JPH08331098A - Ｐｄｉ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ディジタル化により、小型化，無調整化が可
能となる性能の良いＰＤＩ受信機を得る。 【構成】 ディジタル化された受信信号と相関をとるデ
ィジタルマッチドフィルタ１５，１６と、その相関波形
より相関値の振幅を演算する相関値演算部１７と、この
相関値演算部から得られた相関値を用いて復調用再生ク
ロックを生成するクロック再生部１９とマッチドフィル
タ出力よりディジタル復調を行なう差動復調部１８と、
クロック再生部１９からのクロックを基準にし伝搬路に
よって定まる区間分のウィンドウパルスを生成するウィ
ンドウ生成部２０と、差動復調部１８の出力にウィンド
ウパルスによってゲートをかけるゲート部２１，２２
と、ゲート部出力をウィンドウパルス区間分のみ積分を
行なう積分部２３，２４と、検波部２５により構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散のスペクトル
拡散通信受信装置、特にＰＤＩ（Post Detection Integ
ration）受信機の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のデータ通信には、ＡＭ，ＦＭ，Ｂ
ＰＳＫ，ＱＰＳＫ等を用いた狭帯域変調方式による通信
が一般に実用されている。これらは、受信機における復
調を比較的小型の回路で実現できるが、マルチパスや狭
帯域雑音に弱いという欠点も有している。

【０００３】これに対してスペクトル拡散通信方式は、
送信側ではデータの周波数スペクトルをＰＮ（pseudo n
oise：擬似ランダム雑音）符号によって拡散し、受信機
側では該ＰＮ符号と時間同期（相関）をとることでマル
チパスおよび狭帯域雑音の影響を軽減するという特徴を
有し、重要な技術として注目されている。

【０００４】スペクトル拡散方式の手法には、直接拡
散，周波数ホッピング，時間ホッピングおよびこれらの
うちの幾つかを組合せたハイブリッド方式等がある。こ
の中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり早いチッ
プを持つＰＮ符号とデータとを乗算することでスペクト
ルを拡散する手法で、回路的にも他の手法に比べて容易
に実現でき、また、ＰＮ符号の区別によって同じ周波数
帯域での多重通信が可能となる。このような多重方式を
ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ：コード分
割多元接続）、または ＳＭＡ（Spread Spectrum Mult
iple Access ：スペクトル拡散多元接続）と呼ぶ。

【０００５】上述のように、直接拡散方式では、シンボ
ルレートより非常に速い速度のＰＮ符号を乗算して周波
数スペクトルを拡散している。このＰＮ符号の特性か
ら、受信信号に対して１チップ以上遅れて受信されるマ
ルチパス波を分離することが可能となる。

【０００６】上記特徴を利用して、直接拡散のスペクト
ル拡散通信のフェージング伝搬路におけるダイバーシチ
特性を向上させる手法として、ＲＡＫＥ方式、およびＰ
ＤＩ方式がある。これらの手法はともに時間的に遅延し
た各パスの信号を分離，合成することでダイバーシチ効
果を得るものである。ＲＡＫＥ受信機の構造は複雑なの
で、差動符号化を行なったＤＰＳＫによる情報伝送によ
り、受信機の構成を簡単にしたものがＰＤＩ受信機であ
る。ＰＤＩ方式では、その名のとおり、遅延回路を用い
同期検波後の受信信号を、伝搬路によって定まる一定時
間積分することで実現させるのに対し、ＲＡＫＥ方式で
は、それぞれ時間的に分離された信号を重み付けした後
に積分される。もちろん、ＲＡＫＥ方式の方が性能は良
いが、ＰＤＩ方式は非常に簡易に実現でき、特性も向上
させることができる。

【０００７】ＰＤＩ方式を用いたスペクトル拡散通信シ
ステムの送信機および受信系の概略のブロック図をそれ
ぞれ図９および図１０に示す。

【０００８】まず、送信系について図９を用いて説明す
る。＋１、または０で表わされるような２進送信データ
系列は、まず差動符号化部８６において差動符号化がな
される。この差動符号化されたデータ列は、ＰＮ符号発
生部８７で生成されたＰＮ符号（＋１、または０で表わ
される２進符号系列）とＥＸ−ＯＲ回路８８で排他的論
理和がなされる。これにより得られた符号系列は、変調
部９０で正弦波発生器８９で生成された正弦波と乗算さ
れ、ＢＰＳＫ変調される。この後、この符号系列は周波
数変換部９１でＲＦ帯に周波数が変換され、電力増幅部
９２で電力増幅され送信アンテナ９３より送信される。

