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CONTROLE DE L'AMPLIFICATION.
Cette invention se rapporte à des dispositifs de contrôle de l'ampli- fication et plus particulièrement à un système ayant un circuit pour la commande automatique de l'étendue des variations d'amplitude dans les circuits à fréquence acoustique,
L'invention est particulièrement utile dans les circuits microphoni- ques ainsi que dans les amplificateurs et elle peut être employée avec les modu- lateurs des émetteurs radiophonique, aveo les systèmes de "public adress" ou avec les enregistreurs de son, Le contrôle de l'amplification est généralement néces- saire dans ces dispositifs, les variations de volume devant être très souvent ra- menées entre des limites plus étroites que celles qui correspondent en réalité à la musique ou à la parole.
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Au début de la radiodiffusion, le contrôle de l'amplification B*F* était jugé essentiel pour obtenir une modulation de l'onde H.F. suffisamment profonde et exempte de distorsion. Ce contrôle tout d'abord se faisait d'une façon entièrement manuelle; l'amplification n'était pas modifiée assez rapide- ment pour éviter une distorsion harmonique appréciable. Par la suite, des dis- positifs automatiques de contr8le de l'amplification furent employés dans les circuits de modulation. En principe) ces appareils n'augmentaient ou ne dimi- nuaient l'amplification qu'après uns certain temps.
Cependant, on s'aperçut que les constantes de temps ne pourraient pas être fixées d'une manière satisfaisan- te pour que ces modifications échappent à l'oreille humaine, il n'était pas pos- sible dtatténuer une pointe subite de volume acoustique. De plus, il existait généralement la même constante de temps pour le rétablissement de l'amplifica- tion et pour sa réduction. Les meilleurs dispositifs de ce genre étaient d'un emploi limité et ne pouvaient'être utilisés dans le circuits de bonne qualité,
Un but de l'invention est de procurer un système de contrôle automatique de l'amplification B.F. dans lequel la distorsion harmonique percep- tible est supprimée.
Un autre objet de l'invention est de procurer un système ayant la qualité mentionnée ci-dessus, dans lequel sont supprimées les variations impor- tantes de l'accent, de la force ou de l'expression de la parole et du programme.
Un troisième objet de l'invention est de procurer un moyen d'obte- nir un contrôle automatique de l'amplification dans lequel les fortes augmenta- tions du niveau sont immédiatement combattues par la réduction de l'amplifica- tion du circuit de façon à éviter la surcharge de la partie qui suit le disposi- tif de contrôle.
Un autre objet de l'invention est de procurer un système, analogue à ceux susmentionnés, .dans lequel une augmentation relativement lente de l'ampli- fication peut être obtenue après une réduction soudaine de l'amplification due à un passage à niveau élevé,
Les autres objets et avantages de l'invention apparaîtront dans la description détaillée ci-dessous qui est faite en corrélation avec les plans ci-joints dans lesquels t
La fig.l représente schématiquement un des arrangements préférés dans lequel des moyens de contrôle du volume sont appliqués à certaines parties dtun amplificateur B.F.
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La fig.2 représente une modification de l'invention.
La fig.3 en représente une autre.
La fig.4 donne les caractéristiques de la courbe de réponsehd'un système typique de contrôle de l'amplification, en guise d'illustration de cer- tains des avantages de l'invention exposés ici.
Avant de donner une description détaillée des circuits, il faut tout d'abord attirer l'attention sur le fait que le contr8le automatique de l'amplification B.F., tel qu'il est employa dans la radiediffusion et en parti- culier dans les circuits microphone-modulateur, est basé sur les principes fon- dament aux du contrôle manuel, Otest-à-dire qu'après avoir ajusté manuellement l'amplification moyenne pour un programme déterminé, la variation de l'amplifi- cation est faite de telle sorte que les passages faibles soient renforcés et que les passages trop puissants soient réduits.
Que le contrôle se fasse manuellement ou automatiquement, l'essen- tiel est naturellement qu'il ntexiste pas de distorsion harmonique audible,, Si une pointe très puissante succède subitement à un passage faible, le contrôle de l'amplification ne peut se faire manuellement avec une rapidité suffisante pour donner de bons résultats. Grâce à l'invention, cependant, il est possible d'obtenir quasi instantanément la réduction de l'amplification correspondant à la pointe de puissance; aussi paradoxal que cela puisse paraître, la distorsion qui en résulte est négligeable parce que la réduotion se fait en un temps aussi réduit que 5/1000e de seconde, ce qui fait que l'oreille humaine ne peut dis- tinguer un effet de durée si brève.
Cependant, après la brusque suppression de la pointe de puissance, il est désirable de revenir lentement au degré d'am- plification normal. Le rétablissement de l'amplification se fait alors sans distorsion audible, Tout le programme est ainsi comprimé entre des limites de volume appropriées qui dépendent de l'équipement employé pour la reproduction des sons ainsi que de l'émetteur ou des autres circuits qui le suivent,
Dans la fig.l, on a représenté un amplificateur auquel est connec- té un dispositif approprié de contrôle automatique de l'amplification, Les bora nes d'entrée 5 sont reliées à l'enroulement primaire 6 d'un transformateur 7 qui a de préférence deux secondaires 8 et 9.
Le secondaire 8 fournit l'énergie, par l'intermédiaire de deux résistanoes 10 (de 10.000 ohms chacune) aux grilles de contrôle 11 des tubes 12 d'un amplificateur push-pull, Ces tubes 12 sont du type "à pente variable" et, préférablement, du type pentode ayant des grilles-
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écran 13 et des grilles de suppression 14, ces dernières étant connectées aux cathodes 15. Les anodes 16 sont reliées aux extrémités opposées de l'enroule- ment primaire 17 d'un transformateur de sortie 18 Ce transformateur possède un enroulement secondaire 19 connecté à tout circuit d'utilisation approprié.
Upe source de courant continu est insérée entre les cathodes 15 et les anodes 16 par l'intermédiaire des enroulements primaires 17 du transforma- teur 18. Sur le schéma, cette source est représentée comme ayant pratiquement une valeur de 400 volts par rapport à la terre prise comme niveau zéro. Cette source ou toute autre fournit une tension de polarisation de -14 volts approxi- mativement par rapport à la terre.
Il est préférable de maintenir les cathodes 15 à une tension légèrement positive par rapport à la terre en insérant une ré- sistance 20 entre elles et la terre,
Afin d'appliquer en l'absence de signal une polarisation normale aux grilles de contrôle 11, on emploie de préférence un circuit de polarisation relié à la terre par les résistances 41r et 56 et ensuite au circuit comprenant les résistances 23, chacune de celles-ci étant'connectée à une grille de con- trôle 11 par un conducteur 24. L'extrémité à -14 volts d'une autre source de polarisation y est appliquée par l'intermédiaire de la résistance 22 pour la- quelle une valeur de 150 megohms a été indiquée.
L'extrémité positive de cette source est mise à la terre tout comme l'extrémité négative de la source de cou- rant continu à 400 volts dont seule l'extrémité positive est représentée sur le plan. La source de polarisation à -14 volts compense la fuite du circuit grille due à la source à haute tension. Ainsi une tension nulle existe norma- lement aux bornes de la résistance 56. La polarisation totale, due à cette ré- sistance compensatrice 22 et au courant d'espace du type 25 dans la résistance 41r, est telle qu'il existe approximativement une tension de -4 volts sur les grilles de contrôle 11 en l'absence de signal.
