CN1124546A - 码分多路复用信号接收方法 - Google Patents

Abstract

一个行列式，它代表来自L个通行装置的码分多路复用传送符号矢量b(k)的序列与考虑到与发送信号的扩展代码序列之间的互相关接收信号的去扩展输出向量y(k)序列之间的关系，该行列式被限定在符号时刻k的±g符号持续时间范围内，在该限定范围之内的接收信号的去扩展输出被输入给2g+1阶移往寄存器24。另一方面，对限定范围内的每一符号持续期限而言，由部分相关计算部件26相应于h＝-g，...，g计算部分相关矩阵R^k+h(1)、R^k+h(0)和R^k+h(-1)，然后在相应于L个通话装置的扩展代码序列之间的一个相关矩阵R^k在逆矩阵计算部件27中由部分相关矩阵推导出来，并且计算该相关矩阵的逆相关矩阵R^-1 _k。逆相关矩阵R^-1 _k和来自移往寄存器的去扩展输出y(k)的序列Y^k在乘法器25中相乘，得到一个估计符号矢量序列。

Description

码分多路复用信号接收方法

本发明涉及一种接收方法，该方法适用于诸如移动通讯。通过该方法，基地站接收来自L个(L是大于或等于2的整数)通话装置由长周期和短周期扩展序列进行了频谱扩展的信号，并且分离其中至少一个接收信号。更详细地说，本发明涉及一种使接收信号的去扩展的序列进行去相关而获得消除了干扰的去扩展输出的接收方法。

由于扩频通讯技术优良的抗干扰及安全保护特性，采用扩频通讯技术的码分多址(CDMA)通讯系统在各种不同的通讯系统的实际应用方面得到了越来越广泛的积极研究。CDMA系统的一个问题是远近问题，即由区域中心接收到的信号的功率随通话装置的位置不同而产生很大的变化。在CDMA系统中，由于若干通话装置共用同样的频带，从其中一个所发射的信号变成为使另一通话装置的发射信号的音质下降的干扰波。

例如，当靠近基地站的一个通话装置与远处的一个通话装置同时进行通讯时，前者如信号被基地站以高功率电平接收，而后者的信号以低功率电平被基地站接收。这意味着在远程通话装置与基地站之间的通讯受来自附近通话装置通讯产生的干扰而严重地降低了质量。作为解决这种远一近问题的手段，研究了一种发射机功率控制方案。利用这种发射机功率控制方案，不论通讯装置处于何处，接收站接收的信号功率，或由接收功率所决定的信号功率与干扰功率之比，被控制为常数，由此，在服务区域能够获得均匀的音质。

远-近问题构成导致系统性能下降的主要因素的一个典型的通讯系统是移动式通讯系统。IEEE学报第VT-40卷，1991年，第291-302页中发表的W.C.Y.Lee的“蜂窝状CDMA综述”中，分析了能够以预定的声音质量进行通讯的区域中的分区比率(下面将该比率称为场地比)在移动式通讯系统中是如何由上面提及的发射机功率控制所改进的。此外，还有关于试探计算的报道，通过采用响应在移动通讯的无线电波传播环境中衰减变化的高速发射机功率控制，频率利用因子比北美AMPS移动通讯系统中的因子要增大大约20倍，(要了解更详细的情况，请参见IEEE学报VT-40，1992年，第303-312页中发表的K.S.Gilhousen、I.M.Jacobs、R.Padovani、A.J.Vit-erbi、L.A.Weaver、Jr.和C.E.Wheatly III的文章“关于蜂窝状CDMA系统的容量”)。

然而，发射机功率控制之后的场地比受到各种因素造成的控制误差的极大影响。例如，在E.Kudoh和T.Matsumoto的文章“发射机功率控制的缺陷对DS/CDMA蜂窝状移动式无线电容量的影响”(IEEEICC′92，芝加哥，第310.1.1-6页中，讨论了在前面提及的移动式通讯系统中控制误差对相对频率利用因子的影响，这篇文章指出1dB的控制误差会将相对频率利用因子减小29％(上限)和31％(下限)。

