JPH02132938A

JPH02132938A - 弾性表面波マッチドフィルタを用いた受信復調回路

Info

Publication number: JPH02132938A
Application number: JP63287149A
Authority: JP
Inventors: Tatsuo Ishizu; 石津　達雄
Original assignee: Kokusai Electric Corp
Current assignee: Kokusai Electric Corp
Priority date: 1988-11-14
Filing date: 1988-11-14
Publication date: 1990-05-22
Anticipated expiration: 2013-03-30
Also published as: JP2733774B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（発明の属する技術分野）本発明は、スペクトラム拡散通信方式の一方式である直
接拡散方式の受信復調回路に関するもので、その中でも
弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ　　ＡｃｏｕｓｔｉｃＷ　
ａ　ｖ　ｅ以下ＳＡＷと略称する　）マツチドフィルタ
を用いた受信復調回路に関するものである。

（従来技術とその問題点）例えば、２相位相変１！（ＰＳＫ）の場合の直接拡散方
式について説明する。この方式では、搬送波を伝送する
情報（データ）によって２相位相変調し、さらに、これ
をデータに比べて速度の速い擬似ランダム符号で２相位
相変調して送信する。

この処理は擬似ランダム符号である拡散符号とデ一夕と
の乗算を行い、その出力で搬送波を２相位相変調しても
同じ送信出力が得られる。

第１図は、上述の直接拡散方式の変調から復調に至る各
段階での信号波形を示す波形図であり、第２図は受信復
調回路に用いられるＳＡＷマッチドフィルタの構成例図
、第３図は従来のＳＡＷマッチドフィルタを用いた受信
復調回路の構成例である．第１図において、ａは変調データ、ｂは拡散符号、Ｃは
ａ，ｂ両者の積、ｄはＣで２相位相変調された出力波形
である。波形ｅ，ｆ，ｇは第３図に示した受信復調回路
における各部の波形である．図に示した波形は、時間軸
における変調データａの１ビットの長さと拡散符号ｂの
一周期の長さＴが等しい場合の例である。又、拡散符号
ｂを作成するための符号単位となる１クロツタの時間Ｌ
を１チップ時間と呼ぶ。

波形ｄの出力信号を受信する受信機では、何らかの方法
で受信信号の拡散符号のタイミングに受信装置の復調タ
イミングを合わす（拡散符号の同期をとる）必要がある
。

この処理は、種々の回路構成によって実現することがで
きるが、その一つとして、整合ろ波器（マッチドフィル
タ）を用いると、拡散符号ｂの周期Ｔ毎に相関ピークを
有する出力が得られるので、このピークに受信装置のタ
イミングを合わすことにより短い時間で同期をとること
ができ、同期捕捉のための他の複雑な回路に比べて簡単
であるという利点がある。

ＳＡＷマッチドフィルタは、ＳＡＷ素子を遅延素子とし
て使用した整合フィルタである。整合フィルタとは、あ
る一定のパターンの波形の信号に対して信号対雑音比が
最大となるように設計された最適フィルタである。第２
図に示したＳＡＷマッチドフィルタの構成例は、ｒｌｌ
ｌｏｏ１０」という７つの符号からなる符号列で２相位
相変調された信号に対する７個の電極をもつマ・ンチド
フィルタである。図において、１はＳＡＷｉ子、２〜８
は入力信号が１チップ時間ｔだけそれぞれ遅延する間隔
で設けられたＳＡＷ素子の電極であり、＋１，−１のよ
うに１の前に付した＋，一の符号は電極の極性を表し、
ＳＡＷＩからの信号の位相を正相で出力するか、逆相で
出力するかを示す。

説明を判り易くするためにＳＡＷ素子１から電極を抜き
出して図示した。９〜１４は加算器である。

電極の極性は拡散符号ｂの符号列の符号にそれぞれ対応
するように設定されている。

今、電極の数をＮとする。この回路に拡散符号により２
相位相変調された信号が入力されると、信号の変調パタ
ーンと電極の極性パターンが一致した時（整合がとれた
とき）Ｎ個のすべての電極から位相の一致した出力が出
るので、これらを加算器で電圧加算すると各電極から出
力される電圧のＮ倍の電圧が周期Ｔ毎に出力される。そ
の他の時間では、信号の変調パターンと電極の極性パタ
ーンが異なるので、各電極の出力信号の位相はランダム
となり互いに打ち消し合うため周期Ｔ毎の出力電圧は小
さな値となる。この時の電圧は使用する符号列によって
多少異なるが、擬似ランダム符号としてよく知られてい
るＭ系列符号を使用した場合、ピーク電圧の１／Ｎ倍の
電圧となる。その結果位相の一致した時点にピークをも
つ出力波形が得られる。

