Dispositif pour l'amplification d'oscillations haute fréquence
modulées, équipé d'au moins un tube amplificateur.
L'invention concerne un dispositif d'amplification d'oscillations haute fréquence modulées, équipé d'au moins un tube amplificateur et particulièrement indiqué pour l'emploi dans l'étage de sortie d'un émetteur.
On connaît le procède consistent à utiliser pour
<EMI ID=1.1>
tube est conducteur pendant la moitié de chaque période de la tension alternative à amplifier. Un tel amplificateur est connu sous le
<EMI ID=2.1>
pour autant que l'amplitude de la tension alternative aux bornes du circuit de sortie soit égale à la tension anodique continue. En pratique, on admet cependant une amplitude maximum de la tension alternative égale à 0,8 - 0,9 fois la tension anodique continue, de sorte que le rendement maximum d'un amplificateur B ne dépasse guère
5Z
0,8 - 0,9 x 4 = 0,67. Lorsqu'un tel amplificateur est utilisé pour l'amplification d'oscillations haute fréquence modulées, ce rendement' de 0,67 ne s'obtiendra que pour une pointe positive de modulation correspondant à un taux de modulation de 100% de l'onde porteuse, étant donné que seulement dans ce cas, l'amplitude de la tension anodique alternative est égale à 0,8 - 0,9 fois la tension anodique continue. En cas d'absence de modulation, l'amplitude de la tension anodique alternative n'est égale qu'à la moitié de la valeur mention-
<EMI ID=3.1>
tions de radiodiffusion, la valeur moyenne du taux de modulation considérée pour une journée entière, est très petite, car la valeur instantanée du taux de modulation dépasse rarement 30%, en d'autres termes, le rendement moyen d'un amplificateur B ne dépasse guère 0,33,
Pour obtenir un amplificateur à rendement plus élevé, on
a proposé des dispositifs dans lesquels on fournit de l'énergie à une impédance de charge, par au moins deux canaux amplificateurs et <EMI ID=4.1> dans lesquels le circuit de sortie de l'un de ces canaux est relié
à l'impédance de charge par l'intermédiaire d'un réseau réciproque, c'est-à-dire un réseau dont l'impédance d'entrée est inversement proportionnelle à l'impédance de fermeture du circuit de sortie. Comme réseau réciproque, on peut utiliser une ligne de transmission dont la longueur est égale au quart de la longueur d'onde des oscillations à amplifier. Ces amplificateurs .permettent d'obtenir, même pour un faible taux de modulation, un rendement de 0,65 environ.
L'invention concerne un dispositif pour l'amplification d'oscillations haute fréquence modulées, à rendement élevé, dispositif qui ne comporte qu'un seul canal amplificateur.
Conformément à l'invention, on insère entre le circuit anodique d'un tube amplificateur haute-fréquence et une impédance de charge, un réseau combiné, dont les éléments sont constitués par des réseaux réciproques, et en chaque noeud de deux ou d'un plus grand nombre de ces réseaux, sauf à l'endroit du circuit anodique et de l'impédance de charge mentionnés, se trouve au moins un tube à décharges fonctionnant comme interrupteur, tube dont l'impédance entre l'anode et la cathode shunte au noeud le circuit d'entrée, respectivement le circuit de sortie des réseaux réciproques, et modulé de manière telle qu'à amplitude croissante des oscillations à amplifier au moins un certain nombre de ces tubes soient consécutivement et/ou alternativement bloqués, ce qui assure une diminution par sauts de l'impédance d'entrée du réseau combiné.
Conformément à une forme d'exécution de l'invention, le réseau composé peut s'obtenir'en reliant, par l'intermédiaire de réseaux réciproques, chacun des points d'un groupe à chacun des points d'un second groupe, deux des points considérés étant reliés respectivement au circuit anodique du tube amplificateur haute fréquence et
à l'impédance de charge.
Dans un amplificateur. B normal, le rendement est proportionnel à l'amplitude de l'oscillation à amplifier. Lorsque cette amplitude atteint sa valeur maximum, le rendement est de 0, 67 environ, à mi-amplitude, il est de 0,33 environ etc. Ceci est attribuable au fait qu'à l'amplitude maximum de l'oscillation à amplifier, la tension anodique du tube amplificateur est complètement modulée et qu'à mi-valeur de cette amplitude, la modulation n'est que de 0,5 etc. Par modulation complète de la tension anodique, on entend ici
<EMI ID=5.1>
te et choisie suffisamment grande pour qu'à modulation complète de la tension anodique, c'est-à-dire à la plus grande valeur Ea max de
<EMI ID=6.1>
2 Ra
soit égale à la puissance maximum, que le tube doit pouvoir fournir.
Dans le dispositif conforme à l'invention, l'impédance Ra n'est pas constante, au contraire, elle varie par sauts à amplitude variable des oscillations à amplifier. Aux petites amplitudes, Ra.est plus grand, par exemple plusieurs fois plus grand que dans le cas d'un amplificateur B correspondant. De ce fait, il suffit d'une petite amplitude pour que la tension anodique soit complètement modulée et pour que le rendement soit très élevé. Pour permettre l'augmentation de la puissance de sortie à amplitude croissante de l'oscillation à amplifier, l'impédance Ra est réduite par saut, jusqu'à un montant moins élevé, de sorte que la modulation de la tension anodique, et partant le rendement, diminuent légèrement, mais la puissance de sortie ne varie pas.
