JP3320234B2 - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数の拡散符号チャネ
ルを多重化して伝送する符号分割多重通信方式における
スペクトラム拡散通信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直接拡散方式を用いたスペクトラム拡散
通信方式は、通常伝送するディジタル信号のベースバン
ド信号から、擬似雑音符号（ＰＮ符号）等の拡散符号系
列を用いて、元データに比べてきわめて広い帯域幅を持
つベースバンド信号を生成する。さらに、ＰＳＫ（位相
シフトキーイング）、ＦＳＫ（周波数シフトキーイン
グ）等の変調を行い、ＲＦ（無線周波数）信号に変換し
て伝送する。受信側では、送信側と同一の拡散符号を用
いて受信信号との相関をとる逆拡散を行って受信信号を
元データに対応した帯域幅を持つ狭帯域信号に変換す
る。続いて通常のデータ復調を行い、元データを再生す
る。

【０００３】このように、スペクトラム拡散通信方式で
は、情報帯域幅に対し送信帯域幅が極めて広いので、送
信帯域幅が一定の条件下では、通常の狭帯域変調方式に
比べ非常に低い伝送速度しか実現できないこととなる。
この問題点を解決するために符号分割多重化という方法
が存在する。この方式は、高速の情報信号を低速の並列
データに変換し、それぞれ異なる拡散符号系列で拡散変
調して加算した後にＲＦ信号に変換して伝送を行うこと
により、拡散変調の拡散率を下げること無しに送信帯域
幅一定の条件下で高速データ伝送を実現するものであ
る。

【０００４】図３にこの方式の送信機構成を示す。入力
されたデータは直並列変換器３０１にてｎ個の並列デー
タに変換される。変換された各データはｎ個の乗算器群
３０２−１〜３０２−ｎにおいて拡散符号発生器３０３
のｎ個のそれぞれ異なる拡散符号出力と乗算されｎチャ
ネルの広帯域拡散信号に変換される。次に、各乗算器の
出力は加算器３０４にて加算され、高周波段３０５に出
力される。高周波段３０５で該加算されたベースバンド
広帯域拡散信号は適当な中心周波数を持つ送信周波数信
号に変換され、送信アンテナ３０６より送信される。