【０００９】受信機側では図１０に示すように、受信用
アンテナ９４により受信された信号は、ＲＦ増幅部９５
により電力増幅され、周波数変換部９６により中間周波
数に変換される。中間周波数に変換された信号は、相関
器９７により相関がとられる。このときマルチパスが存
在するようなフェージング環境では、相関パルスが広が
った形で出力される。このようにして相関器９７から得
られた相関信号は、一方は遅延部９８を介して乗算器９
９に、他方は直接乗算器９９に送られる。遅延部９８に
より１シンボル時間分遅延された信号と、相関器９７か
ら直接送られた信号が乗算器９９により乗算され遅延検
波が実行される。この検波後出力（乗算器９９出力）は
積分部１００により、直達波の相関タイミングから伝搬
路によって異なる最大の遅延広がりの区間積分され、そ
の積分結果から検波部１０１によりデータ検波が行なわ
れ、差動符号化されたデータが復調される。

【００１０】このように遅延広がり分積分することで、
直達波と遅延波の受信電力を足し合わせて復調すること
から合成ダイバーシチ効果が得られ、フェージング環境
下での特性を向上させることができる。

【００１１】このようにスペクトルを拡散することで広
い帯域幅で通信が行なわれることになり、マルチパスや
狭帯域雑音に対してより効果的な通信が可能となる。さ
らにＰＤＩを行なうことでフェージングが発生する環境
でダイバーシチ効果を得ることができるという利点を有
する。

【００１２】スペクトル拡散通信方式に関しては科学技
術出版社発行の「スペクトル拡散通信システム」ｐ１０
〜ｐ１６に詳しく述べられている。またＰＤＩについて
は同書ｐ５２９〜ｐ５３０に述べられている。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ＰＤＩ方式では、積分
区間内に受信信号電力が比較的小さいかまたは存在しな
い区間が存在する場合、該区間も積分してしまうため、
逆に特性を劣化してしまうという問題点を有する。また
積分時間を設定する場合、予め通信が行なわれる伝搬路
の特性（最大遅延広がり）を知っておく必要があり、通
信路に応じて該積分時間を設定し直さなければならない
という問題点を有する。

【００１４】本発明の目的は、ディジタル化により、前
記の問題点を解決した、小型化，無調整化が可能な簡易
な性能の良いＰＤＩ受信機を得ることにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明のＰＤＩ受信機
は、まずウィンドウパルスによりディジタル復調部の後
段にゲートをかける方法がある。Ａ／Ｄ変換器によりデ
ィジタル化された受信信号と相関をとるディジタルマッ
チドフィルタと、その相関波形より相関値の振幅を演算
する相関値演算部と、その相関値演算部より得られる相
関値を用いて復調用再生クロックを生成するクロック再
生部と、さらにディジタルマッチドフィルタ出力より差
動復調を行なうディジタル復調部と、先の再生クロック
を基準にし伝搬路によって定まる区間分のウィンドウパ
ルスを生成するウィンドウ生成部と、先のディジタル復
調部の復調出力に先のウインドウパルスによってゲート
をかけるゲート部と、ゲート部出力を該ウインドウパル
ス区間分のみ積分を行なう積分部と、該積分結果を用い
てデータ検波を行なう検波部とにより構成した。「次に
ウィンドウパルスによりゲートをかける部分をディジタ
ル復調部の前段にすることができる。すなわち、Ａ／Ｄ
変換器によりディジタル化された受信信号と相関をとる
ディジタルマッチドフィルタと、その相関波形より相関
値の振幅を演算する相関値演算部と、その相関値演算部
より得られる相関値を用いて復調用再生クロックを生成
するクロック再生部と、該再生クロックを基準にし伝搬
路によって定まる区間分のウィンドウパルスを生成する
ウィンドウ生成部のウィンドウパルスによって前記ディ
ジタルマッチドフィルタ出力に先のウィンドウパルスに
よってゲートをかけるゲート部と、ゲート部出力を該ウ
ィンドウパルス区間分のみ積分を行なう積分部と、さら
に該積分結果を用いてディジタル復調を行なうディジタ
ル復調部と、該ディジタル復調部出力を用いてデータ検
波を行なう検波部とにより構成する。

【００１６】また、ウィンドウパルスを生成するウィン
ドウ生成部は、外部または内部で設定されるスレッショ
ルド値と相関演算部出力とを比較し、相関演算部出力が
該スレッショルド値より大きいことを表わすパルスを生
成するコンパレータ部が付加され、該ウィンドウ区間内
で該相関値演算出力が該スレッショルド値より大きいと
きに発生される修正されたウィンドウパルスを生成する
ゲート部を有している。

【００１７】前述のスレッショルド値と比較する値はデ
ィジタル復調部の出力の振幅値とすることができる。す
なわちウィンドウパルスを生成するウィンドウ生成部
は、ディジタル復調部出力振幅値を演算する振幅演算部
と、外部または内部で設定されるスレッショルド値と該
振幅演算部出力とを比較し、該振幅演算部出力が該スレ
ッショルド値より大きいことを表わすパルスを生成する
コンパレータ部が付加され、該ウィンドウ区間内で該振
幅演算部出力が該スレッショルド値よりも大きいときに
発生される修正されたウィンドウパルスを生成するゲー
ト部を有している。

