JP2003244966A - 駆動回路 - Google Patents

駆動回路

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JP2003244966A
JP2003244966A JP2002039820A JP2002039820A JP2003244966A JP 2003244966 A JP2003244966 A JP 2003244966A JP 2002039820 A JP2002039820 A JP 2002039820A JP 2002039820 A JP2002039820 A JP 2002039820A JP 2003244966 A JP2003244966 A JP 2003244966A
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Akira Omichi
昭 大道
Keiichiro Numakura
啓一郎 沼倉
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 バッテリー等の電源電圧変動が大きい電源を
用いた場合にも、駆動能力の低下や駆動能力の変動を抑
えた駆動回路を得る。 【解決手段】 上アーム１１および下アーム１２を有す
るトーテムポール型出力段と、上アーム駆動回路７２お
よび下アーム駆動回路７３を有するプリドライブ回路７
４と、上アーム駆動用昇圧電源回路６７およびＶＣＣ電
源６５を昇圧して出力する下アーム駆動用昇圧電源回路
６８を有するＶＣＣ昇圧電源回路６９を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、駆動回路に関し、
さらに詳しくは、バッテリー等の電源電圧変動が大きい
電源にて、負荷を駆動するための駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６７に従来の駆動回路を示す。図６７
において、１はバッテリー等の駆動用回路電源、２はバ
ッテリー電圧端子ＶＢ、３はクロック入力端子ＣＬＫ、
４は接地端子ＧＮＤ、５は上アーム制御信号入力端子Ｉ
Ｔ、６は下アーム制御入力端子ＩＢ、７は昇圧電源回
路、８は次段のトーテムポール型出力段を駆動するため
のプリドライブ回路、９はプリドライブ回路８中にあっ
てトーテムポール型出力段を構成するＮＭＯＳトランジ
スタ１１（以下、上アームトランジスタまたは単に上ア
ームと称する）を駆動する上アーム駆動回路、１０は同
じくプリドライブ回路８中にあってトーテムポール型出
力段を構成するＮＭＯＳトランジスタ１２（以下、下ア
ームトランジスタまたは単に下アームと称する）を駆動
する下アーム駆動回路、１３は負荷に接続される出力端
子、をそれぞれ示す。
【０００３】ここで、ＶＢ端子２およびＧＮＤ端子４間
に接続される駆動用回路電源１が、端子１３に接続され
る負荷をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌ
ａｔｉｏｎ）動作により駆動するバッテリー電源である
場合を以下に説明する。この時、出力段の動作について
は、上アーム１１がオン、下アーム１２がオフの時に出
力に電流を吐き出し（ソースする、又はプッシュすると
も表現する）、上アーム１１がオフ、下アーム１２がオ
ンの時に電流を吸い込む（シンクする、又はプルすると
も表現する）ことにより、出力端子１３に接続される負
荷に流れる電流方向を制御することができる。
【０００４】すなわち、上アーム１１がオン、下アーム
１２がオフの電流ソースの場合、出力端子１３の電圧は
電源電圧（バッテリー電圧）ＶＢまで上昇する。よっ
て、この時の上アーム１１のゲートＨＩＧＨ電圧として
は、ＮＭＯＳトランジスタ１１を駆動するのに必要なゲ
ート−ソース間電圧をＶｇｓとすると、ＶＢ＋Ｖｇｓが
必要となる。すなわち、バッテリー電圧ＶＢよりも高い
電源電圧が必要となり、このため昇圧電源回路７が設け
られている。
【０００５】昇圧電源回路７には、通常クロック入力信
号を必要とするチャージポンプ回路、又はステップアッ
プコンバータ等が使用され、ここで昇圧された電圧はプ
リドライブ回路８中の上アーム駆動回路９の電源として
使用され、下アーム駆動用回路１０の電源としては通常
には駆動用回路電源１の出力電圧がＶＢ端子２より供給
される。
【０００６】図６７をさらに具体的な回路例としたもの
を図６８に示す。昇圧電源回路７としては、電源電圧Ｖ
Ｂを基準電圧として二倍昇圧するチャージポンプ回路を
例として示している。ここで、４０、４１は整流ダイオ
ード、４３は昇圧用の積み上げ用容量、４５は昇圧出力
電圧用のデカップリング用容量、４６はＰＭＯＳトラン
ジスタ、４７はＮＭＯＳトランジスタでこれらにより容
量４３のチャージ用インバータを構成している。
【０００７】プリドライブ回路８としては、ＩＴ入力端
子５からの上アーム制御信号を受けて、ＰＭＯＳトラン
ジスタ５７とＮＭＯＳトランジスタ５８で構成される上
アーム駆動用インバータを動作させる上アーム制御回路
５１と、ＩＢ入力端子６からの下アーム制御信号を受け
て、ＰＭＯＳトランジスタ５９とＮＭＯＳトランジスタ
６０で構成される下アーム駆動用インバータを動作させ
る下アーム制御回路５２とで構成される。ここで、抵抗
６１、６２は上アーム１１、下アーム１２のスイッチン
グ速度を調整する為のゲート抵抗である。
【０００８】ここで、仮に電源電圧ＶＢを２０Ｖとする
と、出力段トランジスタ１１、１２のドレイン〜ソース
間耐圧としては、２０Ｖ以上が必要となる。また、下ア
ーム駆動回路の電源はＶＢとなる為、トランジスタ５
９、６０や下アーム制御回路５２の耐圧としても２０Ｖ
以上が必要となる。さらに、上アーム駆動回路について
は２倍昇圧のチャージポンプ回路出力の昇圧電源回路７
を電源として用いているため、回路素子での電圧損失分
を無視すると、チャージポンプ出力電圧は４０Ｖとな
る。よって、上アーム制御回路５１、トランジスタ５
７，５８の耐圧としては、４０Ｖ以上の耐圧が必要とな
る。
【０００９】通常、高耐圧のＭＯＳトランジスタにおい
ては、ドレイン−ソース間耐圧と比較して、ゲート−ソ
ース間耐圧は小さく、上記の２０Ｖあるいは４０Ｖ耐圧
のトランジスタのゲート−ソース間の過電圧破壊を防止
する為に、ツェナーダイオード５３〜５６、６３、６４
が必要となる。また、同様の理由で昇圧電源回路７中の
インバータを構成するトランジスタ４６、４７について
も、ゲート−ソース間保護用ツェナーダイオード５０
５、５０６が必要となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図６７および図６８に
示す従来の駆動回路の問題点としては、以下の点が挙げ
られる。まず第一に、電源電圧変動が大きいバッテリー
等の電源を使用する場合に、電源電圧値が低下した際
に、下アームの出力電流駆動能力が十分に出せないこと
がある。これは例えば電源として１２Ｖバッテリーを使
用した場合、通常電圧値はフル充電時に１６Ｖ、バッテ
リー電圧低下時に６Ｖ程度の電圧のバラツキが生じ、こ
のような動作電源電圧のバラツキを考慮なければならな
い。例えば、バッテリー電圧低下時の場合、下アームの
ゲート入力ＨＩＧＨ電圧は６Ｖとなる。出力電流やＮＭ
ＯＳトランジスタ１２の特性にもよるが、通常ゲート・
ソース間電圧として約８〜１０Ｖが必要とされる為、６
Ｖの場合、下アームトランジスタのオン抵抗が低下し、
必要な出力シンク電流が得られないことになる。
【００１１】第二の問題点としては、バッテリー電源の
様に電源電圧変動が大きい電源を使用する場合、電源電
圧最大値を想定した回路を使用する必要が生じ、出力ゲ
ートに対し、必要以上の大きな電圧がかかってしまう場
合があることである。例えば、出力段トランジスタ駆動
に必要なゲート−ソース間電圧は、出力電流やＮＭＯＳ
素子特性にもよるが、８〜１０Ｖ程度とされる。それに
対し、例えば、ＶＢ＝２４Ｖの電源を使用した場合、図
６８の回路であると、チャージポンプ回路内部での電圧
損失を無視すると、上アーム駆動用回路９の電源電圧は
４８Ｖ、下アーム駆動用回路１０の電源電圧は２４Ｖと
なり、必要な出力段トランジスタの駆動電圧８〜１０Ｖ
に対して、非常に大きい値となってしまう。特に上アー
ム駆動用電源電圧は、上記の数値で考えると、２４Ｖ＋
１０Ｖ＝３４Ｖあれば十分であるが、実際には４８Ｖと
不必要に過大な電圧となってしまう。
【００１２】上記のように電源電圧が過剰に大きくなっ
た場合、回路動作時に生じるノイズも増加する為、必要
以上に電源電圧を高くすると電源ノイズやＧＮＤノイズ
の回路動作への影響、又は輻射ノイズによる外部電気回
路への影響を引き起こし易くなり、望ましくない。ま
た、昇圧電源回路７、プリドライブ回路８の耐圧は電源
電圧ＶＢに依存する為、回路を構成する素子のほとんど
について、ＶＢの最大電圧に応じた耐圧の素子を使用す
る必要がある。それに加えて、上記した様なゲート保護
用回路等の保護回路を追加する必要も生じる。これら
は、集積回路の場合においては個々の素子のレイアウト
パターン面積拡大、ディスクリート部品により構成され
た電気回路の場合は素子部品の単価増加となる為、製造
コストの増加につながり好ましくない。
【００１３】第三に、電源電圧変動の大きい電源を適用
した場合、電源電圧変動による回路特性の変動の影響が
出力段動作に表れることも問題となる。具体的には、電
源電圧変動により、上アーム駆動回路９又は下アーム駆
動回路１０の動作遅延が変動したり、出力トランジスタ
である上アーム１１や下アーム１２を駆動するトランジ
スタ５７〜６０のオン抵抗が変化することで、出力トラ
ンジスタのスイッチング速度が変動する等の現象となっ
て表れる。この特性変動を防止する為には更に回路追加
が必要となり、回路規模の増加と共に製造コストの増加
につながる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明に係る駆動回路
は、駆動用回路電源と、上アームおよび下アームを有す
るトーテムポール型出力段と、上アームを駆動するため
の上アーム駆動回路および下アームを駆動するための下
アーム駆動回路を有するプリドライブ回路と、上アーム
駆動用昇圧電源回路およびＶＣＣ電源を昇圧して出力す
る下アーム駆動用昇圧電源回路を有するＶＣＣ昇圧電源
回路とを備えたものである。
【００１５】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動用昇圧電源回路はＶＣＣ電源と駆動用回路電
源を加算した電圧を出力するものである。
【００１６】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動回路は、ＶＣＣ電源と接地間の振幅を持つ信
号を出力する上アーム制御入力信号処理回路と、その信
号を上アーム駆動用昇圧電源回路の出力と駆動用回路電
源の出力間の振幅を持つ信号にレベルシフトするレベル
シフト回路と、そのレベルシフトされた信号を上アーム
の駆動信号に変換する上アーム出力駆動回路と、その上
アーム出力駆動回路の出力を受けて上アームを駆動する
出力前段回路とを備えたものである。
【００１７】また、本発明に係る駆動回路において、Ｖ
ＣＣ昇圧電源回路は、チャージポンプ回路を備えたもの
である。
【００１８】また、本発明に係る駆動回路において、Ｖ
ＣＣ昇圧電源回路は、チャージポンプ回路およびデカッ
プリングコンデンサを備えたものである。
【００１９】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路を有するプ
リドライブ用電源回路とを備えたものである。
【００２０】また、本発明に係る駆動回路において、Ｖ
Ｂ昇圧電源回路は、チャージポンプ回路を備えたもので
ある。
【００２１】また、本発明に係る駆動回路において、昇
圧電源回路は、上アームおよび下アームおよび整流ダイ
オードおよび昇圧用容量およびデカップリング容量を備
えたものである。
【００２２】また、本発明に係る駆動回路において、Ｖ
Ｂ昇圧電源回路は、昇圧用コイルを備えたステップアッ
プコンバータにより構成されたものである。
【００２３】また、本発明に係る駆動回路において、昇
圧用コイルは、ＰＷＭ駆動する負荷であるコイルを備え
たものである。
【００２４】また、本発明に係る駆動回路において、下
アーム駆動用定電圧回路は、ツェナーダイオードおよび
ＮＰＮトランジスタを備えたものである。
【００２５】また、本発明に係る駆動回路において、下
アーム駆動用定電圧回路は、ツェナーダイオードおよび
ＮＭＯＳトランジスタを備えたものである。
【００２６】また、本発明に係る駆動回路において、下
アーム駆動用定電圧回路は、ツェナーダイオードおよび
ダイオードおよびＮＰＮトランジスタを備えたものであ
る。
【００２７】また、本発明に係る駆動回路において、下
アーム駆動用定電圧回路は、アンプによる帰還回路およ
びＰＮＰトランジスタを備えたものである。
【００２８】また、本発明に係る駆動回路において、下
アーム駆動用定電圧回路は、オペアンプによる反転増幅
器を備えたものである。
【００２９】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動用昇圧電源回路は、チャージポンプ回路を備
えたものである。
【００３０】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動用昇圧電源回路は、上アームおよび下アーム
および整流ダイオードおよび昇圧用容量およびデカップ
リング容量を備えたものである。
【００３１】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を防止する昇圧電源電圧
クランプ回路を有するプリドライブ用電源回路とを備え
たものである。
【００３２】また、本発明に係る駆動回路において、昇
圧電源電圧クランプ回路は、ツェナーダイオードおよび
抵抗素子を備えたものである。
【００３３】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧
監視回路および昇圧電源電圧監視回路の出力信号により
ＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬＫ制
御回路を有するプリドライブ用電源回路とを備えたもの
である。
【００３４】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧
監視回路および昇圧電源電圧監視回路の出力信号により
上アーム駆動用昇圧電源回路へのクロック信号を制御す
るＣＬＫ制御回路を有するプリドライブ用電源回路とを
備えたものである。
【００３５】また、本発明に係る駆動回路において、昇
圧電源電圧監視回路は、昇圧電源電圧値を圧縮したＶＣ
Ｐ電圧モニタ値と基準電圧値とを比較するコンパレータ
を備えたものである。
【００３６】また、本発明に係る駆動回路において、コ
ンパレータは、出力信号にヒステリシス特性を持つもの
である。
【００３７】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧
監視回路およびフィルタ回路およびフィルタ回路の出力
信号によりＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御す
るＣＬＫ制御回路を有するプリドライブ用電源回路とを
備えたものである。
【００３８】また、本発明に係る駆動回路において、フ
ィルタ回路は、ローパスフィルタである。
【００３９】また、本発明に係る駆動回路において、フ
ィルタ回路は、ＶＢ昇圧電源回路の昇圧動作停止時に遅
延させて信号を出力するものである。
【００４０】また、本発明に係る駆動回路において、フ
ィルタ回路は、デジタルフィルタである。
【００４１】また、本発明に係る駆動回路において、コ
ンパレータは一定周波数以上の信号をフィルタリングす
ることができるものである。
【００４２】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替
端子を有する可変昇圧電源回路および下アーム駆動用定
電圧回路および下アーム駆動用定電圧回路の出力により
切替端子に可変昇圧電源回路の出力能力を変化させるた
めの信号を出力する下アーム駆動電源電圧監視回路およ
び可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電
源電圧監視回路およびフィルタ回路およびフィルタ回路
の出力信号により可変昇圧電源回路へのクロック信号を
制御するＣＬＫ制御回路を有するプリドライブ用電源回
路とを備えたものである。
【００４３】また、本発明に係る駆動回路において、可
変昇圧電源回路は、下アーム駆動電源電圧監視回路の信
号を受けて、昇圧用インバータ回路のオン抵抗を変化さ
せることにより出力能力を変化させるチャージポンプ回
路を備えたものである。
【００４４】また、本発明に係る駆動回路において、可
変昇圧電源回路は、下アーム駆動電源電圧監視回路の信
号を受けて、整流用ダイオードの順方向電圧を変化させ
ることにより出力能力を変化させるチャージポンプ回路
を備えたものである。
【００４５】また、本発明に係る駆動回路において、可
変昇圧電源回路は、下アーム駆動電源電圧監視回路の信
号を受けて、コイルのインダクタンス値を変化させるこ
とにより出力能力を変化させるステップアップコンバー
タを備えたものである。
【００４６】また、本発明に係る駆動回路において、可
変昇圧電源回路は、下アーム駆動電源電圧監視回路の信
号を受けて、ＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗値を変化
させることにより出力能力を変化させるステップアップ
コンバータを備えたものである。