【０００５】図４に受信機の構成を示す。空中線４０１
にて受信された信号は、高周波信号処理部４０２にて適
当にフィルタリング及び増幅され、中間周波信号に変換
される。該中間周波信号はｎ個の並列に接続された各拡
散符号に対応するチャネルに分配される。各チャネルで
は入力信号は、相関器群４０３−１〜ｎにおいてそのチ
ャネルに対応した拡散符号発生器群４０４−１〜ｎの出
力と相関検出され逆拡散がなされる。該逆拡散信号は同
期回路群４０５−１〜ｎにて各チャネル毎に同期が確立
され各拡散符号発生器の符号位相及びクロックを一致さ
せる。該逆拡散信号はまた復調器群４０６−１〜ｎにて
復調されデータが再生される。続いてこの再生データは
並直列変換器４０７で直列データに変換され元の情報が
再生されることとなる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例においては、各復調チャネルで正常な復調動作を行
うためには、各拡散符号発生器出力の受信信号中に含ま
れる送信拡散符号に対し符号位相同期及びクロック同期
が確立していなければならないが、このための同期回路
を各チャネルごとに設ける必要があり、このことが回路
規模増大の原因となっていた。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、送信周
波数帯信号の受信信号を若しくは中間周波数帯信号に変
換された受信信号を入力し、送信側の拡散符号とクロッ
クに対する同期を捕捉する同期手段（２０３）と、前記
同期手段より入力されるクロック信号により、送信側と
同一の複数の拡散符号を発生する拡散符号発生手段（２
０４）と、前記拡散符号発生手段により発生された同期
用拡散符号により受信信号を逆拡散し搬送波を再生する
搬送波再生手段（２０５）と、再生された搬送波と受信
信号によりベースバンド信号を生成し、前記拡散符号発
生手段の出力であるｎ個の拡散符号によりｎ個のデータ
を復調する復調手段（２０６）とを有するスペクトラム
拡散受信装置において、前記拡散符号発生手段（２０
４）は、拡散符号の周期の開始点を示す符号開始信号を
出力し、前記同期手段（２０３）が、中心周波数が入力
信号の搬送波周波数に等しく、同期用拡散符号系列に対
応したタップ係数を持つマッチドフィルタ手段（７０
１）と、前記マッチドフィルタ手段の出力のピークと前
記拡散符号発生手段より出力される符号開始信号との位
相差に応じたクロック信号を、前記拡散符号発生手段の
クロックとして出力するクロック出力手段（７０８）と
を有し、前記復調手段（２０６）が、ベースバンド信号
をディジタル信号に変換するＡＤ変換手段（６０３）
と、ＡＤ変換手段の出力であるディジタル信号と前記拡
散符号発生手段の出力であるｎ個の拡散符号のそれぞれ
と排他的論理和演算を行なう排他的論理和演算手段（６
０４）と、前記排他的論理和演算手段の出力に基づいて
ｎ個のデータを判定する判定手段（６０７）とを有する
ことにより、回路の小型化に大きく貢献できるようにし
たものである。また、本発明によれば、送信周波数帯信
号の受信信号を若しくは中間周波数帯信号に変換された
受信信号を入力し、送信側の拡散符号とクロックに対す
る同期を捕捉する同期手段（２０３）と、前記同期手段
より入力されるクロック信号により、送信側と同一の複
数の拡散符号を発生する拡散符号発生手段（２０４）
と、前記拡散符号発生手段により発生された同期用拡散
符号により受信信号を逆拡散し搬送波を再生する搬送波
再生手段（２０５）と、再生された搬送波と受信信号に
よりベースバンド信号を生成し、前記拡散符号発生手段
の出力であるｎ個の拡散符号によりｎ個のデータを復調
する復調手段（２０６）とを有するスペクトラム拡散受
信装置において、前記同期手段（２０３）が、中心周波
数が入力信号の搬送波周波数に等しく、同期用拡散符号
系列に対応したタップ係数を持つマッチドフィルタ手段
（８０１）と、クロック信号を前記拡散符号発生手段に
出力する発信器手段（８０８）と、前記発信器手段が出
力するクロック信号を、拡散符号長と同数の分周比で分
周する分周器手段と（８０９）、前記マッチドフィルタ
手段の出力のピークと前記分周器手段の出力との位相差
に応じて、前記発信器手段の出力周波数を制御する位相
検出手段（８０６）と、前記復調手段（２０６）が、ベ
ースバンド信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換手
段（６０３）と、ＡＤ変換手段の出力であるディジタル
信号と前記拡散符号発生手段の出力であるｎ個の拡散符
号のそれぞれと排他的論理和演算を行なう排他的論理和
演算手段（６０４）と、前記排他的論理和演算手段の出
力に基づいてｎ個のデータを判定する判定手段（６０
７）とを有することにより、回路の小型化に大きく貢献
できるようにしたものである。

【０００８】

【実施例】図１は、本発明の第１の実施例における送信
機の構成を示し、図２は本発明の第１の実施例における
受信機の構成を示す。図１において、１０１は直列に入
力されるデータをｎ個の並列データに変換する直並列変
換器、１０２−１〜ｎは並列化された各データと拡散符
号発生器から出力されるｎ個の拡散符号とを乗算する乗
算器群、１０３はｎ個のそれぞれ異なる拡散符号と同期
用の拡散符号を発生する拡散符号発生器、１０４は拡散
符号発生器１０３から出力される同期用拡散符号と乗算
器群１０２−１〜ｎのｎ個の出力を加算する加算器、１
０５は加算器１０４の出力を送信周波数信号に変換する
ための高周波段、１０６は送信アンテナである。

【０００９】また、図２において、２０１は受信アンテ
ナ、２０２は高周波信号処理部、２０３は送信側の拡散
符号とクロックに対する同期を捕捉し維持する同期回
路、２０４は同期回路２０３より入力される符号同期信
号及びクロック信号により、送信側の拡散符号群と同一
のｎ＋１個の拡散符号を発生する拡散符号発生器、２０
５は拡散符号発生器２０４より出力されるキャリア再生
用拡散符号と高周波信号処理部２０２の出力から搬送波
信号を再生するキャリア再生回路、２０６はキャリア再
生回路２０５の出力と高周波信号処理部２０２の出力と
拡散符号発生器２０４の出力であるｎ個の拡散符号を用
いてベースバンドで復調を行うベースバンド復調回路、
２０７はベースバンド復調回路２０６の出力であるｎ個
の並列復調データを並直列変換する並直列変換器であ
る。