【００１８】さらに、ウィンドウパルスを生成するウィ
ンドウ生成部は、外部または内部で設定されるようなス
レッショルド値を設け、該スレッショルド値とディジタ
ルマッチドフィルタ出力で得られる相関振幅、またはデ
ィジタル復調部出力の振幅値を比較し、初期設定された
ウィンドウ区間内および該ウィンドウ区間内の前後数サ
ンプル分の区間内で、該スレッショルド値に対して該相
関振幅またはディジタル復調部出力の振幅値のいずれか
の方が大きいサンプル数をカウントし、そのカウント結
果に応じて、該ウィンドウパルス幅を変更できるように
した。

【００１９】

【作用】本発明によれば、ベースバンド信号に変換され
た信号は、Ａ／Ｄ変換部においてディジタル化され、デ
ィジタルマッチドフィルタにより相関がとられる。この
ようにして得られた相関出力からウィンドウ生成部にお
いて最大の相関ピークタイミングを基準として数サンプ
ル分のウィンドウを生成する。一方相関出力は、ディジ
タル復調部において復調が行なわれる。さらにディジタ
ル復調部後段のゲート部において、前記ウィンドウによ
り該復調部出力にゲートをかけ、ゲートされた出力を積
分部により該ゲート区間分積分し、その積分結果を用い
て検波部によりデータ判定することでデータを得る。し
たがって、ウィンドウの区間外の受信信号電力の小さい
区間を除いて、積分するから、特性が劣化しない。ま
た、積分時間を定めるウィンドウの区間は、ディジタル
で行っているので、加算サンプル数を変えることで容易
に実現できる。

【００２０】また、ウィンドウ生成部において、外部ま
たは内部で適切なスレッショルドを設定し、該ウィンド
ウパルス区間内で相関値演算部からの演算結果と該スレ
ッショルド値を比較し、該演算結果が該スレッショルド
を超えたサンプルについてのみＯＮ状態となるような修
正されたウィンドウパルスを生成し、このウィンドウパ
ルスによりディジタル復調出力にゲートをかけ、そのゲ
ート出力は積分部によりスレッショルドを超えるウィン
ドウ区間分積分される。この積分結果を用いて検波部に
おいてデータ判定することでデータを得る。これにより
ウィンドウ内の信号成分の小さいサンプルを除き性能を
向上できる。

【００２１】また、ウィンドウ生成部において、外部ま
たは内部で適切なスレッショルドを設定し、該ウィンド
ウ区間内で、ディジタル復調部出力部の振幅演算部から
の復調出力振幅値と該スレッショルド値を比較し、該演
算結果が該スレッショルドを超えたサンプルについての
みＯＮ状態となるような修正されたウィンドウパルスを
生成しこのウィンドウパルスによりディジタル復調出力
にゲートがかけられ、該ゲート部出力は積分部により該
ウィンドウ区間分積分される。この積分結果を用いて検
波部においてデータ判定することでデータを得る。これ
によっても前記と同様にウィンドウ内の信号成分の小さ
いサンプルを除き性能を向上できる。

【００２２】また、ウィンドウ生成部は、ディジタルマ
ッチドフィルタにより相関がとられ該相関ピークタイミ
ングを用いてウィンドウを生成し、該ウィンドウを用い
てゲート部により該マッチドフィルタ出力にゲートをか
け、このゲート部出力を積分部において積分し、該積分
器出力を用いて差動検波を行なうディジタル復調部によ
り復調を行ない、検波部によりデータ判定を行ないデー
タを得る。これによれば、差動復調前に積分を行なうか
ら、タイミングずれによる特性劣化を防止し、回路を簡
略化できる。

【００２３】また、ウィンドウ生成部において、外部ま
たは内部で設定されるようなスレッショルド値を設け、
コンパレータ部において該スレッショルド値とディジタ
ルマッチドフィルタ出力より得られる相関振幅値または
ディジタル復調部出力の振幅値とを比較し、初期設定さ
れたウィンドウ区間内および該ウィンドウ区間の前後数
サンプル内分の区間内で、該スレッショルド値に対して
前記いずれかの振幅値の方が大きいサンプル数をカウン
トし、そのカウント結果に応じて、該ウィンドウパルス
幅を変更できるようにすることにより、ウィンドウ時間
幅のコントロールができる。

【００２４】

【実施例】以下の実施例において送信系は図９に示され
る従来例と同じものが使用される。

【００２５】本発明では、情報変調として、差動符号化
したＢＰＳＫ変調（ＤＰＳＫ）が用いられている。もち
ろん、差動符号化部で４相の差動符号化を行ない、変調
部でＱＰＳＫ変調を行なえば差動ＱＰＳＫ（ＤＱＰＳ
Ｋ）変調にも適用できる。

