle au courant alternatif cathodique et qui chaque fois que le pont se déséquilibre sera donc couplée par le transformateur au circuit grille-cathode du dit tube de manière telle que le gain sera en outre modifié dans le même sens que par la composante de contre-réaction dans la branche cathodique.
D'autres caractéristiques et buts de la présente invention ressortiront de la description qui va suivre, se rapportant à une réalisation détaillée, donnée à titre d'exemple non-limitatif, en se référant aux figures annexées dans lesquelles :
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La Fig. 1 est un schéma du circuit d'amplificateur suivant 1' invention;
La Fig. 2 est un schéma simplifié servant à expliquer le rôle de l'amplificateur.
L'exemple de réalisation ici décrit peut servir comme amplificateur pour usage dans des systèmes à fréquences porteuses pour courtes distances comme par exemple, des systèmes à réseaux sous zône, et dans lesquels la porteuse et les deux bandes latérales sont transmises.
Le signal d'entrée Ul, qui dans l'exemple décrit est constitué par la porteuse et les bandes latérales, est transféré par le condensateur de couplage Cl à la grille du tube à électrons V et obtenu comme tension amplifiée U2 au secondaire du transformateur de sortie Tr1.
Une tension de réglage est prise d'un troisième enroulement de Tr1. Cette tension est redressée et utilisée pour commander le potentiel de grille. La partie du circuit jusqu'ici décrite est bien connue. La commande du potentiel de grille est effectuée de la manière habituelle, c'est- à-dire, que la polarisation de grille diminue chaque fois que la tension de sortie dépasse sa valeur nominale. En conséquence, le courant continu d' anode diminue également.
Le courant continu d'anode est utilisé pour chauffer le termistor R1 par l'élément de chauffage H qui lui est associé. Le thermistor R1 est arrangé de manière telle qu'il influence le courant de réaction dans -la branche cathodique ainsi que le courant de réaction couplé à la branche de grille. Il y a donc deux composantes de courant de réaction. La première de ces composantes est toujours négative. La seconde peut être soit positive soit négative.
Dans ce but, le thermistor Rl fait partie d'une connexion en pont qui en outre comprend une résistance invariable R2 et les deux moitiés d'enroulement secondaire wl, w2 du transformateur différentiel Tr2. Le primaire w3 de Tr2 est interposé entre le condensateur Cl et la grille de commande de V. Le condensateur de blocage C2 connecté en série avec le thermistor Rl évite la charge de celui-ci par du courant continu. La résistance du pont R2 comprend de préférence une résistance et la résistance de l'élément chauffant H du thermistor R1.
On peut voir que les deux bras du pont entre le point 1 et la terre sont situés entre la cathode et la terre et déterminent donc la composante de contre-réaction dans la branche cathodique.
Quand le dispositif est au repos, c'est-à-dire, quand le signal d'entrée Ul n'arrive pas, le thermistor Rl est complètement chauffé et a donc sa résistance la plus basse. Le courant de cathode résultant est déterminé en partie par la polarisation négative de grille. Cette polarisation est la différence de potentiel entre la cathode, identique au point 1, et le point 2. Les valeurs du diviseur de potentiel R3, R4 entre le pôle positif de la source d'alimentation et la terre, sont telles que le point 2 a un potentiel positif quelque peu inférieur à celui du point 1 et donc à celui de la cathode.
La composante de courant de réaction U4 transférée au circuit de grille a une polarité telle qu'elle est positive quand le dispositif est au repos, Rl étant donc petit et les dimensions sont choisies d'une manière telle que cette composante sera plus grande que la petite composante négative fournie par la branche cathodique.
Quand un signal d'entrée U1 arrive, le courant anodique est modifié par la tension de réglage prise au transformateur de sortie Tr1 et appliquée à la grille. En conséquence, le chauffage et donc la valeur de la résistance du thermistor R1 subissent des variations. Suivant que la va-
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leur de cette résistance augmente ou diminue, la composante de contre- réaction produite dans la branche cathodique également augmente ou diminue.
