JP4657860B2 - 光送信装置および光通信システム - Google Patents

Description

本発明は、光送信装置および光通信システムに係わり、特に、ＰＳＫ変調を利用して光信号を送信する光送信装置、そのような光送信装置を含む光通信システムに係わる。

近年、光伝送システムの大容量化と長距離化に向けた光送信装置の実用開発が待望されている。特に、大容量化及び長距離化に適合した光変調方式を採る光送信装置の実システムへの導入期待が高まっている。その期待に応えるために、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）やＤＱＰＳＫ（Differential QPSK）といった位相変調方式を用いた光伝送システムが想定されている。

図３０は、ＱＰＳＫまたはＤＱＰＳＫ信号を送信する公知の光送信装置の構成を示す図である。図３０に示す光送信装置２０００おいて、光源（ＬＤ）２００１は、ＣＷ（Continuous Wave）光を生成する。光スプリッタ２００２は、ＣＷ光を分岐してアーム２００３、２００４に導く。アーム２００３、２００４には、それぞれ位相変調器２００５、２００６が設けられている。位相変調器２００５、２００６は、それぞれマッハツェンダ干渉計である。そして、位相変調器２００５は、データ１を利用してＣＷ光を位相変調し、位相変調器２００６は、データ２を利用してＣＷ光を位相変調する。なお、ＤＱＰＳＫにおいては、データ１、２は、ＤＱＰＳＫプリコーダにより符号化されている。光カプラ２００７は、位相変調器２００５、２００６により得られる変調信号を結合する。移相器２００８は、アーム２００３を介して光カプラ２００７へ導かれる光信号とアーム２００４を介して光カプラ２００７へ導かれる光信号との間に位相差π／２を与える。上記構成により、ＱＰＳＫ光信号またはＤＱＰＳＫ光信号が生成される。なお、ＤＱＰＳＫ光送信装置の構成および動作については、例えば、特許文献１に詳しく記載されている。

関連する技術として、特許文献２には、複数の光変調部を有する光ＳＳＢ（Single Side-Band）光変調器において、変調器の通常動作中に、各光変調部の直流バイアスを適正に補正するための技術が記載されている。なお、このＳＳＢ光変調器においても、１組のアームを伝播する光信号に対して位相差π／２を与える移相器が設けられている。

他の関連する技術として、特許文献３、４には、低周波信号を利用して変調器の動作を調整する構成が記載されている。
特表２００４−５１６７４３号公報 特開２００４−３１８０５２号公報 特開平３−２５１８１５号公報 特開平９−２６１２０７号公報

図３０に示す光送信装置において、移相器２００８により与えられる位相シフト量（ＱＰＳＫおよびＤＱＰＳＫでは、「π／２」）は、良好な受信品質を得るためには、正確に設定されている必要がある。しかし、この位相シフト量は、温度変化や経年劣化等により所定値からずれてしまうことがある。

しかし、従来の技術においては、温度変化や経年劣化等に対して移相器の位相シフト量を調整する構成が示されていなかった。
本発明の目的は、位相変調器を含む光送信装置において、位相シフト量を適切に調整できる構成を提供することである。

本発明の光送信装置は、データ信号に対応する変調光信号を送信する装置であって、入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の少なくとも一部を抽出する抽出手段と、上記抽出手段により抽出された周波数成分に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、を有する。

上記光送信装置において、位相シフト部の位相シフト量が適正値からずれると、変調光信号の中にシンボル周波数の整数倍の周波数以外の周波数成分が増加する。したがって、シンボル周波数の整数倍の周波数以外の周波数成分をモニタすれば、位相シフト量を適切に調整できる。

本発明の他の態様の光送信装置は、入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、上記第１および第２の光信号の少なくとも一方に低周波信号を重畳する重畳手段と、上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の少なくとも一部を抽出する抽出手段と、上記抽出手段により抽出された周波数成分に含まれている上記低周波信号またはその高調波信号について振幅または位相の少なくとも１つを検出する検出手段と、上記検出手段による検出結果に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、を有する。

上記光送信装置において、位相シフト部の位相シフト量が適切に設定されていれば、変調光信号の中に低周波信号の周波数の２倍の周波数成分が含まれる。よって、この周波数成分をモニタすれば、位相シフト量を適切に調整できる。一方、位相シフト量が適正値からずれると、変調光信号の中に低周波信号の周波数成分が含まれる。このとき、位相シフト量が適正値から正側にずれたときと負側にずれたときとでは、その変調光信号から検出される低周波信号の位相が互いに反転している。よって、低周波信号の位相をモニタすれば、位相シフト量を適切に調整できる。

本発明によれば、光送信装置が備える位相変調器内の移相要素の位相シフト量が適切に調整されるので、通信品質の劣化を抑えることができる。特に、温度変化、経時変化などに起因して位相シフト量のずれが発生しても、その位相シフト量は動的に適切に調整されるので、常に、通信品質の劣化が抑えられる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る光通信システムの構成を示す図である。図１に示す光通信システム１０００は、光送信装置１０１０、光受信装置１０２０、およびそれらの間を接続する伝送路光ファイバ１０３０を備える。光送信装置１０１０は、データ生成部１０１１および変調器１０１２を備える。データ生成部１０１１は、送信すべきデータを生成する。変調器１０１２は、データ生成部１０１１が生成するデータを利用して変調光信号を生成する。なお、変調方式は、特に限定されるものではないが、例えば、ＤＱＰＳＫである。光受信装置１０２０は、伝送路光ファイバ１０３０を介して伝送される光信号を復調してデータを再生する。伝送路光ファイバ１０３０上には、光アンプまたは光中継器が設けられていてもよい。

図２は、ＤＱＰＳＫ（または、ＱＰＳＫ）変調の原理を説明する図である。ＤＱＰＳＫ変調では、２ビットのデータ（data１、data２）が１つのシンボルとして送信される。このとき、各シンボルには、データ（data１、data２）の組合に応じて対応する位相が割り当てられる。図２に示す例では、シンボル（０，０）に対して「π／４」が割り当てられ、シンボル（１，０）に対して「３π／４」が割り当てられ、シンボル（１，１）に対して「５π／４」が割り当てられ、シンボル（０，１）に対して「７π／４」が割り当てられる。よって、光受信装置は、受信光の位相を検出することによりデータを再生できる。

上述の位相変調を実現するためには、連続（ＣＷ：Continuous Wave）光を２分岐した一方の分岐光をデータdata１で位相変調し、他方の分岐光をデータdata２で位相変調する。そして、このとき、データdata１に対して割り当てる位相と、データdata２に対して割り当てる位相とが互いに「π／２」だけシフトされる。すなわち、ＤＱＰＳＫ変調においては、π／２位相シフトを発生させるデバイスが必要である。