第３図に示した従来の受信復調回路の構成例は、中間周
波帯でＳＡＷマッチドフィルタを用いた回路の例であり
、中間周波数（ＩＦ）に変換された以後の回路を示して
いる。

図において、１５はＳＡＷマンチドフィルタ（ＭＦ）、
１６は同期検波器（ＤＥＴ）、１７はデータを判定する
サンプリング及び判定回路（ＳＭＰ）、１８は受信入力
に同期した搬送波を発生する搬送波再生回路（ＰＬＬＩ
）、１９は包絡線検波器（ＥＮＶ）、２０は拡散符号の
同期をとるタイミング同期回路（ＰＬＬ２）である。

第１図の波形ｅはＳＡＷマッチドフィルタ１５からの出
力で、擬似ランダム符号の一周期Ｔが入力したところに
相関のピークを有している。これをＰ　Ｌ　Ｌ　１　（
１８）で再生された搬送波で同期検波をすることにより
出力ｆが得られ、この波形ｆをピーク位置でサンプルす
ることにより復調出力ｇが得られる。ＥＮＶ（１９），
ＰＬＬ２（２０）はサンプルタイミングをこのピーク位
置に合わせるための回路である。

このようなＳＡＷマッチドフィルタを用いた復調回路に
よってＳ／Ｎの悪い受信入力に対しても正確に同期をと
って復調するためには、拡散符号の周期を長くすればよ
い．そこで、周期の長い拡散符号に同期をとるため、Ｓ
ＡＷマッチドフィルタの電極の数を多くし、各電極の出
力を合成した電圧がより鋭いピークをもつようにすれば
よい。

しかし、ＳＡＷデバイスは、入力電気信号が機械的振動
に変換されて圧電基板上の表面波として伝搬されるもの
であり、この時の伝搬速度は圧電基板の材質の温度特性
等により温度による影響を受ける。温度変化により伝搬
速度が変化すると、正確に１チップ時間ｔだけ遅延する
間隔で設けられた電極と、受信信号の拡散符号による変
調のタイミングとにずれが生じてくる。このタイミング
のずれは電極毎に累積されるため、ＳＡＷマッチドフィ
ルタの電極の段数が多くなる程ずれによる影響が大きく
なり出力電圧のピークが鈍くなってしまう。

このようにＳＡＷマッチドフィルタは、周期の長い拡散
符号に対しては、電極の数が多く伝搬方向の長さが長く
なり温度特性による影響が大きくなるため、拡散符号の
周期毎のピークレベルが低くなって効率良く相関を検出
することができなくなり、実用上復調回路に利用できな
いという欠点がある。

（発明の目的）本発明の目的は、このような欠点を解決するために、周
期の長い拡散符号に対しても従来のＳＡＷマッチドフィ
ルタを用いて効率良く相関を検出することができる受信
復調回路を提供することにある。

（発明の構成および作用）本発明の弾性表面波（以下ＳＡＷと略称する）マッチド
フィルタを用いた受信復調回路は、ＳＡＷマッチドフィ
ルタを用いたスペクトラム拡散通信方式の受信復調回路
において、入力信号の拡散符号の１周期の内前半の符号列の符号数
に対応した電極の数と該符号のそれぞれの極性に対応し
た極性を有する第１のＳＡＷマッチドフィルタと、前記入力信号を該第１のＳＡＷマッチドフィルタの遅延
時間に等しい時間だけ遅らせる遅延回路と、該遅延回路からの信号を前記拡散符号の１周期の内後半
の符号列の符号数に対応した電極の数と該符号のそれぞ
れの極性に対応した極性を有する第２のＳＡＷマッチド
フィルタとを備え、前記第１のＳＡＷマッチドフィルタ
の出力と前記第２のＳＡＷマッチドフィルタの出力とを
合成した合成出力を同期検波して復調するように構成さ
れたことを特徴とするものである。