【００４７】また、本発明に係る駆動回路において、可
変昇圧電源回路は、下アーム駆動電源電圧監視回路の信
号を受けて、整流用ダイオードの順方向電圧を変化させ
ることにより出力能力を変化させるステップアップコン
バータを備えたものである。
【００４８】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替
端子を有する可変昇圧電源回路および下アーム駆動用定
電圧回路および可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監
視しかつ切替端子に可変昇圧電源回路の出力能力を変化
させるための信号を出力する昇圧電源電圧監視回路およ
びフィルタ回路およびフィルタ回路の出力信号により可
変昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬＫ制御
回路を有するプリドライブ用電源回路とを備えたもので
ある。
【００４９】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧
監視回路およびフィルタ回路およびフィルタ回路の出力
信号によりＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御す
るＣＬＫ制御回路および上アーム駆動用昇圧電源回路の
出力を受け上アーム駆動用昇圧電源回路の出力能力を変
化させる上アーム駆動電源電圧監視回路を有するプリド
ライブ用電源回路とを備えたものである。
【００５０】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替
端子を有する可変昇圧電源回路および下アーム駆動用定
電圧回路および可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監
視しかつ切替端子に可変昇圧電源回路の出力能力を変化
させるための信号を出力する昇圧電源電圧監視回路およ
びフィルタ回路およびフィルタ回路の出力信号により可
変昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬＫ制御
回路および上アーム駆動用昇圧電源回路の出力を受け上
アーム駆動用昇圧電源回路の出力能力を変化させる上ア
ーム駆動電源電圧監視回路を有するプリドライブ用電源
回路とを備えたものである。
【００５１】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動用昇圧電源回路は、昇圧用インバータ回路の
オン抵抗を変化させることにより出力能力を変化させる
チャージポンプ回路を備えたものである。
【００５２】また、本発明に係る駆動回路において、上
アーム駆動用昇圧電源回路は、整流用ダイオードの順方
向電圧を変化させることにより出力能力を変化させるチ
ャージポンプ回路を備えたものである。
【００５３】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテムポ
ール型出力段と、上アームを駆動するための上アーム駆
動回路および下アームを駆動するための下アーム駆動回
路を有するプリドライブ回路と、上アーム駆動用昇圧電
源回路および駆動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇
圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路およびＶＢ
昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧
監視回路およびフィルタ回路およびフィルタ回路の出力
信号によりＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御す
るＣＬＫ制御回路および上アーム駆動用昇圧電源回路の
出力を受け上アーム駆動回路の出力能力を変化させる上
アーム駆動電源電圧監視回路を有するプリドライブ用電
源回路とを備えたものである。
【００５４】また、本発明に係る駆動回路は、第一の駆
動用回路電源と、第二の駆動用回路電源と、上アームお
よび下アームを有するトーテムポール型出力段と、上ア
ームを駆動するための上アーム駆動回路および下アーム
を駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドライ
ブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および第一の駆
動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
び下アーム駆動用定電圧回路とを有するプリドライブ用
電源回路とを備え、プリドライブ回路には第二の駆動用
回路電源が接続されたものである。
【００５５】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、昇圧電源回路と、駆動用回路電源と昇圧電源
回路との間に設けられた突入電流制御スイッチと、昇圧
電源回路の出力を監視し一定電圧値以下の場合に突入電
流制御スイッチに信号を出力する昇圧出力電圧監視回路
とを備えたものである。
【００５６】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、昇圧電源回路と、駆動用回路電源と昇圧電源
回路との間に設けられた突入電流制御スイッチと、昇圧
電源回路の出力電流を監視し一定電流値以上の場合に突
入電流制御スイッチに信号を出力する昇圧出力電流監視
回路とを備えたものである。
【００５７】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、昇圧電源回路と、駆動用回路電源と昇圧電源
回路との間に設けられた突入電流制御スイッチと、電源
起動時に突入電流制御スイッチに信号を出力する電源起
動時遅延回路とを備えたものである。
【００５８】また、本発明に係る駆動回路は、駆動用回
路電源と、昇圧電源回路と、駆動用回路電源と昇圧電源
回路との間に設けられた突入電流制御スイッチとを備
え、電源起動時に外部に設けたパワーオンリセット回路
の出力信号により突入電流制御スイッチを制御するもの
である。
【００５９】
【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は本発明の実
施の形態１の駆動回路を示したもので、図６７の昇圧電
源回路７をＶＣＣ昇圧電源回路６９に、また、プリドラ
イブ回路８はプリドライブ回路７４に置き換えた他は、
図６７と同じ符号のものは同じものを表わしている。こ
こで、ＶＣＣ昇圧電源回路６９は上アーム駆動用昇圧電
源回路６７と下アーム駆動用昇圧電源回路６８により構
成され、また、プリドライブ回路７４は上アーム駆動回
路７２と下アーム駆動回路７３とにより構成されてい
る。さらにＶＣＣ電源６５がＶＣＣ端子６６を介して下
アーム駆動用昇圧電源回路６８の昇圧用電源として接続
されている。
【００６０】ここで、出力端子１３に接続される負荷に
ついて以下に少し説明する。本願の駆動回路は、モータ
や電動アクチュエータ等のコイル負荷を駆動するのに好
適に用いることができる。例えば、モータや電動アクチ
ュエータを使用する車載用のシステム、電動パワーステ
アリング（ＥＰＳ）、電動バルブ、電動パワーウィンド
ウ、エアコン用オートブロワー等が挙げられる。図２、
図３に具体例な負荷の例を示す。図２は３相ブラシレス
モータ２６の一例を示している。スター結線された３つ
のコイル２７、２８、２９から成る３相ブラシレスモー
タ２６が実際の負荷を示し、トーテムポール接続された
ＮＭＯＳトランジスタ１７〜２２が出力段トランジスタ
を示す。すなわち、上アームトランジスタ１７〜１９
が、それぞれ図１の上アームトランジスタ１１に該当
し、下アームトランジスタ２０〜２２が、それぞれ図１
の下アームトランジスタ１２に該当し、出力端子２３〜
２５が、それぞれ図１の出力端子１３（ＯＵＴ）に該当
する。従ってこの場合には、図１に示すプリドライブ回
路７４は図２においては計３個必要になる。
【００６１】図３はＤＣモータやＶＣＭコイルモータ、
ソレノイドを使用した電動アクチュエータ等を示してい
る。コイル３９が前記の負荷を示し、トーテムポール接
続された出力段トランジスタ３３〜３６が実際にコイル
３９を駆動する出力段トランジスタを示している。すな
わち、上アームトランジスタ３３、３４が、それぞれ図
１の上アーム１１に対応し、下アームトランジスタ３
５、３６が、それぞれ図１の下アーム１２に対応し、３
７、３８の出力端子が、それぞれ図１の出力端子１３に
対応する。よって、この場合、図１のプリドライブ回路
７４は計２個必要になる。図２、図３のどちらの場合で
も、１個のトーテムポール接続出力段が出力電流をソー
ス、別の１個のトーテムポール接続出力段が出力電流を
シンクすることにより、コイル負荷に流れる出力電流方
向を制御し、モータ又は電動アクチュエータを駆動す
る。
【００６２】図１に戻って、以下に動作の説明をする。
ＶＣＣ昇圧電源回路６９中の下アーム駆動用昇圧電源回
路６８はその電源をＶＣＣ端子６６を介してＶＣＣ電源
６５から得ている。このＶＣＣ電源６５は、システム中
に含まれる信号制御や演算用のＭＣＵやＤＳＰ等用に、
駆動用回路電源電圧ＶＢから生成される定電圧源であ
る。よって、ＭＣＵやＤＳＰを使用している電気回路シ
ステムにおいては、３．３Ｖ〜５Ｖ程度のＶＣＣ電源６
５が存在する。また、この電源は上記の用途に用いられ
る為、電圧変動は非常に小さく、通常±３〜１０％程度
の変動である。
【００６３】図１においては、例えば３．３Ｖ〜５Ｖの
ＶＣＣ電圧（以下単にＶＣＣと表わす）ＶＣＣを１０〜
１５Ｖに昇圧した電圧を、下アーム駆動用昇圧電源回路
６８の出力端子ＶＧＢに出力し、これをプリドライブ回
路７４の下アーム駆動回路７３の電源として使用する。
かつ、そのＶＧＢ端子の電圧（以下単にＶＧＢと表わ
す）を上アーム駆動用昇圧電源回路６７により、ＶＢ端
子の電圧（以下単にＶＢと表わす）に積み上げ、ＶＢ＋
ＶＧＢの電圧すなわちＶＧＴ端子の電圧（以下単にＶＧ
Ｔと表わす）を生成し、上アーム駆動回路７２の電源と
して使用する。
【００６４】ここで、上アーム駆動回路７２および下ア
ーム駆動回路７３の電源として、ＶＣＣ電源６６が接続
されているが、これは上アーム制御入力信号端子ＩＴ５
や下アーム制御入力信号端子ＩＢ６から入力される信号
は、ＭＣＵやＤＳＰからの信号が入力される、すなわち
入力信号振幅は０〜５Ｖ以下であり、よって、上アーム
駆動回路７２と下アーム駆動回路７３中では、実際には
例えば０〜５Ｖ信号を出力トランジスタ１１、１２を駆
動する信号にレベルシフトする回路が含まれていること
による。このことは、従来の図６７や図６８においても
同様であるが、説明を簡単にする為に図６７および図６
８においては表示を省略してある。
【００６５】次に、上アーム駆動回路７２では接地をＧ
ＮＤ及びＶＢの両方に接続しているが、これは上アーム
駆動回路７２の一部の回路においてＶＧＴ〜ＶＢの電圧
範囲で駆動させることにより、必要な素子耐圧を低くし
ていることによる。具体的に一例をあげれば、上アーム
駆動回路７２の内部回路図は図４の様に示される。
【００６６】図４の回路構成は、ＶＣＣ〜ＧＮＤの入力
振幅をもつ上アーム制御信号（ＩＴ）を信号処理する上
アーム制御入力信号処理回路７５、その出力信号をＶＧ
Ｔ〜ＶＢの振幅にレベルシフトするレベルシフト回路７
６、レベルシフトされた信号を上アーム１１の駆動信号
に変換する上アーム出力駆動回路７７、上アーム出力駆
動回路７７の出力である振幅がＶＧＴ〜ＶＢの信号を受
けて上アームトランジスタ１１を駆動する、出力段前段
回路５０７で構成される。
【００６７】ここで、出力段前段回路５０７は、ＰＭＯ
Ｓトランジスタ７８、８２、ＮＭＯＳトランジスタ７
９、８３、及びゲート抵抗８４、ＮＭＯＳ素子のゲート
−ソース間保護クランプ用ツェナーダイオード８０、８
１、８５で構成される。よって、図１の上アーム駆動回
路のＶＢ接地は、図４中の上アーム出力駆動回路７７の
接地を示している。
【００６８】次に図１において、従来の問題点がいかに
改善されているかを以下に示す。まず第一の問題点であ
る電源電圧低下時の下アーム駆動能力低下の問題点につ
いては、下アーム１２駆動用に昇圧電源回路６８を使用
することで改善される。すなわち、ＶＢが下限まで低下
した場合（前述の１２Ｖバッテリー電源の場合６Ｖ）で
も、下アーム駆動回路７３の電源を下アーム駆動用昇圧
電源回路６８によるＶＣＣを基とした昇圧電源とするこ
とで、下アームトランジスタのゲート駆動用電圧１０Ｖ
が確保できる為である。
【００６９】第二のゲート駆動に必要な電圧に対して、
上アーム駆動回路７２および下アーム駆動回路７３の駆
動電源電圧が大きくなり過ぎる問題点については、ＶＣ
Ｃ電圧を使用した下アーム駆動用昇圧電源回路６８を使
用することにより、改善される。
【００７０】例えば、ＶＣＣ＝５Ｖとし、下アーム駆動
用昇圧電源回路６８に３倍昇圧のチャージポンプ回路を
使用した場合、回路での電圧損失を無視すると、ＶＧＢ
＝１５Ｖ、ＶＧＴ＝ＶＢ＋ＶＧＢ＝ＶＢ＋１５Ｖとな
る。この時、下アーム駆動回路７３の必要耐圧は１５Ｖ
以上となる。上アーム駆動回路７２の耐圧としては、図
４の回路内部構成で、上アーム制御入力信号処理回路７
５で５Ｖ以上、レベルシフト回路７６でＶＧＴ電圧（＝
ＶＢ＋１５Ｖ）以上、上アーム出力駆動回路７７で１５
Ｖ以上、出力前段回路５０７でＶＧＴ電圧（＝ＶＢ＋１
５Ｖ）以上、出力段トランジスタ１１、１２でＶＢ電圧
以上となる。
【００７１】よって、ＶＢ電圧値に対応して、素子耐圧
を変更する必要がある回路ブロックについては、図４の
レベルシフト回路７６、出力前段回路５０７、出力段ト
ランジスタ１１、１２、上アーム駆動用昇圧電源回路６
７のみとなる。それぞれのブロックは数素子で構成され
る為、ＶＢ電圧が大幅に変化する場合でも、素子サイズ
の増加は最小限に抑えられ、製造コストの上昇を防ぐこ
とが可能となる。
【００７２】また、第三の、電源電圧（ＶＢ）の変動に
よる出力トランジスタである上アーム１１、下アーム１
２のスィッチング特性変動の問題点についても、上記と
同様の理由にて改善される。すなわち、電圧変動の小さ
いＶＣＣ電圧を基準とする下アーム駆動用昇圧電源回路
６８を使用することにより、ＶＢ電源電圧の変動によ
る、出力トランジスタである上アーム１１や下アーム１
２のゲート駆動用電源電圧への影響を最小限に押さえる
ことが可能となる為である。
【００７３】本実施の形態１の他の例としてさらに詳細
な回路図を図５に示す。ここで、ＶＣＣ昇圧電源回路６
９中の下アーム駆動用昇圧電源回路６８は、ＶＣＣ電圧
を三倍昇圧するチャージポンプ回路が８６〜９６の素子
にて構成されており、さらに、上アーム駆動用昇圧電源
回路６７は、９７〜１０２の素子にて構成されており、
ＶＧＢ電圧をＶＢ電圧に積み上げて上アーム駆動用の電
源としている。また、プリドライブ回路７４は、上アー
ム制御回路１０３（図４の上アーム制御入力信号処理回
路７５とレベルシフト回路７６と上アーム出力駆動回路
７７と素子７８〜８１をまとめて称した回路）と素子８
２〜８５、さらに下アーム制御回路１０４と素子１０６
〜１０９から構成されている。
【００７４】ここで、図５の駆動回路の動作を説明する
上で必要となる為、いったん本論からはずれて、以下に
チャージポンプ回路の詳細動作について説明する。
【００７５】図６はチャージポンプ回路及びその負荷の
簡単なモデル図である。例えば、図５の８６、８７の整
流用ダイオード、８９の昇圧用容量、ＰＭＯＳトランジ
スタ９２、ＮＭＯＳトランジスタ９３で構成されるイン
バータ、の素子で構成される回路群、又は８７、８８の
整流用ダイオード、９０の昇圧用容量、９１のデカップ
リングコンデンサ、ＰＭＯＳトランジスタ９４、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ９５で構成されるインバータ、の素子で
構成される回路群、９７、９８の整流用ダイオード、９
９の昇圧用容量、１００のデカップリングコンデンサ、
ＰＭＯＳトランジスタ１０１、ＮＭＯＳトランジスタ１
０２で構成されるインバータ、の回路群のそれぞれが、
図６の１２０で示されるチャージポンプ昇圧電源回路に
相当する。負荷のモデルである負荷回路１２４について
は、上アームトランジスタ１１若しくは下アームトラン
ジスタ１２のゲート駆動をモデル化している。
【００７６】まず、チャージポンプ１２０の回路動作に
ついて説明する。ＰＭＯＳトランジスタ１１６及びＮＭ
ＯＳトランジスタ１１７にて構成されるインバータは、
クロック入力端子１１２（ＣＬＫ）に印可されるクロッ
ク信号により、動作する。ＮＭＯＳトランジスタがオン
の時、昇圧用容量１１８に整流用ダイオード１１４を通
じて、端子１１０に印可されるＶＤＤ電圧が充電され
る。よって、整流ダイオード１１４の順方向端子間電圧
をＶＦとすると、容量１１８の端子間電圧はフル充電さ
れれば、ＶＤＤ−ＶＦとなる。ＰＭＯＳトランジスタが
オンの時には、前記で充電された容量１１８の端子間電
圧が、入力端子１１１に印可されるＶＣＣ電圧に積み上
げられるので、整流ダイオード１１５を通して、チャー
ジポンプ回路出力１１３（ＣＰＯＵＴ）に出力される電
圧値（Ｖｃｐｏｕｔ）は、整流ダイオード１１５の順方
向端子間電圧をＶＦとすると、式（１）となる。
【００７７】
【数１】
【００７８】容量１１９はチャージポンプ出力（ＣＰＯ
ＵＴ）１１３の出力電圧リップル除去用のデカップリン
グコンデンサである。容量１１８の充電電圧Ｖｃｂは、
クロック入力（ＣＬＫ）１１２の周波数をｆｃｌｋ、ク
ロック周波数のデューティーを５０％、トランジスタ１
１７のオン抵抗をＲｏｎ、容量１１８の容量値をＣｂと