図３は、ＤＱＰＳＫ変調における通信品質の劣化について説明する図である。ＤＱＰＳＫ変調の光送信装置は、上述したように、π／２位相シフトを発生させるデバイスを備える。しかし、温度変化、経年変化等により位相シフト量が「π／２」からずれると、図３に示すように、位相平面上における各シンボルの位置もずれてしまい、光受信装置において誤ってデータを認識する可能性が高くなってしまう。すなわち、ＤＱＰＳＫ変調方式の通信品質を向上させるためには、光送信装置の変調器が備えるπ／２位相シフトデバイスの精度を高く保つことが重要である。
＜第１の実施形態＞
図４は、本発明の第１の実施形態の光送信装置の構成を示す図である。なお、この光送信装置は、ＤＱＰＳＫ変調光信号を生成して送信するものとする。

図４において、クロック信号発生部１は、クロック信号を生成する。クロック信号の周波数は、例えば、シンボル周波数である。この場合、送信データのビットレートが４３Ｇｂｐｓであるものとすると、シンボル周波数は２１．５ＧＨｚとなる。駆動信号発生部２は、変調光信号を生成するためのデータ信号DATA１、DATA２を生成する。ここで、データ信号DATA１、DATA２は、ＤＱＰＳＫプリコーダを用いて送信データを符号化することにより得られる。光源（ＬＤ）３は、例えば半導体レーザであり、ＣＷ光を生成する。ＣＷ光の波長は、特に限定されるものではないが、例えば１５５０ｎｍ帯が使用される。

データ変調部１０は、図２を参照しながら説明したように、データ信号DATA１、DATA２を利用してＣＷ光を変調することによりＤＱＰＳＫ光信号を生成する。データ変調部１０は、干渉計であり、入力ＣＷ光を分岐する光スプリッタ、光スプリッタにより得られる１組の光信号を伝搬する１組の光導波路（アーム１１、アーム１２）、および１組の光導波路を介して伝搬される光信号を結合する光カプラを備える。アーム１１、１２上には、それぞれ、位相変調器１３、１４が設けられている。位相変調器１３、１４は、それぞれ例えば、マッハツェンダ（Mach-Zehnder）干渉計である。位相変調器１３は、データ信号DATA１が与えられる変調電極１５を備え、位相変調器１４は、データ信号DATA２が与えられる変調電極１７を備える。そして、位相変調器１３、１４は、それぞれ、データ信号DATA１、DATA２を利用してＣＷ光を位相変調する。なお、位相変調器１３、１４は、それぞれ、ＤＣドリフトを補償するためのバイアス信号が与えられるバイアス入力部１６、１８を備える。

位相シフト部１９は、アーム１１、１２を介して伝搬される１組の光信号間に所定の位相差を付与する。「所定の位相差」は、ＤＱＰＳＫにおいては、「ｎπ／２（ｎは、任意の奇数）」である。なお、位相シフト部１９は、例えば、アーム１２を構成する光導波路の光学長を変えることにより、その光導波路を伝搬する光信号の位相を調整する。位相シフト部１９は、例えば、アーム１２を構成する光導波路の一部の温度を変えることによりその光学長を調整するヒーターである。

強度変調器２０は、例えばマッハツェンダ干渉計であり、クロック信号が与えられる変調電極２１、およびＤＣドリフトを補償するためのバイアス信号が与えられるバイアス入力部２２を備える。そして、強度変調器２０は、クロック信号を利用して、データ変調部１０により生成されるＤＱＰＳＫ光信号を強度変調（光ＲＺ変調）する。これにより、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号が生成される。なお、ＲＺ−ＤＰＳＫ信号は、シンボルレートに相当する周期でＤＰＳＫ信号の光パワーを低下させることにより得られる。

データ変調器１０および強度変調器２０としてＬＮ（LiNbO₃）変調器を用いた場合、ＬＮ変調器には偏波依存性があるので、光源３とデータ変調器１０との間、およびデータ変調器１０と強度変調器２０との間の接続には、偏波保持ファイバを用いても良い。なお、偏波保持ファイバを用いる構成は、基本的に、すべての実施形態に適用されることが望ましい。

受光器（ＰＤ：Photo Detector）３１は、データ変調部１０から出力されるＤＱＰＳＫ光信号の一部を電気信号に変換する。なお、受光器３１は、例えば、シンボル周波数またはそれ以上のカットオフ周波数を有する高速フォトダイオード（あるいはフォトトランジスタ等）である。フィルタ３２は、受光器３１の出力信号から所定の周波数成分を抽出する。具体的には、フィルタ３２は、シンボル周波数のＮ（Ｎは１を含む整数）倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を通過させるフィルタであり、バンドパスフィルタ、或いは、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有するローパスフィルタである。モニタ部３３は、フィルタ３２の出力信号のパワーを検出する。

位相差制御部３４は、モニタ部３３による検出結果（すなわち、フィルタ３２の出力信号のパワーを表す信号）に基づいて、位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。位相シフト部１９が光導波路の温度を変えるためのヒーターを含んで構成される場合は、位相差制御部３４は、モニタ部３３による検出結果に基づいて、そのヒーターに供給する電流を調整する。なお、上記構成において、受光器３１の代わりに、強度変調器２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号の一部を電気信号に変換する受光器３５を配置するようにしてもよい。この場合、フィルタ３２は、その受光器３５の出力信号から所定の周波数成分を抽出する。

図５（ａ）は、位相シフト部１９の位相シフト量と強度変調器２０の出力信号の波形との関係についてのシミュレーション結果である。また、図５（ｂ）は、位相シフト部１９の位相シフト量と強度変調器２０の出力信号のスペクトルとの関係についてのシミュレーション結果である。

図５（ａ）に示すように、位相シフト部１９の位相シフト量が正確に「π／２」であれば、強度変調器２０の出力信号は、シンボル周期で概ね一定の光パワーが出現する波形となる。よって、この場合、強度変調器２０の出力信号は、図５（ｂ）に示すように、シンボル周波数成分（ここでは、２１．５ＧＨｚ）およびその高調波成分（４３ＧＨｚ等）以外の周波数成分が小さいスペクトルを有する。一方、位相シフト部１９の位相シフト量が「π／２」からずれると、図５（ａ）に示すように、強度変調器２０の出力信号は、ランダムな周期で異なる光パワーが出現する波形となる。よって、この場合、強度変調器２０の出力信号のスペクトルは、図５（ｂ）に示すように、様々な周波数を含むことになる。