另一方面，美国普林斯顿大学的Ruxandra Lupas和SergioVerdu最近披露了用于受到额外高斯噪声作用的二进制异步CDMA系统的线性滤波器的种类，该线性滤波器允许在即使接收的信号具有不同功率时也能从相应的通话装置接收的信号中估计发射的信号。这类滤波器称为反相关(inverse-correlation)滤波器。这种反相关滤波器的处理量或吞吐量仅仅按同时工作的通话装置的数目N增长，而不是按指数显著增长。这一点在IEEE通讯(COM)学报，1990年第COM-38卷，第496-508页中R.Lupas和S.Verdu的文章“异步通道中多用户检测器的远-近阻力”中公开(这篇文章在后面称为文文献1)。

将CDMA技术应用到移动通讯系统除了加强频率利用率外的作用或优点是使得无代码管理(code-management-free)通讯成为现实。也就是说，为了使采用相同频率或相同时间片的(下面称之为相同通道(channel))的另一通话装置的干扰功率可以被保持在一个预定的水平之下，传统的FDMA或TDMA系统在足够远的距离处的若干区域才重复使用相同的通道以避免干扰。为此，传统的FDMA或TDMA系统需要通道管理来控制同一通道干扰。通道管理包括对如何将服务区域分为多个区域的最佳化，对每个区域指定多少通道的最佳化以及每个通道在哪个区域重新使用的最佳化。这不可避免若干操作人员利用某一频带操作不同的系统带来的困难。

在CDMA系统的情况下，“通道”相应于扩展码。因此，来自不同通道的干扰的大小对应于其扩展码之间互相关的大小。由于相应于用在给定区域及其相邻区域的若干扩展代码而言，扩展代码之间的互相关并不完全变为零，因此这些区域中的每个通道都受到其它能道的干扰。在采用扩频通讯方案的CDMA系统中，同一区域和其它区域的所有其它通道对给定通道的这种干扰被认为是等同噪声，在对接收的信号去扩展的过程中，从它们的混合信号中分离出需要的信号。换句话说，只要来自其它通话装置的干扰被认为是等同噪声，那么来自区域内的干扰与来自区域外的干扰之间没有区别。也就是说，在“将来自其它通话装置的干扰看作是等量噪声这样设计的”移动式通讯系统中，扩展码分配问题不会出现。因此，可以实现无代码管理通讯系统。当每个系统都被设计为“将来自其它通话装置的干扰视为等同噪声”时，若干操作人员也可以采用同一频带来操作不同的系统。

为了实现“将来自其它通话装置的干扰视为等同噪声”，需要将扩展的序列完全随机化。这可以通过由周期为要被发射的其中一个信息符号的时间长度的短周期扩展代码序列和周期为相应于若干信息符号的时间长度的长周期扩展代码序列进行频谱扩展来实现。在这种情况下，短周期和长周期扩展代码序列具有相同的“码片”(chip)率，同时用两种扩展代码序列进行的频谱扩展通过对一“码片”在经过短周期扩展码序列正常扩展之后乘以长周期扩展码序列，或经过长周期扩展码序列扩展之后再由短周期扩展码序列进行扩展来实现。

理论上，也可以在用上面提及的长周期与短周期扩展代码序列进行频谱扩展的系统中构成前面所述的去相关器。然而过去对此没有提出具体的方法。

本发明的一个目的是提供一个码分多路复用信号接收方法，通过该方法，基地站接收用短周期和长周期扩展码序列进行频谱扩展的多个异步CDMA信号，并且通过反相关滤波器检测从每个通话装置接收的信号。

依据本发明的接收方法是一种码分多路复用信号接收方法，它从L个(L是大于等于2的整数)通话装置接收信号，每个信号都由短周期和长周期扩展代码序列进行了扩展，并且将接收的至少一个信号进行分离。接收方法包括以下步骤：

