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Oszillator, insbesondere Transistoroszillator
Die Erfindung bezieht sich auf einen in der Frequenz modulierbaren freischwingenden Oszillator, insbesondere Transistoroszillator mit einem frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis, dessen Kapazität im wesentlichen durch einen Kondensator gebildet wird, dessen Kapazitätskennlinie der einer Kapazitätsdiode entspricht und vorzugsweise durch zwei gegensinnig in Reihe geschaltete Kapazitätsdioden gebildet wird, denen die Modulationsspannung parallel zugeführt wird, bei dem weiterhin eine ohmsche Belastung, vorzugsweise der Verbraucherwiderstand, derart an den frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis angekoppelt ist, dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich wenigstens nahezu linear ver- läuft,
Zur Erzeugung frequenzmodulierter elektromagnetischer Wellen ist es bekannt,
parallel zum frequenzbestimmenden Resonanzkreis eines freischwingenden Oszillator eine im Takte der Modulation ver- änderbare Kapazität parallelzuschalten. Als derartige Kapazität werden häufig Diodenschaltungen, in letzter Zeit auch Schaltungen mit Varactordioden, angewendet. Die üblichen Diodenschaltungen arbeiten entweder mit einer Art Widerstandssteuerung der Diode, die in Reihe mit einer festen Kapazität liegt. Dadurch wird ein mehr oder weniger grosser Anteil an Kapazität zusätzlich in den Resonanzkreis mit einbezogen. Der hiebei erzielbare Wirkungsgrad ist jedoch relativ gering und ausserdem wird auf diese Weise die Güte des Resonanzkreises unerwünscht vermindert.
Ein anderes bekanntes Verfahren wendet Dioden in der Weise an, dass sie nach Art einer Stromflusswinkel-Steuerung eine mit ihnen in Reihe liegende Kapazität an den Parallelresonanzkreis anschalten. Diese Schaltung arbeitet relativ linear, ermöglicht aber nur einen relativ kleinen Frequenzhub, bezogen auf die Mittenfrequenz des Oszillators. Zur Erzeugung einer elektromagnetischen Welle, die mit einem relativ grossen Frequenzhub winkelmoduliert ist, sind daher relativ komplizierte Schaltungen erforderlich, die mehrfache Frequenzumsetzungen anwenden. Unter Winkelmodulation wird hiebei jegliche Modulation einer elektromagnetischen Welle in der Frequenz oder Phase verstanden.
Schaltungen mit zum frequenzbestimmenden Resonanzkreis eines freischwingenden Oszillators parallelgeschalteten Kapazitätsdioden sind an sich bekannt, beispielsweise durch die deutsche Auslege-
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bekannten Frequenzmodulationsschaltungen ist indes zu eigen, dass die Änderung der Schwingfrequenz in Abhängigkeit von der Modulationsspannungsamplitude nur in einem sehr kleinen Bereich einer Frequenz- änderung hinreichend linear ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen winkelmodulierten Oszillator mit relativ geringem Aufwand in einem weiten Bereich linear frequenzmodulierbar in Abhängigkeit von einer Modulationsspannung zu gestalten.
Ausgehend von einem in der Frequenz modulierbaren, freischwingenden Oszillator, insbesondere Transistoroszillator mit einem frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis, dessen Kapazität im wesentlichen durch einen Kondensator gebildet wird, dessen Kapazitätskennlinie der einer Kapazitätsdiode ent-
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spricht und vorzugsweise durch zwei gegensinnig in Reihe geschaltete Kapazitätsdioden gebildet wird, denen die Modulationsspannung parallel zugeführt wird, bei dem weiterhin eine ohmsche Belastung, vor" zugsweise der Verbraucherwiderstand, derart an den frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis angekoppelt ist, dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich wenigstens nahezu linear verläuft, wird diese Aufgabe erfindungsgemäss in der Weise gelöst, dass dem frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis ein Zweipol parallelgeschaltet ist,
der im Arbeitsfrequenzbereich kapazitiv ist und dessen Kapazitätswert mit zunehmender Frequenz derart abnimmt, dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich linear ist.
