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Amplificateur comportant un transformateur d'entrée et/ou de sortie.
La présente invention concerne des amplificateurs munis d'un transformateur d'entrée et/ou de sortie qui est destiné à adapter l'impédance d'entrée ou de sortie de l'am- plificateur à l'impédance de la source d'alimentation ou de charge.
Cette adaptation est nécessaire, par exemple, dans les amplificateurs de ligne pour les usages de la. téléphonie afin d'éviter des phénomènes de réflexion indésirables entre l'amplificateur et les lignes de transmission qui lui sont reliées.
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L'impédence d'entrée et de sortie de l'amplifica- teur de ligne, de même que l'impédance des lignes de trans- mission y connectées peuvent é'tre considérées approximative- ment comme des résistances ohmiques de sorte que l'adaptation se trouve réalisée si le rapport de transmission du transfor- mateur d'entrée et de sortie correspond à la racine du rap- port des résistances à adapter.
Mesuré entre les bornes de l'enroulement primaire du transformateur d'entrée, ou mesuré entre les bornes de l'enroulement secondaire du transformateur de sortie, l'am- plificateur constitue alors une résistance qui correspond à 1''impédance de la ligne de transmission y reliée.
Toutefois, cela ne s'applique qu'aux fréquences pour lesquelles la self-induction de dispersion et les capa- cités d'enroulement du transformateur peuvent être négligées.
Pour les fréquences plus élevées cela n'est plus admissible de sorte que les impédances en question de l'amplificateur ne peuvent plus être considérées comme des résistances ohmi- ques mais comme des impédances complexes. La présente inven- tion permet de supprimer l'influcence de la self-induction de dispersion et de la capacité d'enroulement des transforma- teurs d'entrée et/ou de sortie d'amplificateurs dans la gamme de fréquences à transmettre, de sorte que dans cette gamme de fréquences l'impédance d'entrée et/ou de sortie de l'amplificateur conserve toujours son caractère ohmique.
Conformément à la présente invention on y parvient en dimensionnant les capacités connectées en parallèle avec 1''enroulement du transformateur d'entrée et/ou de sortie de telle façon que ces capacités et la self-induction de dispersion du transformateur constituent un filtre passe-bas.
:du type Ò, dont la fréquence de coupure correspond au moins à la plus haute fréquence à amplifier.
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Comme on le sait l'impédance caractéristique d'un filtre passe-bas du type Ò dans la bande de transmission est une résistance ohmique qui est sensiblement constante dans une partie considérable de la bande de transmission; au voisinage de la fréquence de coupure du filtre cette résistance augmente.
Pour obtenir une bonne adaptation dans la gamme de fréquences à amplifier le filtre passe-bas constitué par le transformateur d'entrée ou de sortie est, selon un autre point caractéristique de l'invention, dimensionné de telle façon que la fréquence de coupure soit supérieure à la plus haute fréquence à am- plifier par l'amplificateur, de sorte que la gamme de fréquen- ces à amplifier coïncide avec la partie de la bande de trans- mission du filtre passe-bas dans laquelle on peut considérer l'impédance caractéristique en rapport avec les conditions posées comme une résistance constante.
Un amplificateur comportant un transformateur de sortie type, ainsi converti en un filtre passe-bas, convient particulièrement bien à être muni d'un couplage à réaction négative qui, comme on le sait, permet d'éviter des déformations non linéaires dans l'amplificateur. Lorsque dans un amplifica- teur couplé dégénérativement la tension à réactionnégative est prélevée sur le circuit de sortie d'un amplificateur comportant un transformateur de sortie, il se produit des déphasages aux fréquences élevées à amplifier par suite de la selfinduction de dispersion et de la capacité d'enroulement du transformateur de sortie. Ce déphasage peut augmenter à tel point que le cou- plage dégénératif se transforme en un couplage par réaction qui peut provoquer l'auto-oscillation de l'amplificateur.
En même temps la valeur du couplage dégénératif variera aussi aux fréquences élevées. Si l'on se sert d'un couplage à réac- tion négative du circuit de sortie d'un amplificateur compor- tant un transformateur de sortie converti en un filtre passe- - A
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bas et à supposer que l'amplificateur soit chargé en substance par une résistance, tant la phase que la valeur du couplage dégénératif demeurent sensiblement constantes dans toute la bande de fréquences à amplifier, de sorte qu'il n'y a pas de risque que l'amplificateur puisse osciller dans cette zone.