Les lampes 12 étant du type à pente variable, l'amplification est une fonction de la polarisation de grille dans une région d'utilisation consi.- dérable. La polarisation varie automatiquement en fonction du niveau di signal de façon à obtenir le contrôle automatique de l'amplification. Une polarisation plus grande, due à. un niveau d'entrée plus élevé, diminue l'amplification. Ce changement de la polarisation avec celui du niveau du signal se fait rapidement lorsque la puissance du signal augmente mais le rétablissement de la valeur est lente lorsque la puissance du signal diminue. Cette dissymétrie dans le change-
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-ment de l'amplification est obtenue par un circuit redresseur retardé qui com- prend les condensateurs 26 et 27 ainsi que la résistance 56.
Le temps nécessai à la charge du condensateur 26 et d'une fraction du condensateur 27 et à l'éta- blissement d'une polarisation donnée des grilles 11 des tubes 12 par rapport aux cathodes 15 dépend du produit des capacités par la somme de l'impédance d'une moitié de l'enroulement secondaire 30 du transformateur 31 et de la résistance de l'espace anodique du redresseur compris dans le tube 25. On a trouvé pour ces éléments des valeurs appropriées qui permettent de réduire le temps de char- ge à moins de 0.005 seconde.
La décharge des condensateurs 26 et 27 dépend du produit de leur capacité par la résistance que présente la résistance 56 shuntée par la résistance 22,
La fraction du signal d'entrée apparaissant aux extrémités de l'enroulement secondaire 9 du transformateur 7 est appliquée à la grille 32 de la pentode amplificatrice 33. Cette lampe est montée de la façon habituelle, est employée comme amplificateur B.F. et fournit de l'énergie à son circuit de sortie qui tenferme l'enroulement primaire 34 du transformateur 31.
Le secon- daire 30 de ce transformateur est connecté aux anodes dtune diode 25 qui redres- se les deux alternances* Afin que la lampe 33 puisse fonctionner de la façon habituelle. une résistance d'auto-polarisation 36 et un condensateur de décou- plage 37 sont insérés entre la cathode de ce tube et la terre. Une résistance 38 et un condensateur 39, en série, améliorent la courbe de fréquences du ttans- formateur 31 et diminuent en même temps l'impédance du secondaire du transfor- mateur de façon à ramener le temps de charge'des condensateurs 26 et 27 à une valeur suffisamment basse.
La tension redressée, apparaissant aux bornes de la résistance 56 par suite de l'action de la partie diode du tube 25, est appliquée dans le sens négatif aux grilles 11 des lampes amplificatrices 12 et, en même temps, à la grille 40 de la lampe 25 ce qui rend la partie amplificatrice de cette derniè- re moins conductrice et diminue le potentiel de la cathode 29. La tension conti- nue amplifiée par cette lampe apparait alors aux bornes de la résistance 41r.
Des signaux plus puissants rendent la cathode 29 moins positive* Le taux de variation de cette tension aux bornes de la résistance 41r dépend aussi bien de sa valeur par rapport à celle du condensateur 41c que de 1'impédance entre la cathode 29 et l'anode 28 de la partie amplificatrice de la lampe 25. Ces va- leurs sont telles que le retard dans la réduction de l'amplificateur par les
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tubes 12 est très petite. La variation de tension aux bornes de la résistance 41r et du condensateur 41c est ajoutée par rapport à la terre à la tension con- tinue originelle fournie par la diode redresseuse.
C'est la somme de ces deux tensions qui fournit la polarisation variable aux grilles 11 des lampes 12; il faut noter toutefois que le maximum de la tension de polarisation provenant de la partie amplificatrice de la lampe 25 est faible, 8 volts environ, et que seu- le la tension de la diode redresseuse fournit des polarisations plus élevées aux grilles 11 lorsque la lampe 25 est polarisée jusqutà l'annulation du courant au moyen de sa diode redresseuse, Celle-ci peut produire une polarisation de grilles 11 aussi élevée que -40 volts,
Le circuit de la grille de contrôle 32 renferme entre celle-ci et le secondaire 9 du transformateur une résistance 42 qui supprime la possibilité dans le tube 33 d'un courant grille qui causerait une distorsion harmonique de la tension de sortie du transformateur 7,
Une résistance 43 est insérée entre la haute tension appliquée aux anodes 16 et les grilles écran 13.
Par l'intermédiaire d'une résistance 44 de 50 megohms, ces grilles écran sont connectées à la grille de contrôle 45 d'une amplificatrice double 46 qui sert de dispositif'd'absorption ayant une impédance variable qui dépend de l'intensité du signal d'entrée. Il Ta de soir que, lorsque l'impédance des lam- pes amplificatrices 12 varie par suite de l'action exercée sur les grilles de contrôle 11, le courant traversant les circuits de grille-écran varie également ten.. et que cela modifie la chute de ion aux bornes des résistances 43, 44 et 62.
Les valeurs des résistances 44 et 62 sont si élevées qu'un temps appréciable s'écoule avant que les variations de la tension de grille-écran puissent être appliquées aux grilles de contrôle 45 de la lampe 46, Celle-ci fonctionne par conséquent comme une résistance variable qui est découplée par rapport à la terre au moyen d'un condensateur 4 dont la valeur est, de préférence, de deux mécrofarads. Les anodes 47 sont reliées aux extrémités opposées de l'enroulement secondaire 48 d'un transformateur 49, L'enroulement primaire 50 de ce dernier se trouve en parallèle avec le primaire 6. Pour un signal d'entrée à faible volume, la lampe 46 est pratiquement polarisée au point d'annulation du courant.
Aucune mise en parallèle n'existe et l'enroulement secondaire 48 du transforma- teur 49 est pratiquement ouvert. Dans ees conditions, le primaire 50 du trans- formateur présente pratiquement une impédance infinie et il n'y a aucune perte de puissance dans ce circuit primaire. Mais, lorsque la lampe 46 devient con-
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-ductrice par suite de l'action de contrôle. exercée sur sa grille 45, une cer- taine fraction de l'énergie d'entrée est dissipée dans le tube 46 par l'inter- médiaire du transformateur 49, ce qui réduit le volume appliqué au transfor- mateur 7. L'action variable de shunt de ce circuit se fait lentement, par suite du retard procuré par la forte capacité 4 insérée dans le circuit à grande ré- sistance composé des résistances 62 et 44, et sert à ajuster le niveau moyen du signal appliqué aux grilles des lampes 12.
L'action de contrôle se fait donc très rapidement dans les tubes 12 lorsque l'intensité du signal d'entrée croît et lentement lorsqu'elle décroît. Puisque la perte dans le transformateur aug- mente normalement pour les fréquences acoustiques élevées, l'action de shunt du tube 46 ne s'exerce pas alors aussi énergiquement par l'intermédiaire du pri- maire, que pour les fréquences plus basses. Il en résulte par conséquent une augmentation de l'amplification des H.F. lorsque les signaux sont puissants.
Lorsqu'ils sont faibles les fréquences élevées sont alors réduites ce qui évite une amplification excessive du bruit de fond des microphones ou d'autres para- sites à H.F. La courbe de réponse des fréquences basses est également contrôlée en partie par l'action variable de shunt du tube 46 à travers le transformateur 49, Lorsque les secondaires 48 sont ouverts, le primaire 50 formant un shunt réactif, cause une perte pour les fréquences basses. Lorsque ces secondaires sont raccordés, cette perte devient négligeable en comparaison de celle créée par le tube 46.
L'énergie d'entrée qui est dissipée dans la lampe 46 par l'inter- médiaire du transformateur shunt 49 peut être contrôlée par un rhéostat 51 qui relie de préférence deux extrémités de l'enroulement primaire fractionné 50.
Un rhéostat 52 se trouve aux bornes des conducteurs 24 afin de pouvoir régler manuellement le niveau normal de sortie. Ce rhéostat a de pré- férence une résistance totale de 75.000 ohms environ, Si on le désire, on peut également employer pour l'atténuation une résistance 53 shuntant les extrémités du secondaire 19 du transformateur de sortie. Cette résistance peut avoir une valeur de 800 onms environ ; cela dépend de l'impédance des autses parties du circuit.