【００２６】図１は、本発明の第１の実施例のブロック
図である。受信アンテナ９で受信された受信信号はまず
ＲＦ増幅部１０によって電力増幅され、周波数変換部１
１によりＩＦ帯に周波数変換される。その後、直交復調
部１２により、Ｉ，Ｑベースバンド信号に変換され、そ
れぞれＡ／Ｄ変換部１３，１４によりＰＮ符号のチップ
レートの２倍以上のサンプリング周波数を持つサンプリ
ングクロックを用いてディジタル化され、ディジタルマ
ッチドフィルタ１５，１６により相関がとられる。この
ディジタルマッチドフィルタ１５の出力部ａの波形の一
例を図２（ａ）に示しておく。ディジタル化されたとき
に＋，−の値をとるような例を示している。もちろん直
交側のディジタルマッチドフィルタ１６の相関出力は図
とは異なってくる。

【００２７】このようにして得られた相関出力は、それ
ぞれに分配され、一方は差動復調部１８により差動復調
がなされ、その出力部ｅの波形の一例は、図２（ｅ）に
示される。他方は相関値演算部１７に入力され、２乗和
の平方根がとられて相関値を検出する。この出力部ｂの
波形の一例を図２（ｂ）に示す。この相関波形を用いて
クロック再生部１９の出力部ｃには、相関ピークが存在
すると予測されるタイミングを表わす、図２（ｃ）のよ
うな再生クロックが再生される。この再生クロックパル
スを基準として、ウィンドウ生成部２０の出力部ｄにお
いて、図２（ｄ）に示すような数サンプル分のウィンド
ウが生成される。

【００２８】このウィンドウの生成は、カウンタと数個
程度のゲート回路を用いて容易に実現される。図３はウ
ィンドウ生成部２０の一例のブロック図である。ウィン
ドウ生成部は、遅延部２６，カウンタ部２７，ＯＲゲー
ト２８，ＪＫフリップフロップ２９等により構成され、
遅延部２６にはクロック再生部１９からの再生クロック
とサンプリングクロックが供給されている。カウンタ部
２７には遅延部２６の出力とサンプリングクロックが入
力されており、後述されるカウンタ部２７の出力Ａ，Ｂ
はＯＲゲート２８を介してＪＫフリップフロップ２９に
入力される。このウィンドウ生成部は、たとえば、３２
チップ長のＰＮ符号を用いて、チップレートの２倍のサ
ンプリング周波数によりサンプリングされており、再生
クロックパルス信号２サンプル（計５サンプル）のウィ
ンドウを生成する場合では、受信機において、カウンタ
もしくはフリップフロップを用いて、遅延部２６により
再生クロックパルスを少なくともウィンドウ時間幅より
大きく遅延させる（たとえば本例では３サンプルクロッ
ク以上）。たとえば、ここで１０サンプルクロックの遅
延を行なったとした場合、本パルスを用いてカウンタ部
２７内カウンタをリセットし、該カウンタが「５２」と
なったときにのみＨｉｇｈとなるようなパルスＡと、
「５６」となったときにのみＨｉｇｈとなるようなパル
スＢを生成する。このような両パルスはカウンタと数個
のゲート回路により容易に実現される。このようにして
得られた両パルスをＯＲゲート２８によりＯＲし、その
出力を用いてＪＫフリップフロップ２９により、パルス
Ａが入力されればＨｉｇｈに、パルスＢが入力されれば
Ｌｏｗとなるような信号を生成する。このように生成さ
れた信号は、結果的に前記の再生クロックパルスから６
２サンプリングクロック、６４サンプリングクロック後
にＨｉｇｈとなるようなパルスが生成される。このパル
スをウィンドウパルスとして用いることができる。本例
は一例であり、本発明ではディジタル方式によりＰＤＩ
を用いるウィンドウを生成することを意図するものであ
る。

【００２９】図１に戻り、差動復調部１８の出力とウイ
ンドウ生成部２０の出力とが、それぞれ、ＡＮＤゲート
２１，２２によりＡＮＤされる。ＡＮＤゲート２１の出
力部ｆの波形の一例が図２（ｆ）に示される。ＡＮＤゲ
ート２１，２２の出力は、それぞれ、積分部２３，２４
によりウィンドウ区間分積分がなされる。積分部２３の
出力部ｇの波形の一例は図２（ｇ）のようになる。この
積分結果を用いてデータ検波部２５において、該再生ク
ロックをウィンドウ全区間分積分した結果を判定できる
ようタイミングを調整した、たとえば図２（ｈ）のよう
な検波用クロックに変更し（本実施例では２．５サンプ
ル分遅延させるだけで実現されている）、その検波用ク
ロックにより検波部２５において検波される。ＤＱＰＳ
Ｋ復調の場合には、パラレル／シリアル変換（以後以下
Ｐ／Ｓ変換という）がなされてデータを得る。

【００３０】本実施例によれば、ＰＤＩ方式をディジタ
ルにより容易に実現できる。図４は第２の実施例のブロ
ック図である。本実施例が第１の実施例と異なる点は、
ウィンドウ生成部がスレッショルドを超えたときに動作
する機能を付加した点である。以下詳細な動作について
説明する。