【００１０】上記構成において送信側ではまず入力され
たデータが直並列変換器１０１によって符号分割多重数
に等しいｎ個の並列データに変換される。一方、拡散符
号発生器１０３はｎ＋１個の符号周期が同一でそれぞれ
異なる拡散符号ＰＮ０〜ＰＮｎを発生している。このう
ちＰＮ０は同期及びキャリア再生用であり前記並列デー
タによって変調されず直接加算器１０４に入力される。
残りのｎ個の拡散符号は乗算器群１０２−１〜ｎにてｎ
個の並列データにより変調され加算器１０４に入力され
る。加算器１０４は入力されたｎ＋１個の信号を線形に
加算し高周波段１０５に加算されたベースバンド信号を
出力する。該ベースバンド信号は続いて高周波段１０５
にて適当な中心周波数を持つ高周波信号に変換され、送
信アンテナ１０６より送信される。

【００１１】受信側では、受信アンテナ２０１で受信さ
れた信号は高周波信号処理部にて適当にフィルタリング
及び増幅され、送信周波数帯信号のまま若しくは適当な
中間周波数帯信号に変換され出力される。該信号は同期
回路２０３に入力され、同期回路２０３では送信信号に
対する拡散符号同期およびクロック同期が確立され、符
号同期信号及びクロック信号が拡散符号発生器２０４に
出力される。この同期回路２０３の構成は、たとえば図
７に示すような弾性表面波（SAW）マッチドフィルタを
用いた回路が用いられる。

【００１２】図７において、受信中間周波数帯信号はSA
Wマッチドフィルタ７０１に入力される。SAWマッチドフ
ィルタ７０１は、積分領域長が拡散符号の１周期に相当
する長さとなっており、又、マッチドフィルタ７０１が
出力する電圧信号は、受信信号とあらかじめ設定された
タップ係数即ち同期用拡散符号系列との積を拡散符号１
周期にわたって積分したもの（相関積分値）に比例した
包絡線を持ち、その中心周波数は入力信号の搬送波周波
数に等しい。該出力は続いてマッチドフィルタの入力周
波数を中心周波数とし、相関積分信号以外の信号を阻止
するバンドパス・フィルタ７０２を通過し、増幅器７０
３にて適当に増幅された後、包絡線検波器７０４にてそ
の包絡線が検出される。該包絡線信号は相関積分値の絶
対値であるため、同期用拡散符号の自己相関特性が同期
点で鋭いピークを持ち、それ以外で十分低いサイドロー
ブを持つ様に設計されているならば、受信信号中に同期
用拡散符号成分が含まれているとき包絡線検波器７０４
の出力には急峻なピークが現われる。ピーク検出回路７
０５は、該急峻なピークを検出し、該ピークを位相検出
器７０６に出力する。

【００１３】位相検出器７０６は、前記ピークと、符号
発生器２０４より出力される拡散符号の周期の開始点を
示す符号開始信号とから両者の位相差を検出し該位相差
に応じた電圧レベルを出力する。該電圧レベルは、ルー
プ・フィルタ７０７にて平滑化され電圧制御発振器７０
８に出力される。電圧制御発振器７０８は入力された電
圧レベルに応じた周波数のクロック信号を生成し、拡散
符号発生器２０４のクロックとして出力する。また、拡
散符号開始信号は、符号同期信号として符号発生器２０
４およびベースバンド復調回路２０６に出力される。

【００１４】同期回路２０３と符号発生器２０４は、全
体として一種のフェイズ・ロック・ループを構成してい
る。同期が確立していない状態では、位相検出器７０６
の入力である相関ピーク信号と、拡散符号開始信号に位
相差があるため、拡散符号クロックが進められ（若しく
は遅らされ）それにより受信信号中に含まれる同期用拡
散符号成分と拡散符号開始信号との位相差が徐々に減少
する。両者の位相が一致したとき位相検出器７０６の位
相差は０となり、以後、この位相差を０となるように制
御される。

【００１５】同期確立後、拡散符号発生器２０４は送信
側の拡散符号群に対しクロック及び拡散符号位相が一致
した拡散符号群を発生する。これらの符号群のうち同期
用の拡散符号ＰＮ０はキャリア再生回路２０５に入力さ
れる。キャリア再生回路２０５では同期用拡散符号ＰＮ
０により高周波信号処理部２０２の出力である送信周波
数帯若しくは中間周波数帯に変換された受信信号を逆拡
散し送信周波数帯若しくは中間周波数帯の搬送波を再生
する。