図６は、強度変調器２０の出力信号をモニタしたときのフィルタ３２の出力信号のパワーと位相シフト量との関係を示す図である。ここでは、フィルタ３２には、受光器３５の出力信号が与えられるものとする。また、フィルタ３２は、カットオフ周波数が１００ＭＨｚであるローパスフィルタであり、受光器３５のカットオフ周波数は、フィルタ３２のそれよりも高いものとする。さらに、図６は、フィルタ３２の出力信号のパワーの最小値を基準とした相対値を示している。なお、図６の横軸は、「π／２」からのずれを表している。

位相シフト部１９の位相シフト量が正確に「π／２」であれば、上述したように、シンボル周波数成分またはその高調波成分以外の周波数成分は小さい。このため、この場合、モニタ部３３により検出されるパワーは、図６に示すように、最小になる。一方、位相シフト量に「π／２」からのずれが発生すると、シンボル周波数成分またはその高調波成分以外の周波数成分が大きくなる。すなわち、様々な周波数成分（特に、シンボル周波数よりも低い成分）を多く含んでいる。よって、この場合、モニタ部３３により検出されるパワーは、図６に示すように、位相シフト量が「π／２」であるときのパワーよりも高くなる。なお、このときのパワーは、「π／２」からのずれ量に応じて決まる。

このように、フィルタ３２の出力信号のパワーは、位相シフト部１９の位相シフト量が正確に「π／２」に調整されているときに最小になる。したがって、フィルタ３２の出力信号のパワーが最小になるようにフィードバック制御を行えば、位相シフト部１９の位相シフト量が「π／２」に収束することになる。

図７（ａ）は、位相シフト部１９の位相シフト量とデータ変調部１０の出力信号の波形との関係についてのシミュレーション結果である。また、図７（ｂ）は、位相シフト部１９の位相シフト量とデータ変調部１０の出力信号のスペクトルとの関係についてのシミュレーション結果である。さらに、図８は、データ変調部１０の出力信号をモニタしたときのフィルタ３２の出力信号のパワーと位相シフト量との関係を示す図である。すなわち、フィルタ３２には、受光器３１の出力信号が与えられる。なお、上述の例と同様に、フィルタ３２は、カットオフ周波数が１００ＭＨｚであるローパスフィルタであり、受光器３１のカットオフ周波数は、フィルタ３２のそれよりも高いものとする。

図７（ｂ）および図８に示すように、データ変調部１０の出力信号をモニタした場合であっても、強度変調器２０の出力信号をモニタした場合と同様に、シンボル周波数成分またはその高調波成分以外の周波数成分は、位相シフト部１９の位相シフト量が「π／２」であるときに最小になる。したがって、この場合も、フィルタ３２の出力信号のパワーが最小になるようにフィードバック制御を行えば、位相シフト部１９の位相シフト量が「π／２」に収束する。

なお、図６および図８を比較すると、位相シフト量のずれに対するパワーの変動は、データ変調部１０の出力信号をモニタする構成よりも、強度変調器２０の出力信号をモニタする構成の方が急峻で且つ大きくなる。例えば、位相シフト量が「π／２」から５度ずれたときにモニタ部３３で検出されるパワー変動は、前者の構成では１０ｄＢ以下であるが、後者の構成では２０ｄＢ以上となる。このため、強度変調器２０の出力信号をモニタする構成の方が、位相シフト部１９の位相シフト量を精度よく調整するうえで有利である。ただし、強度変調器２０において損失が発生するので、受光器３５に入力される光信号のパワーはその分だけ低下する。このため、受光器３１、３５のいずれを採用するかは、実際の装置において各点の光パワーを考慮して決めることが望ましい。

図９は、第１の実施形態の光送信装置の変形例である。図９に示す光送信装置は、図４に示す光送信装置が備える受光器３１およびフィルタ３２を受光器３６に置き換えることにより（或いは、受光器３５およびフィルタ３２を受光器３７に置き換えることにより）実現される。ここで、受光器３６、３７は、例えば中速フォトダイオードであり、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有する。そうすると、図４に示す光送信装置と同じ機能が実現される。すなわち、受光器３６、３７のカットオフ周波数が１００ＭＨｚであれば、図５〜図８に示す特性が得られる。
＜第２の実施形態＞
図１０は、本発明の第２の実施形態の光送信装置の第１の構成を示す図である。第２の実施形態の光送信装置においては、低周波信号を利用して位相シフト量が調整される。なお、図４および図１０において共通して使用する符号は、同じ要素を指し示している。

低周波発振器４１は、数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度の低周波信号を生成する。以下では、この低周波信号の周波数を「ｆ0 」と呼ぶことにする。この低周波信号は、例えば正弦波信号であり、その振幅は、送信すべき光信号に悪影響を与えない程度に十分に小さいものとする。そして、この低周波信号は、低周波重畳部４２を介して位相シフト１９に与えられる。これにより、位相シフト部１９における位相シフト量は、この低周波信号の電圧に応じて周期的に変化することになる。

低周波検出部４３は、低周波発振器４１が生成する低周波信号を利用して、モニタ部３３の出力信号に含まれているｆ0 成分信号を同期検波する。ここで、低周波検出部４３は、周波数ｆ0 を通過させるローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを含んでいてもよい。なお、同期検波を行う回路の構成および動作は、公知の技術なので説明を省略する。そして、位相差制御部４４は、低周波検出部４３による検出結果（例えば、ｆ0 成分信号の位相または振幅）に基づいて、位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。

図１１は、第２の実施形態おける位相シフト量の調整方法の原理を説明する図である。モニタ部３３により検出されるパワーは、図１１（ａ）に示すように、位相シフト部１９の位相シフト量に依存し、その位相シフト量が「π／２」のときに最小になる。なお、図１１（ａ）に示す関係は、図６と同じものである。

位相シフト部１９に低周波信号が与えられる。そうすると、位相シフト部１９の位相シフト量は、周波数ｆ0 で変化することとなる。このとき、位相シフト量が「π／２」または「π／２」に近い値であれば、低周波信号が与えられたときの位相シフト量は、フィルタ３２を通過する周波数成分のパワーが極小値となる点を跨ぐようにして振動することになる。例えば、低周波信号の１周期期間（時刻ｔ１〜ｔ５）において、フィルタ３２を通過する周波数成分のパワーは次のように変化する。時刻ｔ１：約＋３０ｄＢ（相対値）、時刻ｔ２：ゼロ（相対値）、時刻ｔ３：約＋３０ｄＢ（相対値）、時刻ｔ４：ゼロ（相対値）、時刻ｔ５：約＋３０ｄＢ（相対値）。すなわち、この場合、フィルタ３２を通過する周波数成分のパワーは、図１１（ｂ）に示すように、周波数２ｆ0 で振動することになる。したがって、モニタ部３３の出力信号は、２ｆ0 成分を含むことになる。