Au même moment, la variation de déséquilibrage du pont provoque un changement de grandeur et de signe de la composante de réaction U4, transférée au circuit de grille. Si donc le signal d'entrée et aussi le si- gnal de sortie sont petits,U4 sera positive et dépassera la composante né- gative fournie par la branche cathodique. Quand la tension d'entrée augmen- te, U4 diminue, devient nulle lorsque le pont est équilibré et augmente à nouveau pour constituer une contre-réaction qui sajoute à la composante négative de la branche cathodique. Cette composante augmente également.
D'autres détails du circuit seront expliqués ci-après. La ten- sion de réglage prise au troisième enroulement de Tr1 est redressée par G11 et produit une tension continue UR aux bornes de l'ensemble résistance-con- densateur R5,C30La tension UR est approximativement proportionnelle à la tension de sortie U2. La constante de temps de R5, C3 est si petite que la modulation présente dans la porteuse n'introduit pas de tension continue.
La tension produite aux bornes de R6, C3 est donc une tension fluctuante.
La moyenne linéaire de cette fluctuation est obtenue grâce à l'élément de filtre R6, C4.
Entre le pôle positif de la source d'alimentation d'une part et la cathode d'autre part, un diviseur de potentiel R7,R8 est interposé. Aux bornes de R8 apparait donc une contre-tension qui, comme indiqué sur le dessin, a la polarité inverse de celle de la tension de réglage UR.
Ces deux tensions sont réunies en série entre la cathode et le point 3 et, se superposant l'une l'autre, donnent une tension différentiel- le UGK pour le chemin grille-cathode. Cette tension est transférée à la grille par l'intermédiaire de la résistance R9 et agit pour régler les courants d'anode et de cathodr On suppose pour l'instant que le redresseur Gl. et le condensateur C6, qui ont montrés en pointillés sont absents, un court-circuit étant prévu au liel de ce redresseur.
La tension UGK détermine le potentiel de la grille pourvu que celle-ci ne dépasse pas la polarisation négative de grille normale. Si le point 3 a un potentiel positif comme c'est par exemple le cas en l'absence du signal d'entrée, alors un potentiel positif sera communiqué à la grille.
Un courant de grille prendra naissance.
Pour éviter cet inconvénient le redresseur G12 a été prévu. Ce redresseur permet au courant commandé par la contre-tension UG aux bornes des résistances R6,R5 de circuler vers le point 2, celui-ci ayant un poten- tiel positif. G12 est shunté par la résistance relativement hayte R10 afin que cette polarisation négative puisse atteindre la grille.
Le tube V a une tension d'écran non-variable mais fixe qui est obtenue à partir du diviseur de potentiel R11,R12 Grâce à ce dispositif la conductance de courant continu reste la meme suivant un processus bien connu. Pour des besoins de filtrage, la résistance R12 est shuntée par le condensateur C5.
Pour stabiliser le point de fonctionnement en l'absence de si- gnal d'entrée, une contre-réaction de courant continu comprenant les résis- tances R2, R3, R4 est arrangée d'une manière bien connue par elle-même.
Le rôle de l'élément de circuit Gl.-., C auquel on s'est déjà référé va être maintenant décrit..)
Si le signal d'entrée arrive soudainement à disparaître, soit pour des raisons de dérangement momentanés, soit par ce que les signaux sont donnés avec des interruptions de la porteuse, alors 1'amplificateur donnerait rapidement le gain le plus élevé. Il peut être désirable d'éviter un tel incident. Le redresseur G13 et le grand condensateur C6 sont prévus
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dans ce but. Gl a une polarité telle qu'il constitue pratiquement un court-circuit si les condensateurs C4,C6 deviennent chargés par un poten- tiel négatif au point 3 .