Vorzugsweise ist der Oszillator so ausgebildet, dass der Zweipol aus einem Serienresonanzkreis besteht, mit dem in Reihe ein ohmscher Belastungswiderstand liegt, und dass die Serienresonanzfrequenz des Serienresonanzkreises oberhalb der höchsten Frequenz des Arbeitsbereiches und die Kreisgüte unter Einbeziehung des ohmschen Belastungswiderstandes derart niedrig gewählt ist, dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich linear verläuft. Mit Vorteil wird dabei der Serienresonanzkreis untersetzt an den Parallelresonanzkreis des Oszillators angeschaltet. Das bietet die zusätzliche Möglichkeit, die Streuinduktivität der Spule des Parallelresonanzkreises wenigstens teilweise als Induktivität des Reihenresonanzkreises zu verwenden.
Als vorteilhaft hat es sich weiter erwiesen, wenn der Seitenresonanzkreis an eine Anzapfung der Spule des Parallelresonanzkreises angeschaltet und wenigstens ein Teil der Induktivität des Serienresonanzkreises durch die Streuinduktivität dieser Spule gebildet ist.
Nach einer weiteren bevorzugten Ausführung ist beim erfindungsgemässen Oszillator die Untersetzung derart gewählt, dass der für die Absenkung der Kreisgüte und für die Linearisierung erforderliche Belastungswiderstandswert den Wert üblicher Kabelwellenwiderstände hat, und dass die vorzugsweise durch den Verbraucher gebildete ohmsche Belastung über ein Kabel dieses Wellenwiderstandswertes an die Untersetzung angeschaltet ist.
Nachstehend wird die Erfindung an Hand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert.
Die Fig. 1 zeigt einen Transistoroszillator mit einem Transistor 9, der in Basisschaltung betrieben wird und in dessen Ausgang ein Parallelresonanzkreis, bestehend aus einer Induktivität 1 mit einer Parallelkapazität Cp und der Kapazität der parallelgeschalteten gegensinnig in Reihe liegenden Varactordioden 2, 3, vorgesehen ist. Der Parallelresonanzkreis l, 2,3, Cp ist über eine Kopplungskapazität 8 hinreichend hohen Wertes mit dem Kollektor des Transistors verbunden, dessen Speisung mit Gleichstrom über eine Drossel 10 erfolgt. Die Betriebsspannungszuführung ist gegen das Bezugspotential über eine Kapazität 14 wechselstrommässig entkoppelt.
Da es sich um eine dem Huth-Kühn-Oszillator ähnliche Oszillatorschaltung handelt, liegt im Emitterkreis des Transistors 9 ein weiterer Parallelresonanzkreis mit einer Induktivität 11 und einer Kapazität 12. Über die Induktivität 11 wird zugleich der Emitterstrom geführt. Aus diesem Grund ist das dem Emitter abgewendete Ende des Parallelresonanzkreises über die Durchführungskapazität 13 nur wechselstrommässig mit dem Bezugspotential des Oszillators verbunden. Lediglich die Basis des Transistors 9 liegt unmittelbar auf Bezugspotential. Zur Sicherstellung einer guten Rückkopplung ist noch eine zusätzliche einstellbare Kapazi- tät Ct zwischen Emitter und Kollektor des Transistors 9 eingefügt. Die Abstimmung der Kreise ist derart, wie es für Huth-Kühn-Oszillatoren bekannt ist.
Die Zuführung der Modulationsspannung erfolgt zwischen den Varactordioden 2, 3 über eine der Hochfrequenzverdrosselung dienende Induktivität 4. Über diese Induktivität wird einerseits eine Vorspannung der Varactordioden 2, 3 über den Widerstand 5 und die Verblockungskapazität 15 zugeführt, während die Zuführung der Modulationsspannung über den Anschluss 6 gegen das Bezugspotential und über die Kapazität 7 erfolgt.
