JP4200684B2

JP4200684B2 - Waveguide / transmission line converter

Info

Publication number: JP4200684B2
Application number: JP2002116809A
Authority: JP
Inventors: 英男飯塚; 訓利西川; 和夫佐藤; 俊明渡辺
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1998-12-24
Filing date: 2002-04-18
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2019-12-10
Also published as: JP2002359508A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波、ミリ波帯の電力を変換する導波管・伝送線路変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
導波管により伝送される電力と、ストリップ線路により伝送される電力とを相互に変換可能な導波管・伝送線路変換器については、公開特許公報「特開平１０−１２６１１４：給電線変換器」に記載されたもの等が一般に知られている。
図１３に、従来技術による導波管・伝送線路変換器３００の斜視図を、図１４に、同変換器３００の断面図（ａ），（ｃ）、及び、底面の平面図（ｂ）をそれぞれ示す。
【０００３】
誘電体基板４の一方の面にはストリップ線路３が、他方の面には導波管２の開口部と接続される接地金属層５が、それぞれ設けられている。誘電体基板４は、短絡導波管ブロック９と導波管２とで挟み込む様にして固定されている。導波管２内の電界が強い位置にストリップ線路３を挿入した時に高い電力変換効率が得られるため、短絡導波管ブロック９の短絡面とストリップ線路３との距離は、導波管管内波長λの約１／４に設定されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術による導波管・伝送線路変換器３００においては、導波管２と高周波回路とを接続する際、ストリップ線路３はこの高周波回路が形成される基板平面上に位置するため、短絡導波管ブロック９が高周波回路から凸部として垂直に突き出す形になる。特に、マイクロ波を取り扱う場合には、この凸部の高さ（λ／４）が２cmを超える場合も有り、この短絡導波管ブロック９が高周波回路の小型化の阻害要因となっている。
【０００５】
一方、ミリ波等の高い周波数帯を取り扱う場合には、導波管２、短絡導波管ブロック９、及び、ストリップ線路３の各間における僅かな位置ずれが生じても変換器３００の整合特性は劣化してしまうため、高い電力変換効率を得るためには、これらの部品を１／１００mm程度の高い位置精度で固定する必要がある。
しかしながら、上記の従来の構造では、特に、短絡導波管ブロック９と導波管２とをこのように高い精度で固定することは難しく、従来の構造は、導波管・伝送線路変換器を量産する上での阻害要因となっている。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、高い電力変換効率を維持しつつ、小型化及び量産の容易な導波管・伝送線路変換器を実現することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、第１の手段は、導波管により伝送される電力と、ストリップ線路により伝送される電力とを相互に変換可能な導波管・伝送線路変換器において、導波管の開口部に位置する第１誘電体基板と、この第１誘電体基板の外側の面に設けられた切り込みを入れた短絡金属層と、導波管内にこの短絡金属層より一定距離離して略平行に設けられた整合素子と、第１誘電体基板と整合素子との間に位置する第２誘電体基板とを備え、短絡金属層の切り込みに配置されたストリップ線路と整合素子とを、互いに接近して配置することにより互いに電磁的に結合することである。
【０００８】
また、第２の手段は、導波管により伝送される電力と、ストリップ線路により伝送される電力とを相互に変換可能な導波管・伝送線路変換器において、導波管の開口部に位置する誘電体基板と、この誘電体基板の外側の面に設けられた切り込みを入れた短絡金属層と、誘電体基板の内側の面に設けられた整合素子とを備え、短絡金属層の切り込みに配置されたストリップ線路と整合素子とを、互いに接近して配置することにより互いに電磁的に結合することである。
【０００９】
また、第３の手段は、上記の第１又は第２の手段において、ストリップ線路が付設されている誘電体基板のストリップ線路が付設されている面とは反対側の面に、導波管の開口部と接合される接地金属層を設けることである。
【００１０】
また、第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、誘電体基板、又は、第１誘電体基板に、短絡金属層と導波管とを電気的に接続するためのスルーホールを設けることである。
【００１１】
また、第５の手段は、上記の第１乃至第４の何れか１つの手段において、短絡板、又は、短絡金属層の切り込みに配置されたストリップ線路を複数本設けることである。
【００１２】
また、第６の手段は、上記の第１乃至第５の何れか１つの手段において、ストリップ線路が付設されている誘電体基板と高周波回路が形成されている回路基板、或いは、第１誘電体基板と第２誘電体基板とを一体成形することである。
また、第７の手段は、上記の第１乃至第６のいずれか１つの手段において、ストリップ線路の整合素子と重なっている長さによって、インピーダンスを制御することを特徴とすることである。
また、第８の手段は、上記の第１乃至第７のいずれか１つの手段において、整合素子のストリップ線路と平行な長さによって、共振周波数を制御することである。
【００１３】
また、第９の手段は、上記の第１乃至第８のいずれか１つの手段において、ストリップ線路と整合素子との間隔は０．０１λ_g〜０．２０λ_gである（ただし、λ_gはストリップ線路と整合素子との間に存在する誘電体内における波長である）ことである。
また、第１０の手段は、上記の第１乃至第９のいずれか１つの手段において、短絡金属板又は短絡金属層とストリップ線路との間隔は０．０３λ_g〜０．０６λ_gである（ただし、λ_gは間隔に存在する媒体の内部における波長である）ことである。
以上の手段により、前記の課題を解決することができる。
【００１４】
【作用及び発明の効果】
本発明の手段によれば、短絡板又は短絡金属層の切り込みに配置されたストリップ線路と整合素子とは、互いに接近して配置されて互いに電磁的に結合し、この両者の電磁的結合により、電力の変換が行われる。従って、従来の導波管・伝送線路変換器において構成上不可欠であった短絡導波管ブロック９が必要なくなる。このため、高周波回路の基板平面上からおよそλ／４突き出ていた前記の凸部がなくなり、導波管・伝送線路変換器を平面化（小型化）することが可能となる。
【００１５】
また、短絡導波管ブロック９が無くなったため、前記の様に特に困難であった短絡導波管ブロック９と導波管２との間の、λ／４という制約を伴う高精度な相対的位置決めの問題もなくなり、製造が容易となる。
【００１６】
また、本発明の手段によれば、ストリップ線路の導波管に対する挿入長でインピーダンス整合を図ることができ、更に、整合素子の大きさや、ストリップ線路との間隔により伝送・変換される周波数帯域を決定することができる。
