JP2018142941A - Wireless communication device and wireless communication method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。 The present invention relates to a wireless communication apparatus and a wireless communication method.
［第５世代移動通信を取り巻く背景］
現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。この５Ｇに関して行われている検討のひとつに、マクロセルとスモールセルの利用がある。
[Background of 5th generation mobile communications]
Currently, high-functional mobile communication terminals such as smartphones are explosively spreading. With regard to mobile phones, the third generation mobile communication has shifted to the fourth generation mobile communication, and research and development related to the fifth generation mobile communication (commonly referred to as “5G”) is now underway. One of the studies that have been conducted on 5G is the use of macro cells and small cells.
これまでの携帯電話では、ひとつのサービスエリアを半径数キロメートル程度に設定し、このマクロセルのエリアをひとつの基地局装置がカバーしていた。しかし、この様なマクロセル内には非常に膨大な数のユーザが存在する。全体の限りあるシステム容量は各ユーザでシェアされることになるため、膨大な数のユーザを収容するときには、個々のユーザ毎のスループットは低下する。 In conventional cellular phones, one service area is set to a radius of several kilometers, and this macro cell area is covered by one base station device. However, there are a very large number of users in such a macro cell. Since the limited system capacity as a whole is shared by each user, when accommodating a huge number of users, the throughput for each individual user is lowered.
この様なスループットの低下を回避するために、トラヒックが集中するような人口密集地に、半径数十メートル程度の非常に小さなサービスエリアであるスモールセルを設定する技術が開発されている。この技術では、スモールセルを活用することで、マクロセルを介さずにスポット的なトラヒックをネットワークにオフロードする。ここでは、スモールセルにおける通信能力とマクロセルにおける通信能力を同時並行的に利用可能な端末装置を想定する。このような端末装置を用いることで、制御情報についてはマクロセルを活用して情報交換を行いながら、ユーザデータをスモールセル側において収容する。これによって、マクロセルとスモールセルのメリットを最大限活用することが可能になる。 In order to avoid such a decrease in throughput, a technique for setting a small cell, which is a very small service area with a radius of several tens of meters, in a densely populated area where traffic is concentrated has been developed. With this technology, spot traffic is offloaded to the network without using a macro cell by utilizing a small cell. Here, it is assumed that the terminal device can use the communication capability in the small cell and the communication capability in the macro cell simultaneously. By using such a terminal device, user data is accommodated on the small cell side while exchanging information using the macro cell for control information. This makes it possible to make maximum use of the advantages of macro cells and small cells.
先に述べた５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。この高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。従って、スモールセル基地局は理想的にはユーザ端末に近い場所に設置されることが好ましい。例えば、ビルの屋上の様な設置が容易な場所では、ユーザ端末と基地局との距離が離れ過ぎてしまい、回線設計上、好ましくない。 In 5G mentioned above, the target value of transmission speed is set to 10 Gbit / s (gigabit per second) or more, and this small cell can perform efficient traffic offload by performing the same large-capacity communication. There is a need to. In a macro cell, it is assumed that a microwave band with a low frequency is used in order to allow long-distance propagation. However, considering the current state of the microwave band, where frequency resources are already being depleted, small cells that assume relatively short-distance communication are expected to use the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band with a relatively high frequency. Has been. The characteristic of this high frequency band is that propagation attenuation increases in inverse proportion to the square of the frequency. Therefore, it is preferable that the small cell base station is ideally installed near the user terminal. For example, in a place where installation is easy, such as on the roof of a building, the distance between the user terminal and the base station is too far away, which is not preferable in terms of circuit design.
一方、スモールセルはトラヒックが集中する場所に設定されることになるため、そこまで光ファイバを敷設することが困難な場所であっても、基地局装置の設置が強く望まれるケースがある。例えば新宿や渋谷などの駅前などの様に非常に人が多く密集する場所にスモールセルの基地局装置を設置する場合を想定すると、その様な場所に隣接するビルの屋上では伝搬減衰が大きくなる。そのため、ビルの屋上よりも高さの低い場所、例えばビルの壁面などへの設置が求められることがある。しかし、既設のビルの壁面に光ファイバを敷設するのは困難な場合があり、その様な場合には無線回線を用いてその基地局装置へのバックホール回線を提供する必要に迫られることがある。 On the other hand, since the small cell is set in a place where traffic is concentrated, there is a case where it is strongly desired to install a base station apparatus even in a place where it is difficult to lay an optical fiber. For example, assuming that a small cell base station device is installed in a place where people are very crowded, such as in front of a station such as Shinjuku or Shibuya, propagation attenuation increases on the rooftop of a building adjacent to such a location. . For this reason, it may be required to be installed on a place lower in height than the rooftop of the building, such as a wall surface of the building. However, it may be difficult to install optical fiber on the wall of an existing building. In such a case, it may be necessary to provide a backhaul line to the base station apparatus using a radio line. is there.
この様なバックホール回線を提供する場合、スモールセルにおいて求められる１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送に対応するために、同様にミリ波帯を活用して１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送を行う必要がある。この様な環境では、対向する無線局装置は双方が安定的な場所に固定設置されるため、当然ながら見通しが安定的に確保され、且つ、指向性アンテナを相互に向け合うことが一般的である。この場合、ビル間の反射波などはある程度は存在するが、受信される信号の殆どは見通し波成分であり、マルチパス環境とは言いにくい状態であると予想される。この状況は、スモールセル用の基地局装置がビル壁面などの高所に設置され、上方から下方のユーザを見下ろす形で、概ね見通し環境で利用するならば、アクセス系に関しても同様である。 When providing such a backhaul line, it is necessary to use the millimeter wave band to perform a large capacity transmission of 10 Gbit / s or more in order to cope with a large capacity transmission of 10 Gbit / s or more required in a small cell. There is. In such an environment, since both opposing radio station apparatuses are fixedly installed in stable locations, it is natural that the line-of-sight is secured stably and the directional antennas are directed to each other. is there. In this case, reflected waves between buildings exist to some extent, but most of the received signals are line-of-sight components, and it is expected that it is difficult to say a multipath environment. This situation is the same for the access system if the small cell base station device is installed at a high place such as a building wall surface and looks down from the top to the bottom of the user and is generally used in a line-of-sight environment.
次に、５Ｇで求められる伝送速度である１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送については、ミリ波帯の活用により非常に広い帯域幅の周波数資源を利用することが可能になり、これにより実現可能性は高まっている。例えば、ミリ波帯を用いたバックホール回線を想定するならば、一例としてＥバンド（７１〜７６ＧＨｚ及び８１〜８６ＧＨｚ）などを用い、仮に１ＧＨｚの帯域幅を用いるとすれば、周波数利用効率は１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚで済むことになる。しかし、１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの周波数利用効率を達成するための既存の無線設備は、概ねＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを利用した空間多重伝送を採用している。空間多重伝送は一般にはマルチパス環境を利用しており、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数を行列形式で表現したチャネル行列Ｈの特異値分解を行った際に、その結果得られる特異値の絶対値の分布が、その空間多重伝送の特性を表す。具体的には、特異値の絶対値の２乗値は信号対雑音電力比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）に比例した値であり、空間多重伝送のためには第１特異値のみならず、第２特異値以降も十分に大きな値を持たなければ通信が成り立たない。アクセス系であるスモールセルにおける大容量伝送でも同様であるが、この様な見通し波が支配的な環境での空間多重伝送を実現することが、目的とする無線システムの実現には必要不可欠である。 Next, for large-capacity transmission of 10 Gbit / s or higher, which is the transmission rate required for 5G, it becomes possible to use frequency resources with a very wide bandwidth by utilizing the millimeter wave band, and this is feasible. Is growing. For example, if a backhaul line using the millimeter wave band is assumed, E band (71 to 76 GHz and 81 to 86 GHz) is used as an example, and if a bandwidth of 1 GHz is used, the frequency utilization efficiency is 10 bits. / S / Hz is sufficient. However, existing wireless equipment for achieving a frequency utilization efficiency of 10 bits / s / Hz generally employs spatial multiplexing transmission using a multiple-input multiple-output (MIMO) channel. Spatial multiplex transmission generally uses a multipath environment, and when the singular value decomposition of the channel matrix H expressing the transfer function of the MIMO channel in a matrix form is performed, the distribution of absolute values of the singular values obtained as a result thereof Represents the characteristics of the spatial multiplexing transmission. Specifically, the square value of the absolute value of the singular value is a value proportional to the signal-to-noise power ratio SNR (Signal to Noise Ratio), and not only the first singular value but also the first singular value for spatial multiplexing transmission. Communication is not possible if there is no sufficiently large value after the 2 singular value. The same is true for large-capacity transmission in small cells that are access systems, but it is indispensable to realize spatial multiplexing transmission in an environment where such line-of-sight waves are dominant. .
上述のように、５Ｇではアクセス系及びバックホール回線共に、ミリ波帯の利用が期待される。また、先に述べたように、高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。例えば２ＧＨｚ帯（既存のアクセス系）と８０ＧＨｚ帯（ミリ波帯を用いる将来システム）とを比較すれば４０倍の周波数であるために、伝搬減衰は１６００倍であり、３２ｄＢの回線利得が不足することになる。もちろん、マクロセルほど広範囲をカバーする必要はないので３２ｄＢの全てを補う必要はないが、一方で高周波数帯では送信段でのハイパワーアンプはあまり高出力のデバイスが存在しないため、この点も加味すれば数１０ｄＢレベルでの追加の回線利得の確保をしなければならないと考えられる。さらには、その様な環境で空間多重伝送も期待されるため、基地局及び端末局の双方において、従来技術に比べて格段に多くのアンテナ素子を備えた無線システムが検討されるようになった。この様な技術をＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯと呼ぶ。以下に、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯに関する従来技術を紹介する。 As described above, in 5G, the use of the millimeter wave band is expected for both the access system and the backhaul line. As described above, the characteristic of the high frequency band is that the propagation attenuation increases in inverse proportion to the square of the frequency. For example, if the 2 GHz band (existing access system) and the 80 GHz band (future system using the millimeter wave band) are compared to 40 times the frequency, the propagation attenuation is 1600 times and the line gain of 32 dB is insufficient. It will be. Of course, it is not necessary to cover as much as 32 dB because it does not need to cover as wide a range as a macro cell. In this case, it is considered that an additional line gain at a level of several tens of dB must be secured. Furthermore, since spatial multiplexing transmission is also expected in such an environment, both base stations and terminal stations are now considering wireless systems with significantly more antenna elements than conventional techniques. . Such a technique is called Massive MIMO. Below, the prior art regarding Massive MIMO is introduced.
非特許文献１では、基地局側が２５６素子、端末局側が１６素子のアンテナを備え、２５６×１６のサイズのチャネル行列を活用して１６ストリームの空間多重伝送を目指している。この非特許文献１では、複数の信号系列（ストリーム）を伝送するために、その指向性形成を、無線のアナログ回路における複素位相量の回転を用いたアナログビームフォーミングと、デジタル・ベースバンド回路におけるデジタル領域でのデジタルビームフォーミングとを併用して行う。これにより、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器の多用を避け、消費電力の低減とチャネル情報のフィードバック時の回線利得不足対策を行っている。ただし、ここで形成するアナログビームは例えば水平方向、垂直方向に共に所定の刻み幅（例えば５度間隔）で複数の固定パターンを設定し、その中で比較的受信電力の大きなアナログビームを所定の数だけ選択して利用する。当然ながら、見通し波の到来方向に正確にアナログビームを向けることはできないため、冗長な数のアナログビームを選択すると、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の所要数を十分に圧縮することはできない。
In Non-Patent
［見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張］
以上のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の説明では、主としてアクセス系での利用を想定していたために、概ねマルチパス環境であることを前提としていた。しかし、アクセス系であってもスモールセル基地局が上方に設置され、見下ろす格好で概ね見通しが確保できる場合には、非マルチパス環境での運用が余儀なくされる場合がある。特にバックホール回線の場合にはそれが顕著で、所謂、ライス係数Ｋが１０ｄＢ以上となる、見通し波成分の１／１０以下程度しかマルチパス成分が伴わない環境での利用が想定される。この場合、第１特異値に相当する回線利得と第２特異値以上に相当する回線利得差が２０ｄＢ、ないしはそれ以上となることが予想され、実質的に２ストリーム以上の空間多重伝送は非効率となることが予想される。
[Expansion of Massive MIMO technology when line-of-sight wave is dominant]
In the above description of the Massive MIMO technology, since it is mainly assumed to be used in an access system, it is assumed that the environment is generally a multipath environment. However, even in the case of an access system, if a small cell base station is installed on the upper side and it is possible to secure a general outlook while looking down, operation in a non-multipath environment may be forced. In the case of a backhaul line in particular, this is conspicuous, and it is assumed that the so-called Rice coefficient K is 10 dB or more, and it is assumed to be used in an environment where only about 1/10 or less of the line-of-sight component is accompanied by multipath components. In this case, it is expected that the difference between the line gain corresponding to the first singular value and the line gain corresponding to the second singular value or more will be 20 dB or more. It is expected that
この様な環境では、非特許文献２に示される様に、第１特異値に対応する回線利得の効率の高さを活用して、全アンテナ素子を複数のセットに分割し、セット毎にサブアレー構成をとることが有効になる。そして、そのサブアレーを空間的に離して設置することで、サブアレー間の相関を低下させ、第１特異値に対応した伝送を低相関で並列伝送することが有効になる。また、同様に非特許文献３では、ここでのサブアレーのアンテナ開口長が狭く、見通し波が支配的で十分にサブアレー内の各アンテナ素子間の相関が強い場合、各アンテナ素子の送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数として扱うことが可能であり、この場合には時間軸上のサンプリングデータ単位でウエイトの乗算が可能であるという「時間軸ビームフォーミング技術」が提案されている。
In such an environment, as shown in
これは、素子間隔が狭くアンテナ素子の相関が強い場合、アンテナ素子毎の相対的なチャネル情報（ある基準となるアンテナ素子でのチャネル情報に対するチャネル情報の相対値であり、具体的には基準アンテナ素子の第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相をψｒｅｆ （ｋ）とした場合に、各アンテナ素子にＥｘｐ｛−ｊψｒｅｆ （ｋ）｝を乗算して得られる情報）の複素位相の周波数依存性は、概ね一定となっていることに起因した方式である。例えば受信時においては、これらの各アンテナ素子の受信信号を複素位相が同位相になる様に信号合成するための受信ウエイトの複素位相は、全周波数帯域において概ね一定となっており、全周波数帯で同一の定数の受信ウエイトを用いることが可能となる。一般に、周波数軸上で定数となる関数をフーリエ変換するとδ関数になるため、周波数軸の受信ウエイトをＩＦＦＴにより時間軸上に変換したウエイトは、ｔ＝０の成分のみを考慮すればよいことになる。つまり、遅延波成分を考慮した信号処理が不要であることから、アナログ・ベースバンドの受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたサンプリングデータに、直接、アンテナ素子毎の所定の係数である時間軸受信ウエイトを乗算すれば、受信信号をＦＦＴ処理などにより一度も周波数軸上の信号に変換することなく、完全に時間軸の信号処理だけで指向性形成を実現することが可能になる。 This is the relative channel information for each antenna element when the element spacing is narrow and the correlation between the antenna elements is strong (the relative value of the channel information with respect to the channel information at a certain antenna element, specifically the reference antenna When the complex phase of the channel information of the k-th frequency component of the element is ψ ref (k) , the frequency dependence of the complex phase of Exp {−jψ ref (k) } multiplied by each antenna element) The nature is due to being almost constant. For example, at the time of reception, the complex phase of the reception weight for synthesizing the reception signals of these antenna elements so that the complex phase is the same phase is generally constant in the entire frequency band. Thus, the same constant reception weight can be used. In general, when a function that is constant on the frequency axis is Fourier transformed to a δ function, the weight obtained by converting the reception weight on the frequency axis onto the time axis by IFFT only needs to consider the component at t = 0. Become. In other words, since signal processing in consideration of the delayed wave component is unnecessary, the time axis that is a predetermined coefficient for each antenna element is directly added to the sampling data obtained by sampling the analog baseband received signal by the A / D converter. By multiplying the reception weight, it is possible to realize directivity formation with only time-axis signal processing without converting the received signal into a signal on the frequency axis by FFT processing or the like.
時間軸ウエイトとして乗算する複素位相の回転のための係数は以下の式（１）〜式（３）により求められる。 A coefficient for rotating the complex phase multiplied as a time axis weight is obtained by the following equations (1) to (3).
上記の式において、Ｓｉ（ｎ）は、受信したトレーニング信号の中で、第ｉアンテナの第ｎサンプルのサンプリングデータを表し、Ｓｉ（ｎ）＊は、Ｓｉ（ｎ）の複素共役を表す。ＮＦＦＴは所定の周期性を想定し、例えばＯＦＤＭのＦＦＴポイント数の様な相関検出において意味を持つ周期性の値を示す。ψｊは時間軸ビームフォーミングで実施する（受信側の）複素位相の回転量である。関数ａｎｇｌｅ（ｘ）は複素数ｘの複素位相を表す関数であり、ｘの実数部とｘの虚数部の比及び実部と虚部の符号により定まる値である。また、式（１）における相関演算においては所定の周期性としてＯＦＤＭ信号の場合にはＦＦＴポイント数であるＮＦＦＴサンプルに渡り相関演算を行うとしたが、例えばＮＦＦＴの整数倍であっても周期性は維持される様に、その他のサンプル数に渡る相関演算を行っても構わない。 In the above equation, S i (n) represents the sampling data of the n th sample of the i th antenna in the received training signal, and S i (n) * represents the complex conjugate of S i (n). Represent. N FFT assumes a predetermined periodicity, and indicates a periodicity value that is meaningful in correlation detection, such as the number of FFT points of OFDM. ψ j is the amount of rotation of the complex phase (on the receiving side) performed by time axis beamforming. The function angle (x) is a function representing the complex phase of the complex number x, and is a value determined by the ratio of the real part of x to the imaginary part of x and the sign of the real part and imaginary part. Although the in the correlation calculation in the formula (1) performs a correlation operation over N FFT samples is the number of FFT points in the case of the OFDM signal as a predetermined periodicity, it is an integer multiple of example N FFT Correlation calculation over other sample numbers may be performed so that the periodicity is maintained.
ここで式（２）より明らかな様に、上記式（１）で与えられる複素係数ｃｊの複素位相と、上記式（２）で与えられる時間軸ウエイトｗｊの複素位相は符号が反転したものとなっている。この意味で、後述する本発明の背景技術及び実施形態において、相対的なチャネル情報に対応する式（１）で与えられる複素係数ｃｊの複素位相を求めることと、時間軸ウエイトｗｊの複素位相を求めることは等価である。 Here, as is clear from the equation (2), the sign of the complex phase of the complex coefficient c j given by the above equation (1) and the complex phase of the time axis weight w j given by the above equation (2) are inverted. It has become a thing. In this sense, in the background art and embodiments of the present invention described later, the complex phase of the complex coefficient c j given by the equation (1) corresponding to the relative channel information is obtained, and the complex of the time axis weight w j is obtained. Finding the phase is equivalent.
図６は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー分離型）を示す機能ブロック図である。同図に示す無線局装置は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）と、制御回路４６０を備える。送受信信号処理回路９２９−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎと、Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍと、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍと、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）９２７−ｎとを備える。ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍと接続される。ここでＮは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは全体でＮ系統分だけ実装されている。またＭは、各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎに実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。
FIG. 6 is a functional block diagram showing a configuration example (subarray separation type) of a radio station apparatus using time-axis beamforming in the prior art described in
ここで送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ（送受信信号処理回路９２９−ｎにはサブアレーのアンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍが付随している）は、非特許文献２の様に空間的に離して設置することが想定されている。また、ベースバンド信号処理回路１４０は、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎそれぞれと有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送されている。制御回路４６０は、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ここでＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎの切り替えも管理される。
Here, the transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929 -N (the transmission / reception signal processing circuit 929 -n is accompanied by subarray antenna elements 928 -n-1 to 928 -n-M) are described in
さらに時間軸ビームフォーミング技術では、基本的に時間軸での信号処理を前提とするが、ＯＦＤＭ変調方式の様に周波数軸上の信号を形成する場合でもＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理により周波数軸上の信号は時間軸上の信号に変換可能であり、この時間軸信号への信号処理の実施により、シングルキャリア伝送と共にＯＦＤＭ変調方式でも同様に時間軸ビームフォーミング技術を適用可能である。ただし、ここでは周波数軸上の信号処理を前提としないため、図６では仮にＯＦＤＭ変調方式などを用いる場合であっても、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（または信号分離回路１４１）内部にＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理の機能が含まれているものと見做し、これらの表記は省略することとした。したがって、ＯＦＤＭ変調方式やシングルキャリア伝送の如何にかかわらず、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎからの入出力信号は時間軸上の信号であるものとする。また、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。
Furthermore, the time-axis beamforming technique basically assumes signal processing on the time axis, but even when signals on the frequency axis are formed as in the OFDM modulation method, signals on the frequency axis are processed by FFT processing and IFFT processing. Can be converted into a signal on the time axis, and by performing signal processing on this time axis signal, the time axis beam forming technique can be similarly applied to the OFDM modulation method as well as the single carrier transmission. However, since signal processing on the frequency axis is not assumed here, the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N are used in FIG. N (or the signal separation circuit 141) is assumed to include functions of FFT processing and IFFT processing, and these notations are omitted. Therefore, the input / output signals from the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N are signals on the time axis regardless of the OFDM modulation scheme or single carrier transmission. . Further, the
具体的な信号の流れは以下の通りである。まず信号の送信について説明する。変調器１２０−１〜１２０−Ｎは、それぞれで空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、それぞれを時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎに入力する。時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、変調器１２０−ｎから入力されたデジタル信号を、送受信信号処理回路９２９−ｎで指向性形成するためのサブアレーの各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した送信ウエイトを乗算したデジタル信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍは、送信ウエイトが乗算されたデジタル信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換する。送信時において、ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アップコンバータ９２３−ｎ−ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）をアンテナ素子９２８−ｎ−ｍに接続する。各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍからは、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍから入力されたそれぞれの信号が送信され、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ毎に指向性ビームが形成される。 The specific signal flow is as follows. First, signal transmission will be described. Modulators 120-1 to 120 -N generate time base digital baseband transmission signals of the respective streams to be spatially multiplexed, and input them to time base transmission weight multiplication circuits 921-1 to 921 -N, respectively. To do. The time-axis transmission weight multiplication circuit 921-n (n = 1,..., N) each of the subarrays for forming the directivity of the digital signal input from the modulator 120-n by the transmission / reception signal processing circuit 929-n. The signal is converted into a digital signal multiplied by a transmission weight corresponding to the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M. The D / A converters 922-n-1 to 922-n-M convert the digital signal multiplied by the transmission weight into an analog baseband signal, and the up-converters 923-n-1 to 923-n-M The analog baseband signal is converted into a radio frequency band signal. At the time of transmission, the TDD switch 927-n connects the up-converter 923-nm (m is an integer of 1 to M) to the antenna element 928-nm. Each antenna element 928-n-1 to 928-n-M transmits the respective signals input from the up-converters 923-n-1 to 923-n-M, and the transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929 are transmitted. A directional beam is formed every -N.