Pour des fréquences dépassant la fréquence de coupure du fil- tre passe-bas la phase du couplage dégénératif variera, il est vrai, mais pour cette fréquence aussi il n'y a pas de risque d'auto-oscillation, parce que l'impédance du filtre passe-bas en dehors de la zone de transmission et, partant, la valeur de la tension à réaction décroissent très rapidement.
On comprendra mieux l'invention en se référant au dessin annexé donné à titre d'exemple non limitatif, les par- ticularités qui ressortent tant du dessin que du texte faisant bien entendu partie de l'invention.
La. fig. 1 représente un amplificateur de ligne com- portant un premier tube amplificateur 1 et un tube amplifica- teur final 2 Entre les deux étages d'amplification on peut encore connecter un ou plusieurs autres tubes amplificateurs non représentés sur le dessin. Le circuit d'entrée du tube amplificateur 1 comprend un transformateur d'entrée 3 ayant un rapport de transformation 1:ni tel que l'impédance grille- cathode du tube amplificateur 1, qui est déterminée par la résistance R1 soit adaptée à l'impédance d'une ligne de transmission 4 reliée à l'amplificateur. Cette impédance peut être représentée approximativement par une résistance R.
Parfaitement en rapport avec ce qui précède le cir- cuit de sortie du tube amplificateur 2 comporte un transfor- mateur de sortie 5 ayant un rapport de transformation n2 1 qui adapte la résistance interne R2 du tube amplificateur 2 à l'impédance R d'une ligne de transmission 6. n
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Du fait que les résistances R1 et R2 sont grandes par rapport aux impédances de ligne R, le transformateur d'entrée
11 doit survolter la tension et le transformateur de sortie doit dévoiler la tension. Gradée au nombre de spires élevée l'enroulement secondaire du transformateur d'entrée et l'enrou- lement primaire du transformateur de sortie ont des capacités propres non négligeables.
En parallèle avec ces éléments se trouvent respectivement, en outre, la capacité grille-cathode et anode-cathode du tube amplificateur 1 et 2, respectivement.'
Sur la fig. 1 les capacité totales sont représentées par C1 et
C2. Conformément à l'invention un condensateur C1 respective- ment 0.2- , est connecté en parallèle avec n1 l'enroule- n2 ment primaire du transformateur d'entrée, respectivement en parallèle avec l'enroulement secondaire du transformateur de sortie. De cette manière le transformateur d'entrée et le transformateur de sortie sont convertis en filtres passes-bas, comme il va être décrit ci-après.
Lorsque,, dans le montage montré sur la fig. 1 le transformateur d'entrée et de sortie est supposé être remplacé par le diagramme de substitution bien connu pour transformateurs, on obtient.le montage repré- senté sur la fig. 2, dans lequel L1 et L2 représentent les selfinductions des dispersions primaire et secondaire, M1 la selfinduction mutuelle et n1 le rapport de transformation du transformateur d'entrée, L3 et L4 les self-inductions de dis- persion primaire et secondaire., M2 la selfinduction mutuelle et n2 le rapport de transformation du transformateur de sortie.
Comme le montre le schéma représenté sur la fig.2 les selfinductions L1, L2 et L3 et L4 ainsi que les capacités d'enroulement C1 et C2 se font sentir aux fréquences élevées et à ces fréquences les impédances d'entrée et de sortie de L'amplificateur ne/sont plus fonction exclusivement des résis-
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tances R1 et R2 Aux fréquences élevées l'impédance des self- inductions mutuelles M1 et M2 est telle qu'elle soit négligea- ble de sorte qu'on peut remplacer le schéma représenté sur la fig.
2 par le schéma montré sur la fig.3 ou l'= n1 2L1 + L2 et L' = L3 + n22L4, Lorsque, comme le montre le dessin, un condensateur C1 est monté en parallèle avec l'enroulement n21 primaire du transformateur d'entrée le schéma représehté sur la fig.3 comporte une capacité C1 connectée entre les bornes d'entrée E et E2 de manière à constituer un filtre passe-bas.
Les self-inductions de dispersion L1 et L2 et la capacité d'enroulement secondaire C (qu'on peut augmenter arbitraire- ment par le montage en parallèle d'un condensateur) sont di- mensionnées de façon à remplir la relation R2= l' Pour 2c l'impédance caractéristique Z Ò du filtre passe-bas on a alors l'expression:
EMI6.1
EMI6.2
où. f représente la fréquence et fo = ###"##### 2 ji RC la fréquence de coupure. R est la valeur nominale de l'impé- dance caractéristique, valeur qui correspond à l'impédance de la ligne de transmission 4. Sur la fig.4 la dépendance de l'impédance caractéristique Z est indiquée comme fonction de la fréquence f.