Lors d'un plus grand accroissement de l'amplitude de l'oscillation à amplifier, la puissance de sortie peut donc à nou.veau croître jusqu'au moment où la pleine modulation de la tension anodique Ea est à nouveau atteinte; il se produit alors une nouvelle réduction, par saut de l'impédance Ra, et ainsi de suite. Ce processus peut se répéter un nombre arbitraire de fois, jusqu'à ce que le dernier saut .amène Ra à la valeur que cette impédance aurait de façon permanente dans l'amplificateur B correspondant.
Il est évident que, dans le mode de fonctionnement décrit, pour des amplitudes de l'oscillation à amplifier comprises entre zéro et la valeur maximum, le rendement moyen est notablement plus élevé que celui d'un amplificateur B normal.
La description du dessin annexé, donné à titre d'exemple non limitatif, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée, les particularités qui ressortent tant du dessin que du texte faisant, bien entendu, partie de l'invention.
La forme d'exécution du dispositif conforme à l'invention représentée sur la figure 1 comporte un tube amplificateur de sortie U, un amplificateur pour oscillations haute fréquence modulées et
une impédance de charge R, constituée par une antenne par exemple, à laquelle le tube U fournit de l'énergie. Entre le circuit anodique
du tube U et l'impédance de charge R est inséré un réseau combiné dont
<EMI ID=7.1>
en série trois a trois, et les chaînes ainsi obtenues, constituées chacune de trois réseaux, sont montée$ en parallèle avec le réseau
<EMI ID=8.1>
montés des tubes à décharges A, respectivement B, A' etc. fonctionnant comme interrupteurs, tubes dont les circuits anodiques sont connectés aux réseaux de manière telle que les impédances entre l'anode et la cathode des tubes A, B, A' etc. shuntent aux noeuds, les cir-
<EMI ID=9.1>
ou, en d'autres termes, aux noeuds mentionnés les réseaux sont fermés par les impédances anode-cathode des tubes A, B, A' etc. L'impédance d'entrée du réseau combiné constitue l'impédance de charge Ra du tube U tandis que la résistance R constitue l'impédance de fermeture du réseau. Pour rendre le dessin plus clair, les connexions entre les tubes et les réseaux sont représentées par des conducteurs simples, tandis que les sources de tension d'alimentation et de tension de commande n'y figurent pas.
<EMI ID=10.1>
réciproques, c'est-à-dire des reseaux présentant la propriété que l'impédance d'entrée est inversement proportionnelle à l'impédance de fermeture du circuit de sortie, tandis que l'impédance de sortie est inversement proportionnelle à l'impédance de fermeture du circuit d'entrée. Le produit de l'impédance d'entrée, respectivement de l'impédance de sortie, et de l'impédance de fermeture est constant et, on admettra ci-après que pour le réseau réciproque Ro, respectivement.Rl, R2 etc., le produit de l'impédance d'entrée et de l'impé-
<EMI ID=11.1>
plus, pour les réseaux réciproques, par exemple pour le réseau Ro, on a la relation
<EMI ID=12.1>
<EMI ID=13.1>
le courant dans l'impédance de fermeture du circuit de sortie. Ce courant est décalé de 90[deg.] par rapport à la tension V, est indépendant
de la valeur de l'impédance de fermeture et, pour une valeur donnée de la résistance d'onde, il dépend donc uniquement de la tension d'en-
<EMI ID=14.1>
Dans le dispositif représenté sur la figure 1, la diminution par sauts de l'impédance de charge anodique Ra s'obtient de la manière suivante: on admettra que les tubes A, B, A' etc. soient modulés de manière à être conducteurs et qu'ils présentent une faible impédance entre l'anode et la cathode, de manière à provoquer pratiquement un court-circuit des réseaux réciproques aux noeuds de ces réseaux où sont montés les tubes considérés. Les impédances de fer-
<EMI ID=15.1>
sont donc très faibles, de sorte que les impédances d'entrée des réseaux réciproques au droit du tube U et de la résistance R sont
<EMI ID=16.1>
<EMI ID=17.1>
de sorte que, dans ces conditions, la charge Ra du tube U est égale à Zi.
Lorsque, d'une manière qui sera décrite ci-après, les tubes A et B sont bloqués de sorte que le circuit comportant les ré-
<EMI ID=18.1>
se déterminer à l'aide de la formule
<EMI ID=19.1>
<EMI ID=20.1>
un réseau à résistance d'onde Rt_dans lequel
<EMI ID=21.1>
c'est-à-dire que tout se passe comme si les résistances d'onde Ro et Rrés étaient montées en parallèle. Lorsque Rrés est positif, la résistance d'onde Rt résultant de ce montage parallèle est inférieure
<EMI ID=22.1>
des tubes A et B a donc entraîné une diminution de la valeur de Ra.
Une plus grande diminution par saut de l'impédance de charge anodique Ra du tube U peut s'obtenir en bloquant en même temps les tubes A' et B' et ensuite aussi les tubes A" et B". La figure 1 représente trois chaînes de réseaux montés en série; il va de soi que ce nombre peut être arbitraire.