Un rhéostat 54 monté aux bornes du secondaire 9 permet de faire varier l'étendue de contrôle de l'amplification. Une des extrémités de ce se- condaire étant mise à la terre, la tension apparait à l'extrémité opposée.
Pour obtenir le contrôle maximum de l'amplification, le contact mobile de @
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rhéostat doit se trouver à la partie supérieure, tandis qu'il doit être ramené du côté de l'extrémité mise à la terre pour obtenir un contrôle réduit ou'nuit
La valeur de rétablissement de l'amplification suivant les passa- ges puissants peut être ajustée au moyen d'un combinateur 55 à trois positions : a, b et c. Des capacités différentes shuntent alors la résistance 56. Dans la position a deux sections du condensateur 27, de 0,1 mfd.chacune, sont ajustées à la capacité de 0.05 mfd du condensateur 26, ce qui fait un total de 0.25 mfd.
Dans la position b, une seule section du condensateur 27, de 0.1 mfd., est mise en parallèle avec le condensateur 26, ce qui fait un total de 0.15 mfd. Dans la position c, tout le condensateur 27 est hors circuit et il reste seulement en service le condensateur 26 de 0. 05 mfd, Ces valeurs des capacités sont na- turellement citées à titre d'exemple, Lorsqu'elles sont adoptées ainsi que les autres constantes suggérées ci-dessus pour les circuits, les valeurs moyennes du rétablissement de l'amplification sont les suivantes :position a, 1,5 déci- bel par seconde; position b, 2,5 db. par seconde; et position c, 7 db.par se- conde,
La résistance 56 qui est shuntée par les condensateurs 26 et 27, peut être du type fixe habituel;
cependant, cela donne un taux inégal et indé sirable pour le rétablissement de l'amplification après les passages puissants, Après qu'une réduction maximum de l'amplification a été causée par un passage puissant, le rétablissement de l'amplification se fait très lentement par rap- port à celui qui suit des signaux moyens ou faibles lorsqu'une résistance ordi- naire suivant une loi linéaire se trouve en 56. C'est juste l'opposé de ce qu'on désire obtenir. Mais l'action désirée est parfaitement accomplie lorsque l'on emploie une résistance spéciale non linéaire ayant une valeur variable qui est une fonction inverse de la tension appliquée.
L'élément connu sous le nom de "Thyrite" a cette caractéristique et permet d'obtenir un rétablissement de l'amplification beaucoup plus rapide après des signaux extrêmement puissants qu'après des signaux moyens ou faibles. Dans le cas particulier exposé, cette résistance "@hyrite" a deréférence une valeur de 5 megohms pour une différence de potentiel à ses bornes de 40 volts et une valeur de 30 megohms pour une chute de tension nulle;
Les différents réglages, qui viennent d'être mentionnés pour l'ob- tention d'un niveau de sortie approprié, d'un contrôle et d'un temps de contrôle de l'amplification corrects, peuvent être ajustés au mieux au moyen d'un milli-
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ampèremètre MA qui est représenté ici connecté à un combinateur double à trois positions 58. Pour la première position du combinateur, le milliampèremètre shunte une résistance 63 de 500 ohms qui est insérée entre l'anode de la lampe 33 et la source de courant à 400 volts. Le milliampèremètre indique donc alors approximativement le courant traversant le transformateur 31.
Pour la position médiane du combinateur, le milliampèremètre shunte une résistance 64 de 500 ohms et se trouve dans le circuit qui alimente les plaques de l'amplificatrice dou- ble 46 par l'intermédiaire de la résistance 61 et du secondaire de transforma- teur 48. Pour cette position du combinateur 58, il est donc possible de noter les variations de l'énergie d'entrée qui est détournée et absorbée par la lampe 46.
Dans la troisième position du combinateur 58, le milliampèremètre est connecté avec une polarité inverse, de façon à indiquer le courant plaque des lampes 12. La résistance 57 de 500 ohms fournit une tension qui peut être équilibrée par celle qui est prise par le potentiomètre 59 de façon que le mil- liampèremètre ne dérive pas en l'absence de signal.
Il est préférable de mettre à la terre tous les noyaux de trans- formateurs et de prévoir des écrans électrostatiques mis à la terre entre les enroulements de certains transformateurs, 7 et 31 principalement.
Les caractéristiques du contrôle fourni par l'invention telle qu'elle est représentée dans la fig.l, sont rapidement trouvées lorsqu'on com- pare les lectures du milliampèremètre dans des conditions qui correspondent au plus ou au moins d'effet du contrôle. Avec les réglages qui sont prévus, le système peut être employé soit comme limiteur de niveau, soit comme réducteur des variations de puissance.
Le combinateur étant mis tout d'abord sur la posi- tion 3, on s'arrange pour que le milliampèremètre ne dérive pas lorsque le dis- positif de contrôle de l'amplification est inopérant, En mettant alors le po- tentiomètre 54 dans la position correspondant au contrôle maximum, l'index du milliampèremètre déviera fortement indiquant par conséquent ce que donne l'ap- pareil fonctionnant comme "compresseur" du niveau de sortie. De cette manière, la variation du niveau de sortie peut facilement être ramenée à 6 décibels pour une variation de niveau d'entrée de 30 à 40 décibels. Pour une variation plus réduite du niveau d'entrée, le rapport moyen de la compression peut être élevé jusque 20, C'est-à-dire que pour un changement à l'entrée de 20 décibels, le niveau de sortie ne varie que de un décibel.
Cette "plage" est tout-à-fait
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appropriée à la limitation du niveau lorsque celui d'entrée n'est pas excessif.
Lorsqu'on emploie l'appareil comme limiteur, un contrôle suffisant doit être exercé pour ramener les pointes du programme dans cette zone de forte compression
Dans la fig.2, on a représenté une variante de l'invention dans laquelle le circuit est quelque peu simplifié grâce à l'emploi de redresseurs secs à la place d'un redresseur thermionique. Ce circuit s'adapte particulière- ment bien à un système ayant un microphone à charbon à l'entrée et une ligne téléphonique à la sortie, Naturellement, on peut trouver d'autres emplois pour cette variante'de l'invention.
Le circuit représente un arrangement de tubes à décharge électro- nique tel qu'il est employé actuellement dans un appareil dont l'amplification moyenne est de 65 décibels environ. L'amplification est à chaque instant une fonction du niveau d'entrée de telle sorte qu'elle varie constamment suivant ce dernier. Pour des niveaux d'entrée variant entre -70 et-15 db. (par rapport à une tension de 2.5. volts mesurée aux bornes d'une impédance de 500 ohms et prise comme nàveau zéro) le changement d'amplification est de 38 décibels, Ainsi lorsque le niveau d'entrée est de -70 db., le niveau de sortie est de -15 db.; mais lorsque le niveau d'entrée est de -15 db., le niveau de sortie n'est que de +2 db.
Ce contrôle automatique se fait avec un minimum de distorsion audi- ble, marne les pointes répétées au-dessus du niveau normal étant réduites pour éviter la surcharge des appareils suivants. Ce niveau d'entrée de-15 db. est aussi élevé que le permet l'absence de distorsion accentuée. L'impédance de sortie est suffisamment faible pour qu'une impédance de ligne téléphonique ait un effet minime en fonctionnement.
Les détails du circuit sont les suivants: Les signaux d'entrée sont appliqués au primaire 6 d'un transformateur 7. Celui-ci à deux secondaires 8 et 9. Le secondaire 8 fournit de l'énergie à la partie amplificatrice, étant connecté aux deux grilles 94 d'un tube push-pull 70. Cette lampe se compose d'une double triode et est équivalente à deux triodes montées en push-pull, La cathode 71 peut être mise à la masse.