Si maintenant le signal d'entrée et donc aussi UR cessent,'la tension différentielle UGK subsistera cependant pendant un certain temps parce que le condensateur C6 ne peut se décharger qu'à tra- vers la haute résistance R10,le chemin vers les résistances R5,R6 étant bloqué par le redresseur C13. La période de décharge dépend donc principalement de la constante de temps de la combinaison C6,R10.
Bien que de cette façon le redresseur Gl agit également pour éviter grandement qu'un potentiel positif ne soit communiqué à la grille du tube V quand UR est absent, il peut être cependant utile de garder le redresseur C12 ouisque le redresseur G13 n'est pas idéal et ne bloque pas parfaitement.
L'avantage de cet amplificateur est que, outre le fait que les moyens utilisés sont peu coûteux, la tension d'entrée n'est pas divi- sée. Il est également important que le couplage en retour et la contre- réaction soient possibles. Donc le facteur de distorsion sera largement indépendant du point de fonctionnement du tube. De ce fait, le tube peut être réglé de manière défavorable. En fait, si la tension alternative de sortie est trop grande, le gain est réglé vers les petites valeurs, le cou- rant anodique sera petit. Cet effet est connu pour créer une augmentation du facteur de distorsion. Comme cependant la régulation vers le bas est ef- fectuée en augmentant la contre-réaction, le facteur de distorsion sera donc diminué. D'autre part, un gain élevé est obtenu par couplage en retour.
La zone de réglage est donc non seulement large mais encore elle peut être traversée avec un facteur de distorsion approximativement constant.
Comme on peut le voir d'après la description ci-dessus les re- dresseurs utilisés dans l'exemple choisi ne sont pas polarisés.
Ceci est avantageux en ce sens que l'on ne doit pas tenir compte de la sen- sibilité du courant inverse.
Calculons maintenant les variations de gain apportées par le couplage en retour. Ces variations seront calculées, en fonction de la ré- sistance R1 du thermistor en se référant à la Fig. 2 qui représente le circuit de couplage en retour du dispositif montré à la Fig. 1. Les symbo- les de référence de la Fig. 1 sont, autant que possible, aussi utilisés dans la Fig. 2.
I3 est le courant alternatif total de cathode. I et I2 sont les deux composantes de courant circulant à travers les deux bras du pont.
Prenons le gain u = U2/U3 sans couplage en retour comme quantité de réfé- rence pour le gain /u' = U2/U1. alors la variation de gain due au couplage en retour et de /u'/ /u=U3/U1
La somme des composantes alternatives de tension dans le circuit grille-cathode est :
U1=U4+U3+U4. w2/w3 - I2.R2 ou u. =Ti, U1=U4 (1+w2/w3 ) + U3 - I2.R2 (1)
Si on suppose en outre que les transformateurs Tr2 est un transformateur idéal, c'est-à-dire à une inductance mutuelle infiniment grande et l'enroulement w3 non-chargé, du fait du courant de magnétisation infiniment petit on aura :
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I1.w1= I2.w2 (2) La somme des tensions dans le circuit du pont et :
EMI5.1
En outre si, S est la pente du courant cathodique on aura :
I3=-S.U3 (4)
I3=I1+I2 (5) A l'aide de ces cinq équations, U peut s'exprimer en fonction de U3; D'autres quantités inconnues sont U , 1' I2' I3' Les équations (2), (4), (5) contiennent trois de ces quantités inconnues, à savoir 11' 12' 13
La solution par rapport à I1 et I2 est :
EMI5.2
Substituant ces valeurs (6) dans les équations (1), (3) et éliminant U4' on obtient :
EMI5.3
( w2 w2 +w3 wIR2 - w;fl ) (7) U3 ( wl+w2 wl+w2 wl+w2 U L'équation 7 est la relation désirée = f (Rl)' 3
En choisissant w1' w2 tels que w1 = w2 et en posant w3/w1=n, 1'équation (7) se simplifie et devient:
EMI5.4
ce qui se transforme en :
EMI5.5
L'équation (3)¯ montre comment dans ce cas le gain varie avec R1.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à une réalisation préférée;
il est bien entendu que cette description est faite à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
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The present invention relates to amplifiers with automatic gain control and in particular to single-stage amplifiers such as those used in carrier frequency systems.
