FI73532C

FI73532C - Double frequency anti-theft system.

Info

Publication number: FI73532C
Application number: FI821956A
Authority: FI
Inventors: Harold B Williams
Original assignee: Deterrent Tech Corp
Priority date: 1980-10-09
Filing date: 1982-06-02
Publication date: 1987-10-09
Also published as: DK161172C; IT8149451A0; JPS57501550A; CA1190970A; AU7721981A; DK161172B; AU552568B2; WO1982001437A1; EP0062056A4; EP0062056A1; ZA816937B; JPH0353678B2; IT1142881B; ES8207351A1; NZ198497A; FI73532B; BR8108829A; DK258082A; FI821956A0; ES506117A0

Description

1 735321 73532

Kaksitaaj uuks inen varkaudentorjuntajarjesta lmä. - Dubbe 1-frekvent stöldbekämpningssystem.Dual-frequency anti-theft system. - Dubbe 1-frequency frequency system.

Tämän keksinnön kohteena ovat yleisesti ottaen elektroniset tuotteiden valvontajärjestelmät ja tarkemmin sanoen tavaran-valvontajärjestelmä, jossa lähetetään kaksi selvästi toisistaan erottuvaa radiotaajuussignaalia, joista toinen on äänimoduloitu ja jotka signaalit poimii tunnistava lähetinvastaanotin sekoittaen ne epälineaarisen impedanssin läpi uudelleen-säteilytettäviksi niiden summaa vastaavalla suuremmalla taajuudella, jonka ilmaisee kapeakaistainen vastaanotin.This invention relates generally to electronic product control systems, and more particularly to a goods control system that transmits two distinct radio frequency signals, one of which is audio modulated and picked up by a recognizing transceiver, mixing them through a nonlinear impedance for re-irradiation at a higher frequency. narrowband receiver.

Aikaisemmat ja tunnetut tämän tyyppiset valvontajärjestelmät, jollainen on esitetty esimerkiksi US-patentissa 4,063,229,Previous and known monitoring systems of this type, such as those disclosed in, for example, U.S. Patent 4,063,229,

Weis et ai, lähettävät! yhden radiotaajuuden, jonka ottaa vastaan tunnistavassa lähetinvastaanotinlapussa tai etiketissä oleva antenni, jossa epälineaarinen impedanssi, kuten esimerkiksi puolijohdindiodi, kehittää lähetetyn signaalin valitun yliaallon, joka säteilytetään uudelleen ilmaistavaksi vastaan-ottopiirin avulla lähetetyn taajuuden säätämiseen saakka.Weis et al., Send! a single radio frequency received by an antenna in an identifying transceiver tag or label, wherein a nonlinear impedance, such as a semiconductor diode, generates a selected harmonic of the transmitted signal that is irradiated for re-detection until the transmitted frequency is adjusted by the receiving circuit.

Nämä järjestelmät osoittautuivat kuitenkin käytännössä epätyydyttäviksi siinä mielessä, että niiltä puuttuu herkkyys, jolla tunnistavan lähetinvastaanottimen läsnäolo valvonta-alueella saadaan luotettavasti ilmaistuksi ja lisäksi ne antoivat vääriä hälytyksiä reagoidessaan moniin muihin olosuhteis iin.However, these systems proved to be unsatisfactory in practice in that they lack the sensitivity to reliably detect the presence of an identifying transceiver in the control area and, in addition, gave false alarms in response to many other conditions.

Tärkeä näkökohta on myös se, että lähetinpiirien ja elementtien luontaiset epälineaariset' ominaisuudet aiheuttivat usein yliaaltojen lähettämistä yhdessä per uslähetystaajuuden kanssa, mikä aiheutti vastaanottimen reagoinnin ilman epälineaarisen impedanssie lement in läsnäoloa tunnistavassa lähetin-vastaanottimessa. Mikäli vastaanottimen herkkyyttä pitää vähentää näiden suoraan lähetettyjen yliaaltojen estämiseksi huomiotta, tällöin tunnistavan lähet invastaanotinelementin joissain olosuhteissa uudelleensäite ly11ämät vähäenergisemmät 2 73532 yliaallot saattaisivat peittyä. Vaikka tämä ongelma voidaan minimoida oikealla suojauksella ja RF-suodatuksella sekä lähettimessä että vastaanottimessa, suodattimilla pitäisi olla äärimmäisen terävät rajausominaisuudet, joten jopa pieni taajuussiirtymä lähetetystä signaalista, joka on yliaallosta irtautuneena, saattaisi helposti aiheuttaa sen, että uudelleensäteilytetty taajuus olisi vastaanottimen suodatinpäästökaistan ulkopuolella. Taajuusliukumia voi myös seurata Doppler-vaikutuksesta, joka aiheutuu siirrettäessä tunnistavaa lähetinvastaanotinta nopeasti valvonta-alueella, jolloin lähetinliukuman vaikutus pahenee.Another important aspect is that the inherent nonlinear characteristics of the transmitter circuits and elements often caused harmonics to be transmitted along with the per transmission frequency, causing the receiver to respond without the presence of a nonlinear impedance element in the detecting transceiver. If the sensitivity of the receiver is to be reduced in order to prevent these directly transmitted harmonics, then in some circumstances the less energetic 2 73532 harmonics generated by the retransmitter identifying the transmit invasive element could be masked. Although this problem can be minimized with proper shielding and RF filtering at both the transmitter and receiver, the filters should have extremely sharp limiting characteristics, so even a small frequency shift from the transmitted signal that is out of the harmonic could easily cause the re-irradiated frequency to be out of the receiver filter passband. Frequency slippage can also be monitored by the Doppler effect caused by moving the identifying transceiver rapidly within the control area, exacerbating the transmitter slip effect.

Toisaalta tällaiset suurtaajuussignaalit saattaisivat helposti edetä aiotun valvonta-alueen ulkopuolelle, jolloin kaukana oleva tunnistava lähetin vastaanotin saattaisi aiheuttaa hälyttimen väärän liipaisun. Tämän seurauksena suojattuja tuoteita ei useinkaan voitu sijoittaa tai käsitellä lähelläkään valvonta-aluetta. Jopa tällöin s uurtaajuusenergia saattaisi edetä arvaamattomien heijastumien kautta tai jopa pitkin aalto-ohjaimina toimivia putkia tai sähköjohtoja suojatun rakenteen alueella oleviin kaukaisiin kohtiin ja niistä pois aiheuttaen hälytysjärjestelmän väärän liipaisun.On the other hand, such high frequency signals could easily propagate outside the intended monitoring range, in which case a remote sensing transceiver could cause the alarm to be triggered incorrectly. As a result, protected products often could not be located or handled near the control area. Even then, the frequency energy could propagate through unpredictable reflections or even along waveguide tubes or electrical wires to and from distant points in the area of the shielded structure, causing the alarm system to be triggered incorrectly.

Nämä järjestelmät ovat myös herkkiä metalliesineiden, kuten sateenvarjojen, lastenvaunujen ja ostoskärryjen aiheuttamalle väärälle liipaisulle, koska erilaisten metallien välinen hilsaussauma tai kosketuspiste aikaansaa epälineaarisen impedanssidiodiefektin kehittäen ja uude1leensäite lyttäen lähetetyn signaalin yliaallon. Toisaalta vastaanotin saattaisi reagoida väärään radiotaajuiseen meluun, joka tulee muualta, esimerkiksi moottorin sytytysjärjestelmistä ja elektronisista laitteista.These systems are also susceptible to incorrect triggering by metal objects such as umbrellas, prams and shopping carts because the flaking seam or point of contact between different metals provides a nonlinear impedance diode effect by generating and retransmitting the harmonic of the transmitted signal. On the other hand, the receiver could react to false radio frequency noise coming from elsewhere, such as engine ignition systems and electronic devices.

Toisaalta järjestelmä kenties ei reagoisi tunnistavan lähetin-vastaanotinelementin varsinaiseen läsnäoloon valvonta-alueella, mikäli vastaanotettu ja yliaaltona uudellccnoäilo lytel Ly energia on riittämätön. Tämä saattaisi tapahtua esimerkiksi 3 73532 silloin, kun lähetinvastaanotinantenni on väärin suunnattu lähetetyn kentän polarointiin nähden tai mikäli antenni olisi sähkömagneettisesta eristetty lähettimestä kiinni kehon tai metallipinnan avulla. Samoin lähetin vastaanottimen ollessa lähellä ihmiskehoa saattaa resonoiva lähtöpiiri mennä epävireeseen, jolloin vastaanottimeen uudelleensäteriytettäväksi valmiina oleva yliaaltoenergia hajaantuu. Edelleen, vaikka mukaan voidaan järjestää signaalinseuranta-piiri vastaanottimen taajuusreaktion säätämiseksi lähettimen taajuusliukumien kompensoimiseksi, lähetinvastaanottimen hyötysuhde kärsii pahasti aina, kun viritetty lähtöpiiri pakotetaan värähtelemään muilla taajuuksilla kuin sen normaali resonoiva taajuus.On the other hand, the system may not respond to the actual presence of the recognizing transceiver element in the control area if the energy received and retransmitted as a harmonic is insufficient. This could occur, for example, 3,73532 when the transceiver antenna is misaligned with respect to the polarization of the transmitted field or if the antenna is electromagnetically isolated from the transmitter by a body or metal surface. Similarly, when the transmitter is close to the human body, the resonant output circuit may become out of sync, dissipating the harmonic energy ready to be retransmitted to the receiver. Furthermore, although a signal tracking circuit may be provided to adjust the frequency response of the receiver to compensate for frequency fluctuations in the transmitter, the efficiency of the transceiver suffers badly whenever the tuned output circuit is forced to oscillate at frequencies other than its normal resonant frequency.

Myöhemmät yritykset ratkaista näiden aikasempien järjestelmien ongelmat ovat johtaneet moniin variaatioihin. Eräs tällainen on esitetty US-patentissa 3,631,484, Augenblick, jossa yksi radiotaajuus lähetetään tunnistavaan lähetinvastaanotti-meen toistosäteilytettäväksi samalla kun yliaaltoa verrataan vastaanottimen vastaanottamiin signaaleihin tunnistavan lähetinvastaanottimen liikkeen aiheuttamien Dppjiler-i lmiön mukaisten taajuussiirtymien ilmaisemiseksi. Vaikka tämä järjestelmä eliminoi ongelmat, jotka liittyvät lähettimen taajuusliukumaan ja lähellä olevista kiinteistä tunnistimista tuleviin vääriin hälytyksiin, hitaasti valvonta-alueen läpi siirretty tuote ei aiheuttaisi riittävää Doppler-taajuussiirtymää hälyttimen 1iipaisemiseksi.Subsequent attempts to solve the problems of these earlier systems have led to many variations. One such is disclosed in U.S. Patent 3,631,484 to Augenblick, in which one radio frequency is transmitted to a sensing transceiver for repetitive irradiation while comparing a harmonic to signals received by the receiver to detect frequency shifts due to Dppjiler-induced motion of the transceiver. Although this system eliminates the problems associated with transmitter frequency slip and false alarms from nearby fixed sensors, a product slowly moved through the control area would not cause sufficient Doppler frequency shift to trigger the alarm.