例えば、導波管断面形状の長手方向における整合素子の幅が広いと、周波数帯域の幅も広くなり、整合素子のこれと垂直方向の幅は、遮断周波数を決める。また、整合素子のストリップ線路との間隔（間に介在する誘電体基板の厚さ）が狭いと周波数帯域の幅が狭くなり、この間隔を広くすると周波数帯域の幅も広くなる。
したがって、これらのパラメータを適切に調整することにより、所望の周波数で損失の少ない導波管・伝送線路変換器を実現することが可能となる。
【００１７】
また、本発明の接地金属層により、ストリップ線路が付設されている誘電体基板と導波管とを容易、かつ、確実に密着固定することが可能となる。そのため、電力損失の少ない導波管・伝送線路変換器を実現することができる。
また、本発明のスルーホールに金属等の導体を埋め込めば、短絡金属層と導波管とを確実に同電位にすることができる。これにより、更に電力損失の少ない導波管・伝送線路変換器を実現することができる。
また、ストリップ線路の整合素子と重なっている長さによって、インピーダンスを変化させて、変換器における入力と出力のインピーダンス整合を図ることが可能となる。
また、整合素子のストリップ線路と平行な長さによって、共振周波数を変化させることができるので、共振周波数の調整が容易となる。
また、ストリップ線路と整合素子との間隔を０．０１λ_g〜０．２０λ_gとすることで、変換器における損失を低くすることができる。
また短絡金属板又は短絡金属層とストリップ線路との間隔を０．０３λ_g〜０．０６λ_gとすることで、変換器における損失を低くすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
（第１実施例）
図１に本実施例の導波管・伝送線路変換器１００の斜視図を、図２に本導波管・伝送線路変換器１００の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）をそれぞれ示す。
【００１９】
誘電体基板４の一方の面には、ストリップ線路３が設けられ、その反対側の面には、導波管２の側壁の厚さとほぼ同じ幅の長方形の接地金属層５が設けられている。これらの導体（ストリップ線路３、接地金属層５）は、フォトエッチング等の製法により、形成されたものである。
【００２０】
短絡板１には、誘電体基板４の平面形状（長方形）と略合同の切り込みが設けられている。誘電体基板４は、短絡板１の切り込みと嵌合し、かつ、接地金属層５が、溶接又は半田付け等により導波管２の開口部と密着固定されることにより、導波管２の開口部に固定されている。
【００２１】
導波管２の開口部の内部には、誘電体基板７が設置されており、この誘電体基板７は、誘電体基板４及び短絡板１と密着して固定されている。
この誘電体基板７の、上記ストリップ線路３とは反対側の面の中央には、略正方形の金属層がフォトエッチングにより形成されている。以下、このような金属層をその機能より「整合素子６」と呼ぶ。この整合素子６は、ストリップ線路３に接近して設けられているため、両者は互いに電磁的に結合されている。
【００２２】
以上の構成により、従来の導波管・伝送線路変換器３００において、高周波回路の基板平面上からおよそλ／４突き出ていた凸部がなくなり、導波管・伝送線路変換器を平面化（小型化）することが可能となった。また、従来、特に困難であった短絡導波管ブロック９と導波管２との間の、λ／４という制約を伴う高精度な相対的位置決めの問題もなくなり、製造が容易となった。
【００２３】
また、本実施例の導波管・伝送線路変換器１００の構成によれば、ストリップ線路の導波管に対する挿入長でインピーダンス整合を図ることができ、更に、整合素子の面積で伝送・変換される周波数帯域を決定することができるため、所望の周波数で損失の少ない導波管・伝送線路変換器を実現することが可能となった。
図９に、ストリップ線路３の導波管２に対する挿入長ρと入力側電圧定在波比との関係を示す。ただし、ストリップ線路挿入長ρは、図２（ａ）に示すように、ストリップ線路３と整合素子６とが導波管２の短辺に平行な方向において重なる長さである。図９の横軸は、このストリップ線路挿入長ρを導波管２の短辺に平行な整合素子長Ｌで正規化した値ρ／Ｌ（以下、正規化ストリップ線路挿入長という）を示している。
ストリップ線路長ρを、０．１１Ｌ≦ρ≦０．２８Ｌ、又は、０．４５Ｌ≦ρ≦０．７３Ｌの範囲に設定することにより、入力側電圧定在波比を１．５以下とすることができる。このように、ストリップ線路長ρによって入力側電圧定在波比を制御できる。即ち、変換器における入力、出力のインピーダンス整合が実現できる。
図１０に、整合素子長Ｌと共振周波数ｆとの関係を示す。ただし、図１０の横軸は、整合素子長Ｌを所定整合素子長Ｌ₀で正規化した値Ｌ／Ｌ₀（以下、正規化整合素子長という）を示し、図１０の縦軸は、共振周波数ｆを所定共振周波数ｆ₀で正規化した値ｆ／ｆ₀（以下、正規化共振周波数という）を示している。なお、整合素子長がＬ₀の時の共振周波数がｆ₀である。
整合素子長Ｌを長くするに従い、共振周波数ｆは低下しており、整合素子長Ｌで共振周波数ｆを制御できることが理解される。
本実施例の導波管・伝送線路変換器１００の構成によれば、ストリップ線路３と整合素子６との導波管２の管軸方向における間隔ｄ（図２（ａ）に示す誘電体基板４と誘電体基板７との厚さの合計）を０．０１λ_g≦ｄ≦０．２０λ_gの範囲としても、低損失な特性を実現することができる。ただし、λ_gは誘電体内における伝搬波長である。
また、誘電体基板４及び誘電体基板７の比誘電率を１〜１０としても低損失な特性を実現することができる。
短絡板１とストリップ線路３との間隔に関しては、ストリップ線路３の電磁界が乱れず、しかも、その間隔からの電力漏洩が抑えられるように、その間隔を０．０３λ_g〜０．０６λ_gとすると、低損失な特性を実現できる。
図１１に導波管・伝送線路変換器１００の反射量、透過量の周波数特性を示す。所望する所定周波数ｆ₀で反射量−４０ｄＢ以下、透過損失０．３ｄＢ以下と低損失な特性となっていることが分かる。なお、図１１は、ストリップ線路挿入長ρを０．１８Ｌ、整合素子長Ｌを０．５λ_g、ストリップ線路３と整合素子６との導波管２の管軸方向の間隔ｄを０．０５λ_g、誘電体基板４と誘電体基板７の比誘電率を共に２．２、短絡板１とストリップ線路３との間隔を０．０４λ_gとしたときの特性である。
【００２４】
尚、本実施例においては、誘電体基板４は、図１及び図２に示すが如く短絡板１の切り込みと略合同形状に形成されているが、誘電体基板４は、高周波回路が形成されている回路基板、或いは、誘電体基板７と一体成形されていても良い。例えば、誘電体基板４を高周波回路が形成されている回路基板及び誘電体基板７と一体成形することにより、電力変換効率を劣化させることなく、導波管・伝送線路変換器１００の小型化、低コスト化、量産化をより容易に実現することが可能となる。
【００２５】
（第２実施例）
図３に本実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の斜視図を、図４に本導波管・伝送線路変換器１１０の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）をそれぞれ示す。
本導波管・伝送線路変換器１１０の導波管２、ストリップ線路３、整合素子６、誘電体基板７の各位置関係は、第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の各々の位置関係と同じである。従って、本導波管・伝送線路変換器１１０は、第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００と略同等の変換機能を持つ。
【００２６】
