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Filtre de bande pour la transmission continue d'une lar- ge bande de fréquence.
La présente invention concerne des filtres de bandes et, plus particulièrement, des filtres com- posés comprenant plusieurs filtres de bandes séparés coopérant pour transmettre une bande plus étendue que celle transmise par chacun des filtres séparément.,
Bien que la présente invention soit d'appli- cation générale, elle convient tout particulièrement pour les sections d'accouplement d'un système d'anten- ne d'un système de signalisation d'ondes haute fré-
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quence apte à recevoir ou transmettre une large ban- de ou plusieurs bandes de la gamme haute fréquence.
Dans beaucoup de dispositions, en particulier dans les circuits de réception et de transmission haute fréquence, il est désirable de laisser passer une large bande de fréquences ou sélectivement l'une ou l'autre de plusieurs bandes de fréquences formant ensemble une grande partie de la gamme haute fréquence. Une telle large bande de fréquences peut être limitée par exemple par des fréquences ayant un rapport de l'ordre de 40 à 1. Cependant, certaines difficultés se présentent dans la construction de filtres de bandes fonctionnant entre des limites extrêmes de fréquences, tant en ce qui con- cerne la composition ou le nombre d'éléments de filtre requis et la construction réelle du circuit qu'en ce qui concerne l'obtention d'une réponse justement uni- forme sur toute la bande.
En particulier dans le cas d'un filtre pour large bande devant comprendre un transformateur pour séparer les circuits d'entrée et de sortie ou pour adapter leurs impédances respectives, il devient difficile sinon impossible de réaliser un transformateur unique capable de transmettre une si lar- ge bande de fréquences, car un tel transformateur exi- gerait un coefficient de couplage très proche de l'uni- té. Autrement dit : coefficient de couplage donné pour un transformateur pose une limite au rapport des fréquences-limites de la bande qui peut être transmise par un filtre utilisant le transformateur.
Un objet de la présente invention consiste à réaliser un filtre de bande composé capacble de trans- mettre une large bande de fréquences, supprimant les inconvénients présentés par les dispositions de l'ancien genre susmentionné et ne nécessitant qu'un très petit nombre d'éléments de circuit.
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Dit plus en détail : présente invention a pour objet de réaliser un filtre de bande composé capable de couvrir une large bande de fréquences et comprenant plusieurs filtres de bandes ayant chacun une section de transformateur et construits pour transmettre indi- viduellement plusieurs bandes de fréquences séparées par des bandes de fréquences intermédiaires, pendant que les filtres qui travaillent ensemble sont propor- tionnés et polarisés de telle façon qu'ils transmettent une bande résultante continue comprenant les bandes admises et les bandes intermédiaires.
Conformément à la présente invention sont prévus au moins deux filtres de bandes comprenant chacun au moins deux demi-sections de filtre de bande de n'impor- te lequel de plusieurs types convenables et une section de transformateur. Les deux sections terminales de chacun des filtres individuels sont construites et proportionnées de telle façon que les sections terminales correspondantes de tous les filtres'peuvent être interconnectées direc- tement à la fois à l'extrémité d'entrée et à celle de sortie du réseau résultant.
Les divers filtres sont construits de telle façon au'ils transmettent individu- ellement plusieurs bandes séparées par des bandes inter- médiaires et qu'ils coopèrent en transmettant les fré- quences des bandes intermédiaires, d'où il résulte une caractéristique d'impédance image semblable à celle d'un seul filtre de bande continue constante-k transmettant la gamme de fréquences élargie.
Sur les plans, la fig. 1 est un schéma d'un système complet d'an- tenne comprenant un filtre de bande composé conforme à la présente invention; la fig. 2 et la fig. 3 sont des schémas simplifiés presque équivalents du système montré sur la fig. 1
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travaillant respectivement sur les bandes d'ondes cour- tes et d'ondes longues ; la fig. 4a et la fig. 4b sont des schémas montrant les transformations du montage dans le développement de la partie de filtre haute fréquence; la fig. 5a et la fig. 5b sont des schémas corres- pondants concernant la partie basse fréquence du filtre montré sur la fig. 1; la fig. 6 est un schéma composé équivalent concer- nant les réseaux des figs. 4 et 5;
la fig. 7a est une représentation graphique des di- verses caractéristiques d'impédance image des filtres montrés sur les figs. 4b et 5b et la fig. 7b est une représentation graphique des ca- ractéristiques d'impédance image du filtre composé mon- tré sur la fig. 6.
Sur la fig. 1 est montré en schéma un système collec- teur d'ondes auquel la présente invention est tout parti- @ulièrement bien applicable et dans lequel se trouve ré- alisé un filtre composé pour accoupler une ligne de trans- mission de l'antenne à une disposition de translation de signaux ou une disposition de charge par exemple un radiorécepteur. Le système général montré sur la fig.l est expliqué dans une autre demande de brevet du même inventeur,de sorte qu'il n'est pas nécessaire d'en donner ici la description détaillée.
