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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein elektronisches Zeitglied, das zwei an eine gemeinsame Gleichspannungsquelle angeschlossene Vergleichspannungskreise aufweist, von denen der eine durch einen Spannungsteiler gebildet ist, der einen ersten Vergleichspunkt festlegt, während der andere die Serienschaltung eines an einem ersten Pol der Spannungsquelle liegenden Kondensators und eines
Ladewiderstandes enthält, wobei der Kondensator zusammen mit einem Entladewiderstand in einem
Entladestromkreis liegt und die beiden Vergleichspunkte an den Basisanschlüssen zweier Transistoren liegen, deren Emitter miteinander verbunden sind.
Bei einer bekannten Schaltungsanordnung dieser Gattung gehören die beiden an die Vergleichspunkte angeschlossenen Transistoren der gleichen Leitfähigkeitstype an und ihre miteinander verbundenen Emitter liegen parallel zueinander. Da einer der beiden Transistoren im Ruhezustand leitend ist, ergibt sich durch den über diesen Transistor fliessenden Kollektorstrom im Ruhezustand ein starker Stromverbrauch.
Die Erfindung befasst sich mit der Aufgabe, diesen Nachteil eines starken Stromverbrauches im
Ruhezustand des Zeitgliedes zu vermeiden, und erreicht dies dadurch, dass zwischen dem Kondensator und dem Ladewiderstand, parallel zum Entladewiderstand, eine Diode geschaltet ist, wobei der Verbindungs- punkt von Kondensator und Diode den zweiten Vergleichspunkt bildet, dass die an die Vergleichspunkte angeschlossenen Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstypen angehören, so dass ihre Emitter in
Serie liegen, und dass der Kollektor des ersten Transistors in an sich bekannter Weise über eine Wider- standskombination mit einem als Verstärker geschalteten dritten Transistor entgegengesetzten Leitfähig- keitstyps wie der erste Transistor verbunden ist, während der Kollektor des zweiten Transistors an dem zweiten Pol der Spannungsquelle liegt.
Da bei dieser Schaltungsanordnung der eine Transistor im Ruhezustand des Zeitgliedes vom zweiten
Vergleichspunkt her gesperrt ist und die Emitter der beiden Transistoren in Serie liegen, kann auch der zweite Transistor im Ruhezustand keinen Kollektorstrom führen, so dass beide Transistoren im Ruhe- zustand stromlos sind.
Weitere Vorteile der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung bestehen darin, dass sie gegen Bauteiltoleranzen der Halbleiter und gegen Schwankungen der Temperatur und der Versorgungsspannung von vornherein wenig empfindlich ist und in dieser Beziehung, wie später erläutert wird, auf einfache Weise noch weiter verbessert werden kann.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, die in den Fig. 1 bis 5 fünf verschiedene Ausführungsbeispiele zeigen.
Fig. 1 stellt den grundsätzlichen Aufbau der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung dar. Es sind insbesondere der erste Vergleichskreis mit den Widerständen --R1 und R2-- erkennbar, deren Verbindungspunkt den ersten Vergleichspunkt --V1-- bildet, ferner der zweite Vergleichskreis mit der Serienschaltung aus Kondensator --C--, Diode --D1-- und Widerstand --R3--, wobei der Verbindungspunkt von Kondensator -C-- und Diode --D1-- den zweiten Vergleichspunkt --V2-- bildet. Die Diode - ist von einem Widerstand --R4-- überbrückt, über den der Kondensator --C-- nach Schliessen eines im Ruhezustand offenen Kontaktes-K-- im Entladestromkreis entladen werden kann.
Mit den Vergleichspunkten-VI und V2-- sind die Basiselektroden von Transistoren --T2 bzw. Tl- verbunden, die entgegengesetzten Leitfähigkeitstypen angehören. Der Kollektor des Transistors --T1-- ist über eine Widerstandskombination --R5, R6-- mit der Basis eines als Verstärker geschalteten Transistors - vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren-Tl und T2-- sind miteinander verbunden und der Kollektor des zweiten Transistors --T2-- ist mit dem Pol --P2-der Spannungs quelle --UB-- verbunden, an deren anderem Pol-Pl-der Kondensator-C-liegt.