すると、式（２）と表わせる。
【００７９】
【数２】
【００８０】通常、ＮＭＯＳトランジスタ１１７がオン
している時間内で、容量１１８（Ｃｂ）に充電電圧（Ｖ
ＤＤ−ＶＦ）をフル充電するように回路設計する為、上
式（２）で、式（３）とおくと、Ｐ≒１になる。
【００８１】
【数３】
【００８２】次に負荷によるチャージポンプ出力電圧の
電圧降下について考える。チャージポンプ出力に負荷電
流が印可された場合、上記のフル充電された昇圧用容量
１１８の充電電荷が消費されることになる。よって、ク
ロック１周期内に消費される電荷の収支は、チャージポ
ンプ出力電圧（ＣＰＯＵＴ）の負荷による電圧降下をＶ
ｄｒｏｐ、負荷電流をＩｃｐｏｕｔとすると、式（４）
となる。
【００８３】
【数４】
【００８４】（３）式、（４）式から、式（５）と求め
られる。
【００８５】
【数５】
【００８６】従って、負荷有り時も含めた形でのチャー
ジポンプ出力電圧は、（１）式及び（５）式から、式
（６）と示せる。
【００８７】
【数６】
【００８８】上記した様にＰ≒１であるから、チャージ
ポンプ出力電圧（Ｖｃｐｏｕｔ）は負荷電流（Ｉｃｐｏ
ｕｔ）の一次関数となり、図７の実線５３２の様に示せ
る。図７におけるＶｃｐｏが、（６）式のＶＣＣ＋ＶＤ
Ｄ−２・ＶＦに当たり、直線の傾きは−２・Ｒｏｎ・ｌ
ｎ（１−Ｐ）に該当することになる。
【００８９】次に実際のチャージポンプ負荷について説
明する。チャージポンプ負荷の大部分を占めるのが、図
５出力段ＮＭＯＳトランジスタ１１、１２のゲートチャ
ージで消費される電荷分である。出力トランジスタ１
１、１２が大電流を流す場合、トランジスタサイズも大
きくなる為、入力容量も大きくなり、ゲート駆動用のチ
ャージポンプに対する負荷電流も大きくなることにな
る。
【００９０】図６の負荷モデル１２４は、この出力トラ
ンジスタ１１若しくは１２を想定したものである。通
常、高電圧、大電流駆動をする場合、消費電力低減の為
にＰＷＭ駆動が採用される場合が多い。この時、出力ト
ランジスタはある一定周期内でオン／オフを繰り返すこ
とになる。負荷モデル１２４で述べると、スイッチ１２
１が一定周期で切り替わることで、上記動作を示してい
る。抵抗１２２は図５での上アームターンオン用ＰＭＯ
Ｓトランジスタ８２のオン抵抗とゲート抵抗８４の和
や、下アームターンオン用ＰＭＯＳトランジスタ１０６
のオン抵抗とゲート抵抗１０８の和を示す。容量１２３
は出力トランジスタ１１若しくは１２の入力容量を示
す。
【００９１】実際の出力ＮＭＯＳトランジスタのゲート
チャージ特性は図８の実線１２５で示される様な特性に
なる。ある出力電流に必要なゲート−ソース間電圧をＶ
ｇ１とすると、それに必要な電荷はＱｇ１となり、領域
Ｉが必要なドレイン電流が得られるまでのゲート−ソー
ス間容量充電領域を示す。次の領域IIがゲート−ドレイ
ン間容量（ミラー容量）の充電領域を示し、領域IIIは
必要電荷以上に出力トランジスタの入力容量が充電され
た状態を示す。通常の使用条件では出力電流に必要な電
荷量Ｑｇ１のばらつき等を考慮して、マージンをもたせ
た状態で使用する。この状態がゲート−ソース間電圧Ｖ
ｇ２、入力容量充電電荷Ｑｇ２を示し、前記した出力Ｎ
ＭＯＳトランジスタ駆動に必要なＶｇｓ＝８〜１０Ｖと
いう値は、図８のＶｇ２に当たる。よって、領域IIIで
のゲート駆動電圧（Ｖｇｓ）と必要電荷（Ｑｇ）との関
係をｄＱ／ｄＶ＝Ｃｇとすると、ＶｇｓとＱｇの関係は
以下の近似式（７）で示される。
【００９２】
【数７】
【００９３】このゲート駆動に必要な電荷がＰＷＭ周波
数の周期にて消費される為、簡単化する為に、平均化し
たチャージポンプ負荷電流を考える。平均負荷電流をＩ
ａｖｅとし、出力段トランジスタのＰＷＭ周波数をｆｐ
ｗｍとすると、式（８）となる。
【００９４】
【数８】
【００９５】実際には、図２や図３を用いて、実際の使
用例を説明した様に、同時に駆動される出力トランジス
タは１個とは限らない。ゲート駆動用電源が１個である
場合は、図２の場合には最大同時に上アーム若しくは下
アームの出力トランジスタが計３個、図３の場合には最
大同時に上アーム若しくは下アームが計２個、同一ＰＷ
Ｍ周期内でオンする場合もある。よって、ＰＷＭ周期内
でオンする、上下アーム個々のアーム個数をｎとする
と、（８）式は、式（９）で示される。よって、（７）
式と（９）式から、平均負荷電流は、式（１０）で示さ
れる。
【００９６】
【数９】
【数１０】
【００９７】ここでのゲート駆動電圧（Ｖｇｓ）は、す
なわちチャージポンプの出力電圧（Ｖｃｐｏｕｔ）であ
り、平均負荷電流（Ｉａｖｅ）はチャージポンプ出力電
流（Ｉｃｐｏｕｔ）となる。よって、出力トランジスタ
駆動に必要な平均電流についても、一次式にて示される
為、図７の破線５３３の様な特性となる。
【００９８】以上の考察より、チャージポンプ昇圧出力
電圧値は、図７のチャージポンプ負荷特性５３２と出力
トランジスタ駆動に必要な平均電流特性５３３との交点
が実際のチャージポンプ出力電圧であることが分かる。
数式では、（６）式と（８）式から、Ｖｃｐｏｕｔ＝Ｖ
ｇｓ、Ｉｃｐｏｕｔ＝Ｉａｖｅとおいて、式（１１）と
表わされる。
【００９９】
【数１１】
【０１００】以上が、チャージポンプ回路の基本動作説
明となる。この考え方を用いて、図５の具体的な回路で
の上アーム及び下アームのゲート駆動電圧を求める。注
意しなければならないのは、下アーム駆動回路が三倍昇
圧のチャージポンプ回路であることと、下アーム駆動用
昇圧電源電圧（ＶＧＢ）を上アーム駆動用昇圧電源電圧
（ＶＧＴ）の昇圧用基準電圧として用いている為に、上
アーム駆動負荷電流が下アーム駆動用昇圧電源回路６８
の負荷電流に加算されることである。つまり、出力トラ
ンジスタ１１、１２が同一トランジスタの場合、上アー
ム駆動負荷平均電流をＩｇｔ、下アーム駆動負荷平均電
流をＩｇｂとすると、（１０）式から、式（１２）、式
（１３）と示される。
【０１０１】
【数１２】
【数１３】
【０１０２】この負荷電流時の上下アーム駆動電圧は、
整流ダイオード８６〜８８、９７、９８の順方向電圧を
ＶＦ、インバータ出力ＮＭＯＳトランジスタ９３、９
４、１０２のオン抵抗をＲｏｎとすると、式（１４）、
式（１５）と表わされる。
【０１０３】
【数１４】
【数１５】
【０１０４】よって、（１２）〜（１５）式から、式
（１６）、式（１７）となる。ただし、αは式（１８）
である。
【０１０５】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【０１０６】以上の（１６）〜（１８）式が図５の駆動
回路の上下アーム駆動用昇圧電源電圧（ＶＧＢ、ＶＧ
Ｔ）を示す、すなわち図７のチャージポンプ負荷特性５
３２と出力トランジスタを駆動する為に必要な負荷電流
特性５３３との交点である、チャージポンプ出力電圧
（Ｖｃｐｏ１）を求めた結果となる。
【０１０７】次に、本実施の形態１の図５に戻って、実
際に上式を用いて、具体的な条件での昇圧電源出力電圧
値の計算を実施してみる。まず、ＰＷＭ周期内にいくつ
の出力トランジスタがオンするかを示すｎの値について
は、図３の様なアプリケーションで、上下アームそれぞ
れ、ＰＷＭ周期内に２個のトランジスタがオンし、これ
らの上下アームゲート駆動電源として、それぞれ１個ず
つの昇圧電源回路が接続される場合を考える。
【０１０８】すなわち、１個の上アーム駆動用昇圧電源
回路にて、２個／ＰＷＭ周期の上アーム出力トランジス
タを駆動し、また、１個の下アーム駆動用昇圧電源回路
にて、２個／ＰＷＭ周期の下アーム出力トランジスタを
駆動するものとする。よって、この場合、ｎ＝２とな
る。出力電流として、数Ａ〜１０Ａ程度が必要な場合、
出力トランジスタの特性によって決まるゲートチャージ
特性を示すＣｇの値は、約０．５〜２．０ｎＣ／Ｖとな
る。よって、ここではＣｇ＝２．０ｎＣ／Ｖとする。但
し、この値は出力トランジスタに適用されるウエハプロ
セスにも依るので、上記は概略の値である。
【０１０９】インバータ出力のＮＭＯＳトランジスタの
オン抵抗については、Ｒｏｎ＝１０Ωとする。ＰＷＭ周
波数として用いられる周波数は数十ｋＨＺである為、こ
こではｆｐｗｍ＝２０ｋＨｚとする。昇圧用容量への充
電割合を示すＰに関しては、前記した様に通常、Ｐ≒１
であるが、Ｐ＝１とすると上式で計算が出来なくなる
為、Ｐ＝０．９９とする。ＭＣＵやＤＳＰの電源となる
ＶＣＣ電圧は、前記した様にＶＣＣ＝３．３〜５．０Ｖ
につき、ここではＶＣＣ＝５Ｖとする。整流ダイオード
の順方向電圧に関しては、Ｓｉウエハを用いたＰＮ接合
ダイオードの一般的な順方向電圧値、ＶＦ＝０．７Ｖと
する。
【０１１０】これらの値を用いて、（１６）式と（１
７）式と（１８）式から、図５の上下アーム駆動用昇圧
電源電圧（ＶＧＢ、ＶＧＴ）を計算すると、ＶＧＢ＝１
２．６Ｖ、ＶＧＴ−ＶＢ＝１１．１Ｖとなる。よって、
上記の条件下では、出力トランジスタのゲート−ソース
間電圧として８〜１０Ｖが必要だとすると、電源電圧が
例えばＶＢ＝８Ｖとしても、本実施の形態では１０Ｖ以
上のゲート駆動電圧を確保することが可能となる。
【０１１１】上記のように、本実施の形態１によれば、
電圧変動の大きいバッテリー等の電源において、電源電
圧低下時もトーテムポール接続された出力段トランジス
タの安定した駆動が可能であり、また、電源電圧が直接
印可される素子数を減少させる構成により、電源電圧変
動による出力段トランジスタのゲート駆動特性への影響
を減少させ、また、素子サイズの増加も最小限に抑えら
れ、製造コストの上昇を防ぐことが可能となる。
【０１１２】実施の形態２．図９は、図５の回路におけ
る下アーム駆動用昇圧電源回路６８の回路構成を下アー
ム駆動用昇圧電源回路６８ａに変更した回路である。こ
の実施の形態の主眼は、デカップリングコンデンサ５１
３の追加により、下アーム駆動用のチャージポンプ昇圧
電源回路出力電圧の電圧リップルやスイッチングノイズ
を低減することをその目的とする。
【０１１３】以下図９により、具体的な回路構成と基本
動作について説明する。整流ダイオード５０８、５０
９、およびコンデンサ５１２、５１３、およびＰＭＯＳ
トランジスタ５１６、ＮＭＯＳトランジスタ５１８の素
子で構成される回路が、ＶＣＣ電圧を倍昇圧するチャー
ジポンプ回路である。整流ダイオード５１０、５１１、
およびコンデンサ５１４、５１５、およびＰＭＯＳトラ
ンジスタ５１７、ＮＭＯＳトランジスタ５１９が前記の
倍昇圧された電圧にＶＣＣ電圧を積み上げる、すなわち
ＶＣＣ電圧を三倍昇圧する回路となる。６８ａで示され
るこの下アーム駆動用昇圧電源回路が下アーム駆動用の
チャージポンプ昇圧電源回路となり、下アーム１２のゲ
ート駆動用電源及び上アーム駆動用昇圧電源回路６７の
昇圧用基準電圧として使用される。
【０１１４】図５の回路と比較すると、デカップリング
用容量５１３が１個、整流ダイオードが１個、追加とな
る。デカップリング用容量５１３は上記した、昇圧電源
回路６８ａの出力電圧リップル低減に効果があり、追加
した整流ダイオードはデカップリング用容量５１３を追
加する為に必要となる。
【０１１５】次に、実施の形態１と同様に出力電圧の詳
細計算値を以下の式（１９）で示す。上アーム駆動用昇
圧電源回路６７については、図５と同様の為、（１５）
式が適用可能である。
【０１１６】
【数１９】
【数２０】
【０１１７】実施の形態１の場合と同様に、（１２）式
と（１３）式を用いて、計算すると、式（２０）、（２
１）が求まり、これが図９の回路構成時の上下ゲート駆
動電圧となる。
【０１１８】
【数２１】
【数２２】
【０１１９】但し、αの定義は（１８）式に従う。実施
の形態１と同様の条件で、具体的な値を計算すると、Ｖ
ＧＢ＝１１．９Ｖ、ＶＧＴ−ＶＢ＝１０．４Ｖとなる
為、式（２２）、（２３）のようになり、本実施の形態
２の回路構成によれば、実施の形態１と比較すると昇圧
出力電圧は上下アーム用それぞれ低下することになる。
【０１２０】
【数２３】
【数２４】
【０１２１】上記の結果は、整流ダイオード１個の追加
が影響している為である。但し、以下の点もあり、必ず
しも、昇圧出力電圧が低下するとは限らない。すなわち
回路構成の変更により、下アーム駆動用昇圧電源６８ａ
中の三倍昇圧用チャージポンプインバータの電源電圧を
変更している。つまり、図５中の９４及び９５と、図９
中の５１７及び５１９から成るインバータ電源が、前者
はＶＣＣ電圧、後者はＶＣＣ倍昇圧後の昇圧電圧とな
る。よって、インバータ入力がＨＩＧＨの場合、すなわ
ちインバータＮＭＯＳ（図５の９５、図９の５１９）が
オンの場合の、ゲート−ソース間電圧が、後者の方が大
きくなる。よって、オン抵抗が減少し、上式で言うと、
Ｒｏｎの値が減少することになり、チャージポンプ出力
電圧は大きくなる。
【０１２２】このように本実施の形態２によれば、実施
の形態１と同様の効果・機能を有し、かつ昇圧電源の出
力電圧リップル及びスイッチングノイズの減少を図った
駆動回路を得ることができる。
【０１２３】実施の形態３．図１０は、図５のＶＣＣ昇
圧電源回路６９出力電圧（ＶＧＢ、ＶＧＴ）の電圧リッ
プルやスィッチングノイズの低減を図りつつ、出力電流
能力の改善を図った回路である。
【０１２４】図１０において図５との変更点は、ＰＭＯ
Ｓトランジスタ５２８及びＮＭＯＳトランジスタ５３０
から成る１段目のインバータにより、昇圧用容量５２４
にＶＣＣ電圧を充電し、それをＶＣＣ電圧に積み上げる
ことにより、倍昇圧を行う。倍昇圧した電圧は、整流ダ
イオード５２１を通じて、ＰＭＯＳトランジスタ５２
９、ＮＭＯＳトランジスタ５３１から成る二段目のイン
バータの電源と、整流ダイオード５２２を通じて、昇圧
用容量５２６への充電電圧の双方に使用する。すなわ
ち、倍昇圧電源の倍昇圧となるので、ＶＣＣ電圧の４倍
昇圧電圧が、下アーム駆動用昇圧電源回路６８ｂの出力
電圧（ＶＧＢ）となる。よって、図９と同一素子数に
て、出力電圧を増加させることが可能となる。上アーム
駆動用昇圧電源回路６７の回路構成については、図５や
図９と同一の構成である。
【０１２５】次に、実施の形態１や実施の形態２と同等
に出力電圧の計算をすると、式（２４）、および（１
５）となり、（１２）、（１３）式を用いて計算する
と、式（２５）、（２６）が求まる。またαの定義は、
実施の形態１、２と同様に、（１８）式に従う。
【０１２６】
【数２５】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【０１２７】ここで、実施の形態１、２では、図３の出
力段及び出力負荷の場合に、上下アームがそれぞれＰＷ
Ｍ周期内に２個オン（ｎ＝２）し、かつ、出力負荷に数
Ａ〜１０Ａ程度の電流を流す場合を想定したが、ここで
は、図２の様な出力形式及び出力負荷を動作させ、か
つ、出力負荷に１０Ａ〜５０Ａ程度の電流を流す場合を
考察する。
【０１２８】まず、図３の様な３相モータを駆動する場
合は、上アーム、下アームそれぞれ３個の出力トランジ
スタが存在することになる。ＰＷＭ方式にもよるが、最
大、ＰＷＭ１周期内に３個のトランジスタがオンするこ
とになる為、ｎ＝３となる。
【０１２９】出力電流として１０Ａ〜５０Ａを流す為に
は、ゲートチャージ特性として、Ｃｇ＝２〜１０ｎＣ程
度の出力トランジスタが必要で有る為、Ｃｇ＝１０ｎＣ
／Ｖとする。その他の変数は、実施の形態１〜２と同様
として、Ｒｏｎ＝１０Ω、ｆｐｗｍ＝２０ｋＨｚ、Ｐ＝
０．９９、ＶＣＣ＝５Ｖ、ＶＦ＝０．７Ｖとすると、ま
ず、実施の形態１の回路形式であると、ＶＧＢ＝１０．
７Ｖ、ＶＧＴ−ＶＢ＝８．８Ｖとなる。同様にして、上
式（２５）及び（２６）式から、本実施の形態の場合、
ＶＧＢ＝１４．９Ｖ、ＶＧＴ−ＶＢ＝１２．７Ｖとな
り、実施の形態１や２の場合では、上アームゲート駆動
電圧が１０Ｖ以上確保できない条件でも、本実施の形態
では、１０Ｖ以上のゲート駆動電圧確保が可能なことが
分かる。
【０１３０】このように、本実施の形態３の回路構成に
よれば、実施の形態２と同一の素子数、すなわち同一の
回路規模にて、昇圧電源の出力電流能力を改善した駆動
回路を得ることができる。
【０１３１】実施の形態４．実施の形態３では、具体的
な条件例として、出力電流として１０Ａ〜５０Ａ程度を
想定したが、更に５０Ａ〜数百Ａ程度の電流を流す場合
を想定すると、出力トランジスタのゲートチャージ特性
を示すＣｇは１０〜２５ｎＣ／Ｖ程度からそれ以上の数
値となる。よって、仮にＣｇ＝２５ｎＣ／Ｖとし、その
他の条件は実施の形態３で計算した時の値と同等とする
（ｎ＝３、Ｒｏｎ＝１０Ω、ｆｐｗｍ＝２０ｋＨｚ、Ｐ
＝０．９９、ＶＣＣ＝５Ｖ、ＶＦ＝０．７Ｖ）と、実施
の形態３の図１０の回路では、（２５）式と（２６）式
から、ＶＧＢ＝１２．０Ｖ、ＶＧＴ―ＶＢ＝９．３Ｖと
なり、上アームゲート駆動電圧が１０Ｖ以下に低下す
る。すなわち、出力電流が大きくなった場合、実施の形
態３の駆動回路でも、ゲート駆動用の昇圧電源能力が不
足する場合が生じる。
【０１３２】図１１に上記問題を解決するための実施の
形態４の駆動回路を示す。図１１において、クロック入
力端子１３０からのＣＬＫ信号にて動作し、ＶＢ電源を
基準電圧とするＶＢ昇圧電源回路１３２と、その昇圧出
力（ＶＣＰ）を電源とする下アーム駆動用定電圧回路１
３４により、下アームゲート駆動用電源電圧をＶＧＢと
して使用し、かつその電圧をＶＢ電源電圧に積み上げる
上アーム駆動用昇圧電源回路１３５、その出力電圧を上
アームゲート駆動用電源電圧ＶＧＴとして使用する、プ
リドライブ用電源回路１３６と、プリドライブ回路７４
ａ、トーテムポール接続された出力段トランジスタ１４
４、１４５から成る回路である。
【０１３３】プリドライブ回路７４ａの回路構成は、実
施の形態１〜３と同一であり、ＶＣＣ及びＶＧＴを電源
とし、ＶＢとＧＮＤを接地とする上アーム駆動回路１４
１と、ＶＣＣ及びＶＧＢを電源とし、ＧＮＤを接地とす