【００１６】キャリア再生回路２０５の構成は、たとえ
ば図５に示すような位相ロックループを利用した回路が
用いられる。図５において、受信信号と同期用拡散符号
ＰＮ０は乗算器５０１にて乗算される。同期確立後は受
信信号中の同期用拡散符号と参照用の同期用拡散符号の
クロック及び符号位相は一致しており、送信側の同期用
拡散符号はデータで変調されていないため、乗算器５０
１で逆拡散されその出力には搬送波の成分が現れる。該
出力は続いてバンド・パス・フィルタ５０２に入力され
搬送波成分のみが取り出され出力される。該出力は次に
位相検出器５０３、ループ・フィルタ５０４及び電圧制
御発振器５０５にて構成されるよく知られた位相ロック
ループに入力され、電圧制御発振器５０５よりバンド・
パス・フィルタ５０２より出力される搬送波成分に位相
のロックした信号が再生搬送波として出力される。

【００１７】再生された搬送波はベースバンド復調回路
２０６に入力される。ベースバンド復調回路では該再生
搬送波と高周波信号処理部２０２の出力よりベースバン
ド信号が生成される。該ベースバンド信号はｎ個のブラ
ンチに分配され拡散符号発生器２０４の出力である拡散
符号群ＰＮ１〜ＰＮｎにより各符号分割チャネル毎に逆
拡散され、続いてデータ復調がなされる。

【００１８】ベースバンド復調回路は、たとえば図６に
示すように構成されている。図６において入力された受
信信号と再生搬送波を乗算器６０１にて乗算しロー・パ
ス・フィルタ６O２で不要信号を除去することにより受
信信号はベースバンド信号に変換される。このベースバ
ンド信号は、再生クロックを標本周期とするＡＤ変換器
６０３にて単一ビット若しくは複数ビットの分解能を持
つディジタル信号に変換される。該ディジタル信号はｎ
個のブランチに分配され、各ブランチで前記ディジタル
信号の最上位ビット（符号ビット）が拡散符号発生器の
出力である拡散符号群ＰＮ１〜ＰＮｎのそれぞれと排他
的論理和回路群６０４−１〜ｎで排他的論理和演算され
他のビットとともに加算器群６０５−１〜ｎに入力され
る。加算器群６０５−１〜ｎでは、再生クロックパルス
毎に該入力信号とレジスタ群６０６−１〜ｎの出力とが
加算されレジスタ群６０６−１〜ｎに出力される。

【００１９】レジスタ群６０６−１〜ｎは、各拡散符号
の先頭ビットが入力される時点でリセットされており、
以後拡散符号の１周期にわたって受信信号と拡散符号の
積が加算された結果が格納されていく。したがって、拡
散符号の１周期の最終ビットが入力された時点でレジス
タ群６０６−１〜ｎには、各拡散符号１周期と受信信号
との相関値が格納されていることとなる。該相関値を続
く判定回路群６０７−１〜ｎにてデータ判定を行うこと
によりｎ個の並列の復調データが得られる。復調された
ｎ個の並列復調データは並直列変換器２０７にて直列デ
ータに変換され出力される。

【００２０】第２の実施例も同期回路を、SAWマッチド
フィルタを用いたフェイズ・ロック・ループ型構成とし
た場合を示す。図８は本発明の第２の実施例における同
期回路の構成を示し、８０１〜８０５は第１の実施例の
７０１〜７０５と同一である。ピーク検出器８０５の出
力である相関ピーク信号は位相検出器８０６に出力され
る。位相検出器８０６では、分周器８０９の出力と前記
相関ピーク信号の位相差に応じた電圧信号を出力する。
該電圧信号はループ・フィルタ８０７にて平滑化され電
圧制御発振器８０８の出力周波数を制御する。該出力は
拡散符号クロックとして拡散符号発生器２０４に出力さ
れる。また、該出力は拡散符号長と同数の分周比を持つ
分周器８０９により分周され符号同期信号として出力さ
れると同時に位相検出器８０６に入力される。

【００２１】第１の実施例では、同期回路２０３と符号
発生器２０４とでループを構成していたが、本実施例の
場合、同期回路２０３の内部のみでループを構成してお
り、第１の実施例に較べ回路構成はやや複雑化するが、
装置全体の動作の不安定性を減少させることが可能とな
る。

【００２２】

【発明の効果】以上説明したように、ｎ個のデータの復
調を、ディジタル信号処理回路で構成することが可能に
なり、回路規模を縮小することができる。また、符号分
割多重通信装置間に同期用の拡散符号チャネルを用意
し、このチャネルに他チャネルと共通のマッチドフィル
タを用いた同期回路を設けることで他のデータ用のチャ
ネルのそれぞれに同期回路を設ける必要を無くし小型化
を可能とした。

【００２３】

【００２４】また、符号分割多重化数が大きい場合も小
型で安価な通信装置を提供できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における送信機の構成を
示すブロックダイヤグラム図である。