De cette courbe il résulte que l'impédance caractéristique est sensiblement constante dans une très large gamme de fréquences en-dessous de la fréquence de coupure fo et a la valeur nominale R, puis augmente avec la fréquence.
Si l'on choisit alors la fréquence de coupure f. supérieure à la fréquence la plus élevée à amplifier par l'amplificateur de telle façon que la gamme de fréquences à amplifier coïncide avec la gamme de fréquences dans laquelle l'impédance carac- téristique du filtre passe-bas peut être considérée comme étant
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sensiblement constante, on peut donc obtenir dans la gamme de fréquences à amplifier une adaptation suffisamment exacte de l'impédance d'entrée de l'amplificateur à la ligne de transmission 4 de manière à éviter des phénomènes de réflexion.
D'une manière tout-à-fait analogue on peut connecter un condensateur C2 en parallèle avec l'enroulement secondaire n2 du transformateur de sortie que dans le schéma montré sur la fig.3 une capacité c2 est située entre les bornes de sortie U1 et U2 et un filtre passe-bas est constitué également dans le circuit de sortie de l'amplificateur. Ce filtre est égale- ment dimensionné de telle façon que l'impédance de sortie de l' amplificateur dans la gamme de fréquences à amplifier soit adaptée à l'impédance R de la ligne de transmission 6.
Quand :le transformateur de sortie d'un amplificateur est ainsi converti en un filtre passe-bas, l'utilisation d'un couplage à réaction négative du circuit de sortie vers le circuit d'entrée d'un tube amplificateur précédent offre des avantages spéciaux. La fig.5 montre un amplificateur avec un couplage à réaction négative de la tension amplifiée. Cet amplificateur comporte deux étages avec les tubes amplificateurs 1 et 2 qui sont accouplés entre eux par le réseau 7.
L'enrou- lement primaire du transformateur d'entrée et l'enroulement secondaire du transformateur de sortie sont shuntés par les condensateurs C1 et C2, respectivement, de sorte qu'ils sont convertis en filtres passe-bas et l'impédance d'entrée et l'impédance de sortie de l'amplificateur sont adaptées à l'im pédance de la ligne de transmission 4 et de la ligne 6, res- pectivement. On obtient un couplage à réaction négative de la tention amplifiée du circuit de sortie du tube amplificateur 2 vers le circuit d'entrée du tube amplificateur 1 au moyen d'un troisième enroulement 8 du transformateur de sortie
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intercalé dans le circuit de grille du tube 1.
Du fait que, comme décrit plus haut, l'impédance, mesurée entre les bornes primaires du transformateur de sortie dans la gamme de fréquen- ces à amplifier, est une résistance constante, la valeur et la phase de la tension a réaction négative à travers l'enrou- lement 8 du transformateur de sortie sont donc également constantes. Des déphasages indésirables de la tension à réaction négative ne peuvent donc pas se produire dans la bande de fréquences à amplifier.
Pour les fréquences dépassant la fréquence de coupure du filtre passe-bas l'impédance mesurée entre les bornes pri- maires du transformateur de sortie est capacitive. La phase entre la tension induite dans l'enroulement 8 et la tension à amplifier, qui est amenée au tube 1, décroft donc en aug- mentant la fréquence, de sorte qu'aux fr.équences suffisamment élevées le couplage dégénératif peut se transformer en un couplage par réaction.
Toutefois, il résulte de la courbe montrée sur la fig.4 que la valeur de l'impédance Z Ò et donc aussi la tension entre les bornes primaires du transfor- mateur de sortie décroissent rapidement au-dessus de la fré- quence de coupure du filtre passe-bas, de sorte que le dé- croissement de la phase indiquée s'accompagne d'un décrois- sement de la valeur de la tension à réaction négative.
Pour des fréquences si élevées, auxquelles il se produit un cou- plage par réaction au lieu d'un couplage dégénératif, l'auto- oscillation de l'amplificateur ne peut donc pas se produire malgré cela, parce que la tension à réaction est trop faible à ces fréquences'
Dans certaines conditions il peut être désirable de maintenir constante l'amplitude de la tension à réaction, qui est induite dans l'enroulement 8, dans toute la bande de trans- mission du filtre paase-bas constitué par le transformateur ---
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de sortie.
