WO2024128601A1 - 파형 성형을 이용한 bfsk 변조 기반 송신기 및 송신 방법 - Google Patents

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WO2024128601A1
WO2024128601A1 PCT/KR2023/018850 KR2023018850W WO2024128601A1 WO 2024128601 A1 WO2024128601 A1 WO 2024128601A1 KR 2023018850 W KR2023018850 W KR 2023018850W WO 2024128601 A1 WO2024128601 A1 WO 2024128601A1
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WO
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bfsk
frequency signal
signal
shaping
waveform
Prior art date
Application number
PCT/KR2023/018850
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English (en)
French (fr)
Inventor
이상국
마흐무드하피즈우스만
이호근
김근목
허경룡
트란딘틴
최경식
Original Assignee
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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  • the present invention relates to a transmitter and transmission method based on BFSK modulation using waveform shaping, and more specifically, to a transmitter and transmission method that generates a BFSK signal based on transmission data using the BFSK (binary frequency shift keying) modulation method.
  • BFSK binary frequency shift keying
  • Frequency shift keying (FSK), one of the various digital encoding techniques available, is used to transmit data over wireless links in a cost-effective manner.
  • typical FSK transmits baseband data over two separate RF frequencies.
  • a typical unfiltered BFSK (binary frequency shift keying) transmitter has a high level of sidelobes in the frequency domain due to the square wave baseband signal, which reduces the adjacent channel power ratio (ACPR).
  • ACPR adjacent channel power ratio
  • Common methods for improving the adjacent channel power ratio (ACPR) include shaping the baseband data waveform and transmitter output band-pass filtering. In terms of technology implementation, both technologies have the disadvantage of requiring a relatively large chip area and being expensive.
  • the invention described in US Patent No. 6,674,812 proposes two different BFSK transmitters to achieve low adjacent channel power ratio (ACPR).
  • the proposed logic-based numerically controlled oscillator (NCO) generates a low center frequency BFSK signal, which is up-converted to a high center frequency of 10.7 MHz using XNOR logic.
  • the sidelobe spectrum is then attenuated using a high-quality band-pass filter centered at 10.7MHz.
  • image rejection modulation is utilized to remove unwanted FSK spectral energy.
  • SAW filters further reduce out-of-band spectral energy.
  • One of the drawbacks of this existing invention is that there is no technique to reduce the spectral energy between two tones, i.e. the intra-band spectral energy.
  • the purpose of the present invention is to artificially shape the waveform of the BFSK signal, which is the output of the transmitter, by individually multiplying the triangular window waveform by two BFSK (binary frequency shift keying) carrier signals in the time domain and adding them together, using waveform shaping.
  • the purpose is to provide a BFSK modulation-based transmitter and transmission method.
  • a BFSK modulation-based transmitter using waveform shaping generates a high-frequency signal and a low-frequency signal based on transmission data using a BFSK (binary frequency shift keying) modulation method.
  • a BFSK modulation-based transmitter including a BFSK modulator and a digital power amplifier that generates a BFSK signal using the high-frequency signal and the low-frequency signal provided from the BFSK modulator, wherein the transmission data is Based on this, an amplitude controller controls the digital power amplifier to form the BFSK signal by multiplying and adding each of the high-frequency signal and the low-frequency signal to a triangular window waveform in the time domain.
  • the amplitude controller may shape the BFSK signal using the triangular window waveform in which the window time width is 2/bit rate and is repeated at 1/bit rate.
  • the amplitude controller multiplies the high-frequency signal by the triangular window waveform with a first shaping profile for the rising edge of the transmission data, and multiplies the high-frequency signal with a second shape for the falling edge of the transmission data.
  • the BFSK signal can be shaped by multiplying the low-frequency signal with the triangular window waveform having a shaping profile.
  • first forming profile and the second forming profile may be symmetrical to each other based on the time axis.
  • the first shaping profile is such that when the transmission data switches from '0' to '1', the triangle window reaches '1' within 1/bit rate, and when the transmission data remains at '1', the triangle window is maintained at '1', and when the transmission data switches from '1' to '0', the triangular window is a shaping profile that reaches '0' within 1/bit rate, and the second shaping profile is the transmission data
  • the triangular window may be a shaping profile that reaches '0' within 1/bit rate.