る下アーム駆動回路１４２とで構成される。
【０１３４】ここでＶＢ昇圧電源回路１３２は、下アー
ム駆動用定電圧回路１３４の電源として使用するのみで
ある為、上下アーム１４４、１４５のゲート駆動による
負荷がかかった場合に、定電圧回路１３４が定電圧を出
力可能な電源電圧以上を確保できれば良い。すなわち、
ＶＢ昇圧電源回路１３２の出力電圧（ＶＣＰ）が、負荷
がかかった場合でも、下アーム駆動用定電圧回路１３４
の定電圧出力電圧（ＶＧＢ）以上であれば良いというこ
とになる。よって、ＶＢ昇圧電源回路１３２の出力電圧
ＶＣＰを十分高い電圧に設定し、上下アームのゲート駆
動負荷電流が印可された場合の電圧降下を考慮しても、
下アーム駆動用定電圧回路１３４が定電圧を維持する場
合、ＶＧＢは殆ど変動しないことになる。この定電圧を
上アーム駆動用昇圧電源回路１３５の昇圧用基準電圧と
して使用することで、ゲート駆動用電源能力の改善を図
ったものである。
【０１３５】実施の形態１〜３と同様にゲート駆動用電
源ＶＧＢ、ＶＧＴを生成するのに、ＶＢ昇圧電源回路を
使用することにより、電源電圧低下時の出力トランジス
タのゲート駆動電圧低下を防止し、また、下アームゲー
ト駆動用電源として定電圧源を使用、また上アーム駆動
用電源として、左記定電圧を基準電圧とした昇圧電源を
使用することで、電源電圧変動による、出力トランジス
タのスイッチング特性変動も防止することが可能とな
る。プリドライブ回路７４ａについては、実施の形態１
〜３と同様の回路である為、実施の形態１の項目で説明
した様に、電源電圧が直接印可される素子数を減少する
ことにより、製造コストの低減も図ることで、広い電源
電圧範囲への適用を可能とした回路となる。
【０１３６】ＶＢ昇圧電源回路１３２、下アーム駆動用
定電圧回路１３４、上アーム駆動用昇圧電源回路１３５
の具体的な回路については、出力トランジスタ１４４、
１４５の特性や駆動条件、電源電圧（ＶＢ）等により、
色々な選択肢が存在する為、以下の実施の形態５〜１８
にて、個々の具体例を提示するが、ここでは実施の形態
４と能力比較の為、回路の一例にて、実施の形態４で詳
細計算した条件と同一条件で、具体的な計算をしてみる
こととする。ＶＢ昇圧電源回路１３２として、図１３の
回路例を適用、下アーム駆動用定電圧回路１３４とし
て、図２１の回路例を適用、上アーム駆動用昇圧電源回
路として、図２７の回路例を適用した場合を以下に考察
する。
【０１３７】まず、図１３の回路例は実施の形態１の下
アーム駆動用昇圧電源回路６８（図５）と同様の３倍昇
圧チャージポンプ回路となる為、昇圧電源出力（ＶＣ
Ｐ）は式（２７）と表わされる。
【０１３８】
【数２９】
【０１３９】ここで、Ｉｇｂ、Ｉｇｔについては、（１
２）式及び（１３）式で規定される為、今仮に、上下ア
ーム１４４，１４５共にゲート駆動電圧が１０Ｖ維持出
来たとすると、ＶＧＢ＝１０Ｖ、ＶＧＴ−ＶＢ＝１０Ｖ
となる。本実施の形態の冒頭で実施の形態３の回路の能
力計算をした時の条件値、ｎ＝３、Ｃｇ＝２５ｎＣ／
Ｖ、Ｒｏｎ＝１０Ω、ｆｐｗｍ＝２０ｋＨｚ、Ｐ＝０．
９９、ＶＦ＝０．７Ｖとし、電源電圧ＶＢが８Ｖまで低
下している場合を考えると、（１２）、（１３）、（２
７）式より、ＶＣＰ＝１６．４Ｖとなる。
【０１４０】次に図２１の定電圧回路例は、ツェナーダ
イオードの定電圧からＮＰＮのエミッタ−ベース間電圧
分降下した、一定電圧を発生させる回路となる。例え
ば、ツェナー電圧ＶＺとし、ＶＺ＝１４Ｖとすると、上
記で計算した電源電圧値ＶＣＰ＝１６．４Ｖであれば、
ツェナーダイオードがオン可能である。よって、ＮＰＮ
トランジスタのベース−エミッタ間電圧をＶｂｅ＝０．
７Ｖとすると、ＶＧＢ＝１３．３Ｖとなる。最後に、図
２７の回路例は図６で説明した、倍昇圧チャージポンプ
回路と同一回路構成につき、（１１）式から、式（２
８）と示すことができる。この時、ＶＧＴ−ＶＢ＝１
１．１Ｖとなる。
【０１４１】
【数３０】
【０１４２】よって、実施の形態３にて、ＶＧＢ＝１
２．０Ｖ、ＶＧＴ―ＶＢ＝９．３Ｖであった上下アーム
ゲート駆動電圧が、本実施の形態４の駆動回路を適用す
ることにより、ＶＧＢ＝１３．３Ｖ、ＶＧＴ―ＶＢ＝１
１．１Ｖとなり、更に能力が改善されることが以上にて
分かる。すなわち、本実施の形態４によれば、実施の形
態１と同様の効果を実現し、かつ実施の形態３より、上
下アームゲート駆動用電源の出力電圧能力を更に改善し
た駆動回路を得ることができる。
【０１４３】実施の形態５．図１１のＶＢ昇圧電源回路
１３２に、倍昇圧チャージポンプ回路である図１２を適
用することによって、実施の形態４と同様の効果を得る
ことができる。倍昇圧チャージポンプ回路の詳細な動作
については、実施の形態１において説明しているので、
ここでは詳しい説明を省略する。
【０１４４】実施の形態６．図１１のＶＢ昇圧電源回路
１３２に、実施の形態１の下アーム駆動用昇圧電源回路
６８（図５）と同様の三倍昇圧チャージポンプ回路、図
１３を適用することによっても実施の形態５と同様の効
果が得られる。また、本実施の形態は、三倍昇圧電源回
路を適用することにより、実施の形態５よりもさらに大
きな出力電圧（ＶＣＰ）が得られるという効果がある。
三倍昇圧チャージポンプ回路の回路動作については、実
施の形態１の項目にて説明しているので、ここでは詳し
い説明を省略する。
【０１４５】実施の形態７．図１１のＶＢ昇圧電源回路
１３２に、実施の形態２の下アーム駆動用昇圧電源回路
６８ａ（図９）と同等の三倍昇圧チャージポンプ回路、
図１４を適用することにより、実施の形態４に対して、
さらに昇圧出力（ＶＣＰ）の電圧リップルやスイッチン
グノイズを低減した回路を得ることができる。図１４の
詳細な説明は、実施の形態２において説明しているの
で、ここでは説明を省略する。
【０１４６】実施の形態８．図１１のＶＢ昇圧電源回路
１３２として、実施の形態３の下アーム駆動用昇圧電源
回路６８ｂ（図１０）と同等のチャージポンプ回路、図
１５を適用することにより、実施の形態７からさらに出
力能力を向上させた回路を得ることができる。図１５の
詳細な説明は、実施の形態３において説明しているの
で、ここでは詳しい説明を省略する。
【０１４７】実施の形態９．実施の形態５〜８のチャー
ジポンプ回路では、昇圧用容量への充電及び電圧積み上
げを行う、クロック信号（ＣＬＫ）にて動作するインバ
ータが必要となる。実施の形態１〜４で説明した様にイ
ンバータのＮＭＯＳトランジスタのオン抵抗（Ｒｏｎ）
がチャージポンプ回路負荷特性に影響を与える為、大き
な出力を得る為には、オン抵抗を小さくする必要があ
る。これは、集積回路の場合にはＮＭＯＳトランジスタ
の素子面積の拡大、ディスクリート部品により構成され
た電気回路の場合はＮＭＯＳトランジスタ単価の増加と
なる為、製造コストの上昇につながる。
【０１４８】図１６は上記のチャージポンプ中のインバ
ータ回路を出力段上下アームトランジスタで代用した回
路である。すなわち、出力段トランジスタがＰＷＭ駆動
する場合、ＰＷＭ周期で上アーム１４４、下アーム１４
５はインバータ動作することになる。よって、整流ダイ
オード１７８、１７９及び昇圧用容量１８０、デカップ
リング容量１８１を追加することにより、倍昇圧チャー
ジポンプ回路を構成することが可能となる。また、図１
６は倍昇圧チャージポンプ回路を示しているが、実施の
形態６〜８の三倍昇圧チャージポンプ回路についても、
同様に出力段トランジスタを利用した形式で実現するこ
とができる。
【０１４９】このように本実施の形態９によれば、実施
の形態４の昇圧電源回路として、出力上下アームトラン
ジスタを昇圧用インバータとして利用することにより、
回路規模を削減した駆動回路を得ることができる。
【０１５０】実施の形態１０．図１１のＶＢ昇圧電源回
路１３２として、図１７の様なコイルを利用したステッ
プアップコンバータを適用することができる。図１７に
おいて、クロック入力（ＣＬＫ）により、ＮＭＯＳトラ
ンジスタ１８４のオン、オフが切り替わる。オンの場合
は電源（ＶＢ）からコイル１８２を通じて、トランジス
タ１８４に電流が流れる。オフの場合は、コイルに蓄積
された磁気エネルギーが、整流ダイオード１８３を通じ
て、電流として流れることになる。このことにより、出
力端子ＶＣＰにはＶＢ電圧にコイル両端電圧を加えた電
圧、すなわち昇圧電圧が出力されることになる。
【０１５１】このように本実施の形態１０によれば、実
施の形態４の昇圧電源回路として、コイルを使用した昇
圧電源回路、ステップアップコンバータを適用すること
によっても、実施の形態４と同様の効果を得ることがで
きる。
【０１５２】実施の形態１１．実施の形態１０は、コイ
ルを利用して昇圧を行う駆動回路であったが、本実施の
形態１１は、発明の背景で説明した様に、コイル負荷を
ＰＷＭ駆動する回路に適用された場合、出力コイル負荷
を実施の形態１０の昇圧用コイルの代用として、実施の
形態１０と同様の効果を得ることができる。具体的な実
施回路例を図１８に示す。
【０１５３】図１８は、図１７と同様にコイルを昇圧用
に用いた昇圧電源回路の回路図であるが、そのコイルと
して、図３に示すような出力コイル負荷を利用したもの
である。図３では省略していたが、通常バックゲートが
ソースに接続されているＭＯＳトランジスタでは、トラ
ンジスタ構造的にソース−ドレイン間に図１８に示す１
８６、１８８、１９０、１９２の様な寄生ダイオードが
付加される。ダイオード５４６、５４７、１９６、１９
７は、コイルから昇圧用容量１９８に充電を行う為の充
電パスを確保する整流ダイオードである。容量１９９は
昇圧出力のデカップリング用容量である。
【０１５４】以下に詳細な動作を説明する。なおＰＷＭ
の方式によって、昇圧用容量１９８への充電パスが異な
る為、例として図１９と図２０に二通りのＰＷＭ方式に
ついて示す。
【０１５５】まず、図１９の場合、ＰＷＭ通電時、すな
わち、コイル負荷に電流を通電する場合が（Ａ）図とな
る。出力１９４の上アームトランジスタ１８５がオン、
出力１９５の下アームトランジスタがオンすることによ
り、コイル負荷１９３に、出力１９４から出力１９５へ
の方向で出力電流（Ｉｏｕｔ）２００が流れる。次にＰ
ＷＭの回生区間の状態（Ｂ）図のように出力状態が切り
替わり、出力１９５の下アームトランジスタ１９１がオ
フする。この時、コイルに蓄積されたエネルギーは、電
流経路２０１（Ｉｒｅｃ）を通って回生される。よっ
て、昇圧用容量１９８に充電されることにより、ＶＣＰ
出力１４８に昇圧された電圧が出力される。
【０１５６】ＰＷＭ動作をしている出力段は、あるＰＷ
Ｍ周期内で（Ａ）図の通電状態から、（Ｂ）図の回生状
態に切り替わり、次のＰＷＭ周期が開始する際に、また
（Ａ）図の状態に切り替わる。よって、容量１９８には
回生時の充電を繰り返すことになる。図１９のＰＷＭ回
生方式は、原理的に回生時にコイルの両端を短絡させる
ことにより、コイルのエネルギーを回生させる方式につ
き、後述する図２０の方式よりも回生速度が遅い為、ス
ローディケイ（Ｓｌｏｗ Ｄｅｃａｙ）方式と呼ばれ
る。
【０１５７】図２０のＰＷＭ通電時の状態（Ａ）図は、
図１９と全く同一である。回生時（Ｂ）図には、通電時
（Ａ）図においてオンしていた出力トランジスタ１８
５、１９１がオフし、オフしていたトランジスタ１８
９、１８７がオンする。このことにより、回生電流は電
流経路２０２（Ｉｒｅｃ）の経路にて流れ、昇圧用容量
１９８に電荷が充電される。このことにより、図１９と
同様にＶＣＰ出力に昇圧された電圧が出力されることに
なる。このＰＷＭ回生方式は、原理的に回生時にコイル
の両端に極性の異なる電圧を印可することにより、コイ
ルのエネルギーを回生させる方式につき、前記した図１
９の方式よりも回生速度が速い為、ファストディケイ
（Ｆａｓｔ Ｄｅｃａｙ）方式と呼ばれる。
【０１５８】以上の様に、ＰＷＭの回生電流を利用した
昇圧電源回路が図１８となる。また、図１８及び上記説
明では、ＤＣモータ等を想定した出力段構成、図３を基
に説明したが、３相ブラシレスモータ等を想定した出力
段構成、図２についても、同様の回路が適用可能であ
る。
【０１５９】このように本実施の形態１１によれば、実
施の形態４の昇圧電源回路として、出力コイル負荷及び
出力段トランジスタを使用し、ＰＷＭ回生を利用して昇
圧を行う昇圧電源回路、によっても、実施の形態４と同
様の効果を得、さらに回路規模を削減した駆動回路を得
ることができる。
【０１６０】実施の形態１２．図１１の下アーム駆動用
定電圧回路１３４に、図２１のようなＮＰＮトランジス
タ２０５を出力トランジスタに使用した定電圧回路を適
用することができる。。図２１のツェナーダイオード２
０４が定電圧発生の為に用いられる。ツェナーダイオー
ド２０４については、出力電流能力の無い定電圧回路、
例えばバンドギャップ回路で置き換えても良い。抵抗２
０３は定電圧発生部であるツェナーダイオード２０４に
流す電流を決める制限抵抗であり、出力トランジスタ２
０５により、ＶＧＢ出力端子にエミッターベース間電圧
分、降下した定電圧を発生させる。
【０１６１】このように本実施の形態１２によれば、実
施の形態４の下アーム駆動用定電圧回路として、ＮＰＮ
トランジスタを出力トランジスタとして使用した駆動回
路を得ることができる。
【０１６２】実施の形態１３．実施の形態１２におい
て、出力トランジスタとしてＮＰＮトランジスタ２０５
を使用する場合、電流を出力する為には、出力電流及び
ＮＰＮトランジスタ特性（ｈｆｅ）に応じたベース電流
を定常的に供給する必要がある。定電圧回路の電源は昇
圧電源回路出力（ＶＣＰ）を使用している為、上記のベ
ース電流はＶＢ昇圧電源回路１３２に出力負荷電流とし
て印可されることになる。よって、実施の形態１２の回
路であると、上下アーム出力トランジスタのゲート駆動
に加えて、図２１の定電圧回路の回路電流が、負荷とし
て印可されることになる。
【０１６３】図２２は、定電圧回路の出力トランジスタ
をＮＭＯＳトランジスタ２０６に置き換えた回路とな
る。この回路を図１１の下アーム駆動用定電圧回路１３
４に適用することにより、上記のＶＢ昇圧電源回路１３
２への負荷電流を軽減した駆動回路を得ることができ
る。
【０１６４】実施の形態１４．実施の形態１２や１３を
集積回路化する場合、使用できるツェナーダイオードの
種類はウエハプロセスにより限られてくる。よって、必
要な定電圧が得られない場合がある。図２３は、図２１
の定電圧回路において、定電圧発生部にダイオード２０
７を追加することにより、ダイオードの順方向電圧分が
ツェナー電圧に加算されることになる。例えば、ツェナ
ー電圧ＶＺ＝１０Ｖのツェナーダイオードしか使用でき
ない場合で、下アーム駆動用定電圧として、１２Ｖ得た
い場合は、ダイオード２０７の個数を４個にすることに
より、順方向電圧ＶＦ＝０．７Ｖとし、ＮＰＮトランジ
スタ２０５のエミッタ−ベース間電圧Ｖｂｅ＝０．７Ｖ
とすると、ＶＧＢ＝１２．１Ｖ得ることができる。
【０１６５】このように本実施の形態１４によれば、図
２１の回路にダイオードを追加することにより、発生定
電圧の微調整を可能とした駆動回路が、図２３のように
得られる。また、出力トランジスタ２０５は、図２２と
同様にＮＭＯＳトランジスタに置き換えても良い。
【０１６６】実施の形態１５．図１１の下アーム駆動用
定電圧回路１３４に、図２４に示すような、ＰＮＰトラ
ンジスタもしくはＰＭＯＳトランジスタを出力トランジ
スタに使用した定電圧回路を適用することができる。
【０１６７】本実施の形態１５は図２４に示すように、
ＲＥＦ１に入力される基準電圧をアンプ２１０の反転入
力に入力し、ＶＧＢ出力端子に抵抗２１３を介して接続
された非反転入力により、抵抗２１４、２１３の抵抗比
で決定される定電圧をＶＧＢに出力し、出力負荷電流に
応じて、出力ＰＮＰトランジスタ２１２のベース電流を
アンプ２１０がシンクすることで、帰還をかけた定電圧
回路を用いる。ここで抵抗２０９はオフセット電圧補正
用抵抗、抵抗２１１はＰＮＰトランジスタ２１２のリー
クカット抵抗である。またアンプ２１０は上記のような
動作であるので、シンク能力のみをもつ増幅器で良い。
一例として図２５に好適に用いることができる差動増幅
回路を示す。
【０１６８】ただし、実施の形態１３で説明したのと同
様に、アンプ２１０の回路電流がＶＢ昇圧電源回路１３
２の負荷となる為、アンプ回路電流値は小さくする必要
がある。また、出力ＰＮＰトランジスタ２１２は、ＰＭ
ＯＳトランジスタへの置き換えも可能である。
【０１６９】このように本実施の形態９によれば、実施
の形態４の下アーム駆動用定電圧回路として、ＰＮＰト
ランジスタ又はＰＭＯＳトランジスタを出力トランジス
タとして使用する定電圧回路を適用した駆動回路を得る
ことができる。
【０１７０】実施の形態１６．図１１の下アーム駆動用
定電圧回路１３４に、図２６のオペアンプ２２８を使用
した定電圧回路を適用することができる。図２６におい
ては、抵抗２２５、２２６、２２９、及びオペアンプ２
２８で構成された反転アンプに、基準電圧（ＲＥＦ１）
を入力、抵抗２２５、２２６の抵抗比で決まる定電圧出
力（ＶＧＢ）を発生させる回路を示している。実施の形
態１５と同様にオペアンプ２２８の回路電流はＶＢ昇圧
電源回路１３２の負荷となる為、オペアンプ回路電流値
は小さくする必要がある。
【０１７１】このように本実施の形態９によれば、実施
の形態４の下アーム駆動用定電圧回路として、オペアン
プを使用した反転増幅器により、定電圧を発生させる回
路を適用した駆動回路を得ることができる。
【０１７２】実施の形態１７．図１１の上アーム駆動用
昇圧電源回路１３５に、図２７のチャージポンプ回路を
適用することができる。回路自体は実施の形態１〜３の
上アーム駆動用昇圧電源回路と同様のものにつき、具体
的な回路動作の説明については、ここでは省略する。
【０１７３】実施の形態１８．図１１の上アーム駆動用
昇圧電源回路１３５に、実施の形態９において説明し