On peut y parvenir en donnant une valeur plus grande à la capacité connectée en parallèle avec l'enroulement primai- re et en la rendant, de préférence, égale à 2C2 Dans ce cas le circuit de sortie du tube amplificateur 2 est connecté de la manière montrée sur la fig.6.
Dans ce cas l'impédance Z mesurée entre les bornes primaires du transformateur de sortie est constituée par l'im- pédance car,actéristique Z Ò et l'impédance d'un condensateur C2 monté en parallèle avec cette impédance caractéristique.
Cette impédance Z s'élève à
EMI9.1
¯ -----¯2L¯- 1+ j.ÇgZ La valeur absolue de Z est de:
EMI9.2
EMI9.3
bien parce que ou bien parce que f = 2 d RC2 2 Yt RC,2 on a / Z / = R
La valeur absolue de 1-'impédance Z est donc constante dans toute la zone de transmission. A travers l'enroulement primaire il se produit alors dans la zone de transmission une tension constante qui induit une tension également constante.
Dans ce cas le couplage dégénératif conserve toujours la même valeur.
Il y a avantage à combiner le couplage dégénératif de la tension avec un couplage dégénératif du courant, comme le montre la fig.7. Dans ce montage le couplage dégénératif est constitue par deux composantes, à savoir la tension qui a lieu
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à travers l'enroulement 8 et est fonction de la tension à travers l'enroulement primaire du transformateur de sortie 4, et la tension qui a lieu à travers le résistance 9 et est fonction du courant traversant l'enroulement primaire.
Dans ce cas les variations de phase de la totalité de la tension à réaction négative pour les fréquences en dehors de la zone de transmission sont telles que le couplage dégéné- ratif ne puisse jamais se transformer en un couplage par réac- tion, ce qui va être expliqué avec référence au schéma de sub- stitution montré sur la fig.8 et au diagramme de phase corres- pondant montré sur la fig.8.
Dans le schéma de substitution le tube amplificateur 2 est supposé être remplacé par une source de courant avec une force électromotrice de e volts et une résistance interne R2 L'impédance mesurée entre les bornes de l'enroulement primaire du transformateur de sortie est représentée par l'impédance caractériqtique Z Ò du filtre passe-bas. Pour la commodité on a supposé, en outre, que la tension induite dans l'enroule- ment 8 correspond à la tension qui a lieu à travers l'enrou- lement primaire, de sorte que la totalité de la tension à réaction négative e1 correspond à la somme de la tension pro- duite à travers l'impédance Z Ò et la chute de tension à tra- vers la résistance Ro qui correspond à la résistance 9.
Dans un but de simplification on a supposé aussi que
EMI10.1
R2 \ R -i- Z 5Í La tension e1 est déterminée alors par l'expression
EMI10.2
ei = 1 8a + Z 5Í ) 2 et est/ donc proportionnelle à l'impédance résultante Zt = Ro+ZÒ Cette impédance résultante Zt est indiquée dans le diagramme montré sur la fig.9.
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Comme on l'a dit plus haut l'impédance Z Ò est constante et correspond à R dans une partie considérable de la zone de transmission. Puis l'impédance Z Ò augmente jusqu'à la fréquence de coupure fo tout en conservant le caractère d'une résistance. L'impédance totale Zt est donc dans toute la bande de transmission une résistance dont la valeur est constante au début et ensuite monte jusqu'à la fréquence de coupure fo La tension à réaction négative pré- sente la même allure et ne subit pas de déphasages dans la bande de transmission. Pour les fréquences supérieures à la fréquence de coupure l'impédance Z Ò est capacitive. La valeur de cette impédance capacitive diminue avec la fréquen- ce.
Lorsqu'on dépasse la fréquence de coupure la phase de l'im- pédance totale Zt varie donc brusquement d'un angle /' qui décroit avec une augmentation.de la fréquence. La phase de la tension à réaction négative varie d'une façon tout-à-fait analogue. Grâce à la résistance Rqui effectue le couplage o dégénératif du courant, l'angle # est toujours inférieur à 90 ; la phase de la tension à réaction négative demeure donc toujours également inférieure à 90 et, malgré cela, décroit a- vec une augmentation de la fréquence de manière à éviter que le couplage à réaction négative se transforme en un couplage à réaction positive.