  • the amplitude controller multiplies the high-frequency signal by the triangular window waveform having the first shaping profile, using the state value of a finite state machine obtained based on the transmission data, and
  • the digital power amplifier may be controlled to shape the BFSK signal by multiplying the signal by the triangular window waveform with the second shaping profile.
  • the amplitude controller increases the count of the state value consisting of a binary count until it reaches the maximum value, and maintains the transmission data at '1'.
  • the count of the status value is maintained, and when the transmission data changes from '1' to '0', the count of the status value can be decreased until it reaches the minimum value.
  • the amplitude controller sets the state value of the digital power amplifier so that each of the plurality of multiplexers of the digital power amplifier selects one of the high-frequency signal and the low-frequency signal based on the state value. It can be provided to a plurality of the multiplexers.
  • the amplitude controller continues to increase the amplitude of the high-frequency signal in the BFSK signal as an output as the count of the state value increases and the amplitude of the low-frequency signal continues to decrease in the BFSK signal as an output, and the state value As the count decreases, the amplitude of the low-frequency signal may continue to increase in the BFSK signal as an output, and the amplitude of the high-frequency signal may continue to decrease in the BFSK signal as an output.
  • the BFSK modulation-based transmission method using waveform shaping is to convert a high-frequency signal and a low-frequency signal based on transmission data using a BFSK (binary frequency shift keying) modulation method.
  • a transmission method for a BFSK modulation-based transmitter including a BFSK modulator that generates a BFSK signal, and a digital power amplifier that generates a BFSK signal using the high-frequency signal and the low-frequency signal provided from the BFSK modulator, Generating the high-frequency signal and the low-frequency signal based on the transmission data; And based on the transmission data, forming the BFSK signal by multiplying and adding each of the high-frequency signal and the low-frequency signal to a triangular window waveform in the time domain.
  • the BFSK signal shaping step may be performed by shaping the BFSK signal using the triangular window waveform, which has a window time width of 2/bit rate and is repeated at 1/bit rate.
  • the BFSK signal shaping step multiplies the high-frequency signal by the triangular window waveform having a first shaping profile for the rising edge of the transmission data, and multiplies the high-frequency signal for the falling edge of the transmission data.
  • the BFSK signal may be shaped by multiplying the triangular window waveform with a second shaping profile by the low-frequency signal.
  • first forming profile and the second forming profile may be symmetrical to each other based on the time axis.
  • the first shaping profile is such that when the transmission data switches from '0' to '1', the triangle window reaches '1' within 1/bit rate, and when the transmission data remains at '1', the triangle window is maintained at '1', and when the transmission data switches from '1' to '0', the triangular window is a shaping profile that reaches '0' within 1/bit rate, and the second shaping profile is the transmission data
  • the triangular window may be a shaping profile that reaches '0' within 1/bit rate.
  • the BFSK signal shaping step multiplies the high-frequency signal by the triangular window waveform having the first shaping profile, using the state value of a finite state machine obtained based on the transmission data,
  • the low-frequency signal may be multiplied by the triangular window waveform having the second shaping profile to shape the BFSK signal.
  • the count of the state value consisting of a binary count is increased until it reaches the maximum value, and the transmission data is changed to '1'.
  • the count of the state value is maintained, and when the transmission data changes from '1' to '0', the count of the state value is decreased until it reaches the minimum value.
  • the state value is converted into the digital power so that each of the plurality of multiplexers of the digital power amplifier selects one of the high frequency signal and the low frequency signal based on the state value. It may be achieved by providing a plurality of amplifiers to the multiplexer.
  • the amplitude of the high-frequency signal continues to increase in the BFSK signal as an output and the amplitude of the low-frequency signal continues to decrease in the BFSK signal as an output
  • the amplitude of the low-frequency signal continues to increase in the output BFSK signal and the amplitude of the high-frequency signal continues to decrease in the output BFSK signal.