しかしながら、本導波管・伝送線路変換器１１０は、導波管・伝送線路変換器１００の短絡板１が持つ導波管短絡面を誘電体基板上に形成された短絡金属層１１により構成している点が、第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００とは大きく異なっている。
【００２７】
即ち、本導波管・伝送線路変換器１１０（図３、図４）の誘電体基板４には、その一方の面に短絡金属層１１が形成されている。この短絡金属層１１は、ストリップ線路３を配置するための切り込みを備え、短絡金属層１１とストリップ線路３は、誘電体基板４の同一面上に一定の間隔をおいて配置されている。
【００２８】
誘電体基板４のもう一方の面には、接地金属層５が導波管２の開口部の断面形状と略合同形状に形成されており、短絡金属層１１と接地金属層５及び導波管２とは、誘電体基板４の周囲に設けられたスルーホール８に埋め込まれている金属により、同電位に保たれている。
また、導波管・伝送線路変換器１００と同様に、誘電体基板７の一方の面には、整合素子６が設けられており、もう一方の面は、誘電体基板４と接着固定されている。
図３に示すように、スルーホール８のうち、ストリップ線路３の両脇にある２つのスルーホール８ａ、８ｂの位置は、インピーダンス整合に影響する。図１２に、ストリップ線路３の両脇にある２つのスルーホール８ａ、８ｂの位置ｇと入力側反射量との関係を示す。位置ｇは、図３に示すように、導波管２の長辺に平行な方向における短絡金属層１１の端とスルーホール８ａ、８ｂの端との間隔ｇで定義されている。
短絡金属層端−スルーホール端間隔ｇを０．０１λ_g〜０．１２λ_gに設定することにより、反射量を−２０ｄＢ以下に低下させることができる。
なお、本実施例においても、第１実施例と同様に、図９、図１０、図１１に示す特性が得られる。即ち、第１実施例と同様に、ストリップ線路長ρによって入力側電圧定在波比を制御でき、従って、変換器における入力、出力のインピーダンス整合が実現できる。
また、整合素子長Ｌで共振周波数ｆを制御できる。さらに、ストリップ線路３と整合素子６との導波管２の管軸方向における間隔ｄ（図４（ａ）に示す誘電体基板４と誘電体基板７との厚さの合計）を０．０１λ_g≦ｄ≦０．２０λ_gの範囲としても、低損失な特性を実現することができる。また、誘電体基板４及び誘電体基板７の比誘電率を１〜１０としても低損失な特性を実現することができる。さらに、短絡板１とストリップ線路３との間隔に関しては、０．０３λ_g〜０．０６λ_gとすると、低損失な特性を実現できる。
【００２９】
誘電体基板４は、導波管２の外側向きに拡張することができるので、その拡張部分には、高周波回路や平面アンテナを形成することができる。即ち、本導波管・伝送線路変換器１１０の構成によれば、導波管・伝送線路変換器１１０の一部（誘電体基板４、ストリップ線路３、短絡金属層１１、接地金属層５など）を高周波回路や平面アンテナを形成するためのフォトエッチング工程と同時に同一の工程において形成することができるため、高周波回路や平面アンテナと導波管・伝送線路変換器とを組み合わせた回路を構成する場合には、生産工程が削減・簡略でき、生産コストが低減できる。
【００３０】
（第３実施例）
図５に本実施例の導波管・伝送線路変換器１２０の斜視図を、図６に本導波管・伝送線路変換器１２０の断面図（ａ），（ｃ）、及び、底面の平面図（ｂ）をそれぞれ示す。
本導波管・伝送線路変換器１２０は、第２実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の誘電体基板７をその構成要素より除外し、整合素子６を誘電体基板４の接地金属層５が形成されている面と同じ面に形成したものである。
【００３１】
即ち、本導波管・伝送線路変換器１２０の誘電体基板４の一方の面には、短絡金属層１１が形成されており、この短絡金属層１１は、ストリップ線路３を配置するための切り込みを備えている。短絡金属層１１とストリップ線路３は、誘電体基板４の同一面上に一定の間隔をおいて配置されている。
【００３２】
誘電体基板４のもう一方の面には、接地金属層５が導波管２の開口部の断面形状と略合同形状に形成されており、短絡金属層１１と接地金属層５及び導波管２とは、誘電体基板４の周囲に設けられたスルーホール８に埋め込まれている金属により、同電位に保たれている。
また、誘電体基板４の接地金属層５が形成されている面には、整合素子６が設けられている。
【００３３】
このように導波管・伝送線路変換器１２０を構成することにより、導波管２を除いた導波管・伝送線路変換器１２０の殆ど全てを高周波回路や平面アンテナと同じ基板（誘電体基板４）上に構成することが出来、その製造工程も高周波回路や平面アンテナを形成するためのフォトエッチング工程と同一の工程において実現することができる。
【００３４】
また、導波管・伝送線路変換器１２０の構成によれば、整合素子６を形成する際の位置誤差も全く考慮する必要が無くなるため、量産は大幅に容易となる。
したがって、高周波回路や平面アンテナと導波管・伝送線路変換器とを組み合わせた回路を構成する場合には、第２実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の場合よりも更に生産工程が削減・簡略でき、生産コストが低減できる。
なお、本実施例においても、第１実施例、第２実施例と同様に、図９、図１０、図１１に示す特性が得られる。即ち、第１実施例、第２実施例と同様に、ストリップ線路長ρによって入力側電圧定在波比を制御でき、従って、変換器における入力、出力のインピーダンス整合が実現できる。
また、整合素子長Ｌで共振周波数ｆを制御できる。さらに、ストリップ線路３と整合素子６との導波管２の管軸方向における間隔ｄ（図６（ａ）に示す誘電体基板４厚さ）を０．０１λ_g≦ｄ≦０．２０λ_gの範囲としても、低損失な特性を実現することができる。また、誘電体基板４の比誘電率を１〜１０としても低損失な特性を実現することができる。さらに、短絡金属層１１とストリップ線路３との間隔に関しては、０．０３λ_g〜０．０６λ_gとすると、低損失な特性を実現できる。
また、第２実施例と同様に、図１２に示す特性が得られる。即ち、短絡金属層端−スルーホール端間隔ｇを０．０１λ_g〜０．１２λ_gに設定することにより、反射量を−２０ｄＢ以下に低下させることができる。
【００３５】
（第４実施例）
以上の第１乃至第３実施例では、どの導波管・伝送線路変換器においても、ストリップ線路３は、１本しか設けられていなかったが、ストリップ線路３は、例えば、図７の導波管・伝送線路変換器１４０のように、導波管短絡面上に複数本設けても良い。
図７にストリップ線路３を導波管短絡面上に複数本（２本）設けた導波管・伝送線路変換器１４０の斜視図を、図８に本導波管・伝送線路変換器１４０の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）をそれぞれ示す。尚、第２実施例の図３、４、第３実施例の図５、６において、同様に、複数本のストリップ線路３を設ける構成が適用できるのは、自明である。
【００３６】
本導波管・伝送線路変換器１４０は、第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の短絡板１に切り込みを２つ左右対象に設け（平面図（ｂ））、各切り込みにストリップ線路３をそれぞれ１本ずつ配置する構成にしたものと考えることができる。即ち、本導波管・伝送線路変換器１４０は、短絡板１に設けられた切り込みの数、及び、ストリップ線路３の本数以外の点では、導波管・伝送線路変換器１００と同様の構造をしている。
【００３７】
このように導波管短絡面上に複数本のストリップ線路３を設けることにより、導波管・伝送線路変換器を、１本の導波管２により伝送される電力を複数本のストリップ線路３により伝送される電力に分岐・変換するマイクロ波分岐器や、複数本のストリップ線路３により伝送される電力を１本の導波管２により伝送される電力に合成・変換するマイクロ波合成器として使用することも可能となる。