Ce système comprend une antenne 10a-10b et est cons- truit de préférence comme système double pour fonctionne- ment dans la partie haute fréquence de la bande à cou- vrir et fonctionnement comme antenne simple à extrémité supérieure aplatie dans la partie basse fréduence de la bande. L'antenne 10a-10b est accouplée avec une ligne de transmission 12 par un filtre de bande 11 de type conve- nable. Un type de filtre de bande composé pour bande
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élargie convenant tout particulièrement pour ce but est expliqué dans une autre demande de brevet du même inventeur.
L'autre extrémité de la ligne de transmission 12 est raccordée à une disposition de translation de si- gnaux ou une disposition de charge 14, par exemple un radiorécepteur, ayant un circuit d'entrée dont l'impé- dance est indiquée par 15. L'accouplement est assuré par un filtre composé construit conformément à la présen- te invention. Le filtre composé 13 est construit et pro- portionné de telle façon qu'il transmet une bande de fré- quences élargie, par exemple de 0,5 à 20 mégacycles. Il est désirable que le filtre composé 13 adapte approxima- tivement l'impédance image constante de la ligne 12 à l'impédance 15 du circuit d'entrée de l'appareil de char- ge 14.
Il est également désirable que le filtre composé comprenne des sections de transformations entre les cir- cuits primaire et secondaire du filtre et permettent la transformation de l'impédance parce que l'impédance image de la ligne a généralement une valeur différente de celle de la disposition de charge 14.
Le filtre composé 13 comprend plusieurs filtres connectant des circuits terminaux communs et construits de telle façon que chacun d'eux transmet certaines ban- des de fréquences séparées par des bandes de fréquences intermédiaires. Bien que la présente invention soit ap- plicable à un filtre composé dans lequel les fréquences- limites déterminant les bandes admises individuellement et les bandes intermédiaires se trouvent dans un rapport déterminé préalablement d'une manière quelconque, elle est tout particulièrement utile lorsqu'elle est appliquée à un tel filtre composé dans lequel les fréquences-limites se trouvent presque dans un rapport de progression arith- métique ou géométrique,
c'est-à-dire dans lequel la lar- /
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geur de chacune des bandes intermédiaires est la moyenne arithmétique ou géométrique des bandes adjacentes. Lors- que le rapport arithmétique entre les fréquences-limites existe, le filtre résultant est caractérisé par des vi- tesses de propagation vraiment presque égales pour tou- tes les fréquences dans la bande composée, ce qui est la condition d'une distorsion minimum d'une onde comple- xe.
Pour l'explication et le calcul, il est supposé que la bande complète de fréquences, par exemple de 0,5 à 20 mégacycles, est divisée en trois bandes par les fré- auences-limites f1, f2, f3 et f4 qui ont respectivement une valeur de 0,5, 0,1, 5,8 et 20 mégacycles, et aue ces fréquences se trouvent à peu près dans une progression géométrique dont la constante de progression moyenne est de 3,4.
Il est devenu usuel dans la construction de filtres de bandes de baser la construction sur une section de filtre d'un type normalisé. Pour les calculs préalables, on peut supposer une valeur arbitraire pour les impédances images nominales d'entrée et de sortie. On choisit géné- ralement un type dont les caractéristiques des impédances d'entrée et de sortie sont semblables et ont la même va- leur nominale, qui est la valeur à la fréduence à laauel- le l'inclinaison de la courbe d'impédance imae est nulle.
Cette valeur nominale est indiquée par le symbole R que l'on peut supposer avoir 100 ohms pour le calcul préalable.
Une section de filtre particulière qui a été recon- nue comme remplissant les conditions posées par la pré- sente invention est montrée sur la fig. 4a et sera dési- dans la suite Il type A Il. Pour une description plus complète des divers types de sections de filtres de ban- des symétriques convenant pour utilisation dans le mode de réalisation préféré de la présente invention, voir le livre " Transmission Netivorks and Wave Filters " par T.E. shea, paru chez D. Van Nostrand Co. en 1929). La section de filtre type A est indiquée p. 316 du livre de Shea /
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sous la désignation type III,.
3
La section de filtre type A montrée sur la fig.4a comprend un condensateur demi-shunt 16 et l'inductance 17, une inductance entièrement série 18, ainsi qu'un condensa- teur demi-shunt 19 et une inductance 9. Une telle demi- section permet l'insertion d'un transformateur parce qu'el- le comprend à la fois des inductances série et parallèle qui peuvent être réalisées par la self-induction et l'in- duction mutuelle des enroulements du transformateur dans un réseau équivalent. Il est supposé que la section type A montrée sur la fig. 4 a est destinée à travailler sur la bande de fréquences f3-f4. Il est également supposé que la section A est construite pour des impédances images égales R de 100 ohms tant dans le circuit dtentrée que de sortie.
Les valeurs des réactances du circuit peuvent alors être calculées en termes de R, et les fréquences- limites de la bande que la section doit transmettre peu- vent être calculées soit au moyen des formules données par Shea p. 316 ou au moyen de telles formules modifiées pour une section unique commençant par un élément demi- shunt, comme la section type A, ainsi que montré dans le tableau annexé, sous la désignation fig.4a.,Type A.