  • a computer-readable recording medium for achieving the above technical problem records a program for executing any one of the BFSK modulation-based transmission methods using waveform shaping described above on a computer.
  • the triangle window waveform is individually multiplied by two BFSK (binary frequency shift keying) carrier signals in the time domain and added to obtain the output of the transmitter.
  • BFSK binary frequency shift keying
  • Figure 1 is a block diagram for explaining a BFSK modulation-based transmitter using waveform shaping according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 2 is a flowchart illustrating a BFSK modulation-based transmission method using waveform shaping according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 3 is a block diagram for explaining an example of a BFSK transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 4 is a diagram showing the power spectrum density (PSD) of baseband transmission data in the time domain and the corresponding existing BFSK modulation signal.
  • PSD power spectrum density
  • Figure 5 is a diagram showing a comparison of power spectral density (PSD) of a rectangular window and a triangular window.
  • PSD power spectral density
  • Figure 6 is a diagram showing the product of a BFSK signal and a periodic triangle waveform in the time domain.
  • Figure 7 is a diagram for explaining ideal triangle forming of a BFSK signal according to an embodiment of the present invention.
  • PSD power spectral density
  • Figure 9 is a diagram showing the timing of amplitude resolution for BFSK modulation according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 10 is a diagram showing the power spectral density (PSD) of BFSK modulation with 5-bit amplitude resolution according to a triangular window profile according to an embodiment of the present invention.
  • PSD power spectral density
  • Figure 11 is a diagram showing the state of a finite state machine according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 12 is a diagram showing simulated timing of amplitude control logic to obtain a triangular profile according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 13 is a diagram showing the simulated power spectral density (PSD) of a BFSK modulation technique with 5-bit amplitude resolution according to an embodiment of the present invention and a conventional BFSK modulation technique.
  • PSD power spectral density
  • first and second are used to distinguish one component from another component, and the scope of rights should not be limited by these terms.
  • a first component may be named a second component, and similarly, the second component may also be named a first component.
  • identification codes e.g., a, b, c, etc.
  • the identification codes do not describe the order of each step, and each step is clearly understood in the context. Unless a specific order is specified, events may occur differently from the specified order. That is, each step may occur in the same order as specified, may be performed substantially simultaneously, or may be performed in the opposite order.
  • expressions such as “have,” “may have,” “includes,” or “may include” indicate the presence of the corresponding feature (e.g., a numerical value, function, operation, or component such as a part). indicates, does not rule out the presence of additional features.
  • ' ⁇ unit' refers to software or hardware components such as FPGA (field-programmable gate array) or ASIC, and the ' ⁇ unit' performs certain roles.
  • ' ⁇ part' is not limited to software or hardware.
  • the ' ⁇ part' may be configured to reside in an addressable storage medium and may be configured to reproduce on one or more processors. Therefore, as an example, ' ⁇ part' refers to components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, processes, functions, properties, and procedures. , subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data structures, and variables.
  • the functions provided within the components and 'parts' may be combined into a smaller number of components and 'parts' or may be further separated into additional components and 'parts'.
  • Figure 1 is a block diagram for explaining a BFSK modulation-based transmitter using waveform shaping according to an embodiment of the present invention.
  • a BFSK modulation-based transmitter (hereinafter referred to as 'BFSK transmitter') using waveform shaping according to an embodiment of the present invention 100 transmits two BFSK (binary frequency shift keying) carrier signals in a triangular window waveform.
  • BFSK binary frequency shift keying
  • ACPR adjacent channel power ratio
  • the size of the signal leaking to the next channel is large, becoming a factor that interferes with communication of other users. Therefore, in order for many users to communicate simultaneously, it is essential to improve the adjacent channel power ratio (ACPR) performance of the transmitter.
  • ACPR adjacent channel power ratio
  • the present invention proposes a transmitter for split-channel BFSK (split-channel, SC-BFSK) modulation in which an adjacent channel is placed between two tones of a desired channel. Placing another channel between two tones of the current channel improves spectrum allocation by allowing more channels to be inserted into a given RF band.