Samoin yritettiin tutkia järjestelmiä, joissa tunnistimessa oleva epälineaarinen impedanssie lementti toimii s ignaa lisekoit-timena summa- ja erotaajuuksien muodostamiseksi reaktiona kahteen eritaajuiseen lähetettyyn signaaliin, kuten on esitetty tekniikan tasoa käsittelevässä kohdassa US-patentissa 3,895,368, Gordon et ai. Tällaisissa kaksitaajuisissa sekoitin järjestelmissä oli kuitenkin monia käytännön puutteita, joihin kuului se ongelma, miten sulkea suurempitaajuiset 4 73532 lähetykset aiotulle valvonta-alueelle. Tämän ongelman poistamiseksi mainitussa Gordon et al-patentissa kuvataan kaksois-kenttäjärjestelmän käyttö, jolloin käytetään suuritaajuista sähkömagneettikenttää ja sen yhteydessä suuritehoista, pieni-taajuista sähköstaattista kenttää, joka on muodostettu valvontatilan vastakkaisille puolille sijoitettujen epäyhtenäisten johtimien väliin. Näihin kahteen kenttään alistettu epälineaarinen impedanssielementti toimii sekoittimena summa- ja erotaajuuksien muodostamiseksi, jotka toistosäteilytetään vastaanottimeen ilmaistavaksi. Kuitenkin tarvittavan sähköstaattisen kentän muodostamiseksi valvonta-alueelle tarvittava teho on huomattava ja tällaiset pienitaajuiset sähköstaattiset kentät voivat jäädä tunnistimen tavoittamattomiin, esimerkiksi ihmisen kehon tullessa väliin tai siten, että ympäröivä johdin kääntyy toisaalle tunnistimesta ostoskärryjen tai vastaavien metallirakenteen johdosta. Samoin lähellä olevat putket ja muut metallirakenteet voivat helposti kääntää pieni-taajuisen sähköstaattisen kentän kauempana oleviin kohteisiin aikaansaaden kaukana valvonta-alueen ulkopuolella olevien tunnistuskorttien suorittaman määrän liipaisun ja lisäksi eri metalleja olevista metalliliitoksista, metallikärryistä ja vastaavista johtuvat väärät hälytykset ja niistä johtuva ongelma paheni sähköstaattisen kentän tiivistyessä tällisten metallirakenteiden läpi.Similarly, attempts were made to study systems in which the nonlinear impedance element in the sensor acts as an igniter to generate sum and difference frequencies in response to two different frequency transmitted signals, as described in the prior art U.S. Patent 3,895,368 to Gordon et al. However, such dual-frequency mixer systems had many practical shortcomings, including the problem of how to exclude higher-frequency 4,73532 transmissions from the intended control area. To overcome this problem, said Gordon et al patent describes the use of a dual-field system using a high-frequency electromagnetic field and a high-power, low-frequency electrostatic field formed between non-uniform conductors located on opposite sides of the control space. The nonlinear impedance element subordinated to these two fields acts as a mixer to generate sum and difference frequencies which are repeatedly irradiated to the receiver for detection. However, the power required to generate the required electrostatic field in the control area is considerable and such low frequency electrostatic fields may be out of reach of the sensor, for example when the human body intervenes or the surrounding wire turns away from the sensor due to shopping carts or similar metal structure. Likewise, nearby pipes and other metal structures can easily turn a low-frequency electrostatic field into more distant targets, triggering the number of identification cards far out of control, and false alarms due to metal joints, metal carts, and the like. through such metal structures.

Esillä olevan keksinnön avulla saadaan aikaan tuotteen tarkkailujärjestelmä, jolle on tunnusomaista patenttivaatimuksen 1 tunnusmerkkiosassa esitetyt asiat. Tässä järjestelmässä epälineaarinen impedanssielementti, esimerkiksi puoli-johdediodi, liitetään vaatteeseen tai johonkin muuhun kauppatavaraan kiinnitetyssä irroitettavassa etiketissä tai kortissa olevaan metalliantenniin. Antenni on edullisesti taittodipolin muodossa, jolloin diodi on liitetty toisessa päässä olevan suljetun silmukkaosan vastakkaisten puolien väliin yhdistetyn lähtöpiirin muodostamiseksi, jolloin resonanssitaajuus on kaksinkertainen verrattuna valittuun keskitaajuuteen. Diodin ulkopuolelle ulottuva 5 73532 pitempi antenniosa on hyvin lähellä ne 1jännesaa1lonpituutta valitulla keskitaajuude11a, joka voi olla eismerkiksi 915 megahertsiä. Lähtöpiirin resonanssitaajuus määritetään diodin kapasitanssilla ja antennin viereisen suljetun silmukka-osan induktanssilla, jolloin resonanssitaajuus on kaksinkertainen verrattuna valittuun keskitaajuuteen (esim. 1830 megahertsiä ).The present invention provides a product monitoring system characterized by the features set forth in the characterizing portion of claim 1. In this system, a non-linear impedance element, such as a semiconductor diode, is connected to a metal antenna on a removable label or card attached to a garment or other merchandise. The antenna is preferably in the form of a folding dipole, wherein the diode is connected between opposite sides of the closed loop portion at one end to form an output circuit, wherein the resonant frequency is twice the selected center frequency. The longer antenna portion 5,73532 extending beyond the diode is very close to the voltage length at the selected center frequency, which may be, for example, 915 megahertz. The resonant frequency of the output circuit is determined by the capacitance of the diode and the inductance of the closed loop part adjacent to the antenna, whereby the resonant frequency is twice the selected center frequency (e.g. 1830 megahertz).

Kaksi eri radiotaajuussignaalia lähetetään molemmat tarkkailu-alueen vastakkaisille puolille sijoitetuista dipolilähetysan-tenneista. Toinen signaali muodostetaan erittäin stabiilista kideoskiHaattorista vaimenemattomana aaltona tietyllä taajuudella (esim. 905 megahertsiä), joka poikkeaa valitusta keskitaajuudesta noin 1 %, Toinen lähetetty signaali on äänimoduloitu edullisesti 1-20 kilohertsiä olevalla audio-tai äänisignaalilla plus ja miinus 5 kilohertsin radiotaajuus-poikkeaman aikaansaamiseksi kantajaan, joka myös saadaan erittäin stabiilista kideoskillaattorista taajuudella (esim.Two different radio frequency signals are both transmitted from dipole transmitting antennas located on opposite sides of the monitoring area. The second signal is generated from a very stable crystal oscillator as an unattenuated wave at a certain frequency (e.g. 905 megahertz) that deviates from the selected center frequency by about 1%. The second transmitted signal is audio modulated , which is also obtained from a very stable crystal oscillator at a frequency (e.g.

925 megahertsiä), joka poikkeaa yhtä paljon valitusta keski-taajuudesta vastakkaisella puolella siten, että näiden kahden signaalin keskimääräinen keskitaajuus on sama kuin valittu keskitaajuus. Molemmat lähetinsignaalit lähetetään tarkkailu-alueen poikki dipoliantennisegmenteistä, jotka on suunnattu toisiinsa nähden suoriin kulmiin samoilla puolilla ja jolloin vastaava dipolisegmentti saman taajuuden lähettämiseksi vastakkaisilta puolilta on myös suunnattu suorassa kulmassa toisiinsa nähden. Tämä saa aikaan tarkkailua luee11a ristipola-ro itumisen lähetettäessä nämä kaksi radio taajuutta vastakkai-silta puolilta, jolloin varmistetaan se, että molempien taajuuksien säteily tarkkailualuee11a lähettimien välillä on kaikkiin suuntiin rittävä kortin minkä tahansa suuntauksen ottamiseksi huomioon, kun taas kummankin signaalin eteneminen antenneissa vain toisella puolella samoihin kaukaisiin pisteisiin tarkkailualueen ulkopuolella saadaan minimoiduksi niiden eri polarointien johdosta. Toisaalta toisen radiotaajuuden äänimodulaatio saa aikaan sen, että ei muodostu seisovia aaltomuotoja, jotka saattavat aiheuttaa kuolleita 6 73532 kohtia tai katvealueita tarkkailualueelle ja johtaa siihen, että halutun alueen ulkopuolella olevat kortit suorittavat järjestelmän väärän'liipaisun.925 megahertz), which deviates equally from the selected center frequency on the opposite side so that the average center frequency of the two signals is the same as the selected center frequency. Both transmitter signals are transmitted across the monitoring area from dipole antenna segments oriented at right angles to each other on the same sides and wherein the corresponding dipole segment for transmitting the same frequency from opposite sides is also directed at right angles to each other. This causes the monitor to read cross-polarize when transmitting the two radio frequencies from opposite sides, ensuring that the radiation from both frequencies between the transmitters in the monitoring area is sufficient in all directions to account for any orientation of the card, while the propagation of both signals on the antennas only. the same distant points outside the observation area are minimized due to their different polarizations. On the other hand, the sound modulation of the second radio frequency causes no standing waveforms to form, which may cause 6,63532 dead spots or blind spots in the monitoring area and result in cards outside the desired range performing a false trigger on the system.