【００３８】
なお、本導波管・伝送線路変換器１４０においては、短絡板１に設けられた切り込みとストリップ線路３とが、おのおの２つずつ有り、かつ、それぞれ１対１に対応しているが、上記の各実施例において、短絡板１や短絡金属層１１に設ける切り込みの数は、複数個でもよく、また、切り込みとストリップ線路３とは、必ずしも１対１に対応している必要はない。
【００３９】
尚、上記の第２及び第３実施例においては、接地金属層５は、導波管２の開口部の形状（導波管２の断面形状）と略合同に形成されているが、接地金属層５は、更に導波管２の内側方向に広がって形成されていても良い。
例えば、第３実施例の導波管・伝送線路変換器１２０における接地金属層５の形状は、接地金属層５と整合素子６との間隔が一定以上に保たれており、導波管２の開口部の断面領域を含んでいれば任意である。
【００４０】
また、上記の実施例において、整合素子６は、長方形であったが、整合素子６の形状には、特に制約はなく、円形、リング形状などでも良い。
【００４１】
また、上記の各実施例においては、特に言及しなかったが、導波管の内部には、誘電体等を充填しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の斜視図。
【図２】第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）。
【図３】第２実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の斜視図。
【図４】第２実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）。
【図５】第３実施例の導波管・伝送線路変換器１２０の斜視図。
【図６】第３実施例の導波管・伝送線路変換器１２０の断面図（ａ），（ｃ）、及び、底面の平面図（ｂ）。
【図７】第４実施例の導波管・伝送線路変換器１４０の斜視図。
【図８】第４実施例の導波管・伝送線路変換器１４０の断面図（ａ），（ｃ），（ｄ）、及び、底面の平面図（ｂ）。
【図９】第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の正規化ストリップ線路挿入長と電圧定在波比との関係を測定して得られた特性図。
【図１０】第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の正規化整合素子長と正規化共振周波数との関係を測定して得られた特性図。
【図１１】第１実施例の導波管・伝送線路変換器１００の正規化周波数と反射量、透過量との関係を測定して得られた特性図。
【図１２】第２実施例の導波管・伝送線路変換器１１０の正規化短絡金属層端−スルーホール端間隔と反射量との関係を測定して得られた特性図。
【図１３】従来技術の導波管・伝送線路変換器３００の斜視図。
【図１４】従来技術の導波管・伝送線路変換器３００の断面図（ａ），（ｃ）、及び、底面の平面図（ｂ）。
【符号の説明】
１ … 短絡板
２ … 導波管
３ … ストリップ線路
４，７ … 誘電体基板
５ … 接地金属層
６ … 整合素子
８ … スルーホール
１１ … 短絡金属層[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a waveguide / transmission line converter for converting microwave and millimeter wave band power.
[0002]
[Prior art]
For a waveguide / transmission line converter capable of mutually converting the power transmitted by the waveguide and the power transmitted by the stripline, see Japanese Patent Laid-Open No. 10-126114: Feed Line Converter. Those described in the above are generally known.
FIG. 13 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 300 according to the prior art, and FIG. 14 is a sectional view (a), (c) of the converter 300 and a plan view (b) of the bottom surface. Each is shown.
[0003]
A strip line 3 is provided on one surface of the dielectric substrate 4, and a ground metal layer 5 connected to the opening of the waveguide 2 is provided on the other surface. The dielectric substrate 4 is fixed so as to be sandwiched between the short-circuited waveguide block 9 and the waveguide 2. Since high power conversion efficiency can be obtained when the strip line 3 is inserted at a position where the electric field in the waveguide 2 is strong, the distance between the short-circuited surface of the short-circuited waveguide block 9 and the strip line 3 is the wavelength within the waveguide. It is set to about ¼ of λ.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the waveguide / transmission line converter 300 according to the prior art, when the waveguide 2 and the high frequency circuit are connected, the strip line 3 is located on the substrate plane on which the high frequency circuit is formed. The tube block 9 protrudes vertically from the high frequency circuit as a convex portion. In particular, when microwaves are handled, the height (λ / 4) of the convex portion may exceed 2 cm, and this short-circuited waveguide block 9 is an obstacle to miniaturization of the high-frequency circuit.