次に信号の受信について説明する。アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はＴＤＤスイッチ９２７−ｎを介してダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍに入力される。ダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍは、無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を、デジタル・ベースバンド信号に変換する。このデジタル・ベースバンド信号は時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎに入力される。時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎは、入力された信号それぞれに、各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した受信ウエイトを乗算し、受信ウエイト乗算後の信号を加算合成してそれぞれ１系統の信号系列に変換する。すなわち、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにより、合計でＮ系統の信号系列（ストリーム）に変換され、これらの信号は信号分離回路１４１に入力される。信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、所定の信号検出処理により、データを再生して出力する。
Next, signal reception will be described. Signals received by the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M (n = 1,..., N) are input to the down converters 924-n-1 to 924-n-M via the TDD switch 927-n. Is done. The down converters 924-n-1 to 924-n-M convert radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 925-n-1 to 925-n-M convert analog baseband signals into digital baseband signals. This digital baseband signal is input to the time axis reception weight multiplication circuit 926-n. The time axis reception weight multiplication circuit 926-n multiplies the input signals by reception weights corresponding to the antenna elements 928-n-1 to 928-n-M, and adds and combines the signals after reception weight multiplication. Thus, each is converted into one signal series. That is, a total of N signal series (streams) are converted by the time axis reception weight multiplication circuits 926-1 to 926 -N, and these signals are input to the
信号分離回路１４１で行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。ないしは、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本願に直接関係ないために省略する。
The suppression of the crosstalk component performed by the
また、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎで用いる時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎで用いる時間軸受信ウエイトのそれぞれは、ここでは図示していない時間軸送受信ウエイト取得手段において取得する。そして、同様にここでは図示していない制御回路が、そこで用いる時間軸送受信ウエイトの値を管理する。例えば、通信相手となる無線局が送信したトレーニング信号に対し、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍで取得したサンプリングデータを基に、所定のサンプル数に渡り基準アンテナ素子（例えば９２８−ｎ−１）とのアンテナ素子間の相関値を求め、この複素位相を基に定めてもよい。時間軸受信ウエイトと時間軸送信ウエイトの複素位相の値は、ここでは図示していないパワーアンプとローノイズアンプなどの複素位相の回転量が個々のアンプで異なるため一般には一致しないが、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、時間軸受信ウエイトから時間軸送信ウエイトへの変換は可能である。この様にして取得した送受信ウエイトを対応する無線局装置毎にメモリに記憶しておく。そして、送信時及び受信時にはこれらの送受信ウエイトの値を基に時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにてウエイトの乗算を行うことになる。 The time axis transmission weights used in the time axis transmission weight multiplication circuits 921-1 to 921-N and the time axis reception weights used in the time axis reception weight multiplication circuits 926-1 to 926-N are shown here. No time axis transmission / reception weight acquisition means acquires. Similarly, a control circuit not shown here manages the value of the time axis transmission / reception weight used there. For example, a reference antenna element over a predetermined number of samples based on sampling data acquired by the A / D converters 925-n-1 to 925-n-M with respect to a training signal transmitted by a wireless station as a communication partner A correlation value between antenna elements (for example, 928-n-1) may be obtained and determined based on this complex phase. The values of the complex phase of the time axis reception weight and the time axis transmission weight generally do not match because the rotation amount of the complex phase such as a power amplifier and a low noise amplifier not shown here is different for each amplifier. By using the implicit feedback calibration method, conversion from the time axis reception weight to the time axis transmission weight is possible. The transmission / reception weight acquired in this way is stored in the memory for each corresponding radio station apparatus. At the time of transmission and reception, the time-axis transmission weight multiplication circuits 921-1 to 921-N and the time-axis reception weight multiplication circuits 926-1 to 926-N perform weight multiplication based on these transmission / reception weight values. It will be.
図７は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー共用型）を示す機能ブロック図である。同図において、図６と共通の機能には同一の図番号を付与している。同図において、無線局装置９４２は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎと、分配結合器（ＨＹＢ）９４１−１〜９４１−Ｍと、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍとを備える。図６では、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは、サブアレー毎に空間的に分離した場所に設置することを想定して異なる筐体に収容され、別筐体のベースバンド信号処理回路１４０との間で有線接続されている構成を示した。一方、図７では、全ての送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとベースバンド信号処理回路１４０を同一筐体の無線局装置９４２として構成し、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍを全体で共用している。このため、例えば送信時においては各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−ＮのＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎからの信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍで合成し、合成された信号をアンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍから送信する。同様に受信時には、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍのそれぞれが受信した信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍにより分配する。つまり、分配結合器９４１−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、アンテナ素子９２８−ｍが受信した信号を、ＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎに分配して入力する。これ以外の信号処理は全て図６と図７で共通である。
FIG. 7 is a functional block diagram showing a configuration example (subarray shared type) of a radio station apparatus using time-axis beamforming in the prior art described in
ここで実際の運用においては、図６に示す無線局装置と、図７に示す無線局装置とが対向して通信を行う。例えば、基地局装置については、ビル屋上の様に設置自由度があり、複数個所にサブアレーを設置可能である。一方で、端末局装置側は、ビル壁面などの設置に関する制約が大きい場合、図６を基地局装置、図７を端末局装置とする構成により、端末局装置はサブアレーをひとつのアレーアンテナで共用する形で設置自由度を高めることが可能である。あるいは、例えば端末局装置当たりの伝送容量が空間多重を必要としない程度であれば、図７を基地局装置、図６を送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎのうち１系統のみ（例えば、図６の送受信信号処理回路９２９−１のみ）を実装した端末局装置とすることを想定し、複数の端末局装置と一つの基地局装置とによりマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う構成とすることも可能である。 Here, in actual operation, the radio station apparatus shown in FIG. 6 and the radio station apparatus shown in FIG. For example, the base station apparatus has a degree of freedom of installation like a building roof, and subarrays can be installed at a plurality of locations. On the other hand, the terminal station device side is configured with the base station device in FIG. 6 and the terminal station device in FIG. 7 when the restrictions on the installation of the building wall surface or the like are large. It is possible to increase the degree of freedom of installation. Alternatively, for example, if the transmission capacity per terminal station apparatus is such that spatial multiplexing is not required, FIG. 7 shows a base station apparatus, and FIG. 6 shows only one system among transmission / reception signal processing circuits 929-1 to 929 -N (eg Assuming that the terminal station apparatus is mounted with only the transmission / reception signal processing circuit 929-1 in FIG. 6, a configuration in which multi-user MIMO transmission is performed by a plurality of terminal station apparatuses and one base station apparatus may be adopted. Is possible.
［チャネル情報フィードバックにおけるキャリブレーション技術］
一般に、送信側において複数アンテナ素子を用いて指向性形成を行う場合には、上述の非特許文献１から非特許文献３までの技術も含めてＭＩＭＯチャネルのチャネル情報のフィードバックが必要である。この際、アンテナ素子数が膨大になるとフィードバックすべきチャネル情報の情報量が膨大となるために、様々な工夫が必要となる。上述の様なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムにおいては、送信方向のフォワードリンクのチャネル情報を取得するために、受信方向のリバースリンクのチャネル情報を用い、受信時に用いるローノイズアンプ等の回路によって生じる受信信号の複素位相の回転量と、送信時に用いるハイパワーアンプ等の回路によって生じる送信信号の複素位相の回転量との関係を換算し、リバースリンクのチャネル情報に所定のキャリブレーション係数を乗算することでフォワードリンクのチャネル情報を取得することが可能である。一般に、これらの技術は、インプリシットフィードバック技術として知られている（例えば、非特許文献４参照）。ここではキャリブレーション処理の詳細は省略するが、任意の従来技術を用いて受信時に用いるローノイズアンプ等の回路によって生じる受信信号の複素位相の回転量と、送信時に用いるハイパワーアンプ等の回路によって生じる送信信号の複素位相の回転量のアンテナ系統毎の個体差、不確定性は排除できるものとして説明を行う。
[Calibration technology in channel information feedback]
In general, when performing directivity formation using a plurality of antenna elements on the transmission side, it is necessary to feed back channel information of the MIMO channel, including the techniques from
以上説明してきたミリ波帯などの高周波数帯を用いた無線伝送システムにおいては、以下に示すように、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器、ならびに、アップコンバータ及びダウンコンバータに関する課題が存在する。 In the wireless transmission system using the high frequency band such as the millimeter wave band described above, there are problems related to the A / D converter and the D / A converter, as well as the up converter and the down converter, as shown below. To do.
上述の「見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張」において説明した時間軸ビームフォーミング技術では、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、アップコンバータ、ダウンコンバータがアンテナ素子数分だけ必要になる。また、図７に示した構成例では、これらがアンテナ素子数×ストリーム数分だけ必要になる。一般に、広帯域故に非常にクロック速度の高い環境で利用されるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は消費電力が大きくなる傾向があり、その結果、発熱量も無視できないレベルになる。発熱量が大きな装置の場合、その熱を放熱するための放熱板などが必要になり、これらは発熱量に比例した大きさが物理的に必要になる。また、回路そのものの設計上の要請に加えて運用時に見込まれる発熱量に対する放熱処理の必要性から、定常的に電力を消費するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も小型化は困難になり、大型化する。 In the time-axis beamforming technology described in “Expansion of Massive MIMO Technology when Line-of-Sight Wave is Dominant”, the A / D converter, D / A converter, up-converter, and down-converter are the same as the number of antenna elements. I need it. Further, in the configuration example shown in FIG. 7, these are required by the number of antenna elements × the number of streams. In general, A / D converters and D / A converters that are used in an environment where the clock speed is very high due to the wide band tend to increase power consumption, and as a result, the amount of generated heat becomes a level that cannot be ignored. In the case of a device having a large calorific value, a heat radiating plate or the like for radiating the heat is required, and these are physically required to be proportional to the calorific value. In addition to the design requirements of the circuit itself, it is difficult to reduce the size of the A / D converter and the D / A converter itself that regularly consume power because of the necessity of heat dissipation processing for the amount of heat generated during operation. Become larger.
もともと、ミリ波帯の利用を想定したシステムにおいては、アンテナ素子自体は周波数が高まるに従い波長が短くなり、この波長に比例する形でアンテナ素子単体のサイズも小さくすることが可能である。例えば、アンテナ素子のサイズを波長に対して十分に小さく設計可能であり、そのアンテナ素子を１／２波長程度で並べる場合、アンテナ素子数が大きくても全体のアレーアンテナのサイズを小さく設計することが可能になる。例えば、Ｅバンドを想定して中心周波数が８０ＧＨｚであるとすると、１波長は３．７５ｍｍになる。仮に１波長間隔、且つ、正方アレー構造で１６×１６＝２５６素子のアレーアンテナを構成すると、アレーアンテナ全体のサイズは６ｃｍ×６ｃｍ程度の大きさに収まることになる。しかし、このサイズでの実装を実現するためには、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も１波長である３．７５ｍｍ角以下に収まる構成とし、且つ、運用時に見込まれる発熱量に対する放熱のためのヒートシンクもこの中に納めなければならない。これが出来なければ、実際のアレーアンテナのサイズはＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器のサイズ、及びその放熱のヒートシンクのサイズなどに依存することになる。例えば、帯域幅が１ＧＨｚもの広帯域信号を扱うのであれば、ベースバンドで行うサンプリング処理も最低でも１ＧＨｚ以上の超速度で実施する必要がある。速度が速くなれば消費電力が高まり、発熱量も大きくなり、結局のところは小型化を実現することが出来ない。この様に、高周波数帯故に小型化が可能なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術にもかかわらず、消費電力の大きさに起因して小型化が図れない事態になる。この様な理由から、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力の低減は大きな課題である。 Originally, in a system that assumes use of the millimeter wave band, the wavelength of the antenna element itself decreases as the frequency increases, and the size of the antenna element itself can be reduced in proportion to the wavelength. For example, the size of the antenna element can be designed to be sufficiently small with respect to the wavelength, and when the antenna elements are arranged at about ½ wavelength, the size of the entire array antenna should be designed to be small even if the number of antenna elements is large. Is possible. For example, assuming the E band and assuming that the center frequency is 80 GHz, one wavelength is 3.75 mm. If a 16 × 16 = 256 element array antenna is formed with a one-wavelength interval and a square array structure, the size of the entire array antenna will be about 6 cm × 6 cm. However, in order to realize mounting at this size, the A / D converter and the D / A converter itself are configured to be within a wavelength of 3.75 mm square or less, and the amount of heat generated during operation is expected. A heat sink for heat dissipation must also be stored in this space. If this is not possible, the actual array antenna size will depend on the size of the A / D converter and D / A converter, the size of the heat sink for heat dissipation, and the like. For example, if a wideband signal having a bandwidth of 1 GHz is handled, the sampling process performed in the baseband must be performed at a super speed of at least 1 GHz. The higher the speed, the higher the power consumption and the greater the amount of heat generated. In the end, miniaturization cannot be realized. As described above, despite the Massive MIMO technology that can be downsized due to the high frequency band, the size cannot be reduced due to the power consumption. For these reasons, reducing the power consumed by the A / D converter and the D / A converter is a major issue.
さらには、消費電力に加えて超高速のＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は、値段的にも高価となるため、アンテナ素子数が１００本単位となれば、なおさらコスト低減のためにＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の総数を減らすことが求められる。これは、アップコンバータ及びダウンコンバータに関しても同様で、アンテナ素子数分のアップコンバータ及びダウンコンバータの実装はコストの増大に繋がる。また、アップコンバータ及びダウンコンバータに入力するローカル発振器は指向性形成のために複素位相の不確定性を排除する必要があるため、ローカル信号の共用化が求められる。これらの高周波信号をアンテナ素子毎に膨大な数を分配することによる損失や、各系統間での相互予被干渉（信号の基板配線上の漏洩）などの影響も無視できない。特に、各系統間の相互予被干渉を回避するためには、それぞれの系統の信号を物理的な距離を隔離することが理想的だが、そのためには更にアレーアンテナの物理的なサイズの大規模化に繋がる。 Furthermore, in addition to power consumption, ultra-high-speed A / D converters and D / A converters are also expensive in price, so if the number of antenna elements is 100 units, the cost can be further reduced. It is required to reduce the total number of A / D converters and D / A converters. The same applies to up-converters and down-converters, and mounting up-converters and down-converters for the number of antenna elements leads to an increase in cost. In addition, the local oscillator input to the up-converter and the down-converter needs to eliminate the uncertainty of the complex phase in order to form directivity, so that it is required to share the local signal. Effects such as loss due to distribution of a huge number of these high-frequency signals for each antenna element and mutual pre-interference (leakage of signals on the substrate wiring) between systems cannot be ignored. In particular, in order to avoid mutual pre-interference between systems, it is ideal to separate the signals of each system from the physical distance, but for that purpose, the physical size of the array antenna is further increased. Leads to
したがって、各無線局装置のアレーアンテナをより小型に構成するためには、時間軸ビームフォーミングを活用する場合においても、可能な限り実装するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力を低減する必要がある。 Therefore, in order to make the array antenna of each radio station apparatus more compact, even when using time-axis beamforming, it is consumed by the A / D converter and D / A converter to be mounted as much as possible. There is a need to reduce power.
また、上述のように、高周波数帯を用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術では、波長の短さ故にアンテナサイズを物理的に小型化し、装置全体のサイズを小さくすることが可能になる。この際、例えば送受信アンテナを共用しながら、ＴＤＤスイッチなどで送信系と受信系を切り替えて利用する際にＴＤＤスイッチでは送信信号が受信系に漏れこむことを避けて、十分なアイソレーションを確保する必要がある。しかし、装置の規模が小型化すると、ＴＤＤスイッチもシンプルな構成にする必要に迫られる。送受信系間のアイソレーションを確保するためには、スイッチを多段にしてアイソレーションをかせぐ方法もあるが、これでは多段のスイッチ分の物理的なサイズが実装時に必要となり小型化には不向きである。このような問題を回避するためには、送信アンテナと受信アンテナを物理的に分けることが想定されるが、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合には、インプリシットフィードバックを行う上でのチャネルの対称性が破れることになるため、インプリシットフィードバックが利用できなくなってしまうという問題があった。 Further, as described above, in the Massive MIMO technology using a high frequency band, the antenna size can be physically reduced due to the short wavelength, and the overall size of the device can be reduced. At this time, for example, when the transmission system and the reception system are switched using a TDD switch or the like while sharing the transmission / reception antenna, the TDD switch avoids the transmission signal from leaking into the reception system and ensures sufficient isolation. There is a need. However, when the scale of the device is reduced, the TDD switch needs to have a simple configuration. In order to secure isolation between the transmission and reception systems, there is a method to increase the isolation by setting switches in multiple stages, but this requires a physical size equivalent to the multistage switch at the time of mounting and is not suitable for miniaturization. . In order to avoid such a problem, it is assumed that the transmission antenna and the reception antenna are physically separated. However, if the transmission antenna and the reception antenna are different, the channel for performing the implicit feedback is different. Since symmetry is broken, there is a problem that implicit feedback cannot be used.
非特許文献５及び非特許文献６において、このような問題を解決するための技術としては、一部のアンテナ素子を用いてチャネル推定した結果を基に、その他の全体のアンテナ素子の複素位相の回転量情報ないしは送受信ウエイトに関する情報を取得する方法が提案されている（非特許文献５及び６参照）。
In
時間軸ビームフォーミング技術では、例えば受信時においては送受信局間の到来波のメインパスを抽出し、その方向にアンテナ素子群の指向性利得を向けるための信号処理を行う。その際に用いる送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数となり、その結果、様々な点で信号処理を軽減する。ただし、デジタル的な信号処理を基本としているために、アンテナ素子毎に個別にデジタル信号処理上において送受信ウエイトを乗算し、それに付随してアンテナ系統毎に個別のＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器及びＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器を必要としていた。 In the time-axis beamforming technique, for example, at the time of reception, a main path of an incoming wave between transmitting and receiving stations is extracted, and signal processing for directing the directivity gain of the antenna element group in that direction is performed. The transmission / reception weight used at that time is a constant having no frequency dependence, and as a result, signal processing is reduced in various respects. However, since it is based on digital signal processing, each antenna element is individually multiplied by the transmission / reception weight in digital signal processing, and accompanying this, individual A / D (analog / digital) conversion is performed for each antenna system. And a D / A (digital / analog) converter.
しかし、周波数依存性を持たない係数の乗算処理は、例えば振幅の変化を伴わない複素位相の回転処理だけに限定すれば、必ずしもデジタル的な信号処理を必要としない。具体的には、アナログ回路である移相器を用い、アナログ信号を所定の複素位相回転に設定されたこの移相器を経由させることで、実質的にウエイトの乗算処理と等価な信号処理を実現することができる。非特許文献１では、移相器を用いて指向性制御を実現しているが、これは例えば水平／垂直方向に５度刻みで設定する所定の方向毎に、アンテナ素子毎の位相回転量の組み合わせセットを事前に定めておき、何らかの制御手順で得られたビームを向けるべき方向に合わせて、各移相器の位相回転量を設定していた。しかし、この位相回転量の組み合わせセットは事前に設定されたメニューから選択することになり、この方向毎に個別にトレーニング信号を送信しながら、最も受信レベルが高くなる方向を検索する必要があった。しかし、時間軸ビームフォーミングでは、端末局装置側から送信されるトレーニング信号を基に各アンテナ素子の位相回転量を最適化するため、指向性形成に用いる位相回転量の算出などを簡易にフィードバックすることが可能であると共に、複素位相の回転量の組み合わせセットは、事前のメニューなどを必要とせず格段に高い自由度で設定可能であった。
However, if the multiplication processing of the coefficient having no frequency dependency is limited to, for example, the complex phase rotation processing without amplitude change, digital signal processing is not necessarily required. Specifically, by using a phase shifter that is an analog circuit and passing the analog signal through this phase shifter set to a predetermined complex phase rotation, signal processing substantially equivalent to weight multiplication processing is performed. Can be realized. In
そこで、従来の技術における無線局装置（無線通信装置）は、デジタルアシスト型のアナログビームフォーミングを採用する。すなわち、無線局装置は、各移相器で行う複素位相の回転量の算出処理をデジタル信号処理で実施し、そのデジタル信号処理的に得られた複素位相の値を用いて移相器を制御することにより、所望の複素位相を回転させてアナログ信号上で指向性形成を行う。 Therefore, a wireless station device (wireless communication device) in the prior art employs digital assist type analog beam forming. That is, the radio station apparatus performs the calculation process of the complex phase rotation amount performed by each phase shifter by digital signal processing, and controls the phase shifter using the complex phase value obtained by the digital signal processing. By doing so, the desired complex phase is rotated to form directivity on the analog signal.