Tärkeätä on myös se, että kaksoistaajuustoiminta vähentää lähettimen taajuusliukuman vaikutusta ja lisää järjestelmän kaistaleveyttä, mitä tulee tunnistavan lähetinvastaanottimen kykyyn lähettää uudelleen siihen tulevat radiotaajuussignaa1it. Erityisesti voidaan todeta, että taajuus, johon tunnistavan lähetinvastaanott imen antenni on viritetty, voi sijoittua mihin tahansa näiden kahden lähetetyn taajuuden välille eikä tunnistavan lähetinvastaanottimen teho silti olennaisesti heikkene, jolloin ei tarvita täsmällistä antennimitoitusta ja saadaan minimoiduiksi ihmisistä johtuvat ongelmat, jolloin tunnistavan lähetinvastaanottimen normaali virityspiste siirtyy taajuudeltaan alaspäin johtuen kortin kanssa kosketuksessa tai sitä hyvin lähellä olevan ihmiskehon dielektri-sestä kuormitusvaikutuksesta. Jos esimerkiksi tunnistavan lähetinvastaanottimen antenni viritetään alaspäin ja pois valitusta keskitaajuudesta, tämä vain lisää tunnistavan lähetinvastaanottimen toimintakykyä pienemmän lähetystaajuuden suhteen eikä sekoitintoiminta kokonaisuudessaan vakavasti heikkene, koska oikea sekoittuminen tapahtuu radiotaajuuden tehosuhte illa 10:1 tai jopa suuremmilla. Samalla tavoin lähettimen taajuus liukuman vaikutukset saadaan minimoiduiksi siinä mielessä, että siirtymä toisesta lähettimestä ei kertaannu sillä tavoin kuin uudelleen lähetetyt yliaallot yksitaajuisista järjestelmistä, ja kaikki liukumat toisesta voidaan korvata suorittamalla vastakkainen siirtymä toisesta lähett imestä.It is also important that the dual frequency operation reduces the effect of the frequency shift of the transmitter and increases the bandwidth of the system in terms of the ability of the detecting transceiver to retransmit the incoming radio frequency signals. In particular, the frequency to which the sensing transceiver antenna is tuned can be located anywhere between the two transmitted frequencies, and the power of the sensing transceiver is still not significantly reduced, eliminating the need for accurate antenna sizing and minimizing human problems. downward due to the dielectric loading effect of the human body in contact with or very close to the card. For example, if the antenna of the sensing transceiver is tuned down and away from the selected center frequency, this will only increase the performance of the sensing transceiver at a lower transmission frequency and will not severely degrade mixer operation as proper mixing occurs at radio frequency power ratios of 10: 1 or even higher. Similarly, the effects of transmitter frequency slip are minimized in the sense that the shift from one transmitter is not multiplied in the same way as retransmitted harmonics from single frequency systems, and all slips from one can be compensated for by performing the opposite shift from the other transmitter.

Uudelleen lähetetyn tunnistavan lähetinvastaanottimen signaalin lujuus- ja taajuusvakavuus sekä tarkkailualueen ulkopuolisista lähetinvastaanottimista käsin tapahtuvan väärän hälytyksen liipaisun epätodennäköisyys mahdollistaa vastaanottimen maksimiherkkyyden ja minimikaistaleveyden. Kummallakin puolella olevista kiertopolaroiduista vastaanottoantenneista 7 73532 vastaanotetut signaalit johdetaan hyvin kapean kaistanpäästö-suodattimen läpi, joka hylkää lähetintaajuudet ja tämän jälkeen signaalit vahvistetaan siten, että modulointiääni saadaan käyttämällä aivan tavanomaisia demodulointimenetelmiä. Edullisesti käytetään audioääntä (esim. 2 kilohertsiä) radiotaajuuskantajän taajuusmoduloimiseksi siten, että vastaanotinantennista suodatettu ja vahvistettu signaali voidaan johtaa passiiviseen kaksoisbalanssisekoittimeen, joka vastaanottaa alapuolen injektiosignaälin (esim. 1808,600 megahertsiä), jonka on kehittänyt stabiili paikallisoskil-laattori sopivan välitaajuuden (esim. 21,4 megahertsiä) muodostamiseksi sekoittimen ulostuloon. Tämä sekoittimesta lähtevä välitaajuus vahvistetaan ja ohjataan toiseen kapealla päästökaistalla varustettuun täsmäsuodattimeen (esim. 30 kilohertsiä), joka määrää esi-ilmaisun kaistaleveyden. Modulointiäänen ilmaisu suoritetaan tämän jälkeen käyttämällä kapeakaistaista (esim. 30 kilohertsiä) kide diskriminaatio ta, jonka ulostulo lukitaan maahan, kunnes sen tulopuoli on riittävän vahva kehittämään automaattisen vahvistuskontrollin ilmaisinjännitteen, joka ylittää ennalta valitun vertailutason, joka säädetään järjestelmän herkkyyden asettamiseksi. Lukon ollessa auki ääni ohjataan vaihelukittuun silmukkaäänen tulkitsinpiiriin, jonka jänniteohjatun oskillaattorin vapaakäyt-tötaajuus on sama kuin äänen ja kykenee saavuttamaan minkä tahansa tasaisen äänen kapealla taajuusalueella (esim. plus tai miinus 10 %). Kun silmukka saa äänisignaalin, vaihe-eroilmaisin havaitsee vaihelukitun tilan ja muodostaa tasavirtaisen lähtöjännitteen käyttövahvistimen käyttämiseksi kapasitiivise11a paluukytkennällä, joka kestää lähtösignaaIin hälyttimen liipaisemiseksi joksikin minimiajaksi (esim.The signal strength and frequency stability of the retransmitted identification transceiver, as well as the unlikely triggering of a false alarm from transceivers outside the monitoring area, allow for maximum receiver sensitivity and minimum bandwidth. The signals received from the rotating polarized receiving antennas 7 73532 on each side are passed through a very narrow bandpass filter which rejects the transmitter frequencies and then the signals are amplified so that the modulation sound is obtained using quite conventional demodulation methods. Preferably used as the audio sound (e.g. 2 kHz) taajuusmoduloimiseksi radiotaajuuskantajän so that the receiver antennas filtered and amplified signal can be derived from a passive double balance mixer which receives the lower side injection signal (e.g. 1808.600 MHz), developed a stable paikallisoskil inhaler suitable intermediate frequency (e.g. 21 , 4 megahertz) to the mixer outlet. This intermediate frequency from the mixer is amplified and directed to another precision filter with a narrow passband (e.g., 30 kilohertz), which determines the pre-detection bandwidth. Modulation tone detection is then performed using narrowband (e.g., 30 kilohertz) crystal discrimination, the output of which is locked to ground until its input side is strong enough to generate an automatic gain control detector voltage that exceeds a preselected reference level set to set system sensitivity. When the lock is open, the sound is directed to a phase-locked loop sound interpreter circuit whose free-operating frequency of the voltage-controlled oscillator is the same as that of the sound and is capable of achieving any uniform sound in a narrow frequency range (e.g., plus or minus 10%). When the loop receives an audible signal, the phase difference detector detects a phase locked state and generates a DC output voltage to operate the drive amplifier with a capacitive feedback that lasts to the output signal to trigger the alarm for some minimum time (e.g.

3 sekuntia) riippumatta siitä, kuinka lyhyt on ilmaistun äänen kestoaika. Tällä tavoin hälytin toimii riippumatta siitä, kuinka lyhyen ajan tunnistava lähetinvastaanotin on tarkkailualuee11a heti, kun ilmaistu signaali on riittävän voimakas ja sillä on oikea moduloitu taajuussisältö. Tämä eliminoi ne väärät hälytykset, joita aiheuttaisivat tarkkailu- 8 73532 alueen ulkopuolella olevista tunnistavista lähetinvastaanot-timista tulevat paluusignaalit ja ulkopuolisista lähteistä tulevat signaalit, jotka ulkopuoliset lähteet saattavat sattumalta kehittää signaaleja, jotka vastaavat uudelleen lähetettyä taajuutta mutta joilta puuttuu vaadittu äänimodu-laatio.3 seconds) regardless of the short duration of the expressed sound. In this way, the alarm operates regardless of how short the transceiver is in the monitoring area11a as soon as the detected signal is strong enough and has the correct modulated frequency content. This eliminates false alarms caused by return signals from identifying transceivers outside the monitoring range and signals from external sources, which external sources may accidentally generate signals that correspond to the retransmitted frequency but lack the required audio modulation.

Seuraavassa keksintöä selvitetään ykstyiskohtaisemmin viittaamalla oheisiin piirustuksiin, joissa:In the following, the invention will be explained in more detail with reference to the accompanying drawings, in which:

Kuvio 1 on lohkokaavio piirin peruselementeistä ja esittää osittain perspektiivisesti keksinnön mukaisen tuotetark-kailujärjestelmän antennisijoituksen.Figure 1 is a block diagram of the basic elements of a circuit and shows in partial perspective the antenna placement of a product monitoring system according to the invention.

Kuvio 2 on yksityiskohtaisempi kaavio esittäen lähetysantenni-segementtien ristipolaroidun suuntauksen ja esittäen perspektiivikuvana tunnistavan lähetinvastaanottimen käyttöantennia ja epälineaarisia impedanssielementtejä.Fig. 2 is a more detailed diagram showing the cross-polarized orientation of the transmitting antenna segments and showing a perspective view of the operating antenna and nonlinear impedance elements of the identifying transceiver.

Kuvio 3 on yksityiskohtaisempi lohko- ja kytkentäkaavio esittäen erään edullisen suoritusmuodon kuvion 1 mukaisesta kapeakaistaisesta äänimoduloidusta RF-lähettimestä.Fig. 3 is a more detailed block and circuit diagram showing a preferred embodiment of the narrowband audio modulated RF transmitter of Fig. 1.

Kuvio 4 on yksityiskohtainen lohko- ja kytkentäkaavio esittäen kuvion 1 mukaisen vaimenemattoman RF-aaltolähettimen edullisen suoritusmuodon.Fig. 4 is a detailed block and circuit diagram showing a preferred embodiment of the unattenuated RF wave transmitter of Fig. 1.

Kuvio 5 on lohko- ja kytkentäkaavio esittäen kuvion 1 esitettyjen lineaarivahvistimien erästä edullista suoritusmuotoa .Fig. 5 is a block and circuit diagram showing a preferred embodiment of the linear amplifiers shown in Fig. 1.

Kuvio 6 on yksityiskohtainen lohko- ja kytkentäkaavio esittäen kuvion 1 mukaisen kapeakaistaisen äänimoduloidun vastaanottimen edullisen suoritusmuodon, jolloin lähetetty signaali on taajuusmoduloitu.Fig. 6 is a detailed block and circuit diagram showing a preferred embodiment of the narrowband audio modulated receiver of Fig. 1, wherein the transmitted signal is frequency modulated.