(a)对所述的L个通话装置，分别用扩展代码序列去扩展所述的接收信号，从而得到L个去扩展输出序列；

(b)对h＝-g，…O，…g，计算以符号时刻为中心的L×L阶的部分相关矩阵R^k＋h(1)、R^k＋h(0)和R^k＋h(-1)，该矩阵代表从(k－g)到(k＋g)的范围内所述L个通话装置在相应的各符号时刻的扩展代码序列的互相关，其中k是给定的整数，g是大于等于1的固定常数，接着，产生由该部分相关矩阵所定义的在所述符号时间该范围内的相关矩阵R_k。并计算它的逆相关矩阵R_k ^-1；

(c)将所述逆相关矩阵R_k ^-1乘以在步骤(a)得到的所述第(k－g)至(k＋g)符号时刻的所述L个去扩展输出序列的向量；

(d)根据相应于所述步骤(c)中的所述L个通话装置中的至少一个进行乘法运算的结果对符号作出判定。

上述方法步骤(b)中，计算出逆相关矩阵R_k ^-1后，下一时刻k＋1的逆相关矩阵计算如下：

(b-1)部分相关矩阵R^k＋g(-1)和R^k＋g＋1(0)以及在符号时刻k计算的逆相关矩阵R_k ^-1被用于从所述逆相关矩阵产生扩张了一个符号时刻的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1。

(b-2)从所述扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1计算符号时刻k＋1的所述逆相关矩阵R_k ^-1。

本发明仅仅考虑了第k个符号时刻信息符号对之前和之后的去扩展输出向量的影响，也就是说，只是考虑足以收敛符号间干扰的时间周期而忽视其它符号时刻，从而可以通过去相关来检测信息符号。

图1的时序图示出了多个通话装置的发送符号序列；

图2示出了代表多个通话装置的发送符号序列之间的关系的行列式，这里考虑了扩展码序列的互相关以及相应于接收信号的去扩展输出；

图3示出了代表发送符号序列与本发明所依据的接收信号的去扩展输出之间的关系的行列式；

图4的方框图示出了采用短周期和长周期扩展代码序列进行扩展频谱通讯的发射侧设备的结构；

图5的方框图示出了实施本发明的一个接收设备的结构实例；

图6示出了本发明的方法和传统方法的接收的模拟结果的一个例子；

图7示出了本发明的方法和传统方法的接收的模拟结果的另一个例子。

对于采用短周期和长周期扩展码序列的异步CDMA系统构造去相关器有困难的最主要原因是两个序列之间的互相关随时间是变化的(或对每一个符号而言)。也就是说，在仅仅采用短周期扩展码序列的CDMA系统中，对每个符号而言，与另一个接收信号的互相关在一个符号持续期限内变成相同的，而在接收信号由长周期扩展代码序列扩展的情况下，在长周期扩展代码序列的周期内每个符号持续期限中的互相关彼此不同并且是变化的。现在考虑在异步CDMA环境下基地站同时与L个(L是大于等于2的整数)通话装置通讯的情况。由前面提及的文献1可以理解，从基地站接收设备的相应通话装置接收的信号的去扩展输出的向量，以接收的次序排列，Y＝[…y(k－2)，y(k－1)，y(k)，y(k＋1)，y(k＋2)…]^t是由图1中所示的方程(1)给出的。在上面的式子中，Y(k)代表去扩展输出Yi(k)的向量，该输出来自相应通道中，相应通讯装置在k符号时刻由长、短周期扩展码扩展的接收信号的解扩展，并且按i＝1至L的次序排列；向量用下面的等式表示：

Y(k)＝[Y₁(k)，Y₂(k)，…，Y_L(k)]^t，k{-∞，∞}其中t代表转置。此外，下面是一个符号矢量阵列：B＝[…b(k－2)，b(k－1)，b(k)，b(k＋1)，b(k＋2)…]^t其中b(k)＝[b₁(k)，b₂(k)，…，b_L(k)]^t是在第k个符号时刻的信息符号矢量。图2在第#1至#L行示出了从通话装置#1至#L发送的信息符号序列。在这种情况下，来自每个通话装置的信号的接收功率被归一化，而不夫去其一般性。