  • BFSK split-channel
  • SC-BFSK split-channel
  • the technology proposed in the present invention reduces both the in-band and out-of-band energy of the side lobes by 26 dB by shaping the BFSK signal into a triangular window while maintaining the constant envelope characteristics of frequency shift keying (FSK) modulation.
  • the present invention is the first of its kind targeting split-channel BFSK (SC-BFSK) modulation technology, and the utilization of high-quality filters at the output of the transmitter according to the present invention results in adjacent channel power ratio (ACPR) performance exceeding that proposed in the prior art. can be improved.
  • SC-BFSK split-channel BFSK
  • the present invention applies a window in the form of a triangle wave to each of the two BFSK-modulated carrier signals. Additionally, the size of the spur signal can be further reduced by optimizing the time axis width of the triangle wave window. Since the triangle waveform shaping method in the existing paper targeted only one tone carrier, it is not possible to make both envelopes of the two tones that make up BFSK into triangle waves. In the present invention, triangle waveform shaping can be implemented at low power/low cost by using a high-efficiency digital power amplifier (DPA).
  • DPA digital power amplifier
  • the present invention can improve the adjacent channel power ratio (ACPR) performance of a BFSK transmitter by artificially shaping the transmitter output waveform.
  • ACPR adjacent channel power ratio
  • the present invention can increase the number of wirelessly interconnected devices by improving the quality of the frequency characteristics of the signal emitted from the IoT wireless transmitter.
  • the present invention can be used in various IoT applications by enabling the high-power/high-cost technology previously used to improve frequency characteristics to be low-power/low-cost.
  • the present invention can be applied to wireless transmitters for IoT applications, low-power/low-cost wireless transmitters, etc.
  • the demand and marketability of the present invention are expected to increase significantly in the future.
  • the present invention can improve the transmitter output spectrum quality at low cost/low power, and has a bright prospect for technology commercialization due to the advantage that it can be easily implemented digitally.
  • the BFSK transmitter 100 may include a BFSK modulator 110, a digital power amplifier (DPA) 120, and an amplitude controller 130.
  • DPA digital power amplifier
  • the BFSK modulator 110 can generate a high-frequency signal and a low-frequency signal based on transmission data using a binary frequency shift keying (BFSK) modulation method.
  • BFSK binary frequency shift keying
  • the BFSK modulator 100 may provide the generated high-frequency signal and low-frequency signal to the digital power amplifier 120.
  • the BFSK modulator 100 is a multiphase clock generator (MPCG) that generates a clock with a plurality of phases, and a first generator that generates a high-frequency signal based on a clock provided from the multiphase clock generator (MPCG).
  • MPCG multiphase clock generator
  • the digital power amplifier (DPA) 120 may generate a BFSK signal using the high-frequency signal and low-frequency signal provided from the BFSK modulator 110.
  • a digital power amplifier is a plurality of multiplexers (MUX) that each select and output one of a high-frequency signal and a low-frequency signal, and when a signal combining the output signals of each of the plurality of multiplexers (MUX) is input, It may include a band-pass filter (BPF) that outputs a BFSK signal.
  • DPA digital power amplifier
  • MUX multiplexers
  • BPF band-pass filter
  • the amplitude controller 130 may control the digital power amplifier (DPA) 120 to form a BFSK signal by multiplying and adding each of the high-frequency signal and the low-frequency signal to the triangular window waveform in the time domain.
  • DPA digital power amplifier
  • the amplitude controller 130 can shape the BFSK signal using a triangular window waveform in which the window time width is 2/bit rate and is repeated at 1/bit rate.
  • the amplitude controller 130 multiplies the high-frequency signal by a triangular window waveform having a first shaping profile for the rising edge of the transmission data, and multiplies the high-frequency signal with a second shaping profile for the falling edge of the transmission data.
  • a BFSK signal By multiplying the triangular window waveform with a low-frequency signal, a BFSK signal can be formed.
  • the first forming profile and the second forming profile may be symmetrical to each other based on the time axis.