以下図面により発明の詳細を説明する。

第４図は、本発明を実施した同期検波方式の受信復調回
路の構成例を示すブロソク図である。図において、２１
．　２３はＳＡＷマッチドフィルタ（ＭＦｌ，ＭＦ２）
、２２はＳＡＷマッチドフィルタ２１の総遅延時間に等
しい遅延時間をもつ遅延回路（ＤＬＹ）、２４は加算器
、２５は同期検波器（ＤＥＴ）、２６はデータを判定す
るサンプリング及び判定回路（ＳＭＰ）、２７は受信入
力に同期した搬送波を発生する搬送波再生回路（ＰＬＬ
Ｉ）、２８は包絡線検波器（ＥＮＶ）、２９は拡散符号
の同期をとるタイミング同期回路（ＰＬＬ２）である。

ここで、ＳＡＷマッチドフィルタＭＦＩとＭＦ２には拡
散符号の符号数に対応した電極の数とそれぞれの極性を
予め設定する必要があるが、拡散符号の前半をＭＦ２に
、後半をＭＦＩに設定する。

第５図は第４図の回路の各部の波形例図である。

ｈはＭＦＩの出力波形、ｉはＭＦ２の出力波形、ｊは加
算器２４の出力波形である。

加算器２４から後の回路の構成及び動作は前述した従来
の回路の場合と同一であるので省略する。

ＭＦＩとＭＦ２は別々のＳＡＷマッチドフィルタである
が、ＭＦ２に入力される信号は、ＭＦＩに入力される信
号よりＭＦＩの遅延時間と等しい時間だけＤＬＹ２２に
より遅延されて入力されるので、Ｍ　Ｆ　１　（２０）
とＤＬＹ２２及びＭ　Ｆ　２　（２３）とで構成される
回路は、あたかも一つのＳＡＷマッチドフィルタのよう
に動作して加算器２４に入力される．従って、加算器２
４の出力波形はＭＦＩの段数とＭＦ２の段数とが合計さ
れた段数のＳＡＷマッチドフィルタから出力される波形
と同じピークを持つ波形となり、第５図に示したように
波形ｈ，ｉが加算されて波形ｊになるためそれぞれのマ
ッチドフィルタの２倍のピークレベルをもつ相関出力が
得られる。遅延回路２２は、ＳＡＷ素子等で容易に実現
することができ、その遅延時間は搬送波の位相も含めて
正確にＭＦＩの遅延時間に等しく設定される。

以上の説明は、同期検波方式の場合について述べたが、
他の差動検波方式等についても同様の方法で実現できる
ことは明らかである。

（発明の効果）以上詳細に説明したように、本発明によって、従来困難
であった長い周期を持つ拡散符号に対しても、従来の温
度特性をもつＳＡＷマッチドフイルタを用いて受信復調
回路を構成することが可能となり、高速同期引き込みが
できる受信復調回路が実現でき、実用上極めて大きい効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は直接拡散方式の従来の受信復調回路の波形図、
第２図はＳＡＷマッチドフィルタの構成図、第３図は従
来の受信復調回路のブロック図、第４図は本発明の受信
復調回路のブロック図、第５図は第４図の回路の各部の
波形図である。１・・・ＳＡＷ素子、　２〜８・・・ＳＡＷ素子の電極
、９〜１４・・・加算器、　１５．　２１．　２３・・
・ＳＡＷマッチドフィルタ、　１６．　２５・・・同期
検波器、　１７．　２６・・・サンプリング判定回路、
　１８．　２７・・・搬送波再生回路、　１９．　２８
・・・包絡線検波器、　２０．　２９・・・タイミング
同期回路。

Claims

【特許請求の範囲】　弾性表面波マッチドフィルタを用いたスペクトラム拡
散通信方式の受信復調回路において、入力信号の拡散符
号の１周期の内前半の符号列の符号数に対応した電極の
数と該符号のそれぞれの極性に対応した極性を有する第
１の弾性表面波マッチドフィルタと、前記入力信号を該第１の弾性表面波マッチドフィルタの
遅延時間に等しい時間だけ遅らせる遅延回路と、該遅延回路からの信号を前記拡散符号の１周期の内後半
の符号列の符号数に対応した電極の数と該符号のそれぞ
れの極性に対応した極性を有する第２の弾性表面波マッ
チドフィルタとを備え、前記第１の弾性表面波マッチド
フィルタの出力と前記第２の弾性表面波マッチドフィル
タの出力とを合成した合成出力を同期検波して復調する
ように構成されたことを特徴とする弾性表面波マッチド
フィルタを用いた受信復調回路。