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Anordnung zur Gittersteuerung bei elastischen Umrichtern.
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eine Zwischenphasenlage mit den Entladungsstrecken 100', 131', 152'und 112'. Die Grundwelle dieser Teilspannung hat eine Phasenlage von 30 , bezogen auf die niederfrequente Periode und die oberste Teilspannung. Wie man unschwer erkennen kann, ergeben sich für die Phasenlagen 50 und 60 entsprechende Kurvenzüge, weiterhin naturgemäss auch für die weiteren Verschiebungen. Genau wie bei den bisher dargestellten Doppelumrichtern werden somit auch hier zwei Teilspannungen verschiedenartiger Kurvenform addiert, also in der Phasenlage 10 zu der in Fig. 2 angegebenen Teilspannung eine solche mit einer Kurvenform, wie sie für die Phasenlage 300 angegeben ist.
Wie aus dem Verlauf der einzelnen Kurven zu ersehen ist, beruht die Erzielung von weiteren Phasenlagen darauf, dass man unter kurzzeitigem Verzicht auf die Güte der erzeugten Spannungskurve bezüglich der Oberwellen den Schwerpunkt der Einzelspannungen verlagert. Wie schon aus vorstehendem entnommen werden kann, kommt der Erfindungsgedanke nicht nur für Doppelumrichter in Frage, sondern hat ganz allgemein Bedeutung für Schaltungen mit abgestuften Spannungen.
Wie die Gittersteuerung bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel schaltungsmässig durchgebildet werden kann, zeigt Fig. 3 für die Entladungsstrecken 100', 111', 112', 131', 132', 151' und 152', wobei zwecks Vereinfachung nur die Steuerung für Wechselrichterbetrieb angedeutet ist.
Für jede an einer Anzapfung der Haupttransformatoren arbeitende Entladungsstrecke müssen jeweils zwei entsprechend dem Gleich-und Wechselrichterbetrieb ausgebildete getrennte Steuerwege vorgesehen werden. Die Gitter 100'usw. der nicht dargestellten Hauptentladungsstreeken, deren Kathoden in Punkt 4 zusammengefasst sind, erhalten eine negative Vorspannung 5 über die Gitterwiderstände 51' und 52'und werden durch Hilfsentladungsstrecken gesteuert, die ebenfalls wie die Hauptentladungsstrecken solche mit im wesentlichen lichtbogenförmiger Entladung sind. Als Anodenspannung wird eine aus dem höherfrequenten Netz entnommene und mittels Transformators zugeführte Wechselspannung geeigneter Phasenlage verwendet.
Ebenso erhalten die Gitterkreise ausser gegebenenfalls erforderlichen Vorspannungen eine Steuerwechselspannung spitzer Wellenform, die mit passender Phasenlage ebenfalls dem höherfrequenten Netz entnommen wird. Die Erzeugung der spitzen Wellenform geschieht zweckmässigerweise im gesättigten Gittertransformator selbst, der vorteilhaft mit freiem magnetischem Rückschluss zu versehen ist. In die Zuleitungen zu den Primärwicklungen der Gittertransformatoren sind Drosselspulen zur Aufrechterhaltung eines möglichst sinusförmigen Erregerstromes für die Gittertransformatoren eingeschaltet. Ferner werden die Hilfsentladungsstrecken zusätzlich im Takt der niederen Frequenz gesteuert, u. zw. im vorliegenden Fall gruppenweise durch als Schalter 701', 710', 711', 712', 721'und 722'angedeutete Schaltwalzen (Kommutatoren).
Jedoch ist dies für die Erfindung nicht wesentlich, sondern man kann auch an Stelle der mechanischen Schaltorgane die Steuerung rein elektrisch durchführen. Entscheidend für die Erfindung ist die Steuerwechselspannung spitzer Wellenform. Zwar ist sie naturgemäss erst in Verbindung mit den andern Steuerspannungen wirksam, aber sie entscheidet, ob eine Hilfsentladungsstrecke leitend werden darf, dennum bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 3 zu bleiben-nur wenn das mechanische Schaltorgan im Augenblick des Auftretens des Spannungsstosses geschlossen ist, kann die Hilfsentladungsstrecke leitend werden. Wird aber das Schaltorgan kurz vorher geöffnet oder erst kurz nachher geschlossen, so kann die betreffende Hilfsentladungsstrecke nicht leitend werden. Neben dieser Steuerwechselspannung spitzer Wellenform ist die niederfrequente Impulsbreite entscheidend.