Les anodes 72 sont connectées aux extré- mités opposées de l'enroulement primaire 73 du transformateur 74, La prise cen- trale de l'enroulement primaire 73 est connectée, par l'intermédiaire d'une ré- sistance 100, à l'extrémité positive d'une source de courant continu 75 dont la tension est d'environ 167 V. au-dessus du potentiel zéro de la terre,
L'énergie de sortie du transformateur 74 est appliquée du secon- daire 76 à la grille de contrôle d'une lampe à grille écran 77. La cathode de
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cette lampe est mise à la masse, L'anode est reliée à la source de courant 75 par l'intermédiaire de la résistance 78.
La grille-écran 79 reçoit une tension provenant de la même source de préférence, par l'intermédiaire d'une résistance 80. La lampe 77 peut être couplée capacitivement à l'étage d'amplification suivant qui est équipé conventionnellement de la lampe 81. Le courant de sortie du tube 81 passe par le primaire 82 d'un transformateur 83 ayant deux secondaires 84 et 85. Le secondaire 84 sert à transmettre le signal à un dispositif d'uti- lisation non représenté. Pour améliorer la qualité, une résistance 86 peut shun ter le secondaire 84. Si on le désire, cette résistance peut avoir une prise médiane mise à la terre.
Le secondaire 85 sert à dériver une partie de l'énergie pour les dispositifs de contrôle de l'amplification. Cette fraction de l'énergie du signal est reportée aux extrémités 87 d'un système à oxyde de cuivre pour le redressement des deux alternances, consistant en quatre dispositifs uni-direc- tionnels ayant une extrémité positive 88 et une extrémité négative 89 qui est connectée, par l'intermédiaire des résistances 93 aux grilles 94 et aussi par l'intermédiaire d'un diviseur de tension 91, 92, à l'extrémité négative d'une source de polarisation 90 dont l'extrémité positive est mise à la terre. La section 91 a une valeur de 1 megohm et la section 92 une valeur de 10 megohms environ.
Le point intermédiaire est découplé par le condensateur 9 ayant de préférence une capacité de 0.3 microfarad ,qui orée donc une constante de temps.
Une polarisation négative normale est appliquée aux grilles 94 du tube push-pull 70 par l'intermédiaire des résistances 93; cette polarisation provient de la batterie 105 et est fournie par le redresseur à oxyde. Lorsque l'amplification de cette lampe 70 doit être réduite par suite d'un signal puis- sant, une fraction de l'énergie de signal est dérivée par le secondaire 85 du transformateur 83, est rectifiée et rend les grilles 94 plus négatives par rap- port à la cathode 71 qui est mise à la terre. Ainsi le gain de cette lampe am- plificatrice push-pull est réduite pendant un temps qui dépend du produit de la capacité 95 par l'impédance de sortie du redresseur qui est comprise entre'les bornes 88 et 89.
Le rétablissement graduel de l'amplification se fait par l'égalisation de la tension aux bornes du condensateur 95 en un temps qui dépend du courant de fuite du redresseur ses entre les extrémités 88 et 89,
Le circuit de la fig.2 renferme un dispositif variable d'absorp- tion représenté par la lampe 96 connectée à l'enroulement secondaire 9 du trans-
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-formateur 7, Ce dispositif d'absorption fonctionne comme un contrôle automa- tique à faible vitesse de l'amplification et en même temps comme un contrôle automatique de la caractéristique des fréquences.
Cette dernière action est illustrée par la fig.4 et est due au fait que. la fuite du transformateur augmen- te pour les fréquences acoustiques élevées, ce qui réduit l'action du shunt, Le tube à décharge 96 du dispositif d'absorption a une cathode 97 mise à la ter- re et une ghille de contrôle 98 qui est connectée à un point approprié 99 d'une diviseur de tension inséré entre la -167 volts de la batterie 75 et les -22 V. de la batterie 90. La tension du point 99 est modifiée selon l'amplitude des signaux par suite des variations du courant plaque de la lampe 70 qui provoquent à leur tour une variation de la chute de tension dans la résistance 100 qui est un élément du diviseur de tension. La valeur de cette résistance 100 peut être approximativement égale à 500. 000 ohms.
Entre la résistance 100 et le point 99 est insérée une résistance ayant une valeur de 50 meghoms, par exemple.* Entre le point 99 et l'extrémité négative de la batterie de polarisation 90 se trouve une résistance 102 dont la valeur est de 2 megohms environ. Cette résistance est découplée par un condensateur 109 de 1 microfarad environ, afin de créer un circuit à retard. On voit donc que l'action de contrôle peut être modifiée lentement par l'emploi de la lampe 96 qui absorbe une partie plus ou moins grande de Iténergie du secondaire 9 du transformateur 7. D'autre part, la réduction rapide de l'amplification résulte de l'emploi du redresseur sec qui modifie la polarisation des grilles 94 de la lampe 70.
L'étendue du contrôle peut être réglée au moyen d'un. combinateur à trois positions 103 dont les con- tacts sont reliés à différentes prises faites avec une résistance à trois sec- tions 104 intercalée entre le secondaire 85 et une des extrémités 87 du système redresseur. Les trois sections de la résistance 104 ont, de préférence, comme valeurs respectives 400, 1.000 et 4.000 ohms en allant de gauche à droite sur le schéma*
La courbe de fréquence du transformateur 7 peut être améliorée en mettant en série avec les deux parties du primaire 6,un système de filtrage constitué par une self de choc 106 dont le point médian est mis à la masse, par une résistance 107 et par un condensateur 108.
Les valeurs de la self et du condensateur sont choisies de façon à obtenir la résonance pour les fréquences trop amplifiées.
La Fig.3 représente encore une autre variante dans laquelle cer- tains objets et avantages de ltinvention ne sont pas les moins évidents, bien n
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que les circuits soient considérablement amplifiés par rapport à ceux des fig.1 et 2. Dans le circuit décrit actuellement, on a employé une paire de lampes, montées en push-pull, du type triode; mais il est évident que des campes à grille-écran, des lampes pentodes ou tout autre type de lampe peuvent également être employas. Les grilles de contrôle 111 sont connectées aux extrémités op- posées de l'enroulement secondaire 112 d'un transformateur d'entrée 115. L'en- roulement primaire 114 de celui-ci reçoit le signal d'entrée dont lténergie provient d'une source quelconque.
Lorsque cette source est un microphone à charbbn, on applique généralement une tension de polarisation positive au cir- cuit de transfert ; a représenté ici une source de tension de 6 volts appli- quée à la prise médiane du primaire 114 par l'intermédiaire de la résistance de 50 ohms 115.
Une résistance 116, d'une valeur de 100 ohms, est prévue également comme chemin de fuite entre le centre de l'enroulement et la masse, Bien que cela ne soit pas indiqué, il doit être entendu que le microphone lui-même est mis à la masse en un point approprié,
Le circuit d'entrée des grilles 111 reçoit une tension de polari- sation normale, négative par rapport aux cathodes 117, cette tension provenant d'une batterie ad hoc 118 insérée entre le pôle négatif d'un redresseur à oxyde et les résistances 120 qui sont connectées d'autre part aux grilles 111. Le point milieu des résistances 120 shuntant le secondaire est couplé aux cathodes 117 par un condensateur 119 de 25 microfarads environ.