【００３１】第１の実施例と同様に、受信アンテナ９で
受信された受信信号は、まずＲＦ増幅部１０によって電
力増幅され、周波数変換部１１によりＩＦ帯に周波数を
変換される。その後直交復調部１２によりＩ，Ｑベース
バンド信号を変換され、それぞれＡ／Ｄ変換部１３，１
４によりディジタル化され、ディジタルマッチドフィル
タ１５，１６により相関がとられる。ここで、このＡ／
Ｄ変換部１３，１４では第１の実施例と同様、ＰＮ符号
のチップレートの２倍以上のサンプリング周波数でサン
プリングされる。

【００３２】このようにして得られた相関出力はそれぞ
れ２分配され、一方は差動復調部１８に入力され差動復
調が行なわれる。また、他方は相関値演算部１７に入力
され２乗和の平方根がとられる。この相関値演算部１７
出力は、たとえば図５（Ａ）のようになる。この相関値
演算部１７出力を用いてクロック再生部１９により、相
関ピークタイミングを表わす再生クロックが再生され
る。これは、たとえば図５（Ｂ）のような波形となる。
ここまでの動作は第１の実施例と同様の原理で行なわれ
ている。

【００３３】また、該クロック再生部１９により得られ
る再生クロックを用いて、ウィンドウ再生部２０におい
て相関ピークが存在するであろうタイミングを基準にし
て数サンプル分のウインドウが生成される。その波形は
たとえば図５（Ｃ）のようになる。さらに、本実施例で
はこのウィンドウ生成部２０においてスレッショルドを
設けて、ウィンドウを生成する際上述のウィンドウ区間
内で該スレッショルドを超えたサンプルタイミングにの
みＯＮ状態となるようなパルスを生成し出力する。その
波形はたとえば図５（Ｄ）のようになる。

【００３４】ここで、このスレッショルド値は、外部よ
り初期設定されてもよいし、内部で該相関値演算部出力
によって得られる受信信号電力から、内部で最適化して
も構わない。

【００３５】この動作は、図示されていないが、第１の
実施例で説明した、図３に示したウィンドウ生成部出力
と、該スレッショルドと相関値演算部１７出力とを比較
するコンパレータ出力（相関値出力がスレッショルドに
比べて大きくなった場合にＨｉｇｈを出力する）とをＡ
ＮＤすることで容易に実現される。さらに、このウィン
ドウ生成部２０出力は２分配され、一方をたとえばその
ままゲート回路３１に入力し、他方は遅延部３０により
１シンボル分遅延させた、双方のウィンドウパルスのＡ
ＮＤがとられ、異なった修正されたウィンドウパルスが
生成される。この動作を波形例で示すと、たとえばウィ
ンドウ生成部２０の出力を図５（Ｅ）とした場合、ＡＮ
Ｄゲート３１の出力は図５（Ｆ）のような波形となる。
ここで、遅延部３０は、送信シンボルレートが既知であ
ることから、サンプリングクロックとカウンタを用いる
ことで容易に実現される。

【００３６】差動復調部１８の出力とＡＮＤゲート３１
の出力とがそれぞれゲート部２１，２２によりＡＮＤさ
れ、それぞれの出力は積分部２３，２４によりウィンド
ウ区間分積分がなされる。これらそれぞれの積分結果を
用いて、検波部２５において第１の実施例同様、前記再
生クロックのタイミングを調整した検波用タイミングク
ロックを用いて検波がなされデータが判定される。ＤＱ
ＰＳＫ復調の場合には、Ｐ／Ｓ変換がなされてデータを
得る。

【００３７】第１の実施例においては、ウィンドウ内を
すべて積分し、シンボル成分が非常に小さいサンプルタ
イミングをも積分し、性能劣化の可能性があったのに対
し、本実施例を用いればスレッショルドを超えたタイミ
ングの相関出力のみを積分するので、より高性能のＰＤ
Ｉを実現できる。

【００３８】図６は第３の実施例のブロック図である。
直交復調し、Ａ／Ｄ変換するまでは第１および第２の実
施例と同様の構成であり、動作も同様である。図６では
その後のＡ／Ｄ変換の後段のディジタルマッチドフィル
タ部から図示している。本実施例が上記第２の実施例と
異なる点は、第２の実施例の差動復調部出力自体に検波
回路を設け、該検波回路出力にスレッショルドを設け
て、スレッショルドを超えたサンプルについて後段の積
分回路において積分するようにすることで同様の動作を
実現したことである。以下詳細な動作について説明す
る。