Die Kapazität 7 ist zu diesem Zweck im Kapazitätswert so hoch bemessen, dass die Modulationsfrequenzen praktisch ungeschwächt zu den Varactordioden gelangen. Der Widerstand 5 bildet zugleich den Abschlusswiderstand für die Modulationsspannungszuleitung 6. Aus diesem Grund ist die Verblokkungskapazität 15 im Wert derart hoch gewählt, dass sie praktisch einen Kurzschluss auch noch für die niedrigsten vorkommenden Modulationsfrequenzen bildet.
Erfindungsgemäss ist an eine Anzapfung der Spule 1 des ausgangsseitigen Parallelresonanzkreises des Transistoroszillators der Verbraucher 16 über einen Serienresonanzkreis mit der Induktivität 18 und der Kapazität 17 angeschaltet.
Der Oszillator arbeitet beispielsweise in einem Bereich um 240 MHz. Der geforderte maximale Frequenzhub betrage bei dieser Mittenfrequenz beispielsweise 3 MHz. Der Serienresonanzkreis 17,18, in den beim Ausführungsbeispiel auch ein Teil der Streuinduktivität der Spule l, die eine Art Spartransformator bildet, abstimmungsmässig mit eingeht, ist erfindungsgemäss oberhalb der höchsten Ar-
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beitsfrequenz, also auf eine oberhalb 243 MHz liegende Frequenz, abgestimmt. Beim Ausführungsbeispiel wurde diese Frequenz bei etwa 310 MHz gewählt. Ausserdem wurde die Kreisgüte, die durch den Verbraucher 16 mitbestimmt ist, derart niedrig gewählt, dass eine praktisch lineare Modulationskennlinie innerhalb eines maximalen Frequenzhubes von fui 3 MHz erhalten wurde.
Als brauchbarer Wert für die Kreisgüte hat sich unter diesen Verhältnissen eine belastete Kreisgüte von etwa 1 bis 2 erwiesen.
Die Wirkungsweise des beschriebenen Ausführungsbeispiels kann man sich etwa wie folgt vorstellen.
Betrachtet man die typische Modulationskennlinie eines varactorgesteuerten Einzeloszillators (Fig. 2, Kurve I), so erkennt man, dass sie dann linearer wird, wenn bei höheren Varactor-Vorspannungen die Schwingkreiskapazität rascher abfällt, als dies auf Grund der Eigenschaften solcher Varactordioden möglich ist. Wie aus Kurve II in Fig. 2 hervorgeht, die die Abstimmsteilheit eines mit Varactoren aufgebauten Parallelresonanzkreises in Abhängigkeit von der Vorspannung zeigt, ändert sich selbst bei relativ hohen Vorspannungen die Abstimmsteilheit mit der Vorspannung. Erfindungsgemäss lässt sich ein rascheres Abfallen der Schwingkreiskapazität dadurch erreichen, indem man eine frequenzabhängige Kapazität parallel schaltet, die bei höheren Frequenzen kleiner wird. Diese Eigenschaft besitzt z.
B. ein Zweipol nach Fig. 3, dessen Serien-Resonanzfrequenz höher liegt als der Arbeitsbereich des Modulations-Oszilla-
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deutet die Resonanzfrequenz des Serienkreises. Als Parameter fungiert die Güte Q des Serienkreises, definiert als das Verhältnis des kapazitiven Widerstandes von C bei der Frequenz fr und des ohm- schen Widerstandes R. Man erkennt, dass man mit diesem Netzwerk in bestimmten Frequenzbereichen einen fallenden Frequenzgang der Kapazität erhält. Schaltet man ein solches Netzwerk dem Schwingkreis des Modulations-Oszillatos parallel (Fig. 5), so kann man hiemit die gewünschte Erhöhung der Linear- tät erzielen. Bereiche für eine optimale Linearität sind in Fig. 4 stark ausgezeichnet.