Pour l'emploi des transformations de circuit équivalent bien connues, la section A de la fig. 4a peut être convertie en la section montrée sur la fig.4b, qui sera désignée dans la suite " type B ". Dans cette transformation, les inductances 17,18 et 9 sont changés en inductances équivalentes 21 et 23 et en inductance mutuelle entre celle-ci, pendant que ces inductances constituent les enroulements primaire.et secondaire d'un transformateur. Dans le calcul des valeurs des éléments du circuit de la section B, cependant, il est nécessaire de multiplier toutes les réactances du circuit primaire de cette section par le rapport de l'impédance image R .J. ; @ L
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de la. ligne 12 à l'impédance image suoposée R de la sec- tion de filtre de la fig. 4a.
De manière analogue, afin d'obtenir une égalité entre le circuit secondaire de la section B et l'impédance d'entrée 15, il est nécessaire de multiplier les diverses réactances du circuit secondaire par le rapport de l'impédance RA du circuit d'entrée 15 à l'impédance image supposée R. Les formules concernant les constantes de rendement de la section de filtre type B, y compris les transformations du circuit et les facteurs pour rendre égales les impédances primaire et secondaire, sont données dans le tableau annexé, sous la désignation Fig. 4b, Type B.
La caractéristiçue d'impédance image du circuit primaire de la section B est représentée par la courbe X de la fig. 7a, cui permet de voir que l'impédance image minimum est égale à l'impédance image RL de la ligne 12.
Les caractéristiques de la section de filtre B sont les mêmes du côté secondaire, sauf que les valeurs réellles sont modifiées pour adapter l'impédance RA du circuit d'en- trée 15. Cette courbe à la forme bien connue de la courbe d'impédance image demi-shunt constante-k, de sorte qu'elle peut porter cette désignation.
Le filtre de bande partiel destiné à travailler sur la bande basse-fréauence f1-f2, par exemple de 0,5 à 1,7 mégacycle, peut être le même que celui décrit, modifié pour les diverses fré@uences-limites. La théorie de la con- struction du filtre passe-bas est la même que celle con- cernant le filtre passe-haut décrit ci-dessus. En ce dui concerne la fig. 5a, le point de départ est de nouveau une section de filtre du type A ayant une impédance ima- ge constante-k dont la valeur nominale R est par exemple de 100 ohms. La section A de la fig. 5a comprend un con- densateur demi-shunt 24 et une inductance 25, une induc- tance entièrement série 26, ainsi qu'un condensateur demi- shunt 27 et une inductance 28.
Les formules pour la con- @
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struction du circuit de la fig. 5a sont les mêmes aue celles applicables à la fig. 4a, sauf le changement de fréquences-limites. Ces formules sont données dans le tableau annexé, sous la désignation Fig. 5a, Type A.
La section de filtre passe-bas de la fig. 5a peut être transformée en celle de la fig. 5b d'une maniè- re semblable à celle appliquée pour la transformation de la section de filtre passe-haut. Il en résulte une section de filtre du type B comprenant un condensateur primaire 29 et une inductance 30, ainsi qu'un condensa- teur secondaire 31 et une inductance 32. Dans ce cas aussi, en effectuant la transformation du circuit, les résistances primaire et secondaire sont multipliées res- pectivement par le rapport RL/R et RA/R. Les formules pour les constantes de rendement de la section type B de la fig. 5b, y compris les transformations du circuit et les facteurs pour rendre égales les impédances pri- maire et secondaire, sont données dans le tableau annexé, sous la désignation Fig. 5b, Type B.
La caractéristique d'impédance image du circuit primaire de la section de filtre de la fig. 5b est repré- sentée par la courbe Y de la fig. 7a, qui permet de voir que l'impédance image minimum est égale à l'impédance image R de la ligne 12. De même que dans le cas du filtre
L passe haut, les caractéristique de la section de filtre sont les mêmes du côté secondaire, mais les valeurs réelles sont modifiées pour adapter l'impédance RA du circuit d'en- trée 15. De même que la courbe X, la courbe Y est une courbe d'impédance image demi-shunt constante-k.
Les sections de filtre passe-haut et passe-bas des figs. 4b et 5b peuvent être combinées en une section de filtre composée, qui est montrée sur la fig. 6 et dans laquelle les circuits primaire et secondaire des sections partielles sont connectés en série. De plus, l'inductance
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21 du circuit primaire est divisée en deux parties 21a et 21b afin d'assurer l'équilibre de la ligne 12.
Deux filtres de bandes du type montré sur les figs. 4b et 5b ayant respectivement la caractéristique X et Y, combinés de cette manière et construits pour transmettre des bandes limitées respectivement par les fréquences fl-f2 et f3-f4 dans lesquelles les fréquences f1,f2,f3 et f4 se trouvent presque dans un rapport de progression géométrique, tra- vailleront de manière absolument indépendante sur leurs bandes respectives, mais travailleront ensemble pour transmettre la bande intermédiaire. La caractéristiaue d'impédance image résultante est montrée en Z sur la fig.