【００３９】第２の実施例同様ディジタル化されたベー
スバンド直交信号は、それぞれディジタルマッチドフィ
ルタ１５，１６において相関がとられる。この相関出力
は２分配され、一方は差動復調部１８に、他方は相関値
演算部１７に入力される。この相関値演算部１７では、
上記第２の実施例と同様に両相関出力の２乗和の平方根
が演算される。このようにして得られた相関値演算部１
７の出力を用いてクロック再生部１９において相関のピ
ーク値が存在するタイミングを推定し、そのタイミング
を表わす再生クロックを生成する。この再生クロックを
用いてウィンドウ生成部２０において、該再生クロック
パルスを基準として、伝搬路特性によって定まる区間分
のウィンドウパルスが生成される。ウィンドウパルスの
生成方法は、第１の実施例で述べた図３に図示した手法
と同様にして実現できる。また、差動増幅部１８の出力
は２分配され、一方はそれぞれゲート部２１，２２に入
力され、他方は振幅演算部４０に入力される。ここで、
この振幅演算部４０では、差動復調部１８のｃｏｓ軸お
よびｓｉｎ軸両出力の２乗和の平方根を演算している。
この演算結果を用いて、コンパレータ部４１においてス
レッショルド値と比較され、前記の振幅演算結果がスレ
ッショルド値より大きいサンプルタイミングのみにのみ
ＯＮとなるような信号を生成し出力する。ここでこのス
レッショルド値は、第１の実施例同様外部より初期設定
されてもよいし、内部で該相関値演算部出力によって得
られる受信信号電力から、内部で最適化しても構わな
い。

【００４０】このようにして得られたコンパレータ部４
１の出力は、ウィンドウ生成部２０からのウィンドウパ
ルスとＡＮＤ部４２によりＡＮＤされ、その出力である
修正されたウィンドウパルスにより、差動増幅部１８の
両成分の出力に、ゲート部２１，２２においてゲートが
かけられる。このゲート部２１，２２の出力はそれぞれ
積分部２３，２４において該ウィンドウ区間分積分さ
れ、これらそれぞれの積分結果を用いて、検波部２５に
おいて第１および第２の実施例同様、該再生クロックの
タイミングを調整した検波用タイミングクロックを用い
て検波がなされる。ＤＱＰＳＫ復調の場合にはＰ／Ｓ変
換がなされてデータを得る。

【００４１】図７は第４の実施例のブロック図である。
本実施例が第１〜第３の実施例と異なる点は、前述の実
施例では積分を差動復調後に行なったところを、本実施
例では差動復調前に行なうことにある。以下詳細な動作
について説明する。

【００４２】本実施例では、上記の実施例同様、受信ア
ンテナ９によって受信された受信信号は、電力増幅部１
０および周波数変換部１１によって電力増幅およびＩＦ
帯に周波数変換される。その後直交復調部１２によりベ
ースバンド直交信号に変換され、それぞれ、Ａ／Ｄ変換
部１３，１４によりディジタル化される。この後ディジ
タルマッチドフィルタ１５，１６によりそれぞれ相関が
とられる。これまでは第１〜第３の実施例と同じであ
る。その後相関出力は２分配され、一方はゲート部２１
−１，２２−１へ、他方は相関値演算部１７に入力され
る。この相関値演算部１７は、上述の第１および第２の
実施例のそれと同様、直交したディジタルマッチドフィ
ルタ１５，１６の出力の２乗和の平方根をとることで容
易に実現される。このようにして得られた相関出力は、
クロック再生部１９に入力され、相関のピーク値が存在
するタイミングを推定し、そのタイミングを表わす再生
クロックを生成する。また、この再生クロックを利用し
てウィンドウ生成部２０において、伝搬路によって定ま
る時間幅を持つウィンドウパルスを生成している。この
ウィンドウパルスはゲート部２１−１，２２−１に入力
され、先のディジタルマッチドフィルタ１５，１６の出
力にゲートがかけられる。このようにして得られたゲー
ト部２１−１，２２−１の出力は積分部２３−１，２４
−１により該ウィンドウパルス区間分積分され、その積
分結果を用いて差動復調部１８−１において差動復調が
なされる。この差動復調結果から、検波部２５におい
て、前記再生クロックのタイミングを調整した検波用タ
イミングクロックを用いて検波がなされる。ＤＱＰＳＫ
復調の場合にはＰ／Ｓ変換がなされてデータを得る。

【００４３】第１〜第３の実施例の場合には、積分を差
動検波後に行なっているから、送受信機間でＰＮ符号発
生用クロック周波数差が存在する場合、受信信号の相関
ピークタイミングは１ビット前のシンボルに対して１サ
ンプル分ずれてしまい、受信機内差動復調部において１
シンボル遅延させて差動復調を行なう際にタイミングが
ずれて特性が劣化するような現象があるが、本実施例の
方式によれば、積分を差動検波より前に行なっているか
ら、タイミングをずれて特性が劣化する現象を回避する
ことができる。さらに差動復調部１８−１の内部におい
ては、第１〜第３の実施例においてはウィンドウパルス
区間内すべてのサンプルについてそれぞれ差動検波する
必要があったのに対し、本実施例では１シンボル遅延を
前記再生クロックパルスで容易に実現でき、１シンボル
内で積分結果タイミングのみを差動検波すればよく、上
記第１〜第３の実施例に比べ差動復調部の回路構成が大
幅に簡略化できる。

【００４４】もちろん、本実施例に第２および第３の実
施例に述べたようなスレッショルド設定を適用すること
も容易に実現でき、それにより特性を向上させることが
できることは明らかである。