た、図２８に示す、出力の上下アームトランジスタ１４
４、１４５を利用した昇圧電源回路を適用することがで
きる。図２８の説明は、実施の形態９において詳細に説
明済みであるので、ここでは省略する。
【０１７４】実施の形態１９．実施の形態４の回路、図
１１において、プリドライブ用電源回路１３６の内、Ｖ
Ｂ昇圧電源回路１３２には、電源電圧ＶＢが直結され
る。例えば実施の形態５の図１３の三倍昇圧チャージポ
ンプ回路を例に挙げると、昇圧用インバータ１５８〜１
６１や充電用容量１５６、整流用ダイオード１５３の素
子耐圧はＶＢ電圧以上、整流用ダイオード１５４及び昇
圧用容量１６３の素子耐圧は２×ＶＢ以上、整流用ダイ
オード１５５や昇圧出力デカップリング用容量１６４の
素子耐圧には３×ＶＢ以上が必要となる。よって、ＶＢ
電源にバッテリー等の電圧変動が大きい電源を使用した
場合、電源電圧最大値を想定して、素子耐圧を決定しな
ければならない。
【０１７５】例えば、ＶＢ＝１２Ｖのバッテリー電源を
使用した場合、フル充電時１６Ｖを想定しなければなら
なく、整流ダイオード１５５や昇圧出力デカップリング
用容量１６４の素子耐圧は、上記計算から、４８Ｖ以上
が必要となってしまう。ＶＢ昇圧電源回路１３２の昇圧
出力を電源とする下アーム駆動用定電圧回路１３４は、
下アームのゲート駆動用電圧として用いられることか
ら、出力（ＶＧＢ）としては数Ｖ〜２０Ｖ程度の定電圧
を発生すれば良いため、電源電圧として上記の４８Ｖも
必要ない。必要以上に素子耐圧を大きくすることは、集
積回路の場合は素子サイズの拡大、すなわちレイアウト
パターンの増加、また、ディスクリート部品にて構成さ
れた電気回路の場合は部品単価の増加、つまりいずれに
せよ製造コストの増加につながる。また、必要以上の高
電源電圧を用いると、回路動作時に生じるスイッチング
ノイズの増加につながり、最悪、回路誤動作や輻射ノイ
ズによる外部の電気回路動作への悪影響を引き起こす可
能性がある。
【０１７６】図２９の回路は、実施の形態４の回路、図
１１において、ＶＢ昇圧電源回路１３２の出力（ＶＣ
Ｐ）の電圧上昇を防止する、昇圧電源電圧クランプ回路
５４８を追加した回路となる。クランプ回路５４８の電
圧クランプ値を適当な値に設定することにより、ＶＢ昇
圧電源回路１３２や下アーム駆動用定電圧回路１３４を
構成する回路素子耐圧を必要最小限の値に抑えることが
可能となり、上記した問題を解決することが可能とな
る。昇圧電源クランプ回路の具体的な回路の一例とし
て、図３０を示す。図３０の５５０はツェナーダイオー
ドであり、ツェナー電位以上にダイオード両端子間電圧
がひらくと、ダイオードがオンし、ツェナー電位を発生
させる。抵抗５４９はツェナーダイオードがオンした際
に流れる電流を制限する為の制限抵抗となる。場合によ
っては、本抵抗５４９は無くても良い。
【０１７７】このように本実施の形態１９によれば、実
施の形態４の駆動回路に昇圧電源電圧クランプ回路を追
加することにより、昇圧電源回路出力電圧の上昇を抑
え、昇圧電源回路や下アーム駆動用定電圧回路を構成す
る素子耐圧を最小限に抑えた駆動回路を得ることができ
る。
【０１７８】実施の形態２０．実施の形態１９の昇圧電
源電圧クランプ回路５４８に図３０の回路を適用した場
合、クランプがかかった時に、ツェナーダイオード５５
０がオンすることにより、クランプ回路に電流が流れる
ことになる。このクランプ電流を小さくする為に制限抵
抗５４９を加えているが、制限抵抗を追加することによ
り、クランプ電圧の変動も大きくなることになる。よっ
て、実施の形態１９の昇圧電源電圧に制限をかける方式
だと、昇圧電源回路への負荷電流の増加、又は制限電圧
（クランプ電圧）の変動が大きくなる等の問題点が発生
することになる。
【０１７９】上記の問題点を改善し、回路的に昇圧電源
電圧（ＶＣＰ）に電圧制限をかけた回路が図３１とな
る。昇圧電源電圧監視回路２３５は昇圧電源（ＶＣＰ）
をモニタし、ＶＣＰがある電圧以上に上昇した場合、Ｃ
ＬＫ制御回路に信号（ＶＬＯ）を送信する。信号を受け
たＣＬＫ制御回路２３６は、昇圧用のクロック信号（Ｃ
ＬＫ）をＶＢ昇圧電源回路１３２に送信するのを停止
し、ＶＢ昇圧電源回路１３２はクロック信号（ＣＬＫ
Ｏ）が無くなる為、昇圧動作を停止する。以上の動作に
より、昇圧電源の上昇を抑えることにより、実施の形態
１９と同様の効果を実現する。図３１では、ＣＬＫ制御
回路２３６がＣＬＫ信号送信を停止するのは、ＶＢ昇圧
電源回路１３２のみとなっているが、上アーム駆動用昇
圧電源回路１３５に対するクロック信号送信を停止する
ように構成しても良い。
【０１８０】昇圧電源電圧監視回路２３５とＣＬＫ制御
回路２３６の一例を図３２に示す。昇圧電源電圧端子１
３３の電圧（ＶＣＰ）を抵抗２４１及び２４２の抵抗比
で決まる電圧値に圧縮したＶＣＰ電圧モニタ値と、基準
電圧値（ＲＥＦ２）とを比較し、基準電圧以上にモニタ
値が上昇した場合、コンパレータ２４４はＬＯＷ信号を
出力する。ＬＯＷ信号を受けた、ＡＮＤ回路２４５から
成るＣＬＫ制御回路２３６はクロック信号（ＣＬＫ）の
出力を停止し、ＣＬＫ信号に関わらずＬＯＷ信号を維持
することになる。このことにより、後段に接続されるＶ
Ｂ昇圧電源回路１３２は昇圧動作を停止することにな
る。抵抗２４３は入力オフセットを調整する為の入力抵
抗であり、コンパレータ２４４の回路は図３３に示す様
な差動コンパレータ回路で良い。図３３はバイポーラト
ランジスタで構成しているが、当然、ＭＯＳトランジス
タ等で構成しても良い。
【０１８１】図３２の具体的な回路例を見れば分かる様
に、実際に昇圧電源電圧（ＶＣＰ）が印可されるのは、
ＶＣＰ電圧モニタ用の抵抗２４１、２４２のみであり、
他の回路電源はＶＣＣ電圧、すなわち５Ｖ以下である
為、２３５、２３６の回路追加による製造コスト等への
影響は、実施の形態１９で説明した、昇圧電源出力に制
限をかけなかった場合の影響よりも小さくなる。また、
昇圧電源電圧（ＶＣＰ）に加わる負荷電流についても、
モニタ用抵抗２４１、２４２の抵抗値を増加させること
により、減少させることが可能である。同時に、コンパ
レータを使用することにより、制限電圧の精度を上げる
ことが可能となる為、前記した実施の形態１９の問題点
の改善が図れる。
【０１８２】このように本実施の形態２０によれば、実
施の形態４の駆動回路に昇圧電源電圧監視回路及びクロ
ック信号制御回路を追加することにより、実施の形態１
９と同等の効果を得ることができ、かつ、昇圧電源回路
への負荷軽減と昇圧電圧上昇の制限電圧精度の向上を実
現した駆動回路を得ることができる。
【０１８３】実施の形態２１．実施の形態２０での昇圧
電源電圧監視回路用２３５のコンパレータ２４４は、電
圧制限値以上に昇圧電源電圧（ＶＣＰ）が上昇すると、
クロック信号を停止することにより、昇圧動作を停止さ
せ、電圧制限値以下になると、昇圧動作を再開する回路
となっている。仮にＶＣＰ電圧が制限値近辺にある場
合、制限値をこえると電圧制限が働き、昇圧動作が停止
することにより、ＶＣＰ電圧が降下すると電圧制限が解
除される為、短い時間内で電圧制限及び制限解除を繰り
返す可能性がある。すなわち、ＶＣＰ出力の発振につな
がる可能性がある。
【０１８４】上記の問題を改善する為に、コンパレータ
回路にヒステリシス幅を追加した回路が本実施の形態２
１である。すなわち、ＶＣＰ電圧値が制限値以上となる
と、コンパレータはクロック信号を停止する信号を出力
し、ＶＣＰ電圧が制限値以下の復帰電圧値まで降下した
場合に、クロック信号停止を解除する信号を出力する。
すなわち、（ＶＣＰ復帰電圧値）＝（ＶＣＰ制限電圧
値）−（ヒステリシス電圧値）とすることにより、上記
のＶＣＰ出力発振を防止する。
【０１８５】本実施の形態２１の一例を図３４に示す。
ＶＣＰ電圧が基準電圧（ＲＥＦ２）から決まる制限値を
越えると、コンパレータ２４４がＬＯＷからＨＩＧＨに
切り替わり、ＮＭＯＳトランジスタ２５７がＯＮするこ
とになる。この時、コンパレータ２４４の反転入力に入
力される基準電圧値は、抵抗２４３、２５６、ＮＭＯＳ
トランジスタ２５７のオン抵抗から決まる値に低下する
為、ＶＣＰ電圧から決まる非反転入力電圧値が、ＲＥＦ
２電圧から低下した基準値以下になるまで、コンパレー
タ２４４出力はＬＯＷに復帰しなくなる。以上の動作に
より、コンパレータ２４４のヒステリシス特性を実現す
る。
【０１８６】このように本実施の形態２１によれば、実
施の形態２０の昇圧電源電圧監視回路のコンパレート動
作にヒステリシス特性を追加することにより、昇圧電源
出力の制限時発振を防止する駆動回路を得ることができ
る。
【０１８７】実施の形態２２．今まで説明してきた本発
明の回路において、クロック信号により動作する昇圧電
源回路が含まれる場合、クロック周波数やその高調波周
波数のスイッチングノイズが発生する。また、出力段が
ＰＷＭ動作をする場合、ＰＷＭ周波数やその高調波周波
数のスイッチングノイズも発生する。よってこれらのス
イッチングノイズが、電源ノイズやＧＮＤノイズとなっ
て現れてくる場合がある。例えば、ＶＢ昇圧電源回路出
力（ＶＣＰ端子）にも、これらのノイズが乗ってくるこ
とになる。実施の形態２１の様に、昇圧電源監視回路に
ヒステリシス特性を追加した場合でも、ノイズ振幅がヒ
ステリシス電圧幅以上である場合、誤動作につながるこ
とになる。また、実施の形態２０のヒステリシス特性が
無い場合については、ノイズによる誤動作の可能性は更
に増加する。
【０１８８】以上のノイズによる誤動作防止の為、フィ
ルタ回路２５９を更に追加した回路が図３５である。フ
ィルタ回路２５９として例えば図３６の様なローパスフ
ィルタを追加することにより、ある時間幅以下の昇圧電
源電圧監視回路２３５の昇圧停止信号を検出しない様に
する。フィルタ回路２５９は、昇圧電源電圧監視回路２
３５の前段、すなわち昇圧出力端子１３３（ＶＣＰ）後
に接続しても良い。
【０１８９】このように本実施の形態２２によれば、実
施の形態２０若しくは実施の形態２１の回路に、昇圧電
源回路出力のノイズによる、昇圧電源電圧監視回路の誤
動作を防止する為のローパスフィルタ等のフィルタ回路
を追加した駆動回路を得ることができる。
【０１９０】実施の形態２３．実施の形態２２の図３５
及び図３６の回路の場合、昇圧電源電圧監視回路２３５
の出力端子２３７（ＶＬＯ）に、ＬＯＷからＨＩＧＨ、
ＨＩＧＨからＬＯＷに切り替わるどちらの場合でも、同
一の遅延時間が付加された形で、ＣＬＫ制御回路２３６
への信号（ＶＬＦ）が送信されることとなる。すなわ
ち、フィルタ回路２５９による信号遅延時間は、ＶＣＰ
電圧制限時及び復帰時の双方で同一ということになる。
よって、昇圧電圧（ＶＣＰ）に制限がかかり、昇圧動作
を停止した場合の遅延時間と、昇圧動作を再開する場合
の遅延時間を違う値にしたい場合は、図３６の回路は適
さない。例えば、ＶＣＰ電圧制限がかかり昇圧動作を停
止する時には、ノイズによる誤動作を防止したい為、遅
延時間を設けるが、昇圧動作停止後の再開時は殆ど遅延
を設けずに、復帰させたいような場合が上記に該当す
る。
【０１９１】具体的なフィルタ回路例を図３７に示す。
例えば、図３４の回路を昇圧電源電圧監視回路２３５に
適用した場合、出力端子２３７（ＶＬＯ）は、ＶＣＰ電
圧が制限電圧以上に増加した場合にＬＯＷを出力、ＶＣ
Ｐ電圧が復帰電圧以下に低下した場合にＨＩＧＨを出力
する。よって、例えば昇圧動作停止時には、ＮＭＯＳト
ランジスタ２６５はオンからオフに切り変わり、定電流
源２６４で決まる一定電流値と容量２６６の容量値によ
り、出力端子２６０（ＶＬＦ）の切り替わり遅延時間が
決定される。昇圧動作復帰時には、今度はＮＭＯＳトラ
ンジスタ２６５はオフからオンに切り替わり、容量に充
電された電荷がオンしているトランジスタ２６５を通じ
て放電されることにより、ＮＭＯＳトランジスタ２６５
のオン抵抗と容量値で決まる遅延時間が決定される。よ
って、ＮＭＯＳトランジスタ２６５のオン抵抗を小さく
することにより、昇圧動作停止時には遅延を設け、昇圧
動作復帰時には殆ど遅延を設けない様な動作が可能とな
る。
【０１９２】図３７での定電流源を簡易的な回路で実現
した場合、電源電圧変動や温度変動、ウエハプロセスパ
ラメータの変動等の影響により、電流値変動が大きくな
る場合がある。図３８は定電流源２６４を抵抗２６８に
置き換えることにより遅延時間の精度を向上させたもの
である。また、上記した昇圧動作停止時と復帰時の遅延
時間に差をつける様な場合、更に図３９の様に抵抗２６
９を付け加えることにより、調節することもできる。
【０１９３】このように本実施の形態２３によれば、実
施の形態２２のフィルタ回路に、昇圧電圧制限時（昇圧
電源回路の昇圧動作停止時）の遅延時間と、昇圧電圧復
帰時（昇圧電源回路の昇圧動作再開時）の遅延時間を異
なる値に設定できるフィルタを適用した駆動回路を得る
ことができる。
【０１９４】実施の形態２４．フィルタ回路にデジタル
フィルタを適用した場合が本実施の形態２４である。昇
圧電源回路用にクロック信号が必要な為、このクロック
信号もししくはその信号を分周した信号を基に、カウン
タ等のロジック回路により、遅延時間を発生させ、フィ
ルタリングをかける方法である。回路の一例を図４０及
び図４１に挙げる。
【０１９５】図４０の回路は実施の形態２２の図３５に
おいて、昇圧電源監視回路２３５に図３４を適用した場
合のフィルタ回路例である。図３５で昇圧電源監視回路
出力端子２３７（ＶＬＯ）が制限値以上になったことを
感知し、昇圧電源電圧端子１３３（ＶＣＰ）がＬＯＷ信
号を出力すると、図４０のデータフリップフロップ（以
降ＤＦＦと呼称する）２７１、２７２、２７３のリセッ
ト入力にＨＩＧＨ信号が入力されることで、リセットが
解除され、入力信号を受け付ける様になる。よって、ク
ロック周波数をｆｃｌｋとすると、ＤＦＦ２７１、２７
２からなるカウンタ回路が四分周した信号、すなわち４
／ｆｃｌｋ ｓｅｃ後にＤＦＦ２７３にクロック信号を
入力する。ＤＦＦ２７３はクロック信号をトリガとし、
ＶＣＣ電圧、すなわちＨＩＧＨ電圧を読み込み、Ｑ出力
にＨＩＧＨ信号を出力する。ＮＡＮＤ２７４は、ＤＦＦ
のＱ出力であるＨＩＧＨ電圧と、ＤＦＦのリセット入力
であるＨＩＧＨ信号を受け、初めて出力端子２６０（Ｖ
ＬＦ）にＬＯＷ信号を出力する。（それ以外の場合は出
力端子２６０にはＨＩＧＨを出力する。）このＬＯＷ信
号を受け、例えば図３２のＣＬＫ制御回路２３６が、ク
ロック信号（ＣＬＫ）のＶＢ昇圧電源回路１３２への送
信を停止する。図４０では、ＤＦＦ二段（２７１及び２
７２）で構成される四分周カウンタ回路により遅延回路
を構成しているが、ＤＦＦの段数は必要とする遅延時間
により、任意に設定して良い。
【０１９６】図４１はＤＦＦ２７６、２７７及びＯＲ回
路２７８により、クロック周期（１／ｆｃｌｋ）以下の
信号をフィルタリングする回路である。まず、リセット
入力（ＲＳＴ）にはＨＩＧＨ電圧を供給することとす
る。上記の場合と同様の条件を考慮すると、昇圧電源電
圧値（ＶＣＰ）が制限値以上になった場合に、ＤＦＦ２
７６は昇圧電源回路出力端子２３７（ＶＬＯ）のＬＯＷ
信号を受けて、クロック周波数をトリガとして、Ｑ出力
にＬＯＷ信号を出力する。次のトリガタイミングでＤＦ
Ｆ２７６はその時のＶＬＯ信号を読み込み、Ｑ出力に出
力、ＤＦＦ２７７は先のＬＯＷ信号を取り込み、Ｑ出力
にＬＯＷ信号を出力する。よって、ＶＬＯ信号がクロッ
ク周期（１／ｆｃｌｋ）以上のＬＯＷ信号を維持しない
限り、ＯＲ回路２７８はＶＬＦ出力端子２６０にＬＯＷ
信号を出力しない。よって、クロック信号周期以下のＶ
ＬＯ、ＬＯＷ信号をフィルタリングすることが可能とな
る。図４１ではクロック周期（１／ｆｃｌｋ）のフィル
タリングとしているが、上記と同様にＤＦＦの数を増や
すことによりこの時間は調節可能である。また、ＲＳＴ
信号により、フィルタリング回路をアクティブ／ノンア
クティブに切り替えることも可能である。
【０１９７】このように本実施の形態２４によれば、実
施の形態２２のフィルタ回路に、昇圧電源回路用のクロ
ック信号を利用した、デジタルフィルタを適用した駆動
回路を得ることができる。
【０１９８】実施の形態２５．実施の形態２２（図３
５）のフィルタ回路２５９を昇圧電源電圧監視回路２３
５に内蔵させることも可能である。すなわち、昇圧電源
電圧監視回路２３５中のコンパレータ回路の周波数帯域
を小さくすることにより、ある周波数以下の信号をフィ
ルタリングする方法である。例えば、実施の形態２０で
上記コンパレータ回路の具体例として、図３３を挙げた
が、図３３の回路に図４２の様に容量２７９を追加する
ことにより、一定周波数以上の信号をフィルタリングす
ることが可能となる。
【０１９９】このように本実施の形態２５によれば、実
施の形態２２のフィルタ回路を電源電圧監視回路に内蔵
した駆動回路を得ることができる。
【０２００】実施の形態２６．実施の形態４〜２５の回
路を考えた場合、実施の形態４の項目で説明した様に、
出力に大電流が必要なアプリケーションに適用可能であ
ることから、広範なアプリケーションへの適用が可能と
なる。但し、例えば同一回路を複数のアプリケーション
に適用した場合、最大の出力電流を要求されるアプリケ
ーションでの能力が確保されているから、もっと小さい
出力電流のアプリケーションでは全く問題が無いという
訳ではない。
【０２０１】さらに具体的な例を挙げると、例えば、実
施の形態４〜２５における出力上下アームトランジスタ
１４４、１４５を除く、プリドライブ用電源回路とプリ
ドライブ回路（７４ａ）を集積回路としたプリドライバ
ＩＣを作製したとする。この場合、集積回路を多様なア
プリケーションに適用させる為には、想定しうる最大能
力条件に合わせて、ゲート駆動用のプリドライブ用電源
回路を設計する必要がある。例えば、昇圧電源回路にチ
ャージポンプ回路を適用した場合、（１１）式から、出
力トランジスタの駆動に必要なゲートチャージ電荷最大