7b, qui est une courbe d'impédance image demi-shunt con- stante-k pour la bande f1-f4. Bien que les formules don- nées ci-dessus pour calculer les valeurs de réactance des circuits des figs.4b et 5b peuvent être utilisées avec une exactitude presque complète pour le filtre com- posé de la fig. 6, il existe une certaine interaction entre les circuits, et des formules plus précises sont données dans le tableau annexé pour calculer les valeurs de réactance du filtre composé de la fig. 6. Dans ces for- mules, l'attention est attirée sur le fait aue l'indue- tance L21 est l'inductance totale des bobines combinées 21a et 21b.
Bien Que les formules données ci-dessus pour le calcul des filtres de bandes individuels peuvent être utilisées pour la construction du filtre composé avec approximativement les caractéristiques décrites, les deux filtres de bandes ont une certaine interaction mutuelle et, pour obtenir des résultats absolument exacts, il est préférable de calculer le système complet comme un filtre uniaue. De tels calculs peuvent être basés sur les méthodes fondamentales de court-circuit- interruption - de constructions de filtres décrites p.75 à 84,et p. 179 à
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208 du livre de Shea précité. Les formules modifiées résultantes applicables au filtre composé de la fig. 6 sont données dans le tableau annexé, sous la désignation Fig. 6, filtre composé.
En utilisant la présente invention comme décrit, il est possible de réaliser un filtre de bande capable de transmettre toute large gamme de fréquences voulue et comprenant plusieurs transformateurs d'accouplement juste. Bien que des sections de filtre individuelles du type décrit soient tout particulièrement convenables à cause de leur atténuation relativement faible en de- hors de leurs bandes respectives, on peut les remplacer par d'autres sections de filtre ayant de manière générale des caractéristiques analogues.
Bien que le filtre composé montré soit un filtre composé comprenant seulement deux sections de filtre de bande, il est évident que les principes en Question peuvent être étendus à n'importe auel nombre de sections de filtre. Par exemple, l'inductance 30 peut être divisée pour l'insertion du circuit primaire d'un troisième fil- tre de bande, et la connexion inférieure entre l'induc- tance 32 et le condensateur 31 peut être interrompue pour insérer le circuit secondaire d'un troisième filtre de bande, et ce procédé peut être répété pour insérer le nombre de sections qu'on veut en cas de dispositions particulières.
Il convient de remarquer que les condensateurs shunt 20 et 22 sont en parallèle non seulement sur leurs inductances respectives 21 et 23, mais aussi res- pectivement sur les inductances 30 et 32 qui sont de plus grande induction pour travailler sur une bande de fré- quences plus basse. D'autre part, les condensateurs shunt 29 et 31 sont respectivement en série avec les inductances de filtre haute fréquence 21 et 23. Dans le
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cas de l'extansion suggérée à l'alinéa précédent, on obtiendrait le même rapport.
Autrement dit : un fil- tre composé du type décrit, quand tous les condensateurs et toutes les inductances sont, de chaoue côté, respec- tivement reliés en série dans l'ordre de décroissement de leur inductance et capacitance et quand les éléments du même numéro de la série sont reliés pour former des filtres de bandes individuels, les inductances de chacun des circuits primaire et secondaire étant toutes en sé- rie, chacun des condensateurs sera connecté en shunt avec son inductance respective du même numéro de la série et, en plus, avec seulement celles des inductances d'un numéro de série plus élevé.
Dans cette disposition, les condensateurs des sections de filtre passe-haut servent à dériver des inductances du filtre passe-bas des fré- quences qui peuvent correspondre aux frâquences naturelles des bobines de plus grande inductance et ils peuvent, par conséquent, être autrement affectés de manière anor- male.
Le filtre composé de la fig. 6 est identique au filtre 13 de la fig. 1, sauf seulement aue le condensa- teur 29 de la fig. 1 a été divisé en deux parties séries égales afin d'obtenir une connexion à la terre neutre ou demi-prise pour la ligne équilibrée 12, afin de conserver l'équilibre à la ligne et en même temps afin d'obtenir une connexion de terre dans laquelle on puisse insérer une juste impédance terminale 33 pour des courants non éauilibrés dans la ligne. Le transformateur comprenant les enroulements 30 et 32 du filtre passe-bas peut être pourvu d'un noyau de fer finement divisé, tel que par exemple celui vendu sous le nom de " Ferrocart ".
Les principes généraux du fonctionnement du systè- me décrit ci-dessus sont certainement apparents par la description détaillée des dispositions et des principes compris dans leur construction telle qu'elle vient d'ê- tre faite. Néanmoins, le fonctionnement sur les diverses
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bandes de fréquences peut être résumé en se référant des figs. 2 et 3, dont chacune comprend seulement les éléments de circuit principalement actifs sur leur ban- de de fréquence respective.