One of the known adjustment circuits applies if there is, for example, proportionality between the anode current and the transconductance of the adjustment tube, the transconductance being influenced by the output voltage via a rectifier device. The setting range and the excitation limit will depend to some extent on each other as long as the available power depends on the smaller value of the anode current.
Such a device therefore satisfies only for preliminary stages.
It is also well known to carry out the adjustment using thermistors. For example, a directly heated thermistor can be a potentiometric resistor inserted into the amplifier feedback path. This device is relatively simple but has the drawback that the target setting depends very much on the ambient temperature.
To remedy this, the thermistor can be heated by means of an additional thermistor subjected to room temperature, but this remedy involves expensive means.
Another known adjustment device comprises an indirectly heated thermistor constituting a potentiometric resistor or forming part of a bridge while being connected in series with the amplifier. Such a device makes it possible to achieve a large adjustment zone but is also subject to temperature conditions.
Finally, we can mention amplifiers regulated by thermistors heated indirectly, namely, by means of an oscillator with controlled amplitude. Devices of this kind are used where tuned amplifiers are connected in series. In fact, these devices tend to reduce over-excitation of amplifiers, such excitation can take place as a result of addition of components. Here, of course, the cost of resources is considerable.
A great drawback of many known devices lies in the fact that the voltages to be transferred are subdivided and it may then be impossible to keep the distortion factors small for each adjustment state. This will be the case especially if the excursion of the gate potential and therefore of the operating point is foreseen, since the distortion factors depend on such an excursion.
The amplifier provided according to the invention avoids all these difficulties and nevertheless remains inexpensive in terms of means. Here a voltage obtained from the alternating output voltage influences the potential of the control gate so as to ensure the constancy of the output voltage.
The improvement over known devices consists in that the primary of a transformer is connected in series with the control gate of the amplifier tube while the halves of the secondary of this transformer as well as an invariable resistor and a thermistor form a bridge connection which is inserted into the cathode circuit of the tube,
consists in that the value of the resistance of the thermistor on the one hand will influence the component of feedback in the cathode branch of said tube while on the other hand it will determine the magnitude and the sign of a voltage which is proportional to the cathodic alternating current and which each time the bridge becomes unbalanced will therefore be coupled by the transformer to the grid-cathode circuit of said tube in such a way that the gain will also be modified in the same direction as by the feedback component in the cathode branch.
Other characteristics and aims of the present invention will emerge from the description which follows, relating to a detailed embodiment, given by way of non-limiting example, with reference to the appended figures in which:
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Fig. 1 is a diagram of the amplifier circuit according to the invention;
Fig. 2 is a simplified diagram used to explain the role of the amplifier.
The exemplary embodiment described here can serve as an amplifier for use in short distance carrier frequency systems such as, for example, subzone network systems, and in which the carrier and both sidebands are transmitted.
The input signal Ul, which in the example described consists of the carrier and the side bands, is transferred by the coupling capacitor C1 to the grid of the electron tube V and obtained as amplified voltage U2 at the secondary of the transformer of output Tr1.
A setting voltage is taken from a third winding of Tr1. This voltage is rectified and used to control the gate potential. The part of the circuit described so far is well known. The control of the gate potential is carried out in the usual manner, i.e., the gate bias decreases whenever the output voltage exceeds its nominal value. As a result, the direct anode current also decreases.
The direct current of anode is used to heat the termistor R1 by the heating element H which is associated with it. The thermistor R1 is arranged in such a way that it influences the reaction current in the cathode branch as well as the reaction current coupled to the gate branch. There are therefore two components of the reaction current. The first of these components is always negative. The second can be either positive or negative.