特性（Ｃｇ）、ＰＷＭ周期内に上下アームがオンする最
大個数（ｎ）、ＰＷＭ最大周波数（ｆｐｗｍ）から、出
力トランジスタのゲート駆動電圧の最小必要値を満足す
る様に、チャージポンプインバータのＮＭＯＳ素子のオ
ン抵抗（Ｒｏｎ）を設定しなければならない。この時の
回路を同時に、例えば上記Ｃｇ、ｎ、ｆｐｗｍがもっと
小さいアプリケーションに適用した場合、プリドライブ
用電源回路の能力面では特に問題は発生しないが、例え
ば上記Ｒｏｎの値は必要以上に小さいことになる。Ｒｏ
ｎが小さい場合、昇圧用容量への充電は急速に行われる
が、それは同時に充電電流が増加することでもある。す
なわち、過渡電流が増加することで、スイッチングノイ
ズ等のノイズが増加することになる。よって、アプリケ
ーションとして要求されるプリドライブ用電源回路能力
よりも必要以上の能力設定をした回路を用いた場合、ノ
イズの増加により、最悪周辺回路への誤動作等の悪影響
を及ぼす可能性がある。
【０２０２】上記の問題点を改善する為に、適用アプリ
ケーションにより、必要能力を自己検出し、実施の形態
１〜２５の昇圧電源回路の出力能力を切り替える回路の
一例が図４３である。但し、図４３は実施の形態２１の
回路例、図３５に上記機能を追加した場合の例である。
具体的な動作を説明すると、図４３の可変昇圧電源回路
２８２の負荷としては、前述した様に出力段トランジス
タ１４４及び１４５のゲート駆動に必要な負荷電流が印
可される。負荷電流が大きくなると、昇圧電源回路出力
電圧（ＶＣＰ）は減少していき、通常時の下アーム駆動
用定電圧回路１３４の定電圧出力以下にＶＣＰが低下し
た場合、定電圧を出力することが不可能になる。この
時、下アーム駆動用定電圧回路の出力電圧（ＶＧＢ）
は、ＶＣＰ電圧に比例し、電圧降下していくことにな
る。
【０２０３】図４３で新たに追加した、下アーム駆動用
電源電圧監視回路２８０は、ＶＧＢがある電圧以下、例
えば下アーム駆動用定電圧回路１３４の通常出力定電圧
以下に低下したことを検出し、昇圧電源回路の入力端子
２８１（ＭＧＢ）に信号を送信する。この検出信号を受
けて、可変昇圧電源回路２８２は出力能力値を増加させ
ることにより、下アーム駆動用電圧ＶＧＢの低下を防止
する。すなわち、能力が必要ない時は、可変昇圧電源回
路２８２の出力能力を低減することにより、ノイズの増
加を抑え、能力が必要な時にのみ、可変昇圧電源回路２
８２の出力能力を増加させることができる。
【０２０４】このように本実施の形態２６によれば、実
施の形態１〜２５の回路を複数のアプリケーションに適
用する場合に、必要時のみ昇圧電源回路の能力を向上さ
せることで、ノイズによる周辺回路や自己回路への悪影
響を防止する、自己診断回路を追加した駆動回路を得る
ことができる。
【０２０５】実施の形態２７．実施の形態２６の可変昇
圧電源回路にチャージポンプ回路を適用している場合
に、昇圧用インバータのオン抵抗値を切り替えることに
より、実施の形態２６と同等の効果を得ることができ
る。
【０２０６】具体的な回路例を図４４に示す。下アーム
駆動電源電圧監視回路２８０の具体例、素子２８６〜２
９１で構成される回路動作については、実施の形態２
１、図３４と同等であるので、ここでは説明を省略す
る。図４４において、端子１３９のＶＧＢ電圧がある設
定値以下に低下した場合に、下アーム駆動用電源電圧監
視回路２８０の出力端子２８１（ＭＧＢ）はＬＯＷから
ＨＩＧＨ電圧に切り替わる。この信号を受けて、初め
て、可変昇圧電源回路２８２内のＮＭＯＳトランジスタ
２９３はクロック信号（ＣＬＫＯ）に従って動作する様
になる。よって、倍昇圧チャージポンプ回路である２８
２回路内の昇圧用インバータのＮＭＯＳトランジスタ１
５１のオン抵抗が低下し、昇圧電源回路の能力が上昇す
ることになる。また、図４４の可変昇圧電源回路２８２
では、倍昇圧チャージポンプ回路を示しているが、この
回路は実施の形態６〜９のどの回路を適用しても良い。
【０２０７】このように本実施の形態２７によれば、実
施の形態２６の昇圧電源回路として、実施の形態５〜８
のチャージポンプ回路を適用している場合に、下アーム
駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、昇圧用インバー
タ回路のＮＭＯＳオン抵抗を減少／増加させることによ
り、実施の形態２６の効果を実現する駆動回路を得るこ
とができる。
【０２０８】実施の形態２８．実施の形態２６の昇圧電
源回路にチャージポンプ回路を適用している場合に、整
流ダイオードの順方向電圧を切り替えることにより、実
施の形態２６で述べた効果を得ることができる。
【０２０９】具体的な回路例を図４５に示す。下アーム
駆動用電源電圧監視回路２８０は図４４と同一である。
ＶＧＢ電圧がある設定値以下に低下した場合、端子２８
１（ＭＧＢ）はＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる。ＨＩ
ＧＨ信号により、スイッチ２９４と２９６がオンし、整
流用ダイオード１４７、１４８にそれぞれ整流用ダイオ
ード２９５、２９７が並列接続されることで、順方向電
圧が低下し、昇圧電源回路の出力能力が上昇する。
【０２１０】ここで、実施の形態２７と同様に、図４５
の可変昇圧電源回路２８２では、倍昇圧チャージポンプ
回路を示しているが、実施の形態６〜９のチャージポン
プ回路を適用しても良い。また、実施の形態２７と同時
に実施することにより、実施の形態２６で述べた効果を
得ることもできる。
【０２１１】このように本実施の形態２８によれば、実
施の形態２６の昇圧電源回路として、実施の形態５〜８
のチャージポンプ回路を適用している場合に、下アーム
駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、チャージポンプ
回路内の整流ダイオードの順方向電圧を減少／増加させ
ることにより、実施の形態２６と同等の効果の駆動回路
を得ることができる。また、実施の形態２７と同時に実
施することによっても、実施の形態２６と同等の効果の
駆動回路を得ることができる。
【０２１２】実施の形態２９．実施の形態２６の昇圧電
源回路に、実施の形態１０のステップアップコンバータ
を適用している場合に、コイルのインダクタンス値を切
り替えることにより、実施の形態２６で述べた効果を得
ることができる。
【０２１３】具体的な回路例を図４６に示す。下アーム
駆動用電源電圧監視回路２８０の回路については、図４
４、４５と同一につき、ここでは説明を省略する。下ア
ーム駆動用電源電圧（ＶＧＢ）の電圧低下時における、
端子２８１（ＭＧＢ）のＨＩＧＨ信号を受けて、スイッ
チ２９９はコイル２９８の両端短絡を解放し、コイル１
８２にコイル２９８を直列接続する。このことにより、
昇圧電源電圧（ＶＣＰ）が上昇することになる。
【０２１４】このように本実施の形態２９によれば、実
施の形態２６の昇圧電源回路として、実施の形態１０の
ステップアップコンバータ回路を適用している場合に、
下アーム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、ステッ
プアップコンバータ内のコイルのインダクタンス値を増
加／減少させることで、実施の形態２６と同等の効果の
駆動回路を得ることができる。
【０２１５】実施の形態３０．実施の形態２９と同様
に、実施の形態２６の昇圧電源回路に、実施の形態１０
のステップアップコンバータを適用している場合に、Ｎ
ＭＯＳトランジスタのオン抵抗値を切り替えることによ
り、実施の形態２６と同等の効果を得ることができる。
【０２１６】具体的な回路例を図４７に示す。下アーム
駆動用電源電圧監視回路２８０は図４４〜４６と同一で
あり、下アーム駆動用電源電圧（ＶＧＢ）が低下した時
に、端子２８１（ＭＧＢ）にＨＩＧＨが出力され、この
信号がＡＮＤ３００に入力されることにより、ＮＭＯＳ
トランジスタ３０１が、クロック信号（ＣＬＫＯ）に従
って動作する様になる。このことにより、昇圧電源電圧
が上昇することになる。
【０２１７】このように本実施の形態３０によれば、実
施の形態２６の昇圧電源回路として、実施の形態１０の
ステップアップコンバータ回路を適用している場合に、
下アーム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、ステッ
プアップコンバータ内のＮＭＯＳトランジスタのオン抵
抗値を減少／増加させることにより、実施の形態２６の
効果を実現する駆動回路を得ることができる。また、実
施の形態２９と同時に実施することによっても、実施の
形態２６の効果を実現する駆動回路を得ることもでき
る。
【０２１８】実施の形態３１．実施の形態２９、３０と
同様に、実施の形態２６の昇圧電源回路に、実施の形態
１０のステップアップコンバータを適用している場合
に、整流ダイオードの順方向電圧を切り替えることによ
り、実施の形態２６で述べた効果を得ることができる。
【０２１９】具体的な回路例を図４８に示す。下アーム
駆動用電源電圧監視回路２８０は図４４〜図４７と同一
であり、ＶＧＢ電圧低下時に、端子２８１（ＭＧＢ）に
ＨＩＧＨ信号を出力する。このＨＩＧＨ信号を受けて、
スイッチ３０２をオンすることで、整流ダイオード１８
３に整流ダイオード３０３を並列接続し、昇圧電源電圧
出力（ＶＣＰ）を上昇させる。
【０２２０】このように本実施の形態３１によれば、実
施の形態２６の昇圧電源回路として、実施の形態１０の
ステップアップコンバータを適用している場合に、下ア
ーム駆動用電源電圧監視回路の信号を受けて、ステップ
アップコンバータ内の整流ダイオードの順方向電圧を減
少／増加させることにより、実施の形態２６と同等の効
果の駆動回路を得ることができる。また、実施の形態２
９若しくは実施の形態３０と同時に実施することによっ
ても、実施の形態２６と同等の効果の駆動回路を得るこ
とができる。
【０２２１】実施の形態３２．実施の形態２６、図４３
における、下アーム駆動電源電圧監視回路は、実施の形
態２６の効果で説明した様に、上下アームトランジスタ
のゲート駆動負荷による、昇圧電源回路出力（ＶＣＰ）
の低下による、下アーム駆動用定電圧回路の定電圧出力
（ＶＧＢ）の低下を検出するものである。よって、ＶＧ
Ｂ電圧をモニタするのでなく、ＶＣＰ電圧をモニタして
も良い。よって、既にＶＣＰ電圧をモニタする昇圧電源
電圧監視回路が存在する為、図４３の昇圧電源電圧監視
回路２３５に上記機能を追加することにより、回路規模
の削減を図ることが可能である。
【０２２２】図４９における、昇圧電源電圧監視回路３
０４がこの機能を付随させた回路となる。ＶＣＰがある
設定値以下になった時に、昇圧電源電圧監視回路３０４
は、可変昇圧電源回路２８２の能力切り替え入力端子２
８１（ＭＧＢ）に信号を送信する。それ以外の動作につ
いては、実施の形態２６〜３１と同一である。
【０２２３】このように本実施の形態３２によれば、実
施の形態２６の昇圧電源電圧監視回路に昇圧電源電圧低
下検出機能を追加することにより、回路規模の削減を図
りつつ、実施の形態２６〜３１と同等の効果の駆動回路
を得ることができる。
【０２２４】実施の形態３３．実施の形態２６では、下
アーム駆動電源電圧を監視し、昇圧電源回路の能力を切
り替える回路を挙げたが、同様の考え方を上アーム駆動
用昇圧電源回路にも適用することが出来る。すなわち、
上アーム駆動用昇圧電源回路の能力不足時、上アームゲ
ート駆動電源電圧（ＶＧＴ）が低下したのを自己検出
し、上アーム駆動用昇圧電源回路能力を向上させること
ができる。
【０２２５】図５０に上記例を示す。実施の形態２１の
回路例、図３５に上記機能を追加した場合の回路例であ
るが、実施の形態１〜３２のどの回路についても適用可
能である。上アーム駆動電源電圧監視回路３０５は、上
アーム駆動用昇圧電源回路３０７の出力電圧（ＶＧＴ）
をモニタし、上アーム駆動負荷が増加し、ＶＧＴがある
設定値以下に低下した場合に、上アーム駆動用昇圧電源
回路３０７の能力切り替え入力端子３０６（ＭＧＴ）に
信号を送信する。この信号を受けた、上アーム駆動用昇
圧電源回路３０７は出力能力を増加させ、負荷増加によ
る上アーム駆動電圧の低下を改善する。負荷が小さい時
には、能力を低下させることにより、必要以上の出力能
力を持った場合のノイズ増加を防止する。実施の形態２
６〜３２と同時に実施しても良く、実施の形態３２、図
４９に上記機能を持たせた回路が図５１となる。
【０２２６】このように本実施の形態３３によれば、実
施の形態１〜３２の回路を複数のアプリケーションに適
用する場合に、必要時のみ上アーム駆動用昇圧電源回路
の能力向上させることで、ノイズによる周辺回路や自己
回路への悪影響を防止する、自己診断回路を追加した駆
動回路を得ることができる。
【０２２７】実施の形態３４．実施の形態３３の上アー
ム駆動用昇圧電源回路として、実施の形態１７の様なチ
ャージポンプ回路を適用している場合に、実施の形態２
７と同様に、昇圧用インバータのオン抵抗値を切り替え
ることができる。
【０２２８】図５２に上記回路の具体例を示す。上アー
ム駆動電源電圧監視回路３０５は、抵抗３０９〜３１
２、３１４〜３１６、オペアンプ３１３、３１８、ＮＭ
ＯＳトランジスタ３１７、インバータ３１９の素子又は
回路から成る。抵抗３０９〜３１２及びオペアンプ３１
３から成る反転アンプは、上アームのゲート駆動電圧に
当たる、ＶＧＴ−ＶＢ電圧を、ＶＣＣを電源とするコン
パレータで駆動可能な様に、信号振幅を圧縮及びＧＮＤ
基準の信号に圧縮する為の、反転アンプとなる。例え
ば、抵抗３０９及び３１１の抵抗値をＲ１、抵抗３１
０、３１２の抵抗値をＲ２、また、アンプ３１３の出力
をＶｏとすると、式（２９）となる。
【０２２９】
【数３１】
【０２３０】ここで、上アームゲート駆動電圧（ＶＧＴ
−ＶＢ）が、Ｒ１とＲ２の抵抗比で決まるゲイン倍に圧
縮された値が出力される。よって、ゲインを適当に設定
することにより、ＶＢに応じた耐圧の素子を使用するの
は、抵抗３０９〜３１２のみで良く、アンプ３１３やそ
の後段に接続される回路や素子については、ＶＣＣ電圧
に応じた素子を使用すれば良い。すなわち、回路素子部
品のコスト上昇や集積時のレイアウトパターン増加を防
止することが可能となり、製造コストの上昇を防止する
ことが可能となる。上記反転アンプ後の後段回路につい
ては、実施の形態２７の具体例である、図４４と同一構
成につき、ここでは特に詳細動作については説明を省略
する。
【０２３１】このように本実施の形態３４によれば、実
施の形態３３の上アーム駆動用昇圧電源回路として、チ
ャージポンプ回路を適用している場合に、上アーム駆動
用電源電圧監視回路の信号を受けて、上アーム駆動用昇
圧電源回路中の昇圧インバータ回路のＮＭＯＳトランジ
スタのオン抵抗を減少／増加させることにより、実施の
形態３３と同等の効果の駆動回路を得ることができる。
【０２３２】実施の形態３５．実施の形態３３の上アー
ム駆動用昇圧電源回路として、実施の形態１７の様なチ
ャージポンプ回路を適用している場合に、実施の形態２
８と同様に、整流ダイオードの順方向電圧を切り替える
ことにより、実施の形態３３で述べた効果を得ることが
できる。
【０２３３】具体的な回路の一例を図５３に示す。上ア
ーム駆動電源電圧監視回路３０５については、実施の形
態３４の図５２と同一、上アーム駆動用昇圧電源回路３
０７については、実施の形態２８の図４５と同一につ
き、ここでは詳細動作の説明については省略する。
【０２３４】このように本実施の形態３５によれば、実
施の形態３３の上アーム駆動用昇圧電源回路として、チ
ャージポンプ回路を適用しえている場合に、上アーム駆
動用電源電圧監視回路の信号を受けて、上アーム駆動用
昇圧電源回路中の整流ダイオードの順方向電圧を減少／
増加させることにより、実施の形態３３と同等の効果の
駆動回路を得ることができる。また、実施の形態３４と
同時に実施することにより、実施の形態３３と同等の効
果の駆動回路を得ることができる。
【０２３５】実施の形態３６．実施の形態２６〜３５で
は、上下アーム駆動電圧の低下を各電源電圧監視回路が
検出し、低下時には、上下アームを駆動する昇圧電源回
路の能力を増加させる回路について説明した。本実施の
形態３６では、上記のゲート駆動電圧が低下した時の各
電源電圧監視回路の検出信号を異常検出とし、プリドラ
イブ回路動作を停止させる回路について説明する。
【０２３６】具体的には、発明の背景や実施の形態１に
て述べている様に、ゲート駆動電圧が低下した場合、出
力上下アームトランジスタの出力能力が低下し、アプリ
ケーション動作に必要な出力電流又は出力ダイナミック
レンジが確保出来なくなる可能性がある。この場合、最
悪時には誤動作や電気回路の破壊等が生じる可能性があ
る。本実施の形態３６は、実施の形態１〜２５の場合に
おいて、ゲート駆動電圧がある設定値以下に低下した場
合を異常モードとして検出し、出力トランジスタ駆動回
路の動作を停止させる、安全性確保の為の回路を目的と
する。
【０２３７】具体的な回路の一例を図５４に示す。ここ
で、プリドライブ用電源回路１３６ｈ内の上下アーム駆
動用電圧（ＶＧＴ、ＶＧＢ）検出回路の構成は、図５１
と同様である。ＶＢ昇圧電源回路１３２がある電圧以下
に低下したことを検出した、昇圧電源電圧監視回路３０
４は下アーム駆動回路の入力端子（ＭＩＢ）に異常検出
信号を送信し、その信号を受けた下アーム駆動回路１４
２は下アームトランジスタ１４５の駆動を停止する。同
様にして、上アーム駆動電圧（ＶＧＴ−ＶＢ）が低下し
たことを検出した、上アーム駆動電源電圧監視回路３０
５は、上アーム駆動回路１４１の入力端子（ＭＩＴ）に
異常検出信号を送信、その信号を受信した上アーム駆動
回路１４１は上アームトランジスタ１４４の駆動を停止
する。以上により、ゲート駆動電圧低下時のプリドライ
バ回路動作停止を実現する。
【０２３８】このように本実施の形態３６によれば、実