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Amplifier comprising an input and / or output transformer.
The present invention relates to amplifiers provided with an input and / or output transformer which is intended to match the input or output impedance of the amplifier to the impedance of the power source or dump.
This adaptation is necessary, for example, in line amplifiers for the uses. telephony in order to avoid undesirable reflection phenomena between the amplifier and the transmission lines connected to it.
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The input and output impedance of the line amplifier, as well as the impedance of the transmission lines connected to it can be considered roughly as ohmic resistances so that the matching is achieved if the transmission ratio of the input and output transformer corresponds to the root of the ratio of the resistors to be adapted.
Measured between the terminals of the primary winding of the input transformer, or measured between the terminals of the secondary winding of the output transformer, the amplifier then forms a resistance which corresponds to the impedance of the line. transmission connected to it.
However, this only applies to frequencies where the dispersion self-induction and the winding capacities of the transformer can be neglected.
For higher frequencies this is no longer permissible so that the impedances in question of the amplifier can no longer be regarded as ohmic resistances but as complex impedances. The present invention makes it possible to suppress the influence of the self-induction of dispersion and of the winding capacitance of the input and / or output transformers of amplifiers in the range of frequencies to be transmitted, so that in this range of frequencies the input and / or output impedance of the amplifier always retains its ohmic character.
According to the present invention this is achieved by dimensioning the capacitors connected in parallel with the winding of the input and / or output transformer such that these capacitors and the dispersion self-induction of the transformer constitute a pass filter. low.
: of the Ò type, the cut-off frequency of which corresponds at least to the highest frequency to be amplified.
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As is known, the characteristic impedance of a Ò type low-pass filter in the transmission band is an ohmic resistance which is substantially constant in a considerable part of the transmission band; in the vicinity of the filter cut-off frequency, this resistance increases.
To obtain a good adaptation in the range of frequencies to be amplified, the low-pass filter formed by the input or output transformer is, according to another characteristic point of the invention, dimensioned so that the cut-off frequency is greater at the highest frequency to be amplified by the amplifier, so that the frequency range to be amplified coincides with the part of the transmission band of the low-pass filter in which the characteristic impedance can be considered in connection with the conditions set as constant resistance.
An amplifier comprising a typical output transformer, thus converted into a low-pass filter, is particularly suitable to be provided with a negative feedback coupling which, as is known, makes it possible to avoid non-linear deformations in the amplifier. . When in a degeneratively coupled amplifier the reactive negative voltage is taken from the output circuit of an amplifier comprising an output transformer, phase shifts occur at high frequencies to be amplified as a result of the self-induction of dispersion and of the capacitance. winding of the output transformer. This phase shift can increase to such an extent that the degenerative coupling turns into a feedback coupling which can cause the amplifier to self-oscillate.
At the same time the value of degenerative coupling will also vary at high frequencies. If one uses a negative reaction coupling of the output circuit of an amplifier having an output transformer converted to a pass filter - A
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low and assuming the amplifier is substantially loaded by a resistance, both the phase and the value of the degenerative coupling remain substantially constant throughout the frequency band to be amplified, so that there is no risk that the amplifier can oscillate in this zone.
For frequencies exceeding the cut-off frequency of the low-pass filter, the phase of the degenerative coupling will vary, it is true, but for this frequency too there is no risk of self-oscillation, because the impedance of the low-pass filter outside the transmission area and hence the value of the feedback voltage decrease very rapidly.
The invention will be better understood by referring to the appended drawing given by way of nonlimiting example, the particularities which emerge both from the drawing and from the text naturally forming part of the invention.
Fig. 1 shows a line amplifier comprising a first amplifier tube 1 and a final amplifier tube 2 Between the two amplification stages it is also possible to connect one or more other amplifier tubes not shown in the drawing. The input circuit of the amplifier tube 1 comprises an input transformer 3 having a transformation ratio 1: ni such that the gate-cathode impedance of the amplifier tube 1, which is determined by the resistor R1, matches the impedance a transmission line 4 connected to the amplifier. This impedance can be roughly represented by a resistor R.
Perfectly related to the above, the output circuit of the amplifier tube 2 comprises an output transformer 5 having a transformation ratio n2 1 which matches the internal resistance R2 of the amplifier tube 2 to the impedance R of a 6.n transmission line
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Since resistors R1 and R2 are large compared to line impedances R, the input transformer
It should boost voltage and the output transformer should show voltage. Graduated with a high number of turns, the secondary winding of the input transformer and the primary winding of the output transformer have non-negligible own capacities.