很显然，当从每个通话装置接收的功率不同时，信息符号矢量b(k)只需用加权矢量Wb(k)所置换，其中加权因子W是一个L×L正交矩阵。n(k)＝[n₁(k)，n₂(k)，…n_L]^t是一个噪声矢量。R^k(0)，R^k(1)，R^k(-1)是由从#i到#j(1≤i，j≤L)的通话装置的相应扩展代码序列在第k个符号时刻的部分相关矩阵，该矩阵形成L×L维的复数空间C^L×L，这些矩阵的元素由下面的方程给出：

${R_{\mathrm{ij}}}^k\left(m\right)=\∫{S_i}^k(t-{\mathrm{\τ}}_i)S_j^{{*}^k}(t+\mathrm{mT}-{\mathrm{\τ}}_i)\mathrm{dt},$

                                                              m＝-1，0，1    (2)

其中*代表其共轭，T为符号长度，∫是时间t从-∞至∞的积分。τ i是第i个通讯装置的相对延时时间，此处不失一般性设O＝τ₁≤τ₂…≤τ_L＜T。部分相关矩阵满足下面式子：

R^k(-1)＝R^k＋1(1)^H其中H代表复数共轭置换。Si^k(t)是第i个通话装置在第k个符号时刻的扩展代码序列(在该符号持续时间的长周期与短周期扩展代码序列的乘积)，除了在由时间期[(k－1)T，kT]限定的符号持续时间外，Si^k(t)被设置为零。因此，方程(2)的积分实际上只需在[(k－1)T，kT]间进行。由于长周期扩展代码序列的周期是前面提及的多个符号的时间长度，因此，在多个符号持续期限内，对每个符号而言，扩展代码序列Si^k都不相同。

由于来自L个通话装置的信号的去扩展输出Y可以由方程(1)来表示，发送的信息的各部分都以接收的次序排列的矢量B，可以通过确定了去扩展输出都按时间次序排列的矢量Y之后求解方程(1)来确定。然而方程(1)是一个无限线性方程，不能直接求解。

通过从方程(1)的相应项中截取只受到第k个符号影响的部分，而不考虑前面提及的其它符号时刻，我们得到图3中所示的方程(3)。在这种情况下，2g＋1是一个其间符号间干扰足够收敛时间周期，而且g只需被设计为例如2至4范围内的一个固定值，该周期被称为截断长度(truncation length)。令在方程(3)的左侧的去扩展输出矢量，在其右侧的部分相关矩阵(以下简称为相关矩阵)，符号矢量和噪声矢量分别用Y^k、R^k、B^k和N^k表示，方程(3)可以被表示为Y^k＝R_kB^k＋N^k。因此，令相关矩阵R_k的逆矩阵用R_k ^-1代表，发射的符号矢量B^k可以由下面的等式表示：

B^k＝R_k ^-1Y_k－R_k ^-1N^k    (4)

在本明方法的第一个实施例中，针对每个符号时刻计算相关矩阵R_k的逆矩阵R_k ^-1(下面称为逆相关矩阵)，去扩展输出矢量

Y^k＝[y(k－g)，y(k－g＋1)，…，y(k＋g－1)，y(k＋g)]^t被乘以逆矩阵，得到信息符号向量

B^k＝[b(k－g)，b(k－g＋1)，…，b(k＋g－1)，b(k＋g)]^t的一个估计的矢量

B′＝[b′(k－g)，b′(k－g＋1)，，b′(k)，…，b′(k＋g－1)，b′(k＋g)]^t由方程(4)显然可以得知，如果噪声向量N^k的每个元素与去扩展输出相比足够小，而且截断长度与其相比足够大，那么该估计矢量B′(k)可以认为是与信息符号矢量B(k)相匹配的。

顺便地说明，由于方程(3)是用于估计信息符号矢量b(k)的方程(1)的一种变形，因此对通过用逆相关矩阵R_k ^-1乘以向量Y_k同时得到的在其它符号计时时刻k±1，k±2，…，k±g的符号向量b(k±1)…的估计值的精度没有保证。因此，为了估计符号矢量b(k±1)，…，需要对每个符号时刻确定在其符号时刻方程(3)的逆相关矩阵。然而，矩阵R_k是一个(2g＋1)L阶乘(2g＋1)L阶矩阵，对每个符号时刻计算如此高阶的逆矩阵导致大量的处理，因此从实际的角度来看是不适用的。