[0005]
On the other hand, when a high frequency band such as a millimeter wave is handled, even if a slight misalignment occurs between the waveguide 2, the short-circuited waveguide block 9, and the strip line 3, the matching characteristics of the converter 300. Therefore, in order to obtain high power conversion efficiency, it is necessary to fix these components with a high positional accuracy of about 1/100 mm.
However, in the conventional structure described above, it is particularly difficult to fix the short-circuited waveguide block 9 and the waveguide 2 with such high accuracy, and the conventional structure includes a waveguide / transmission line converter. This is an obstacle to mass production.
[0006]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to realize a waveguide / transmission line converter that can be easily downsized and mass-produced while maintaining high power conversion efficiency. That is.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the following means are effective.
That is, the first means is a waveguide / transmission line converter capable of mutually converting the power transmitted by the waveguide and the power transmitted by the strip line, and is positioned at the opening of the waveguide. A first dielectric substrate, a short-circuit metal layer with a cut provided on the outer surface of the first dielectric substrate, and a substantially parallel distance from the short-circuit metal layer in the waveguide. A matching element and a second dielectric substrate positioned between the first dielectric substrate and the matching element are provided, and the strip line and the matching element arranged in the cut of the short-circuit metal layer are arranged close to each other. To electromagnetically couple each other.
[0008]
The second means is a waveguide / transmission line converter capable of mutually converting power transmitted by the waveguide and power transmitted by the strip line, and is located at the opening of the waveguide. A dielectric substrate, a short-circuit metal layer with a cut provided on the outer surface of the dielectric substrate, and a matching element provided on the inner surface of the dielectric substrate. The disposed strip line and the matching element are electromagnetically coupled to each other by being disposed close to each other.
[0009]
Further, the third means is the above-mentioned first or second means, wherein the waveguide is provided on the surface of the dielectric substrate provided with the strip line on the surface opposite to the surface provided with the strip line. It is to provide a ground metal layer to be joined to the opening.
[0010]
The fourth means electrically connects the short-circuit metal layer and the waveguide to the dielectric substrate or the first dielectric substrate in any one of the first to third means. Providing a through hole.
[0011]
A fifth means is to provide a plurality of strip lines arranged in the cut of the short-circuit plate or the short-circuit metal layer in any one of the first to fourth means.
[0012]
According to a sixth means, in any one of the first to fifth means, a dielectric substrate to which a strip line is attached and a circuit substrate on which a high frequency circuit is formed, or a first dielectric The substrate and the second dielectric substrate are integrally formed.
A seventh means is characterized in that, in any one of the first to sixth means, the impedance is controlled by a length overlapping with the matching element of the strip line.
The eighth means is to control the resonance frequency by the length parallel to the strip line of the matching element in any one of the first to seventh means.
[0013]
The ninth means is that in any one of the first to eighth means, the distance between the strip line and the matching element is 0.01λ _{g to} 0.20λ _g (where λ _g is a strip) The wavelength in the dielectric that exists between the line and the matching element).
Further, the tenth means is that in any one of the first to ninth means, the distance between the short-circuit metal plate or the short-circuit metal layer and the strip line is 0.03λ _{g to} 0.06λ _g (however, , Λ _g is the wavelength inside the medium present in the interval).
The above-described problems can be solved by the above means.
[0014]
[Operation and effect of the invention]
According to the means of the present invention, the strip line and the matching element disposed in the cut of the short-circuit plate or the short-circuit metal layer are disposed close to each other and electromagnetically coupled to each other, and by electromagnetic coupling of both, Power conversion is performed. Therefore, the short-circuited waveguide block 9 that is indispensable in the configuration of the conventional waveguide / transmission line converter is not necessary. For this reason, the convex portion protruding approximately λ / 4 from the substrate plane of the high-frequency circuit is eliminated, and the waveguide / transmission line converter can be planarized (downsized).
[0015]
In addition, since the short-circuit waveguide block 9 is eliminated, the relative positioning with high accuracy with the restriction of λ / 4 between the short-circuit waveguide block 9 and the waveguide 2 which is particularly difficult as described above. This eliminates this problem and facilitates production.
[0016]
Further, according to the means of the present invention, impedance matching can be achieved by the insertion length of the strip line with respect to the waveguide, and further, the frequency band transmitted and converted by the size of the matching element and the distance from the strip line can be reduced. Can be determined.
For example, when the width of the matching element in the longitudinal direction of the waveguide cross-sectional shape is wide, the width of the frequency band is also widened, and the width of the matching element in the direction perpendicular thereto determines the cutoff frequency. Further, if the distance between the matching elements and the strip line (the thickness of the dielectric substrate interposed therebetween) is narrow, the width of the frequency band is narrowed. If this distance is widened, the width of the frequency band is also widened.
Therefore, by appropriately adjusting these parameters, it is possible to realize a waveguide / transmission line converter with a small loss at a desired frequency.
[0017]
Further, the ground metal layer of the present invention makes it possible to easily and reliably fix the dielectric substrate to which the strip line is attached and the waveguide. Therefore, a waveguide / transmission line converter with little power loss can be realized.
Moreover, if a conductor such as a metal is embedded in the through hole of the present invention, the short-circuit metal layer and the waveguide can be reliably set to the same potential. As a result, a waveguide / transmission line converter with even less power loss can be realized.
In addition, it is possible to achieve impedance matching between the input and the output of the converter by changing the impedance depending on the length overlapping with the matching element of the strip line.
Further, since the resonance frequency can be changed by the length parallel to the strip line of the matching element, the resonance frequency can be easily adjusted.
Moreover, the loss in a converter can be made low by setting the space | interval of a stripline and a matching element to 0.01 ₍ lambda) _g- 0.20 ₍ lambda) _g .
Moreover, the loss in a converter can be made low by making the space | interval of a short circuit metal plate or a short circuit metal layer, and 0.03 ₍ lambda) _g- 0.06 ₍ lambda) _g .
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described based on specific examples.
(First embodiment)
FIG. 1 is a perspective view of the waveguide / transmission line converter 100 of this embodiment, and FIG. 2 is a cross-sectional view of the waveguide / transmission line converter 100 (a), (c), (d), and The top view (b) of a bottom is shown, respectively.
[0019]
A strip line 3 is provided on one surface of the dielectric substrate 4, and a rectangular ground metal layer 5 having the same width as the side wall of the waveguide 2 is provided on the opposite surface. . These conductors (strip line 3 and ground metal layer 5) are formed by a manufacturing method such as photoetching.