【００４５】次に、図８はウィンドウ時間幅を制御した
ウィンドウ生成部の他の実施例のブロック図である。以
下詳細な動作原理について説明する。

【００４６】図３について説明したと同様に、再生クロ
ックを用いて遅延部２６，カウンタ部２７，ＯＲ部２
８，ＪＫフリップフロップ２９によりウィンドウパルス
が生成される。本動作は一例であり、他の手法を用いて
実現されても何ら問題はない。図８の場合は、図３の回
路に、コンパレータ部５１およびカウンタ部５２が付加
されている。コンパレータ部５１には図４の相関値演算
部１７からの相関値とスレッショルド値が入力され、両
者を比較した出力はカウンタ部５２に送られ、さらにこ
れを経てカウンタ部２７に送られる。カウンタ部５２に
はＪＫフリップフロップ２９からのウィンドウパルスも
入力される。コンパレータ部５１において相関値演算部
１７で演算された相関振幅値とスレッショルド値が比較
され、相関値の方が大きい場合にのみＨｉｇｈとなるよ
うなパルスを生成し出力する。本実施例では、コンパレ
ータ部５１出力にカウンタ部５２を設け、このカウンタ
部５２によりウィンドウパルス内およびその前後数サン
プル分を加えたサンプル期間内で該スレッショルドを超
えたサンプル数をカウントする。このカウント結果がウ
ィンドウ時間幅のサンプル数に比べ相対的に大きいよう
であれば、ウィンドウパルス生成用カウンタ部２７にフ
ィードバックし、第１の実施例で述べたパルスＡの発生
タイミングを１もしくは数サンプル分早め、さらにパル
スＢの発生タイミングを１もしくは数サンプル分遅らせ
る。このようにすることでウィンドウパルス時間幅を広
げることが実現できる。また、逆に該カウント結果がウ
インドウ時間幅のサンプル数に比べて相対的に小さいよ
うであれば、ウインドパルス生成用カウンタ部２７にフ
ィードバックし、第１の実施例で述べたパルスＡの発生
タイミングを１もしくは数サンプル分遅らせ、さらにパ
ルスＢの発生タイミングを１もしくは数サンプル分早め
る。このようにすることでウインドウパルス時間幅を狭
めることが実現できる。このようにしてウインドウ時間
幅のコントロールができる。上記実施例は、あくまでウ
ィンドウ時間幅の制御方法の一例を示したものであり、
本発明は、ＰＤＩに用いるウィンドウパルス区間内およ
びその前後数サンプルを付加したサンプル区間内におい
て、該スレッショルドを超えたサンプル数から該ウィン
ドウ時間幅をコントロールすることが主たる発明であ
り、実現方法は他の方法でも構わない。

【００４７】この手法を用いれば、伝搬路特性が未知で
ある通信路においても自動的にウィンドウ時間幅が調整
され、最適なウィンドウ時間幅で通信することが可能と
なる。さらに、図８の実施例において、コンパレータ部
５１で該スレッショルド値と比較される入力信号を相関
値演算部１７の出力から、第３の実施例で述べた差動復
調部出力の振幅演算部４０より得られた振幅値に変更す
ることでも、同様の効果が得られる。

【００４８】

【発明の効果】本発明によれば、一般の直接拡散スペク
トル通信方式において、ディジタル方式でＰＤＩ方式を
容易に実現することができる。さらにウィンドウを生成
する際にスレッショルドを設け、受信電力の低いサンプ
ルを積分時に省くことで、より特性を向上させることが
できる。さらに、積分を差動復調以前にすることで送受
信機間のクロック周波数差を吸収することができ、さら
に差動復調部の簡易化が実現できる。また、ＰＤＩに用
いるウィンドウをスレッショルドを超えたサンプル数に
よって制御することで、伝搬路特性が未知である通信路
においても最適なウィンドウ時間幅で通信することが可
能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による第１の実施例のブロック図であ
る。

【図２】（ａ）〜（ｈ）は第１の実施例の各部の波形図
である。

【図３】本発明によるウィンドウ生成部の一例のブロッ
ク図である。

【図４】本発明による第２の実施例のブロック図であ
る。

【図５】第２の実施例の各部の波形図である。

【図６】本発明による第３の実施例のブロック図であ
る。

【図７】本発明による第４の実施例のブロック図であ
る。

【図８】本発明によるウィンドウ時間幅制御の実施例の
ブロック図である。

【図９】従来の直接拡散スペクトル通信方式に係る送信
系のブロック図である。

【図１０】従来のＰＤＩ受信機のブロック図である。

【符号の説明】

９ 受信アンテナ １０ ＲＦ増幅部 １１ 周波数変換部 １２ 直交復調部 １３，１４ Ａ／Ｄ変換部 １５，１６ ディジタルマッチドフィルタ １７ 相関値演算部 １８ 差動復調部 １９ クロック再生部 ２０ ウィンドウ生成部 ２１，２２ ゲート部 ２３，２４ 積分部 ２５ 検波部 ２６，３０ 遅延部 ２７，５２ カウンタ部 ２８ ＯＲ部 ２９ ＪＫフリップフロップ ４１，５１ コンパレータ部