For this purpose, the thermistor R1 is part of a bridge connection which further comprises an invariable resistor R2 and the two secondary winding halves w1, w2 of the differential transformer Tr2. The primary w3 of Tr2 is interposed between the capacitor Cl and the control gate of V. The blocking capacitor C2 connected in series with the thermistor Rl prevents the latter from being charged by direct current. The resistance of the bridge R2 preferably comprises a resistance and the resistance of the heating element H of the thermistor R1.
It can be seen that the two arms of the bridge between point 1 and the earth are located between the cathode and the earth and therefore determine the feedback component in the cathode branch.
When the device is at rest, that is to say, when the input signal Ul does not arrive, the thermistor R1 is fully heated and therefore has its lowest resistance. The resulting cathode current is determined in part by the negative gate bias. This polarization is the potential difference between the cathode, identical to point 1, and point 2. The values of the potential divider R3, R4 between the positive pole of the power source and the earth, are such as point 2 has a positive potential somewhat lower than that of point 1 and therefore that of the cathode.
The feedback current component U4 transferred to the gate circuit has a polarity such that it is positive when the device is at rest, Rl therefore being small and the dimensions are chosen in such a way that this component will be larger than the small negative component supplied by the cathode branch.
When an input signal U1 arrives, the anode current is modified by the setting voltage taken from the output transformer Tr1 and applied to the gate. Consequently, the heating and therefore the value of the resistance of the thermistor R1 undergo variations. Depending on whether the
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As their resistance increases or decreases, the feedback component produced in the cathode branch also increases or decreases.
At the same time, the change in unbalance of the bridge causes a change in magnitude and sign of the feedback component U4, transferred to the gate circuit. If therefore the input signal and also the output signal are small, U4 will be positive and will exceed the negative component supplied by the cathode branch. When the input voltage increases, U4 decreases, becomes zero when the bridge is balanced and increases again to constitute a feedback which adds to the negative component of the cathode branch. This component is also increasing.
Further details of the circuit will be explained below. The set voltage taken from the third winding of Tr1 is rectified by G11 and produces a DC voltage UR across the resistor-capacitor assembly R5, C30 The voltage UR is approximately proportional to the output voltage U2. The time constant of R5, C3 is so small that the modulation present in the carrier does not introduce a DC voltage.
The voltage produced at the terminals of R6, C3 is therefore a fluctuating voltage.
The linear average of this fluctuation is obtained by means of the filter element R6, C4.
Between the positive pole of the power source on the one hand and the cathode on the other hand, a potential divider R7, R8 is interposed. At the terminals of R8 therefore appears a counter-voltage which, as indicated in the drawing, has the opposite polarity to that of the adjustment voltage UR.
These two voltages are joined in series between the cathode and point 3 and, being superimposed on each other, give a differential voltage UGK for the grid-cathode path. This voltage is transferred to the grid via resistor R9 and acts to adjust the anode and cathodr currents. It is assumed for the moment that the rectifier Gl. and the capacitor C6, which shown in dotted lines are absent, a short circuit being provided at the liel of this rectifier.
The voltage UGK determines the potential of the gate provided that the latter does not exceed the negative polarization of the normal gate. If point 3 has a positive potential as it is for example the case in the absence of the input signal, then a positive potential will be communicated to the gate.
A grid current will arise.
To avoid this drawback, the G12 rectifier has been provided. This rectifier allows the current controlled by the counter-voltage UG at the terminals of the resistors R6, R5 to flow to point 2, the latter having a positive potential. G12 is shunted by the relatively hayte resistor R10 so that this negative bias can reach the gate.
The tube V has a non-variable but fixed screen voltage which is obtained from the potential divider R11, R12 Thanks to this device, the direct current conductance remains the same according to a well known process. For filtering purposes, resistor R12 is shunted by capacitor C5.
To stabilize the operating point in the absence of an input signal, a direct current feedback comprising the resistors R2, R3, R4 is arranged in a manner well known in itself.