Sur la figure 2, la courbe en trait plein donne les variations de la tension anodique alternative Ea du tube U de la figure 1 en fonction de l'amplitude P des oscillations à amplifier par le tube U. Etant donné que l'amplitude n'est approximativement linéaire, P représente en même temps l'amplitude du courant I dans l'impédance de sortie R. P4 donne la. valeur maximum des oscillations à amplifier et l'intensité maximum du courant de sortie I, tandis que
<EMI ID=23.1>
sauts l'impédance de charge anodique Ra du tube U. Les dimensions des réseaux réciproques sont imaginées telles que la résistance d'on-
<EMI ID=24.1>
<EMI ID=25.1>
<EMI ID=26.1>
<EMI ID=27.1> le long de l'axe des P représentent toutes ce montant
<EMI ID=28.1>
et sont donc égales.
La courbe en pointillés de la figure 2 représente les variations de l'impédance anodique Ra du tube U. Comme on l'a déjà
<EMI ID=29.1>
4R 9R 16R.
figure 2 montre comment, à chaque saut, la tension anodique alternative Ea tombe de la pleine modulation a une valeur plus petite.
Afin d'éviter une discontinuité, il faut qu'immédiatement avant et après chaque modification par saut de l'impédance Ra, la
<EMI ID=30.1>
courant alternatif du courant anodique du tube U) doit être approximativement la même. Comme Ra tombe par saut, il en résulte que Ia doit augmenter-par saut. Lorsque le tube U est une triode, l'augmentation.de Ia se produire'automatiquement, il est cependant possible que cet accroissement n'ait pas, sans plus, la grandeur requise. La distorsion éventuelle peut cependant être éliminée par réaction inverse. Lorsque le blocage des tubes A, B, A' etc. s'effectue quelque peu progressivement, la distorsion à éliminer par réaction inverse est notablement inférieure à celle qu'il y aurait lieu d'éliminer lorsque les modifications se produisent par saut brusque.
Il n'.est pas indispensable que la résistance d'onde résul-
<EMI ID=31.1>
ble que les niveaux d'amplitude Pl = P4 soient choisis équidistants.
<EMI ID=32.1>
etc. soient égaux entre eux. En effet, dans ce cas, le saut maximum rencontré est aussi petit que possible.
De ce qui précède, il résulte que les tubes A, B, A' etc. travaillent uniquement comme interrupteurs, c'est-à-dire qu'ils sont ou bien aussi bons conducteurs que possible ou bien entièrement bloqués. Le blocage des tubes A et B, respectivement A' et B' et
<EMI ID=33.1>
ment P2 et P3, des oscillations à amplifier est dépassé, niveau auquel se produit, comme le montre la figure 2, la modulation complète
<EMI ID=34.1>
conforme à l'invention, ce blocage s'obtient par le fait qu'une tension basse fréquence obtenue éventuellement après détection des oscillations à amplifier, et correspondant à l'enveloppe des oscillations à amplifier, est appliquée à polarité négative, à l'électrode de commande des tubes considérés. Les tubes sont réglés, par exemple à l'aide de diverses tensions de polarisation de grille,
de manière telle que les divers jeux de tubes, 'par exemple les tubes A et B, soient bloqués consécutivement aux niveaux d'amplitudes désirés des oscillations à amplifier. A cet effet, les électrodes de commande des tubes A et B, respectivement A', B' et A", B" peuvent être interconnectées.
<EMI ID=35.1> <EMI ID=36.1>
dispositif réalisé conformément à l'invention. Dans celle-ci, le réseau combiné s'obtient par le fait qu'entre le circuit anodique du tube U et l'impédance de charge R se trouvent branchées un certain nombre de branches parallèles (la figure 3 représente deux de ces branches) composées chacune de deux réseaux ré-
<EMI ID=37.1>
ve monté un tube à décharges A, respectivement A', fonctionnant comme interrupteur, tube dont l'impédance anode-cathode shunte, aux noeuds, le circuit d'entrée, respectivement le circuit de sortie, des réseaux considérés. Le fonctionnement se ramène en principe à celui du dispositif représenté sur la figure 1, avec cette différence cependant qu'une seule branche peut être en fonctionnement, de sorte que les branches doivent présenter des résistances d'onde différentes. Le fait que le montage en parallèle de deux branches est impossible s'explique facilement de la manière suivante:
Pour une branche composée de deux réseaux réciproques
(par exemple Rl et Rp) montés en série, on a
<EMI ID=38.1>
expression dans laquelle Vu est la tension aux bornes de sortie du second réseau et Vi la tension aux bornes d'entrée du premier réseau. Pour la branche composée des réseaux R3 et R4, on a
<EMI ID=39.1>
Lorsque les deux branches, c'est-à-dire le circuit d'entrée et le circuit de sortie des deux branches, sont montées en parallèle, les tensions Vu et Vi sont égales pour les deux branches
<EMI ID=40.1>
Rl R3
tions précitées. Dans ce cas, seule la valeur Vu = Vi = 0 satisfait simultanément aux deux équations, en d'autres termes, les deux branches sont court-circuitees aux deux extrémités. Le dispositif tel que représenté sur la figure 3, ne permet donc pas de monter en parallèle deux ou un plus grand nombre de branches.