Diese richtet sich nach den bei den jeweiligen Phasensprüngen zu erfüllenden Bedingungen, d. h. es müssen die beiden noch zulässigen Grenzlagen erfasst werden. In Abhängigkeit sowohl von dem höherfrequenten als auch von dem niederfrequenten Netz werden die einzelnen Steuerwege der Entladungsstrecken derart beeinflusst, dass bei einer Änderung der Frequenz des niederfrequenten Netzes die in einem Teilumrichter erzeugten Spajinungshalbwellen unsymmetrisch bezüglich der Mittellinie werden. Die Lage der höherfrequenten Impulse ist daher von vornherein derart zu wählen, dass bei einer Frequenzänderung des niederfrequenten Netzes (Wanderung der niederfrequenten Impulse und Veränderung ihrer Phasenlage gegenüber den höherfrequenten Impulsen) die der Bildung einer umsymmetrischen Spannung dienenden Entladungsstrecken zur Zündung gebracht werden bzw.
Entladungsstrecken, die nicht mehr zur Spannungsbildung benötigt werden, von einer Zündung ausgeschlossen werden. So wird z. B. die Entladungsstrecke 132' (Fig. 1 und 2) beim Übergang von der Spannungsform 00 auf die. Spannungsform 100 nicht mehr leitend, da höher-und niederfrequente Impulse nicht mehr gleichzeitig zur Erteilung gelangen. Dagegen wird die Entladungsstrecke 131', die bisher nicht leitend war, beim Übergang auf die Teilspannung 100 leitend. Es bedeutet dies, dass gegenüber dem Steuerplan für eine Steuerung der Teilumrichter mit einem Minimalphasensprung von 20 (Kurvenform entsprechend der Phasenlagen 0 und 20 der Fig. 2) dieser vielfältiger ausgebildet werden und zumindest in bezug auf die niederfrequenten Impulse andersartig gestaltet werden muss.
Bei der in Fig. 3 gezeigten Kommutatorsteuerung wird man praktischerweise gegenüber der bekannten Ausbildung bei grösseren Phasensprüngen eine grössere Anzahl von Öffnungs- und Schliessungszeiten von vornherein vorsehen. Die Festlegung der Impulsbreite würde eine erhebliche Genauigkeit, die praktisch kaum erzielt werden kann, verlangen, wenn man auf Schutzmassnahmen verzichtet. Wenn man jedoch im Sinne einer Weiterbildung vorliegender Erfindung die einzelnen Entladungsstrecken gegenseitig verriegelt, indem man die Steuer-
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anderer Entladungsstrecken bringt, z.
B. durch eine Verriegelung des Gitters einer Hilfsentladungsstrecke durch eine von einem im Hauptstromkreis einer entsprechenden Hilfsentladungsstrecke liegenden Stromwandler 910'bzw. 911', 921'gelieferte negative Sperrspannung, wobei es vorteilhaft ist, dass die nach den Bedingungen des Gleichrichterbetriebes zu steuernden Entladungsstrecken durch die entsprechenden, nach den Bedingungen des Wechselrichterbetriebes zu steuernden Entladungsstrecken mitgesteuert werden, so ist es nicht notwendig, eine grosse Genauigkeit für die Gittersteuerung zugrunde zu legen. Beiläufig sei noch bemerkt, dass man die Brenndauer der Hilfsentladungsstrecken angenähert gleich wählt wie die Arbeitsdauer der zugehörigen Hauptphase des Primärnetzes.
Ergänzend sei noch darauf hingewiesen, dass es nicht notwendig ist, dass bei sämtlichen Teilspannungen der Phasensprung gleichzeitig erfolgen muss. Vielmehr kann er gestaffelt durchgeführt werden, so dass sich noch weitere Unterteilungen des Phasensprunges ergeben. Beispielsweise kommt dies für Umrichter mit vier Teilspannungen in Frage.
PATENT-ANSPRÜCHE : 1. Verfahren zur Verringerung des Phasensprunges bei elastischen Umrichtern, die mit abgestuften Phasenspannungen arbeiten, dadurch gekennzeichnet, dass ausser Betriebszuständen, bei denen jede der erzeugten Halbwellen symmetrisch aufgebaut ist, auch Betriebszustände zugelassen werden, bei denen jede Halbwelle unsymmetrisch bezüglich ihrer Mittellinie, die negative Halbwelle jedoch das Spiegelbild der positiven Halbwelle bezüglich der Zeitachse ist.
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Arrangement for grid control with elastic converters.
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an intermediate phase position with the discharge paths 100 ', 131', 152 'and 112'. The fundamental wave of this partial voltage has a phase position of 30, based on the low-frequency period and the uppermost partial voltage. As can easily be seen, corresponding curves result for the phase positions 50 and 60, and naturally also for the further shifts. Exactly as in the case of the double converters shown so far, two partial voltages of different curve shapes are added here as well, that is, in phase position 10 to the partial voltage indicated in FIG. 2, one with a curve shape as indicated for phase position 300.
As can be seen from the course of the individual curves, the achievement of further phase positions is based on shifting the focus of the individual voltages with regard to the harmonics while temporarily renouncing the quality of the generated voltage curve. As can already be seen from the above, the concept of the invention is not only applicable for double converters, but is of general importance for circuits with graduated voltages.