Il est évident que les in- ductances du filtre passe-bas ont une si haute impédance sur la bande haute fréquence que leur admittance peut être négligée, tandis que les condensateurs de ce filtre ont une impédance si basse qu'ils peuvent être considé- rés comme des courts-circuits, de sorte que les filtres passe-bas ont une très petite influence sur le fonctionne- ment passe-haut. De manière analogue, les inductances et capacitances du filtre passe-haut ont peu d'influence sur le fonctionnement sur la bande basse fréquence.
Dans la bande de fréquences intermédiaire f2-f3, les éléments de réactance des deux filtres de bandes partiels sont entièrement efficaces pour déterminer le fonctionne- ment.
En considérant en détail la fig. 2, on voit aue la partie de filtre passe-haut est efficace dans la bande hau¯ te f3-f4 pour transmettre des signaux reçus de la ligne 12 au circuit d'entrée 15 et en même temps pour adapter par- faitement l'impédance de la ligne 12 à celle de l'impédan- ce d'entrée 15. Sur la fig. 3, le filtre passe-bas fonc- tionne de manière analogue sur la bande basse fl-f2 pour accoupler la ligne 12 et le circuit d'entrée 15. Sur la fig, l, les deux filtres de bandes individuels coopèrent sur la bande de fréquences intermédiaire f2-f3 pour coupler la ligne de transmission 12 à l'impédance d'entrée 15 et en même temps rendre égales les impédances de ces deux dis- positions.
Avec la disposition décrite ci-dessus, chacun des transformateurs 21a,21b, 23, 30 et 32 peut avoir un coefficient de couplage qui peut être facilement réalisé en pratique et le filtre composé est efficace pour trans- mettre une bande de fréquences pour laquelle un transfor-
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mateur unique ne saurait être construit qu'avec difficul- té, pour autant même qu'il puisse être construit pour ce but.
Bien que le filtre de bande composé décrit ci-dessus puisse être construit pour fonctionner sur une large gamme, il n'est donné comme exemple que les constantes de rende- ment d'un filtre composé particulier pour fonctionnement sur des gammes de fréquences limitées par les fréquences-' limites-susmentionnées et incorporant la présente inven- tion de la manière décrite ci-dessus.
Les valeurs indiquées ci-après pour le circuit ont été réalisées le plus exac- tement possible et comprennent des effets tels aue la ca- pacitance inhérente ou l'inductance d'autres éléments du circuit s'y rapportant : f1 = 0,5 mégacycle f2 = 1,7 " f3 = 5,8 " f4 = 20 " Impédance image de la ligne R = résistance de 500 ohms
L " de charge R = " " 400 "
A
E14ments: 21a + 21b = 27 microhenrys
23 = 21 "
30 = 262 "
32 = 210 "
20 = 16 micro-microfarads
22 = 20 " " 29a,29b = 386 " chacun
31 = 242 " " Transformateur 21a, 21b, 23 Coefficient de couplage - 84% La capacitance 24 était physiquement une partie de la capacitance inhérente entre la bobine 23 et l'écran adjacent.
Transformateur 30, 32.
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Coefficient de couplage - 84%
Bien que la description ci-dessus ne comprenne que ce qui est considéré comme mode de réalisation préféré de la présente invention, il est évident pour les experts que divers changements et diverses modifications peuvent y être apportés sans s'écarter de l'esprit de la présente invention.
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Band filter for the continuous transmission of a wide frequency band.
The present invention relates to band filters and, more particularly, to composite filters comprising several separate band filters cooperating to transmit a wider band than that transmitted by each of the filters separately.
Although the present invention is of general application, it is particularly suitable for the coupling sections of an antenna system of a high frequency wave signaling system.
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frequency capable of receiving or transmitting a wide band or bands of the high frequency range.
In many arrangements, particularly in high frequency receiving and transmitting circuits, it is desirable to pass a wide band of frequencies or selectively one or the other of several frequency bands together forming a large part of the frequency. high frequency range. Such a wide frequency band can be limited, for example, by frequencies having a ratio of the order of 40 to 1. However, certain difficulties arise in the construction of band filters operating between extreme frequency limits, both in this respect. which relates to the composition or number of filter elements required and the actual construction of the circuit than with regard to obtaining a precisely uniform response over the whole band.
Particularly in the case of a broadband filter having to include a transformer to separate the input and output circuits or to adapt their respective impedances, it becomes difficult if not impossible to realize a single transformer capable of transmitting such a large ge frequency band, because such a transformer would require a coupling coefficient very close to unity. In other words: coupling coefficient given for a transformer poses a limit to the ratio of the frequency-limits of the band which can be transmitted by a filter using the transformer.
An object of the present invention is to provide a compound band filter capable of transmitting a wide band of frequencies, eliminating the drawbacks presented by the arrangements of the aforementioned old type and requiring only a very small number of elements. circuit.
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Said in more detail: The object of the present invention is to provide a compound band filter capable of covering a wide band of frequencies and comprising several band filters each having a transformer section and constructed to transmit individually several bands of frequencies separated by intermediate frequency bands, while the filters which work together are proportioned and polarized such that they transmit a resulting continuous band comprising the admitted bands and the intermediate bands.