【図２】本発明の第１及び第２の実施例における受信機
の構成を示すブロックダイヤグラム図である。

【図３】従来例における送信機の構成を示すブロックダ
イヤグラム図である。

【図４】従来例における受信機の構成を示すブロックダ
イヤグラム図である。

【図５】第１の実施例の受信機におけるキャリア再生回
路の構成例を示すブロックダイヤグラム図である。

【図６】第１の実施例の受信機におけるベースバンド復
調回路の構成例を示すブロックダイヤグラム図である。

【図７】第１の実施例における同期回路の構成を示すブ
ロックダイヤグラム図である。

【図８】第２の実施例における同期回路の構成例を示す
ブロックダイヤグラム図である。

【符号の説明】

２０３ 同期回路 ２０４ 拡散符号発生器 ２０５ キャリア再生回路 ２０６ ベースバンド復調回路 ７０１ ＳＡＷマッチドフィルタ ７０２ バンド・パス・フィルタ ７０４ 包絡線検波器 ７０５ ピーク検出回路 ７０６ 位相検出器 ７０７ ループ・フィルタ ７０８ 電圧制御発振器 ８０１ ＳＡＷマッチドフィルタ ８０２ バンド・パス・フィルタ ８０３ 増幅器 ８０９ 分周器

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信周波数帯信号の受信信号を若しくは
   中間周波数帯信号に変換された受信信号を入力し、送信
   側の拡散符号とクロックに対する同期を捕捉する同期手
   段と、前記同期手段より入力されるクロック信号によ
   り、送信側と同一の複数の拡散符号を発生する拡散符号
   発生手段と、前記拡散符号発生手段により発生された同
   期用拡散符号により受信信号を逆拡散し搬送波を再生す
   る搬送波再生手段と、再生された搬送波と受信信号によ
   りベースバンド信号を生成し、前記拡散符号発生手段の
   出力であるｎ個の拡散符号によりｎ個のデータを復調す
   る復調手段とを有するスペクトラム拡散受信装置におい
   て、 前記拡散符号発生手段は、拡散符号の周期の開始点を示
   す符号開始信号を出力し、 前記同期手段が、中心周波数が入力信号の搬送波周波数
   に等しく、同期用拡散符号系列に対応したタップ係数を
   持つマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手
   段の出力のピークと前記拡散符号発生手段より出力され
   る符号開始信号との位相差に応じたクロック信号を、前
   記拡散符号発生手段のクロックとして出力するクロック
   出力手段とを有し、 前記復調手段が、ベースバンド信号をディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、ＡＤ変換手段の出力であるデ
   ィジタル信号と前記拡散符号発生手段の出力であるｎ個
   の拡散符号のそれぞれと排他的論理和演算を行なう排他
   的論理和演算手段と、前記排他的論理和演算手段の出力
   に基づいてｎ個のデータを判定する判定手段とを有する
   ことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
2. 【請求項２】 送信周波数帯信号の受信信号を若しくは
   中間周波数帯信号に変換された受信信号を入力し、送信
   側の拡散符号とクロックに対する同期を捕捉する同期手
   段と、前記同期手段より入力されるクロック信号によ
   り、送信側と同一の複数の拡散符号を発生する拡散符号
   発生手段と、前記拡散符号発生手段により発生された同
   期用拡散符号により受信信号を逆拡散し搬送波を再生す
   る搬送波再生手段と、再生された搬送波と受信信号によ
   りベースバンド信号を生成し、前記拡散符号発生手段の
   出力であるｎ個の拡散符号によりｎ個のデータを復調す
   る復調手段とを有するスペクトラム拡散受信装置におい
   て、 前記同期手段が、中心周波数が入力信号の搬送波周波数
   に等しく、同期用拡散符号系列に対応したタップ係数を
   持つマッチドフィルタ手段と、クロック信号を前記拡散
   符号発生手段に出力する発信器手段と、前記発信器手段
   が出力するクロック信号を、拡散符号長と同数の分周比
   で分周する分周器手段と、前記マッチドフィルタ手段の
   出力のピークと前記分周器手段の出力との位相差に応じ
   て、前記発信器手段の出力周波数を制御する位相検出手
   段と、 前記復調手段が、ベースバンド信号をディジタル信号に
   変換するＡＤ変換手段と、ＡＤ変換手段の出力であるデ
   ィジタル信号と前記拡散符号発生手段の出力であるｎ個
   の拡散符号のそれぞれと排他的論理和演算を行なう排他
   的論理和演算手段と、前記排他的論理和演算手段の出力
   に基づいてｎ個のデータを判定する判定手段とを有する
   ことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。