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 チップレートの２倍以上のサンプリング
   周期によりサンプリングを行なうＡ／Ｄ変換器と、 Ａ／Ｄ変換器によりディジタル化された受信信号と相関
   をとるディジタルマッチドフィルタと、 ディジタルマッチドフィルタの相関波形より相関値の振
   幅を演算する相関値演算部と、 該相関値演算部より得られる相関値を用いて再生クロッ
   クを生成するクロック再生部と、 前記ディジタルマッチドフィルタ出力よりディジタル復
   調を行なうディジタル復調部と、 前記再生クロックを基準にし、伝搬路によって定まる区
   間分のウィンドウパルスを生成するウィンドウ生成部
   と、 前記ディジタル復調部の復調出力に該ウィンドウパルス
   によってゲートをかけるゲート部と、 該ゲート部出力を該ウィンドウパルス区間分のみ積分を
   行なう積分部と、 該積分結果を用いてデータ検波を行なう検波部とを有す
   ることを特徴とするＰＤＩ受信機。
2. 【請求項２】 ウインドウ生成部は、スレッショルド値
   を与えられディジタルマッチドフィルタ出力より得られ
   る相関振幅値が該スレッショルド値を越えたサンプル区
   間でのみ積分部を駆動することを特徴とする請求項１記
   載のＰＤＩ受信機。
3. 【請求項３】 ディジタル復調部出力回路は、スレッシ
   ョルド値を与えられ、ディジタル復調部出力の振幅値が
   該スレッショルド値を超えたウィンドウ区間でのみ積分
   部を駆動させることを特徴とする請求項１記載のＰＤＩ
   受信機。
4. 【請求項４】 ディジタル復調部の出力振幅を演算する
   振幅演算部と、振幅演算部に接続されこれに与えられる
   スレッショルド値と該振幅演算部出力とを比較するコン
   パレータ部と、該コンパレータ出力とウィンドウ生成部
   からのウィンドウパルスとをゲートし、ウィンドウ区間
   内でさらに該振幅演算部出力が該スレッショルド値より
   大きいときに修正されたウィンドウパルスを生成するゲ
   ート部とを積分部の前段に設けたことを特徴とする請求
   項１記載のＰＤＩ受信機。
5. 【請求項５】 チップレートの２倍以上のサンプリング
   周期によりサンプリングを行なうＡ／Ｄ変換器と、 Ａ／Ｄ変換器によりディジタル化された受信信号と相関
   をとるディジタルマッチドフィルタと、 ディジタルマッチドフィルタの相関波形より相関値の振
   幅を演算する相関値演算部と、 相関値演算部より得られる相関値を用いて再生クロック
   を生成するクロック再生部と、 再生クロックを基準にし、伝搬路によって定まる区間分
   のウィンドウパルスを生成するウィンドウ生成部と、 ディジタルマッチドフィルタ出力に該ウインドウパルス
   によってゲートをかけるゲート部と、 ゲート部出力をウィンドウパルス区間分のみ積分を行な
   う積分部と、 積分部の積分結果を用いてディジタル復調を行なうディ
   ジタル復調部と、 該ディジタル復調部出力を用いてデータ検波を行なう検
   波部とを有することを特徴とするＰＤＩ受信機。
6. 【請求項６】 ウィンドウ生成部は、それに与えられる
   スレッショルド値とディジタルマッチドフィルタより得
   られた相関値演算部出力とを比較するコンパレータ部
   と、該コンパレータ出力とウィンドウパルスをゲート
   し、ウィンドウ区間内で、さらに相関値演算部出力が該
   スレッショルド値より大きいときにパルスを発生するゲ
   ート部とを備えていることを特徴とする請求項１または
   ５記載のＰＤＩ受信機。
7. 【請求項７】 ウィンドウ生成部は、それに与えられる
   スレッショルド値とディジタルマッチドフィルタ出力よ
   り得られる相関振幅とを比較するコンパレータ部と、初
   期設定されたウィンドウ区間内および該ウィンドウ区間
   の前後数サンプル分の区間内で、スレッショルド値に対
   して該相関振幅値の方が大きいサンプル数をカウントす
   るカウンタ部と、そのカウント結果に応じてウィンドウ
   区間幅を変更する手段を有することを特徴とする請求項
   １または５記載のＰＤＩ受信機。
8. 【請求項８】 ウィンドウ生成部は、それに与えられる
   スレッショルド値とディジタル復調部出力の振幅値とを
   比較するコンパレータ部と、初期設定されたウィンドウ
   区間内および該ウィンドウ区間の前後数サンプル分の区
   間内で、該スレッショルド値に対して該振幅値の方が大
   きいサンプル数をカウントするカウンタ部と、そのカウ
   ント結果に応じて該ウィンドウ区間幅を変更する手段を
   有することを特徴とする請求項１または５記載のＰＤＩ
   受信機。