まず、時間軸ビームフォーミングは、到来波の最大強度となるパスに指向性を向ける制御に相当する。そのため、最大強度となるパスの方向からの到来波の平面波近似では、平面的に配置されたアンテナ素子から平面波の波面（信号の複素位相が同位相となる平面）へ引いた垂線の長さは経路長差となり、その経路長差は幾何学的な周期性を持ち、座標の関数で与えられることになる。また、送受信ウエイトは、その経路長差をキャンセルする複素位相の回転に対応する係数になる。 First, time-axis beamforming corresponds to control for directing directivity to a path having the maximum intensity of an incoming wave. Therefore, in the plane wave approximation of the arriving wave from the direction of the path with the maximum intensity, the length of the perpendicular drawn from the planarly arranged antenna elements to the plane of the plane wave (the plane where the complex phase of the signal is the same phase) is It becomes a path length difference, and the path length difference has a geometric periodicity and is given by a function of coordinates. The transmission / reception weight is a coefficient corresponding to the rotation of the complex phase that cancels the path length difference.
もちろん、実際にはマルチパス成分を伴う上に測定誤差も含むため、アンテナ素子毎の複素位相の回転量は綺麗な周期性から若干ずれることになる。しかし、近似的にはアンテナが配置される平面上にｘ軸、ｙ軸を設定し、アンテナ素子の座標点に対してｚ軸を複素位相の回転量として３次元表記を行い、各アンテナ素子の座標に対してその複素位相の回転量をプロットすると、全プロット点は平面波近似ではひとつの平面上に存在することになる。なお、複素位相の回転量ψは、±２π×整数を加算しても複素数Ｅｘｐ（−ｊ｛ψ±２π×整数｝）は全く等価であるため、全体のアンテナ開口が大きい場合には各アンテナ素子の座標によっては±２π×整数を加算した値として平面上に存在すると見なすべき場合もあるが、その様な複素位相のオフセットを考慮すれば、少数のアンテナ素子で複素位相の回転量を求め、残りのアンテナ素子は経路長差を基に線形補間処理で複素位相の回転量を近似的に取得することができる。 Of course, in actuality, since it includes a multipath component and also includes a measurement error, the amount of rotation of the complex phase for each antenna element slightly deviates from clean periodicity. However, approximately, the x-axis and y-axis are set on the plane on which the antenna is arranged, and the three-dimensional notation is performed with respect to the coordinate point of the antenna element using the z-axis as the complex phase rotation amount. When the rotation amount of the complex phase is plotted against the coordinates, all plot points are on one plane in the plane wave approximation. Note that the complex phase rotation amount ψ is equivalent to the complex number Exp (−j {ψ ± 2π × integer}) even if ± 2π × integer is added. Depending on the coordinates of the element, there may be cases where it should be regarded as a value obtained by adding ± 2π × integer. The remaining antenna elements can approximately acquire the rotation amount of the complex phase by linear interpolation processing based on the path length difference.
また、装置の設計上、送信アンテナと受信アンテナを分離するようなアップリンク／ダウンリンクのチャネルの非対称性が伴う場合でも、この経路長差を考慮すれば複素位相の回転量を近似的に取得することは可能である。複数のアンテナ素子を用いたシステムにおいては、通常、アンテナ素子間の結合を回避するために、アンテナ素子を半波長以上離して設置するのが一般的である。逆に言えば、最短で半波長程度の素子間隔での運用が可能になる訳であるが、波長が短い高周波数帯のシステムにおいては、アンテナ素子間の物理的な距離を非常に狭めて実装することが予想される。例えば、８０ＧＨｚ帯を想定すれば、波長は３．７５ｍｍ程度であり、数ミリ間隔でアンテナ素子が配列される場合がある。ここで、時分割で送信と受信とを切り替え、送受信アンテナを共用する場合には、この間隔の中に送信用のハイパワーアンプと受信用のローノイズアンプが実装されることになり、これらのアンプが近接するとハイパワーアンプからの信号がローノイズアンプ側に漏洩する可能性がある。 In addition, even when there is an uplink / downlink channel asymmetry that separates the transmit and receive antennas due to the design of the device, the amount of rotation of the complex phase can be approximated by considering this path length difference. It is possible to do. In a system using a plurality of antenna elements, it is common to install antenna elements separated by a half wavelength or more in order to avoid coupling between antenna elements. In other words, it is possible to operate with an element spacing of about half a wavelength at the shortest. However, in a high frequency band system with a short wavelength, the physical distance between antenna elements is very narrow. Is expected to. For example, assuming an 80 GHz band, the wavelength is about 3.75 mm, and antenna elements may be arranged at intervals of several millimeters. Here, when switching between transmission and reception in a time division manner and sharing a transmission / reception antenna, a high-power amplifier for transmission and a low-noise amplifier for reception are mounted in this interval. If they are close to each other, the signal from the high power amplifier may leak to the low noise amplifier side.
また、時分割で切り替えるためのスイッチも、このサイズに収まるほど小型でありながら、送信側と受信側のアイソレーションを十分に確保しなくてはならず、条件的には厳しい状態になる。さらに言えば、時分割スイッチを導入する場合には、ハイパワーアンプで増幅された信号は時分割スイッチを経由してアンテナ素子に入力されるので、ハイパワーアンプの送信出力は時分割スイッチを経由することによる通過損失分だけロスすることになる。同様に、アンテナで受信された信号は、ローノイズアンプに入力される前に時分割スイッチを経由するため、こちらも時分割スイッチを経由することによる通過損失分だけロスすることになり、その分、ＳＮＲ特性が劣化する。特に、送受信のアイソレーションを確保するために時分割スイッチを多段のスイッチで構成する場合などは、この通過損失が大きくなり、この影響は無視できない。この様な背景から、送信アンテナと受信アンテナを分離して装置を設計する場合があり、アップリンク／ダウンリンクのチャネルの非対称性に対応した対策が求められる。 Also, the switch for switching in a time division manner is small enough to fit within this size, but sufficient isolation between the transmission side and the reception side must be ensured, and the conditions are severe. Furthermore, when introducing a time division switch, the signal amplified by the high power amplifier is input to the antenna element via the time division switch, so the transmission output of the high power amplifier passes through the time division switch. It will be lost by the passage loss by doing. Similarly, since the signal received by the antenna passes through the time division switch before being input to the low noise amplifier, this also loses by the passage loss due to passing through the time division switch. SNR characteristics deteriorate. In particular, when the time division switch is composed of multi-stage switches in order to ensure transmission / reception isolation, this passage loss becomes large, and this influence cannot be ignored. From such a background, there is a case where a device is designed by separating a transmitting antenna and a receiving antenna, and a countermeasure corresponding to the asymmetry of the uplink / downlink channel is required.
しかし、この様な場合でも、例えば経路長差をΔＬ、波長をλとすれば、送信も受信も同様に、経路長差をキャンセルするための複素位相の回転量は共通に（２πΔＬ／λ）で与えられる。この際、最低３つのアンテナ素子における複素位相の回転量が求まれば、その３点を含む平面上の各アンテナ素子座標の複素位相の回転量から、残りのアンテナ素子の複素位相の回転量が算出できる。４点以上のアンテナ素子で複素位相の回転量を算出できれば、各アンテナ素子の座標と複素位相の回転量で与えられる３次元空間上の平面のｚ軸座標（複素位相の回転量）と、算出された複素位相の回転量との誤差を最小にする最小二乗法のアプローチで、最も２乗誤差の和の小さな平面を算出し、その平面上での各アンテナ座標に対する複素位相の回転量を求め、これを移相器に設定して対応してもよい。 However, even in such a case, for example, if the path length difference is ΔL and the wavelength is λ, the transmission amount of the complex phase for canceling the path length difference is the same for both transmission and reception (2πΔL / λ). Given in. At this time, if the rotation amount of the complex phase in at least three antenna elements is obtained, the rotation amount of the complex phase of the remaining antenna elements is calculated from the rotation amount of the complex phase of each antenna element coordinate on the plane including the three points. It can be calculated. If the amount of rotation of the complex phase can be calculated with four or more antenna elements, the z-axis coordinate (rotation amount of the complex phase) of the plane in the three-dimensional space given by the coordinates of each antenna element and the amount of rotation of the complex phase is calculated. The plane with the smallest sum of squared errors is calculated using the least-squares approach that minimizes the error with the amount of rotation of the complex phase, and the amount of rotation of the complex phase for each antenna coordinate on that plane is obtained. , This may be set in the phase shifter.
また、仮に上述の様にアップリンクとダウンリンク（すなわち送受信）のアンテナ素子が異なる構成を取る場合であっても、アップリンクのアンテナ素子とダウンリンクのアンテナ素子が入り混じって全体のアンテナ構成を取る場合には、アップリンクの受信アンテナでそのアンテナ素子の複素位相の回転量を求めたら、その他のダウンリンク用のアンテナ素子をアップリンクでも用いると仮定した場合のアップリンクの複素位相の回転量も算出することが可能であり、そのアンテナ素子のアップリンクでの位相回転量を基にキャリブレーション処理を実施し、ダウンリンク用のアンテナ素子の複素位相の回転量を算出することができる。 Even if the uplink and downlink (ie, transmission and reception) antenna elements have different configurations as described above, the uplink antenna element and the downlink antenna element are mixed to form the entire antenna configuration. In this case, when the uplink reception antenna calculates the complex phase rotation amount of the antenna element, the uplink complex phase rotation amount assuming that other downlink antenna elements are also used in the uplink It is also possible to calculate the amount of rotation of the complex phase of the antenna element for downlink by performing a calibration process based on the amount of phase rotation of the antenna element in the uplink.
ないしは、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が物理的に分離して構成されている場合でも、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が単純な平行移動関係にある場合（すなわち、同一平面上で且つ、各アンテナ素子の相対的な位置関係が送受信アンテナで変わらない場合）、受信側のアンテナで求めたダウンリンクの複素位相の回転量をそのまま送信側の対応するアンテナ素子の複素位相として用いたとしても、送受信局間の距離が十分に離れていて、共通の平面波近似が可能と予想される場合には、十分に近似的に有効な指向性形成が可能であると予想される。 Or, even when the uplink antenna element group and the downlink antenna element group are physically separated, the uplink antenna element group and the downlink antenna element group are simply parallel. When in a moving relationship (that is, on the same plane and the relative positional relationship of each antenna element does not change between the transmitting and receiving antennas), transmit the amount of downlink complex phase rotation obtained from the receiving antenna as it is Even if it is used as the complex phase of the corresponding antenna element on the side, if the distance between the transmitting and receiving stations is sufficiently far away and a common plane wave approximation is expected to be possible, the directivity is sufficiently approximately effective Formation is expected to be possible.
なお、図６及び図７に対応するように、指向性ビームを複数のサブアレーに分離して形成する「サブアレー分離型」による構成と、ひとつのアレーで複数の指向性ビームを実現する「サブアレー共用型」（厳密には、サブアレーに分離していないので、「一体型アレー」と理解してもよい）による構成のバリエーションが存在するが、ここでは「サブアレー分離型」について説明を行う。 As shown in FIG. 6 and FIG. 7, a “sub-array separation type” configuration in which a directional beam is separated into a plurality of sub-arrays and a “array common” that realizes a plurality of directional beams in one array. There are variations in the configuration depending on the “type” (strictly speaking, it may be understood as “integrated type array” because it is not separated into subarrays), but here, “subarray separated type” will be described.
図８に、従来技術における直線状にアンテナ素子が配置されたリニアアレーにおける複素位相の回転量予測の概要を示す。同図では、アンテナ素子４０１−１〜４０１−５が直線状に配置されている状態が示されている。まず、リニアアレーの正面方向に対して角度θ方向から到来する平面波について考える。また、各アンテナの素子の間隔をｄとする。ここで、アンテナ素子４０１−１における受信信号をΦ１（ｔ）、アンテナ素子４０１−２における受信信号をΦ２（ｔ）、・・・、アンテナ素子４０１−５における受信信号をΦ５（ｔ）とし、アンテナ素子４０１−１を基準とした第ｓアンテナ素子（ｓは２以上の整数）の経路長差をΔＬｓとする。便宜上、ΔＬ１は０とする。 FIG. 8 shows an outline of the rotation amount prediction of the complex phase in the linear array in which the antenna elements are arranged linearly in the prior art. In the figure, a state in which the antenna elements 401-1 to 401-5 are arranged in a straight line is shown. First, consider a plane wave coming from an angle θ direction with respect to the front direction of the linear array. Also, let d be the spacing between the elements of each antenna. Here, the received signal at the antenna element 401-1 is Φ1 (t), the received signal at the antenna element 401-2 is Φ2 (t),..., And the received signal at the antenna element 401-5 is Φ5 (t), Let ΔLs be the path length difference of the s-th antenna element (s is an integer of 2 or more) with reference to the antenna element 401-1. For convenience, ΔL1 is 0.
一般に、波長がλの時に経路長ΔＬを経由すると、複素位相は２πΔＬ／λだけ回転する。平面波近似を想定すると、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の経路長差はΔＬ２＝ｄ・Ｓｉｎθである。同様に、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−３の間の経路長差はΔＬ３＝２×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−４の間の経路長差はΔＬ４＝３×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の経路長差はΔＬ５＝４×ｄ・Ｓｉｎθとなっている。 In general, when the wavelength is λ, the complex phase rotates by 2πΔL / λ through the path length ΔL. Assuming plane wave approximation, the path length difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-2 is ΔL2 = d · Sinθ. Similarly, the path length difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-3 is ΔL3 = 2 × d · Sinθ, and the path length difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-4 is ΔL4 = 3. × d · Sinθ, the path length difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-5 is ΔL5 = 4 × d · Sinθ.
したがって、ある波長λの周波数成分に着目すれば、平面波近似が成立する波で、Φ２（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ２／λ｝Φ１（ｔ）、Φ３（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ３／λ｝Φ１（ｔ）、Φ４（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ４／λ｝Φ１（ｔ）、Φ５（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ５／λ｝Φ１（ｔ）の関係が成り立つ。上述のΔＬｓ＝（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθの関係を用いれば、Φｓ（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊ（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθ／λ｝Φ１（ｔ）であり、アンテナ素子間でそれぞれＥｘｐ｛−２πｊｄ・Ｓｉｎθ／λ｝ずつ複素位相が回転していることになる。したがって、例えばアンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５にてチャネル推定を実施し、この間の複素位相の回転量を基に、その複素位相の差分の１／４ずつがアンテナ素子毎に回転すると予測することが可能になる。 Accordingly, if attention is paid to the frequency component of a certain wavelength λ, Φ2 (t) ≈Exp {−2πjΔL2 / λ} Φ1 (t), Φ3 (t) ≈Exp {−2πjΔL3 / λ} in a wave in which the plane wave approximation is established. Φ1 (t), Φ4 (t) ≈Exp {−2πjΔL4 / λ} Φ1 (t), Φ5 (t) ≈Exp {−2πjΔL5 / λ} Φ1 (t) holds. Using the relationship of ΔLs = (s−1) d · Sinθ, Φs (t) ≈Exp {−2πj (s−1) d · Sinθ / λ} Φ1 (t), The complex phase is rotated by Exp {−2πjd · Sinθ / λ}. Therefore, for example, when channel estimation is performed by the antenna element 401-1 and the antenna element 401-5, and 1/4 of the difference of the complex phase is rotated for each antenna element based on the amount of rotation of the complex phase between them. It becomes possible to predict.
同様の予測は、アンテナ素子が１次元的に配列している場合の他に、２次元的に配列している場合でも可能となる。次に、図９を用いて従来技術における平面状に構成されたアレーアンテナの複素位相の回転量予測の具体例を説明する。図９において、「○」で示したアルファベットのａ〜ｚ及びＡ〜Ｋはアンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の例を示すが、形状はその他の如何なる構成であっても構わない。 Similar prediction is possible when the antenna elements are arranged two-dimensionally in addition to the case where the antenna elements are arranged one-dimensionally. Next, a specific example of the prediction of the amount of rotation of the complex phase of the planar array antenna according to the prior art will be described with reference to FIG. In FIG. 9, alphabets a to z and A to K indicated by “◯” represent antenna elements. Here, an example of a shape in which equilateral triangles are spread in close-packed form is shown, but the shape may be any other configuration.
例えば、無線局装置は、２重の黒丸で示されたアンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。ここで、例えば、アンテナ素子ｉを基準アンテナとし、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｃではζ×１／３、アンテナ素子ｄではζ×２／３、アンテナ素子Ｂではζ×４／３、アンテナ素子ｕでは−ζ×１／３と近似可能である。同様に、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｂではη×１／３、アンテナ素子ｇではη×２／３、アンテナ素子Ｇではη×４／３、アンテナ素子ｖでは−η×１／３と近似可能である。これを拡張すれば２次元的な予測も可能であり、一例としてアンテナ素子ａであればζ×１／３＋η×１／３、アンテナ素子Ｈであれば−ζ×１／３＋η×４／３、アンテナ素子Ｅであればζ×２／３＋η×３／３といったように予測可能である。 For example, it is assumed that the radio station apparatus performs channel estimation of three points of antenna elements i, m, and q indicated by double black circles, and obtains a complex phase of the channel information of the three points. Here, for example, the antenna element i is a reference antenna, the rotation amount of the complex phase between the antenna element i and the antenna element m is ζ, and the rotation amount of the complex phase between the antenna element i and the antenna element q is η. . In this case, if attention is paid to the antenna element on the straight line connecting the antenna element i and the antenna element m, the antenna element c is ζ × 1/3, the antenna element d is ζ × 2/3, and the antenna element B is ζ × 4 /. 3. The antenna element u can be approximated to −ζ × 1/3. Similarly, when attention is paid to the antenna element on a straight line connecting the antenna element i and the antenna element q, the antenna element b is η × 1/3, the antenna element g is η × 2/3, and the antenna element G is η × 4 /. 3. The antenna element v can be approximated to −η × 1/3. If this is extended, two-dimensional prediction is also possible. For example, in the case of the antenna element a, ζ × 1/3 + η × 1/3, and in the case of the antenna element H, −ζ × 1/3 + η × 4/3, In the case of the antenna element E, it can be predicted as ζ × 2/3 + η × 3/3.
以上の予測を可能とするための条件としては、複素位相の回転量情報を取得するアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の間において、複素位相の回転量がπ以下である必要がある。例えば、図８の場合を例に取れば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の複素位相差がπ／２であったとしても−３π／２であったとしても、Ｅｘｐ｛ｊ・π／２｝＝Ｅｘｐ｛−ｊ・３π／２｝であることから区別することができない。仮に複素位相差がπ／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差はπ／２×（１／４）であるはずであるが、仮に複素位相差が−３π／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差は−３π／２×（１／４）であるはずである。 As a condition for enabling the above prediction, the amount of rotation of the complex phase needs to be π or less between the two antenna elements among the antenna elements that acquire the amount of rotation information of the complex phase. For example, taking the case of FIG. 8 as an example, whether the complex phase difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-5 is π / 2 or -3π / 2, Exp { It cannot be distinguished from j · π / 2} = Exp {−j · 3π / 2}. If the complex phase difference is π / 2, the complex phase difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-2 should be π / 2 × (¼). Is −3π / 2, the complex phase difference between the antenna element 401-1 and the antenna element 401-2 should be −3π / 2 × (1/4).
上記の様な不確定性がある状況では正しく複素位相の回転量情報の予測を行うことは出来ないため、複素位相の回転量情報を取得するアンテナ素子間の複素位相差はπ以下である必要がある。なお、実際の測定においては雑音による測定誤差やマルチパスの影響により複素位相のふらつきも予想される。そのため、実際には複素位相差はπよりも余裕を持って小さな値である必要がある。その目安となる値は反射波の影響の大小で異なるために一概には言えないが、アンテナ素子間隔ｄを小さくしたり、到来角θが十分に小さい場合には、経路長差ΔＬが小さくなるために、経路長差に伴う複素位相の変化量は十分に小さくすることが可能である。図９の例では、アンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点が比較的離れた位置関係になっているが、アンテナ素子間の複素位相差をπ以下にするために、相互の素子間隔が小さな隣接するアンテナ素子（例えばアンテナ素子ａ、ｅ、ｆなど）を利用することも可能である。なお、図９では３つのアンテナ素子でチャネルを推定して残りのアンテナ素子の複素位相を２次元平面的に近似する場合の例を示したが、より多くのアンテナ素子において複素位相の回転量情報を取得する場合には、もう少し細かな複素位相の回転量情報の予測が可能となる。なお、当然ではあるがアンテナ素子の並び方に対しては本質的な制約はないため、図９の様な細密充填構造である必然性はなく、例えば正方格子アレーを用いることも可能である。 Complex phase rotation amount information cannot be predicted correctly in the situation with uncertainty as described above, so the complex phase difference between antenna elements that acquire complex phase rotation amount information must be π or less. There is. In actual measurement, complex phase fluctuations are also expected due to measurement errors due to noise and the effects of multipath. Therefore, in practice, the complex phase difference needs to be a small value with a margin more than π. The reference value is different depending on the magnitude of the influence of the reflected wave and cannot be generally stated. However, when the antenna element interval d is reduced or the arrival angle θ is sufficiently small, the path length difference ΔL is reduced. Therefore, the amount of change in the complex phase accompanying the path length difference can be made sufficiently small. In the example of FIG. 9, the antenna elements i, m, and q are positioned relatively apart from each other, but the mutual element spacing is small so that the complex phase difference between the antenna elements is less than or equal to π. Adjacent antenna elements (for example, antenna elements a, e, and f) can be used. Although FIG. 9 shows an example in which channels are estimated with three antenna elements and the complex phases of the remaining antenna elements are approximated in a two-dimensional plane, information on the amount of rotation of complex phases in more antenna elements. Is obtained, it is possible to predict the rotation amount information of the complex phase with a little finer detail. Of course, since there is no essential restriction on the arrangement of the antenna elements, there is no inevitability of the close packing structure as shown in FIG. 9, and for example, a square lattice array can be used.