[0020]
The short-circuit plate 1 is provided with a cut substantially the same as the planar shape (rectangular shape) of the dielectric substrate 4. The dielectric substrate 4 is fitted to the notch of the short-circuit plate 1 and the ground metal layer 5 is closely fixed to the opening of the waveguide 2 by welding or soldering, so that the waveguide 2 It is fixed to the opening.
[0021]
A dielectric substrate 7 is installed inside the opening of the waveguide 2, and the dielectric substrate 7 is fixed in close contact with the dielectric substrate 4 and the short-circuit plate 1.
In the center of the surface of the dielectric substrate 7 opposite to the strip line 3, a substantially square metal layer is formed by photoetching. Hereinafter, such a metal layer is referred to as “matching element 6” because of its function. Since the matching element 6 is provided close to the strip line 3, both are electromagnetically coupled to each other.
[0022]
With the above configuration, in the conventional waveguide / transmission line converter 300, there is no protrusion protruding approximately λ / 4 from the substrate plane of the high-frequency circuit, and the waveguide / transmission line converter is planarized (compact) It has become possible to Further, the problem of high-precision relative positioning with the restriction of λ / 4 between the short-circuited waveguide block 9 and the waveguide 2 which has been particularly difficult in the past has been eliminated, and the manufacture has been facilitated.
[0023]
Further, according to the configuration of the waveguide / transmission line converter 100 of the present embodiment, impedance matching can be achieved by the insertion length of the strip line with respect to the waveguide, and further, transmission / conversion can be performed by the area of the matching element. Therefore, it is possible to realize a waveguide / transmission line converter with a small loss at a desired frequency.
FIG. 9 shows the relationship between the insertion length ρ of the strip line 3 with respect to the waveguide 2 and the input-side voltage standing wave ratio. However, the stripline insertion length ρ is a length in which the stripline 3 and the matching element 6 overlap in a direction parallel to the short side of the waveguide 2 as shown in FIG. The horizontal axis of FIG. 9 shows a value ρ / L (hereinafter referred to as a normalized stripline insertion length) obtained by normalizing the stripline insertion length ρ with a matching element length L parallel to the short side of the waveguide 2. Yes.
By setting the strip line length ρ within the range of 0.11L ≦ ρ ≦ 0.28L or 0.45L ≦ ρ ≦ 0.73L, the input side voltage standing wave ratio should be 1.5 or less. Can do. Thus, the input side voltage standing wave ratio can be controlled by the stripline length ρ. That is, impedance matching between the input and output of the converter can be realized.
FIG. 10 shows the relationship between the matching element length L and the resonance frequency f. However, the horizontal axis of FIG. 10 shows a value L / L ₀ (hereinafter referred to as a normalized matching element length) obtained by normalizing the matching element length L by a predetermined matching element length L ₀ , and the vertical axis of FIG. A value f / f ₀ (hereinafter referred to as a normalized resonance frequency) obtained by normalizing the frequency f with the predetermined resonance frequency f ₀ is shown. The resonance frequency when the matching element length is L ₀ is f ₀ .
It is understood that the resonance frequency f decreases as the matching element length L is increased, and the resonance frequency f can be controlled by the matching element length L.
According to the configuration of the waveguide / transmission line converter 100 of the present embodiment, the distance d in the tube axis direction of the waveguide 2 between the strip line 3 and the matching element 6 (dielectric substrate shown in FIG. 2A). 4 and the total thickness of the dielectric substrate 7) are in a range of 0.01λ _g ≦ d ≦ 0.20λ _g , low-loss characteristics can be realized. Where λ _g is the propagation wavelength in the dielectric.
Further, even when the relative permittivity of the dielectric substrate 4 and the dielectric substrate 7 is set to 1 to 10, low loss characteristics can be realized.
For the distance between the short-circuiting plate 1 and the strip line 3, not disturbed electromagnetic field of the strip line 3, moreover, so that power leakage from the gap is suppressed, and the spacing 0.03λ _{_g} ~0.06λ _g Then, low loss characteristics can be realized.
FIG. 11 shows the frequency characteristics of the reflection amount and transmission amount of the waveguide / transmission line converter 100. It can be seen that the characteristics are low loss, that is, the reflection amount is -40 dB or less and the transmission loss is 0.3 dB or less at the desired predetermined frequency f ₀ . In FIG. 11, the strip line insertion length ρ is 0.18 L, the matching element length L is 0.5λ _g , and the distance d in the tube axis direction of the waveguide 2 between the strip line 3 and the matching element 6 is 0.05λ. _This is a characteristic when the relative dielectric constant of the dielectric substrate 4 and the dielectric substrate 7 is 2.2, and the distance between the short-circuit plate 1 and the strip line 3 is 0.04λ _g .
[0024]
In this embodiment, the dielectric substrate 4 is formed in substantially the same shape as the notch of the short-circuit plate 1 as shown in FIGS. 1 and 2, but the dielectric substrate 4 is formed with a high frequency circuit. The integrated circuit board or the dielectric substrate 7 may be integrally formed. For example, the dielectric substrate 4 is integrally formed with the circuit substrate on which the high-frequency circuit is formed and the dielectric substrate 7, thereby reducing the size of the waveguide / transmission line converter 100 without degrading the power conversion efficiency, Cost reduction and mass production can be realized more easily.
[0025]
(Second embodiment)
FIG. 3 is a perspective view of the waveguide / transmission line converter 110 of the present embodiment, and FIG. 4 is a cross-sectional view of the waveguide / transmission line converter 110 (a), (c), (d), and The top view (b) of a bottom is shown, respectively.
The positional relationship among the waveguide 2, the strip line 3, the matching element 6, and the dielectric substrate 7 of the waveguide / transmission line converter 110 is the same as that of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment. It is the same as the positional relationship. Therefore, the waveguide / transmission line converter 110 has a conversion function substantially equivalent to that of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment.
[0026]
However, the waveguide / transmission line converter 110 includes a short-circuited metal layer 11 formed on a dielectric substrate on the waveguide short-circuit surface of the short-circuit plate 1 of the waveguide / transmission line converter 100. However, it is greatly different from the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment.
[0027]
That is, the short-circuit metal layer 11 is formed on one surface of the dielectric substrate 4 of the waveguide / transmission line converter 110 (FIGS. 3 and 4). The short-circuit metal layer 11 is provided with a notch for disposing the strip line 3, and the short-circuit metal layer 11 and the strip line 3 are disposed on the same surface of the dielectric substrate 4 at a predetermined interval.