9 735329 73532

Kuviossa 1 on esitetty keksinnön mukainen tuotetarkkai lujärjestelmä, jossa sopivat lähetin- ja vastaanotinantennisarjat on kiinnitetty vastaaviin kohtiin vapaasti seisoviin levyihin 10 ja 12, tai mahdollisesti ovenkarmeihin tarkkailualueen molemmin puolin, jolloin tarkkailualue on tyypillisesti liikehuoneen tulo- tai poistumistie, jolloin jokainen huoneeseen tuleva tai siitä poistuva henkilö kulkee antennien välistä. Vaikka kuviossa 1 on antennisarjat esitetty selvyyden vuoksi asennetuksi hiukan vinoon, ovat antennit normaalisti molemmin puolin suoraan vastakkain siten, että vastaavat antennielementit sijaitsevat yhdensuuntaisissa pysty tasoissa. Kuten kuviossa 2 on parhaiten esitetty, lähetinantennisarjat 14 ja 16 muodostuvat molemmat suorakulmaisesti sijoitetuista metallikaistapareista 18, 19, 20 ja 21, jotka on kiinnitetty pystysuuntaiseen aluslevyyn suojatun kulkutien tai jonkun muun alueen molemmin puolin. Kukin kaista ulottuu ulospäin keskinapa-alueelta ja yksittäiset parit on järjestetty kohdakkain tavanomaisen keskisyöttoisen dipolilähetysantennin muodostamiseksi, joka on suunnilleen neljännesaallon pituinen lähetettävän taajuuden suhteen ja joka voidaan sopivasti suunnata esitetyllä tavalla ulottumaan vaakasuuntaan ja pystysuuntaan. Yksittäiset kaistat 18 - 21 voidaan leikata tavanomaisesta kuparipäällysteisestä liimapohjäisestä teipistä, jollaista yleisesti käytetään painopiirilevyissä ja kiinnitetään johtamattomaan dielektriseen, pienet häviöominaisuudet omaavaan sopivaan tukiosaan ja edelleen levyyn tai ovenkarmiin, tai neljän kaistan sarja voidaan yksinkertaisesti syövyttää esiin poistamalla painopiirilevyn ympäröivä johtava pinta. Johtava metallilevy tai pienisilmäinen verkko (ei esitetty) voidaan sijoittaa antennikaistojen 18 - 21 taakse ja yhdensuuntaisesti niiden kanssa lähetetyn signaalienergian ja säteily-kuvion heijastamiseksi ja tiivistämiseksi sisäänpäin suojatun tilan poikki tehokkaamman toiminnan aikaansaamiseksi ja signaalien säteilyn estämiseksi vastakkaiselta sivulta levyjen 10 ja 12 takana oleville alueille. Järjestelmän edullisessa suoritusmuodossa kuparipäällysteiset nauhakaistat kiinnitetään G-10-lasikuitulevyn pintaan, joka levy on 10 73532 kiinnitetty liimalla kevyen anodisesti käsitellyn alumiini-rungon sisään, joka runko peittää levyn 10 tai 12 koko takapinnan ja tukee rakenteellisesti antennikiinnikkeitä ja niihin liittyviä piirielementtejä.Figure 1 shows a product monitoring system according to the invention, in which suitable sets of transmitters and receivers are mounted at respective positions on free-standing plates 10 and 12, or possibly on door frames on both sides of the monitoring area, the monitoring area typically being an entry or exit of a business room. the person passes between the antennas. Although the antenna arrays are shown in Figure 1 mounted slightly obliquely for clarity, the antennas are normally directly opposite on both sides so that the respective antenna elements are located in parallel vertical planes. As best shown in Figure 2, the transmitter antenna arrays 14 and 16 each consist of pairs of rectangularly spaced metal strips 18, 19, 20 and 21 attached to a vertical washer on either side of a shielded passageway or other area. Each band extends outward from the center pole region and the individual pairs are aligned to form a conventional center feed dipole transmission antenna that is approximately a quarter wavelength with respect to the frequency to be transmitted and can be suitably oriented to extend horizontally and vertically as shown. The individual strips 18 to 21 may be cut from conventional copper-clad adhesive-based tape commonly used in printed circuit boards and attached to a non-conductive dielectric, low loss suitable support and further to a plate or door frame, or a series of four strips may be etched by simply etching. A conductive metal plate or small-mesh mesh (not shown) may be placed behind and parallel to antenna bands 18-21 to reflect and condense the signal energy and radiation pattern transmitted inward across the shielded space for more efficient operation and to prevent signal radiation from opposite sides to areas behind plates 10 and 12. In a preferred embodiment of the system, the copper clad strips are attached to the surface of a G-10 fiberglass sheet which is glued to a light anodically treated aluminum body that covers the entire back surface of the sheet 10 or 12 and structurally supports antenna mounts and associated circuit elements.

Molemmille puolille on myös kiinnitetty kiertopolaroidut vastaanotinantennit 22 ja 24, kuten esimerkiksi ristitaitto-dipolirakenteet, jollaiset tunnetaan "kääntöporttiantennina" tai kierukka-antennina. Kunkin vastaanotindipolisegmentin pituuden pitäisi olla neljännes taajuuslähetetyn signaalin aallonpituudesta, joka signaali jäljempänä selvitetyllä tavalla on yhtä suuri kuin kahden lähetetyn taajuuden summa.Attached to both sides are rotationally polarized receiver antennas 22 and 24, such as cross-folding dipole structures known as "rotary gate antennas" or helical antennas. The length of each receiver dipole segment should be a quarter of the wavelength of the frequency transmitted signal, which signal, as explained below, is equal to the sum of the two transmitted frequencies.

Kaksi erilaista radiotaajuussignaalia ja kehitetään lähetettäväksi vastaavista dipolikaistasegmenteistä 18, 19, 20 ja 21, jotka muodostavat lähetinantennisarjat 14 ja 16. f^-signaali on kapeakaistainen moduloitu radiotaajuus, joka kehitetään hyvin vakaasta oskillaattorista 26, joka on kytketty toisella puolella lähetinantennisarjan 14 pystysuuntaisiin dipolikäistasegmentteihin 18 ja samoin 1ineaarivahvis-timen 28 kautta tarkkailualueen toisella puolella olevan lähetinsarjan 16 vastapäätä oleviin vaakasuuntaisiin kaista-segmentteihin 21. Toinen lähetinsignaali f^ kehitetään samalla tavoin^kiinteällä radiotaajuudella erittäin stabiilin oskillaattorin 30 avulla, eli toisen puolen lähetinantenni-sarjan 14 vaakasuuntaisiin kaistasegmentteihin 19 ja toisella puolen lineaarivahvistimen 32 kautta lähetinantennisarjan 16 vastakkaisesti sijaitseviin pystysuuntaisiin kaistasegmentteihin 20. Molemmat oskillaattorit 26 ja 30 käyttävät edullisesti lämpötilakompensoituja kideoskillaattoreita, joissa on kaskaditaajuuskerroin ja kapeat kaistanpäästösuo-dattimet vaimenemattoman aallon Ja radiotaajuuskantajan muodostamiseksi äänimoduloidulle signaalille f^, kuten kuvioiden 3 ja 4 yhteydessä selvitetään tarkemmin.Two different radio frequency signals and are generated for transmission from the respective dipole band segments 18, 19, 20 and 21, which form the transmitter antenna arrays 14 and 16. The f 1 signal is a narrowband modulated radio frequency generated from a very stable oscillator 26 connected to as well 1ineaarivahvis-converter 28 through the other side of the transmitter a series of the observation area 16 opposite to the horizontal direction of the band segments 21. the second transmitter signal f ^ developed in the same manner ^ fixed radio frequency by means of a highly stable oscillator 30, a second side of the transmitter antenna set 14 to the horizontal band segments 19, and on the other side of the linear amplifier 32 to a series of opposing vertical band segments 20. Both oscillators 26 and 30 preferably use temperature compensated crystal oscillators in which has a cascade frequency coefficient and narrow bandpass filters for generating an unattenuated wave and a radio frequency carrier for the audio modulated signal f 1, as will be explained in more detail in connection with Figures 3 and 4.

Yleisesti ottaen metaliikaista-antenttisegmenttien 18 -21 ja johtavan levyn tai sen takana olevan verkon heijastavan 11 73532 pinnan välinen etäisyys, joka riippuu pienihäviöisen dielektri-sen taustan paksuudesta, valitaan pienijännitteisen pysyvän aaltosuhteen (VSWR) muodostamiseksi antennin tuloimpedanssin saattamiseksi vastaamaan vastaavan lähetinsignaalilähteen lähtöimpedanssia lähetetyllä taajuudella, jotta saataisiin aikaan tehokas säteilykuvio noin 60° sädekeilan lähtiessä kummallakin puolella olevasta lähetysantennisarjoista 14 ja 16.In general, the distance between the metal band antenna segments 18-21 and the reflective surface of the conductive plate or network behind it, depending on the thickness of the low loss dielectric background, is selected to form a low voltage constant wave ratio (VSWR) to match the output signal to provide an effective radiation pattern of about 60 ° as the beam emits from the transmit antenna arrays 14 and 16 on each side.

Molemmat radiotaajuudet ja f2 lähtevät siis vastakkaisilla puolilla olevista lähetinsarjoista 14 ja 16, joilla on vastakkaiset polaroinnit, jolloin taajuudet menevät ristiin ja törmäävät molemmilta puolin tunnistavaan lähetinvastaan-ottimeen 34, joka on sijoitettu tarkkailualueelle kahden levyn 10 ja 12 väliin. Tunnistava lähetinvastaanotin 34 on esitetty kuviossa 1 kaaviomaisesti kiertopolaroituna kierukka-antennisilmukkana, jolloin diodi 36 on kytketty silmukan lyhyen suljetun osan poikki. Kuten kuviossa 2 on esitetty yksityiskohtaisemmin, muodostuu lähetinvastaan-ottimen 34 edullinen suoritusmuoto kuitenkin pitkänomaisesta litteästä metalliantennista 38, jonka toisella sivulla on keskirako, joka muodostaa kaistadipolirakenteen. Antennin kokonaispituus on ihanteellisesti neljännessällonpituus näiden kahden lähetetyn radiotaajuuden ja välisestä keskitaajuudesta. Epälineaarinen impedanssielementti 36 on puolijohdediodin muodossa ja liitetty silmukan vastakkaisten puolten väliin lähelle toista päätä noin puolimatkaan lähdettäessä tikussa olevasta raosta siten, että diodin 36 kapasitanssi ja johtavan silmukan viereisen suljetun pään induktanssi muodostaa lähtöpiirin, jonka resonanssitaajuus on yhtä suuri kuin tai hyvin lähellä kahden lähetin taajuuden f ja f2 summaa tai ts. resonanssitaajuus on kaksinkertainen verrattuna lähetinsignaalien valittuun keskitaajuuteen.Thus, both radio frequencies and f2 originate from transmitter arrays 14 and 16 on opposite sides with opposite polarizations, with the frequencies intersecting and colliding on both sides with a recognizing transceiver 34 located in the monitoring area between the two plates 10 and 12. The identifying transceiver 34 is shown schematically in Figure 1 as a rotationally polarized helical antenna loop with the diode 36 connected across a short closed portion of the loop. However, as shown in more detail in Figure 2, a preferred embodiment of the transceiver 34 consists of an elongate flat metal antenna 38 having a central slot on one side that forms a band dipole structure. The total length of the antenna is ideally a quarter of the wavelength of the center frequency between and between the two transmitted radio frequencies. The nonlinear impedance element 36 is in the form of a semiconductor diode and connected between opposite sides of the loop near the other end about halfway out of the slot in the stick so that the capacitance of the diode 36 and the closed end of the conductive loop form an output circuit with two and f2 sums or i.e. the resonant frequency is twice the selected center frequency of the transmitter signals.