Legt man den Zweipol an eine Anzapfung des Schwingkreises (Fig. 6), so kann man erreichen, dass für den Fall optimaler Linearisierung der Widerstand R den Wert üblicher Kabel-Wellenwiderstände annimmt und er somit gleichzeitig der Lastwiderstand des Oszillators ist. Bei Frequenzen im Ultrakurzwellenbereich entfällt in der Schaltung oft sogar die Induktivität L, weil sie durch die Streuinduktivität des Übertragers Ü gebildet werden kann, so wie dies in Fig. 7 angedeutet ist.
Von besonderer Bedeutung ist die Erfindung im Zusammenhang mit Modulatoren für Richtfunkstrekken, die mit Frequenzmodulation arbeiten. Bei neueren Systemen dieser Art werden zum Teil extrem breite Basisbandfrequenzbänder angeliefert, die möglichst linear in eine Frequenzmodulation der radiofrequenten Trägerschwingung umgesetzt werden sollen. Hiebei leistet die erfindungsgemässe Modulationsschaltung Besonderes, weil sie ermöglicht, ein z. B. den Informationsinhalt von 300 Telefoniekanälen enthaltendes Basisband in eine bereits relativ hoch gelegene Frequenzlage als Winkelmodulation zu bringen. Derartige Forderungen treten häufig bei Relaisstationen von Richtfunkstrecken auf. in denen ein Bündel von Kanälen zusätzlich in freigehaltene Bereiche eingeschleust werden soll.
Vor allem für derartige Zwecke ist der erfindungsgemässe Oszillator gedacht.
PATENTANSPRÜCHE :
1. In der Frequenz modulierbarer freischwingenderOszillator, insbesondere Transistoroszillator mit einem frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis, dessen Kapazität im wesentlichen durch einen Kon-. densator gebildet wird, dessen Kapazitätskennlinie der einer Kapazitätsdiode entspricht und vorzugsweise durch zwei gegensinnig in Reihe geschaltete Kapazitätsdioden gebildet wird, denen die Modulationsspannung parallel zugeführt wird, bei dem weiterhin eine ohmsche Belastung, vorzugsweise der Verbraucherwiderstand, derart an den frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis angekoppelt ist, dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich wenigstens nahezu linear verläuft, dadurch gekennzeichnet, dass dem frequenzbestimmenden Parallelresonanzkreis (1, 2,3, Cp)
ein Zweipol parallelgeschaltet ist, der im Arbeitsfrequenzbereich kapazitiv ist und dessen Kapazitätswert mit zunehmender Frequenz derart abnimmt (Fig. 4), dass die Modulationskennlinie im Arbeitsbereich linear ist.
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Oscillator, especially transistor oscillator
The invention relates to a frequency-modulatable free-running oscillator, in particular a transistor oscillator with a frequency-determining parallel resonance circuit, the capacitance of which is essentially formed by a capacitor whose capacitance characteristic corresponds to that of a capacitance diode and is preferably formed by two capacitance diodes connected in series in opposite directions, which the Modulation voltage is supplied in parallel, in which an ohmic load, preferably the consumer resistance, is coupled to the frequency-determining parallel resonance circuit in such a way that the modulation characteristic runs at least almost linearly in the operating range,
To generate frequency-modulated electromagnetic waves, it is known
parallel to the frequency-determining resonance circuit of a free-running oscillator, a capacitance that can be changed in the cycle of modulation can be connected in parallel. Diode circuits are frequently used as capacitance of this type, and recently circuits with varactor diodes are also used. The usual diode circuits either work with a kind of resistance control of the diode, which is in series with a fixed capacitance. As a result, a more or less large proportion of capacitance is also included in the resonance circuit. The efficiency that can be achieved here is, however, relatively low and, moreover, the quality of the resonance circuit is undesirably reduced in this way.
Another known method uses diodes in such a way that they connect a capacitance in series with them to the parallel resonance circuit in the manner of a current flow angle control. This circuit works relatively linearly, but allows only a relatively small frequency deviation, based on the center frequency of the oscillator. In order to generate an electromagnetic wave that is angle-modulated with a relatively large frequency deviation, relatively complex circuits are therefore required that use multiple frequency conversions. Angular modulation is understood here to mean any modulation of an electromagnetic wave in frequency or phase.