[0028]
On the other surface of the dielectric substrate 4, a ground metal layer 5 is formed in substantially the same shape as the cross-sectional shape of the opening of the waveguide 2, and the short-circuit metal layer 11, the ground metal layer 5, and the waveguide 2 is maintained at the same potential by a metal embedded in a through hole 8 provided around the dielectric substrate 4.
Similarly to the waveguide / transmission line converter 100, the matching element 6 is provided on one surface of the dielectric substrate 7, and the other surface is bonded and fixed to the dielectric substrate 4. Yes.
As shown in FIG. 3, the positions of the two through holes 8 a and 8 b on both sides of the strip line 3 among the through holes 8 affect the impedance matching. FIG. 12 shows the relationship between the position g of the two through holes 8a and 8b on both sides of the strip line 3 and the input-side reflection amount. As shown in FIG. 3, the position g is defined by a distance g between the end of the short-circuit metal layer 11 and the ends of the through holes 8a and 8b in the direction parallel to the long side of the waveguide 2.
Short metal layer end - by setting the through-hole edge spacing g to 0.01λ _{_g} ~0.12λ _g, the amount of reflection can be reduced to -20dB or less.
In this embodiment, the characteristics shown in FIGS. 9, 10, and 11 can be obtained as in the first embodiment. That is, as in the first embodiment, the input side voltage standing wave ratio can be controlled by the stripline length ρ, and therefore, impedance matching between the input and output of the converter can be realized.
Further, the resonance frequency f can be controlled by the matching element length L. Further, the distance d (the total thickness of the dielectric substrate 4 and the dielectric substrate 7 shown in FIG. 4A) in the tube axis direction of the waveguide 2 between the strip line 3 and the matching element 6 is 0.01λ. Even in the range of _g ≦ d ≦ 0.20λ _g , low loss characteristics can be realized. Further, even when the relative permittivity of the dielectric substrate 4 and the dielectric substrate 7 is set to 1 to 10, low loss characteristics can be realized. Furthermore, with respect to the distance between the short-circuit plate 1 and the strip line 3, it is possible to realize a low-loss characteristic when 0.03λ _{g to} 0.06λ _g .
[0029]
Since the dielectric substrate 4 can be extended toward the outside of the waveguide 2, a high-frequency circuit or a planar antenna can be formed in the extended portion. That is, according to the configuration of the waveguide / transmission line converter 110, a part of the waveguide / transmission line converter 110 (dielectric substrate 4, strip line 3, short-circuit metal layer 11, ground metal layer 5, etc.) ) Can be formed in the same process as the photo-etching process for forming a high-frequency circuit or a planar antenna, so that a circuit combining a high-frequency circuit or a planar antenna and a waveguide / transmission line converter is formed. In this case, the production process can be reduced and simplified, and the production cost can be reduced.
[0030]
(Third embodiment)
FIG. 5 is a perspective view of the waveguide / transmission line converter 120 of this embodiment, FIG. 6 is a cross-sectional view (a), (c) of the waveguide / transmission line converter 120, and a bottom plan view. Each figure (b) is shown.
The present waveguide / transmission line converter 120 excludes the dielectric substrate 7 of the waveguide / transmission line converter 110 of the second embodiment from its constituent elements, and the matching element 6 is a ground metal of the dielectric substrate 4. It is formed on the same surface as the surface on which the layer 5 is formed.
[0031]
That is, a short-circuit metal layer 11 is formed on one surface of the dielectric substrate 4 of the waveguide / transmission line converter 120, and the short-circuit metal layer 11 is cut to dispose the strip line 3. It has. The short-circuit metal layer 11 and the strip line 3 are arranged on the same surface of the dielectric substrate 4 with a certain interval.
[0032]
On the other surface of the dielectric substrate 4, a ground metal layer 5 is formed in substantially the same shape as the cross-sectional shape of the opening of the waveguide 2, and the short-circuit metal layer 11, the ground metal layer 5, and the waveguide 2 is maintained at the same potential by a metal embedded in a through hole 8 provided around the dielectric substrate 4.
A matching element 6 is provided on the surface of the dielectric substrate 4 on which the ground metal layer 5 is formed.
[0033]
By constructing the waveguide / transmission line converter 120 in this way, almost all of the waveguide / transmission line converter 120 except for the waveguide 2 is formed on the same substrate (dielectric substrate) as the high-frequency circuit or planar antenna. 4) It can be configured above, and its manufacturing process can also be realized in the same process as the photoetching process for forming a high-frequency circuit and a planar antenna.
[0034]
In addition, according to the configuration of the waveguide / transmission line converter 120, it is not necessary to consider any positional error when forming the matching element 6, so that mass production is greatly facilitated.
Therefore, when configuring a circuit combining a high-frequency circuit or a planar antenna and a waveguide / transmission line converter, the production process is further increased as compared with the case of the waveguide / transmission line converter 110 of the second embodiment. It can be reduced and simplified, and production costs can be reduced.
In the present embodiment, the characteristics shown in FIGS. 9, 10, and 11 can be obtained as in the first and second embodiments. That is, as in the first and second embodiments, the input-side voltage standing wave ratio can be controlled by the stripline length ρ, and therefore, impedance matching between the input and output of the converter can be realized.
Further, the resonance frequency f can be controlled by the matching element length L. Furthermore, the distance d (dielectric substrate 4 thickness shown in FIG. 6A) in the tube axis direction of the waveguide 2 between the strip line 3 and the matching element 6 is set to 0.01λ _g ≦ d ≦ 0.20λ _g . Even in the range, low loss characteristics can be realized. Further, even when the dielectric substrate 4 has a relative dielectric constant of 1 to 10, low loss characteristics can be realized. Further, regarding the distance between the short-circuit metal layer 11 and the strip line 3, a low-loss characteristic can be realized by setting the distance to 0.03λ _{g to} 0.06λ _g .
Moreover, the characteristic shown in FIG. 12 is acquired similarly to 2nd Example. That is, short-circuit metal layer end - by setting the through-hole edge spacing g to 0.01λ _{_g} ~0.12λ _g, the amount of reflection can be reduced to -20dB or less.
[0035]
(Fourth embodiment)
In the first to third embodiments described above, only one strip line 3 is provided in any waveguide / transmission line converter, but the strip line 3 is, for example, a waveguide shown in FIG. As in the tube / transmission line converter 140, a plurality of waveguides may be provided on the waveguide short-circuit surface.
FIG. 7 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 140 in which a plurality of (two) strip lines 3 are provided on the waveguide short-circuit surface, and FIG. Sectional drawing (a), (c), (d) and the top view (b) of a bottom are shown, respectively. In FIGS. 3 and 4 of the second embodiment and FIGS. 5 and 6 of the third embodiment, it is obvious that a configuration in which a plurality of strip lines 3 are similarly applied can be applied.