施の形態１〜３５の回路において、出力トランジスタの
ゲート駆動電圧低下を検出し、出力トランジスタをオフ
させることにより、異常動作を防止する駆動回路を得る
ことができる。
【０２３９】実施の形態３７．実施の形態１で説明した
様に、本発明は出力上下アームを駆動する回路（プリド
ライブ回路７４ａ）内で、電源電圧（ＶＢ）が直接印可
される素子数を削減し、かつ出力トランジスタのゲート
駆動電圧を必要以上に上昇することを抑えることによ
り、製造コストの増加を抑えつつ、広範囲な電源電圧範
囲に適用可能な回路を実現することを一つの目的として
いる。実施の形態３〜３６において、出力段の電源とプ
リドライブ用電源回路の電源（ＶＢ）は共通としていた
が、例えば、電源電圧が二個以上存在するアプリケーシ
ョンにおいては、出力負荷駆動用の電源と別個の電源電
圧が小さい電源をプリドライブ用電源回路の昇圧用電源
として用いることにより、プリドライブ用電源回路を構
成する素子耐圧を小さくすることが可能である。
【０２４０】本実施の形態３７は、二個以上の電源を有
し、モータ等のコイル負荷駆動用電源とは別個に、それ
よりも電源電圧値の小さい電源が存在する場合、プリド
ライブ用電源回路の昇圧用基準電圧に前記電源を使用す
ることで、プリドライブ用電源回路の製造コストを低減
するものである。具体的には、４２Ｖバッテリーと１２
Ｖバッテリーの二個のバッテリーを有する、車載用の４
２Ｖアプリケーション等が挙げられる。
【０２４１】図５５に具体的な回路の一例を示す。図５
５は実施の形態２２、図３５に上記を適用した場合の回
路例となる。プリドライブ用電源回路１３６ｉの昇圧電
源回路の電源として、電源３２７（ＶＢ１）を使用し、
上アームトランジスタ１４４、下アーム１４５で構成さ
れるトーテムポール形出力段の電源、及び上アーム駆動
回路１４１の接地として、電源３２９（ＶＢ２）を使
用、ＶＢ２＞ＶＢ１の場合にプリドライブ用電源回路の
回路規模削減を実現する回路となる。
【０２４２】このように本実施の形態３７によれば、車
載用の４２Ｖアプリケーションの様に、二個以上の電源
を有し、モータ等のコイル負荷駆動用の出力段電源以外
に電源電圧値の小さい電源を有するアプリケーション
で、実施の形態３〜３７のプリドライブ用電源回路の電
源に、出力段電源以外の上記小電圧電源を適用すること
により、製造コストの削減を図った駆動回路を得ること
ができる。
【０２４３】実施の形態３８．通常、昇圧電源回路で
は、電源起動時に突入電流（ラッシュ電流とも称され
る）が流れる。例えば、図１２の倍昇圧チャージポンプ
回路を用いて説明すると、電源電圧（ＶＢ）を０Ｖから
１２Ｖに電源を起動した場合、デカップリング容量１５
２は、当然充電されていない為、昇圧出力１３３（ＶＣ
Ｐ）は０Ｖであるから、ＶＢからデカップリング容量
へ、整流ダイオード１４７、１４８の順方向特性で決定
される電流が瞬間的に流れることになる。これが突入電
流である。突入電流は、回路構成や回路を構成する素子
特性、電源電圧等によっても変わってくるが、未対策の
場合、数百ｍＡ〜数Ａのオーダーとなる。昇圧電源回路
出力の通常負荷が数ｍＡ〜数十ｍＡであることを考える
と、上記の値は大きい為、場合によっては素子破壊等に
つながる恐れがある。
【０２４４】この突入電流対策としては、電源端子と電
源間に制限抵抗を挿入するのが一般的である。上記の図
１２の例で言うと、端子ＶＢと、１２Ｖ電源との間に制
限抵抗を挿入することになる。但し、制限抵抗を挿入す
ることにより、通常負荷時の昇圧経路のインピーダンス
が上昇する為、昇圧電源回路の出力は低下することにな
る。すなわち、突入電流を小さくすればする程、昇圧電
源回路の出力能力は低下することになる。
【０２４５】本実施の形態は、上記突入電流が生じる、
電源起動時のみ制限抵抗を挿入し、通常時には制限抵抗
を外すことにより、通常時の昇圧電源回路能力を確保す
るものである。具体的には、昇圧出力電圧が電源起動時
に低電圧値である時のみ、制限抵抗を挿入し、突入電流
を制限する。図５６がその具体的な回路となる。昇圧電
源回路７の昇圧出力Ｖｏをモニタする昇圧出力電圧監視
回路３３６が、Ｖｏがある電圧値以下の場合にスイッチ
３３３をオフすることで、電源３３０から昇圧電源回路
７に流れる突入電流を、突入電流制御スイッチ３３４中
の制限抵抗３３２により制限する。昇圧出力Ｖｏがある
電圧以上まで上昇すると、スイッチ３３３はオンとな
り、制限抵抗３３２の両端が短絡されることで、昇圧電
源回路出力能力の低下を防止する。回路の一例を図５７
に示す。なおここで言う昇圧電源回路７は、本発明中の
ＶＣＣ昇圧電源回路６９であってもよいし、またＶＢ昇
圧電源回路１３２であってもよいし、また可変昇圧電源
回路２８２であってもよい。
【０２４６】本実施の形態３８は実施の形態１〜３７に
ついても同様に成立する。実施の形態２２、図３５の回
路に上記回路、図５６を適用した場合の回路例が図５８
となる。実施の形態２２の昇圧電源電圧監視回路３０４
はある電圧以上に上昇した場合、ＶＬＯに信号を出力す
るものであったが、図５８の昇圧電源監視回路３０４は
それ以外に、ある電圧以下にＶＣＰが低下した場合に
も、ＶＨＯに信号を出力することにより、上記効果を得
る回路となっている。
【０２４７】このように本実施の形態３８によれば、昇
圧電源回路において、電源起動時の昇圧出力定電圧時の
み、突入電流の制限抵抗を挿入し、通常時には制限抵抗
による昇圧出力能力の低下を防止する駆動回路を得るこ
とができる。
【０２４８】実施の形態３９．実施の形態３８と同様の
突入電流に関する問題点を改善する為に、昇圧出力電流
を監視し、ある電流値以上の場合に制限抵抗を挿入する
ことで、実施の形態３８と同様の効果を得ることができ
る。
【０２４９】具体的な回路例を図６０に示す。出力電流
をセンシングする抵抗３６２により、制限抵抗両端の短
絡／解放を決めるスイッチ３３４のオン／オフをする回
路である。この場合、昇圧出力が上記センシング抵抗値
両端の端子間電圧分、降下することになるので、昇圧出
力デカップリング用容量３４９への充電電流をモニタす
る形に変更した回路が図６１となる。
【０２５０】本実施の形態３９についても、実施の形態
１〜３７に適用可能であり、実施の形態２２，図３５に
適用した場合の回路例が図６２である。
【０２５１】このように本実施の形態３９によれば、昇
圧電源回路において、電源起動時の突入電流発生時の
み、突入電流の制限抵抗を挿入し、通常時には制限抵抗
による昇圧出力能力の低下を防止する駆動回路を得るこ
とができる。
【０２５２】実施の形態４０．実施の形態３８と同様の
突入電流に関する問題点を改善する為に、電源起動後に
ある一定の遅延時間を設け、その期間は制限抵抗を挿入
することで、実施の形態３８と同様の効果を得る回路を
図６３に示す。またさらに具体的な回路の一例は図６４
に示す。本実施の形態についても、実施の形態１〜３７
に適用可能であり、実施の形態２２、図３５に適用にし
た場合の回路例が図６５である。
【０２５３】このように本実施の形態４０によれば、昇
圧電源回路において、電源起動時後の一定時間のみ、突
入電流の制限抵抗を挿入し、通常時には制限抵抗による
昇圧出力能力の低下を防止する駆動回路を得ることがで
きる。
【０２５４】実施の形態４１．実施の形態４０では、電
源起動時に一定時間の遅延時間を発生させる回路、電源
起動時遅延回路を必要としたが、システムによっては、
この回路と同一の機能を持つ回路が既に存在する場合が
ある。これはパワーオンリセット回路と呼ばれ、電源電
圧を監視し、電源起動後一定の時間内は回路動作を停止
させる回路である。本実施の形態４１では、パワーオン
リセット回路出力を利用して、実施の形態４０と同様の
効果を得ることを目的とする。
【０２５５】図６６に、実施の形態２２、図３５での具
体例を示す。プリドライブ回路の制御を行うＭＣＵ３７
５はＶＣＣ電源を使用する。ＶＣＣは電源１２６（Ｖ
Ｂ）より、レギュレータ回路３７３が生成する定電圧で
ある。パワーオンリセット回路（ＰＯＲ回路）３７４は
電源（ＶＢ）起動後、レギュレータ出力（ＶＣＣ）の正
常定電圧が出力された後、ＭＣＵの誤動作が生じない様
に一定時間の間、ＭＣＵにリセット信号を送信するもの
である。よって、このＰＯＲ回路の電源起動時のリセッ
ト信号を利用して、突入電流制限用の制限抵抗を挿入す
ることにより、実施の形態４０と同様の効果が得られる
ことになる。
【０２５６】このように本実施の形態４１によれば、シ
ステム中に含まれる、パワーオンリセット信号を利用す
ることにより、回路削減を図りつつ、実施の形態４０と
同一の効果の駆動回路を得ることができる。
【０２５７】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、個々の実施の形態毎に述べた効果に加え
て、全体的に以下に示すような効果の全て、または何れ
かの効果を奏する。
【０２５８】電源電圧変動の大きい電源を使用する場合
においても、電圧低下時に出力トランジスタの能力が低
下しない。
【０２５９】電源電圧変動の大きい電源を使用する場合
においても、電圧上昇時に対応した耐圧を有する素子を
最小限に抑えることができる。
【０２６０】電源電圧変動の大きい電源を使用する場合
においても、出力特性の変動を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を示すブロック図であ
る。
【図２】 本発明の実施の形態１における３相ブラシレ
スモータ負荷と出力段を示す回路図である。
【図３】 本発明の実施の形態１におけるコイル負荷と
出力段を示す回路図である。
【図４】 本発明の実施の形態１における上アーム駆動
回路を示す回路図である。
【図５】 本発明の実施の形態１における駆動回路を示
す回路図である。
【図６】 本発明の実施の形態１におけるチャージポン
プ回路と負荷モデルを示す回路図である。
【図７】 本発明の実施の形態１における出力電圧と出
力電流との関係を示す特性図である。
【図８】 本発明の実施の形態１における出力ＮＭＯＳ
トランジスタのゲートチャージ特性を示す特性図であ
る。
【図９】 本発明の実施の形態２における駆動回路を示
す回路図である。
【図１０】 本発明の実施の形態３における駆動回路を
示す回路図である。
【図１１】 本発明の実施の形態４を示すブロック図で
ある。
【図１２】 本発明の実施の形態５を示す昇圧電源回路
用の倍昇圧チャージポンプ回路図である。
【図１３】 本発明の実施の形態６を示す昇圧電源回路
用の三倍昇圧チャージポンプ回路図である。。
【図１４】 本発明の実施の形態７を示す昇圧電源回路
用の三倍昇圧チャージポンプ回路図である。
【図１５】 本発明の実施の形態８を示す昇圧電源回路
用のチャージポンプ回路図である。
【図１６】 本発明の実施の形態９を示す昇圧電源回路
用の出力段トランジスタを利用したチャージポンプ回路
図である。
【図１７】 本発明の実施の形態１０を示す昇圧電源回
路用のステップアップコンバータ回路図である。
【図１８】 本発明の実施の形態１１を示す出力段トラ
ンジスタ及びコイル負荷を利用した昇圧電源回路図であ
る。
【図１９】 本発明の実施の形態１１の具体的な昇圧動
作を説明する為の、Ｓｌｏｗ Ｄｅｃａｙ時ＰＷＭ動作
説明図である。
【図２０】 本発明の実施の形態１１の具体的な昇圧動
作を説明する為の、Ｆａｓｔ Ｄｅｃａｙ時ＰＷＭ動作
説明図である。
【図２１】 本発明の実施の形態１２を示す下アーム駆
動用定電圧回路用ＮＰＮトランジスタを出力とする定電
圧回路図である。
【図２２】 本発明の実施の形態１３を示す下アーム駆
動用定電圧回路用ＮＭＯＳトランジスタを出力とする定
電圧回路図である。
【図２３】 本発明の実施の形態１４を示す下アーム駆
動用定電圧回路図である。
【図２４】 本発明の実施の形態１５を示す下アーム駆
動用定電圧回路図である。
【図２５】 本発明の実施の形態１５を示すアンプ回路
図である。
【図２６】 本発明の実施の形態１６を示す下アーム駆
動用定電圧回路図である。
【図２７】 本発明の実施の形態１７を示す上アーム駆
動用昇圧電源回路図である。
【図２８】 本発明の実施の形態１８を示す上アーム駆
動用昇圧電源回路図である。
【図２９】 本発明の実施の形態１９を示すブロック図
である。
【図３０】 本発明の実施の形態１９を示す昇圧電源電
圧クランプ回路図である。
【図３１】 本発明の実施の形態２０を示すブロック図
である。
【図３２】 本発明の実施の形態２０を示す昇圧電源電
圧監視回路及びＣＬＫ制御回路図である。
【図３３】 本発明の実施の形態２０を示すコンパレー
タ回路図である。
【図３４】 本発明の実施の形態２１を示す昇圧電源電
圧監視回路図である。
【図３５】 本発明の実施の形態２２を示すブロック図
である。
【図３６】 本発明の実施の形態２２のフィルタ回路を
示す回路図である。
【図３７】 本発明の実施の形態２３のフィルタ回路図
である。
【図３８】 本発明の実施の形態２３のフィルタ回路図
である。
【図３９】 本発明の実施の形態２３のフィルタ回路図
である。
【図４０】 本発明の実施の形態２４のデジタルフィル
タ回路である。
【図４１】 本発明の実施の形態２４のデジタルフィル
タ回路である。
【図４２】 本発明の実施の形態２５のコンパレータ回
路図である。
【図４３】 本発明の実施の形態２６を示すブロック図
である。
【図４４】 本発明の実施の形態２７を示す回路図であ
る。
【図４５】 本発明の実施の形態２８を示す回路図であ
る。
【図４６】 本発明の実施の形態２９を示す回路図であ
る。
【図４７】 本発明の実施の形態３０を示す回路図であ
る。
【図４８】 本発明の実施の形態３１を示す回路図であ
る。
【図４９】 本発明の実施の形態３２を示すブロック図
である。
【図５０】 本発明の実施の形態３３を示すブロック図
である。
【図５１】 本発明の実施の形態３３を示すブロック図
である。
【図５２】 本発明の実施の形態３４を示す回路図であ
る。
【図５３】 本発明の実施の形態３５を示す回路図であ
る。
【図５４】 本発明の実施の形態３６を示すブロック図
である。
【図５５】 本発明の実施の形態３７を示すブロック図
である。
【図５６】 本発明の実施の形態３８を示すブロック図
である。
【図５７】 本発明の実施の形態３８を示す回路図であ
る。
【図５８】 本発明の実施の形態３８を示すブロック図
である。
【図５９】 本発明の実施の形態３９を示すブロック図
である。
【図６０】 本発明の実施の形態３９を示す回路図であ
る。
【図６１】 本発明の実施の形態３９を示す回路図であ
る。
【図６２】 本発明の実施の形態３９を示すブロック図
である。
【図６３】 本発明の実施の形態４０を示すブロック図
である。
【図６４】 本発明の実施の形態４０を示す回路図であ
る。
【図６５】 本発明の実施の形態４０を示すブロック図
である。
【図６６】 本発明の実施の形態４０を示すブロック図
である。
【図６７】 従来の駆動回路を示す回路図である。
【図６８】 従来の駆動回路を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 駆動用回路電源、７ 昇圧電源回路、８ プリドラ
イブ回路、９ 上アーム駆動回路、１０ 下アーム駆動
回路、１１ 上アーム、１２ 下アーム、１３出力端
子、６５ ＶＣＣ電源、６７ 上アーム駆動用昇圧電源
回路、６８ 下アーム駆動用昇圧電源回路、６９ ＶＣ
Ｃ昇圧電源回路、７２ 上アーム駆動回路、７３ 下ア
ーム駆動回路、７４ プリドライブ回路、７４ａ プリ
ドライブ回路、１０３ 上アーム制御回路、１０４ 上
アーム制御回路、１３２ ＶＢ昇圧電源回路、１３４
下アーム駆動用定電圧回路、１３５ 上下アーム駆動用
定電圧回路、１３６ プリドライブ用電源回路、１３６
ａ〜１３６ｍ プリドライブ用電源回路、１４１ 上ア
ーム駆動回路、１４２ 下アーム駆動回路、１４４上ア
ーム、１４５ 下アーム、１４６ 出力端子、２３５
昇圧電源電圧監視回路、２３６ クロック制御回路、２
５９ フィルタ回路、２８０ 下アーム駆動電源電圧監
視回路、２８２ 可変昇圧電源回路、３０４ 昇圧電源
電圧監視回路、３０５ 上アーム駆動電源電圧監視回
路、３０７ 上アーム駆動用昇圧電源回路、３３４ 突
入電流制御スイッチ、３３６ 昇圧出力電圧監視回路、
３６１昇圧出力電流監視回路、３７２ 電源起動時遅延
回路、５４８ 昇圧電源電圧クランプ回路。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１４年２月２８日（２００２．２．２
８）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１６】
【数１９】
【数２０】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１８】
【数２１】
【数２２】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１２０】
【数２３】
【数２４】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１２６】
【数２５】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１３８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１３８】
【数２９】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ Ｆターム(参考） 5H007 AA05 AA17 BB06 CA02 CB05 DB03 DB09 DC05 FA01 GA03 GA08 5H730 AA20 AS04 BB02 DD04 5H740 BA12 BB05 HH05 KK01