Diodin 36 täsmällinen asetus antennia ilmukkaan 38 halutun resonanssitaajuuden aikaansaamiseksi lähtöpiiriin ei ole ratkaiseva ja useimmiten se määritellään empiirisesti perustuen valitun diodin kapasitanssiin ja antennisilmukan johtamis-ominaisuuksiin. Itse käytännössä lyhyt ja suora metalliseg- 12 73532 mentti raon diodipuole1la toimii ne 1jännesaalion dipoli lähetys-antennina lähtöpiirin resonanssitaajuude11a.The exact setting of the diode 36 to provide the desired resonant frequency to the output circuit 38 is not critical and is most often determined empirically based on the capacitance of the selected diode and the conduction characteristics of the antenna loop. In practice, the short and straight metal segment 12,73232 on the diode side of the gap acts as a dipole transmitting antenna for the voltage wave at the resonant frequency of the output circuit.

Tunnistavan lähetinvastaanottimen maksimiteho ja selektiivisyys saavutetaan kahden lähetinsignaaIin ja f^ välisen taajuuseron ollessa suunnilleen! 2 S keskitaajuudestaan. Järjestelmän nykyisessä versiossa lähteen 30 kehittämän vaimentumattoman aa 1tosignaaIin taajuus on valittu olemaan 905 megahertsiä, kun taas lähteestä 26 lähetetyn toisen signaalin f^ äänimodu-loidun kantajan taajuus on 925 megahertsiä. Niiden keskitaajuus on siis 915 megahertsiä, ja resonoivan lähtöpiirin taajuus on 1830 megahertsiä. Nämä taajuudet valitaan siten, että ne asettuvat käytettävissä olevien spektrilähetyskaistojen alueelle, joita on käytettävissä näitä tarkoituksia varten Yhdysvalloissa. Toisaalta kansainvälisten 1 äh etysstandardie n noudattamiseksi on selvää, että järjestelmä voidaan esimerkiksi suunnitella siten, että resonoivan lähtöpiirin taajuus on noin 4.900 megahertsiä ja lähetystaajuudet noin 2.420 ja 2.480 megahertsiä.The maximum power and selectivity of the detecting transceiver is achieved with a frequency difference between the two transceiver signals and f ^ of approximately! 2 S of its center frequency. In the current version of the system, the frequency of the unattenuated aa 1to signal generated by the source 30 is selected to be 905 megahertz, while the frequency of the audio modulated carrier of the second signal transmitted from the source 26 is 925 megahertz. Thus, their center frequency is 915 megahertz, and the frequency of the resonant output circuit is 1830 megahertz. These frequencies are selected to fall within the range of available spectrum transmission bands available for these purposes in the United States. On the other hand, in order to comply with international transmission standards, it is clear that the system can, for example, be designed with a resonant output circuit frequency of about 4,900 megahertz and transmission frequencies of about 2,420 and 2,480 megahertz.

Itse käytännössä, kun tunnistavan lähetinvastaanottimen antennisilmukka 38 vastaanottaa molemmat lähetetyt signaalit fl ja f2* nämä signaalit sekoittuvat puol*i johdediodin 36 epälineaarisen impedanssivaikutuksen johdosta aloittaen lähtöpiirin oskillaation resonanssitaajuude1laan, joka on yhtä suuri kuin ja taajuuksien summa. Entistä parempi sekoittuminen ja tunnistavan lähetinvastaanottimen kokonaistehokkuus saadaan aikaan käyttämällä nopeasti kytkeytyvää tasodiodia, alhaista RF-kynnystä ja pientä päästösuun-taista esijännitätte. Erityisesti halvempihintaiset germanium-diodit ovat edullisia johtuen niiden suhteellisen alhaisesta kynnyksestä, joka on noin 0,3 volttia verrattuna kalliimpiin silikonidiodeihin, joiden kynnykset ovat 0,6 volttia.In practice, when the antenna loop 38 of the detecting transceiver receives both transmitted signals f1 and f2, these signals are mixed due to the nonlinear impedance effect of the half diode 36, starting the oscillation of the output circuit at a resonant frequency equal to and the sum of the frequencies. Better mixing and overall efficiency of the detecting transceiver is achieved by using a fast switching level diode, a low RF threshold and a low forward bias. In particular, cheaper germanium diodes are preferred due to their relatively low threshold of about 0.3 volts compared to more expensive silicone diodes with thresholds of 0.6 volts.

Noin 2 % taajuusero lähetettyjen signaalien välillä aikaansaa tärkeitä etuja maksimoimalla tunnistavan lähetinvastaanottimen hyötysuhteen ja saattamalla järjestelmä kykeneväksi välttämään I3 73532 vääriä hälytyksiä, koska tunnistavan lähetin vastaanottimen paluusignaali "erottuu" siitä signaalista, jonka saattaisivat muodostaa erilaiset metalliesineet, kuten sateenvarjot, ostoskärryt ja vastaavat, jotka ovat pyrkineet aiheuttamaan vääriä hälytyksiä aikaisemmissa järjestelyissä. Erityisesti tunnistavan lähetinvastaanottimen 34 käistaleveys tuleviin radiotaajuuksiin nähden levenee sen tehokkuuden heikkenemättä, koska vastaanotinantenni 38 voidaan yrittää saada asettumaan minne tahansa näiden kahden lähetintaajuuden väliin, mikä myös minimoi ihmiskehon aiheuttamia viritysongelmia siinä mielessä, että näistä dielektrisistä kuormitusvaikutuksista johtuva taajuuden siirtyminen alaspäin voidaan helposti sovittaa tälle alueelle. Tämä on seurausta siitä, että antennin 38 virittäminen tai vireestä poistaminen lähemmäksi kohti toista lähetintaajuutta kuin toista parantaa signaalin voimaa tällä taajuudella heikentämättä sekoitinkonversiokykyä, koska oikea radiotaajuussekoittuminen voi tapahtua signaalien välisten tehosuhteiden ollessa jopa 10:1 tai suurempikin.Approximately 2% frequency difference between transmitted signals provides important benefits by maximizing the efficiency of the sensing transceiver and enabling the system to avoid false alarms because the sensing transceiver's return signal "differs" from the signal that might be generated by various metal objects such as umbrellas, attempted to cause false alarms under previous arrangements. In particular, the bandwidth of the detecting transceiver 34 with respect to incoming radio frequencies widens without compromising its efficiency, as the receiver antenna 38 can be attempted to settle anywhere between the two transmitter frequencies, which also minimizes human-induced tuning problems in the downlink frequency due to these dielectric loading effects. This is due to the fact that tuning or de-tuning antenna 38 closer to one transmitter frequency than the other improves the signal strength at this frequency without compromising mixer conversion capability, as proper radio frequency mixing can occur at power ratios of up to 10: 1 or higher.

Lisäksi johtuen kummastakin antennista 14 ja 16 lähetettyjen kahden taajuuden ristipolaroinnista, niiden eteneminen yhdessä lähetinkohdassa kaukana tarkkailualueen ulkopuolella oleviin kohtiin on harvoin samanlainen molemmilla signaaleilla. Harvinainen heijastuskuvio, joka voi johtaa siihen, että toinen lähetetty signaali tiivistyy tunnistavaan lähetin-vastaanottimeen jossain kaukana, ei lähes koskaan aiheuta sitä, että toinen ja vastakkain ipolaroitunut lähetys heijastuu samassa muodossa ja tavoittaa saman alueen riittävällä teholla. Tästä syystä, mikäli vain yksi signaali tulee vastaanotetuksi, diodin 36 epälineaarinen impedanssi voi kehittää ainoastaan taajuuden kaksinkertaistumisen eikä tarvittavaa sekoitusvaikutusta, joten seuraava paluusignaali on taajuudella, joka poikkeaa suuresti halutusta tunnistavan lähetinvastaanottimen paluusignaalista. Esimerkiksi nykyisillä järjestelmäparametreillä tunnistava lähetinvastaanotin muodostaisi kaksinkertaiset taajuudet 1810 tai 1850 megahert- 14 73532 siä, jotka molemmat eroavat täyden 20 megahertsin verran normaalista paluutaajuudesta, joka on 1830 megahertsiä.Furthermore, due to the cross-polarization of the two frequencies transmitted from both antennas 14 and 16, their propagation at one transmitter point to points far outside the monitoring area is rarely similar for both signals. A rare reflection pattern that can result in a second transmitted signal condensing at a recognizing transceiver somewhere far away almost never causes the second and opposite ipolarized transmission to be reflected in the same form and reach the same area with sufficient power. Therefore, if only one signal is received, the nonlinear impedance of the diode 36 can only generate a frequency doubling and not the necessary scrambling effect, so the next return signal is at a frequency that differs greatly from the return signal of the desired transceiver. For example, a transceiver that recognizes current system parameters would generate twice the frequencies of 1810 or 1850 megahertz, 143532, both of which differ by a full 20 megahertz from the normal return frequency of 1830 megahertz.

Nämä siirtyneet taajuudet vaimenisivat huomattavasti viritetystä lähtöpiiristä ja ne voidaan helposti erottaa tavanomaisella suodatuetekniikalla oikeasta ja sekoittuneesta taajuus-reaktiosta arvolla 1830 megahertsiä.These shifted frequencies would be considerably attenuated from the tuned output circuit and can be easily separated by a conventional filter filter technique from a true and mixed frequency response at 1830 megahertz.