Le circuit de sortie des lampes du push-pull 110 est relié au circuit d'entrée d'un amplificateur équilibré à haute impédance dont l'amplifi- cation va de 30 à 60 décibels par exemple. Une source de courant continu 124 fournit une tension appropriée, par l'intermédiaire de la prise centrale de la résistance 123 qui a deux branches égales de 50.000 ohms, aux anddes 125 des lampes du push-pull 110. Le pôle négatif de la source 124 est connecté directe- ment aux cathodes 117.
Tel qu'il vient d'être décrit, le circuit de la fig.3 est plus ou moins conventionnel. On a découvert, cependant, que le circuit complet fournit des résultats nouveaux et améliorés par rapport à ce qui était connu auparavant, particulièrement lorsqu'il contient un système redresseur à oxyde pour les deux alternances 126 connecté de la façon indiquée. Dans le système redresseur, les extrémités 127 reçoivent l'énergie provenant de l'enroulement secondaire 128 d'un transformateur 129 dont le primaire 130 est inséré entre la terre et une
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des extrémités du secondaire du transformateur 131. Le primaire 130 pourrait également shunter l'entièreté ou une fraction du secondaire 131.
Le transforma- teur 122, dont le primaire est alimenté par l'amplificateur 134, fournit l'éner- gie au circuit d'utilisation ainsi qu'au transformateur 129. Les autres extrémi- tés du redresseur 126 sont connectées à un circuit qui comprend les oathodes 117, la batterie de polarisation 118 et le retour du circuit des grilles Ill. Les ca- thodes 117 sont également mises à la masse.
Le fonctionnement du dispositif de contrôle de l'amplification est le suivant s la tension alternative aux bornes du secondaire 128 du trans- formateur 129 augmente avec l'énergie supplémentaire dérivée du secondaire 131 du transformateur de sortie par suite d'un signal puissant. Un potentiomètre 132 shunte de préférence le secondaire et son contact mobile est relié à une des extrémités 127 du redresseur à oxyde. Le but de ce potentiomètre est de permet- tre le réglage de l'énergie fournie au redresseur à oxyde afin de régulariser l'étendue de l'action de contrôle automatique. Le courant alternatif dérivé de cette façon est redressé et rend les grilles 111 plus négatives par rapport à la terre, ce qui réduit le gain de l'amplificateur.
Cette réduction se fait rapi- dement, L'amplification normale est rétablie lorsqu'un temps convenable s'est écoulé après la diminution du gain, de façon que la pointe de puissance soit alors terminée. La constante de temps de cette action de dlai est une fonction du condensateur 119 et de la résistance de fuite inhérente au redresseur 126.
Dans la fig.4, on a reproduit des courbes caractéristiques tracées en fonction des fréquences que l'on obtient avec certaines variantes de l'inven- tion décrites ci-dessus et illustrées notamment par les fig.1 et 2. Les graphi- ques amplification fréquence ont été tracés pour des signaux faibles, moyens et forts afin de montrer le gain en décibels dû'à l'amplificateur selon la fréquence On voit que le système fonctionne dans la gamme des fréquences acoustiques, soit entre 50 et 8.000 à 10.000 cycles/seconde. On remarquera que la courbe d'ampli- fication d'un signal faible présente une perte très accentuée aux extrémités haute et basse fréquence.
Cela signifie que l'appareil de contrôle de l'amplifi- cation tend à supprimer les parasites qui accompagnent habituellement le signal, tant les ronflements que les sifflements. Les courbes tendent à s'aplatir pour toutes les fréquences audibles lorsque les signaux sont moyens ou forts c'est- à-dire lorsque les parasites qui les accompagnent se distinguent moins facile- ment*
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Une autre caractéristique à remarquer sur la fig.4 est que le gain de l'amplificateur (mesuré en décibels) est beaucoup plus élevé pour un signal faible que pour un signal fort.
Les variations du volume sont ainsi ramenées entre des limites qui évitent la surcharge des appareils qui suivent l'amplifi- cateur,
Les experts remarqueront que de multiples modifioations autres que celles indiquées ci-dessus, peuvent tre apportées à l'invention sans s'écar- ter de son domaine et de son véritable esprit,
REVENDICATIONS.
EMI15.1
------------------------------ 1.- En relation avec un système amplificateur à tube de décharge dont le gain est contrôlé, un dispositif de contrôle de l'amplification comprenant dans ce but un moyen permettant de détourner l'énergie d'entrée, un tube amplifica- teur à décharge électronique contrôlé par ce moyen, une double diode redresseuse, un transformateur ayant un primaire connecté à la sortie de cet amplificateur et un secondaire à prise médiane dont les extrémités sont reliées aux anodes de la redresseuse, un circuit de polarisation de grille inséré entre les cathodes et les grilles de contrôle du premier système amplificateur cité, une liaison entre la prise médiane du secondaire du transformateur et un point du circuit de pola- risation,
et le moyen de retarder d'une façon appréciable le rétablissement du gain dans ce système amplificateur contrôlé, d'après la constante de temps de la réduction précédente de l'amplification, ce moyen comprenant un condensateur mis en parallèle avec une résistance. le tout étant mis en shunt entre la prise mé- de
EMI15.2
diane du transformateur et la cathode Itampl3ficatiur du dispositif de contrôle de l'amplification.
**ATTENTION** fin du champ DESC peut contenir debut de CLMS **.
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AMPLIFICATION CONTROL.
This invention relates to amplification control devices and more particularly to a system having a circuit for automatic control of the extent of amplitude variations in acoustic frequency circuits,
The invention is particularly useful in microphone circuits as well as in amplifiers and it can be used with modulators of radio transmitters, with "public address" systems or with sound recorders. Amplification is generally required in these devices, the volume variations very often having to be brought back to narrower limits than those which actually correspond to music or speech.
@
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In the early days of broadcasting, controlling the B * F * amplification was considered essential to achieve a sufficiently deep and distortion-free HF wave modulation. This control was first of all carried out entirely manually; the amplification was not changed quickly enough to avoid appreciable harmonic distortion. Subsequently, automatic amplification control devices were employed in the modulation circuits. In principle) these devices only increased or decreased the amplification after a certain time.
However, it was found that the time constants could not be fixed in a satisfactory manner so that these modifications escaped the human ear, it was not possible to attenuate a sudden surge in acoustic volume. In addition, there was generally the same time constant for reestablishment of amplification and for its reduction. The best devices of this kind were of limited use and could not be used in good quality circuits,
An object of the invention is to provide an automatic LF amplification control system in which the perceptible harmonic distortion is suppressed.
Another object of the invention is to provide a system having the above-mentioned quality, in which large variations in emphasis, strength or expression of speech and program are suppressed.
A third object of the invention is to provide a means of obtaining automatic control of amplification in which large increases in level are immediately countered by reducing circuit amplification so as to reduce the amplification of the circuit. avoid overloading the part following the control device.
Another object of the invention is to provide a system, analogous to those mentioned above, in which a relatively slow increase in amplification can be obtained after a sudden reduction in amplification due to a high level crossing.
The other objects and advantages of the invention will become apparent from the detailed description below which is given in correlation with the accompanying drawings in which t
Fig. 1 schematically shows one of the preferred arrangements in which volume control means are applied to certain parts of a B.F. amplifier.
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Fig.2 shows a modification of the invention.
Fig. 3 shows another.
Fig. 4 gives the characteristics of the response curve h of a typical amplification control system, by way of illustration of some of the advantages of the invention set forth herein.
Before giving a detailed description of the circuits, it should first be drawn attention to the fact that the automatic control of the LF amplification, as employed in broadcasting and in particular in microphone circuits -modulator, is based on the basic principles of manual control, that is to say that after having manually adjusted the average amplification for a determined program, the variation of the amplification is made so that weak passages are reinforced and excessively powerful passages are reduced.