La figure 4 montre une autre forme d'exécution du dispositif réalisé conformément à l'invention. Le circuit anodique du tube amplificateur et la résistance de charge R y sont respectivement connectés à deux sommets opposés d'un hexagone dont les côtés <EMI ID=41.1>
A tous les sommets de l'hexagone, sauf aux deux sommets précités, est monté un tube à décharges, fonctionnant comme interrupteur, désigné pa.r A, respectivement B, C et D qui shunte le circuit d'entrée, respectivement le circuit de sortie, des réseaux au noeud considéré.
Ce dispositif permet d'obtenir six valeurs différentes
de l'impédance de charge anodique Ra du tube U, par les combinaisons suivantes de tubes conducteurs et de tubes bloqués.
<EMI ID=42.1>
II ABCD conducteurs
III AB conducteurs, CD bloqués IV AB bloqués, CD conducteurs V AC conducteurs, BD bloqués VI AC bloqués, BD conducteurs La figure 4 montre que, dans le cas de la combinaison II, seul le réseau Rg est inséré, tandis que, pour toutes les autres combinaisons, une ou plusieurs chaînes, constituées par le montage en série de trois des autres réseaux, sont branchées en parallèle avec le réseau Rg. Le blocage des tubes A-D peut s'effectuer à l'aide d'un dispositif comportant un tube à rayons électroniques, dans lequel, sous l'influence d'une tension basse fréquence, éventuellement obtenue après la détection des oscilla- <EMI ID=43.1>
à amplifier, le faisceau électronique est défléchi, et, à amplitude croissante de cette tension, ce faisceau touche consécutivement un certain nombre d'électrodes reliées à une électrode de commande des tubes A-D, de manière que les tubes A-D par exemple soient consécutivement et/ou alternativement conducteurs ou bloqués suivant l'ordre de succession mentionné au tableau ci-dessus.
Lorsqu'on n'emploie que quatre des six combinaisons pos-
<EMI ID=44.1>
tubes A, B, C et D peut s'obtenir à l'aide de moyens simples. Ceci est nettement prouvé par le tableau suivant qui représente les états des tubes A, B, C et D (b = bloqué, c = conducteur) pour l'amplitude des oscillations à amplifier variant depuis zéro jusqu'à la va-
<EMI ID=45.1>
nière telle qu'utilisées dans l'ordre de succession III, V, IV, VI, de la manière représentée -sur la figure 8, les combinaisons employées entraînent chaque fois une plus faible impédance de charge anodique du tube U. Les niveaux d'amplitude auxquels se produit chaque fois
<EMI ID=46.1>
<EMI ID=47.1>
Ce tableau prouve qu'à amplitude croissante des oscillations à amplifier, le tube D, respectivement A, est bloqué, res-
<EMI ID=48.1>
<EMI ID=49.1>
<EMI ID=50.1>
sion basse fréquence éventuellement obtenue après détection des oscillations à amplifier et correspondant à l'enveloppe de modulation des oscillations à amplifier, combinée à des polarisations appropriées appliquées à une grille de commande des tubes A et B, on obtient facilement que le tube A, respectivement B, soit bloqué, respectivement conducteur à des valeurs plus négatives qu'une valeur instantanée déterminée de la tension basse fréquence cor-
<EMI ID=51.1>
bloqué à des valeurs .instantanées plus positives. La modulation désirée des tubes B et C peut s'obtenir en redressant, sans uniformisation, la tension basse fréquence citée et en appliquant les impulsions de tension continue obtenues aux électrodes de commande des tubes B et C de manière qu'à des valeurs instantanées positives, respectivement négatives de l'amplitude de la tension basse fréquence, inférieures à une valeur correspondant au niveau P3, respectivement Pl, le tube B soit conducteur et que pour des valeurs instantanées de l'amplitude, supérieures à cette limite, le tube soit bloqué, l'inverse se présentant pour le tube C.
La figure 5 représente une autre forme d'exécution du dispositif réalisé conformément à l'invention, forme qui présente beaucoup d'analogies avec celle de la figure 4. Le tableau ci-dessous donne les six combinaisons utilisables de tubes à décharge A-D bloqués et conducteurs.
<EMI ID=52.1>
II B bloqué, A, C et D conducteurs
III C bloqué, A, B et D conducteurs
IV B, C et D bloqués, A conducteur
V A, C et D bloqués, B conducteur
VI A, B et D bloqués, C conducteur.