Tässä yhteydessä voidaan todeta, että molemmilla puolilla olevan vastaanotinantennin 22 ja 24 vastaanottamat signaalit johdetaan tavanomaisen sekoitus liitännän 40 kautta kapeakaistaiseen äänimoduloituun vastaanottimeen 42. Näiden kahden lähetetyn signaalin sekoittuminen tunnistavan lähetinvastaan-ottimen paluusignaalista mahdollistaa sen, että vastaanottimen 42 reaktio rajoittuu hyvin kapeakaistaiseen toimintaan, jonka avulla saadaan eliminoiduksi ulkopuolisesta kohinasta ja muista lähteistä tulevista lähetyssignaaleista johtuvat väärät hälytykset. Itse asiassa tarvittava vataanottimen kaistanleveys riippuu suurimmaksi osaksi vain lähettimien 26 ja 30 taajuuden vakavuudesta, jolloin saadaan aikaan hyvin kapea "ilmaisuikkuna", joka vastaa lähettimen mahdollista taajuusliukumaa. Käytettäessä hyvin vapaita lähetinoskillaat-toreita, kuten jäljempänä selvitetään, modulointiäänen ilmaisuun käytettävissä oleva vastaanotettujen signaaleiden kaistanleveys (eli esi-ilmaistu kaistan leveys) voi olla äärimmäisen kapea, ja vastaanottimen kaistanleveyttä (ilmaisun jälkeen) voidaan kaventaa edelleen ilmaisemalla täsmällisesti modulointiääni. Lisäksi järjestelmän luotettavuus ja herkkyys paranee edelleen saattamalla lähetin 42 syöttämään lähtösig-naalin lähettimen 44 käynnistämiseksi ainoastaan silloin, kun ilmaistun modulointiäänisignaaIin voimakkuus ylittää valitun minimiamplituditason tietyllä ennalta määrätyllä aikavälillä sen seikan varmistamiseksi, että tunnistava lähetinvastaanotin on itse asiassa läsnä ilmaisualueella.In this context, it can be seen that the signals received by the receiver antennas 22 and 24 on both sides are routed through a conventional scrambling interface 40 to a narrowband audio modulated receiver 42. The mixing of these two transmitted signals from the return signal of the recognizing transceiver allows the receiver 42 to respond very well to narrowband operation. false alarms due to external noise and transmission signals from other sources are eliminated. In fact, the required bandwidth of the receiver depends for the most part only on the frequency severity of the transmitters 26 and 30, thus providing a very narrow "detection window" corresponding to the possible frequency slip of the transmitter. When using very free transmitter oscillators, as will be explained below, the bandwidth of received signals (i.e., pre-detected bandwidth) available for modulation tone detection can be extremely narrow, and the receiver bandwidth (after detection) can be further narrowed by accurately detecting the modulation tone. In addition, the reliability and sensitivity of the system is further improved by causing the transmitter 42 to provide an output signal to start the transmitter 44 only when the detected modulation audio signal strength exceeds the selected minimum amplitude level within a predetermined time to ensure that the identifying transceiver is actually present in the detection area.

Kuviossa 3 toiminnassa oleva edullinen suoritusmuoto kehittää lähetinsignaaIin hyvin vapaana, kapeakaistaisena taajuus- moduloituna signaalina järjestelmän herkkyyden ja selektii-visyyden maksimoimiseksi. Tavanomaista rakennetta oleva 15 73532 stabiili äänigeneraattori 46, joka voi olla yksinkertaista RC-tyyppiä, kehittää taajuusäänen, joka on kuuloalueella 1-20 kilohertsiä. Tämä ääni on esillä olevassa järjestelmässä 2 kilohertsiä ja se ohjataan modulointisignaaIina jänniteohjat-tuun kideoskillaattoriin 48 sen ulostulon taajuusmodulo imi-seksi. Edullisessa suoritusmuodossa on kideoskillaattori 48 rakenteeltaan tavanomainen ja sen täsmällinen lämpötila-kompensaatio kykenee pitämään taajuusvakavuuden 0,7 jaksoa per miljoona lämpötilassa 5 - 45°C taajuudessa noin 51,4 megahertsiä. Äänigeneraattorista 46 tulevan ja jänniteohjaus-piiriin ohjatun modulointisignaaIin amplitudi säädetään aikaansaamaan suurin mahdollinen taajuuspoikkeama, joka on ainoastaan plus tai miinus 0,25 - 0,30 kilohertsiä, josta seuraa oskillaattorikantajän vain hyvin kapeakaistainen modulaatio. Tämän jälkeen oskillaattorin 48 moduloitu tulostus ohjataan tavanomaiseen taajuuskertoimeen 50, joka kolminkertaistaa oksiilaattoritaajuuden, joka tämän jälkeen johdetaan kapeakaistaiseen, kaksinapaiseen kaistanpäästösuodattimecn 52. Tämän jälkeen tämä suodatettu kerroinsignaali johdetaan toiseen tavanomaiseen taajuuskertoimeen 54, joka jälleen kolminkertaistaa käytettävissä olevan taajuuden johdettavaksi toiseen kapeakaistaiseen päästösuodattimeen 56. Kaistanpäästö-suodattimen 56 suodatettu tulostus johdetaan sitten vielä yhteen taajuuskertoimeen 58, joka tällä kertaa ainoastaan kaksinkertaistaa tulo taajuuden halutun moduloidun lähtö-signaalin (fj) muodostamiseksi, jolloin tämän signaalin taajuus on 925 megahertsiä ja kapeakaistainen modulointipoik-keama on plus tai miinus 5 kilohertsiä, jolloin kyseinen taajuus tämän jälkeen johdetaan säädettävään RF-1isäysvahvis-timeen 60 ja tehonvahvistimeen 62. Tämä vahvistinlähetinsignaa-li ohjataan kapeakaistaisen kolminapaisen kaistanpäästö-suodattimen 64 kautta tehonjakajaan 66, joka toistaa lähetin-signaalin levyn 10 lähetinsarjan 14 pystysuuntaisiin antenni-kaistoihin 18 ja edelleen kevytpainoisen kaapeli liittimen kautta toisesssa levyssä 12 olevaan lineaarivahvistimeen 28.The preferred embodiment in operation in Figure 3 develops the transmitter signal as a very free, narrowband frequency modulated signal to maximize system sensitivity and selectivity. A stable sound generator 46 of conventional construction, which may be of the simple RC type, generates a frequency sound in the hearing range of 1 to 20 kilohertz. This sound is 2 kilohertz in the present system and is fed as a modulation signal to a voltage controlled crystal oscillator 48 to absorb the frequency modulus of its output. In a preferred embodiment, the crystal oscillator 48 is of conventional construction and its precise temperature compensation is capable of maintaining a frequency stability of 0.7 cycles per million at a temperature of 5 to 45 ° C at a frequency of about 51.4 megahertz. The amplitude of the modulation signal coming from the sound generator 46 and directed to the voltage control circuit is adjusted to provide a maximum possible frequency deviation of only plus or minus 0.25 to 0.30 kilohertz, followed by only very narrowband modulation of the oscillator carrier. The modulated output of the oscillator 48 is then controlled by a conventional frequency factor 50 which triples the oxidizer frequency, which is then passed to a narrowband, bipolar bandpass filter 52. the filtered output of filter 56 is then passed to another frequency factor 58, which this time only doubles the input frequency to form the desired modulated output signal (fj), the frequency of this signal being 925 megahertz and the narrowband modulation deviation being plus or minus 5 kilohertz, which frequency it is then fed to an adjustable RF amplifier 60 and a power amplifier 62. This amplifier transmitter signal is controlled by a narrowband three-pole bandpass through a waiter 64 to a power splitter 66 which reproduces the transmitter signal to the vertical antenna bands 18 of the transmitter array 14 of the plate 10 and further through a lightweight cable connector to a linear amplifier 28 in the second plate 12.

Kuviossa 4 esitetään toinen lähetintaajuus f^ samalla tavoin 16 73532 käyttämällä tavanomaista lämpötilakompensoitua kideoskillaat-toria 68, joka kykenee pitämään taajuuden arvossa 0,5 miljoonasosaa 5 - 45°C lähtötaajuuden ollessa noin 50,3 megahertsiä.Figure 4 shows a second transmitter frequency in the same manner 16,73532 using a conventional temperature compensated crystal oscillator 68 capable of maintaining a frequency of 0.5 ppm at 5 to 45 ° C with an output frequency of about 50.3 megahertz.

Tämän lähtötaajuuden kolminkertaistaa taajuuskerroin 70 ja suodattaa kaksinapainen kaistanpäästösuodatin 72. Suodattimen 72 kapeakaistainen tulostus johdetaan tämän jälkeen toiseen taajuuskertoimeen 74, joka jälleen kolminkertaistaa taajuuden sen ohjaamiseksi toisen kaksinapaisen kaistanpäästö-suodattimen 76 läpi, ja tämän jälkeen suodatettu lähtötaajuus kaksinkertaistetaan viimeisessä taajuuskertoimessa 78 halutun f^-signaalin muodostamiseksi arvolla 905 megahertsiä, f^-signaali ohjataan säädettävän RF-lisäysvahvistimen 80 sisääntuloon ja toiseen vahvistinvaiheeseen 82 halutun lähetystehon saavuttamiseksi. Tämän jälkeen vahvistettu tulostus suodatetaan kapeakaistaisen, kolminapaisen kaistan-päästösuodattimen 84 kautta vahvistettujen vääristymien tai ylimäärien poistamiseksi ja tulostuksen ohjaamiseksi tehonjakajaan 86 johdettavaksi edelleen suoraan antenni-kaistoihin 19 ja levyssä 10 olevaan lähetinsarjaan 14 sekä sopivan RF-kytkennän kautta vastakkaisessa levyssä 12 olevaan vastaavaan lineaarivahvistimeen 32. Johtuen aikaansaadusta suuresta hyötysuhteesta ja herkkyydestä näiden signaaleiden lähetetty teho on suuruusluokkaa alempana kuin aikaisemmissa järjestelmissä tarvittu, poistaen siten mahdolliset terveys-huolet mikroaaltolähetyksistä johtuvista mahdollisista kudo svah ingo ista.This output frequency is tripled by a frequency factor 70 and filtered by a bipolar bandpass filter 72. The narrowband output of filter 72 is then passed to a second frequency factor 74, which again triples the frequency to control it through the second bipolar bandpass filter 76, and then the filtered output frequency is doubled. to generate at 905 megahertz, the f 1 signal is applied to the input of the adjustable RF boost amplifier 80 and the second amplifier stage 82 to achieve the desired transmission power. The amplified output is then filtered through a narrowband, three-pole bandpass filter 84 to remove amplified distortions or excesses and direct the output to a power splitter 86 for further transmission directly to the antenna bands 19 and the transmitter array 14 on the plate 10. Due to the high efficiency and sensitivity achieved, the transmitted power of these signals is an order of magnitude lower than that required in previous systems, thus eliminating potential health concerns from potential tissue transmissions due to microwave transmissions.