次に、図１０〜図１２を用いて従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの複素位相の回転量情報予測の具体例を説明する。詳細は後述するが、ここでは送信アンテナと受信アンテナを分離した構成を想定して説明を行う。図１０において、「○」で表したａ〜ｒは受信アンテナ素子、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊは送信アンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の代わりに、正方格子状にアンテナ素子が配置された場合の例を示す。例えば、無線局装置は、２重丸で示されたアンテナ素子ａ、ｌ、ｐの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。 Next, a specific example of prediction of complex phase rotation amount information of a square array antenna having a planar shape according to the prior art will be described with reference to FIGS. Although details will be described later, here, description will be made assuming a configuration in which a transmission antenna and a reception antenna are separated. In FIG. 10, a to r represented by “◯” represent receiving antenna elements, and s to z and A to J represented by “●” represent transmitting antenna elements. Here, an example is shown in which antenna elements are arranged in a square lattice pattern instead of a shape in which regular triangles are laid out in a close-packed form. For example, it is assumed that the radio station apparatus performs channel estimation of three points of antenna elements a, l, and p indicated by double circles and finds a complex phase of channel information of the three points.
例えば、アンテナ素子ａを基準アンテナとし、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｌの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｐの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、図９と比べて線形予測は少々複雑になるが、基本的な考え方は同様である。例えば、正方格子をｘｙ平面の格子点と考え、アンテナ素子ａを原点とみなす。この際、例えばアンテナｓは（１，０）、アンテナｖは（０，１）の様に座標を定義すれば（ここでは便宜上、ｙ軸は下向きが正の方向としている）。この場合、アンテナｌは（５，３）、アンテナｐは（１，５）に相当する。 For example, the antenna element a is a reference antenna, the complex phase rotation amount between the antenna element a and the antenna element l is ζ, and the complex phase rotation amount between the antenna element a and the antenna element p is η. In this case, linear prediction is a little more complicated than in FIG. 9, but the basic idea is the same. For example, a square lattice is considered as a lattice point on the xy plane, and the antenna element a is regarded as the origin. At this time, for example, if the coordinates are defined such that the antenna s is (1, 0) and the antenna v is (0, 1) (here, for the sake of convenience, the y-axis has a positive downward direction). In this case, the antenna l corresponds to (5, 3) and the antenna p corresponds to (1, 5).
位相回転量をｚ軸で表し３次元表記をすると、アンテナａに関しては（０，０，０）、アンテナｌに関しては（５，３，ζ）、アンテナｐに関しては（１，５，η）となる。２次元平面を表す式は、ａ，ｂ，ｃの係数（この係数はアンテナ素子の識別子とは関係ない）を用いると、ａ（ｘ−ｘ０）＋ｂ（ｙ−ｙ０）＋ｃ（ｚ−ｚ０）＝０で表される。例えば（０，０，０）が平面上の点であるから、（ｘ０，ｙ０，ｚ０）＝（０，０，０）とすれば、ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ＝０の関係式が得られる。ここで、（ａ，ｂ，ｃ）はこの平面の法線ベクトルであり、ベクトルの絶対値自体には意味がないので、ａ’＝ａ／ｃ、ｂ’＝ｂ／ｃとすると未定数はふたつとなり、ａ’ｘ＋ｂ’ｙ＋ｚ＝０の関係式が得られる。これに対し、座標（５，３，ζ）、（１，５，η）が平面上にあることから、ａ’及びｂ’に対する２元１次連立方程式を立てることができ、これを解くことで簡単にａ’及びｂ’の値が求まる。 When the amount of phase rotation is represented by the z axis and expressed in three dimensions, (0, 0, 0) for antenna a, (5, 3, ζ) for antenna l, and (1, 5, η) for antenna p. Become. The equation representing the two-dimensional plane uses a (b−c 0 ) + b (y−y 0 ) + c (z−) when coefficients a, b, and c (this coefficient is not related to the antenna element identifier) are used. z 0 ) = 0. For example, since (0, 0, 0) is a point on the plane, if (x 0 , y 0 , z 0 ) = ( 0 , 0 , 0 ), a relational expression of ax + by + cz = 0 is obtained. Here, (a, b, c) is a normal vector of this plane, and the absolute value of the vector itself has no meaning. Therefore, if a ′ = a / c and b ′ = b / c, the unconstant is There are two relational expressions, a′x + b′y + z = 0. On the other hand, since the coordinates (5, 3, ζ) and (1, 5, η) are on the plane, a binary linear equation for a ′ and b ′ can be established and solved. Thus, the values of a ′ and b ′ can be easily obtained.
上記の様にして求めたａ’及びｂ’を用いると、ｚ＝−（ａ’ｘ＋ｂ’ｙ）となるので、このｘ、ｙに各アンテナ素子の座標を代入すれば各アンテナ素子の複素位相が求まることになる。例えば、アンテナｅに関しては座標が（３，１）であるのでｚ＝−（３ａ’＋ｂ’）が所望の値であり、アンテナｒに関しては座標が（５，５）であるのでｚ＝−（５ａ’＋５ｂ’）が所望の値となる。この様にすることで、アンテナ配置の構成に依存することなく、同様の平面波近似により少数のアンテナ素子に関する複素位相の回転量情報から残りのアンテナ素子の複素位相の回転量情報を推定することが可能である。 If a ′ and b ′ obtained as described above are used, z = − (a′x + b′y). Therefore, if the coordinates of each antenna element are substituted into x and y, the complex phase of each antenna element is obtained. Will be required. For example, since the coordinate for the antenna e is (3, 1), z = − (3a ′ + b ′) is a desired value, and for the antenna r, the coordinate is (5, 5), so z = − ( 5a ′ + 5b ′) is the desired value. By doing this, it is possible to estimate the complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements from the complex phase rotation amount information regarding a small number of antenna elements by the same plane wave approximation without depending on the configuration of the antenna arrangement. Is possible.
なお、この様な各アンテナ素子の座標と各アンテナ素子の複素位相の関係を示す方程式を活用する方法について、若干補足を加えておく。図９に関する以上の説明では、３点のアンテナ素子の複素位相を求め、そこから線形近似でその他のアンテナ素子の複素位相を求める場合について説明したが、３点以上の複素位相を求め、最小二乗法を用いて全てのアンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋをひとつの平面波で近似することも可能である。例えば、アンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋが存在する２次元平面において、任意の直交したｘ軸・ｙ軸を定め、第ｋアンテナ素子の座標を（ｘｋ，ｙｋ）とした時に、第ｋアンテナ素子の複素位相φｋをα，β，γの係数を用いて以下の式（４）で与えられるものとする。 It should be noted that a slight supplement is added to the method of using the equation indicating the relationship between the coordinates of each antenna element and the complex phase of each antenna element. In the above description regarding FIG. 9, the case where the complex phases of three antenna elements are obtained and the complex phases of other antenna elements are obtained therefrom by linear approximation has been described. It is also possible to approximate all antenna elements a to z and A to K with a single plane wave using multiplication. For example, in the two-dimensional plane where the antenna elements a to z and A to K exist, an arbitrary orthogonal x axis and y axis are defined, and the coordinates of the k th antenna element are (x k , y k ). It is assumed that the complex phase φ k of the k antenna element is given by the following equation (4) using the coefficients α, β, and γ.
これに対し、第１アンテナ素子（例えば図中のアンテナ素子ａ）を基準アンテナとして実際に推定された第ｋアンテナ素子の複素位相を〜φｋ（チルダφは「〜」をφの上側に表示したもの。以下、同様に記載する。）とすると、以下の評価関数Ｗ（α，β，γ）を最小にする（α，β，γ）の組み合わせが最小二乗法により求めることが可能である（式（５））。 On the other hand, the complex phase of the k-th antenna element actually estimated with the first antenna element (for example, antenna element a in the figure) as a reference antenna is displayed as ~ φ k (tilde φ indicates “˜” above φ. (Hereinafter, the same shall be described.), The combination of (α, β, γ) that minimizes the following evaluation function W (α, β, γ) can be obtained by the method of least squares. (Formula (5)).
上記の最小二乗法により求めた（α，β，γ）の組み合わせを基に、式（４）を用いて第ｋアンテナ素子の座標（ｘｋ，ｙｋ）から、必要な複素位相を算出することが可能になる。この様に最小二乗法を用いる場合には、複素位相を求めるアンテナ素子数は任意の数が選択可能である。元々、本発明は到来波を平面波で近似しているが、実際には反射波の影響を受けて、見通し波（平面波）以外の成分を含むため、式（４）の様な綺麗な関係にはならない。この平面からの誤差が複素位相の推定精度に影響を与えるのであるが、最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすことで、この反射波の影響を平均化することが可能になり、推定精度の改善を図ることができる。一方で最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすと回路規模が増大するので、それぞれのトレードオフでアンテナ素子数の設定を行うことになる。 Based on the combination of (α, β, γ) obtained by the above least square method, the necessary complex phase is calculated from the coordinates (x k , y k ) of the k-th antenna element using Equation (4). It becomes possible. In this way, when the least square method is used, an arbitrary number of antenna elements for obtaining the complex phase can be selected. Originally, the present invention approximates an incoming wave with a plane wave. However, since it includes components other than a line-of-sight wave (plane wave) under the influence of a reflected wave, it has a clean relationship as shown in Equation (4). Must not. The error from this plane affects the estimation accuracy of the complex phase. By increasing the number of antenna elements used for the least-squares method, the effect of this reflected wave can be averaged and estimated. The accuracy can be improved. On the other hand, if the number of antenna elements used for the least squares method is increased, the circuit scale increases. Therefore, the number of antenna elements is set in each trade-off.
なお、以上の説明ではチャネル情報の複素位相を予測する手順を示したが、チャネル情報の複素位相を求めた後、その複素位相に−１を乗算した値が移相器で実施する複素位相の回転量に相当するため、この複素位相の回転量をｚ軸の値として設定し、直接、複素位相の回転量を求める演算処理を行ったとしても構わない。 In the above description, the procedure for predicting the complex phase of the channel information is shown. However, after obtaining the complex phase of the channel information, a value obtained by multiplying the complex phase by -1 is the complex phase to be executed by the phase shifter. Since it corresponds to the rotation amount, the rotation amount of the complex phase may be set as the z-axis value, and the calculation process for directly obtaining the rotation amount of the complex phase may be performed.
なお、図１０ではａ〜ｒに相当する「○」で示した受信アンテナ素子と、ｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊ相当する「●」で示した送信アンテナ素子が入れ子になって並んでいる。例えば送信アンテナと受信アンテナを分離し、それぞれが比較的近傍に配置される構成をとれば、上述の手法で一部の受信アンテナにて複素位相の回転量情報を取得し、その情報を基にその他のアンテナ素子の情報を予測すれば、その予測するアンテナ素子は送信アンテナであっても受信アンテナであっても構わないので、実際には信号を受信することができない送信アンテナにおいても複素位相の回転量情報の予測は可能になる。なお、送信アンテナと受信アンテナは再隣接の格子点同士で異なる配置にする必要はなく、その他の一般的な配置であっても構わない。 In FIG. 10, the receiving antenna elements indicated by “◯” corresponding to a to r and the transmitting antenna elements indicated by “●” corresponding to s to z and A to J are arranged in a nested manner. For example, if the transmission antenna and the reception antenna are separated and each is arranged relatively close to each other, the rotation amount information of the complex phase is acquired by a part of the reception antennas by the above-described method, and the information is based on the information. If information on other antenna elements is predicted, the predicted antenna element may be a transmission antenna or a reception antenna. Therefore, even in a transmission antenna that cannot actually receive a signal, the complex phase The amount of rotation information can be predicted. Note that the transmission antenna and the reception antenna do not have to be arranged differently at re-adjacent lattice points, and may be other general arrangements.
図１１に、従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの送受信アンテナ配置の別例を示す。図１０との差分は、図１０では送信アンテナと受信アンテナがオセロのマス目の様に交互に配置されていたのに対し、図１１では縦の列に送信アンテナ又は受信アンテナが整列するような並びになっている点である。この場合では、例えばひとつの送信信号処理回路とひとつの受信信号処理回路のペアとなるアンテナ素子は、図１１のアンテナ素子ａとｓ、アンテナ素子ｄとｖなど、隣接したアンテナとして配置すれば良いことになる。 FIG. 11 shows another example of the transmission / reception antenna arrangement of the square array antenna configured in a planar shape in the prior art. The difference from FIG. 10 is that the transmitting antenna and the receiving antenna are alternately arranged like an Othello cell in FIG. 10, whereas in FIG. 11, the transmitting antenna or the receiving antenna is aligned in a vertical column. It is a point that is lined up. In this case, for example, the antenna elements forming a pair of one transmission signal processing circuit and one reception signal processing circuit may be arranged as adjacent antennas such as antenna elements a and s and antenna elements d and v in FIG. It will be.
図１２に、従来技術における平面状に構成された正方アレーアンテナの送受信アンテナ配置の別例を示す。図１１との差分は、図１１では送信アンテナと受信アンテナが縦の列に整列して並んでいながら、隣接する列同士では送信アンテナと受信アンテナが交互になる様な配置になっていたが、図１２では全ての受信アンテナａ〜ｒを一か所にまとめ、同様に全ての送信アンテナｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊも一か所にまとめ、それぞれが別の領域に配置される構成となっている。 FIG. 12 shows another example of the arrangement of transmitting and receiving antennas of a square array antenna configured in a planar shape in the prior art. The difference from FIG. 11 is that the transmitting antenna and the receiving antenna are arranged in a vertical column in FIG. 11, but the transmitting antenna and the receiving antenna are alternately arranged in adjacent columns. In FIG. 12, all the receiving antennas a to r are gathered in one place, similarly, all the transmitting antennas s to z and A to J are gathered in one place, and each is arranged in a different area. ing.
送信系と受信系を分離するメリットは、例えば信号受信時においても送信系のハイパワーアンプの電源を落とさずに運用する場合において、送信系のノイズが受信系に漏洩するのを回避する上で、送信系全体と受信系全体が分離されていることで、相互のアイソレーションを確保しやすいという点があげられる。一方で、図１０、図１１で示した様に実際に信号受信による複素位相の回転量情報の取得を行っていないアンテナ素子における複素位相の回転量情報を、上述の手法で推定するためには構成的には好ましくはない。しかし、仮に対抗する無線局装置＃１と無線局装置＃２の送信アンテナと受信アンテナのアンテナ配置がある種の対称性を持つ場合には、受信側で取得した複素位相の回転量（チャネル情報）を適切なキャリブレーション処理を行う前提の上では、そのまま送信側の複素位相の回転量情報と見なして扱うことが可能になる。一例としては、図１２において受信アンテナ素子ａと送信アンテナ素子ｓ、受信アンテナ素子ｂと送信アンテナ素子ｔ、受信アンテナ素子ｃと送信アンテナ素子ｕ、受信アンテナ素子ｄと送信アンテナ素子ｖ・・・とが幾何学的に平行移動した位置関係にあり、この様な対称性を考慮して受信アンテナａ〜ｒの複素位相の回転量を、そのまま送信アンテナｓ〜Ｊに適用しても、平面波近似が可能な範囲では大きな差はないとみなすことができる。
The merit of separating the transmission system and the reception system is, for example, to avoid leaking the transmission system noise to the reception system when operating without turning off the power of the transmission high-power amplifier even during signal reception. Since the entire transmission system and the entire reception system are separated, it is easy to ensure mutual isolation. On the other hand, as shown in FIGS. 10 and 11, in order to estimate the complex phase rotation amount information in the antenna element that has not actually acquired the complex phase rotation amount information by signal reception by the above-described method. It is not preferable in terms of structure. However, if the antenna arrangements of the transmitting antenna and the receiving antenna of the radio
なお、複素位相の回転量予測に用いるアンテナ素子の選び方は、図９、図１０などで示した様に比較的離れた位置のアンテナ素子を用いる以外にも、当然ながらその他のパターンのアンテナ素子を用いることも可能である。図１３に、従来技術における複素位相の回転量の予測に用いるアンテナパターンの例を示す。図１３では、５×５の正方アレーにおける（ａ）から（ｄ）の４つのパターンの例を示している。図中に置ける記号ａ〜ｙで示した●及び◎はアンテナ素子を表し、◎で示したアンテナ素子を用いて求めた複素位相の回転量を基にその他の●で示したアンテナ素子の複素位相の回転量の予測をする。ここでは５つのアンテナ素子を複素位相の回転量を求めるために利用する場合を例として示しているが、当然ながら３以上のその他の数の素子数で実施することも可能である。 Note that the antenna element used for the prediction of the amount of rotation of the complex phase is not limited to the use of antenna elements at relatively distant positions as shown in FIGS. It is also possible to use it. FIG. 13 shows an example of an antenna pattern used for predicting the amount of complex phase rotation in the prior art. FIG. 13 shows an example of four patterns (a) to (d) in a 5 × 5 square array. ● and ◎ indicated by symbols a to y in the figure represent antenna elements, and other complex phases of the antenna elements indicated by ● based on the amount of rotation of the complex phase obtained using the antenna elements indicated by ◎. The amount of rotation is predicted. Here, a case where five antenna elements are used for obtaining the amount of rotation of the complex phase is shown as an example, but it is of course possible to implement with other numbers of elements of 3 or more.
例えば、図１３（ａ）を例に取れば、アンテナ素子ｈ，ｌ，ｍ，ｎ，ｒを用いて複素位相の回転量を取得し、重心付近のアンテナ素子ｍとその他のアンテナ素子ｈ，ｌ，ｎ，ｒとの相関を算出し、相関値の複素位相をアンテナ素子ｈ，ｌ，ｎ，ｒに対して求める。その様にして求めた複素位相をｚ軸に設定し、式（４）、式（５）で説明したのと同様の最小二乗法を用い、式（４）に示す関係式で各アンテナ素子の複素位相の回転量を推測しても良い。図１３（ｂ）も同様である。 For example, taking FIG. 13A as an example, the amount of rotation of the complex phase is acquired using the antenna elements h, l, m, n, r, and the antenna element m near the center of gravity and the other antenna elements h, l. , N, r and the complex phase of the correlation value is obtained for the antenna elements h, l, n, r. The complex phase thus obtained is set on the z-axis, and the same least square method as described in Expressions (4) and (5) is used, and the relational expression shown in Expression (4) is used for each antenna element. The amount of rotation of the complex phase may be estimated. The same applies to FIG. 13B.
その他にも、複素位相の回転量予測に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡張するために、基準アンテナの第１近接及び第２近接の素子以外を複素位相の回転量情報の予測に用いる図１３（ｃ）及び（ｄ）のパターンを用いることも可能である。この場合も図１３（ａ）及び（ｂ）の場合と同様であるが、例えば（ｃ）の場合にはアンテナ素子ｒを基準アンテナと設定し、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｌ及びアンテナ素子ｎとの相関演算を行い、相関値の複素位相を求めた後に、アンテナ素子ｆ及びアンテナ素子ｊに関しては、直接、基準のアンテナ素子ｒと相関演算を行う代わりに、アンテナ素子ｌとアンテナ素子ｆの相関演算とアンテナ素子ｎとアンテナ素子ｊの相関演算とを行っても良い。アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値と見なすことが可能である。これは同様に、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値と見なすことが可能である。 In addition, in order to expand the spatial extent of the antenna elements used for the complex phase rotation amount prediction, the elements other than the first proximity element and the second proximity element of the reference antenna are used for the prediction of the complex phase rotation amount information. It is also possible to use the patterns 13 (c) and (d). This case is also the same as in FIGS. 13A and 13B. For example, in the case of FIG. 13C, the antenna element r is set as the reference antenna, and the antenna element r, the antenna element l, and the antenna element n After calculating the complex phase of the correlation value, for the antenna element f and the antenna element j, instead of directly performing the correlation calculation with the reference antenna element r, the correlation between the antenna element l and the antenna element f is performed. You may perform a calculation and the correlation calculation of the antenna element n and the antenna element j. The sum of the relative value of the complex phase of the antenna element l with respect to the antenna element r and the relative value of the complex phase of the antenna element f with respect to the antenna element l is approximately the relative value of the complex phase of the antenna element f with respect to the antenna element r. Can be considered. Similarly, the sum of the relative value of the complex phase of the antenna element n with respect to the antenna element r and the relative value of the complex phase of the antenna element j with respect to the antenna element n is approximately the complex value of the antenna element j with respect to the antenna element r. It can be regarded as a relative value of the phase.
さらに言えば、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出する一方、２π周期の複素位相の不確定性を除去するために、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値を別の形で利用しても良い。この場合には、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出した値に２πの整数倍を加えた値と、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が最も近くなるようにアンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を補正しても良い。 Furthermore, in order to directly calculate the correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j, the relative value of the complex phase of the antenna element l with respect to the antenna element r in order to remove the uncertainty of the complex phase of 2π period. And the addition value of the relative value of the complex phase of the antenna element f with respect to the antenna element l, and the addition value of the relative value of the complex phase of the antenna element n with respect to the antenna element r and the relative value of the complex phase of the antenna element j with respect to the antenna element n. It may be used in another form. In this case, a value obtained by directly adding a correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j to an integer multiple of 2π, a relative value of the complex phase of the antenna element l with respect to the antenna element r, and the antenna element l The addition value of the relative value of the complex phase of the antenna element f with respect to the antenna element f and the addition value of the relative value of the complex phase of the antenna element n with respect to the antenna element r and the relative value of the complex phase of the antenna element j with respect to the antenna element n are closest. In addition, the correlation value between the antenna element r and the antenna elements f and j may be corrected.
このように、複数段に分けて複素位相差を算出して加算する処理を含む理由は、所望のアンテナ素子間の複素位相差が±π以上となる場合には、複素位相の周期性故に位相の２π周期の不確定性が無視できなくなるためで、近接のアンテナ素子間の相関値の複素位相を加算して用いることで、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子間で複素位相差がπ以上にならないようにすることが可能になり、結果的に２π周期の複素位相の不確定性を回避することが可能になる。 As described above, the reason for including the process of calculating and adding the complex phase difference in a plurality of stages is that if the complex phase difference between the desired antenna elements is ± π or more, the phase is due to the periodicity of the complex phase. Therefore, the complex phase difference between the antenna elements used for estimating the amount of rotation of the complex phase can be reduced by using the complex phase of the correlation value between adjacent antenna elements. As a result, it becomes possible to avoid the uncertainty of the complex phase having a 2π period.