一方、位相シフト量が「π／２」からずれると、低周波信号が与えられたときの位相シフト量は、フィルタ３２を通過する周波数成分のパワーが極小値となる点から離れた領域で振動することになる。例えば、時刻ｔ１〜ｔ５において、フィルタ３２を通過する周波数成分のパワーは次のように変化する。時刻ｔ１：約＋３６ｄＢ（相対値）、時刻ｔ２：約＋３９ｄＢ（相対値）、時刻ｔ３：約＋４２ｄＢ（相対値）、時刻ｔ４：約＋３９ｄＢ（相対値）、時刻ｔ５：約＋３６ｄＢ（相対値）。すなわち、この場合、モニタ部３３の出力信号は、図１１（ｃ）に示すように、ｆ0 成分を含むが、２ｆ0 成分を含まないことになる。

このように、位相シフト量が「π／２」からずれていると、モニタ部３３の出力信号から２ｆ0 成分は検出されない。そして、位相シフト量が「π／２」に近づくと、モニタ部３３の出力信号から２ｆ0 成分が検出されるようになると共に、ｆ0 成分は低下していく。したがって、低周波検出部４３により検出される周波数成分ｆ0 が最小になるように、または、低周波検出部４３により検出される周波数成分２ｆ0 が最大になるように位相シフト部１９に対してフィードバック制御を行えば、位相シフト量を「π／２」に収束させることができる。

なお、位相シフト量が正側にずれた場合と負側にずれた場合とでは、モニタ部３３から出力されるｆ0 成分信号の位相が互いに反転している。したがって、位相差制御手部４４は、低周波検出部４３により検出されるｆ0 成分信号の位相に基づいて、位相シフト部１９による位相シフト量を増やすべきか減らすべきか（すなわち、正側に回転させるか負側に回転させるか）を決定することができる。

図１２および図１３は、検出されるｆ0 成分と位相ずれとの関係を示す図である。なお、図１２は、受光器３５を利用してＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号をモニタした場合のｆ0 成分を示しており、図１３は、受光器３１を利用してＤＱＰＳＫ光信号をモニタした場合のｆ0 成分を示している。

図１２および図１３に示すように、特に位相シフト量が「π／２」に近い領域（すなわち、位相ずれがゼロに近い領域）において、「位相シフト量のずれ」に対する「低周波検出部４３により検出されるｆ0 成分のパワー」の変化は、データ変調部１０から出力されるＤＱＰＳＫ光信号をモニタした場合と比べて、強度変調器２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号をモニタした場合の方が大きくなる。したがって、同期検波により得られる信号の振幅は、受光器３５を利用する構成の方が大きくなる。

図１４は、第２の実施形態の光送信装置の第２の構成を示す図である。図１４に示す光送信装置は、図１０に示す光送信装置が備える受光器３１およびフィルタ３２を受光器３６に置き換えることにより（或いは、受光器３５およびフィルタ３２を受光器３７に置き換えることにより）実現される。ここで、受光器３６、３７は、図９を参照しながら説明したように、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有する。そうすると、図１０に示す光送信装置と同じ機能が実現される。

図１５は、第２の実施形態の光送信装置の第３の構成を示す図である。第３の構成においては、周波数成分２ｆ0 （低周波発振器４１により生成される低周波信号の２倍の周波数）を利用して位相シフト量が調整される。

フィルタ４５は、周波数成分２ｆ0 を通過させるバンドパスフィルタである。２f0成分検出部４６は、フィルタ４５の出力信号の振幅を検出する。すなわち、２f0成分検出部４６は、２ｆ0 成分の振幅を検出する。そして、位相差制御部４７は、２f0成分検出部４６により検出される２ｆ0 成分の振幅が最大になるように、位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。なお、位相シフト部１９の位相シフト量が「π／２」であるときに２ｆ0 成分の振幅が最大になることは、図１１を参照しながら説明した通りである。

図１６は、第２の実施形態の光送信装置の第４の構成を示す図である。なお、図１６においては（図１７〜図２６においても）、クロック信号発生部１および駆動信号発生部２は省略されている。また、制御部１０４は、図１０に示すモニタ部３３、低周波検出部４３、位相差制御部４４に相当する。あるいは、制御部１０４は、図１５に示すフィルタ４５、２f0成分検出部４６、位相差制御部４７に相当する。

第４の構成においては、位相変調器１３、１４の後段に、それぞれ電極１０１、１０２が設けられている。移相器１０３は、低周波発振器４１により生成される低周波信号に基づいて、位相差ｎπ／２（ｎは、０及び４の整数数の自然数を除く）を持った１組の低周波信号（ｆ0(θ)、ｆ0(θ−ｎπ／２)）を生成する。そして、一方の低周波信号ｆ0(θ)は電極１０１に与えられ、他方の低周波信号ｆ0(θ−ｎπ／２)は電極１０２に与えられる。これにより、位相変調器１３から出力される変調光に対して低周波信号ｆ0(θ)が重畳され、位相変調器１４から出力される変調光に対して低周波信号ｆ0(θ−ｎπ／２)が重畳される。

第１〜第３の構成では、低周波信号は位相シフト部１９に与えられる。これに対して第４の構成では、１組の低周波信号が電極１０１、１０２に与えられる。なお、第３の構成においても、第１または第２の構成と同様の動作で位相シフト量を調整できることがシミュレーションにより確認されている。

図１７は、第２の実施形態の光送信装置の第５の構成を示す図である。第５の構成においては、周波数成分ｆ0 および周波数成分２ｆ0 の双方を利用して位相シフト量が調整される。

低速受光器１１１は、データ変調部１０から出力されるＤＱＰＳＫ光信号を電気信号に変換する。ここで、このＤＱＰＳＫ光信号には、低周波信号ｆ0 が重畳されている。また、低速受光器１１１は、低周波発振器４１により生成される低周波信号数の２倍の周波数を検出できる程度の帯域（例えば、ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）を有する。なお、低速受光器１１１に代わりに、強度変調器２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号を電気信号に変換する低速受光器１１５を使用することもできる。