Kuvion 5 mukaisesti tehonjakajasta 66 tai 86 tulevat vastaavat ^1 ^2 ignaalit voidaan liittää vastakkaisessa antenni levyssä 12 oleviin lineaarivahvistimiin 2B ja 32 yksinkertaisilla lanka johtamilla tai kevyellä kaapelilla, jolloin ei tarvitse asentaa kalliita ja vaikeasti sovitettavia sekä raskaitac ja tilaa vieviä RF-kaapeliliitäntöjä, joita aikaisemmissa järjestelmissä tarvittiin tehohäviöiden välttämiseksi. Kumpikin 1ineaarivahvistin 28 ja 32 muodostuu yksinkertaisesti säädettävästä radiotaajuusvahvistinvaiheesta 88, jonka tulostus johdetaan kapeakaistaisen kolminapaisen 17 73532 kaistanpäästösuodattimen 90 kautta, jolloin saadaan poistetuksi mahdolliset signaalivääristymät tai li itosjoh toon muodostunut tai vahvistusvaiheessa kehittynyt kohina. Vahvistinvaiheen 88 vahvistus säädetään lähetinsignaaIin voimakkuuden pitämiseksi olennaisesti samalla tasolla kuin syötettäessä vastakkaisella puolella oleviin lähetinantennisegementteihin.As shown in Figure 5, the corresponding ignites from the power divider 66 or 86 can be connected to the linear amplifiers 2B and 32 on the opposite antenna plate 12 with simple wire-guided or lightweight cables, eliminating the need to install expensive and difficult to adapt and heavy and bulky RF cable connectors. in previous systems it was needed to avoid power losses. Each of the linear amplifiers 28 and 32 consists of a simply adjustable radio frequency amplifier stage 88, the output of which is passed through a narrowband three-pole 17,73532 bandpass filter 90, thereby eliminating any signal distortion or noise generated in the connection line or developed during the amplification stage. The gain of amplifier step 88 is adjusted to keep the strength of the transmitter signal substantially at the same level as when fed to the transmitter antenna segments on the opposite side.

Kuvion 6 mukaisesti f läh et ins ignaa li n kapeakaistaista taajuusmodulointia käyttävässä edullisessa suoritusmuodossa vastaanotinantennien 22 ja 24 noukkimat signaalit ohjataan sekoittimen 40 kautta hyvin kapeakaistaiseen, ne Iinapaiseen kaistanpäästösuodattimeen 92, jolloin päästökaista keskitetään tunnistavan lähetinvastaanottimen sekoitetun paluusignaaIin keskitaajuuteen - esimerkiksi 1830 megahertsiä. Esitetyssä erityisessä järjestelmässä tunnistavan lähetinvastaanottimen 34 voimassa oleva paluusignaali taajuusmoduloidaan kiinteällä yhdellä audioäänellä taajuuden ollessa edullisesti 2 kilohertsiä, jolloin saadaan aikaan vain 5 kilohertsin maksimipoikkeama 1830 megahertsiä olevan kantotaajuuden molemmin puolin. Kaistanpäästösuodatin on rakenteeltaan sellainen, että se hylkää pienempitaajuiset lähetinsignaalit minimiarvolla 60db piirin epälineaarisuuksista johtuvan sisäisen sekoituksen estämiseksi. Suodatettu tulostus kaistanpäästösuodattimesta 92 johdetaan kaksoisbalanssisekoittimeen 94 sekoitettavaksi alapuolen injektiotaajuuteen f^, jonka arvo on 1808,600 megahertsiä esimerkiksi stabiilista paikällisoskillaattorista 21,4 megahertsin välilähtötaajuuden (IF) muodostamiseksi sen ulostuloon silloin, kun voimassa oleva tunnistavan lähetinvastaanottimen paluusignaali on läsnä. Tämä alemman puolen injektiotaajuus muodostetaan samalla tavoin erittäin stabiilista, lämpötilakompensoidusta kideoskillaattorista 96, joka toimii arvolla noin 50,24 megahertsiä. Tämä oskil-laattoritaajuus aluksi nelinkertaistetaan taajuuskertoimessa 98 ja johdetaan peräkkäisesti kahden kolminkertaistavan taajuuskertoimen 100 ja 102 kautta ne Iinapaiseen kapeakaistaiseen päästösuodattimeen 104 alapuolen injektiosignaaIin syöttämiseksi sekoittimeen 94.As shown in Figure 6, in a preferred embodiment using narrowband frequency modulation, the signals picked up by the receiver antennas 22 and 24 are routed through a mixer 40 to a very narrowband, forward bandpass filter 92, where the passband is centered on the mixed return signal of the detecting transceiver. In the particular system shown, the valid return signal of the identifying transceiver 34 is frequency modulated by a fixed single audio tone, preferably at a frequency of 2 kilohertz, resulting in a maximum deviation of only 5 kilohertz on either side of the 1830 megahertz carrier frequency. The bandpass filter is designed to reject lower frequency transmitter signals with a minimum value of 60 to prevent internal interference due to nonlinearities in the circuit. The filtered output of the bandpass filter 92 are applied by double-balance mixer 94 for mixing the underside injektiotaajuuteen ^ f, with a value of 1808.600 MHz, for example, form a stable local output of 21.4 MHz intermediate frequency (IF) to its output when a valid transponder return signal receiver is present. The lower side is formed by the injection in the same way a very stable, temperature compensated crystal oscillator 96, which is a value of about 50.24 megahertz. This oskil-oscillator frequency, first frequency coefficient multiplied by four 98 and is passed sequentially through two to triple the frequency coefficients 100 and 102 of the narrow-band-pass Iinapaiseen 104 injektiosignaaIin lower side feeding into the mixer 94.

18 735 3218 735 32

Tasspainoitetun sekoittimen 94 välilähtötaajuus johdetaan pienkohinavahvistimeen 106 vastaanotinkohinan yleisarvon vakiinnuttamiseksi lukemaan 12db syötettäväksi neliosaiseen monoliittiseen kidekaistanpäästösuodattimeen 108, joka on edullisesti malli 1619-1622 valmistajana Piezo Technology,The intermediate output frequency of the cup-weighted mixer 94 is applied to a low noise amplifier 106 to stabilize the overall value of the receiver noise to read 12db for input to a four-part monolithic crystal bandpass filter 108, preferably model 1619-1622 manufactured by Piezo Technology,

Inc. rekisteröidyllä tavaramerkillä "COMLINE", jolloin ampli-tudireaktio vastaan taajuus on 30 kilohertsiä -3 db pisteistä. Kidekaistanpäästösuodatin 108 määrittää tehokkaasti esi-ilmai-sukaistan leveyden ja yhdessä 12 db:n kohina lukeman ja moduloin-tiarvon 5 kanssa antaa vastaanottimen kokonaisherkkyydeksi -113 dbm 20 db S+N/N-suhteella kidediskriminaattorin 110 ulostulossa, kuten jäljempänä selvitetään yksityiskohtaisemmin. Lähtösignaali kidekaistanpäästösuodattimesta 108 kulkee peräkkäisten RF-vahvistinvaiheiden 112 ja 114 kautta, jotka kummatkin vahvistimet on järjestetty automaattiseen vahvistuksen ohjaukseen kykenevään liuskaan tai lastuun halutun sisään-tulotason aikaansaamiseksi kidediskriminaattoriin 110. Kummankin vaiheen 112 ja 114 lähtöarvo saa aikaan sen, että kyseiset automaattiset vahvistuksenohjauspiirit kehittävät tasavirran, joka on verranollinen tulostuksen amplitudiin. Nämä vastaavat AGC-arvot erillisistä vaiheista 112 ja 114 lasketaan yhteen ja ne toimivat automaattisena kokonaisvahvistuksen ilmaisimena 116, jonka tulostus on tasavirta, joka on verrannollinen kummankin vaiheen yhdistettyyn lähtöamplitudiin, mikä puolestaan osoittaa kaistanpäästösuodattimesta 108 tulevan alkuperäisen tunnistavan lähetinvahvistimen signaalin voimakkuuden. Tämä yhdistetty AGC-ilmaisimen tulostus syötetään alipäästösuodat-timeen 118, jolla on ennalta määrätty aikavakio asteettain suurenevan varauksen muodostamiseksi nopeudella, joka on verranollinen ilmaistun tunnistavan lähet invastaanottimen paluusignaalin voimakkuuteen. Alipäästösuodattimen 118 lähtö-varaus toimitetaan vertailupiiriin 120 verrattavaksi ennalta määrättyyn kynnysarvoon, joka on määritetty potentiometrin 122 herkkyysasetukseen.Inc. registered trademark "COMLINE", wherein the amplitude response versus frequency is 30 kilohertz to -3 db points. The crystal bandpass filter 108 effectively determines the width of the pre-detector band and, together with the 12 db noise reading and the modulation value 5, gives a total receiver sensitivity of -113 dbm at a ratio of 20 db S + N / N at the output of the crystal discriminator 110, as will be explained in more detail below. The output signal from the crystal bandpass filter 108 passes through successive RF amplifier stages 112 and 114, both of which are arranged on a strip or chip capable of automatic gain control to provide the desired input level to the crystal discriminator 110. The output control which is proportional to the amplitude of the output. These corresponding AGC values from the separate phases 112 and 114 are summed and act as an automatic total gain detector 116 whose output is a direct current proportional to the combined output amplitude of each phase, which in turn indicates the signal strength of the original detecting transceiver signal from the bandpass filter 108. This combined AGC detector output is fed to a low pass filter 118 having a predetermined time constant to form a gradually increasing charge at a rate proportional to the return signal strength of the detected detecting transceiver. The output charge of the low pass filter 118 is provided to the reference circuit 120 for comparison to a predetermined threshold value set at the sensitivity setting of the potentiometer 122.

Järjestelmän edullisessa suoritusmuodossa kidediskriminaattori 110 on monoliittinen kidesuodatin, jollaisia on saatavissa i9 73532In a preferred embodiment of the system, the crystal discriminator 110 is a monolithic crystal filter such as those available.