Par rapport au dispositif représenté sur les figures
3, 4 et 5, le montage de réseaux combinés constitués de plusieurs réseaux réciproques, utilisés dans ce dispositif et d'autres réseaux combinés, non décrits, éventuellement utilisables, peut s'obtenir, en reliant, par l'intermédiaire de réseaux réciproques, chaque point d'un groupe de points à chaque point d'un second groupe de points, deux des points cités étant connectés respectivement au circuit anodique du tube amplificateur haute fréquence U et à l'impédance de charge R. Aux autres points sont connectés les tubes à décharges A, B, C etc. Ces montages sont illustrés par les figu-
<EMI ID=53.1>
reseau réciproque. Sur la figure 6ale circuit anodique du tube
U est relié au point al et l'impédance de charge R est reliée au
<EMI ID=54.1>
Au lieu d'insérer aux noeuds des réseaux un tube A respectivement B, A' etc., on peut y monter avantageusement deux tubes montés en push-pull, montage dans lequel les tubes ne requièrent pas de tension anodique. La figure 7 représente un dispositif approprié à cet effet. Ll et L2 représentent des bobines
<EMI ID=55.1>
<EMI ID=56.1>
sont connectées directement aux bornes de la bobine L2. Les élec-
<EMI ID=57.1>
çoivent donc la même tension de commande. Les bornes d'entrée K sont connectées aux bornes d'entrée, respectivement aux bornes
de sortie, des réseaux réciproques, aux noeuds des réseaux. Il est
<EMI ID=58.1>
pédance entre les bornes K est très petite, alors que, lorsque ces tubes sont conducteurs, l'impédance est très grande.
Comme déjà signalé, il faut que la résistance d'onde résultante Rrés des chaînes de trois réseaux montés en série les
<EMI ID=59.1>
présentés sur les figures 1 et 4 soit positive; ce résultat peut
<EMI ID=60.1>
<EMI ID=61.1>
en les montant de manière telle que le courant de sortie '1 soit décalé de -90[deg.] par rapport à la tension d'entrée V, donc qu'il soit en opposition de phase par rapport à la tension d'entrée du réseau Rg.Une forme d'exécution avantageuse de ces circuits s'obtient en utilisant pour le réseau R2 un filtre qui provoque un
<EMI ID=62.1>
la self-induction L et la capacité C montées en parallèle avec le tube A, respectivement B, constituent un circuit oscillateur ac,cordé sur l'oscillation a amplifier, circuit dont l'impédance est constante et très grande. Ce circuit peut donc être supprimé., de sorte que l'on obtient le montage simple représenté sur la figure 8b.
La figure 9 représente un schéma de montage d'une forme d'exécution du dispositif représenté sur la figure 1, réalisé con- <EMI ID=63.1>
sont choisis égaux et sont constitués de la manière représentée sur la figure 8b.
Au lieu de réseaux réciproques constitués de selfinductions et de capacités concentrées, il est aussi possible d'utiliser des réseaux réciproques à selfinduction et à capacités réparties, par exemple des lignes de transmission d'une longueurégale à un nombre impair de quarts de longueur d'onde des oscillations à amplifier. Chaque réseau réciproque peut aussi consister lui même en un nombre impair de réseaux réciproques montés en série.
Device for the amplification of high frequency oscillations
modulated, equipped with at least one amplifier tube.
The invention relates to a device for amplifying modulated high frequency oscillations, equipped with at least one amplifier tube and particularly suitable for use in the output stage of a transmitter.
We know the procedure consist in using for
<EMI ID = 1.1>
tube is conductive for half of each period of the alternating voltage to be amplified. Such an amplifier is known as
<EMI ID = 2.1>
provided that the amplitude of the alternating voltage at the terminals of the output circuit is equal to the direct anode voltage. In practice, however, a maximum amplitude of the alternating voltage equal to 0.8 - 0.9 times the direct anode voltage is admitted, so that the maximum efficiency of an amplifier B hardly exceeds
5Z
0.8 - 0.9 x 4 = 0.67. When such an amplifier is used for the amplification of modulated high frequency oscillations, this efficiency of 0.67 will only be obtained for a positive modulation peak corresponding to a modulation rate of 100% of the carrier wave. , given that only in this case, the amplitude of the alternating anode voltage is equal to 0.8 - 0.9 times the direct anode voltage. In the absence of modulation, the amplitude of the alternating anode voltage is only equal to half of the mentioned value.
<EMI ID = 3.1>
tions of broadcasting, the average value of the modulation rate considered for a whole day, is very small, because the instantaneous value of the modulation rate seldom exceeds 30%, in other words, the average efficiency of an amplifier B does not exceed hardly 0.33,
To obtain a higher efficiency amplifier, we
has proposed devices in which power is supplied at a load impedance, by at least two amplifier channels and <EMI ID = 4.1> in which the output circuit of one of these channels is connected
to the load impedance via a reciprocal network, that is to say a network whose input impedance is inversely proportional to the closing impedance of the output circuit. As reciprocal network, one can use a transmission line whose length is equal to a quarter of the wavelength of the oscillations to be amplified. These amplifiers make it possible to obtain, even for a low modulation rate, an efficiency of approximately 0.65.
The invention relates to a device for amplifying modulated high frequency oscillations, with high efficiency, which device has only one amplifier channel.
According to the invention, between the anode circuit of a high-frequency amplifier tube and a load impedance, a combined network is inserted, the elements of which are constituted by reciprocal networks, and in each node of two or one greater number of these networks, except at the location of the anode circuit and the load impedance mentioned, there is at least one discharge tube functioning as a switch, a tube whose impedance between the anode and the cathode shunts at the node the input circuit, respectively the output circuit of the reciprocal networks, and modulated in such a way that at increasing amplitude of the oscillations to be amplified at least a certain number of these tubes are consecutively and / or alternately blocked, which ensures a stepwise decrease in the input impedance of the combined network.