In accordance with the present invention there are provided at least two band filters each comprising at least two band filter half sections of any one of several suitable types and a transformer section. The two terminal sections of each of the individual filters are constructed and proportioned in such a way that the corresponding terminal sections of all the filters can be interconnected directly at both the input end and the output end of the resulting network. .
The various filters are constructed in such a way that they individually transmit several bands separated by intermediate bands and cooperate in transmitting the frequencies of the intermediate bands, resulting in an image impedance characteristic. similar to that of a single constant-k continuous band filter transmitting the extended frequency range.
On the plans, fig. 1 is a diagram of a complete antenna system comprising a compound band filter in accordance with the present invention; fig. 2 and fig. 3 are almost equivalent simplified diagrams of the system shown in FIG. 1
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working on short wave and long wave bands respectively; fig. 4a and fig. 4b are diagrams showing the transformations of the assembly in the development of the high frequency filter part; fig. 5a and fig. 5b are corresponding diagrams relating to the low frequency part of the filter shown in FIG. 1; fig. 6 is an equivalent composite diagram relating to the networks of FIGS. 4 and 5;
fig. 7a is a graphical representation of the various image impedance characteristics of the filters shown in Figs. 4b and 5b and fig. 7b is a graphical representation of the image impedance characteristics of the compound filter shown in FIG. 6.
In fig. 1 is shown in diagram a wave-collecting system to which the present invention is particularly well applicable and in which there is realized a composite filter for coupling a transmission line of the antenna to a transmission line. signal translation arrangement or a load arrangement, for example a radio receiver. The general system shown in fig.l is explained in another patent application by the same inventor, so it is not necessary to give the detailed description here.
This system comprises an antenna 10a-10b and is preferably constructed as a dual system for operation in the high frequency part of the band to be covered and operation as a single antenna with a flattened upper end in the low frequency part of the band. bandaged. The antenna 10a-10b is coupled with a transmission line 12 by a band filter 11 of suitable type. A type of band filter compound for band
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This enlarged version which is particularly suitable for this purpose is explained in another patent application by the same inventor.
The other end of the transmission line 12 is connected to a signal translating arrangement or a load arrangement 14, for example a radio receiver, having an input circuit whose impedance is indicated by 15. The coupling is provided by a composite filter constructed in accordance with the present invention. The compound filter 13 is constructed and proportioned such that it transmits an enlarged frequency band, for example from 0.5 to 20 megacycles. It is desirable that the composite filter 13 approximates the constant image impedance of line 12 to the impedance 15 of the input circuit of the charger 14.
It is also desirable that the compound filter include transformation sections between the primary and secondary circuits of the filter and allow the transformation of the impedance because the image impedance of the line is generally a different value than that of the layout. charging 14.
The composite filter 13 comprises several filters connecting common terminal circuits and constructed in such a way that each of them transmits certain bands of frequencies separated by bands of intermediate frequencies. Although the present invention is applicable to a compound filter in which the cutoff frequencies determining the individually admitted bands and the intermediate bands are in a predetermined ratio in some way, it is most particularly useful when it is. applied to such a compound filter in which the limit frequencies are almost in an arithmetic or geometric progression ratio,
that is, in which the lar- /
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The value of each of the intermediate bands is the arithmetic or geometric mean of the adjacent bands. When the arithmetic relationship between the limit frequencies exists, the resulting filter is characterized by really nearly equal propagation speeds for all frequencies in the compound band, which is the condition of a minimum distortion d 'a complex wave.
For explanation and calculation, it is assumed that the entire frequency band, for example 0.5 to 20 megacycles, is divided into three bands by the limit frequencies f1, f2, f3 and f4 which have respectively values of 0.5, 0.1, 5.8 and 20 megacycles, and these frequencies are roughly in a geometric progression with an average progression constant of 3.4.
It has become customary in the construction of band filters to base the construction on a filter section of a standard type. For the preliminary calculations, an arbitrary value can be assumed for the nominal input and output image impedances. We usually choose a type whose characteristics of the input and output impedances are similar and have the same nominal value, which is the value at the frequency at the slope of the impedance curve imae. is zero.
This nominal value is indicated by the symbol R which can be assumed to have 100 ohms for the preliminary calculation.
A particular filter section which has been recognized as meeting the conditions of the present invention is shown in FIG. 4a and will be desig- nated in the following II type A II. For a more complete description of the various types of symmetrical band filter sections suitable for use in the preferred embodiment of the present invention, see the book "Transmission Netivorks and Wave Filters" by TE shea, published by D. Van. Nostrand Co. in 1929). The type A filter section is shown on p. 316 from the Book of Shea /
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under the type III designation ,.
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The type A filter section shown in fig. 4a comprises a half-shunt capacitor 16 and inductor 17, a full series inductor 18, as well as a half-shunt capacitor 19 and an inductor 9. Such a half - section allows the insertion of a transformer because it includes both series and parallel inductances which can be realized by self-induction and mutual induction of the transformer windings in an equivalent network. It is assumed that the type section A shown in fig. 4 a is intended to work on the frequency band f3-f4. It is also assumed that section A is constructed for R equal image impedances of 100 ohms in both the input and output circuit.