In parallel with these elements are also respectively the grid-cathode and anode-cathode capacitance of the amplifier tube 1 and 2, respectively.
In fig. 1 the total capacities are represented by C1 and
C2. According to the invention a capacitor C1 respectively 0.2-, is connected in parallel with n1 the primary winding of the input transformer, respectively in parallel with the secondary winding of the output transformer. In this way the input transformer and the output transformer are converted to low pass filters, as will be described below.
When ,, in the assembly shown in FIG. 1 the input and output transformer is supposed to be replaced by the well-known substitution diagram for transformers, the assembly shown in fig. 2, in which L1 and L2 represent the selfinductions of the primary and secondary dispersions, M1 the mutual selfinduction and n1 the transformation ratio of the input transformer, L3 and L4 the primary and secondary dispersion self-inductions., M2 la mutual selfinduction and n2 the transformation ratio of the output transformer.
As shown in the diagram shown in fig. 2 the selfinductions L1, L2 and L3 and L4 as well as the winding capacities C1 and C2 are felt at high frequencies and at these frequencies the input and output impedances of L the amplifier / are no longer a function exclusively of the
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tances R1 and R2 At high frequencies the impedance of the mutual inductions M1 and M2 is such that it is negligible so that the diagram shown in fig.
2 by the diagram shown in fig. 3 or l '= n1 2L1 + L2 and L' = L3 + n22L4, When, as shown in the drawing, a capacitor C1 is connected in parallel with the primary winding n21 of the transformer d 'input the diagram shown in fig.3 comprises a capacitor C1 connected between the input terminals E and E2 so as to constitute a low pass filter.
The dispersion self-inductions L1 and L2 and the secondary winding capacitance C (which can be increased arbitrarily by the parallel connection of a capacitor) are dimensioned so as to fulfill the relation R2 = l ' For 2c the characteristic impedance Z Ò of the low-pass filter we then have the expression:
EMI6.1
EMI6.2
or. f represents the frequency and fo = ### "##### 2 ji RC the cutoff frequency. R is the nominal value of the characteristic impedance, value which corresponds to the impedance of the transmission line 4 In fig.4 the dependence of the characteristic impedance Z is indicated as a function of the frequency f.
From this curve it follows that the characteristic impedance is substantially constant over a very wide range of frequencies below the cut-off frequency fo and has the nominal value R, then increases with frequency.
If we then choose the cutoff frequency f. higher than the highest frequency to be amplified by the amplifier such that the range of frequencies to be amplified coincides with the range of frequencies in which the characteristic impedance of the low-pass filter can be considered to be
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substantially constant, it is therefore possible to obtain, in the range of frequencies to be amplified, a sufficiently exact adaptation of the input impedance of the amplifier to the transmission line 4 so as to avoid reflection phenomena.
In a completely analogous way it is possible to connect a capacitor C2 in parallel with the secondary winding n2 of the output transformer that in the diagram shown in fig. 3 a capacitor c2 is located between the output terminals U1 and U2 and a low pass filter is also formed in the output circuit of the amplifier. This filter is also dimensioned in such a way that the output impedance of the amplifier in the range of frequencies to be amplified is matched to the impedance R of the transmission line 6.
When: the output transformer of an amplifier is thus converted to a low-pass filter, the use of negative feedback coupling of the output circuit to the input circuit of a previous amplifier tube offers special advantages . Fig. 5 shows an amplifier with negative feedback coupling of the amplified voltage. This amplifier has two stages with the amplifier tubes 1 and 2 which are coupled together by the network 7.
The primary winding of the input transformer and the secondary winding of the output transformer are shunted by capacitors C1 and C2, respectively, so that they are converted to low pass filters and the input impedance and the output impedance of the amplifier are matched to the impedance of transmission line 4 and line 6, respectively. A negative feedback coupling of the amplified voltage of the output circuit of the amplifier tube 2 to the input circuit of the amplifier tube 1 is obtained by means of a third winding 8 of the output transformer
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inserted in the grid circuit of tube 1.
Since, as described above, the impedance, measured between the primary terminals of the output transformer in the frequency range to be amplified, is a constant resistance, the value and phase of the negative feedback voltage across the winding 8 of the output transformer are therefore also constant. Undesirable phase shifts of the negative feedback voltage cannot therefore occur in the frequency band to be amplified.