在本发明方法的第二个实施例中，(2g＋1)L乘(2g＋1)L逆矩阵的计算只进行一次，并且在每个相继的时刻，用下面将要描述的方案对逆相关矩阵进行更新，由此大大降低了计算复杂度。这一方案称为滑动迭代算法(sliding escalator algorithm)。

现在假设逆相关矩阵R_k ^-1是预知的，考虑如何确定R_k ^-1之后的一个符号时刻的逆相关矩阵R_k＋1 ^-1。参看图3，除相关矩阵R_k中左上方之外的2gL×2gL部分相关矩阵构成的矩阵(在虚线块3_k，k＋1中)，即，最右边的部份相关矩阵的一列和最下边的部份相关矩阵的一行与相关矩阵Rk中的右下方的2gL×2gL部份相匹配。然后列出一个(2g＋2)L×(2g＋2)L阶矩阵，相关矩阵为R_k和R_k＋1相同的部分，也就是说，从相关矩阵R_k扩张一个符号时刻得到的相关矩阵R_k，k＋1由下面的式子得到：

这里很方便地用数学方法示出，如果用到逆相关矩阵R_k ^-1，扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1可以从方程(5)中的第一等号的右侧推导出来，如下所示：

其中

此外，s_k＝[R^k＋g＋1(0)－r_k ^HR_k ^-1r_k]^-1    (8)与此类似，扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1可以从方程(5)的第二等号的右边推导出来，如下所示：

R_k，k＋1 ^-1＝其中

此外，

u_k＋1＝[R^k－g(0)－r_k＋1 ^HR_k＋1 ^-1r_k＋1]^-1    (11)方程(9)被重新定义如下： $R_{k,k+1}\left[\begin{array}{cc}{q}_{k+1,k+1}& {q_{k+1}}^H\\ q_{k+1}& Q_{k+1}\end{array}\right]-----\left(12\right)$ 比较方程(a)和(12)，

Q_k＋1＝R_k＋1 ^-1＋R_k＋1 ^-1r_k＋1U_k＋1r_k＋1 ^HR_k＋1 ^-1

q_k＋1＝-R_k＋1 ^-1r_k＋1U_k＋1

q_{k＋1，k＋1}＝U_k＋1    (13)构成：

Q_k＋1＝R_k＋1 ^-1q_k＋1q_{k＋1，k＋1} ^-1q_k＋1 ^H      (14)因此

R_k＋1 ^-1＝Q_k＋1－q_k＋1q_{k＋1，k＋1} ^-1q_k＋1 ^H    (15)

如前面所述，逆相关矩阵R_k ^-1是预先知道的。第一步是通过引用方程(2)计算方程(7)和(8)中的部分相关函数R^k＋g(-1)和R^k＋g＋1(0)，在上面计算结果的基础上，从方程(7)和(8)计算方程(6)，从而得到扩张的(2g＋2)L×(2g＋2)L逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1，其右下方的(2g＋1)L×(2g＋1)L部分矩阵也得到了，即方程(12)中的Q_k＋1。此外，相应于方程(12)中的q_k＋1 ^H，q_k＋1，q_{k＋1，k＋1}的部分矩阵也由上面提及的部分矩阵，即上边的LX(2g＋2)L部分矩阵和左上方的L×L部分矩阵和左边的(2g＋1)LXL部分矩阵得到。这些部分矩阵被用于计算方程(15)以得到逆相关矩阵R_k＋1 ^-1。这被用来计算R_k＋1 ^-1Y_k＋1，作为符号时刻k＋1时符号矢量b(k＋1)的估计值。上面的描述给出了这样一种情况，即在假定在符号计时时间k的逆相关矩阵R_k ^-1已经得到的前提下获得在符号时刻k＋1时的逆相关矩阵R_k＋1 ^-1，这等同于在假定通过用k-1替换k在前一个符号时刻k-1得到逆相关矩阵R_k＋1 ^-1的前提下得到当前符号时刻k的逆相关矩阵R_k ^-1。