フィルタ１１２は、周波数成分ｆ0 を通過させるバンドパスフィルタである。位相比較器１１３は、低周波発振器４１により生成される低周波信号の位相φ１とフィルタ１１２から出力される低周波信号の位相φ２とを比較する同期検波を行い、フィルタ１１２の出力信号の位相の符号を検出する。このとき、位相比較器１１３は、例えば、位相φ１および位相φ２が同相であれば「正」を表す符号信号を出力し、位相φ１および位相φ２が互いに逆相であれば「負」を表す符号信号を出力するようにしてもよい。なお、フィルタ４５および２f0成分検出部４６は、図１５を参照しながら説明した通りであり、２ｆ0 成分の振幅を検出する。

制御部１１４は、位相比較器１１３および２f0成分検出部４６の出力に基づいて位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。すなわち、制御部１１４は、例えば、２f0成分検出部４６により検出される振幅が最大になるように位相シフト量を調整する際に、位相比較器４６により検出される符号に基づいて、ＤＣバイアスを増加するべきか低下させるべきかを決定する。

図１８は、第２の実施形態の光送信装置の第６および第７の構成を示す図である。第６および第７の構成においては、位相シフト部１９の位相シフト量の調整に加えて、位相変調器１３、１４のＤＣドリフト（マッハツェンダ型変調器の動作点ずれ）の補償、および強度変調器２０のＤＣドリフトの補償も行われる。なお、図１８においては図示していないが、第１〜第５の構成と同様に、光信号に低周波信号が重畳されるものとする。

モニタ部１２０は、データ変調部１０から出力されるＤＱＰＳＫ光信号および／または強度変調器２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号に重畳されている低周波信号をモニタする。位相シフト制御部１３０は、モニタ部１２０によるモニタ結果に基づいて、制御信号１を利用して位相シフト部１０の位相シフト量を調整する。なお、位相シフト制御部１３０の動作は、図１０〜図１７を参照しながら説明した通りである。２Ｖπ対応ＡＢＣ（Automatic Bias Control）部１４０は、モニタ部１２０によるモニタ結果に基づいて、位相変調器１３、１４のＤＣドリフトを補償するための制御信号２、３を生成する。なお、２Ｖπ対応ＡＢＣ部の構成および動作については、例えば、特開２０００−１６２５６３号公報に詳しく記載されている。Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、モニタ部１２０によるモニタ結果に基づいて、強度変調器２０のＤＣドリフトを補償するための制御信号４を生成する。なお、Ｖπ対応ＡＢＣの動作は、公知の技術である。

図１９は、第２の実施形態の光送信装置の第６の構成の制御系の動作を説明する図である。第６の構成では、時分割方式で調整および補償が行われる。すなわち、モニタ部１２０は、位相シフト量の調整のためのモニタ動作、位相変調器１３、１４のＤＣドリフトの補償のためのモニタ動作、強度変調器２０のＤＣドリフトの補償のためのモニタ動作を時分割方式で行う。切替制御部１２１は、モニタ部１２０によるモニタ結果の転送先（位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０）を順番に切り替える。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて、時分割方式で制御信号１〜４を生成する。なお、低周波信号ｆ0 は、例えば、切替制御部１２１において生成される。この場合、低周波信号ｆ0 は、例えば、制御信号１に重畳されて位相シフト部１９に与えられ、制御信号２、３に重畳されて位相変調器１３、１４に与えられ、制御信号４に重畳されて強度変調器２０に与えられる。

図２０〜図２２は、第６の構成の実施例である。図２０に示す光送信装置においては、モニタ部１２０ａは、数１０ＭＨｚ〜数ＧＨｚ程度の帯域を有する中速受光器であり、シンボル周波数よりも低い所定の連続した周波数成分を検出する。なお、モニタ部１２０ａは、受光器３１およびフィルタ３２の組合せ、あるいは、受光器３６に相当する。そして、位相シフト制御部１３０は、モニタ部１２０ａによるモニタ結果に基づいて制御信号１を生成する。これにより、位相シフト部１９の位相シフト量が調整される。一方、モニタ部１２０ｂは、数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度の帯域を有する低速受光器であり、低周波信号ｆ0 を検出する。切替制御部１２１ａは、モニタ部１２０ｂによるモニタ結果の転送先（２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０）を順番に切り替える。そして、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて、時分割方式で制御信号２〜４を生成する。

図２１に示す光送信装置においては、切替制御部１２１ｂは、モニタ部１２０ａによるモニタ結果の転送先（位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２）を順番に切り替える。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２は、与えられるモニタ結果に基づいて、時分割方式で制御信号１〜３を生成する。Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、モニタ部１２０ｂによるモニタ結果に基づいて制御信号４を生成する。

図２２に示す光送信装置においては、切替制御部１２１ｃは、モニタ部１２０ａによるモニタ結果の転送先（位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０）を順番に切り替える。ここで、モニタ部１２０ａは、強度変調器２０の出力光をモニタする。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて、時分割方式で制御信号１〜４を生成する。

図２３は、第２の実施形態の光送信装置の第７の構成の制御系の動作を説明する図である。第７の構成では、互いに周波数の異なる複数の低周波信号を利用して、位相シフト量およびＤＣドリフトの調整が行われる。すなわち、周波数ｆ0 の低周波信号を用いて位相シフト部１９の位相シフト量が調整され、周波数ｆ1 低周波信号を用いて位相変調器１３のＤＣドリフトが調整され、周波数ｆ2 低周波信号を用いて位相変調器１４のＤＣドリフトが調整され、周波数ｆ3 低周波信号を用いて強度変調器２０のＤＣドリフトが調整される。なお、周波数ｆ0 〜ｆ3 は、いずれも、数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度である。また、低周波信号ｆ0 は、制御信号１に重畳されて位相シフト部１９に与えられ、低周波信号ｆ1 、ｆ2 は、それぞれ制御信号２、３に重畳されて位相変調器１３、１４に与えられ、低周波信号ｆ3 は、制御信号４に重畳されて強度変調器２０に与えられる。

モニタ部１６１は、周波数成分ｆ0 〜ｆ3 （或いは、２×ｆ0 〜２×ｆ3 ）を同時にモニタする。一括制御部１６２は、モニタ部１６１により得られる各モニタ結果をそれぞれ位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０へ転送する。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて、制御信号１〜４を生成する。この構成によれば、位相シフト量の調整およびＤＣドリフトの補正を同時に行うことができる。

図２４〜図２６は、第７の構成の実施例である。図２４に示す光送信装置においては、位相シフト制御部１３０は、モニタ部１２０ａによるモニタ結果に基づいて制御信号１を生成する。これにより、位相シフト部１９の位相シフト量が調整される。一方、一括制御部１６２ａは、モニタ部１２０ｂによるモニタ結果を２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０に通知する。そして、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて制御信号２〜４を生成する。