図１４は、従来技術における通信システムの構成例を示す図である。図１４において、４５０及び４５２は無線局装置である。ここでは、例えば基地局装置に相当する無線局装置４５０が端末局に相当する無線局装置４５２と通信する構成を示しているが、端末局に相当する無線局装置４５２が複数台存在し、同時に同一周波数上で空間多重伝送を行うことも可能である。
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a communication system in the related art. In FIG. 14,
ここで、同図に示す無線局装置４５０は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎとを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）と、制御回路４６０を備える。無線局装置４５０では、複数の送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎのそれぞれがサブアレーとしてひとつのビームを形成する。これに対し、無線局装置４５２では（サブ）アレーが共通化されており、ひとつのアレーアンテナが複数のビームを形成する構成である。実際の運用では、図１４に示す様に、無線局装置４５０が無線局装置４５２と対向することで、Ｎ系統の信号を空間多重することが可能になる。送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎはそれぞれ共通の構成を備え、変調器１２０−ｎからの信号が入力され、出力は信号分離回路１４１に出力される。
以下、図１５及び図１６を用いて、従来技術の送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの構成について説明する。
Here, the
Hereinafter, the configuration of the conventional transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N will be described with reference to FIGS.
図１５は、非特許文献５に示された従来技術における送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。
同図に示す送受信信号処理回路６５１−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器４０４−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。
FIG. 15 is a functional block diagram illustrating a configuration example of the transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) in the prior art disclosed in
The transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A /
また、送受信信号処理回路６５１−ｎには、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍと、ベースバンド信号処理回路１４０とが接続されている。なお、同図では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つの構成を示しているが、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎはＭより少ない値であればどのような値であってもよい。以下の説明では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つ（ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２）の場合を例に説明する。
Further, the antenna elements 401-1 to 401 -M and the baseband
アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍの中の３系統（一般的には３系統以上、Ｍ−１系統以下）にダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等を配置し、図９〜図１１で説明した複素位相の回転量情報の取得手順を実施すれば、実効的に残りのアンテナ素子の系統においてはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等は不要である。 The down converter 424-n and the A / D converter 425-n are arranged in three systems (generally, three systems or more and M-1 systems or less) among the antenna elements 401-1 to 401-M. If the complex phase rotation amount information acquisition procedure described with reference to FIGS. 9 to 11 is performed, the down converter 424-n, the A / D converter 425-n, and the like are unnecessary in the remaining antenna element system. is there.
以下に、具体的な信号の流れを示す。信号処理に関しては、大きく分けて、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理、信号受信処理及び信号送信処理の３種類に分けて説明を行う。また、図１４に示した制御回路４６０は通信全体を管理する回路であり、詳細は省略するが全体のタイミング管理や各種処理を管理し、例えばＴＤＤスイッチ１２７−ｎなどのスイッチ切り替えや、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの設定タイミングの管理など、一連の管理を司る。したがって、厳密には各機能ブロックとの信号の入出力があり得るが、ここでは簡単化のために省略している。
A specific signal flow is shown below. The signal processing is roughly divided into three types: signal processing, signal reception processing, and signal transmission processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. To explain. The
まず最初に、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。 First, signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M will be described. In the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase, the switch 403-n-1 connects the down converter 424-n-1 and the phase shifter 402-n-1, and the switch 403-n-4 is down. The converter 424-n-2 and the phase shifter 402-n-4 are connected (actually, the switch of the antenna system including the down converter and the A / D converter not shown here is also the same), The remaining switches are not connected. In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the radio station apparatus of the communication partner whose complex phase rotation amount is to be acquired, and the radio station apparatus receives this signal.
アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転（例えば０度でも良い）が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２は、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。 Signals received by the antenna elements 401-n-1 to M are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and are analogized by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. A predetermined complex phase rotation (for example, 0 degree may be applied) is applied on the signal, and each is input to the switches 403-n-1 to 403-n-M. Switches 403-n-1 and 403-n-4 (actually, the switches of the antenna system having a down converter and an A / D converter not shown here are the same, but the explanation is simplified. Therefore, the signals input to these two antenna systems will be input to the down converters 424-n-1 to 424-n-2. The down converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 convert analog signals into digital baseband signals.
Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、入力された情報を基に、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。 Information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the amount of rotation of the complex phase using the expressions (1) to (3) based on the input information. When calibration processing is necessary as necessary, the amount of rotation of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Equations (1) to (3). The rotation amount of the complex phase obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n together with the identification number of the radio station apparatus that is the communication partner.
複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統の複素位相回転量情報（ないしはチャネル情報）を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。図１５の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、アンテナ素子４０１−１及び４０１−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えた系統のアンテナ素子も同様）で取得された複素位相回転量情報を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。なお、これらの一連の処理は、制御回路４６０が全体の調整、タイミング制御等を行う。
The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n predicts complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements based on complex phase rotation amount information (or channel information) of a limited antenna system. In the case of FIG. 15, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n includes antenna elements 401-1 and 401-4 (actually, a down converter and an A / D converter not shown here are provided). Based on the complex phase rotation amount information acquired in the system antenna element), the complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements is predicted. The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n calculates the amount of rotation of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, along with the identification number of the wireless station apparatus with which it communicates, Input to the phase shift control circuit 406-n. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory. In the series of processes, the
次に、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際の信号処理について説明する。まずデータ通信を行う際には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍは全て分配結合器４０４−ｎに接続される。また、ここには図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに指示する。 Next, signal processing when actual data communication is performed, that is, when transmission or reception processing is performed will be described. First, when performing data communication, all of the switches 403-n-1 to 403-n-M are connected to the distribution coupler 404-n. In addition, the control circuit 460 (not shown) grasps the wireless station device that is a communication partner, and the rotation amount of the complex phase corresponding to the wireless station device that performs communication is determined with respect to the phase shift control circuit 406-n. The phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are instructed.
まず、信号を送信する際の信号処理について説明する。送信時には、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎがアップコンバータ１２３−ｎと分配結合器４０４−ｎとを接続した状態で信号の送信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。ここには図示されていない変調器１２０−ｎは、空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、送受信信号処理回路６５１−ｎに入力する。送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）には、ここには図示されていない変調器１２０−ｎが生成した時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力される。 First, signal processing when transmitting a signal will be described. At the time of transmission, the TDD switch 127-n transmits a signal in a state where the up-converter 123-n and the distribution coupler 404-n are connected (n = 1,..., N). A modulator 120-n (not shown) generates a time-axis digital baseband transmission signal of each stream for spatial multiplexing and inputs the transmission signal to a transmission / reception signal processing circuit 651-n. A transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) receives a time base digital baseband transmission signal generated by a modulator 120-n (not shown).
送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）のＤ／Ａ変換器１２２−ｎは、変調器１２０−ｎから入力された送信信号を、アナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力された信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎに入力する。ＴＤＤスイッチ１２７−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力された信号を、分配結合器４０４−ｎに入力する。 The D / A converter 122-n of the transmission / reception signal processing circuit 651-n (n = 1,..., N) converts the transmission signal input from the modulator 120-n into an analog baseband signal, and improves it. Input to converter 123-n. The up-converter 123-n converts the signal input from the D / A converter 122-n from a baseband signal to a radio frequency band signal and inputs the signal to the TDD switch 127-n. The TDD switch 127-n inputs the signal input from the up-converter 123-n to the distribution coupler 404-n.
分配結合器４０４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎから入力されたアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐する。分岐されたアナログ信号は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。例えば、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号形式の無線周波数帯の信号に対して所定量の複素位相回転を加える。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。ここでは、ひとつの送受信信号処理回路６５１−ｎに対して説明を行ったが、例えば、アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−１−Ｍとアンテナ素子４０１−Ｎ−１〜４０１−Ｎ−Ｍでは個別の指向性形成がなされており、その指向性方向にある無線局装置と通信を行う。 The distribution coupler 404-n branches the analog signal input from the TDD switch 127-n into M analog signals. The branched analog signals are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M via the switches 403-n-1 to 403-n-M. The phase shifters 402-n-1 to 402-n-M apply a predetermined complex phase rotation on the analog signal. For example, the phase shifters 402-n-1 to 402 -n-M apply a predetermined amount of complex phase rotation to a signal in the radio frequency band of the analog signal format. The analog signals to which complex phase rotation has been applied by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are transmitted via the antenna elements 401-n-1 to 401-n-M, respectively. The transmission signal has a predetermined directivity formed by complex phase rotation in the phase shifters 402-n-1 to 402-n -M. Here, one transmission / reception signal processing circuit 651-n has been described. For example, the antenna elements 401-1-1-1 to 401-1-M and the antenna elements 401-N-1 to 401-N-M are described. In FIG. 1, individual directivity is formed, and communication is performed with a radio station apparatus in the directivity direction.
次に、信号の受信について説明する。受信時には、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが分配結合器４０４−ｎとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４０４−ｎに入力する。 Next, signal reception will be described. During reception, the TDD switch 127-n receives a signal in a state where the distribution coupler 404-n and the down converter 124-n are connected (n = 1,..., N). Signals received by the antenna elements 401-n-1 to 401-n-M (n = 1,..., N) are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, respectively. Each of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M applies a predetermined complex phase rotation to the input signal on the analog signal, and passes through the switches 403-n-1 to 403-n-M. To the distribution coupler 404-n.
分配結合器４０４−ｎは、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介してダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介して入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力された信号を、アナログ・ベースバンド信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、ここには図示されていない信号分離回路に出力する。 The distribution coupler 404-n synthesizes the signals of the respective antenna systems input via the switches 403-n-1 to 403-n-M on analog signals, and the synthesized signal via the TDD switch 127-n. To the down converter 124-n. The down converter 124-n converts a radio frequency signal input via the TDD switch 127-n into an analog baseband signal and inputs the analog baseband signal to the A / D converter 125-n. The A / D converter 125-n converts the signal input from the down converter 124-n from an analog baseband signal to a digital baseband signal, and outputs it to a signal separation circuit not shown here. .
図１４における信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。信号分離回路１４１が行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。クロストーク成分の抑圧を時間軸上で実施する場合には、まず、信号分離回路１４１に入力される信号系列間の相関を、受信したトレーニング信号に対応するデジタル・ベースバンド信号を基に算出する。そして、算出された相関により与えられるＭＩＭＯチャネル行列を基に、そのＺＦ（Zero Forcing）型やＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理と同様の行列を算出し、この行列を信号分離回路１４１に入力される信号ベクトルに対しサンプリングデータ単位で乗算すればよい。
The
これは、一般的な周波数軸上のＺＦ型やＭＭＳＥ型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理では周波数成分毎に異なる行列を用いていたのに対し、周波数軸上でほぼ同一の行列を用いる場合には、サンプリングデータ単位で時間軸上で信号分離処理が可能であることに対応する。ないしは、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本実施形態の特徴に直接関係ないために省略する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、信号分離回路１４１においてクロストーク成分が抑圧された信号を復調処理する。
In general MIMO signal separation processing such as ZF type and MMSE type signal separation on the general frequency axis, a different matrix is used for each frequency component, whereas almost the same matrix on the frequency axis. Is used, signal separation processing can be performed on the time axis in units of sampling data. Alternatively, only signal processing performed by the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N may be performed, and the
なお、図１５においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び「Ｃ１」〜「Ｃ２」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５１−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｃ１」〜「Ｃ２」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５１−ｎ内の各アンテナ素子４０１−１及びアンテナ素子４０１−４等との間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法等を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。 Although not explicitly shown in FIG. 15, for example, if a high-power amplifier (HPA) on the transmission side is arranged, it is arranged at a point with a description “A” in the figure, and a low-noise amplifier on the reception side ( LNA) or the like is arranged at a point where “B” and “C 1 ” to “C 2 ” are described in the figure. With regard to “A” and “B”, the transmission / reception signal processing circuit 651-n does not assume mutual cooperation. Therefore, calibration processing for removing the uncertainty of the complex phases of the individual high power amplifier and low noise amplifier Is not necessary, but for the low-noise amplifiers described in “C 1 ” to “C 2 ”, the antenna elements 401-1 and 401-4 in the same transmission / reception signal processing circuit 651-n are connected to each other. Therefore, it is necessary to remove the uncertainty of complex phase of low-noise amplifiers of each system by using the implicit feedback calibration method of the prior art. .
本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｃ１」「Ｃ２」での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。 The present invention can be applied to any method, and a specific method of calibration processing is not limited. Considering this calibration result, for example, if the amount of rotation of the complex phase at “C 1 ” and “C 2 ” is +10 degrees and +20 degrees, the complex phase obtained by Expression (1) to Expression (3) The phase rotation amount is adjusted by correcting −10 degrees and −20 degrees with respect to the rotation amount. The information of the calibration result is collected by a calibration circuit (not shown here), and this information is collected by the phase shift control circuit 406-n, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n or the correlation calculation circuit 405-n. Perform correction using the information.
また本図において、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態としたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。
なお、移相器による位相回転は、通常はデバイス上で位相回転量に相当する遅延線を選択的に経由させることで位相回転を与える。そのため、絶対値としてｘの位相回転を与えると、信号としては位相ｘに相当する遅延に伴い複素位相回転量はマイナスの位相回転（遅延）が行われることになり、符号の整合性が取れない。しかし、以降の説明では便宜上、信号として係数Ｅｘｐ｛ｊψα｝の乗算に相当する位相回転を移相器で与える場合に「移相器で行う複素位相の回転量をψα」と呼ぶことにする。
In this figure, regarding the switches 403-n-2, 403-n-3, 403-n-5 to 403-n-M of the system not provided with the down converter and the A / D converter, the phase shifter 402 -N-1 to 402-n-M In the signal processing when calculating the rotation amount of the complex phase, the connection state is established, or these switches 403-n-2, 403-n-3, 403-n- Even if 5 to 403-n-M is omitted, there is no practical problem.
Note that the phase rotation by the phase shifter is usually performed by selectively passing a delay line corresponding to the amount of phase rotation on the device. For this reason, when phase rotation of x is given as an absolute value, the phase rotation (delay) of the complex phase rotation amount is negative with respect to the delay corresponding to the phase x as a signal, and the sign consistency cannot be obtained. . However, in the following description, for convenience, when the phase shift corresponding to the multiplication of the coefficient Exp {jψ α } is given as a signal by the phase shifter, the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifter is referred to as ψ α. To do.
図１６は、非特許文献５に示された従来技術における送受信信号処理回路６５２−ｎの別の構成例を示す機能ブロック図である。前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与している。
FIG. 16 is a functional block diagram illustrating another configuration example of the transmission / reception signal processing circuit 652-n in the related art disclosed in
同図に示す送受信信号処理回路６５２−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、分配結合器４１４−ｎと、分配結合器４１５−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。また、送受信信号処理回路６５２−ｎには、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ及びアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍが接続されている。
The transmission / reception signal processing circuit 652-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A /
図１５との違いは、送信用のアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと受信用のアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍが分離されており、その結果、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが不要になる一方、送受信で共用していた分配結合器４０４−ｎが送信用の分配結合器４１４−ｎと受信用の分配結合器４１５−ｎに分離され、同様に送受信で共用していた移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍが送信用の移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと受信用の移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに分離されている点である。それ以外の構成は同じである。 The difference from FIG. 15 is that the antenna elements for transmission 401-n-1 to 401-nM and the antenna elements for reception 441-n-1 to 441-n-M are separated, and as a result, TDD. While the switch 127-n becomes unnecessary, the distribution coupler 404-n shared for transmission and reception is separated into a transmission distribution coupler 414-n and a reception distribution coupler 415-n, and similarly for transmission and reception. The shared phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are transmitting phase shifters 409-n-1 to 409-n-M and receiving phase shifters 402-n-1 to 402. It is the point which is isolate | separated into -nM. The other configuration is the same.
図１５と同様に、信号処理に関しては、大きく分けて移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理、信号受信処理及び信号送信処理の３種類に分けて説明を行う。また同様に、図１４に示す制御回路４６０は通信全体を管理する回路であり、詳細は省略するが全体のタイミング管理や各種処理を管理し、例えば移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍの設定タイミングの管理など、一連の管理を司る。したがって、厳密には各機能ブロックとの信号の入出力があり得るが、ここでは簡単化のために省略している。
Similarly to FIG. 15, the signal processing is roughly divided into the amount of complex phase rotation performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. The calculation is divided into three types: signal processing, signal reception processing, and signal transmission processing. Similarly, the
まず最初に、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。 First, signal processing for calculating the amount of complex phase rotation performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M will be described. . In the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M, the switch 403-n- 1 connects the down converter 424-n-1 and the phase shifter 402-n-1, and the switch 403-n-4 connects the down converter 424-n-2 and the phase shifter 402-n-4. (In actuality, the same applies to a switch of an antenna system provided with a down converter and an A / D converter not shown here), and the remaining switches are left unconnected.
これらのスイッチ切替は、ここには図示されていない制御回路４６０の指示のもと、相関算出回路４０５−ｎより管理し、複素位相の回転量を算出する際以外は移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは分配結合器４１５−ｎに接続される。また、この処理を行う際には移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量は所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、上述の説明と同様に、当初の所定の値に対する差分として設定する。また、ここでは図示されていないその他の送受信信号処理回路６５２−ｎにおいても、ここでは図示されていない制御回路４６０の管理の基、一斉に同様の処理を行うことになる。
The switching of these switches is managed by the correlation calculation circuit 405-n under the instruction of the
この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号はダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２ではアナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。 In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the radio station apparatus of the communication partner whose complex phase rotation amount is to be acquired, and the radio station apparatus receives this signal. Signals received by the antenna elements 441-n-1 to 441-n-M are input to the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and the phase shifters 402-n-1 to 402-n-. At M, a predetermined complex phase rotation is applied on the analog signal, and each is input to the switches 403-n-1 to 403-n-M. Switches 403-n-1 and 403-n-4 (actually, the switches of the antenna system having a down converter and an A / D converter not shown here are the same, but the explanation is simplified. Therefore, the signals input to these two antenna systems will be input to the down converters 424-n-1 to 424-n-2. The down converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals, and the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 provide analog signals. Convert signal to digital baseband signal.
Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めたこの複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。 Information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the complex phase rotation amount using Expressions (1) to (3). When calibration processing is necessary as necessary, the amount of rotation of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Equations (1) to (3). The complex phase rotation amount obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n together with the identification number of the radio station apparatus with which it communicates.
複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統の複素位相回転量情報を基に、残りのアンテナ素子の複素位相回転量情報を予測する。図１６の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。 The complex phase rotation amount prediction circuit 410-n predicts the complex phase rotation amount information of the remaining antenna elements based on the complex phase rotation amount information of the limited antenna system. In the case of FIG. 16, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n calculates the rotation amount of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and performs wireless communication with which to communicate. The information is input to the phase shift control circuit 406-n together with the identification number of the station device. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory.
また、以上の複素位相の回転量は受信系における移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量に関するものであるが、ローノイズアンプ及びハイパワーアンプなどにおける複素位相回転量の個体差をキャンセルするため、従来技術のインプリシットフィードバックにおけるキャリブレーション処理を施し、送信系における複素位相の回転量を換算し、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定する値として、同様にメモリに記憶されるなどして管理される。 The amount of rotation of the complex phase described above relates to the amount of phase rotation of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M in the receiving system. In order to cancel the individual difference, calibration processing in the implicit feedback of the prior art is performed, the amount of rotation of the complex phase in the transmission system is converted, and values set in the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M Similarly, it is managed by being stored in the memory.
なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際には、図１６には図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに複素位相の回転量を指示し、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍではこの複素位相の回転量に設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。
When actual data communication is performed, that is, when transmission or reception processing is performed, the
なお、本図においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」及び又は「Ｄ１」〜「ＤＭ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び又は「Ｅ１」〜「ＥＭ」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５２−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｄ１」〜「ＤＭ」の記述のある点のハイパワーアンプ、及び「Ｅ１」〜「ＥＭ」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５２−ｎ内の各アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍ及びアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍとの間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。 Although not clearly shown in the figure, if a high-power amplifier (HPA) or the like on the transmission side is arranged, for example, “A” and “D 1 ” to “D M ” in the figure are described. If a low noise amplifier (LNA) or the like on the receiving side is arranged at a point, it is arranged at a point with “B” and / or “E 1 ” to “E M ” in the figure. With regard to “A” and “B”, the transmission / reception signal processing circuit 652-n does not assume mutual cooperation. Therefore, calibration processing for removing the uncertainty of the complex phases of the individual high-power amplifier and low-noise amplifier Is not necessary, but the same transmission / reception signal processing circuit is used for the high-power amplifier having the description of “D 1 ” to “D M ” and the low-noise amplifier having the description of “E 1 ” to “E M ”. 652-n can cause complex phase uncertainty between each antenna element 401-n-1 to M and antenna element 441-n-1 to 441-n-M. By using the implicit feedback calibration method, it is necessary to remove the uncertainty of the complex phase of the low-noise amplifier of each system.
本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｅ１」「Ｅ４」等での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度等であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度等の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。 The present invention can be applied to any method, and a specific method of calibration processing is not limited. Considering this calibration result, for example, if the amount of rotation of the complex phase at “E 1 ”, “E 4 ”, etc. is +10 degrees, +20 degrees, etc., it is obtained by Expressions (1) to (3) The amount of phase rotation is adjusted by correcting the amount of rotation of the complex phase by -10 degrees, -20 degrees, or the like. The information of the calibration result is collected by a calibration circuit (not shown here), and this information is collected by the phase shift control circuit 406-n, the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n or the correlation calculation circuit 405-n. Perform correction using the information.
また、図１５と同様に、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態にしたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。 Similarly to FIG. 15, the switches 403-n-2, 403-n-3, 403-n-5 to 403-n-M of the system not provided with the down converter and the A / D converter are shifted. In the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n -M, it is set to a connected state or these switches 403-n-2, 403-n-3, 403. Even if -n-5 to 403-n-M is omitted, there is no practical problem.