Im Ruhezustand der Schaltung, d. h. bei offenem Konstakt --K--, ist der Kondensator --C-- voll auf Betriebsspannung aufgeladen, d. h. der Vergleichspunkt --V2-- hat das Potential des negativen Pols der Spannungsquelle --UB--. Der Vergleichspunkt --V1-- hat auf Grund der Spannungsteilung durch die Widerstände-Rl und-R2-- ein Potential, das höher ist als jenes des Punktes --V2--. Dadurch sind die beiden Transistoren-Tl, T2-- gesperrt. Der einzige Stromverbrauch wird durch den Spannungsteiler - -R1, R2-- verursacht und kann durch entsprechend hohe Widerstandswerte beliebig klein gehalten werden, weil der Transistor --T2-- infolge seiner stromverstärkenden Eigenschaft den Quellenwiderstand des Spannungsteilers um den Stromverstärkungsfaktor herabsetzt.
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Wird nun der Kontakt --K-- geschlossen, so nimmt der Verbindungspunkt-B-von Diode-Dl- und Widerstand --R3-- das Potential des positiven Pols-Pl-an, und der Kondensator --C-- kann sich über den Entladewiderstand --R4-- entladen, d. h. das Potential des Vergleichspunktes--V2--nähert sich nach einer Exponentialfunktion dem Potential des positiven Pols --P1--. Ab dem Augenblick, in dem das
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--V2-- höher- hineinfliessen. Dieser Basisstrom fliesst um den Stromverstärkungsfaktor ss dieses Transistors verstärkt als Kollektorstrom über den Widerstand --R5-- zum Widerstand --R6-- und zum dritten
Transistor --T3--.
Der grösste Teil dieses Kollektorstromes fliesst über die Basis-Emitterstrecke des Transistors --T3-- und steht verstärkt an dessen Ausgang --A-- zur Verfügung.
Im verbesserten Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ist zwischen dem ersten Pol --P1-- der Spannungs- quelle --UB-- und dem ersten Vergleichspunkt --V1-- ein weiterer Kondensator --CS-- geschaltet, der als
Siebkondensator dazu dient, schnelle Spannungsschwankungen oder auch Störspitzen auf den Be- triebsspannungszuleitungen zu eliminieren. Ist nämlich die Zeitkonstante der Kombination aus Siebkonden- sator-CS-- und Spannungsteiler-Rl, R2-- annähernd gleich der Zeitkonstante der zeitbestimmenden
Kombination --C, R4--, so bleibt auch bei beliebigen Spannungsänderungen im Ruhezustand der Schaltung die Potentialdifferenz zwischen-VI und V2-- unbeeinflusst.
Damit die Schaltung auch für Spannungen verwendbar wird, die höher sind als die Summe der
Durchbruchspannungen der Basis-Emitterstrecken der beiden Transistoren --T1, T2--, kann, wie Fig. 3 zeigt, zwischen den Emitter des ersten Transistors --T1-- und den Emitter des zweiten Transistors - -T2-- eine Diode --D2-- mit höherer Sperrspannung als jene der Basis-Emitterstrecken der beiden
Transistoren-Tl und T2-- geschaltet werden. Es sind dann beide Transistoren vor Durchbrüchen der
Basis-Emitterstrecken geschützt. Die gleiche Schutzwirkung ergibt sich auch, wenn die Diode entweder zwischen dem Punkt-VI-und der Basis des zweiten Transistors --T2-- oder zwischen dem Punkt - und der Basis des ersten Transistors --T1-- angeordnet wird.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 liegt, um die Umschaltegeschwindigkeit der ganzen Anordnung
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--T3-- und--R8--, und zwischen dem zweiten Vergleichspunkt --V2-- und der Basis des ersten Transistors --T1-- ein weiterer Widerstand --R9--. Sobald das Potential am Ausgang --A-- jenes der Basis des ersten Transistors --T1-- übersteigt, tritt Mitkopplung in der Schaltung ein und der Ausgang --A-- schaltet mit maximaler Geschwindigkeit um, unabhängig davon, welchen weiteren Verlauf die Spannung am Kondensator - hat.