図２５に示す光送信装置においては、一括制御部１６２ｂは、モニタ部１２０ａによるモニタ結果を位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２に与える。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２は、与えられるモニタ結果に基づいて制御信号１〜３を生成する。Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、モニタ部１２０ｂによるモニタ結果に基づいて制御信号４を生成する。

図２６に示す光送信装置においては、一括制御部１６２ｃは、モニタ部１２０ａによるモニタ結果を位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０に与える。ここで、モニタ部１２０ａは、強度変調器２０の出力光をモニタする。そして、位相シフト制御部１３０、２Ｖπ対応ＡＢＣ部１４１、１４２、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０は、与えられるモニタ結果に基づいて、制御信号１〜４を生成する。

なお、図１９〜図２６においては、互いに異なるタイミングで制御信号１〜４を生成する時分割方式、および互いに異なる周波数の低周波信号を利用して同時に制御信号１〜４を生成する周波数分割方式を示したが、これらを組合せることも可能である。
＜第３の実施形態＞
図２７は、本発明の第３の実施形態の光送信装置の第１の構成を示す図である。図２８は、本発明の第３の実施形態の光送信装置の第２の構成を示す図である。なお、図４、図２７、図２８において共通して使用する符号は、同じ要素を指し示している。また、受光器として、受光器３１または受光器３５のどちらを用いても良い。

図２７において、ＤＣ成分除去要素５１は、例えばコンデンサであり、フィルタ３２の出力信号からＤＣ成分を除去する。ミキサ５２は、ＤＣ成分除去要素５１の出力信号を二乗する。ここで、ミキサ回路５２は、特に限定されるものではないが、例えば、ギルバートセルを含むアナログ掛け算回路により実現される。この場合、アナログ掛け算回路を用いてＤＣ成分除去要素５１の出力信号を互いに掛け合わせることにより二乗信号が得られる。積分回路５３は、ミキサ５２から出力される二乗信号を積分する。積分時間は、例えば、シンボル時間の数千〜数万倍程度である。また、積分回路５３は、この積分演算を繰り返し実行する。そして、位相差制御部５４は、積分回路５３により得られる積分結果に基づいて、位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。

図２８に示す第２の構成の光送信装置は、図２７に示す積分回路５３の代わりにピークホールド回路５５を備える。ピークホールド回路５５は、ミキサ５２から出力される二乗信号のピーク値を検出する。サンプリング時間は、例えば、シンボル時間の数千〜数万倍程度である。また、ピークホールド回路５５は、このサンプリング・ホールド動作を繰り返し実行する。そして、位相差制御部５６は、ピークホールド回路５５により得られるピーク値に基づいて、位相シフト部１９の位相シフト量を調整する。

図２９（ａ）は、ミキサ５２の出力信号（即ち、二乗信号）の波形を示す図である。また、図２９（ｂ）は、位相シフト量と二乗信号の平均パワーとの関係を示す図である。なお、二乗信号の平均パワーは、積分回路５３により得られる積分値と等価である。

これらの図に示されるように、ミキサ５２から出力される二乗信号の平均パワーは、位相シフト部１９の位相シフト量が正確に「π／２」であるとき（すなわち、位相シフト部１９の位相シフト量のずれがゼロであるとき）、最小になる。そして、「π／２」からのずれが大きくなると、それに伴って二乗信号の平均パワーも大きくなる。したがって、ミキサ５２から出力される二乗信号についての積分値または平均値を周期的に算出し、この値が最小になるようにフィードバック制御を行えば、位相シフト部１９の位相シフト量を「π／２」に収束させることができる。

図２７に示す光送信装置において、ＤＣ成分除去要素５１を設けなくても位相シフト量を調整することができる。この場合、ミキサ５２はフィルタ３２の出力信号を二乗する。そうすると、その二乗信号についての積分値または平均値は、位相シフト部１９の位相シフト量に依存しており、位相シフト量が「π／２」のときに最小になる。したがって、同様のフィードバック制御により位相シフト量を適切に調整できる。ただし、ＤＣ成分が残存する状態で二乗信号が生成されると、位相シフト量の変動に対して、その二乗信号についての積分値または平均値の変化が小さくなる。よって、ＤＣ成分除去要素５１を設けた方が位相シフト量の調整精度が高くなる。

なお、フィルタ３２の出力信号についての積分値または平均値は、位相シフト量によらず一定の値になる。また、ＤＣ成分除去要素５１の出力信号についての積分値または平均値は、位相シフト量によらずゼロになる。

図２９（ｃ）は、位相シフト量と二乗信号のピークパワーとの関係を示す図である。なお、二乗信号のピークパワーは、図２８に示すピークホールド回路５５によって検出される。

ミキサ５２から出力される二乗信号のピークパワーは、位相シフト部１９の位相シフト量が正確に「π／２」であるときに最小になる。そして、「π／２」からのずれが大きくなると、それに伴って二乗信号のピークパワーも大きくなる。したがって、ミキサ５２から出力される二乗信号についてのピークパワーを周期的に算出し、この値が最小になるようにフィードバック制御を行えば、位相シフト部１９の位相シフト量を「π／２」に収束させることができる。

なお、図２８に示す光送信装置において、ＤＣ成分除去要素５１を設けない場合であっても、二乗信号についてのピークパワーは、位相シフト部１９の位相シフト量に依存しており、位相シフト量が「π／２」のときに最小になる。すなわち、図２８に示す光送信装置においても、ＤＣ成分除去要素５１を設けることなく位相シフト量を適切に調整することができる。

また、図５（ａ）または図７（ａ）に示すように、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号またはＤＱＰＳＫ光信号のピーク光パワーは、位相シフト量が「π／２」であるときに最小である。よって、光信号の検出系（受光素子、ピークホールド回路など）がシンボルレートに追従可能ならば、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号またはＤＱＰＳＫ光信号のピーク光パワーに応じて位相シフト量を調整することも可能である。
＜実施形態のバリエーション＞
データ変調部１０において、位相シフト部１９は、位相変調器１３または１４の前段に設けられてもよいし、位相変調器１３または１４の後段に設けられてもよい。