The values of the reactances of the circuit can then be calculated in terms of R, and the limit frequencies of the band which the section must transmit can be calculated either by means of the formulas given by Shea p. 316 or by means of such modified formulas for a single section starting with a half-shunt element, such as section type A, as shown in the attached table, under the designation fig. 4a., Type A.
For the use of the well known equivalent circuit transformations, section A of fig. 4a can be converted into the section shown in fig.4b, which will be referred to hereinafter as "type B". In this transformation, the inductors 17, 18 and 9 are changed into equivalent inductances 21 and 23 and into mutual inductance therebetween, while these inductors constitute the primary and secondary windings of a transformer. In calculating the values of the elements of the circuit of section B, however, it is necessary to multiply all the reactances of the primary circuit of this section by the ratio of the image impedance R .J. ; @ L
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of the. line 12 to the assumed image impedance R of the filter section of FIG. 4a.
Similarly, in order to obtain equality between the secondary circuit of section B and the input impedance 15, it is necessary to multiply the various reactances of the secondary circuit by the ratio of the impedance RA of the circuit of input 15 at the assumed image impedance R. The formulas concerning the efficiency constants of the type B filter section, including the transformations of the circuit and the factors to make the primary and secondary impedances equal, are given in the attached table, under the designation Fig. 4b, Type B.
The image impedance characteristic of the primary circuit of section B is represented by the curve X in fig. 7a, cui shows that the minimum image impedance is equal to the image impedance RL of line 12.
The characteristics of the filter section B are the same on the secondary side, except that the actual values are modified to adapt the RA impedance of the input circuit 15. This curve to the well-known form of the impedance curve constant-k half-shunt image, so it can carry this designation.
The partial band filter intended to work on the low-frequency band f1-f2, for example from 0.5 to 1.7 megacycles, may be the same as that described, modified for the various limit frequencies. The theory of construction of the low pass filter is the same as that of the high pass filter described above. With regard to fig. 5a, the starting point is again a type A filter section having a constant image impedance-k whose nominal value R is, for example, 100 ohms. Section A of fig. 5a comprises a half-shunt capacitor 24 and an inductor 25, a full series inductor 26, as well as a half-shunt capacitor 27 and an inductor 28.
The formulas for the @
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struction of the circuit of FIG. 5a are the same aue those applicable to FIG. 4a, except the change of frequency limits. These formulas are given in the appended table, under the designation Fig. 5a, Type A.
The low pass filter section of fig. 5a can be transformed into that of FIG. 5b in a manner similar to that applied for the transformation of the high pass filter section. This results in a type B filter section comprising a primary capacitor 29 and an inductor 30, as well as a secondary capacitor 31 and an inductor 32. In this case too, by effecting the transformation of the circuit, the primary and the resistors. secondary are multiplied by the ratio RL / R and RA / R respectively. The formulas for the efficiency constants of type section B in fig. 5b, including the transformations of the circuit and the factors to make the primary and secondary impedances equal, are given in the attached table, under the designation Fig. 5b, Type B.
The image impedance characteristic of the primary circuit of the filter section of FIG. 5b is represented by the curve Y of FIG. 7a, which allows to see that the minimum image impedance is equal to the image impedance R of line 12. As in the case of the filter
L high pass, the characteristics of the filter section are the same on the secondary side, but the actual values are changed to match the RA impedance of the input circuit 15. Like the X curve, the Y curve is a constant-k half-shunt image impedance curve.
The high pass and low pass filter sections of Figs. 4b and 5b can be combined into a compound filter section, which is shown in fig. 6 and in which the primary and secondary circuits of the partial sections are connected in series. In addition, the inductance
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21 of the primary circuit is divided into two parts 21a and 21b in order to ensure the balance of line 12.
Two band filters of the type shown in figs. 4b and 5b having the characteristic X and Y respectively, combined in this way and constructed to transmit bands limited respectively by the frequencies fl-f2 and f3-f4 in which the frequencies f1, f2, f3 and f4 are almost in a ratio of geometric progression, will work absolutely independently on their respective bands, but will work together to transmit the intermediate band. The resulting image impedance characteristic is shown at Z in fig.
7b, which is a constant-k half-shunt image impedance curve for the f1-f4 band. Although the formulas given above for calculating the reactance values of the circuits of figs. 4b and 5b can be used with almost complete accuracy for the composite filter of fig. 6, there is some interaction between the circuits, and more precise formulas are given in the appended table to calculate the reactance values of the compound filter of FIG. 6. In these formulas, attention is drawn to the fact that the inductance L21 is the total inductance of the combined coils 21a and 21b.
Although the formulas given above for the calculation of the individual band filters can be used for the construction of the compound filter with approximately the described characteristics, the two band filters have some mutual interaction and, to obtain absolutely exact results, it is better to calculate the whole system as a uniaue filter. Such calculations can be based on the fundamental short-circuit-interrupt - filter constructs methods described on p.75 to 84, and p. 179 to
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208 of the aforementioned book by Shea. The resulting modified formulas applicable to the compound filter of FIG. 6 are given in the attached table, under the designation Fig. 6, compound filter.