Whether the control is done manually or automatically, the essential is of course that there is no audible harmonic distortion, If a very powerful peak suddenly follows a weak passage, the amplification control cannot be done manually. with sufficient speed to give good results. Thanks to the invention, however, it is possible to obtain almost instantaneously the reduction in the amplification corresponding to the power peak; paradoxical as it may seem, the resulting distortion is negligible because the reduction takes place in as little time as 5 / 1000th of a second, so the human ear cannot distinguish a duration effect if brief.
However, after the sudden removal of the power surge, it is desirable to slowly return to the normal degree of amplification. The amplification is then restored without audible distortion, The whole program is thus compressed between appropriate volume limits which depend on the equipment used for the reproduction of the sounds as well as on the transmitter or other circuits which follow it. ,
In fig.l, there is shown an amplifier to which is connected an appropriate device for automatic control of the amplification. The input terminals 5 are connected to the primary winding 6 of a transformer 7 which has preferably two secondaries 8 and 9.
The secondary 8 supplies the energy, via two resistors 10 (of 10,000 ohms each) to the control grids 11 of the tubes 12 of a push-pull amplifier. These tubes 12 are of the "variable slope" type and , preferably, of the pentode type having gates
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screen 13 and suppression grids 14, the latter being connected to cathodes 15. Anodes 16 are connected to opposite ends of primary winding 17 of an output transformer 18 This transformer has a secondary winding 19 connected to all appropriate operating circuit.
A source of direct current is inserted between the cathodes 15 and the anodes 16 via the primary windings 17 of the transformer 18. In the diagram, this source is shown as having practically a value of 400 volts with respect to earth. taken as zero level. This or any other source provides a bias voltage of approximately -14 volts with respect to earth.
It is preferable to keep the cathodes 15 at a voltage slightly positive with respect to the earth by inserting a resistor 20 between them and the earth,
In order to apply a normal bias to the control gates 11 in the absence of a signal, a bias circuit is preferably used connected to earth by resistors 41r and 56 and then to the circuit comprising resistors 23, each of these. this being connected to a control grid 11 by a conductor 24. The -14 volt end of another bias source is applied thereto via resistor 22 for which a value of 150. megohms has been indicated.
The positive end of this source is earthed as is the negative end of the 400 volts direct current source of which only the positive end is shown on the plan. The -14 volt bias source compensates for grid circuit leakage from the high voltage source. Thus a zero voltage normally exists across resistor 56. The total bias, due to this compensating resistor 22 and the type 25 gap current in resistor 41r, is such that there is approximately a voltage -4 volts on the control grids 11 in the absence of signal.
Since the lamps 12 are of the variable slope type, the amplification is a function of the gate bias in a region of considerable use. The polarization varies automatically according to the level of the signal in order to obtain automatic control of the amplification. Greater polarization, due to. a higher input level, decreases the amplification. This change in polarization with that of the signal level occurs rapidly as the signal strength increases, but the recovery of the value is slow as the signal strength decreases. This asymmetry in the change-
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-ment of the amplification is obtained by a delayed rectifier circuit which comprises capacitors 26 and 27 as well as resistor 56.
The time required to charge the capacitor 26 and a fraction of the capacitor 27 and to establish a given polarization of the grids 11 of the tubes 12 with respect to the cathodes 15 depends on the product of the capacitances times the sum of l 'impedance of one half of the secondary winding 30 of transformer 31 and of the resistance of the anode space of the rectifier included in the tube 25. Appropriate values have been found for these elements which make it possible to reduce the charging time. ge within 0.005 seconds.
The discharge of capacitors 26 and 27 depends on the product of their capacitance times the resistance of resistor 56 shunted by resistor 22,
The fraction of the input signal appearing at the ends of the secondary winding 9 of the transformer 7 is applied to the gate 32 of the amplifying pentode 33. This lamp is mounted in the usual way, is used as an LF amplifier and provides power. energy to its output circuit which encloses the primary winding 34 of the transformer 31.
The secondary 30 of this transformer is connected to the anodes of a diode 25 which rectifies the two halfwaves * So that the lamp 33 can operate in the usual way. a self-bias resistor 36 and a decoupling capacitor 37 are inserted between the cathode of this tube and the earth. A resistor 38 and a capacitor 39, in series, improve the frequency curve of the transformer 31 and at the same time decrease the impedance of the secondary of the transformer so as to reduce the charging time of the capacitors 26 and 27 to a sufficiently low value.
The rectified voltage, appearing across resistor 56 as a result of the action of the diode part of tube 25, is applied in the negative direction to the gates 11 of the amplifier tubes 12 and, at the same time, to the gate 40 of the tube. lamp 25 which makes the amplifying part of the latter less conductive and reduces the potential of cathode 29. The continuous voltage amplified by this lamp then appears at the terminals of resistor 41r.
Stronger signals make cathode 29 less positive * The rate of change of this voltage across resistor 41r depends both on its value relative to that of capacitor 41c and on the impedance between cathode 29 and the anode 28 of the amplifier part of the lamp 25. These values are such that the delay in the reduction of the amplifier by the
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tubes 12 is very small. The voltage variation across resistor 41r and capacitor 41c is added with respect to earth to the original DC voltage supplied by the rectifier diode.
It is the sum of these two voltages which supplies the variable polarization to the gates 11 of the lamps 12; it should be noted, however, that the maximum of the bias voltage coming from the amplifying part of the lamp 25 is low, about 8 volts, and that only the voltage of the rectifier diode provides higher biases to the gates 11 when the lamp 25 is biased until the current is canceled by means of its rectifier diode, This can produce a bias of gates 11 as high as -40 volts,
The circuit of the control grid 32 encloses between the latter and the secondary 9 of the transformer a resistor 42 which eliminates the possibility in the tube 33 of a grid current which would cause a harmonic distortion of the output voltage of the transformer 7,
A resistor 43 is inserted between the high voltage applied to the anodes 16 and the screen grids 13.
Via a 50 megohms resistor 44, these screen grids are connected to the control grid 45 of a dual amplifier 46 which serves as an absorption device having a variable impedance which depends on the signal strength. entry. It should be noted that when the impedance of the amplifying lamps 12 varies as a result of the action exerted on the control gates 11, the current passing through the screen-grid circuits also varies ten ... and that this modifies the ion drop across resistors 43, 44 and 62.
The values of resistors 44 and 62 are so high that an appreciable time elapses before changes in the screen gate voltage can be applied to the control gates 45 of the lamp 46. The lamp therefore operates as a variable resistor which is decoupled with respect to the earth by means of a capacitor 4, the value of which is preferably two mecrofarads. The anodes 47 are connected to opposite ends of the secondary winding 48 of a transformer 49, the primary winding 50 of the latter is in parallel with the primary 6. For a low volume input signal, the lamp 46 is nearly polarized at the point of current cancellation.
No paralleling exists and the secondary winding 48 of transformer 49 is nearly open. Under these conditions, the primary 50 of the transformer has virtually infinite impedance and there is no loss of power in this primary circuit. But, when the lamp 46 becomes con-
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-ductress as a result of the control action. exerted on its grid 45, a certain fraction of the input energy is dissipated in the tube 46 through the intermediary of the transformer 49, which reduces the volume applied to the transformer 7. The variable action The shunt of this circuit takes place slowly, as a result of the delay provided by the strong capacitor 4 inserted in the high resistance circuit composed of resistors 62 and 44, and serves to adjust the average level of the signal applied to the gates of the lamps 12 .
The control action therefore takes place very quickly in the tubes 12 when the intensity of the input signal increases and slowly when it decreases. Since the loss in the transformer normally increases at high acoustic frequencies, the shunt action of tube 46 is then not exerted as vigorously through the primary as at lower frequencies. The result is therefore an increase in the amplification of the HF when the signals are strong.