実施形態の光送信装置において、強度変調器２０は、データ変調部１０の後段に設けられてもよいし、データ変調部１０の前段に設けられてもよい。
実施形態の光送信装置においては、データ変調部１０から出力されるＤＱＰＳＫ光信号の一部が分岐されて受光器３１（または、受光器３６）に導かれる。あるいは、強度変調器２０から出力されるＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号の一部が分岐されて受光器３５（または、受光器３７）に導かれる。このとき、これらの光信号は、例えば、光スプリッタにより分岐されて対応する受光器に導かれる。ただし、本発明において光信号の「分岐」は、光スプリッタで分岐する構成に限定されるものではなく、光導波路の結合部から漏れる放射光を受光器に導くようにしてもよい。なお、ＭＺ変調器の漏れ光をモニタする技術については、例えば、特開平１０−２２８００６号公報に記載されている。また、データ変調部１０または強度変調器２０の出力側導波路がＸカプラ（交差導波路）で結合されている場合は、同相光信号を主信号として出力すると共に、逆相光信号を受光器に導くようにしてもよい。なお、Ｘ分岐光変調器については、例えば、特開２００１−２４４８９６号公報に記載されている。

ＤＱＰＳＫ光信号またはＲＺ−ＤＱＰＳＫ光信号の分岐光を検出する受光器（３１、３５、３６、３７）は、変調器（データ変調部１０、強度変調器２０）に内蔵されていてもよいし、変調器の外部に設けられてもよい。

位相シフト部１９の位相シフト量は、例えば、光導波路の屈折率を変化させることにより調整される。この場合、光導波路の屈折率は、例えば、光導波路の近傍に薄膜ヒーターなどを配置し光導波路の温度を変化させること、あるいは圧電素子などを配置して適切な電圧を印加して光導波路に応力を加えこと、または電圧を印加して電気光学効果（ポッケルス効果）を誘発することにより調整される。

上述の実施形態において、位相シフト部１９は、一方の光導波路に配置されているが、１組の光導波路の双方に配置してもよい。この場合、１組の光導波路に配置される位相シフト部（電極、薄膜ヒータ、圧電素子など）への印加電圧、温度などを非対称にすることにより相対的な位相差を与えることができる。

強度変調器２０がＣＳＲＺ（Carrier Suppressed Return to Zero）変調を行う場合は、図１８〜図２６において、Ｖπ対応ＡＢＣ部１５０の替わりに２Ｖπ対応ＡＢＣ部が使用される。

また、図２７および図２８において、ミキサ５２の代わりに、絶対値回路を用いても同様の効果を得られる。絶対値回路は、ＤＣ成分除去回路から出力される信号を全波整流する回路であり、特に限定されるものではないが、例えば、複数のダイオードを接続した全波整流回路、あるいはオペアンプを利用して形成される全波整流回路により実現される。

さらに、上述の実施例では、主に、ＤＱＰＳＫ変調について説明したが、本発明の制御は、ＱＰＳＫ変調にもそのまま適用可能である。また、本発明は、２ⁿ ＰＳＫ（ｎ≧３）あるいはＱＡＭにも適用可能である。ただし、本発明をこれらの変調方式に適用する場合には、例えば、データ変調部に入力されるデータ信号として４値以上の多値データを用いるようにする。

本発明は、上述の第１〜第３の実施形態、および以下の構成を含む。
（付記１）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の少なくとも一部を抽出する抽出手段と、
上記抽出手段により抽出された周波数成分に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。

（付記２）
上記抽出手段は、
上記変調信号を受光する受光器と、
上記受光器の出力信号からシンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタ、を含む、
ことを特徴とする付記１に記載の光送信装置。

（付記３）
上記フィルタは、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有するローパスフィルタである
ことを特徴とする付記２に記載の光送信装置。

（付記４）
上記抽出手段は、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有する受光素子である
ことを特徴とする付記１に記載の光送信装置。

（付記５）
上記位相差制御手段は、上記抽出手段により抽出された周波数成分のパワーを最小化するように、上記位相シフト部の位相シフト量を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の光送信装置。

（付記６）
上記変調光信号は、ＱＰＳＫ光信号またはＤＱＰＳＫ光信号であり、
上記位相差制御手段は、上記第１および第２の光信号間に位相差ｎπ／２（ｎは、奇数）が与えられるように上記位相シフト部の位相シフト量を制御する
ことを特徴とする付記１に記載の光送信装置。

（付記７）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号に対して強度変調を行ってＲＺ変調光信号を生成する強度変調器と、
上記ＲＺ変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の少なくとも一部を抽出する抽出手段と、
上記抽出手段により抽出された周波数成分に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。

（付記８）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
上記第１および第２の光信号の少なくとも一方に低周波信号を重畳する重畳手段と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の少なくとも一部を抽出する抽出手段と、
上記抽出手段により抽出された周波数成分に含まれている上記低周波信号またはその高調波信号について振幅または位相の少なくとも１つを検出する検出手段と、
上記検出手段による検出結果に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。

（付記９）
上記位相差制御手段は、上記検出手段により検出される上記低周波信号の振幅を最小化するように、上記位相シフト部の位相シフト量を制御する
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１０）
上記位相差制御手段は、上記検出手段により検出される上記低周波信号の２倍高調波の振幅を最大化するように、上記位相シフト部の位相シフト量を制御する
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１１）
上記位相差制御手段は、上記検出手段により検出される上記低周波信号の位相に基づいて上記位相シフト部の位相シフト量を増やすか減らすかを決定する
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１２）
上記重畳手段は、上記第１の光信号または第２の光信号の一方にのみ低周波信号を重畳する
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１３）
上記重畳手段は、所定の位相差を持った１組の低周波信号を上記第１の光信号および第２の光信号に重畳する
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１４）
上記位相シフト部の位相シフト量の制御、上記データ変調部のＤＣドリフトを補償するための制御、上記データ変調部の後段に設けられる強度変調器のＤＣドリフトを補償するための制御は、同一の周波数の低周波信号を利用して時分割方式で行われる
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１５）
上記位相シフト部の位相シフト量の制御、上記データ変調部のＤＣドリフトを補償するための制御、上記データ変調部の後段に設けられる強度変調器のＤＣドリフトを補償するための制御は、互いに異なる周波数の低周波信号を利用して並列に行われる
ことを特徴とする付記８に記載の光送信装置。

（付記１６）
データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の一部を受光する受光器と、
上記受光器の出力信号を二乗する二乗回路と、
上記二乗回路の出力信号に基づいて上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
を有する光送信装置。

（付記１７）
上記位相差制御手段は、上記二乗回路の出力信号を所定時間に渡って積分した結果に基づいて上記位相シフト部を制御する
ことを特徴とする付記１６に記載の光送信装置。