The role of the circuit element Gl.-., C which has already been referred to will now be described.)
If the input signal suddenly disappears, either for momentary disturbance reasons or because the signals are being given with carrier interruptions, then the amplifier would quickly give the highest gain. It may be desirable to avoid such an incident. The rectifier G13 and the large capacitor C6 are provided
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for this purpose. Gl has a polarity such that it practically constitutes a short circuit if the capacitors C4, C6 become charged by a negative potential at point 3.
If now the input signal and therefore also UR cease, 'the differential voltage UGK will however remain for a while because the capacitor C6 can only discharge through the high resistance R10, the path to the resistors R5 , R6 being blocked by rectifier C13. The discharge period therefore depends mainly on the time constant of the combination C6, R10.
Although in this way the rectifier Gl also acts to greatly prevent a positive potential from being communicated to the grid of the tube V when UR is absent, it may however be useful to keep the rectifier C12 or the rectifier G13 is not ideal and does not block perfectly.
The advantage of this amplifier is that, apart from the fact that the means used are inexpensive, the input voltage is not divided. It is also important that feedback coupling and feedback is possible. So the distortion factor will be largely independent of the operating point of the tube. As a result, the tube can be adjusted unfavorably. In fact, if the output AC voltage is too large, the gain is set towards small values, the anode current will be small. This effect is known to create an increase in the distortion factor. As, however, down regulation is effected by increasing the feedback, the distortion factor will therefore be reduced. On the other hand, a high gain is obtained by feedback coupling.
The adjustment area is therefore not only wide but also can be traversed with an approximately constant distortion factor.
As can be seen from the above description the straighteners used in the example chosen are not polarized.
This is advantageous in that one does not have to take into account the sensitivity of the reverse current.
Let us now calculate the gain variations brought about by the feedback coupling. These variations will be calculated, as a function of the resistance R1 of the thermistor with reference to FIG. 2 which represents the back-coupling circuit of the device shown in FIG. 1. The reference symbols in FIG. 1 are, as far as possible, also used in FIG. 2.
I3 is the total AC cathode current. I and I2 are the two components of current flowing through the two arms of the bridge.
Let us take the gain u = U2 / U3 without feedback coupling as a reference quantity for the gain / u '= U2 / U1. then the variation of gain due to the coupling in return and of / u '/ / u = U3 / U1
The sum of the AC voltage components in the grid-cathode circuit is:
U1 = U4 + U3 + U4. w2 / w3 - I2.R2 or u. = Ti, U1 = U4 (1 + w2 / w3) + U3 - I2.R2 (1)
If we further assume that the transformers Tr2 is an ideal transformer, i.e. with an infinitely large mutual inductance and the unloaded winding w3, due to the infinitely small magnetizing current we will have:
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I1.w1 = I2.w2 (2) The sum of the voltages in the bridge circuit and:
EMI5.1
Moreover if, S is the slope of the cathode current we will have:
I3 = -S.U3 (4)
I3 = I1 + I2 (5) Using these five equations, U can be expressed as a function of U3; Other unknown quantities are U, 1 'I2' I3 'Equations (2), (4), (5) contain three of these unknown quantities, namely 11' 12 '13
The solution with respect to I1 and I2 is:
EMI5.2
Substituting these values (6) in equations (1), (3) and eliminating U4 'we obtain:
EMI5.3
(w2 w2 + w3 wIR2 - w; fl) (7) U3 (wl + w2 wl + w2 wl + w2 U Equation 7 is the desired relation = f (Rl) '3
By choosing w1 'w2 such that w1 = w2 and by setting w3 / w1 = n, equation (7) is simplified and becomes:
EMI5.4
which turns into:
EMI5.5
Equation (3) ¯ shows how in this case the gain varies with R1.
Although the principles of the invention have been described above with reference to a preferred embodiment;
it is understood that this description is given by way of example and in no way constitutes a limitation of the scope of the invention.