According to one embodiment of the invention, the compound network can be obtained by connecting, by means of reciprocal networks, each of the points of a group to each of the points of a second group, two of the points. points considered being respectively connected to the anode circuit of the high frequency amplifier tube and
to the load impedance.
In an amplifier. B normal, the efficiency is proportional to the amplitude of the oscillation to be amplified. When this amplitude reaches its maximum value, the efficiency is approximately 0.67, at mid-amplitude it is approximately 0.33 etc. This is attributable to the fact that at the maximum amplitude of the oscillation to be amplified, the anode voltage of the amplifier tube is completely modulated and that at mid-value of this amplitude, the modulation is only 0.5 etc. . By complete modulation of the anode voltage is meant here
<EMI ID = 5.1>
te and chosen sufficiently large so that with complete modulation of the anode voltage, that is to say at the greatest value Ea max of
<EMI ID = 6.1>
2 Ra
is equal to the maximum power that the tube must be able to deliver.
In the device according to the invention, the impedance Ra is not constant, on the contrary, it varies by variable amplitude jumps of the oscillations to be amplified. At small amplitudes, Ra. Is greater, for example several times greater than in the case of a corresponding B amplifier. Therefore, a small amplitude is sufficient for the anode voltage to be completely modulated and for the efficiency to be very high. To allow the increase in the output power with increasing amplitude of the oscillation to be amplified, the impedance Ra is reduced by jumps, to a smaller amount, so that the modulation of the anode voltage, and hence the efficiency, decrease slightly, but the output power does not vary.
During a greater increase in the amplitude of the oscillation to be amplified, the output power can therefore again increase until the moment when full modulation of the anode voltage Ea is again reached; a further reduction then occurs, by jumping in the impedance Ra, and so on. This process can be repeated an arbitrary number of times, until the last jump brings Ra to the value that this impedance would have permanently in the corresponding amplifier B.
It is obvious that, in the operating mode described, for amplitudes of the oscillation to be amplified comprised between zero and the maximum value, the average efficiency is notably higher than that of a normal amplifier B.
The description of the appended drawing, given by way of non-limiting example, will make it clear how the invention can be implemented, the features which emerge both from the drawing and from the text forming, of course, part of the invention.
The embodiment of the device according to the invention shown in FIG. 1 comprises an output amplifier tube U, an amplifier for modulated high frequency oscillations and
a load impedance R, constituted by an antenna for example, to which the tube U supplies energy. Between the anode circuit
of the tube U and the load impedance R is inserted a combined network of which
<EMI ID = 7.1>
in series three to three, and the chains thus obtained, each consisting of three networks, are mounted in parallel with the network
<EMI ID = 8.1>
fitted with discharge tubes A, respectively B, A 'etc. functioning as switches, tubes whose anode circuits are connected to the networks in such a way that the impedances between the anode and the cathode of tubes A, B, A 'etc. shunt at the nodes, the cir-
<EMI ID = 9.1>
or, in other words, at the nodes mentioned the networks are closed by the anode-cathode impedances of the tubes A, B, A 'etc. The input impedance of the combined network constitutes the load impedance Ra of the tube U while the resistance R constitutes the closing impedance of the network. To make the drawing clearer, the connections between the tubes and the networks are represented by single conductors, while the sources of supply voltage and control voltage are not.
<EMI ID = 10.1>
reciprocal, that is to say networks having the property that the input impedance is inversely proportional to the closing impedance of the output circuit, while the output impedance is inversely proportional to the impedance of closing of the input circuit. The product of the input impedance, respectively of the output impedance, and of the closing impedance is constant and, it will be admitted below that for the reciprocal network Ro, respectively, R1, R2 etc., the product of input impedance and impedance
<EMI ID = 11.1>
plus, for reciprocal networks, for example for the Ro network, we have the relation
<EMI ID = 12.1>
<EMI ID = 13.1>
the current in the closing impedance of the output circuit. This current is offset by 90 [deg.] Compared to the voltage V, is independent
of the value of the closing impedance and, for a given value of the wave resistance, it therefore depends only on the input voltage.
<EMI ID = 14.1>
In the device shown in FIG. 1, the decrease by jumps in the anode load impedance Ra is obtained as follows: it will be assumed that the tubes A, B, A 'etc. are modulated so as to be conductive and have a low impedance between the anode and the cathode, so as to practically cause a short-circuit of the reciprocal networks at the nodes of these networks where the tubes in question are mounted. The iron impedances
<EMI ID = 15.1>
are therefore very low, so that the input impedances of the reciprocal networks at the right of the tube U and of the resistance R are
<EMI ID = 16.1>
<EMI ID = 17.1>
so that, under these conditions, the load Ra of the tube U is equal to Zi.
When, in a manner which will be described below, the tubes A and B are blocked so that the circuit comprising the re-
<EMI ID = 18.1>
to determine using the formula
<EMI ID = 19.1>
<EMI ID = 20.1>
a wave resistance network Rt_in which
<EMI ID = 21.1>
that is to say that everything happens as if the wave resistors Ro and Rres were connected in parallel. When Rres is positive, the wave resistance Rt resulting from this parallel assembly is lower
<EMI ID = 22.1>
of tubes A and B therefore resulted in a decrease in the value of Ra.