次に、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際の信号処理について説明する。まずデータ通信を行う際には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍは全て分配結合器４１５−ｎに接続される。また、ここには図示されていない制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び又は移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに指示する。 Next, signal processing when actual data communication is performed, that is, when transmission or reception processing is performed will be described. First, when performing data communication, all the switches 403-n-1 to 403-n-M are connected to the distribution coupler 415-n. In addition, the control circuit 460 (not shown) grasps the wireless station device with which the communication partner is to communicate, and the phase shift control circuit 406-n determines the rotation amount of the complex phase corresponding to the wireless station device with which communication is performed. Instruct the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M and / or the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M.
まず、信号を送信する際の信号処理について説明する。送信時には、図１５の場合と同様に送受信信号処理回路６５２−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）には、ここには図示されていない変調器１２０−ｎが生成した時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力され、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎは、変調器１２０−ｎから入力された送信信号を、アナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力された信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換し、分配結合器４１４−ｎに入力する。 First, signal processing when transmitting a signal will be described. At the time of transmission, similarly to the case of FIG. 15, the transmission / reception signal processing circuit 652-n (n = 1,..., N) has a time base digital baseband generated by a modulator 120-n not shown here. The D / A converter 122-n converts the transmission signal input from the modulator 120-n into an analog baseband signal and inputs the analog baseband signal to the upconverter 123-n. The up-converter 123-n converts the signal input from the D / A converter 122-n from a baseband signal to a radio frequency band signal and inputs the signal to the distribution coupler 414-n.
分配結合器４１４−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力されたアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐する。分岐されたアナログ信号は、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍは、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。例えば、アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−１−Ｍとアンテナ素子４０１−Ｎ−１〜４０１−Ｎ−Ｍでは個別の指向性形成がなされており、その指向性方向にある無線局装置と通信を行う。 Distribution coupler 414-n branches the analog signal input from up-converter 123-n into M analog signals. The branched analog signals are input to the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. The phase shifters 409-n-1 to 409-n-M apply a predetermined complex phase rotation on the analog signal. The analog signals to which complex phase rotation has been added by the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M are transmitted via the antenna elements 401-n-1 to 401-n-M, respectively. The transmission signal has a predetermined directivity formed by complex phase rotation in the phase shifters 409-n-1 to 409-n-M. For example, the antenna elements 401-1-1 to 401-1 -M and the antenna elements 401-N-1 to 401 -N-M are individually formed with directivity, and the radio station apparatus in the directivity direction Communicate.
次に、信号の受信について説明する。受信時には、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが分配結合器４１５−ｎと移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４１５−ｎに入力する。 Next, signal reception will be described. During reception, the switches 403-n-1 to 403-n-M receive signals in a state where the distribution coupler 415-n and the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M are connected (n = 1, ..., N). Signals received by antenna elements 441-n-1 to 441-n-M (n = 1,..., N) are input to phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, respectively. Each of the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M applies a predetermined complex phase rotation to the input signal on the analog signal, and passes through the switches 403-n-1 to 403-n-M. To the distribution coupler 415-n.
分配結合器４１５−ｎは、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力された信号を、アナログ・ベースバンド信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、ここには図示されていない信号分離回路に出力する。その他の処理は図１５と同様である。 Distribution coupler 415-n combines the signals of each antenna system input via switches 403-n-1 to 403-n-M on an analog signal and inputs the combined signal to down converter 124-n. To do. The down converter 124-n converts the input radio frequency signal into an analog baseband signal and inputs the analog baseband signal to the A / D converter 125-n. The A / D converter 125-n converts the signal input from the down converter 124-n from an analog baseband signal to a digital baseband signal, and outputs it to a signal separation circuit not shown here. . Other processes are the same as those in FIG.
なお、図１４に示した無線局装置４５０では、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの備えるアンテナがそれぞれ独立である場合を示したが、送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎ毎のアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを共用することも可能である。例えば、図１４に示す送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎが図１５に示す構成を取る場合（即ち、送信アンテナと受信アンテナが共用化されている場合）、送受信信号処理回路６５１−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４０１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４０７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４０１−ｋが接続される構成であっても良い。この構成は図１７に示す構成である。
In the
また、図１４に示す送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎが図１５に示す送受信信号処理回路６５２−１〜６５２−Ｎに置き換えられた構成を取る場合（即ち、送信アンテナと受信アンテナが分離されている場合）、送受信信号処理回路６５２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４０１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４０７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４０１−ｋが接続され、且つ、送受信信号処理回路６５２−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）からアンテナ素子４４１−ｎ−ｋ（１≦ｋ≦Ｍ）への信号線を分配結合器４４７−ｋにて合成し、その先にアンテナ素子４４１−ｋが接続される構成であっても良い。この構成は図１８に示す構成である。 Further, when the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N shown in FIG. 14 are replaced with the transmission / reception signal processing circuits 652-1 to 652-N shown in FIG. When separated, the signal line from the transmission / reception signal processing circuit 652-n (1 ≦ n ≦ N) to the antenna element 401-n-k (1 ≦ k ≦ M) is synthesized by the distribution coupler 407-k. Then, the antenna element 401-k is connected to the end, and a signal line from the transmission / reception signal processing circuit 652-n (1 ≦ n ≦ N) to the antenna element 441-nk (1 ≦ k ≦ M) is connected. A configuration may be employed in which the antenna element 441-k is connected at the end of the synthesis by the distribution coupler 447-k. This configuration is shown in FIG.
図１４の説明では、無線局装置４５２についての説明を行わなかったが、図１４に示す無線局装置４５２の構成を図１７に示す無線局装置４５６又は図１８に示す無線局装置４５７のように構成することも可能である。この様にして、ひとつの（サブ）アレーアンテナで複数の指向性ビームを形成し、同一時刻に同一周波数上で空間多重伝送を行うことが可能である。
In the description of FIG. 14, the
以上のように従来の技術では、基本的に送受信ウエイトに相当する可変移相器で行う複素位相回転量の推定処理をデジタル信号処理にて行い、実際の複素位相の回転処理はアナログ信号処理にて実現する。このため、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−ＮではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式の様に周波数軸上の信号処理を前提とする場合でも、シングルキャリア伝送及びＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）の様に時間軸上での信号処理を前提とする場合でも、どちらの方式に対しても対応可能である。 As described above, in the conventional technique, the estimation processing of the complex phase rotation amount basically performed by the variable phase shifter corresponding to the transmission / reception weight is performed by digital signal processing, and the actual complex phase rotation processing is converted to analog signal processing. Realized. For this reason, the modulators 120-1 to 120-N and the demodulators 130-1 to 130-N are premised on signal processing on the frequency axis like the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method. Even in the case where signal processing on the time axis is predicated, such as single carrier transmission and SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization), it is possible to cope with either method.
ただし、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。この様に、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥなどの通信方式のバリエーションに関する考え方は、以降の説明でも同様である。
However, the
また、サブアレー構成とした送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎは、物理的に離して設置することで、アナログ上で形成される指向性ビームの相関を低減可能であるため、一般的には所定以上の距離だけ離して設置する。
さらに、以下の全ての説明（本発明の実施形態も含む）においても同様であるが、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎの間が有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号を送受信する構成としているが、Ｄ／Ａ変換器１２２−１〜１２２−Ｎ及びＡ／Ｄ変換器１２５−１〜１２５−Ｎをベースバンド信号処理回路１４０が実装する場合は、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路６５１−１〜６５１−Ｎとの間の有線接続上で流れる信号を、アナログ・ベースバンド信号とすることも可能である。
Further, since the transmission / reception signal processing circuits 651-1 to 651-N having the subarray configuration can be physically separated to reduce the correlation of the directional beam formed on the analog, generally, Install at a distance greater than a predetermined distance.
Further, the same applies to all the following descriptions (including the embodiments of the present invention), but the baseband
図８において、隣接するアンテナ素子間の経路長差に伴う複素位相の回転量の差がπ以上になると、複素位相の±２ｎπの不確定性により正確な複素位相の回転量の推定が出来ない場合がある。例えば図８のアンテナ素子間隔が１波長で、到来方向の角度θが３０度である場合を考える。この場合、最近接のアンテナ素子間の経路長差はλＳｉｎ３０＝λ／２となり、複素位相に換算してπの回転が生じることになる。ここで想定する通信環境は、見通し波が支配的な環境ではあるが、若干は反射波の影響を受けるため、測定された値は若干異なる値となる。 In FIG. 8, when the difference in complex phase rotation amount due to the path length difference between adjacent antenna elements becomes π or more, the complex phase rotation amount cannot be estimated accurately due to the uncertainty of ± 2nπ of the complex phase. There is a case. For example, consider a case where the antenna element interval in FIG. 8 is one wavelength and the angle θ in the direction of arrival is 30 degrees. In this case, the path length difference between the nearest antenna elements is λSin30 = λ / 2, which results in a rotation of π in terms of a complex phase. The communication environment assumed here is an environment in which the line-of-sight wave is dominant, but the measured value is slightly different because it is slightly affected by the reflected wave.
例えば、アンテナ素子４０１−１、４０１−２、４０１−３において、見通し波の複素位相の回転量が０→π→２π→・・・の様に変化したとする。その際、正の微小誤差δ１、δ２に対し、アンテナ素子４０１−２には反射波によりπ―δ１、アンテナ素子４０１−３には反射波により２π＋δ２の複素位相の回転量が測定されたとする。この際、４０１−２とアンテナ素子４０１−３の間の複素位相の回転量は、（２π＋δ２）−（π―δ１）＝π＋（δ１＋δ２）となり、絶対値がπを超えてしまう一方、仮にアンテナ素子４０１−３の複素位相の回転量２π＋δ２−２πと２πだけ補正した値だとすると、その場合の複素位相の回転量は（２π＋δ２−２π）−（π―δ１）＝−π＋（δ１＋δ２）となり、複素位相の回転量の絶対値はπよりも小さくなる。この場合、このいずれが正しいかが判断突かないため、複素位相の回転量は±π以内に収まっていると仮定すると、誤って後者のアンテナ素子４０１−３の複素位相回転量は（２π＋δ２−２π）と見なされることになる。この様に、２π周期の複素位相の不確定性に起因して、誤った複素位相の回転量を用いて最小二乗法の推定処理を行うと、得られる複素位相の回転量は不適切な値となり、適切な指向性制御を行うことができない。 For example, in the antenna elements 401-1, 401-2, and 401-3, it is assumed that the amount of rotation of the complex phase of the line-of-sight wave changes as 0 → π → 2π →. At that time, for the positive minute errors δ 1 and δ 2 , the rotation amount of the complex phase of π−δ 1 by the reflected wave is measured by the antenna element 401-2 and 2π + δ 2 by the reflected wave is measured by the antenna element 401-3. Suppose that At this time, the amount of rotation of the complex phase between 401-2 and the antenna element 401-3 is (2π + δ 2 ) − (π−δ 1 ) = π + (δ 1 + δ 2 ), and the absolute value exceeds π. On the other hand, if the rotation amount of the complex phase of the antenna element 401-3 is 2π + δ 2 −2π and a value corrected by 2π, the rotation amount of the complex phase in this case is (2π + δ 2 −2π) − (π−δ 1 ) = −π + (δ 1 + δ 2 ), and the absolute value of the rotation amount of the complex phase is smaller than π. In this case, since it is difficult to determine which of these is correct, assuming that the amount of rotation of the complex phase is within ± π, the amount of complex phase rotation of the latter antenna element 401-3 is erroneously (2π + δ 2 − 2π). In this way, when the estimation process of the least square method is performed using the incorrect complex phase rotation amount due to the uncertainty of the complex phase of 2π period, the rotation amount of the obtained complex phase is an inappropriate value. Therefore, appropriate directivity control cannot be performed.
一方、アンテナ全体のサイズが大きくなると、アンテナ開口の増大に伴い指向性ビームのビーム幅は狭くなる。大規模なアンテナで狭指向性ビームを形成する場合には、より多くのアンテナ素子を用いるか、隣接又は近接するアンテナ素子の代わりに例えば図９や図１０の様に離れたアンテナ素子を用いることが好ましい。しかし、到来方向を推定し複素位相の回転量を推定するために用いるアンテナ素子数を増やすことは、比較的コストの高いＡ／Ｄ変換器を多数利用することに繋がり、コスト抑制の観点からは好ましくない。また、離れたアンテナ素子を利用すると、上述の様にそのアンテナ素子間の複素位相の回転量が２π周期の不確定性を持つため、正しい複素位相の回転量を算出することができない。したがって、より少ないアンテナ素子数にＡ／Ｄ変換器を実装する構成を取りながら、複素位相の回転量の２π周期の不確定性を回避し、高精度に複素位相の回転量を推定することができる複素位相回転量推定技術が求められる。 On the other hand, when the size of the entire antenna is increased, the beam width of the directional beam is reduced as the antenna aperture is increased. When forming a narrow directional beam with a large-scale antenna, use more antenna elements, or use antenna elements separated as shown in FIGS. 9 and 10, for example, instead of adjacent or adjacent antenna elements. Is preferred. However, increasing the number of antenna elements used for estimating the direction of arrival and estimating the amount of rotation of the complex phase leads to the use of many relatively high-cost A / D converters, from the viewpoint of cost reduction. It is not preferable. Further, when a distant antenna element is used, since the amount of rotation of the complex phase between the antenna elements has an uncertainty of 2π period as described above, the correct amount of rotation of the complex phase cannot be calculated. Therefore, it is possible to avoid the uncertainty of the 2π period of the rotation amount of the complex phase and estimate the rotation amount of the complex phase with high accuracy while adopting a configuration in which the A / D converter is mounted on a smaller number of antenna elements. There is a need for a technique for estimating the amount of complex phase rotation.
上記事情に鑑み、本発明は、低コスト化を図るとともに、高精度に複素位相の回転量を推定することができる技術の提供を目的としている。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a technique capable of reducing the cost and estimating the rotation amount of the complex phase with high accuracy.
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、前記複数のアンテナ素子が含まれるアンテナ平面の正面方向の映像情報を取得する映像情報取得手段と、該映像情報取得手段で取得した映像情報から通信相手となる無線通信装置を指定する入力手段と、前記映像情報を解析し、前記入力手段により指定された通信相手となる無線通信装置の存在する方位情報を取得する方位情報取得手段と、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出部と、該方位情報取得手段により得られた方位情報と前記相関算出部からの情報を基に、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の複素位相の回転量を補正して求める回転量補正部と、前記相関算出部で直接求められた相関値または前記回転量補正部で補正された相関値ないしは前記相関算出部または前記回転量補正部で求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得部と、前記基本相関情報取得部で取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測部と、前記第１の回転量予測部又は回転量補正部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転部と、前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、を備える無線通信装置である。 One aspect of the present invention is a wireless communication apparatus that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with other wireless communication apparatuses, Video information acquisition means for acquiring video information in the front direction of the antenna plane including the antenna element, input means for designating a wireless communication device as a communication partner from the video information acquired by the video information acquisition means, and the video Analyzing information and acquiring direction information in which a wireless communication device as a communication partner designated by the input means exists, and signals transmitted from the other wireless communication devices, the plurality of antenna elements A signal receiving unit for receiving via each of them and a part of the plurality of antenna elements in a plurality of systems, the radio frequency analog received by the antenna element Two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit using a signal conversion unit that converts a signal into a baseband digital signal and a training signal transmitted by the other wireless communication device Based on the direction information obtained by the direction information acquisition means and the information from the correlation calculation unit, a complex of a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit. A rotation amount correction unit that is obtained by correcting the rotation amount of the phase, and a correlation value directly obtained by the correlation calculation unit or a correlation value corrected by the rotation amount correction unit or the correlation calculation unit or the rotation amount correction unit. Based on the correlation value obtained by combining the obtained correlations between the antenna elements provided with the signal conversion unit, a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit A basic correlation information acquisition unit that acquires correlation information for each combination of an antenna element serving as a reference selected from the above and other antenna elements provided with the signal conversion unit, and acquired by the basic correlation information acquisition unit A first rotation amount prediction unit that predicts a rotation amount of a complex phase to be given to reception signals of the plurality of antenna elements based on the received information, and a first rotation amount prediction unit or a rotation amount correction unit. Based on the predicted complex phase, the first phase rotation amount management unit that manages the rotation amount of the complex phase to be given to the received signal, and the complex phase managed by the first phase rotation amount management unit A first phase rotation unit that rotates the amount of rotation of the received signal for each antenna element used for reception on an analog signal or a digital signal, and an output signal from the first phase rotation unit is an analog signal. Above or A signal synthesizer for synthesizing signals over all or part of the antenna elements used for reception of each array antenna on the digital signal, and the other radio based on the received signal synthesized by the signal synthesizer And a signal reproduction unit that reproduces a signal transmitted by the communication device.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の位相回転部は、前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させ、前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てのアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する。 One aspect of the present invention is the above wireless communication apparatus, wherein the first phase rotation unit rotates a complex phase by a predetermined value on an analog signal with respect to a reception signal for each antenna element, and The synthesizer synthesizes the reception signal of the analog signal over all antenna elements used for reception on the analog signal.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記他の無線通信装置が送信した信号に対して、前記アンテナ素子毎にデジタル信号上又はアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させる前記第１の位相回転部と共通化された、又は、独立した第２の位相回転部と、前記基本相関情報取得部で取得した情報あるいは前記第１の回転量予測部又は前記回転量補正部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第２の回転量予測部と、前記第２の回転量予測部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、をさらに備える。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication device, in which a complex phase is set to a predetermined value on a digital signal or an analog signal for each antenna element with respect to a signal transmitted by the other wireless communication device. The second phase rotation unit that is shared with or independent from the first phase rotation unit to be rotated, the information acquired by the basic correlation information acquisition unit, the first rotation amount prediction unit, or the rotation amount Based on either the information predicted by the correction unit or the information on the new complex phase rotation amount obtained by performing a predetermined calibration process on the information, the complex to be given by the second phase rotation unit Based on the second rotation amount prediction unit that calculates the rotation amount of the phase and the complex phase calculated by the second rotation amount prediction unit, the rotation amount of the complex phase given by the second phase rotation unit is managed. Second phase rotation to A management unit, a transmission signal generation unit that generates a digital signal addressed to the other wireless communication device, and a signal that branches the transmission signal generated by the transmission signal generation unit for each antenna element on a digital signal or an analog signal The amount of rotation of the complex phase managed by the distribution unit and the second phase rotation amount management unit is set in the second phase rotation unit, and the signal distribution unit branches at the second phase rotation unit And a signal transmission unit that transmits the signal after performing a predetermined complex phase rotation on the signal as an analog signal of a radio frequency via the antenna element.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記信号合成部と前記信号分配部とが個別独立であり、かつ、前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部とが個別独立である。 One aspect of the present invention is the above wireless communication device, wherein the signal synthesis unit and the signal distribution unit are individually independent, and the first phase rotation unit and the second phase rotation unit Are independent.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、受信信号と送信信号の周波数が異なる場合に、第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量に受信信号と送信信号の周波数の比率を乗算する補正を行い補正後の複素位相の回転量を算出する第３の回転量予測部をさらに備える。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication apparatus, in which when the frequency of the reception signal and the transmission signal is different, the frequency of the reception signal and the transmission signal is set to the complex phase rotation amount to be given by the second phase rotation unit. And a third rotation amount predicting unit that calculates the rotation amount of the complex phase after the correction by multiplying by the ratio.
本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、前記複数のアンテナ素子が含まれるアンテナ平面の正面方向の映像情報を取得する映像情報取得ステップと、該映像情報取得ステップで取得した映像情報から通信相手となる無線通信装置の指定を受け付ける入力ステップと、前記映像情報を解析し、前記入力ステップにより指定された通信相手となる無線通信装置の存在する方位情報を取得する方位情報取得ステップと、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出ステップと、前記方位情報取得ステップにより得られた方位情報と前記相関算出ステップにおいて得られた情報をに基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の複素位相の回転量を補正して求める回転量補正ステップと、前記相関算出ステップで直接求められた相関値または前記回転量補正ステップで補正された相関値ないしは前記相関算出ステップまたは回転量補正ステップで求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得ステップと、前記基本相関情報取得ステップで取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測ステップと、前記第１の回転量予測ステップ又は回転量補正ステップで予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、前記第１の位相回転量管理ステップによって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転ステップと、前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、前記信号合成ステップにより合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、を有する無線通信方法である。 One embodiment of the present invention is a wireless communication method performed by a wireless communication device that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with another wireless communication device. A video information acquisition step for acquiring video information in a front direction of an antenna plane including the plurality of antenna elements, and designation of a wireless communication device as a communication partner from the video information acquired in the video information acquisition step. An accepting input step; analyzing the video information; obtaining an azimuth information obtaining step for obtaining a azimuth information of a wireless communication device as a communication partner designated by the input step; and a signal transmitted by the other wireless communication device. Are received via each of the plurality of antenna elements, and a training signal transmitted by the other wireless communication device. And a signal conversion unit that is provided in some of the plurality of antenna elements and converts a radio frequency analog signal received by the antenna element into a baseband digital signal. Based on the correlation calculation step of calculating the correlation of the combination of two antenna elements among the antenna elements of a plurality of systems, the direction information obtained by the direction information acquisition step and the information obtained in the correlation calculation step, The rotation amount correction step for correcting the complex phase rotation amount of the plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit and the correlation value directly obtained in the correlation calculation step or the rotation amount correction step. Antenna element provided with the signal conversion unit obtained in the correlation value or the correlation calculation step or the rotation amount correction step Based on the correlation value obtained by combining the correlations, the antenna element serving as a reference selected from the plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit, and the other antenna element provided with the signal conversion unit A basic correlation information acquisition step for acquiring correlation information for each combination with the antenna elements, and a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the information acquired in the basic correlation information acquisition step Based on the first rotation amount prediction step for predicting the rotation amount and the complex phase predicted in the first rotation amount prediction step or the rotation amount correction step, the rotation amount of the complex phase to be given to the received signal is determined. The first phase rotation amount management step to be managed, and the antenna element used for reception of the complex phase rotation amount managed by the first phase rotation amount management step. A first phase rotation step that rotates the phase on an analog signal or a digital signal with respect to each received signal, and an output signal from the first phase rotation step for each array antenna on the analog signal or the digital signal. A signal synthesis step for synthesizing signals over all or part of the antenna elements used to receive the signal, and reproducing a signal transmitted by the other wireless communication device based on the received signal synthesized by the signal synthesis step And a signal reproducing step.