Neben dieser Erhöhung der Umschaltegeschwindigkeit wird aber auch die Störfestigkeit verbessert, weil am Punkt --V2-- das Potential erheblich unter dem Potential des Punktes-VI-liegen muss, damit die Anordnung aus der Arbeitslage in die Ruhelage kippt. Ein Absinken des Potentials kann z. B. durch Spannungseinbrüche auf den Betriebsspannungsleitungen hervorgerufen werden.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist zusätzlich zu der schon an Hand von Fig. 3 erläuterten Massnahme zwischen dem ersten Widerstand-Rl-des Spannungsteilers-Rl, R2--und dem ersten Vergleichspunkt --V1-- eine Anzahl von Dioden-D3,.... Dn-- geschaltet, die gleich der Anzahl der Sperrschichten ist, welche zwischen den beiden Vergleichspunkten-VI und V2-- liegen, oder ein diesen Dioden äquivalentes Element, wobei diese Dioden-D3,.... Dn-- bzw. deren äquivalentes Element eine ähnliche Strom-Spannungskennlinie haben wie die Sperrschichten von-Tl, T2, D2-- zwischen den beiden Vergleichspunkten-VI und V2--.
Damit wird erreicht, dass die Anordnung auch bei grossen Betriebsspannungsänderungen nur verschwindende Änderungen der Ablaufzeit zeigt, weil die Durchlassspannung der Dioden-D3,.... Dn-- der Basis-Emitterspannung der Transistoren-Tl und T2-- entspricht, so dass sich eine Kompensationswirkung ergibt.
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The invention relates to a circuit arrangement for an electronic timing element which has two comparison voltage circuits connected to a common DC voltage source, one of which is formed by a voltage divider that defines a first comparison point, while the other is the series connection of a capacitor connected to a first pole of the voltage source and one
Contains charging resistor, the capacitor together with a discharge resistor in one
Discharge circuit and the two comparison points are at the base terminals of two transistors whose emitters are connected to one another.
In a known circuit arrangement of this type, the two transistors connected to the comparison points belong to the same conductivity type and their interconnected emitters are parallel to one another. Since one of the two transistors is conductive in the idle state, the collector current flowing through this transistor results in a high power consumption in the idle state.
The invention is concerned with the problem of this disadvantage of high power consumption in the
Avoid the idle state of the timer, and this is achieved by connecting a diode between the capacitor and the charging resistor, in parallel with the discharging resistor, the connection point of the capacitor and diode forming the second comparison point that the transistors connected to the comparison points are opposite Conductivity types, so that their emitters are in
Series lie, and that the collector of the first transistor is connected in a known manner via a resistor combination with a third transistor connected as an amplifier of the opposite conductivity type as the first transistor, while the collector of the second transistor is connected to the second pole of the voltage source lies.
Since in this circuit arrangement the one transistor in the idle state of the timing element of the second
If the comparison point is blocked and the emitters of the two transistors are in series, the second transistor cannot carry any collector current in the idle state either, so that both transistors are de-energized in the idle state.
Further advantages of the circuit arrangement according to the invention are that it is not very sensitive from the outset to component tolerances of the semiconductors and to fluctuations in temperature and supply voltage and in this respect, as will be explained later, can be further improved in a simple manner.
Further features and advantages of the invention are explained with reference to the drawings which show five different exemplary embodiments in FIGS.
1 shows the basic structure of the circuit arrangement according to the invention. In particular, the first comparison circuit with resistors --R1 and R2-- can be seen, the connection point of which forms the first comparison point --V1--, and also the second comparison circuit with the series circuit Capacitor --C--, diode --D1-- and resistor --R3--, whereby the connection point of capacitor -C-- and diode --D1-- forms the second comparison point --V2--. The diode - is bridged by a resistor --R4--, via which the capacitor --C-- can be discharged in the discharge circuit after a contact-K-- which is open in the idle state is closed.