A greater decrease by jumping of the anode load impedance Ra of the U tube can be obtained by simultaneously blocking the tubes A 'and B' and then also the tubes A "and B". FIG. 1 represents three chains of networks connected in series; it goes without saying that this number can be arbitrary.
In FIG. 2, the solid line curve gives the variations of the alternating anode voltage Ea of the tube U of FIG. 1 as a function of the amplitude P of the oscillations to be amplified by the tube U. Given that the amplitude n ' is approximately linear, P represents at the same time the amplitude of the current I in the output impedance R. P4 gives the. maximum value of the oscillations to be amplified and the maximum intensity of the output current I, while
<EMI ID = 23.1>
jumps the anode load impedance Ra of the tube U. The dimensions of the reciprocal networks are imagined such as the resistance of on-
<EMI ID = 24.1>
<EMI ID = 25.1>
<EMI ID = 26.1>
<EMI ID = 27.1> along the P axis all represent this amount
<EMI ID = 28.1>
and are therefore equal.
The dotted curve in FIG. 2 represents the variations of the anode impedance Ra of the tube U. As we have already seen
<EMI ID = 29.1>
4R 9R 16R.
Figure 2 shows how, with each jump, the AC anode voltage Ea drops from full modulation to a smaller value.
In order to avoid a discontinuity, it is necessary that immediately before and after each modification by jump of the impedance Ra, the
<EMI ID = 30.1>
alternating current of the anode current of the tube U) should be approximately the same. As Ra falls by jump, it follows that Ia must increase-by jump. When the tube U is a triode, the increase in Ia occurs automatically, however it is possible that this increase is not, without more, the magnitude required. Any distortion can, however, be eliminated by reverse reaction. When the blockage of tubes A, B, A 'etc. takes place somewhat gradually, the distortion to be eliminated by the reverse reaction is considerably less than that which should be eliminated when the modifications occur by sudden jumps.
It is not essential that the wave resistance result
<EMI ID = 31.1>
ble that the amplitude levels Pl = P4 are chosen equidistant.
<EMI ID = 32.1>
etc. are equal to each other. Indeed, in this case, the maximum jump encountered is as small as possible.
From the above, it follows that the tubes A, B, A 'etc. work only as switches, ie they are either as good conductors as possible or else completely blocked. The blocking of tubes A and B, respectively A 'and B' and
<EMI ID = 33.1>
ment P2 and P3, of the oscillations to be amplified is exceeded, level at which occurs, as shown in figure 2, the full modulation
<EMI ID = 34.1>
in accordance with the invention, this blocking is obtained by the fact that a low frequency voltage possibly obtained after detection of the oscillations to be amplified, and corresponding to the envelope of the oscillations to be amplified, is applied at negative polarity, to the electrode order of the tubes considered. The tubes are tuned, for example using various grid bias voltages,
so that the various sets of tubes, for example tubes A and B, are consecutively blocked at the desired amplitude levels of the oscillations to be amplified. For this purpose, the control electrodes of the tubes A and B, respectively A ', B' and A ", B" can be interconnected.
<EMI ID = 35.1> <EMI ID = 36.1>
device produced in accordance with the invention. In this one, the combined network is obtained by the fact that between the anode circuit of the tube U and the load impedance R are connected a certain number of parallel branches (figure 3 represents two of these branches) composed each of two networks re-
<EMI ID = 37.1>
ve mounted a discharge tube A, respectively A ', functioning as a switch, tube whose anode-cathode impedance shunts, at the nodes, the input circuit, respectively the output circuit, of the networks considered. The operation is reduced in principle to that of the device shown in FIG. 1, with this difference, however, that only one branch can be in operation, so that the branches must have different wave resistances. The fact that it is not possible to connect two branches in parallel is easily explained as follows:
For a branch composed of two reciprocal networks
(for example Rl and Rp) connected in series, we have
<EMI ID = 38.1>
expression in which Vu is the voltage at the output terminals of the second network and Vi the voltage at the input terminals of the first network. For the branch made up of networks R3 and R4, we have
<EMI ID = 39.1>
When the two branches, that is to say the input circuit and the output circuit of the two branches, are connected in parallel, the voltages Vu and Vi are equal for the two branches
<EMI ID = 40.1>
Rl R3
above mentioned. In this case, only the value Vu = Vi = 0 simultaneously satisfies both equations, in other words, the two branches are short-circuited at both ends. The device as shown in FIG. 3 therefore does not allow two or a greater number of branches to be connected in parallel.
FIG. 4 shows another embodiment of the device produced in accordance with the invention. The anode circuit of the amplifier tube and the load resistor R y are respectively connected to two opposite vertices of a hexagon whose sides <EMI ID = 41.1>
At all the vertices of the hexagon, except at the two aforementioned vertices, is mounted a discharge tube, functioning as a switch, designated by A, respectively B, C and D which bypasses the input circuit, respectively the circuit of output, from the networks to the considered node.
This device makes it possible to obtain six different values
of the anode load impedance Ra of the U tube, by the following combinations of conductive tubes and blocked tubes.