For frequencies exceeding the cut-off frequency of the low-pass filter the impedance measured between the primary terminals of the output transformer is capacitive. The phase between the voltage induced in winding 8 and the voltage to be amplified, which is brought to tube 1, therefore decreases by increasing the frequency, so that at sufficiently high frequencies the degenerative coupling can be transformed into coupling by reaction.
However, it follows from the curve shown in fig. 4 that the value of the impedance Z Ò and therefore also the voltage between the primary terminals of the output transformer decrease rapidly above the cut-off frequency of the output transformer. low-pass filter, so that the decrease in the indicated phase is accompanied by a decrease in the value of the negative feedback voltage.
For such high frequencies, at which there is reaction coupling instead of degenerative coupling, the amplifier self-oscillation cannot therefore occur despite this, because the feedback voltage is too high. low at these frequencies'
Under certain conditions it may be desirable to maintain constant the amplitude of the feedback voltage, which is induced in winding 8, throughout the transmission band of the low-pass filter constituted by the transformer ---
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Release.
This can be achieved by giving a larger value to the capacitance connected in parallel with the primary winding and making it preferably equal to 2C2 In this case the output circuit of the amplifier tube 2 is connected in the same way shown in fig. 6.
In this case the impedance Z measured between the primary terminals of the output transformer consists of the car, acteristic impedance Z Ò and the impedance of a capacitor C2 mounted in parallel with this characteristic impedance.
This Z impedance amounts to
EMI9.1
¯ ----- ¯2L¯- 1+ j.ÇgZ The absolute value of Z is:
EMI9.2
EMI9.3
because or because f = 2 d RC2 2 Yt RC, 2 we have / Z / = R
The absolute value of 1-impedance Z is therefore constant throughout the transmission zone. Through the primary winding there is then produced in the transmission zone a constant voltage which induces an equally constant voltage.
In this case the degenerative coupling always keeps the same value.
There is an advantage in combining degenerative voltage coupling with degenerative current coupling, as shown in fig. 7. In this assembly, the degenerative coupling is constituted by two components, namely the tension which takes place
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across the winding 8 and is a function of the voltage across the primary winding of the output transformer 4, and the voltage that takes place across the resistor 9 and is a function of the current flowing through the primary winding.
In this case the phase variations of the whole of the negative feedback voltage for frequencies outside the transmission zone are such that the degenerative coupling can never turn into a reaction coupling, which will be explained with reference to the substitution diagram shown in fig.8 and the corresponding phase diagram shown in fig.8.
In the substitution scheme the amplifier tube 2 is assumed to be replaced by a current source with an electromotive force of e volts and an internal resistance R2 The impedance measured between the terminals of the primary winding of the output transformer is represented by l characteristic impedance Z Ò of the low pass filter. For convenience it has further been assumed that the voltage induced in winding 8 corresponds to the voltage which occurs across the primary winding, so that the entire negative feedback voltage e1 corresponds to the sum of the voltage produced across the impedance Z Ò and the voltage drop across resistor Ro which corresponds to resistor 9.
For the sake of simplification we have also assumed that
EMI10.1
R2 \ R -i- Z 5Í The voltage e1 is then determined by the expression
EMI10.2
ei = 1 8a + Z 5Í) 2 and is / therefore proportional to the resulting impedance Zt = Ro + ZÒ This resulting impedance Zt is indicated in the diagram shown in fig. 9.
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As we said above the impedance Z Ò is constant and corresponds to R in a considerable part of the transmission zone. Then the impedance Z Ò increases up to the cut-off frequency fo while maintaining the character of a resistance. The total impedance Zt is therefore in the whole transmission band a resistance whose value is constant at the start and then rises up to the cut-off frequency fo The negative feedback voltage has the same shape and is not phase-shifted in the transmission band. For frequencies above the cut-off frequency, the impedance Z Ò is capacitive. The value of this capacitive impedance decreases with the frequency.
When the cut-off frequency is exceeded, the phase of the total impedance Zt therefore varies abruptly by an angle / 'which decreases with an increase in frequency. The phase of the negative feedback voltage varies in quite a similar fashion. Thanks to the resistor R which performs the degenerative coupling o of the current, the angle # is always less than 90; the phase of the negative feedback voltage therefore also always remains below 90 and, despite this, decreases with an increase in frequency so as to prevent the negative feedback coupling from turning into a positive feedback coupling.