By using the present invention as described, it is possible to provide a band filter capable of transmitting any desired wide frequency range and comprising several fair coupling transformers. Although individual filter sections of the type described are particularly suitable because of their relatively low attenuation outside their respective bands, they can be replaced by other filter sections having generally similar characteristics.
Although the compound filter shown is a compound filter comprising only two band filter sections, it is obvious that the principles in Question can be extended to any number of filter sections. For example, inductor 30 can be split to insert the primary circuit of a third band filter, and the lower connection between inductor 32 and capacitor 31 can be broken to insert the secondary circuit. a third band filter, and this process can be repeated to insert the number of sections that one wants in the event of particular arrangements.
It should be noted that the shunt capacitors 20 and 22 are in parallel not only on their respective inductors 21 and 23, but also respectively on the inductors 30 and 32 which are of greater induction to work on a band of frequencies. lower. On the other hand, the shunt capacitors 29 and 31 are respectively in series with the high frequency filter inductors 21 and 23. In the
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case of the expansion suggested in the previous paragraph, the same ratio would be obtained.
In other words: a composite filter of the type described, when all the capacitors and all the inductors are, on each side, respectively connected in series in the order of decreasing their inductance and capacitance and when the elements of the same number of the series are connected to form individual band filters, the inductors of each of the primary and secondary circuits being all in series, each of the capacitors will be connected in shunt with its respective inductance of the same number of the series and, in addition , with only those of inductors of a higher serial number.
In this arrangement, the capacitors of the high pass filter sections serve to derive from the inductors of the low pass filter from frequencies which may correspond to the natural frequencies of the coils of larger inductance and they may, therefore, be otherwise affected. abnormally.
The filter composed of fig. 6 is identical to the filter 13 of FIG. 1, except only the capacitor 29 of fig. 1 has been divided into two equal series parts in order to obtain a neutral earth connection or half-tap for the balanced line 12, in order to keep the balance to the line and at the same time to obtain an earth connection in which one can insert a correct terminal impedance 33 for unbalanced currents in the line. The transformer comprising the windings 30 and 32 of the low pass filter may be provided with a finely divided iron core, such as for example that sold under the name "Ferrocart".
The general principles of the operation of the system described above are certainly apparent from the detailed description of the arrangements and principles included in their construction as it has just been made. However, the operation on the various
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frequency bands can be summarized with reference to figs. 2 and 3, each of which includes only the circuit elements primarily active on their respective frequency band.
It is evident that the inductances of the low pass filter have such a high impedance on the high frequency band that their admittance can be neglected, while the capacitors of this filter have such a low impedance that they can be considered like short circuits, so the low pass filters have very little influence on the high pass operation. Similarly, the inductances and capacitances of the high pass filter have little influence on the operation on the low frequency band.
In the intermediate frequency band f2-f3, the reactance elements of the two partial band filters are fully effective in determining operation.
Considering in detail FIG. 2, we see that the high pass filter part is effective in the high band f3-f4 to transmit signals received from line 12 to the input circuit 15 and at the same time to perfectly match the impedance. from line 12 to that of input impedance 15. In fig. 3, the low-pass filter operates analogously on the low band fl-f2 to couple line 12 and input circuit 15. In fig, 1, the two individual band filters cooperate on the band. intermediate frequencies f2-f3 to couple the transmission line 12 to the input impedance 15 and at the same time to make the impedances of these two arrangements equal.
With the arrangement described above, each of the transformers 21a, 21b, 23, 30 and 32 can have a coupling coefficient which can be easily achieved in practice and the compound filter is effective to transmit a frequency band for which a transform
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A single structure can only be constructed with difficulty, even as long as it can be constructed for that purpose.
Although the compound band filter described above can be constructed to operate over a wide range, only the performance constants of a particular compound filter for operation over frequency ranges limited by the aforementioned limiting frequencies and incorporating the present invention as described above.
The values shown below for the circuit have been achieved as accurately as possible and include effects such as inherent capacitance or the inductance of other related circuit elements: f1 = 0.5 megacycle f2 = 1.7 "f3 = 5.8" f4 = 20 "Line image impedance R = resistance of 500 ohms
L "load R =" "400"
AT
E14ments: 21a + 21b = 27 microhenrys
23 = 21 "
30 = 262 "
32 = 210 "
20 = 16 micro-microfarads
22 = 20 "" 29a, 29b = 386 "each
31 = 242 "" Transformer 21a, 21b, 23 Coupling coefficient - 84% Capacitance 24 was physically part of the inherent capacitance between coil 23 and the adjacent screen.
Transformer 30, 32.
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Coupling coefficient - 84%
Although the above description encompasses only what is considered a preferred embodiment of the present invention, it is evident to those skilled in the art that various changes and modifications can be made thereto without departing from the spirit of the art. present invention.