[0036]
The present waveguide / transmission line converter 140 is provided with two cuts in the short-circuit plate 1 of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment on the left and right sides (plan view (b)). It can be considered that one strip line 3 is arranged. That is, the present waveguide / transmission line converter 140 has the same structure as the waveguide / transmission line converter 100 except for the number of cuts provided in the short-circuit plate 1 and the number of strip lines 3. I am doing.
[0037]
By providing a plurality of strip lines 3 on the waveguide short-circuit surface in this way, the waveguide / transmission line converter can transmit power transmitted by one waveguide 2 to the plurality of strip lines 3. A microwave branching device for branching / converting into the power transmitted by the synthesizer or a microwave synthesizer for synthesizing / converting the power transmitted by the plurality of striplines 3 into the power transmitted by the single waveguide 2 It can also be used.
[0038]
In this waveguide / transmission line converter 140, there are two cuts provided in the short-circuit plate 1 and two strip lines 3, each corresponding one-to-one. In each of the embodiments, the number of cuts provided in the short-circuit plate 1 and the short-circuit metal layer 11 may be plural, and the cuts and the strip lines 3 do not necessarily correspond one-to-one.
[0039]
In the second and third embodiments, the ground metal layer 5 is formed substantially congruent with the shape of the opening of the waveguide 2 (cross-sectional shape of the waveguide 2). The layer 5 may be formed so as to further spread in the inner direction of the waveguide 2.
For example, the shape of the ground metal layer 5 in the waveguide / transmission line converter 120 of the third embodiment is such that the distance between the ground metal layer 5 and the matching element 6 is maintained at a certain level or more. It is optional as long as it includes the cross-sectional area of the opening.
[0040]
In the above embodiment, the matching element 6 has a rectangular shape. However, the shape of the matching element 6 is not particularly limited, and may be a circular shape or a ring shape.
[0041]
Further, although not particularly mentioned in the above embodiments, the inside of the waveguide may be filled with a dielectric or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 100 according to a first embodiment.
2A and 2B are cross-sectional views (a), (c), and (d) of a waveguide / transmission line converter 100 according to a first embodiment, and a plan view of a bottom surface (b).
FIG. 3 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 110 according to a second embodiment.
4A and 4B are cross-sectional views (a), (c), and (d) of a waveguide / transmission line converter 110 according to a second embodiment, and a plan view (b) of a bottom surface.
FIG. 5 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 120 according to a third embodiment.
6A and 6B are cross-sectional views (a) and (c) of a waveguide / transmission line converter 120 according to a third embodiment, and a plan view (b) of a bottom surface.
FIG. 7 is a perspective view of a waveguide / transmission line converter 140 according to a fourth embodiment.
8A and 8B are cross-sectional views (a), (c), and (d) of a waveguide / transmission line converter 140 according to a fourth embodiment, and a plan view (b) of a bottom surface.
FIG. 9 is a characteristic diagram obtained by measuring the relationship between the normalized stripline insertion length and the voltage standing wave ratio of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment.
10 is a characteristic diagram obtained by measuring the relationship between the normalized matching element length and the normalized resonance frequency of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment. FIG.
FIG. 11 is a characteristic diagram obtained by measuring the relationship between the normalized frequency, the reflection amount, and the transmission amount of the waveguide / transmission line converter 100 of the first embodiment.
12 is a characteristic diagram obtained by measuring the relationship between the normalized short-circuit metal layer end-through-hole end interval and the reflection amount of the waveguide / transmission line converter 110 of the second embodiment. FIG.
13 is a perspective view of a prior art waveguide / transmission line converter 300. FIG.
14A and 14B are cross-sectional views (a) and (c) of a prior art waveguide / transmission line converter 300, and a plan view of a bottom surface (b).
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Short-circuit plate 2 ... Waveguide 3 ... Strip line 4, 7 ... Dielectric substrate 5 ... Ground metal layer 6 ... Matching element 8 ... Through-hole 11 ... Short-circuit metal layer

Claims

A waveguide / transmission line converter capable of mutually converting power transmitted by a waveguide and power transmitted by a strip line,
A first dielectric substrate located in the opening of the waveguide;
A notched short metal layer provided on an outer surface of the first dielectric substrate;
In the waveguide, a matching element provided substantially parallel to the short-circuit metal layer at a certain distance, and
A second dielectric substrate positioned between the first dielectric substrate and the matching element;
The waveguide / transmission line converter according to claim 1, wherein the strip line and the matching element disposed in the cut are electromagnetically coupled to each other by being disposed close to each other.

A waveguide / transmission line converter capable of mutually converting power transmitted by a waveguide and power transmitted by a strip line,
A dielectric substrate located in the opening of the waveguide;
A notched short metal layer provided on the outer surface of the dielectric substrate;
A matching element provided on the inner surface of the dielectric substrate,
The waveguide / transmission line converter according to claim 1, wherein the strip line and the matching element disposed in the cut are electromagnetically coupled to each other by being disposed close to each other.

The dielectric substrate to which the strip line is attached is,
3. The waveguide according to claim 1, further comprising a ground metal layer bonded to the opening of the waveguide on a surface opposite to a surface on which the strip line is attached. Tube / transmission line converter.

The dielectric substrate or the first dielectric substrate is
The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 3, further comprising a through hole for electrically connecting the short-circuit metal layer and the waveguide. .

5. The waveguide / transmission line converter according to claim 1, wherein the waveguide / transmission line converter includes a plurality of the strip lines arranged in the notch. 6.

A dielectric substrate to which the strip line is attached and a circuit substrate on which a high-frequency circuit is formed, or
The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 5, wherein the first dielectric substrate and the second dielectric substrate are integrally formed.

The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the impedance is controlled by a length of the strip line that overlaps the matching element.

The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 7, wherein a resonance frequency is controlled by a length of the matching element parallel to the strip line.

The distance between the strip line and the matching element is 0.01λ _{g to} 0.20λ _g (where λ _g is the wavelength in the dielectric existing between the strip line and the matching element). The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 8, wherein the waveguide / transmission line converter is characterized.

An interval between the short-circuit metal plate or the short-circuit metal layer and the strip line is 0.03λ _{g to} 0.06λ _g (where λ _g is a wavelength inside the medium existing in the interval). The waveguide / transmission line converter according to any one of claims 1 to 9.