Piezo Technology, Inc.-yhtiöltä mallina 237BF, joka yhdistetään RCA-integroituun piiriin malli CA 3089E oheisella tietoarkiila esitetyllä tavalla äärimmäisen kapeakaistaisen stabiilin diskriminaattorin muodostamiseksi, jolloin kaistan leveys on ainoastaan 30 kilohertsin luokkaa. Voimassa olevalla tunnistavan lähetinvastaanottimen palautussignaalilla diskrimi-naattorin 110 lähtö muodostaa moduloivan audioäänen, joka käytettävässä järjestelmässä on 2 kilohertsiä. Kuitenkin diskriminaattorin 110 lähtö pidetään maan potentiaalista lukituspiirillä 124, kunnes liipaisuarvo vertailupiiristä 120 osoittaa, että alipäästösuodattimeen 118 muodostunut varaus ylittää potentiometristä 122 saadun valitun herkkyys-asetuksen. Tämän ansiosta järjestelmä saadaan asetetuksi herkkyystasoon, joka ei huomioi ohimeneviä tai heikkoja pa luus ign aa le j a kaukana olevista tunnistavista lähetiri-vastaanottimista tai muista lähteistä.From Piezo Technology, Inc. as model 237BF, which is connected to an RCA integrated circuit model CA 3089E as shown in the accompanying data sheet to form an extremely narrowband stable discriminator with a bandwidth of only about 30 kilohertz. With a valid identification transceiver return signal, the output of the discriminator 110 generates a modulating audio sound that is 2 kilohertz in the system used. However, the output of discriminator 110 is held from ground potential by lock circuit 124 until the trigger value from reference circuit 120 indicates that the charge generated by low pass filter 118 exceeds the selected sensitivity setting from potentiometer 122. This allows the system to be set to a sensitivity level that ignores transient or weak return igniters and remote sensing transceivers or other sources.

Heti, kun lukituspiiri 124 on auki, 2 kilohertsin audioääni ohjataan alipäästösuodattimen 126 kautta dekoodattavaksi tavanomaisella vaihelukitulla silmukkatekniikä 11a käyttämällä vaihe-eroilmaisinta 128 ja vaiheilmaisintä 130, joka kykenee vastaanottamaan kaikki tasaiset äänet 10 % alueella modulointi-äänitaajuutta, joka on muodostettu jänniteohjatun oskillaattorin 132 vapaakäyntitaajuutena. Tavanomaisella tavalla vaiheilmai-simen 130 lähtö johdetaan silmukkasuodattimeen 134 signaalin muodostamiseksi jänniteohjatun oskillaattorin 132 taajuuden ja vaiheen säätämiseksi vaihelukituksen aikaansaamiseksi.As soon as the interlock circuit 124 is open, the 2 kilohertz audio is routed through a low pass filter 126 for decoding by conventional phase locked loop technology 11a using a phase difference detector 128 and a phase detector 130 capable of receiving all flat sounds 132 in the range of 10% free frequency In the conventional manner, the output of the phase detector 130 is passed to a loop filter 134 to generate a signal to adjust the frequency and phase of the voltage controlled oscillator 132 to provide a phase lock.

Tämän jälkeen vaihe-eroilmaisin 128 siirtää lähtöarvonsa tavanomaiseen käyttövahvistimeen 136, jonka takaisinkytkentä-kondensaattori 138 säilyttää lähtösignaaIin sopivan hälyttimen 44 liipaisemiseksi kuulo- tai näköreaktion aiheuttamiseksi valituksi ajaksi huolimatta siitä, miten lyhyt alkuperäinen reaktio on. Tällä tavoin antenni levyjen 10 ja 12 välillä olevalla tarkkailualueella läsnäolevan tunnistavan lähetin-vastaanottimen muodostama voimakas reaktio käynnistää täysimittaisen hälytyksen riippumatta siitä, kuinka nopeasti suojattu tuote siirretään alueen läpi, mutta järjestelmä 20 73532 kykenee jättämään huomiomatta jopa jatkuvat pienitehoiset reaktiosignaalit välittömän suojausalueen ulkopuolelta.The phase difference detector 128 then transfers its output to a conventional drive amplifier 136, which is maintained by a feedback capacitor 138 to trigger an appropriate alarm 44 to trigger an auditory or visual response for a selected period of time, regardless of how short the initial response is. In this way, a strong response from a detecting transceiver present in the monitoring area between the antenna plates 10 and 12 triggers a full alarm no matter how fast the protected product passes through the area, but system 2073532 is able to ignore even continuous low power reaction signals out of immediate protection.

Vaikka järjestelmä on kuvattu tarkastelemalla edullista suoritusmuotoa, jossa käytetään erityisesti kuvattuja piiri-elementtejä ja menetelmiä ja joiden käyttöparametrit liittyvät audioäänen taajuusmodulaatiota käyttävään jo olemassa olevaan edulliseen suoritusmuotoon, on selvää, että keksintö voidaan toteuttaa käyttämällä piirielementtien ja menetelmien modifikaatioita ja muunnosmuotoja irtautumatta oheisissa patenttivaatimuksissa määritellystä keksinnön suojapiiristä. Järjestelmä voidaan esimerkiksi toteuttaa siten, että käytetään toisen lähetetyn radiotaajuuden amplitudimodulointia eikä taajuus-modulointia tai käyttämällä audioalueen ulkopuolella olevia modulointiääniä menettämättä silti tähän ainutlaatuiseen käyttöjärjestelmään kuuluvia peruskäyttöetuja.Although the system has been described with reference to a preferred embodiment using the circuit elements and methods specifically described and having operating parameters related to an existing preferred embodiment using audio frequency modulation, it is clear that modifications and variations of the circuit elements and methods may be practiced without departing from the scope of the invention. . For example, the system may be implemented using amplitude modulation of the second transmitted radio frequency instead of frequency modulation, or by using modulation tones outside the audio range without still losing the basic operating benefits of this unique operating system.

Claims

2i 7 35 32

A dual-frequency anti-theft system, in particular a goods control system, in which two clearly distinguishable radio frequency signals are transmitted, one of which is audio modulated and picked up by an identifying transceiver, mixing them through a non-linear impedance that the system comprises: a) transmitter means (14,16,26,30) for transmitting two radio frequency signals (fl »f2) at two clearly different frequencies in the monitoring area, said radio frequencies (f1» f2) being sufficiently close to each other to be received by one identifying transceiver section (34); ; b) said transmitter means (14,16,26,30) comprising antenna portions (18,21; 19,20) for each of said two radio frequency signals arranged so that the ratio of the field strengths of said two signals is substantially uniform throughout the monitoring area; c) an identification transceiver part (34) removably attached to the protected products, which can be moved to said monitoring area with the product and whose antenna (38) is tuned to receive radio frequency signals transmitted on both frequencies, and a non-linear impedance element (36) connected to said antenna parts; (34) retransmitting a return signal having a frequency equal to the sum of the two received frequencies; d) narrowband receiver means (42) for receiving said return Gaal by excluding transmitted radio frequency signals (f1, f2) and oscillations thereon; and e) an alarm portion (44) responsive to detecting said return signal by the narrowband receiver members.

A system according to claim 1, characterized in that said two different frequencies (f 1, f 2) differ by 22,73532 from each other by about 2% of said average frequency.

A system according to claim 1, characterized in that one (f 1) of said two radio frequency signals (f 1, f 2>) is modulated.

A system according to claim 3, characterized in that the radio frequency signal (ϋχ) modulated therein is frequency modulated with a fixed audio frequency tone.

A system according to claim 1, characterized in that the means for generating said two radio frequency signals (f 1, f 2) comprise a temperature compensated crystal oscillator (48,68), frequency multiplier means (50,54,58,70), 74.78) and narrowband filter sets (52,56,64,72,76,84).

A system according to claim 1, characterized in that said transmitter members (14,16,26,30) comprise signal source members (26,30), antenna members (14,16) spaced apart therefrom, said antenna members (14, 16) proximity linear amplifier means (28,32) and coupling means for transmitting a signal from said source means (26,30) to the linear amplifier means (28,32).

A system according to claim 1, characterized in that the antenna (18) of said transceiver part (34) is tuned to a frequency between said two clearly different frequencies (fi, f2) and said non-linear impedance element (36) is connected to said antenna (18) for forming an output circuit at a resonant frequency equal to the sum of said two distinct frequencies for retransmitting the return signal at said resonant frequency.

A system according to claim 3, characterized in that the receiver part comprises a phase locked 23 735 32 loop connection (128,130,132,134) for interpreting the modulation of the modulated radio frequency signal.

A system according to claim 3, characterized in that said narrowband receiver (42) comprises a receiver antenna (22,24) for picking up said return signal, filter means (92) rejecting all other signals picked up by the antenna (22,24) except for return frequencies in the narrow passband of the signal, means for indicating the amplitude of the signal, which form a reference output level as an indication of the amplitude of the filtered return signal, and demodulation means sensitive to the reference output level, detecting modulation only when said reference level is exceeded.

A system according to claim 9, characterized in that said signal amplitude indicating means comprise a local oscillator (96), mixing means (94) for obtaining an intermediate frequency signal and a passband filter (108) for said intermediate frequency signal.

The system of claim 1, characterized in that one (f 1) of the radio frequency signals is modulated with a fixed audio frequency tone to provide narrowband frequency modulation and the other (f 2) is transmitted as a continuous wave at a fixed radio frequency, and wherein said receiver portion (42) includes a receiver antenna (22,24). , a filter section (92) for discarding signals received by the antenna outside the narrow passband at said resonant frequency, means (94) for providing an intermediate frequency for demodulating the signals in said passband, an intermediate section (106); to amplify the frequency signal and to provide a reference output level indicating said transmission amplitude, the narrowband separation section (110) sensitive to the reference output level, the demodulation of the intermediate frequency to provide a low frequency modulation, or only when the reference output is overestimated. (128,130,132,134) tuned to a frequency of said fixed audio sound to generate an alarm signal upon detecting said fixed audio sound, and a functional amplifier section (136) coupled to receive an alarm signal to initiate an alarm for a period of time after the start time of each alarm signal.

The system of claim 1, characterized in that said receiver section (42) interprets the return signal without reference signals from the transmitter means.

A system according to claim 1, characterized in that said two clearly different frequencies (f1, f2> differ from the average frequency by an equal amount and in the opposite direction and that said average frequency is about 915 MHz. 25 7 3 5 3 2