本発明により、低コスト化を図るとともに、高精度に複素位相の回転量を推定することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to reduce the cost and estimate the rotation amount of the complex phase with high accuracy.
本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、本明細書にて用いる「時間軸」「周波数軸」と言う用語は、「時間領域」「周波数領域」と表現されることもあるが、ここでは「時間軸」「周波数軸」に統一して説明を行う。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The terms “time axis” and “frequency axis” used in this specification are sometimes expressed as “time domain” and “frequency domain”, but here they are unified as “time domain” and “frequency domain”. And explain.
［第１の実施形態］
本発明は、無線局装置を固定的に設置した状態で、且つ、無線局装置間のチャネルの時変動が無視できる環境において、この様な条件の無線局装置に上記の背景技術で示した技術を適用する場合に利用するための技術である。したがって、実際のサービス運用開始前に、事前に以下に示す処理を各無線局装置において実施することを前提とする。また、第１の実施形態では、複素位相の回転量を算出する際に用いるアンテナ素子が、水平方向に直線的に並んだアンテナ素子と、垂直方向に直線的に並んだアンテナ素子とで構成されることを前提としている。
[First Embodiment]
The present invention is a technique shown in the above background art for a radio station apparatus under such conditions in a state where the radio station apparatus is fixedly installed and the time variation of the channel between the radio station apparatuses can be ignored. This is a technique used when applying. Therefore, it is assumed that the following processing is performed in advance in each radio station apparatus before actual service operation starts. In the first embodiment, the antenna elements used when calculating the amount of rotation of the complex phase are composed of antenna elements linearly aligned in the horizontal direction and antenna elements linearly aligned in the vertical direction. It is assumed that.
以下、図を用いて本発明の基本原理について説明する。図１に、本発明の第１の実施形態におけるアンテナ素子の一例を示す。図１は、図１０と類似の配置であるが、差分としては、複素位相の回転量の推定に用いるアンテナ素子をアンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒ（図１において、◎で示されるアンテナ素子）とした点である。ここで、アンテナ素子ｆ、ｌ、ｐは垂直方向に、アンテナ素子ｐ、ｑ、ｒは水平方向に整列しているとする。図１０と同様に、図１において「○」で表したａ〜ｒはデータの受信で用いる受信アンテナ素子、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊはデータの送信で用いる送信アンテナ素子を表す。 The basic principle of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an example of an antenna element according to the first embodiment of the present invention. FIG. 1 is an arrangement similar to FIG. 10, but the difference is that the antenna elements used for estimating the amount of rotation of the complex phase are indicated by antenna elements f, l, p, q, r (in FIG. 1, ◎). Antenna element). Here, the antenna elements f, l, and p are aligned in the vertical direction, and the antenna elements p, q, and r are aligned in the horizontal direction. 10, a to r represented by “◯” in FIG. 1 are reception antenna elements used for data reception, and s to z and A to J represented by “●” are transmission antenna elements used for data transmission. Represents.
一例として、「○」で表したａ〜ｒ、「●」で表したｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊで構成される正方格子の各格子の１辺が１波長間隔であるとする。したがって、「◎」で示したアンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒの間隔は２波長である。水平方向に並ぶアンテナ素子ｐ、ｑ、ｒに着目した時、例えば水平方向の角度差θ方向から到来する受信信号のアンテナ素子毎の経路長差は、２λ×Ｓｉｎθである。例えばθ＝１４．５度の場合を考えると、２λ×Ｓｉｎθ＝λ／２となり、位相にしてπの変化が生じる。実際にはこれに反射波の影響を受けて、πの周りに若干の誤差を伴うため、場合によってはアンテナ素子間で±π以内には収まらないことになる。しかし、仮に小型のカメラを実装し、画像解析の結果から正面方向からの水平方向の角度差φＨ（及び、垂直方向に関しても角度差φＥ）を概算値として得ることが出来れば、おおよその複素位相の回転量を予測することが可能であり、その予測値に対して±πの複素位相差となる値を選択することで、2π周期の複素位相の不確定性を排除することが可能である。 As an example, it is assumed that one side of each lattice of a square lattice composed of a to r represented by “◯”, s to z represented by “●”, and A to J is one wavelength interval. Accordingly, the distance between the antenna elements f, l, p, q, r indicated by “◎” is two wavelengths. When attention is paid to the antenna elements p, q, and r arranged in the horizontal direction, for example, the path length difference for each antenna element of the received signal arriving from the horizontal angle difference θ direction is 2λ × Sinθ. For example, considering the case of θ = 14.5 degrees, 2λ × Sinθ = λ / 2, and a change in π occurs as a phase. In practice, this is influenced by the reflected wave and involves a slight error around π, so that it may not be within ± π between the antenna elements in some cases. However, if a small camera is mounted and the angle difference φ H in the horizontal direction from the front direction (and the angle difference φ E in the vertical direction) can be obtained as an approximate value from the result of image analysis, It is possible to predict the amount of rotation of the complex phase, and by selecting a value that is a complex phase difference of ± π with respect to the predicted value, it is possible to eliminate the uncertainty of the complex phase of 2π period It is.
例えば、小型カメラの映像をモニタ上に表示し、無線局装置の設置者が通信相手となる無線局装置の位置をモニタ上で指定し、その指定された場所を画像解析により正面方向からの水平及び垂直方向の角度差として取得できれば、この値を角度差φＨ及び、φＥとして利用することが可能になる。この時、水平方向で複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子（例えばアンテナ素子ｐとｑ、アンテナ素子ｑとｒ）の間隔をｄＨとすれば、素子間の複素位相の回転量は概ねｄＨ／λ×Ｓｉｎ（φＨ）であると予想される。したがって、複素位相の回転量ΔＨは以下の式６で示される範囲にあることが予想される。 For example, an image of a small camera is displayed on a monitor, the installer of the wireless station device designates the position of the wireless station device with which the communication partner is to be communicated on the monitor, and the designated location is horizontally measured from the front direction by image analysis. If it can be obtained as an angular difference in the vertical direction, this value can be used as the angular differences φ H and φ E. At this time, if the distance between antenna elements (for example, antenna elements p and q, antenna elements q and r) used for estimating the rotation amount of the complex phase in the horizontal direction is d H , the rotation amount of the complex phase between the elements is approximately d. It is expected to be H / λ × Sin (φ H ). Accordingly, the rotation amount delta H of complex phase is expected to be in the range of formula 6 below.
同様に、垂直方向で複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子（例えばアンテナ素子ｆとｌ、アンテナ素子ｌとｒ）の間隔をｄＥとすれば、素子間の複素位相の回転量は概ねｄＥ／λ×Ｓｉｎ（φＥ）であると予想される。したがって、複素位相の回転量ΔＥは以下の式７で示される範囲にあることが予想される。 Similarly, antenna elements (e.g. antenna elements f and l, the antenna elements l and r) used in the rotating amount estimation of complex phase in the vertical direction when the interval between d E, generally is the amount of rotation of the complex phase between the elements d E / λ × Sin (φ E ) is expected. Therefore, it is expected that the rotation amount ΔE of the complex phase is in a range represented by the following Expression 7.
この様にして複素位相の不確定性を排除し、アンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒの複素位相の回転量を算出し、この結果に対して本発明の背景技術と同様に最小二乗法を適用すればよい。この結果、例えば図１の様に２波長間隔のアンテナ素子を想定すれば、水平及び垂直方向の角度が±１４．５度の範囲内にない場合には本発明の背景技術を適用するときに２π周期の複素位相の不確定性を排除できないはずであるが、本発明の実施形態の適用により、より広範囲な無線局装置に対して２π周期の複素位相の不確定性を排除可能になる。言い換えれば、無線局装置の存在する角度範囲に縛られることなく、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡大し、等価的に広開口のアンテナ素子で高精度の推定が可能になる。 In this way, the uncertainty of the complex phase is eliminated, and the amount of rotation of the complex phase of the antenna elements f, l, p, q, r is calculated. Multiplication may be applied. As a result, assuming an antenna element with two wavelength intervals as shown in FIG. 1, for example, when the horizontal and vertical angles are not within the range of ± 14.5 degrees, the background art of the present invention is applied. Although the uncertainty of the complex phase of 2π period should not be excluded, application of the embodiment of the present invention makes it possible to eliminate the uncertainty of the complex phase of 2π period for a wider range of radio station apparatuses. In other words, the spatial extent of the antenna element used for the estimation of the amount of rotation of the complex phase is expanded without being restricted by the angle range in which the radio station device exists, and high-precision estimation can be performed with an equivalently wide aperture antenna element. It becomes possible.
図２は、第１の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。図２は、図１４に示す送受信信号処理回路６５１−ｎに対応し、図１５に示した送受信信号処理回路６５１−ｎとの差分を中心に説明する。 FIG. 2 is a functional block diagram illustrating a configuration example of a transmission / reception signal processing circuit for realizing the first embodiment. FIG. 2 corresponds to the transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in FIG. 14, and will be described focusing on the difference from the transmission / reception signal processing circuit 651-n shown in FIG.
同図に示す送受信信号処理回路６５５−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器４０４−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１７−ｎと、小型カメラ６６１と、画像処理回路６６２と、到来角推定回路６６３と、情報入力手段６６４とを備える。また、送受信信号処理回路６５５−ｎには、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍ、ベースバンド信号処理回路１４０が接続されている。なお、同図では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎがそれぞれ２つの構成を示しているが、ダウンコンバータ４２４−ｎ、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎはＭより少ない値であればどのような値であってもよい。以下の説明では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つの場合を例に説明する。なお、同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明の詳細は必要に応じて省略する。
The transmission / reception signal processing circuit 655-n shown in the figure includes a D / A converter 122-n, an up converter (UC) 123-n, a down converter (DC) 124-n, and an A /
図１５との差分は、送受信信号処理回路に、小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３及び情報入力手段６６４が追加されている点や、複素位相回転量予測回路４１０−ｎが複素位相回転量予測回路４１７−ｎに置き換えられている点である。
上記の相違点を除けば、データ通信において送信及び受信時の信号の流れる領域は図１５と共通であり、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを介したデータの送受信に関する信号処理は、図１５における本発明の背景技術の信号処理と等価である。信号処理の差分は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理のみに存在する。以下、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理について説明する。
The difference from FIG. 15 is that a
Except for the above differences, the signal flow area during transmission and reception in data communication is the same as that in FIG. 15, and signal processing related to data transmission / reception via the antenna elements 401-1 to 401 -M is shown in FIG. 15. This is equivalent to the signal processing of the background art of the present invention. The difference in the signal processing exists only in the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M. Hereinafter, signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M will be described.
まず、各無線局装置を設置する際には、設置作業者が設置場所に無線局装置を設置すると共に、小型カメラ６６１を介して撮影した画像を情報入力手段６６４で確認する。小型カメラ６６１は複数のカメラで構成されていても構わない。例えば、水平方向位置の異なる２台の小型カメラ６６１、及び垂直方向位置の異なるに２台のカメラなどを利用すれば、立体的な画像情報を取得可能となり、画像処理での方位の推定精度を向上させることも可能である。ここで情報入力手段６６４とは、例えばモニタ画面と設置作業者が入力するための手段（例えばモニタ画面のタッチパネル）となっている。上述の様に複数台の小型カメラ６６１を利用する場合でも、モニタ画面には１台分の小型カメラ６６１の映像のみを表示し、その他のカメラの映像に関しては、画像処理で相互に対応する場所を検索可能であるものとする。ここで仮にタッチパネルを用いる場合には、画面上をタッチすることで通信相手となる無線局装置を指定する。これは、他にもマウスなどで画面上の場所を指定することとしても構わない。この様にして情報入力手段６６４から入力された情報は、画像処理回路６６２にて水平方向と垂直方向に対する参照点などと比較したり既存の様々な画像処理技術を用いて、その位置関係などから到来角推定回路６６３にて正面方向に対する水平方向の角度差φＨ及び垂直方向の角度差φＥを算出する。この意味で、画像処理回路６６２と到来角推定回路６６３は一体として機能していても構わない。この様にして算出した結果は複素位相回転量予測回路４１７−ｎに入力される。以上の処理を事前に行っておく。その後、複素位相の回転量を算出する処理を行う。
First, when installing each radio station apparatus, the installation operator installs the radio station apparatus at the installation location, and confirms an image taken through the
複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。 In the signal processing when calculating the amount of rotation of the complex phase, the switch 403-n-1 connects the down converter 424-n-1 and the phase shifter 402-n-1, and the switch 403-n-4 is down. The converter 424-n-2 and the phase shifter 402-n-4 are connected (actually, the switch of the antenna system including the down converter and the A / D converter not shown here is also the same), The remaining switches are not connected. In this state, first, a training signal for channel estimation is transmitted from the radio station apparatus of the communication partner whose complex phase rotation amount is to be acquired, and the radio station apparatus receives this signal.
アンテナ素子４０１−ｎ−１で受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１に入力され、移相器４０２−ｎ−１にてアナログ信号上で所定の複素位相回転（例えば０度でも良い）が加えられ、スイッチ４０３−ｎ−１に入力される。スイッチ４０３−ｎ−１に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１に入力される。また、アンテナ素子４０１−ｎ−４で受信した信号は、移相器４０２−ｎ−４に入力され、移相器４０２−ｎ−４にてアナログ信号上で所定の複素位相回転（例えば０度でも良い）が加えられ、スイッチ４０３−ｎ−４に入力される。スイッチ４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの１つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−４に入力される。 The signal received by the antenna element 401-n-1 is input to the phase shifter 402-n-1, and a predetermined complex phase rotation (for example, 0 degree may be performed) on the analog signal by the phase shifter 402-n-1. ) Is added to the switch 403-n-1. The signal input to the switch 403-n-1 is input to the down converter 424-n-1. The signal received by the antenna element 401-n-4 is input to the phase shifter 402-n-4, and a predetermined complex phase rotation (for example, 0 degree) is performed on the analog signal by the phase shifter 402-n-4. Or may be input to the switch 403-n-4. Switch 403-n-4 (actually, a switch of an antenna system provided with a down converter and an A / D converter not shown here is the same, but for simplicity of explanation, this one antenna The signal input to (only the system will be described) is input to the down converter 424-n-4.
ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２は、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、入力された情報を基に、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１７−ｎに入力される。 The down converters 424-n-1 to 424-n-2 convert the input radio frequency signals into analog baseband signals. The A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 convert analog signals into digital baseband signals. Information converted into digital baseband signals by the A / D converters 425-n-1 to 425-n-2 is input to the correlation calculation circuit 405-n. The correlation calculation circuit 405-n calculates the amount of rotation of the complex phase using the expressions (1) to (3) based on the input information. When calibration processing is necessary as necessary, the amount of rotation of the complex phase on the transmission side is determined as a value in consideration of the calibration coefficient in Equations (1) to (3). The rotation amount of the complex phase obtained by the correlation calculation circuit 405-n is input to the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n together with the identification number of the radio station apparatus that is the communication partner.
複素位相回転量予測回路４１７−ｎでは、まず、図１の例においてはアンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒに関する複素位相は２π周期の複素位相の不確定性を伴うため、到来角推定回路６６３から入力される正面方向に対する水平方向の角度差φＨ及び垂直方向の角度差φＥを式（７）及び式（８）に適用し、複素位相の不確定性を排除する。例えば、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｑを例に取れば、これらの２素子の間の複素位相の回転量は式（６）の範囲に収まっている。したがって、アンテナ素子ｒを基準アンテナとすれば、この基準アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｑの複素位相回転量は、相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量に±２πｎを加え、式（６）の範囲となる複素位相を求める。この様にしてアンテナ素子ｑの複素位相の回転量（ここではΔｑとおく）を確定する（２π周期の複素位相の不確定性を除去する）。その後、アンテナ素子ｑに対するアンテナ素子ｐの複素位相回転量を算出し、式（６）により同様に複素位相の回転量の不確定性を除去し、これにΔｑを加算して基準アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｐの複素位相の回転量（ここではΔｐとおく）を算出する。この場合、Δｑ及びΔｑは以下の条件式８を満たす。
In the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n, first, in the example of FIG. 1, since the complex phase related to the antenna elements f, l, p, q, and r is accompanied by uncertainty of the complex phase of 2π period, the arrival angle estimation is performed. The horizontal angle difference φ H and the vertical angle difference φ E input from the
ないしは、直接、基準アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｐとの間の素子間隔が２ｄＨであることを利用し、以下の式９により直接求めても構わない。 Or, directly, by utilizing the element spacing between the reference antenna element r and the antenna element p is 2d H, it may be determined directly by Equation 9 below.
以上の処理を水平方向に並ぶ複素位相の回転量を推定するためのアンテナ素子（本図ではアンテナ素子ｐ、ｑ、ｒ）に対して実施する。その後に同様の処理を、垂直方向に並ぶ複素位相の回転量を推定するためのアンテナ素子（本図ではアンテナ素子ｆ、ｌ、ｒ）に対して実施する。この様にして、アンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒに対する２π周期の複素位相の不確定性を排除し、この結果を基に複素位相回転量予測回路４１７−ｎでは図１５における複素位相回転量予測回路４１０−ｎと同様に、最小二乗法を適用し、式（４）に相当する最終的な推定式を算出する。この結果を各アンテナ素子の座標に適用し、各アンテナ素子の複素位相の回転量を推定する。 The above processing is performed on the antenna elements (antenna elements p, q, r in this figure) for estimating the rotation amounts of the complex phases arranged in the horizontal direction. Thereafter, the same processing is performed on the antenna elements (antenna elements f, l, r in this figure) for estimating the rotation amounts of the complex phases arranged in the vertical direction. In this way, the uncertainty of the complex phase of 2π period with respect to the antenna elements f, l, p, q, r is eliminated, and the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n based on this result has the complex phase in FIG. Similar to the rotation amount prediction circuit 410-n, the least square method is applied to calculate a final estimation expression corresponding to Expression (4). This result is applied to the coordinates of each antenna element to estimate the amount of rotation of the complex phase of each antenna element.
この様にしてアンテナ素子の複素位相の回転量の２π周期の不確定性を排除しながらも、複素位相の回転量推定に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡大し、等価的に広開口のアンテナ素子で高精度の推定が可能になる。この様にして複素位相回転量予測回路４１７−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。なお、これらの一連の処理は、制御回路４６０が全体の調整、タイミング制御等を行う。
In this way, while eliminating the uncertainty of the 2π period of the rotation amount of the complex phase of the antenna element, the spatial extent of the antenna element used for estimation of the rotation amount of the complex phase is expanded, The antenna element can be estimated with high accuracy. In this way, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n calculates the rotation amount of the complex phase to be performed by the phase shifters 402-n-1 to 402-n-M, and the wireless station apparatus to be communicated with The identification number is input to the phase shift control circuit 406-n. In the phase shift control circuit 406-n, the value input here is managed by being stored in a memory. In the series of processes, the
図３は、第１の実施形態における複素位相回転量予測回路４１７−ｎの構成例を示す図である。図３において、複素位相回転量予測回路４１７−ｎは、仮位相回転量算出回路４１８−ｎと、複素位相回転量補正回路４１９−ｎとを備える。図２の説明を例に取れば、仮位相回転量算出回路４１８−ｎには、到来角推定回路６６３から正面方向に対する水平方向の角度差φＨ及び垂直方向の角度差φＥが入力される。仮位相回転量算出回路４１８−ｎは、入力された水平方向の角度差φＨ及び垂直方向の角度差φＥと、式（６）〜式（９）とを用いて、方位情報から予想される複素位相の回転量を推定する。複素位相回転量補正回路４１９−ｎは、推定された複素位相の回転量に対して±πの範囲で複素位相の回転量を限定し、相関算出回路４０５−ｎから入力される複素位相の回転量の複素位相の不確定性を排除し、アンテナ素子ｆ、ｌ、ｐ、ｑ、ｒに対する複素位相の回転量を決定する。さらに複素位相回転量補正回路４１９−ｎは、これらを用いて最小二乗法を用いて式（４）に相当する全アンテナ素子の複素位相の回転量に関する情報を算出する。
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n according to the first embodiment. In FIG. 3, the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n includes a provisional phase rotation amount calculation circuit 418-n and a complex phase rotation amount correction circuit 419-n. Taking the description of FIG. 2 as an example, the angle difference φ H in the horizontal direction and the angle difference φ E in the vertical direction with respect to the front direction are input from the arrival
この様にして得られた式（４）に相当する式に各アンテナ素子の座標を代入し、各アンテナ素子の移相器に設定すべき複素位相の回転量を算出し、これを位相シフト制御回路に入力する。この様にして、複素位相の不確定性の排除の手段を除けば、基本的に図１５の複素位相回転量予測回路４１０−ｎと等価な処理を行う。 By substituting the coordinates of each antenna element into the formula (4) obtained in this way, the amount of rotation of the complex phase to be set in the phase shifter of each antenna element is calculated, and this is phase shift controlled. Input to the circuit. In this way, except for the means for eliminating the uncertainty of the complex phase, processing equivalent to that of the complex phase rotation amount prediction circuit 410-n of FIG. 15 is basically performed.