（付記１８）
上記位相差制御手段は、上記二乗回路の出力信号を所定時間に渡ってモニタしたときのピーク値に基づいて上記位相シフト部を制御する
ことを特徴とする付記１６に記載の光送信装置。

（付記１９）
上記受光器と上記二乗回路との間に設けられ、上記受光器の出力信号からＤＣ成分を除去するＤＣ成分除去手段をさらに備える
ことを特徴とする付記１６に記載の光送信装置。

（付記２０）
付記１〜１９のいずれか１つの付記に記載の光送信装置と、
上記光送信装置から送信される光信号を受信する光受信装置、
を有する光通信システム。

本発明の実施形態に係る光通信システムの構成を示す図である。 ＤＱＰＳＫ変調の原理を説明する図である。 ＤＱＰＳＫ変調における通信品質の劣化について説明する図である。 本発明の第１の実施形態の光送信装置の構成を示す図である。 強度変調器の出力信号の波形およびスペクトルについてのシミュレーション結果である。 強度変調器の出力信号をモニタしたときのフィルタ出力パワーと位相シフト量との関係を示す図である。 データ変調部の出力信号の波形およびスペクトルについてのシミュレーション結果である。 データ変調部の出力信号をモニタしたときのフィルタ出力パワーと位相シフト量との関係を示す図である。 第１の実施形態の光送信装置の変形例である。 本発明の第２の実施形態の光送信装置の第１の構成を示す図である。 第２の実施形態おける位相シフト量の調整方法の原理を説明する図である。 強度変調器の出力信号をモニタしたときのｆ0 成分と位相ずれとの関係を示す図である。 データ変調部の出力信号をモニタしたときのｆ0 成分と位相ずれとの関係を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第２の構成を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第３の構成を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第４の構成を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第５の構成を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第６および第７の構成を示す図である。 第２の実施形態の光送信装置の第６の構成の制御系の動作を説明する図である。 第６の構成の実施例（その１）である。 第６の構成の実施例（その２）である。 第６の構成の実施例（その３）である。 第２の実施形態の光送信装置の第７の構成の制御系の動作を説明する図である。 第７の構成の実施例（その１）である。 第７の構成の実施例（その２）である。 第７の構成の実施例（その３）である。 本発明の第３の実施形態の光送信装置の第１の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態の光送信装置の第２の構成を示す図である。 （ａ）は二乗信号の波形を示し、（ｂ）は二乗信号の平均パワーと位相シフト量との関係を示し、（ｃ）は二乗信号のピークパワーを位相シフト量との関係を示す図である。 ＱＰＳＫまたはＤＱＰＳＫ信号を送信する公知の光送信装置の構成を示す図である。

符号の説明

１ クロック信号発生部
２ 駆動信号発生部
３ 光源（ＬＤ）
１０ データ変調部
１３、１４ 位相変調器
２０ 強度変調器
３１、３５ 受光器
３２ フィルタ
３３ モニタ部
３４ 位相差制御部
３６、３７ 受光器
４１ 低周波発振器
４２ 低周波重畳部
４３ 低周波検出部
４４、４７ 位相差制御部
４５ フィルタ（２f0）
４６ ２f0成分検出部
５１ ＤＣ成分除去要素
５２ ミキサ
５３ 積分回路
５４、５６ 位相差制御部
５５ ピークホールド回路
１０００ 光通信システム
１０１０ 光送信装置
１０２０ 光受信装置

Claims (10)

1. データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
   入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
   上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
   上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の一部である連続する周波数成分を抽出する抽出手段と、
   上記抽出手段により抽出された連続する周波数成分を最小化するように上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
   を有する光送信装置。
2. 上記抽出手段は、
   上記変調信号を受光する受光器と、
   上記受光器の出力信号からシンボル周波数の整数倍の周波数を除く連続した周波数成分の少なくとも一部を透過させるフィルタ、を含む、
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信装置。
3. 上記抽出手段は、シンボル周波数よりも低いカットオフ周波数を有する受光素子である
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信装置。
4. データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
   入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
   上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
   上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号に対して強度変調を行ってＲＺ変調光信号を生成する強度変調器と、
   上記ＲＺ変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の一部である連続する周波数成分を抽出する抽出手段と、
   上記抽出手段により抽出された連続する周波数成分を最小化するように上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
   を有する光送信装置。
5. データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
   入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
   上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
   上記第１および第２の光信号の少なくとも一方に低周波信号を重畳する重畳手段と、
   上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号から、シンボル周波数の整数倍の周波数を除く周波数成分の一部である連続する周波数成分を抽出する抽出手段と、
   上記抽出手段により抽出された周波数成分に含まれている上記低周波信号またはその高調波信号について振幅または位相の少なくとも１つを検出する検出手段と、
   上記検出手段により検出される上記低周波信号の周波数成分を最小化するように上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
   を有する光送信装置。
6. 上記位相差制御手段は、上記検出手段により検出される上記低周波信号の２倍高調波の振幅を最大化するように、上記位相シフト部の位相シフト量を制御する
   ことを特徴とする請求項５に記載の光送信装置。
7. 上記位相差制御手段は、上記検出手段により検出される上記低周波信号の位相が第１の位相であったときは、上記位相シフト部の位相シフト量を増やすか減らすかの一方に制御し、上記検出手段により検出される上記低周波信号の位相が上記第１の位相の反転位相であったときは、上記位相シフト部の位相シフト量を増やすか減らすかの他方に制御する
   ことを特徴とする請求項５に記載の光送信装置。
8. データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
   入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
   上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
   上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の一部を受光する受光器と、
   上記受光器の出力信号を二乗する二乗回路と、
   上記二乗回路の出力信号を所定時間に渡って積分した値を最小化するように上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
   を有する光送信装置。
9. データ信号に対応する変調光信号を送信する光送信装置であって、
   入力光を分岐することにより得られる第１の光信号および第２の光信号が光導波路上で予め決められた位相差を有するように上記第１および第２の光信号の少なくとも一方の位相を制御する位相シフト部と、
   上記光導波路上で上記データ信号を利用して上記第１および第２の光信号を変調するデータ変調部と、
   上記データ変調部により変調された第１および第２の光信号を結合することにより得られる変調光信号の一部を受光する受光器と、
   上記受光器の出力信号を二乗する二乗回路と、
   上記二乗回路の出力信号を所定時間に渡ってモニタしたときのピーク値を最小化するように上記位相シフト部を制御する位相差制御手段、
   を有する光送信装置。
10. 請求項１〜９のいずれか１つの請求項に記載の光送信装置と、
    上記光送信装置から送信される光信号を受信する光受信装置、
    を有する光通信システム。