FIG. 3 shows how the grid control can be implemented by circuitry in the exemplary embodiment shown in FIG. 1 for the discharge paths 100 ', 111', 112 ', 131', 132 ', 151' and 152 ', with only the control for the purpose of simplification for inverter operation is indicated.
For each discharge path working on a tap on the main transformers, two separate control paths designed in accordance with the rectifier and inverter operation must be provided. The grids 100 'etc. of the main discharge paths not shown, the cathodes of which are summarized in point 4, receive a negative bias voltage 5 via the grid resistors 51 'and 52' and are controlled by auxiliary discharge paths which, like the main discharge paths, are essentially arc-shaped. An alternating voltage with a suitable phase position taken from the higher-frequency network and supplied by means of a transformer is used as the anode voltage.
In addition to any necessary bias voltages, the grid circles also receive an AC control voltage with a sharp waveform, which is also taken from the higher-frequency network with the appropriate phase position. The generation of the sharp waveform is expediently done in the saturated grid transformer itself, which is advantageously to be provided with free magnetic return. Choke coils are connected in the supply lines to the primary windings of the grid transformers in order to maintain the most sinusoidal excitation current for the grid transformers. Furthermore, the auxiliary discharge paths are also controlled in time with the lower frequency, u. between in the present case in groups by switching drums (commutators) indicated as switches 701 ', 710', 711 ', 712', 721 'and 722'.
However, this is not essential for the invention, rather the control can also be carried out purely electrically instead of the mechanical switching elements. The ac control voltage with a sharp waveform is decisive for the invention. It is of course only effective in connection with the other control voltages, but it decides whether an auxiliary discharge path may be conductive, because in order to stay with the embodiment according to FIG. 3, it can only be if the mechanical switching element is closed at the moment the voltage surge occurs the auxiliary discharge path become conductive. If, however, the switching element is opened shortly beforehand or closed shortly afterwards, the relevant auxiliary discharge path cannot become conductive. In addition to this ac control voltage with a sharp waveform, the low-frequency pulse width is decisive.
This depends on the conditions to be fulfilled for the respective phase jumps, i.e. H. the two limit positions that are still permissible must be recorded. Depending on both the higher-frequency and the low-frequency network, the individual control paths of the discharge paths are influenced in such a way that when the frequency of the low-frequency network changes, the spa half-waves generated in a partial converter become asymmetrical with respect to the center line. The position of the higher-frequency pulses must therefore be selected from the outset in such a way that when the frequency of the low-frequency network changes (migration of the low-frequency pulses and change in their phase position compared to the higher-frequency pulses), the discharge paths serving to form an asymmetrical voltage are ignited or
Discharge paths that are no longer needed for voltage generation are excluded from ignition. So z. B. the discharge path 132 '(Fig. 1 and 2) during the transition from the voltage form 00 to the. Voltage form 100 no longer conductive, since higher-frequency and lower-frequency pulses are no longer issued at the same time. In contrast, the discharge path 131 ′, which was previously non-conductive, becomes conductive on the transition to the partial voltage 100. This means that compared to the control plan for controlling the partial converters with a minimum phase jump of 20 (curve shape corresponding to phase positions 0 and 20 in FIG. 2), these must be made more diverse and must be designed differently, at least with regard to the low-frequency pulses.
In the case of the commutator control shown in FIG. 3, a larger number of opening and closing times will practically be provided from the outset in comparison with the known design in the case of larger phase jumps. The definition of the pulse width would require a considerable degree of accuracy, which can hardly be achieved in practice, if protective measures are not taken. If, however, in the sense of a further development of the present invention, the individual discharge paths are mutually locked by the control
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other discharge routes brings, z.
B. by locking the grid of an auxiliary discharge path by a current converter 910 'or a lying in the main circuit of a corresponding auxiliary discharge path. 911 ', 921' supplied negative reverse voltage, whereby it is advantageous that the discharge paths to be controlled according to the conditions of the rectifier operation are also controlled by the corresponding discharge paths to be controlled according to the conditions of the inverter operation, so it is not necessary to have a high level of accuracy for the Use grid control as a basis. Incidentally, it should also be noted that the burning time of the auxiliary discharge paths is chosen to be approximately the same as the working time of the associated main phase of the primary network.
In addition, it should be pointed out that it is not necessary that the phase jump must take place simultaneously for all partial voltages. Rather, it can be carried out in stages, so that there are still further subdivisions of the phase jump. For example, this can be used for converters with four partial voltages.
PATENT CLAIMS: 1. Process for reducing the phase jump in elastic converters that work with graduated phase voltages, characterized in that, in addition to operating states in which each of the half-waves generated is symmetrical, operating states are also permitted in which each half-wave is asymmetrical with respect to its Center line, but the negative half-wave is the mirror image of the positive half-wave with respect to the time axis.