因此，一旦计算了示于图3的方程(3)中的相关矩阵R_k ^－1，逆相关矩阵R_k ^-1不必直接从其后的相关矩阵R_k计算出来，而可以通过采用前一符号时刻的逆相关矩阵R_k－1 ^-1和部分相关矩阵R^k＋h(0)和R^k＋h－1(-1)，通过计算方程(6)和(15)在每一个符号时刻进行更新。通过方程(8)计算S_k包含计算一个L×L逆矩阵和在方程(15)中计算一个L×L逆矩阵以获得q_{k＋1，k＋1} ^-1；然而，由于计算逆矩阵的复杂程度按矩阵大小成立方增长，因此与计算(2g＋1)L×(2g＋1)L的相关矩阵R_k的逆矩阵相比，计算量显著减小。

在上面的描述中，每个通话装置接收的功率被归一化描述，当接收的功率随通话装置而变化时，只需采用一个对角线矩阵W，将从各个通话装置接收的功率作为对角元素，并用Wb(k)代换信息符号矢量b(k)。

在图4和图5中分别示出了用于实现本发明的接收方法的码分多路复用通讯系统中一个发射装置和一个接收装置，在每个通话装置#i的发射装置中，如图4所示，发送符号信息经由输入端11送到乘法器12，并乘以经由端口13馈入的短周期扩展代码序列SSC_i被频谱扩展，然后，扩展输出被提供给乘法器14，并乘以经由端口15馈入的长周期扩展代码序列LSC_i被进一步频谱扩展，扩展输出经由发射器16作为无线电波发送。短周期扩展代码序列SSC_i的周期等于一个发送信息的符号持续时间T，而长周期扩展代码序列LSC_i的周期等于多个发送符号的持续时间。两个扩展代码序列的“码片”彼此同步。发送信息也可以首先经由长周期扩展代码序列LSC_i进行扩展，再经短周期扩展代码序列SSC_i进行扩展，此时，发射侧的构造与前述相同。

在实施本发明的接收设备中，如图5所示，来自L个通话装置的扩频信号被接收器21接收，接收器的输出被馈送到去扩展器22，此处匹配滤波器或滑动相关器221至22L对该输出，用来自扩展代码发生器23的，对应于通信装置#1到#L的扩展代码序列SSC₁、LSC₁至SSC_L、LSC_L在时间间隔t₁至t_L之间求各最大相关进行去扩展。由这L个去扩展输出序列组成的去扩展输出矢量在每个符号时刻输出一次。在第k个符号时刻的去扩展输出矢量是Y(k)＝[Y₁(k)，Y₂(k)，…，Y_L]^t。这个去扩展输出矢量Y(k)被输入到Y(2g＋1)级的先入先出寄存器，也就是说，一个移位寄存器24，去扩展输出矢量Y(k－g)，…，Y(k＋g)被保持在其各自的移位级24-g至24g中，随后被提供给乘法器25。乘法器25与部分相关矩阵计算部件26和逆相关矩阵计算部件27一起构成了去相关器30。

另一方面，扩展代码发生器23产生对应于通话装置#1至#L的长周期与短周期扩展代码对的乘积LSC₁·SSC₁，LSC₂·SSC₂…，LSC_L·SSC_L，并作为扩展代码S₁至S_L提供给部分相关矩阵计算部件26。部分相关矩阵计算部件26根据从相关器22馈入的时间信号t₁至t_L计算所有通话装置#i＝1，…，L的相对延迟时间τ₁至τ_L，并且根据从扩展代码发生器23馈送的扩展代码序列S₁至S_L由方程(2)计算通话装置的每个组合(i，j)的部分相关矩阵。在这种情况下，根据前面提及的本发明的接收方法，在符号时刻k＋h，(h＝-g，…，g)的所有部分相关矩阵R^g＋h(1)，R^g＋h(0)和R^g＋h(-1)通过方程(2)进行计算，并提供给逆相关矩阵计算部件27。逆相关计算部件27产生由所有部分相关矩阵组成的一个相关矩阵R_k，随后计算逆相关矩阵R_k ^-1，并提供给乘法器25。乘法器25得到逆相关矩阵R_k ^-1与去扩展输出矢量Y_k的乘积作为估计符号矢量信息b′(k－g)，…，b′(k＋g)；在符号时刻k矢量b′(k)的各个b₁′(k)，…，b_L′(k)由裁决器(decider)28决定其电平，裁决的结果作为从通话装置#1至#L接收的信号的解码信号输出。