以上説明したように、本実施形態によれば、無線局装置は、小型カメラ６６１と、画像処理回路６６２と、到来角推定回路６６３と、情報入力手段６６４とにより水平及び垂直方向に関する到来角を推定し、推定した到来角に基づいて、複素位相の回転量に関する２π周期の不確定性を排除する。これにより、高精度に複素位相の回転量を推定することができる。そのため、チャネル情報ないしは複素位相の回転量情報を取得するのに必要とするＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の台数を抑えつつ、指向性を高精度で設定することが可能となる。また、無線局装置は、消費電力を低減するとともに、装置を構成するコストを低減することができる。
As described above, according to the present embodiment, the radio station apparatus uses the
図２では、本発明の背景技術における図１５の送受信信号処理回路６５１−ｎに対応した送受信信号処理回路６５５−ｎについて説明を行ったが、同様に図１６に対応した構成により実現することも可能である。すなわち、送信アンテナと受信アンテナを分離する構成でも同様に利用可能である。 Although the transmission / reception signal processing circuit 655-n corresponding to the transmission / reception signal processing circuit 651-n of FIG. 15 in the background art of the present invention has been described with reference to FIG. 2, it can also be realized by the configuration corresponding to FIG. Is possible. That is, the present invention can also be used in a configuration in which the transmission antenna and the reception antenna are separated.
［第２の実施形態］
図４は、第２の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成を示す機能ブロック図である。図１６との差分は、図１５に対する図２の場合と同様に、送受信信号処理回路に、小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４が追加されている。また、複素位相回転量予測回路４１０−ｎが複素位相回転量予測回路４１７−ｎに置き換えられている。
[Second Embodiment]
FIG. 4 is a functional block diagram showing a configuration of a transmission / reception signal processing circuit for realizing the second embodiment. The difference from FIG. 16 is that a
図１６との対応でみれば、小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４が追加されていこと、及び複素位相回転量予測回路４１７−ｎの処理を除けば、アンテナ素子４４１−１〜４４２−Ｍを介したデータの受信に関する信号処理は、図１６における本発明の背景技術の信号処理と等価である。同様に、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを介したデータの送信に関する信号処理は、図１６における本発明の背景技術の信号処理と等価である。信号処理の差分は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４４２−ｎ−２〜４４２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理のみに存在する。また、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４４２−ｎ−２〜４４２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理は、第１の実施形態における図３の信号処理と等価である。したがって、複素位相回転量予測回路４１７−ｎも図３の構成で実現される。
In correspondence with FIG. 16, except for the addition of the
［第３の実施形態］
本発明の背景技術では、非特許文献６に記載の通り、送受信間で利用する周波数が異なるＦＤＤの場合の移相器に設定する複素位相の回転量の取得方法が記されている。ここでは、例えば式（４）で与えられる複素位相の回転量に関するα、β、γの値、及び受信方向（バックワード方向）の周波数ｆＢＷと送信方向（フォワード方向）の周波数ｆＦＷに対し、以下の式で受信方向で求めた式（４）に対し、送信方向の複素位相の回転量の換算式が以下の式１０のように与えられる。
[Third Embodiment]
In the background art of the present invention, as described in Non-Patent Document 6, a method for acquiring a rotation amount of a complex phase set in a phase shifter in the case of FDD in which frequencies used between transmission and reception are different is described. Here, for example, with respect to the values of α, β, and γ related to the rotation amount of the complex phase given by Equation (4), the frequency f BW in the reception direction (backward direction) and the frequency f FW in the transmission direction (forward direction) For the equation (4) obtained in the reception direction by the following equation, a conversion equation for the rotation amount of the complex phase in the transmission direction is given as the following
したがって、複素位相回転量予測回路４１７−ｎ内（例えば複素位相回転量補正回路４１９−ｎ）にて、この換算を行う機能を実装すれば、ＦＤＤにおいても本発明を利用することが可能になる。 Therefore, if the function for performing this conversion is implemented in the complex phase rotation amount prediction circuit 417-n (for example, the complex phase rotation amount correction circuit 419-n), the present invention can be used also in FDD. .
［第４の実施形態］
本発明の第１から第３の実施形態で説明した図２及び図４の構成において、小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４は、無線局装置の設置者が無線局装置を設置する作業時においてのみ利用する。したがって、小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４は無線局装置に必ずしも必須ではなく、取り外し可能な外付け装置で実現することが可能である。
[Fourth Embodiment]
2 and 4 described in the first to third embodiments of the present invention, the
図５は、第４の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成を示す機能ブロック図である。図５に示す構成は、図２に示した構成における小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４を取り外し可能な外付け装置とした構成であり、送受信信号処理回路６５６−ｎと外付け装置６５７のそれぞれに、接続のためのインタフェース回路６６５、６６６を実装している。このインタフェース回路６６５、６６６を介して情報交換することを除けば、図２に示した送受信信号処理回路６５５−ｎと処理内容は全く等価である。なお、外付け装置６５７は取り外して、他の送受信信号処理回路６５５−ｎに接続可能である。
FIG. 5 is a functional block diagram showing a configuration of a transmission / reception signal processing circuit for realizing the fourth embodiment. The configuration shown in FIG. 5 is a configuration in which the
また、本構成は図２に示した構成における小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４を取り外し可能な外付け装置とした構成であるが、同様に図４に示した構成に小型カメラ６６１、画像処理回路６６２、到来角推定回路６６３、情報入力手段６６４を取り外し可能な外付け装置とした構成でも実現可能である。
In addition, this configuration is a configuration in which the
以上説明したように、上記の各実施形態によれば、無線局装置は、全てのアンテナ素子の複素位相の回転量情報を取得せず、一部のアンテナ素子の複素位相の回転量情報を取得する。無線局装置は、取得した複素位相の回転量情報からウエイト情報を算出し、算出したウエイト情報に基づいて他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出する。この際、小型カメラと画像解析手段を用いて水平及び垂直方向に関する到来角を推定出来れば、複素位相の回転量を推定する際に用いる一部のアンテナ素子の複素位相の回転量から２π周期の複素位相の不確定性を排除することができる。この複素位相の不確定性を排除することで、本発明の背景技術では設定できなかった比較的離れたアンテナ素子を、複素位相の回転量の推定に用いることを可能としている。これにより、チャネル情報ないしは複素位相の回転量情報を取得するために必要となるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の数を抑えながら、複素位相の回転量を推定するために用いるアンテナ素子の空間的な広がり（アンテナ開口）を広げることができ、その結果として形成する指向性を高精度で設定することができる。また、上記のように、他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出することにより、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することができる。そのため、小型化及び低コスト化を図るとともに、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することが可能になる。また、送信と受信で周波数が異なる場合でも、拡張したインプリシットフィードバックを利用し、高精度で指向性制御が可能となる。 As described above, according to each of the embodiments described above, the radio station apparatus does not acquire complex phase rotation amount information of all antenna elements, but acquires complex phase rotation amount information of some antenna elements. To do. The radio station apparatus calculates weight information from the acquired complex phase rotation amount information, and approximates the weight information of other antenna elements based on the calculated weight information. At this time, if the arrival angle in the horizontal and vertical directions can be estimated using a small camera and image analysis means, the 2π period can be calculated from the complex phase rotation amount of some antenna elements used for estimating the complex phase rotation amount. Complex phase uncertainty can be eliminated. By eliminating the uncertainty of the complex phase, it is possible to use a relatively distant antenna element, which cannot be set by the background art of the present invention, for estimating the amount of rotation of the complex phase. Thus, the antenna element used for estimating the rotation amount of the complex phase while suppressing the number of A / D converters and D / A converters necessary for acquiring the channel information or the rotation amount information of the complex phase. As a result, the directivity to be formed can be set with high accuracy. Further, as described above, by calculating the weight information of other antenna elements by approximation, it is possible to use implicit feedback even when the transmitting antenna and the receiving antenna are different. Therefore, it is possible to reduce the size and cost, and it is possible to use implicit feedback even when the transmission antenna and the reception antenna are different. In addition, even when the frequency is different between transmission and reception, it is possible to control directivity with high accuracy by using expanded implicit feedback.
なお、上述した各実施形態においては無線周波数のアナログ信号上で複素位相の回転を行っていたが、アップコンバータの位置を変更し、ベースバンドまたは中間周波数のアナログ信号に対して複素位相の回転を与え、その後段または前段で無線周波数との周波数変換を行う構成としてもよい。 In each of the embodiments described above, the complex phase is rotated on the radio frequency analog signal. However, the position of the up-converter is changed, and the complex phase is rotated with respect to the baseband or intermediate frequency analog signal. It is good also as a structure which performs frequency conversion with a radio frequency in the latter stage or the front | former stage.
［実施形態に関する補足事項］
以上説明した本発明の実施形態に関する補足事項を以下に示す。
前述した実施形態における無線局装置をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。
[Additional matters regarding the embodiment]
Supplementary matters regarding the embodiment of the present invention described above will be described below.
You may make it implement | achieve the radio station apparatus in embodiment mentioned above with a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, a “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory in a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program that holds a program for a certain period of time. Further, the program may be for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. It may be realized using hardware such as PLD (Programmable Logic Device) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 As mentioned above, although embodiment of this invention has been described with reference to drawings, the said embodiment is only the illustration of this invention, and it is clear that this invention is not limited to the said embodiment. is there. Therefore, additions, omissions, substitutions, and other modifications of the components may be made without departing from the technical idea and scope of the present invention.
複数アンテナにより無線信号を送受信する無線通信装置に適用可能である。 The present invention can be applied to a wireless communication device that transmits and receives wireless signals using a plurality of antennas.
１２０−１〜１２０−Ｎ…変調器
１２２−１〜１２２−Ｎ、１２２−ｎ…Ｄ／Ａ変換器
１２３−１〜１２３−Ｎ、１２３−ｎ…アップコンバータ
１２４−１〜１２４−Ｎ、１２４−ｎ…ダウンコンバータ
１２５−１〜１２５−Ｎ、１２５−ｎ…Ａ／Ｄ変換器
１２７−１〜１２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
１３０−１〜１３０−Ｎ…復調器
１４０…ベースバンド信号処理回路
１４１…信号分離回路
４０１−１〜４０１−Ｍ…アンテナ素子
４０１−１−１〜４０１−Ｎ−Ｍ、４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍ、４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ…移相器
４０３−１−１〜４０３−Ｎ−Ｍ、４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍ…スイッチ
４０４−１〜４０４−Ｎ…分配結合器
４０５−１〜４０５−Ｎ、４０５−ｎ…相関算出回路
４０６−１〜４０６−Ｎ、４０６−ｎ…位相シフト制御回路
４０７−１〜４０７−Ｍ…分配結合器
４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍ…ＴＤＤスイッチ
４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍ…移相器
４１０−ｎ…複素位相回転量予測回路
４１１−ｎ…送信ウエイト算出回路
４１４−ｎ…分配結合器
４１５−ｎ…分配結合器
４１７−ｎ…複素位相回転量予測回路
４１８−ｎ…仮位相回転量算出回路
４１９−ｎ…複素位相回転量補正回路
４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍ、４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
４２５−１−１〜４２５−Ｎ−Ｍ、４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
４４１−１〜４４１−Ｍ…アンテナ素子
４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４５０…無線局装置
４５１−１〜４５１−Ｎ…送受信信号処理回路
４５２…無線局装置
４５３−ｎ…送受信信号処理回路
４５４−ｎ…送受信信号処理回路
４５５−ｎ…送受信信号処理回路
４６０…制御回路
６５５−ｎ…送受信信号処理回路
６５６−ｎ…送受信信号処理回路
６５７…外付け装置
６６１…小型カメラ
６６２…画像処理回路
６６３…到来角推定回路
６６４…情報入力手段
６６５…Ｉ／Ｆ（インタフェース回路）
６６６…Ｉ／Ｆ（インタフェース回路）
９０１−１〜９０１−Ｎ…変調器
９０２…プリコーダ
９０３−１〜９０３−Ｎ０…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
９０４−１〜９０４−Ｎ０…Ｄ／Ａ変換器
９０５−１〜９０５−Ｎ０…アップコンバータ
９０６−１〜９０６−Ｎ０…ダウンコンバータ
９０７−１〜９０７−Ｎ０…Ａ／Ｄ変換器
９０８−１〜９０８−Ｎ０…ＧＩ除去＆ＦＦＴ回路
９０９…ポストコーダ
９１０−１〜９１０−Ｎ…復調器
９１１…ＴＤＤスイッチ
９１２−１〜９１２−Ｎ０…分配結合器
９１３−１−１〜９１３−Ｎ０−Ｍ０…移相器
９１５−１〜９１５−Ｍ０…分配結合器
９１６−１〜９１６−Ｍ０…アンテナ素子
９２１−１〜９２１−Ｎ…時間軸送信ウエイト乗算回路
９２２−１〜９２２−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２２−１−１〜９２２−Ｎ−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２３−１〜９２３−Ｍ…アップコンバータ
９２３−１−１〜９２３−Ｎ−Ｍ…アップコンバータ
９２４−１〜９２４−Ｍ…ダウンコンバータ
９２４−１−１〜９２４−Ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
９２５−１〜９２５−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２５−１−１〜９２５−Ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２６−１〜９２６−Ｎ…時間軸受信ウエイト乗算回路
９２７−１〜９２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
９２８−１〜９２８−Ｍ…アンテナ素子
９２８−１−１〜９２８−Ｎ−Ｍ…アンテナ素子
９２９−１〜９２９−Ｎ…送受信信号処理回路
９４１−１〜９４１−Ｍ…分配結合器
９４２…無線局装置
９４３−１〜９４３−Ｍ…加算合成器
９４４−１〜９４４−Ｍ…複製器
９４５…無線局装置
９５１−１〜９５１−３…ハイパワーアンプ
９５２−１〜９５２−３…ローノイズアンプ
９５３−１〜９５３−３…ＴＤＤスイッチ
９５４−１〜９５４−３…アンテナ素子
９５５−１〜９５５−３…無線モジュール
120-1 to 120-N ... modulators 122-1 to 122-N, 122-n ... D / A converters 123-1 to 123-N, 123-n ... up-converters 124-1 to 124-N, 124 -N ... down converters 125-1 to 125-N, 125-n ... A / D converters 127-1 to 127-N ... TDD switches 130-1 to 130-N ... demodulator 140 ... baseband
666... I / F (interface circuit)
901-1~901-N ... modulator 902 ...
Claims (6)
前記複数のアンテナ素子が含まれるアンテナ平面の正面方向の映像情報を取得する映像情報取得手段と、
該映像情報取得手段で取得した映像情報から通信相手となる無線通信装置を指定する入力手段と、
前記映像情報を解析し、前記入力手段により指定された通信相手となる無線通信装置の存在する方位情報を取得する方位情報取得手段と、
前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、
前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、
前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出部と、
該方位情報取得手段により得られた方位情報と前記相関算出部からの情報を基に、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の複素位相の回転量を補正して求める回転量補正部と、
前記相関算出部で直接求められた相関値または前記回転量補正部で補正された相関値ないしは前記相関算出部または前記回転量補正部で求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得部と、
前記基本相関情報取得部で取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測部と、
前記第１の回転量予測部又は回転量補正部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、
前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転部と、
前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、
前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、
を備える無線通信装置。 A wireless communication device that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with other wireless communication devices,
Video information acquisition means for acquiring video information in a front direction of an antenna plane including the plurality of antenna elements;
Input means for designating a wireless communication device as a communication partner from the video information acquired by the video information acquisition means;
Azimuth information acquisition means for analyzing the video information and acquiring azimuth information in which a wireless communication device as a communication partner designated by the input means exists;
A signal receiving unit that receives a signal transmitted by the other wireless communication device via each of the plurality of antenna elements;
A signal converter that is provided in some of the plurality of antenna elements and converts a radio frequency analog signal received by the antenna element into a baseband digital signal;
Using a training signal transmitted by the other wireless communication device, a correlation calculating unit that calculates a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit;
Rotation amount correction obtained by correcting the complex phase rotation amount of the plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit based on the azimuth information obtained by the azimuth information acquisition means and the information from the correlation calculation unit And
The correlation value directly obtained by the correlation calculation unit or the correlation value corrected by the rotation amount correction unit or between the antenna elements provided with the signal conversion unit obtained by the correlation calculation unit or the rotation amount correction unit. Based on a correlation value obtained by combining correlations, a reference antenna element selected from a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit, and another antenna provided with the signal conversion unit A basic correlation information acquisition unit for acquiring correlation information for each combination with the element;
Based on the information acquired by the basic correlation information acquisition unit, a first rotation amount prediction unit that predicts the rotation amount of the complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements;
A first phase rotation amount management unit that manages a rotation amount of a complex phase to be given to a received signal based on the complex phase predicted by the first rotation amount prediction unit or the rotation amount correction unit;
A first phase rotation unit that rotates the amount of rotation of the complex phase managed by the first phase rotation amount management unit on an analog signal or a digital signal with respect to a reception signal for each antenna element used for reception; ,
A signal synthesizer for synthesizing signals over all or part of the antenna elements used for reception of each array antenna on the analog signal or digital signal on the output signal from the first phase rotation unit;
A signal reproduction unit that reproduces a signal transmitted by the other wireless communication device based on the received signal synthesized by the signal synthesis unit;
A wireless communication device comprising:
前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てのアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する、請求項１に記載の無線通信装置。 The first phase rotation unit rotates a complex phase by a predetermined value on an analog signal with respect to a reception signal for each antenna element,
The radio communication apparatus according to claim 1, wherein the signal synthesis unit synthesizes the reception signal of the analog signal over all antenna elements used for reception on the analog signal.
前記基本相関情報取得部で取得した情報あるいは前記第１の回転量予測部又は前記回転量補正部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第２の回転量予測部と、
前記第２の回転量予測部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、
前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、
前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、
前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、
をさらに備える、請求項１又は２に記載の無線通信装置。 Shared with the first phase rotation unit that rotates a complex phase by a predetermined value on a digital signal or an analog signal for each antenna element with respect to a signal transmitted by the other wireless communication device, or An independent second phase rotation unit;
Information acquired by the basic correlation information acquisition unit, information predicted by the first rotation amount prediction unit or the rotation amount correction unit, or a new complex obtained by performing a predetermined calibration process on the information A second rotation amount prediction unit that calculates a rotation amount of a complex phase to be given by the second phase rotation unit based on any of the information on the phase rotation amount;
Based on the complex phase calculated by the second rotation amount prediction unit, a second phase rotation amount management unit that manages the rotation amount of the complex phase given by the second phase rotation unit;
A transmission signal generator for generating a digital signal addressed to the other wireless communication device;
A signal distribution unit that branches the transmission signal generated by the transmission signal generation unit for each antenna element on a digital signal or an analog signal;
A complex phase rotation amount managed by the second phase rotation amount management unit is set in the second phase rotation unit, and a signal branched by the signal distribution unit in the second phase rotation unit is set to a predetermined value. A signal transmitter that transmits the signal after the complex phase rotation as an analog signal of a radio frequency via the antenna element;
The wireless communication apparatus according to claim 1, further comprising:
前記複数のアンテナ素子が含まれるアンテナ平面の正面方向の映像情報を取得する映像情報取得ステップと、
該映像情報取得ステップで取得した映像情報から通信相手となる無線通信装置の指定を受け付ける入力ステップと、
前記映像情報を解析し、前記入力ステップにより指定された通信相手となる無線通信装置の存在する方位情報を取得する方位情報取得ステップと、
前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、
前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中のふたつのアンテナ素子の組合せの相関を算出する相関算出ステップと、
前記方位情報取得ステップにより得られた方位情報と前記相関算出ステップにおいて得られた情報に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の複素位相の回転量を補正して求める回転量補正ステップと、
前記相関算出ステップで直接求められた相関値または前記回転量補正ステップで補正された相関値ないしは前記相関算出ステップまたは回転量補正ステップで求められた前記信号変換部が備えられたアンテナ素子間の相関を組み合わせて求められた相関値に基づいて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子との組合せ毎の相関情報を取得する基本相関情報取得ステップと、
前記基本相関情報取得ステップで取得された情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する第１の回転量予測ステップと、
前記第１の回転量予測ステップ又は回転量補正ステップで予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、
前記第１の位相回転量管理ステップによって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転ステップと、
前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てまたはその一部のアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、
前記信号合成ステップにより合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、
を有する無線通信方法。 A wireless communication method executed by a wireless communication device that forms directivity using one or a plurality of array antennas including a plurality of antenna elements and wirelessly communicates with other wireless communication devices,
A video information acquisition step of acquiring video information in a front direction of an antenna plane including the plurality of antenna elements;
An input step of accepting designation of a wireless communication device as a communication partner from the video information acquired in the video information acquisition step;
Analyzing the video information, obtaining azimuth information acquisition step for obtaining azimuth information in the presence of a wireless communication device as a communication partner designated by the input step;
A signal receiving step of receiving a signal transmitted by the other wireless communication device via each of the plurality of antenna elements;
Using a training signal transmitted by the other wireless communication device, a baseband digital signal is provided in a part of the plurality of antenna elements and received by the antenna element. A correlation calculating step for calculating a correlation of a combination of two antenna elements among a plurality of antenna elements provided with a signal conversion unit for converting into a signal;
Rotation obtained by correcting the amount of complex phase rotation of a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit based on the azimuth information obtained in the azimuth information acquisition step and the information obtained in the correlation calculation step. An amount correction step;
The correlation value directly obtained in the correlation calculation step or the correlation value corrected in the rotation amount correction step or the correlation between antenna elements provided with the signal conversion unit obtained in the correlation calculation step or rotation amount correction step. Based on the correlation value obtained by combining the antenna elements, a reference antenna element selected from a plurality of antenna elements provided with the signal conversion unit, and another antenna element provided with the signal conversion unit Basic correlation information acquisition step for acquiring correlation information for each combination with
A first rotation amount prediction step for predicting a rotation amount of a complex phase to be given to the reception signals of the plurality of antenna elements based on the information acquired in the basic correlation information acquisition step;
A first phase rotation amount management step for managing a rotation amount of the complex phase to be given to the received signal based on the complex phase predicted in the first rotation amount prediction step or the rotation amount correction step;
A first phase rotation step for rotating the amount of rotation of the complex phase managed by the first phase rotation amount management step on an analog signal or a digital signal with respect to a reception signal for each antenna element used for reception; ,
A signal synthesis step of synthesizing the output signal from the first phase rotation step over all or a part of the antenna elements used for reception of each array antenna on an analog signal or a digital signal;
A signal reproduction step of reproducing a signal transmitted by the other wireless communication device based on the received signal synthesized by the signal synthesis step;
A wireless communication method.
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