When they are low, the high frequencies are then reduced which prevents excessive amplification of the background noise of microphones or other HF interference. The response curve of the low frequencies is also controlled in part by the variable action of shunt of tube 46 through transformer 49, When secondaries 48 are open, primary 50 forming a reactive shunt, causes a loss for low frequencies. When these secondaries are connected, this loss becomes negligible compared to that created by the tube 46.
The input energy which is dissipated in the lamp 46 through the shunt transformer 49 can be controlled by a rheostat 51 which preferably connects two ends of the split primary winding 50.
A rheostat 52 is located at the terminals of the conductors 24 in order to be able to manually adjust the normal output level. This rheostat preferably has a total resistance of about 75,000 ohms. If desired, a resistor 53 may also be employed for attenuation shunting the ends of the secondary 19 of the output transformer. This resistor may have a value of about 800 ounces; it depends on the impedance of the other parts of the circuit.
A rheostat 54 mounted at the terminals of the secondary 9 makes it possible to vary the amplification control range. One end of this secondary being grounded, voltage appears at the opposite end.
To obtain maximum amplification control, the moving contact of @
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rheostat should be at the top, while it should be brought back to the grounded end side to achieve reduced or night control
The high pass amplification recovery value can be adjusted by means of a three position combiner 55: a, b and c. Different capacitances then shunt resistor 56. In position a two sections of capacitor 27, 0.1 mfd each, are adjusted to the 0.05 mfd capacitance of capacitor 26, making a total of 0.25 mfd.
In position b, a single section of capacitor 27, 0.1 mfd., Is put in parallel with capacitor 26, making a total of 0.15 mfd. In position c, all of the capacitor 27 is switched off and only capacitor 26 of 0.05 mfd remains in service. These capacitance values are naturally cited by way of example. When they are adopted as well as the other constants suggested above for the circuits, the average values of the restoration of the amplification are as follows: position a, 1.5 decibels per second; position b, 2.5 db. per second; and position c, 7 db. per second,
Resistor 56 which is shunted by capacitors 26 and 27 may be of the usual fixed type;
however, this gives an uneven and undesirable rate for reestablishment of amplification after strong passages. After maximum reduction in amplification has been caused by strong passage, recovery of amplification occurs very slowly. compared to that which follows medium or weak signals when an ordinary resistance according to a linear law is at 56. This is just the opposite of what we want to achieve. But the desired action is perfectly accomplished when employing a special nonlinear resistor having a variable value which is an inverse function of the applied voltage.
The element known as "Thyrite" has this characteristic and achieves much faster recovery of amplification after extremely strong signals than after medium or weak signals. In the particular case explained, this "@hyrite" resistor has a value of 5 megohms for a potential difference at its terminals of 40 volts and a value of 30 megohms for a zero voltage drop;
The various settings, which have just been mentioned for obtaining the correct output level, control and control time of the amplification, can best be adjusted by means of a milli-
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MA ammeter which is shown here connected to a dual three-position combiner 58. For the first position of the combiner, the milli-ammeter shunts a resistance 63 of 500 ohms which is inserted between the anode of the lamp 33 and the current source at 400 volts. The milliammeter therefore indicates approximately the current flowing through transformer 31.
For the middle position of the combiner, the milliammeter bypasses a 500 ohm resistor 64 and is in the circuit that feeds the plates of the dual amplifier 46 through resistor 61 and transformer secondary 48. For this position of combiner 58, it is therefore possible to note the variations of the input energy which is diverted and absorbed by lamp 46.
In the third position of combiner 58, the milliammeter is connected with reverse polarity, so as to indicate the plate current of the lamps 12. The resistor 57 of 500 ohms provides a voltage which can be balanced by that which is taken by the potentiometer 59 so that the milliammeter does not drift in the absence of a signal.
It is preferable to ground all transformer cores and to provide grounded electrostatic screens between the windings of some transformers, mainly 7 and 31.
The characteristics of the control provided by the invention, as shown in Fig. 1, are readily found when comparing the readings of the milliammeter under conditions which correspond to the greater or lesser effect of the control. With the settings provided, the system can be used either as a level limiter or as a reduction in power variations.
With the combiner being placed first in position 3, arrangements are made so that the milli-ammeter does not drift when the amplification control device is inoperative, By then placing the potentiometer 54 in the range. position corresponding to maximum control, the milliammeter index will deviate sharply, therefore indicating what the device operating as a "compressor" gives to the output level. In this way, the variation of the output level can easily be reduced to 6 decibels for an input level variation of 30 to 40 decibels. For a smaller variation of the input level, the average compression ratio can be high up to 20, i.e. for a change at the input of 20 decibels, the output level varies only by a decibel.
This "beach" is quite
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suitable for limiting the level when the input level is not excessive.
When using the device as a limiter, sufficient control must be exercised to bring the peaks of the program back into this high compression zone.
In fig.2, there is shown a variant of the invention in which the circuit is somewhat simplified by the use of dry rectifiers in place of a thermionic rectifier. This circuit is particularly well suited to a system having a charcoal microphone at the input and a telephone line at the output. Of course, other uses can be found for this variation of the invention.
The circuit represents an arrangement of electronic discharge tubes as presently employed in an apparatus with an average amplification of about 65 decibels. The amplification is at all times a function of the input level so that it varies constantly according to the latter. For input levels varying between -70 and -15 db. (compared to a voltage of 2.5 volts measured across an impedance of 500 ohms and taken as new zero) the amplification change is 38 decibels, So when the input level is -70 db., the output level is -15 db .; but when the input level is -15 db., the output level is only +2 db.
This automatic control is done with a minimum of audible distortion, with repeated peaks above the normal level being reduced to avoid overloading subsequent devices. This entry level of -15 db. is as high as possible without any sharp distortion. The output impedance is low enough that a telephone line impedance has minimal effect in operation.
The details of the circuit are as follows: The input signals are applied to the primary 6 of a transformer 7. This has two secondaries 8 and 9. The secondary 8 supplies energy to the amplifying part, being connected to two grids 94 of a push-pull tube 70. This lamp consists of a double triode and is equivalent to two triodes mounted in push-pull. The cathode 71 can be grounded.
The anodes 72 are connected to the opposite ends of the primary winding 73 of the transformer 74. The center tap of the primary winding 73 is connected, via a resistor 100, to the end. positive of a direct current source 75 whose voltage is approximately 167 V. above the zero potential of the earth,
The output energy of transformer 74 is applied from secondary 76 to the control grid of a screen grid lamp 77. The cathode of
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this lamp is grounded, the anode is connected to the current source 75 via the resistor 78.
The screen grid 79 receives a voltage from the same source preferably, via a resistor 80. The lamp 77 can be capacitively coupled to the next amplification stage which is conventionally equipped with the lamp 81. The output current from tube 81 passes through primary 82 of a transformer 83 having two secondaries 84 and 85. Secondary 84 serves to transmit the signal to a user device, not shown. To improve quality, a resistor 86 can shunt secondary 84. If desired, this resistor can have a grounded center tap.
The secondary 85 is used to derive part of the energy for the amplification control devices. This fraction of the signal energy is transferred to the ends 87 of a copper oxide system for half-wave rectification, consisting of four uni-directional devices having a positive end 88 and a negative end 89 which are connected. , via resistors 93 to the gates 94 and also via a voltage divider 91, 92, at the negative end of a bias source 90, the positive end of which is grounded. Section 91 has a value of 1 megohm and section 92 has a value of approximately 10 megohms.
The intermediate point is decoupled by the capacitor 9 preferably having a capacitance of 0.3 microfarad, which therefore has a time constant.