在采用前面提及的作为本发明的第二种接收方法的滑动迭代算法的情况下，部分相关矩阵计算部件26在扩展代码序列S₁至S_L的基础上相应于所有通话装置的组合由方程(2)计算方程(7)和(8)中的部分相关函数R^k＋g＋1(-1)和R^k＋g(0)(假设下面将要提及的方程中的k用k－1替换)；由此得到的部分相关函数被提供给逆相关矩阵计算部件27。逆相关矩阵计算部件27采用这些部分相关矩阵和对应于前一符号时刻k－1得到的逆相关矩阵R_k－1 ^-1计算方程(7)和(8)。此外，计算部件27通过采用该计算结果来计算方程(6)，得到一个(2g＋2)L×(2g＋2)L扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1；它的右下方(2g＋1)L×(2g＋1)L部分矩阵、右上方的L×(2g＋1)L部份矩阵、左下方(2g＋1)L×L部分矩阵和左上方L×L部分矩阵分别设成Q_k ^H、q_k ^H、q_k和q_k，k，它们被用于计算方程(15)，得到逆相关矩阵R_k ^-1。由此得到的逆相关矩阵被提供给乘法器25，在其中被乘以在第一接收方法的同样输入的(2g＋1)去扩展输出矢量。接着，乘法输出中的估计矢量b(k)′＝[b₁(k)′，b₂(k)′…，b_L(k)′]^t的每个元素由判决器28作出判决，以得到第k个符号时刻来自L个通话装置的输出。

由上所述，根据本发明，由短周期和长周期扩展代码序列进行了频谱扩展的信号也可以通过去相关得到。

接下来将描述进行计算机模拟以展示本发明的效果。在模拟过程中主调制是BPSK。具有31“码片”长度的黄金(Gold)序列(过程增益＝31)被用作短周期扩展码序列，而511码片长度的一个黄金序列被作为长周期扩展码序列。g＝4，并且同步通话装置的个数L是5个；假定接收信号以同样的幅值从所有通话装置收到。通讯是在异步CDMA条件下进行的。

图6示出了模拟的结果，横座标代表给过去扩展后的信噪功率比(SNR)，纵座标代表误差率。黑圈代表传统的匹配滤波器的接收特性，白圈代表本发明的接收特性。虚线代表在单个通话装置情况下的理论值。与在单个通话装置情况下的误差率相比，受到干扰影响的传统匹配滤波器的接收能力的误差率明显恶化，而本发明的接收方法的特性与单个通话装置情况下的理论值大致符合。

图7类似地示出了模纵的结果。在这种情况下，同步通话装置的个数L为2，设定第二个通话装置的接收功率比第一个通话装置的接收功率高10dB。这一条件可以说是典型的远-近问题所具备的环境。横座标代表对第一个通话装置去扩展后的信噪功率比(SNR)，纵座标代表第一个通话装置的误差率。黑圈代表传统的匹配滤波器接收特性，白圈代表本发明的接收特性。从图7可以看出，与单个通话装置相比，由于远-近问题的影响，匹配滤波器的误差率特性被显著地恶化，而本发明接收方法的特性则不受远-近问题的影响。

Claims (6)

1、码分多路复用信号接收方法，它从L个(L是大于等于2的整数)通话装置接收每个都被短长周期扩展码序列进行了扩频的信号，并且分离出至少一个接收信号，所述接收方法包括以下步骤：