Circuits with capacitance diodes connected in parallel to the frequency-determining resonance circuit of a free-running oscillator are known per se, for example from the German design
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Known frequency modulation circuits, however, have the feature that the change in the oscillation frequency as a function of the modulation voltage amplitude is sufficiently linear only in a very small range of a frequency change.
The invention is based on the object of designing an angle-modulated oscillator that can be linearly frequency-modulated over a wide range with relatively little effort as a function of a modulation voltage.
Starting from a frequency-modulatable, free-running oscillator, in particular a transistor oscillator with a frequency-determining parallel resonance circuit, the capacitance of which is essentially formed by a capacitor, the capacitance characteristic of which is that of a capacitance diode.
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speaks and is preferably formed by two capacitance diodes connected in series in opposite directions, to which the modulation voltage is fed in parallel, in which an ohmic load, preferably the load resistance, is coupled to the frequency-determining parallel resonance circuit in such a way that the modulation characteristic is at least almost linear in the working range According to the invention, this object is achieved in such a way that a two-pole circuit is connected in parallel to the frequency-determining parallel resonance circuit,
which is capacitive in the working frequency range and whose capacitance value decreases with increasing frequency in such a way that the modulation characteristic is linear in the working range.
The oscillator is preferably designed in such a way that the two-terminal network consists of a series resonant circuit with which an ohmic load resistor is in series, and that the series resonance frequency of the series resonant circuit is above the highest frequency of the working range and the circuit quality, including the ohmic load resistor, is selected so low that the modulation characteristic is linear in the working area. The series resonance circuit is advantageously connected to the parallel resonance circuit of the oscillator in a reduced manner. This offers the additional possibility of using the leakage inductance of the coil of the parallel resonance circuit at least partially as the inductance of the series resonance circuit.
It has also proven to be advantageous if the side resonance circuit is connected to a tap of the coil of the parallel resonance circuit and at least part of the inductance of the series resonance circuit is formed by the leakage inductance of this coil.
According to a further preferred embodiment, the reduction ratio in the oscillator according to the invention is selected in such a way that the load resistance value required for lowering the circular quality and for linearization has the value of conventional cable wave resistances, and that the ohmic load, preferably formed by the consumer, is transmitted via a cable of this wave resistance value to the Reduction is switched on.
The invention is explained in more detail below using an exemplary embodiment.
Fig. 1 shows a transistor oscillator with a transistor 9, which is operated in the base circuit and in the output of which a parallel resonant circuit, consisting of an inductance 1 with a parallel capacitance Cp and the capacitance of the parallel-connected varactor diodes 2, 3 in series, is provided. The parallel resonance circuit 1, 2, 3, Cp is connected via a coupling capacitance 8 of a sufficiently high value to the collector of the transistor, which is supplied with direct current via a choke 10. The operating voltage supply is decoupled from the reference potential via a capacitor 14 in terms of alternating current.
Since this is an oscillator circuit similar to the Huth-Kühn oscillator, there is a further parallel resonance circuit with an inductance 11 and a capacitance 12 in the emitter circuit of the transistor 9. The emitter current is also conducted via the inductance 11. For this reason, the end of the parallel resonance circuit facing away from the emitter is only connected to the reference potential of the oscillator via the feed-through capacitance 13. Only the base of the transistor 9 is directly at reference potential. To ensure good feedback, an additional, adjustable capacitance Ct is inserted between the emitter and collector of the transistor 9. The tuning of the circles is as it is known for Huth-Kühn oscillators.
The modulation voltage is supplied between the varactor diodes 2, 3 via an inductance 4 used for high-frequency throttling. On the one hand, this inductance is used to bias the varactor diodes 2, 3 via the resistor 5 and the blocking capacitance 15, while the modulation voltage is supplied via the connection 6 against the reference potential and via the capacitance 7.
For this purpose, the capacitance value of the capacitance 7 is so high that the modulation frequencies reach the varactor diodes practically without being weakened. The resistor 5 also forms the terminating resistor for the modulation voltage supply line 6. For this reason, the value of the blocking capacitance 15 is selected to be so high that it practically forms a short circuit even for the lowest modulation frequencies that occur.