Claims (45)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 駆動用回路電源と、上アームおよび下ア
    ームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アーム
    を駆動するための上アーム駆動回路および前記下アーム
    を駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドライ
    ブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路およびＶＣＣ電
    源を昇圧して出力する下アーム駆動用昇圧電源回路を有
    するＶＣＣ昇圧電源回路とを備えたことを特徴とする駆
    動回路。
  2. 【請求項２】 前記上アーム駆動用昇圧電源回路は前記
    ＶＣＣ電源と前記駆動用回路電源を加算した電圧を出力
    することを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
  3. 【請求項３】 前記上アーム駆動回路は、ＶＣＣ電源と
    接地間の振幅を持つ信号を出力する上アーム制御入力信
    号処理回路と、その信号を前記上アーム駆動用昇圧電源
    回路の出力と前記駆動用回路電源の出力間の振幅を持つ
    信号にレベルシフトするレベルシフト回路と、そのレベ
    ルシフトされた信号を前記上アームの駆動信号に変換す
    る上アーム出力駆動回路と、その上アーム出力駆動回路
    の出力を受けて前記上アームを駆動する出力前段回路と
    を備えたことを特徴とする請求項２に記載の駆動回路。
  4. 【請求項４】 前記ＶＣＣ昇圧電源回路は、チャージポ
    ンプ回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の駆
    動回路。
  5. 【請求項５】 前記ＶＣＣ昇圧電源回路は、チャージポ
    ンプ回路およびデカップリングコンデンサを備えたこと
    を特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
  6. 【請求項６】 駆動用回路電源と、上アームおよび下ア
    ームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アーム
    を駆動するための上アーム駆動回路および前記下アーム
    を駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドライ
    ブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆動
    用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路および
    下アーム駆動用定電圧回路を有するプリドライブ用電源
    回路とを備えたことを特徴とする駆動回路。
  7. 【請求項７】 前記ＶＢ昇圧電源回路は、チャージポン
    プ回路を備えたことを特徴とする請求項６に記載の駆動
    回路。
  8. 【請求項８】 前記ＶＢ昇圧電源回路は、前記上アーム
    および下アームおよび整流ダイオードおよび昇圧用容量
    およびデカップリング容量を備えたことを特徴とする請
    求項６に記載の駆動回路。
  9. 【請求項９】 前記ＶＢ昇圧電源回路は、昇圧用コイル
    を備えたステップアップコンバータにより構成されたこ
    とを特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
  10. 【請求項１０】 前記昇圧用コイルは、ＰＷＭ駆動する
    負荷であるコイルを備えたことを特徴とする請求項９に
    記載の駆動回路。
  11. 【請求項１１】 前記下アーム駆動用定電圧回路は、ツ
    ェナーダイオードおよびＮＰＮトランジスタを備えたこ
    とを特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
  12. 【請求項１２】 前記下アーム駆動用定電圧回路は、ツ
    ェナーダイオードおよびＮＭＯＳトランジスタを備えた
    ことを特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
  13. 【請求項１３】 前記下アーム駆動用定電圧回路は、ツ
    ェナーダイオードおよびダイオードおよびＮＰＮトラン
    ジスタを備えたことを特徴とする請求項６に記載の駆動
    回路。
  14. 【請求項１４】 前記下アーム駆動用定電圧回路は、ア
    ンプによる帰還回路およびＰＮＰトランジスタを備えた
    ことを特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
  15. 【請求項１５】 前記下アーム駆動用定電圧回路は、オ
    ペアンプによる反転増幅器を備えたことを特徴とする請
    求項６に記載の駆動回路。
  16. 【請求項１６】 前記上アーム駆動用昇圧電源回路は、
    チャージポンプ回路を備えたことを特徴とする請求項６
    に記載の駆動回路。
  17. 【請求項１７】 前記上アーム駆動用昇圧電源回路は、
    前記上アームおよび下アームおよび整流ダイオードおよ
    び昇圧用容量およびデカップリング容量を備えたことを
    特徴とする請求項６に記載の駆動回路。
  18. 【請求項１８】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を防止する昇圧電源電圧クランプ回
    路を有するプリドライブ用電源回路とを備えたことを特
    徴とする駆動回路。
  19. 【請求項１９】 前記昇圧電源電圧クランプ回路は、ツ
    ェナーダイオードおよび抵抗素子を備えたことを特徴と
    する請求項１８に記載の駆動回路。
  20. 【請求項２０】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧監視回路お
    よび前記昇圧電源電圧監視回路の出力信号により前記Ｖ
    Ｂ昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬＫ制御
    回路を有するプリドライブ用電源回路とを備えたことを
    特徴とする駆動回路。
  21. 【請求項２１】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧監視回路お
    よび前記昇圧電源電圧監視回路の出力信号により前記上
    アーム駆動用昇圧電源回路へのクロック信号を制御する
    ＣＬＫ制御回路を有するプリドライブ用電源回路とを備
    えたことを特徴とする駆動回路。
  22. 【請求項２２】 前記昇圧電源電圧監視回路は、昇圧電
    源電圧値を圧縮したＶＣＰ電圧モニタ値と基準電圧値と
    を比較するコンパレータを備えたことを特徴とする請求
    項２０または請求項２１のいずれかに記載の駆動回路。
  23. 【請求項２３】 前記コンパレータは、出力信号にヒス
    テリシス特性を持つことを特徴とする請求項２２に記載
    の駆動回路。
  24. 【請求項２４】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧監視回路お
    よびフィルタ回路および前記フィルタ回路の出力信号に
    より前記ＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御する
    ＣＬＫ制御回路を有するプリドライブ用電源回路とを備
    えたことを特徴とする駆動回路。
  25. 【請求項２５】 前記フィルタ回路は、ローパスフィル
    タであることを特徴とする請求項２４に記載の駆動回
    路。
  26. 【請求項２６】 前記フィルタ回路は、前記ＶＢ昇圧電
    源回路の昇圧動作停止時に遅延させて信号を出力するこ
    とを特徴とする請求項２４に記載の駆動回路。
  27. 【請求項２７】 前記フィルタ回路は、デジタルフィル
    タであることを特徴とする請求項２４に記載の駆動回
    路。
  28. 【請求項２８】 前記コンパレータは一定周波数以上の
    信号をフィルタリングすることができることを特徴とす
    る請求項２２に記載の駆動回路。
  29. 【請求項２９】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替端子を有する可
    変昇圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路および
    前記下アーム駆動用定電圧回路の出力により前記切替端
    子に前記可変昇圧電源回路の出力能力を変化させるため
    の信号を出力する下アーム駆動電源電圧監視回路および
    前記可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視する昇圧
    電源電圧監視回路およびフィルタ回路および前記フィル
    タ回路の出力信号により前記可変昇圧電源回路へのクロ
    ック信号を制御するＣＬＫ制御回路を有するプリドライ
    ブ用電源回路とを備えた駆動回路。
  30. 【請求項３０】 前記可変昇圧電源回路は、前記下アー
    ム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、昇圧用インバ
    ータ回路のオン抵抗を変化させることにより出力能力を
    変化させるチャージポンプ回路を備えたことを特徴とす
    る請求項２９に記載の駆動回路。
  31. 【請求項３１】 前記可変昇圧電源回路は、前記下アー
    ム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、整流用ダイオ
    ードの順方向電圧を変化させることにより出力能力を変
    化させるチャージポンプ回路を備えたことを特徴とする
    請求項２９に記載の駆動回路。
  32. 【請求項３２】 前記可変昇圧電源回路は、前記下アー
    ム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、コイルのイン
    ダクタンス値を変化させることにより出力能力を変化さ
    せるステップアップコンバータを備えたことを特徴とす
    る請求項２９に記載の駆動回路。
  33. 【請求項３３】 前記可変昇圧電源回路は、前記下アー
    ム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、ＮＭＯＳトラ
    ンジスタのオン抵抗値を変化させることにより出力能力
    を変化させるステップアップコンバータを備えたことを
    特徴とする請求項２９に記載の駆動回路。
  34. 【請求項３４】 前記可変昇圧電源回路は、前記下アー
    ム駆動電源電圧監視回路の信号を受けて、整流用ダイオ
    ードの順方向電圧を変化させることにより出力能力を変
    化させるステップアップコンバータを備えたことを特徴
    とする請求項２９に記載の駆動回路。
  35. 【請求項３５】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替端子を有する可
    変昇圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路および
    前記可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視しかつ前
    記切替端子に前記可変昇圧電源回路の出力能力を変化さ
    せるための信号を出力する昇圧電源電圧監視回路および
    フィルタ回路および前記フィルタ回路の出力信号により
    前記可変昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬ
    Ｋ制御回路を有するプリドライブ用電源回路とを備えた
    ことを特徴とする駆動回路。
  36. 【請求項３６】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧監視回路お
    よびフィルタ回路および前記フィルタ回路の出力信号に
    より前記ＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御する
    ＣＬＫ制御回路および前記上アーム駆動用昇圧電源回路
    の出力を受け前記上アーム駆動用昇圧電源回路の出力能
    力を変化させる上アーム駆動電源電圧監視回路を有する
    プリドライブ用電源回路とを備えたことを特徴とする駆
    動回路。
  37. 【請求項３７】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力しかつ切替端子を有する可
    変昇圧電源回路および下アーム駆動用定電圧回路および
    前記可変昇圧電源回路の出力の電圧上昇を監視しかつ前
    記切替端子に前記可変昇圧電源回路の出力能力を変化さ
    せるための信号を出力する昇圧電源電圧監視回路および
    フィルタ回路および前記フィルタ回路の出力信号により
    前記可変昇圧電源回路へのクロック信号を制御するＣＬ
    Ｋ制御回路および前記上アーム駆動用昇圧電源回路の出
    力を受け前記上アーム駆動用昇圧電源回路の出力能力を
    変化させる上アーム駆動電源電圧監視回路を有するプリ
    ドライブ用電源回路とを備えたことを特徴とする駆動回
    路。
  38. 【請求項３８】 前記上アーム駆動用昇圧電源回路は、
    昇圧用インバータ回路のオン抵抗を変化させることによ
    り出力能力を変化させるチャージポンプ回路を備えたこ
    とを特徴とする請求項３７に記載の駆動回路。
  39. 【請求項３９】 前記上アーム駆動用昇圧電源回路は、
    整流用ダイオードの順方向電圧を変化させることにより
    出力能力を変化させるチャージポンプ回路を備えたこと
    を特徴とする請求項３７に記載の駆動回路。
  40. 【請求項４０】 駆動用回路電源と、上アームおよび下
    アームを有するトーテムポール型出力段と、前記上アー
    ムを駆動するための上アーム駆動回路および前記下アー
    ムを駆動するための下アーム駆動回路を有するプリドラ
    イブ回路と、上アーム駆動用昇圧電源回路および前記駆
    動用回路電源を昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路およ
    び下アーム駆動用定電圧回路および前記ＶＢ昇圧電源回
    路の出力の電圧上昇を監視する昇圧電源電圧監視回路お
    よびフィルタ回路および前記フィルタ回路の出力信号に
    より前記ＶＢ昇圧電源回路へのクロック信号を制御する
    ＣＬＫ制御回路および前記上アーム駆動用昇圧電源回路
    の出力を受け前記上アーム駆動回路の出力能力を変化さ
    せる上アーム駆動電源電圧監視回路を有するプリドライ
    ブ用電源回路とを備えたことを特徴とする駆動回路。
  41. 【請求項４１】 第一の駆動用回路電源と、第二の駆動
    用回路電源と、上アームおよび下アームを有するトーテ
    ムポール型出力段と、前記上アームを駆動するための上
    アーム駆動回路および前記下アームを駆動するための下
    アーム駆動回路を有するプリドライブ回路と、上アーム
    駆動用昇圧電源回路および前記第一の駆動用回路電源を
    昇圧して出力するＶＢ昇圧電源回路および下アーム駆動
    用定電圧回路とを有するプリドライブ用電源回路とを備
    え、前記プリドライブ回路には前記第二の駆動用回路電
    源が接続されたことを特徴とする駆動回路。
  42. 【請求項４２】 駆動用回路電源と、昇圧電源回路と、
    前記駆動用回路電源と前記昇圧電源回路との間に設けら
    れた突入電流制御スイッチと、前記昇圧電源回路の出力
    を監視し一定電圧値以下の場合に前記突入電流制御スイ
    ッチに信号を出力する昇圧出力電圧監視回路とを備えた
    ことを特徴とする駆動回路。
  43. 【請求項４３】 駆動用回路電源と、昇圧電源回路と、
    前記駆動用回路電源と前記昇圧電源回路との間に設けら
    れた突入電流制御スイッチと、前記昇圧電源回路の出力
    電流を監視し一定電流値以上の場合に前記突入電流制御
    スイッチに信号を出力する昇圧出力電流監視回路とを備
    えたことを特徴とする駆動回路。
  44. 【請求項４４】 駆動用回路電源と、昇圧電源回路と、
    前記駆動用回路電源と前記昇圧電源回路との間に設けら
    れた突入電流制御スイッチと、電源起動時に前記突入電
    流制御スイッチに信号を出力する電源起動時遅延回路と
    を備えたことを特徴とする駆動回路。
  45. 【請求項４５】 駆動用回路電源と、昇圧電源回路と、
    前記駆動用回路電源と前記昇圧電源回路との間に設けら
    れた突入電流制御スイッチとを備え、電源起動時に駆動
    回路外部に設けたパワーオンリセット回路の出力信号に
    より前記突入電流制御スイッチを制御することを特徴と
    する駆動回路。
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