<EMI ID = 42.1>
II ABCD conductors
III AB conductors, CD blocked IV AB blocked, CD conductors V AC conductors, BD blocked VI AC blocked, BD conductors Figure 4 shows that, in the case of combination II, only the network Rg is inserted, while, for all the other combinations, one or more chains, formed by the series connection of three of the other networks, are connected in parallel with the network Rg. The blocking of the AD tubes can be carried out using a device comprising an electron ray tube, in which, under the influence of a low frequency voltage, possibly obtained after the detection of oscillations- <EMI ID = 43.1>
to be amplified, the electron beam is deflected, and, with increasing amplitude of this voltage, this beam touches consecutively a certain number of electrodes connected to a control electrode of the tubes AD, so that the tubes AD for example are consecutively and / or alternatively conductive or blocked according to the order of succession mentioned in the table above.
When only four of the six combinations are used,
<EMI ID = 44.1>
tubes A, B, C and D can be obtained using simple means. This is clearly proved by the following table which represents the states of the tubes A, B, C and D (b = blocked, c = conductor) for the amplitude of the oscillations to be amplified varying from zero to the va-
<EMI ID = 45.1>
nière as used in the order of succession III, V, IV, VI, as represented in FIG. 8, the combinations employed each time result in a lower anode load impedance of the tube U. The levels of amplitude at which occurs each time
<EMI ID = 46.1>
<EMI ID = 47.1>
This table proves that at increasing amplitude of the oscillations to be amplified, the tube D, respectively A, is blocked, res-
<EMI ID = 48.1>
<EMI ID = 49.1>
<EMI ID = 50.1>
low frequency voltage possibly obtained after detection of the oscillations to be amplified and corresponding to the modulation envelope of the oscillations to be amplified, combined with appropriate polarizations applied to a control grid of tubes A and B, it is easily obtained that tube A, respectively B, either blocked, respectively conducting at values more negative than a determined instantaneous value of the low frequency voltage cor-
<EMI ID = 51.1>
stuck at more positive snapshot values. The desired modulation of tubes B and C can be obtained by rectifying, without uniformization, the low frequency voltage quoted and by applying the DC voltage pulses obtained to the control electrodes of tubes B and C so that at instantaneous positive values , respectively negative of the amplitude of the low frequency voltage, less than a value corresponding to the level P3, respectively Pl, the tube B is conductive and that for instantaneous values of the amplitude, greater than this limit, the tube is blocked , the reverse occurring for tube C.
FIG. 5 represents another embodiment of the device produced in accordance with the invention, a form which has many analogies with that of FIG. 4. The table below gives the six usable combinations of blocked AD discharge tubes and conductors.
<EMI ID = 52.1>
II B blocked, A, C and D conductors
III C blocked, A, B and D conductors
IV B, C and D blocked, A conductive
V A, C and D blocked, B conductive
VI A, B and D blocked, C conductive.
Compared to the device shown in the figures
3, 4 and 5, the assembly of combined networks made up of several reciprocal networks, used in this device and other combined networks, not described, possibly usable, can be obtained by connecting, through reciprocal networks, each point of a group of points to each point of a second group of points, two of the cited points being connected respectively to the anode circuit of the high frequency amplifier tube U and to the load impedance R. To the other points are connected the discharge tubes A, B, C etc. These assemblies are illustrated by the fig-
<EMI ID = 53.1>
reciprocal network. In figure 6 the anode circuit of the tube
U is connected to point al and the load impedance R is connected to
<EMI ID = 54.1>
Instead of inserting a tube A respectively B, A 'etc. at the nodes of the networks, it is possible to advantageously mount two tubes mounted therein push-pull, an assembly in which the tubes do not require an anode voltage. Figure 7 shows a suitable device for this purpose. Ll and L2 represent coils
<EMI ID = 55.1>
<EMI ID = 56.1>
are connected directly to the terminals of coil L2. The elec-
<EMI ID = 57.1>
therefore have the same control voltage. The input terminals K are connected to the input terminals, respectively to the terminals
output, from the reciprocal networks, to the nodes of the networks. It is
<EMI ID = 58.1>
pedance between the K terminals is very small, whereas, when these tubes are conductive, the impedance is very large.
As already indicated, it is necessary that the resulting wave resistance Rres of the chains of three networks connected in series them
<EMI ID = 59.1>
shown in Figures 1 and 4 is positive; this result may
<EMI ID = 60.1>
<EMI ID = 61.1>
by mounting them in such a way that the output current '1 is offset by -90 [deg.] with respect to the input voltage V, so that it is in phase opposition with respect to the input voltage of the Rg network An advantageous embodiment of these circuits is obtained by using a filter for the R2 network which causes a
<EMI ID = 62.1>
the self-induction L and the capacitor C mounted in parallel with the tube A, respectively B, constitute an oscillator circuit ac, corded to the oscillation to be amplified, a circuit whose impedance is constant and very large. This circuit can therefore be omitted, so that the simple assembly shown in FIG. 8b is obtained.
FIG. 9 represents a circuit diagram of an embodiment of the device shown in FIG. 1, produced as <EMI ID = 63.1>
are chosen equal and are constructed as shown in Figure 8b.
Instead of reciprocal networks made up of self-induction and concentrated capacitors, it is also possible to use reciprocal self-induction and distributed-capacitor networks, for example transmission lines of a length equal to an odd number of quarter-lengths. wave of oscillations to be amplified. Each reciprocal network can also itself consist of an odd number of reciprocal networks connected in series.