According to the invention, the load 16 is connected to a tap of the coil 1 of the output-side parallel resonance circuit of the transistor oscillator via a series resonance circuit with the inductance 18 and the capacitance 17.
The oscillator works, for example, in a range around 240 MHz. The required maximum frequency deviation at this center frequency is 3 MHz, for example. The series resonance circuit 17, 18, in which part of the leakage inductance of the coil 1, which forms a type of autotransformer, is also included in the exemplary embodiment, is, according to the invention, above the highest level.
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working frequency, that is, tuned to a frequency above 243 MHz. In the exemplary embodiment, this frequency was selected at around 310 MHz. In addition, the circular quality, which is also determined by the consumer 16, was selected to be so low that a practically linear modulation characteristic curve was obtained within a maximum frequency deviation of fui 3 MHz.
A loaded circular quality of about 1 to 2 has proven to be a useful value for the circular quality under these conditions.
The mode of operation of the exemplary embodiment described can be imagined as follows.
If one looks at the typical modulation characteristic of a varactor-controlled single oscillator (Fig. 2, curve I), one recognizes that it becomes more linear when the resonant circuit capacitance drops faster at higher varactor bias voltages than is possible due to the properties of such varactor diodes. As can be seen from curve II in FIG. 2, which shows the tuning slope of a parallel resonance circuit constructed with varactors as a function of the bias, the tuning steepness changes with the bias even at relatively high biases. According to the invention, a more rapid drop in the resonant circuit capacitance can be achieved by connecting a frequency-dependent capacitance in parallel, which becomes smaller at higher frequencies. This property has z.
B. a two-pole according to Fig. 3, the series resonance frequency is higher than the working range of the modulation oscillator
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indicates the resonance frequency of the series circuit. The quality Q of the series circuit acts as the parameter, defined as the ratio of the capacitive resistance of C at the frequency fr and the ohmic resistance R. It can be seen that with this network one obtains a falling frequency response of the capacitance in certain frequency ranges. If such a network is connected in parallel to the resonant circuit of the modulation oscillator (Fig. 5), the desired increase in linearity can be achieved. Areas for optimal linearity are strongly marked in FIG.
If the two-pole connection is connected to a tap of the resonant circuit (FIG. 6), it can be achieved that, in the case of optimal linearization, the resistance R assumes the value of the usual cable characteristic impedances and is thus at the same time the load resistance of the oscillator. At frequencies in the ultra-short wave range, there is often even no inductance L in the circuit because it can be formed by the leakage inductance of the transformer U, as is indicated in FIG.
The invention is of particular importance in connection with modulators for radio links that operate with frequency modulation. In newer systems of this type, extremely wide baseband frequency bands are sometimes supplied, which are to be converted as linearly as possible into a frequency modulation of the radio-frequency carrier oscillation. Hiebei does the inventive modulation circuit special because it allows a z. B. to bring the information content of 300 telephony channels containing baseband in an already relatively high frequency position as angle modulation. Such requirements often arise in relay stations of radio link lines. in which a bundle of channels should also be channeled into areas that have been kept free.
The oscillator according to the invention is intended primarily for such purposes.
PATENT CLAIMS:
1. In the frequency modulatable free-running oscillator, in particular transistor oscillator with a frequency-determining parallel resonance circuit, the capacity of which is essentially through a con. capacitor is formed whose capacitance characteristic corresponds to that of a capacitance diode and is preferably formed by two capacitance diodes connected in series in opposite directions, to which the modulation voltage is fed in parallel, in which an ohmic load, preferably the load resistance, is coupled to the frequency-determining parallel resonance circuit in such a way that the The modulation characteristic in the working range is at least almost linear, characterized in that the frequency-determining parallel resonance circuit (1, 2, 3, Cp)
a two-terminal pole is connected in parallel, which is capacitive in the working frequency range and whose capacitance value decreases with increasing frequency in such a way (FIG. 4) that the modulation characteristic is linear in the working range.