(a)对所述的L个通话装置，分别用扩展码序列去扩展所述的接收信号，从而得到L个去扩展输出序列；

(b)对h＝-g，…，O，…，g，计算L×L阶的部分相关矩阵R^k＋h(1)、R^k＋h(0)和R^k＋h(-1)，该矩阵代表在k个符号时刻的第(k－g)到第(k＋g)的范围内所述L个通话装置在相应的符号时刻的扩展代码序列互相关，其中k是给定的整数，g是大于等于1的固定常数；接着，产生由部分相关矩阵所定义的在所述符号时刻该范围内的相关矩阵R_k，并计算它的逆相关矩阵R_k ^-1；

(c)将所述逆相关矩阵R_k ^-1乘以在步骤(a)得到的所述第(k－g)至(k＋g)符号时刻的所述L个去扩展输出序列的矢量；

(d)根据在步骤(c)中相应于所述L个通话装置中的至少一个进行乘法运算用其结果对符号作出判定。

2、根据权利要求1所述的接收方法，其特征在于在所述步骤(b)的第k个符号时刻所述相关矩阵R_k下面的方程进行计算：

3、根据权利要求1所述的接收方法，其特征在于在所述步骤(b)计算所述逆相关矩阵的该符号时刻之后的，每个符号时刻k＋1时计算所述逆相关矩阵R_k ^-1的过程包括以下步骤：

(b-1)部分相关矩阵R^k＋g(-1)和R^k＋g＋1(0)以及在符号时刻K计算的所述逆相关矩阵R_k ^-1被用于从所述逆相关矩阵产生扩张一个符号时刻的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1；

(b-2)从所述扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1计算符号时刻k＋1的所述逆相关矩阵R_k ^-1。

4、根据权利要求3所述的接收方法，其特征在于在所述步骤(b-1)产生所述扩展的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1的过程是计算下述方程的过程： ${R_{k,k-1}}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{R_k}^{-1}+{R_k}^{-1}{r}_k{s}_k{r_k}^H{R_k}^{-1}& {{-R}_k}^1{r}_k{s}_k\\ {{-s}_k}^H{r_k}^H{\left({R_k}^{-1}\right)}^H& s_k\end{array}\right]$ 其中

s_k＝[R^k＋g＋1(0)－r_k ^HR_k ^-1r_k ^-1r_k]^-1

5、根据权利要求4所述的接收方法，其特征在于在符号时刻k＋1从所述步骤(b-2)中的所述扩张的逆相关矩阵R_k，k＋1 ^-1计算所述逆相关矩阵R_k ^-1的过程是这样的过程，其中设代表所述扩张的逆相关矩阵的方程为下述方程： ${R_{k,k+1}}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{q}_{k+1,k+1}& {q_{k+1}}^H\\ q_{k+1}& Q_{k+1}\end{array}\right]$ 并且将在所述步骤(b-1)计算的所述扩张的逆相关矩阵中的右下方(2g＋1)L×(2g＋1)L部分矩阵、右上方L×(2g＋1)L部分矩阵，左下方(2g＋1)L×L部分矩阵和左上方L×L部分矩阵分别设为Q_k＋1、q_k＋1 ^H、q_k＋1和q_{k＋1，k＋1}，所述逆相关矩阵由下面的方程计算：

R_k＋1 ^-1＝Q_k＋1-q_k＋1q_{k＋1，k＋1} ^-1q_k＋1 ^H

6、根据权利要求1或3所述的接收方法，其特征在于在符号时刻k所述部分相关矩阵由下面的方程给出： ${R_{\mathrm{ij}}}^k\left(m\right)={\∫S_i}^k(t-{\mathrm{\τ}}_i)S_j^{{*}^k}(t+\mathrm{mT}-{\mathrm{\τ}}_i)\mathrm{dt},$ m＝-1，0，1其中∫是时间t从(k－1)T至kT的积分，S_i ^k(t)是第i个通话装置在第k个符号时刻的扩展码序列，除了在由时间期间[(k－1)T，kT]限定的符号期限内外，其它时候S_i ^k(t)都为零，T是符号长度，τ_i是从所述第i个通话装置接收的信号的相对延迟时间，*是共轭复数。

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