A normal negative bias is applied to the gates 94 of the push-pull tube 70 through the resistors 93; this bias comes from the battery 105 and is supplied by the oxide rectifier. When the amplification of this lamp 70 is to be reduced as a result of a strong signal, a fraction of the signal energy is derived by secondary 85 of transformer 83, is rectified and makes gates 94 more negative compared to - port to the cathode 71 which is earthed. Thus the gain of this push-pull amplifier lamp is reduced for a time which depends on the product of the capacitor 95 by the output impedance of the rectifier which is between the terminals 88 and 89.
The gradual reestablishment of the amplification is effected by the equalization of the voltage across the terminals of the capacitor 95 in a time which depends on the leakage current of the rectifier ses between the ends 88 and 89,
The circuit of FIG. 2 contains a variable absorption device represented by the lamp 96 connected to the secondary winding 9 of the transmission.
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-former 7. This absorption device functions as an automatic control at low speed of the amplification and at the same time as an automatic control of the characteristic of the frequencies.
This last action is illustrated in fig.4 and is due to the fact that. the leakage of the transformer increases at high acoustic frequencies, which reduces the action of the shunt. The discharge tube 96 of the absorption device has a cathode 97 earthed and a control ghille 98 which is connected to a suitable point 99 of a voltage divider inserted between the -167 volts of the battery 75 and the -22 V. of the battery 90. The voltage of the point 99 is modified according to the amplitude of the signals as a result of the variations of the plate current of the lamp 70 which in turn cause a variation in the voltage drop across resistor 100 which is an element of the voltage divider. The value of this resistor 100 may be approximately equal to 500,000 ohms.
Between resistor 100 and point 99 is inserted a resistor with a value of 50 meghoms, for example. * Between point 99 and the negative end of the bias battery 90 is a resistor 102 whose value is 2 megohms about. This resistor is decoupled by a capacitor 109 of approximately 1 microfarad, in order to create a delay circuit. It can therefore be seen that the control action can be slowly modified by the use of the lamp 96 which absorbs a greater or lesser part of the energy of the secondary 9 of the transformer 7. On the other hand, the rapid reduction of the amplification results from the use of the dry rectifier which modifies the polarization of the gates 94 of the lamp 70.
The extent of control can be set by means of a. three-position combiner 103, the contacts of which are connected to different taps made with a three-section resistor 104 interposed between the secondary 85 and one of the ends 87 of the rectifier system. The three sections of resistor 104 have, preferably, as respective values 400, 1000 and 4000 ohms going from left to right in the diagram *
The frequency curve of transformer 7 can be improved by placing in series with the two parts of primary 6, a filtering system consisting of a shock inductor 106 whose midpoint is grounded, by a resistor 107 and by a capacitor 108.
The values of the inductor and the capacitor are chosen so as to obtain resonance for the frequencies that are too amplified.
Fig. 3 shows yet another variant in which certain objects and advantages of the invention are not the least obvious, although
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that the circuits are considerably amplified compared to those of fig.1 and 2. In the circuit currently described, a pair of lamps, mounted in push-pull, of the triode type have been employed; but it is obvious that screen-grid camps, pentode lamps or any other type of lamp can also be used. The control gates 111 are connected to the opposite ends of the secondary winding 112 of an input transformer 115. The primary winding 114 thereof receives the input signal whose energy comes from an input transformer. any source.
When this source is a carbon microphone, a positive bias voltage is generally applied to the transfer circuit; Shown here is a 6 volt voltage source applied to the center tap of primary 114 through 50 ohm resistor 115.
A resistor 116, with a value of 100 ohms, is also provided as a leakage path between the center of the winding and the ground, Although this is not indicated, it should be understood that the microphone itself is put to earth at an appropriate point,
The input circuit of the gates 111 receives a normal polarization voltage, negative with respect to the cathodes 117, this voltage coming from an ad hoc battery 118 inserted between the negative pole of an oxide rectifier and the resistors 120 which are connected on the other hand to the gates 111. The midpoint of the resistors 120 shunting the secondary is coupled to the cathodes 117 by a capacitor 119 of approximately 25 microfarads.
The output circuit of the push-pull lamps 110 is connected to the input circuit of a high impedance balanced amplifier whose amplification ranges from 30 to 60 decibels, for example. A direct current source 124 supplies an appropriate voltage, through the center tap of resistor 123 which has two equal 50,000 ohm branches, to the 125 anddes of the push-pull 110 lamps. The negative pole of the source 124 is connected directly to cathodes 117.
As has just been described, the circuit of FIG. 3 is more or less conventional. It has been found, however, that the complete circuit provides new and improved results over what was previously known, particularly when it contains a half-wave oxide rectifier system 126 connected as shown. In the rectifier system, the ends 127 receive energy from the secondary winding 128 of a transformer 129 whose primary 130 is inserted between earth and a
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of the ends of the secondary of the transformer 131. The primary 130 could also bypass all or a fraction of the secondary 131.
Transformer 122, the primary of which is supplied by amplifier 134, supplies power to the user circuit as well as to transformer 129. The other ends of rectifier 126 are connected to a circuit which includes the oathodes 117, the polarization battery 118 and the return of the grid circuit Fig. Cathodes 117 are also grounded.
The operation of the amplification control device is as follows: the AC voltage across secondary 128 of transformer 129 increases with additional energy derived from secondary 131 of the output transformer as a result of a strong signal. A potentiometer 132 preferably shunts the secondary and its movable contact is connected to one of the ends 127 of the oxide rectifier. The purpose of this potentiometer is to allow adjustment of the energy supplied to the oxide rectifier in order to regulate the extent of the automatic control action. The alternating current shunted in this way is rectified and makes the gates 111 more negative to ground, which reduces the gain of the amplifier.
This reduction occurs quickly. Normal amplification is reestablished when a suitable time has elapsed after the gain reduction, so that the peak power is then terminated. The time constant of this delay action is a function of capacitor 119 and the leakage resistance inherent in rectifier 126.
In FIG. 4, characteristic curves plotted as a function of the frequencies obtained with certain variants of the invention described above and illustrated in particular by FIGS. 1 and 2 have been reproduced. amplification frequencies were plotted for weak, medium and strong signals in order to show the gain in decibels due to the amplifier according to the frequency We see that the system operates in the range of acoustic frequencies, i.e. between 50 and 8,000 to 10,000 cycles /second. It will be noted that the amplification curve of a weak signal has a very marked loss at the high and low frequency ends.
This means that the amplification control device tends to suppress the noise that usually accompanies the signal, both hum and hiss. The curves tend to flatten out for all audible frequencies when the signals are medium or strong, that is to say when the accompanying parasites are less easily distinguished *
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Another feature to notice in Fig. 4 is that the amplifier gain (measured in decibels) is much higher for a weak signal than for a strong signal.
The variations in volume are thus brought back within limits which avoid overloading the devices which follow the amplifier,
The experts will note that multiple modifications other than those indicated above can be made to the invention without departing from its field and from its true spirit,
CLAIMS.
EMI15.1
------------------------------ 1.- In connection with a discharge tube amplifier system whose gain is controlled, a amplification control device comprising for this purpose a means for diverting the input energy, an electronic discharge amplifier tube controlled by this means, a double rectifying diode, a transformer having a primary connected to the output of this amplifier and a mid-tap secondary whose ends are connected to the anodes of the rectifier, a grid bias circuit inserted between the cathodes and the control grids of the first cited amplifier system, a link between the mid-tap of the secondary of the transformer and a point in the polarization circuit,
and the means for appreciably delaying the reestablishment of gain in this controlled amplifier system, based on the time constant of the previous reduction in amplification, this means comprising a capacitor in parallel with a resistor. the whole being put in shunt between the medical plug
EMI15.2
diane of the transformer and the cathode Itampl3ficatiur of the amplification control device.
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