The base electrodes of transistors --T2 and Tl-, which belong to opposite conductivity types, are connected to comparison points VI and V2. The collector of the transistor --T1-- is connected via a combination of resistors --R5, R6-- to the base of a transistor connected as an amplifier - of the opposite conductivity type. The emitters of the two transistors -Tl and T2- are connected to each other and the collector of the second transistor -T2- is connected to the pole -P2-of the voltage source -UB-, at the other pole-Pl- the capacitor-C- lies.
When the circuit is idle, i. H. when the contact --K-- is open, the capacitor --C-- is fully charged to operating voltage, i.e. H. the comparison point --V2-- has the potential of the negative pole of the voltage source --UB--. The comparison point --V1-- has a potential higher than that of the point --V2-- due to the voltage division by the resistors -Rl and -R2--. As a result, the two transistors T1, T2-- are blocked. The only current consumption is caused by the voltage divider - -R1, R2-- and can be kept as small as desired by using correspondingly high resistance values, because the transistor --T2-- due to its current-amplifying property, reduces the source resistance of the voltage divider by the current gain factor.
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If the contact --K-- is now closed, the connection point-B- of the diode-Dl- and the resistor --R3-- takes on the potential of the positive pole-Pl-, and the capacitor --C-- can discharged via the discharge resistor --R4--, d. H. the potential of the comparison point - V2 - approaches the potential of the positive pole --P1-- according to an exponential function. From the moment the
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--V2-- flow in higher. This base current flows by the current gain factor ss of this transistor as a collector current via the resistor --R5-- to the resistor --R6-- and to the third
Transistor --T3--.
Most of this collector current flows through the base-emitter path of the transistor --T3-- and is increasingly available at its output --A--.
In the improved exemplary embodiment according to FIG. 2, another capacitor --CS-- is connected between the first pole --P1-- of the voltage source --UB-- and the first comparison point --V1--, which is used as
The filter capacitor is used to eliminate rapid voltage fluctuations or interference peaks on the operating voltage supply lines. If the time constant of the combination of filter capacitor-CS-- and voltage divider-Rl, R2-- is approximately equal to the time constant of the time-determining one
Combination --C, R4--, the potential difference between -VI and V2-- remains unaffected even with any voltage changes in the idle state of the circuit.
So that the circuit can also be used for voltages that are higher than the sum of the
Breakdown voltages of the base-emitter paths of the two transistors --T1, T2--, can, as Fig. 3 shows, between the emitter of the first transistor --T1-- and the emitter of the second transistor - -T2-- a diode - D2 - with a higher reverse voltage than that of the base-emitter paths of the two
Transistors Tl and T2-- are switched. There are then both transistors before breakdowns
Base-emitter paths protected. The same protective effect also results if the diode is arranged either between the point VI and the base of the second transistor --T2-- or between the point - and the base of the first transistor --T1--.
In the embodiment according to FIG. 4, the switching speed of the entire arrangement is around
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--T3-- and - R8--, and between the second comparison point --V2-- and the base of the first transistor --T1-- another resistor --R9--. As soon as the potential at the output --A-- exceeds that of the base of the first transistor --T1--, positive feedback occurs in the circuit and the output --A-- switches over at maximum speed, regardless of the further course of the Voltage on the capacitor - has.
In addition to this increase in the switching speed, the interference immunity is also improved, because at point --V2-- the potential must be considerably below the potential of point VI so that the arrangement tilts from the working position to the rest position. A decrease in the potential can, for. B. caused by voltage drops on the operating voltage lines.
In the exemplary embodiment according to FIG. 5, in addition to the measure already explained with reference to FIG. 3, a number of diodes-D3, .... Dn-- switched, which is equal to the number of barrier layers which lie between the two comparison points-VI and V2--, or an element equivalent to these diodes, with these diodes-D3, .... Dn-- or their equivalent element have a similar current-voltage characteristic as the barrier layers of-Tl, T2, D2-- between the two comparison points-VI and V2--.
This ensures that the arrangement shows only negligible changes in the elapsed time even with large changes in the operating voltage, because the forward voltage of the diode D3, .... Dn-- corresponds to the base-emitter voltage of the transistors Tl and T2--, so that a compensating effect results.
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