  • the first shaping profile is such that when the transmission data switches from '0' to '1', the triangle window reaches '1' within 1/bit rate, and when the transmission data remains at '1', the triangle window reaches '1'. It is maintained at '1', and when the transmission data switches from '1' to '0', the triangle window may be a shaping profile that reaches '0' within 1/bit rate.
  • the triangle window when the transmission data switches from '1' to '0', the triangle window reaches '1' within 1/bit rate, and when the transmission data remains at '0', the triangle window reaches '1'. It may be a shaping profile in which the triangle window reaches '0' within 1/bit rate when the transmission data switches from '0' to '1'.
  • the amplitude controller 130 uses the state value of a finite state machine (FSM) obtained based on the transmission data to multiply the high-frequency signal by the triangular window waveform having the first shaping profile and the low-frequency signal
  • FSM finite state machine
  • DPA digital power amplifier
  • the amplitude controller 130 increases the count of the state value consisting of a binary count until it reaches the maximum value, and when the transmission data remains at '1', the amplitude controller 130 increases the state value. The count of the value is maintained, and when the transmitted data changes from '1' to '0', the count of the status value can be decreased until it reaches the minimum value.
  • the amplitude controller 130 sets the state value to the digital power amplifier so that each of the plurality of multiplexers (MUX) of the digital power amplifier (DPA) 120 selects one of the high-frequency signal and the low-frequency signal based on the state value. It can be provided to a plurality of multiplexers (MUX) of (DPA) 120.
  • the amplitude of the high-frequency signal continues to increase in the output BFSK signal, and the amplitude of the low-frequency signal continues to decrease in the output BFSK signal, and as the count of the state value decreases, the amplitude of the low-frequency signal continues to increase in the output BFSK signal. Accordingly, the amplitude of the low-frequency signal can continue to increase in the output BFSK signal, and the amplitude of the high-frequency signal can continue to decrease in the output BFSK signal.
  • Figure 2 is a flowchart illustrating a BFSK modulation-based transmission method using waveform shaping according to an embodiment of the present invention.
  • the BFSK transmitter 100 can generate a high-frequency signal and a low-frequency signal based on transmission data (S110).
  • the BFSK transmitter 100 can generate a high-frequency signal and a low-frequency signal based on transmission data using the BFSK modulation method.
  • the BFSK transmitter 100 may form a BFSK signal by multiplying and adding each of the high-frequency signal and the low-frequency signal to the triangular window waveform in the time domain (S120).
  • the BFSK transmitter 100 may form a BFSK signal using a triangular window waveform in which the window time width is 2/bit rate and is repeated at 1/bit rate.
  • the BFSK transmitter 100 may shape the BFSK signal by multiplying the triangular window waveform with the first shaping profile by a high-frequency signal and multiplying the triangular window waveform with the second shaping profile by the low-frequency signal.
  • the BFSK transmitter 100 uses the state value of a finite state machine (FSM) obtained based on the transmission data, multiplies the high-frequency signal by the triangular window waveform having the first shaping profile, and multiplies the low-frequency signal by the second shaping profile. By multiplying the triangular window waveform with , the BFSK signal can be formed.
  • FSM finite state machine
  • the BFSK transmitter 100 increases the count of the status value consisting of a binary count until it reaches the maximum value when the transmission data changes from '0' to '1', and when the transmission data remains at '1', the state value is increased. The count of the value is maintained, and when the transmitted data changes from '1' to '0', the count of the status value can be decreased until it reaches the minimum value.
  • the BFSK transmitter 100 transmits the state value to the digital power amplifier so that each of the plurality of multiplexers (MUX) of the digital power amplifier (DPA) 120 selects one of the high-frequency signal and the low-frequency signal based on the state value. It can be provided to a plurality of multiplexers (MUX) of (DPA) 120.
  • MUX multiplexers
  • the amplitude of the high-frequency signal continues to increase in the output BFSK signal, and the amplitude of the low-frequency signal continues to decrease in the output BFSK signal, and as the count of the state value decreases, the amplitude of the low-frequency signal continues to increase in the output BFSK signal. Accordingly, the amplitude of the low-frequency signal can continue to increase in the output BFSK signal, and the amplitude of the high-frequency signal can continue to decrease in the output BFSK signal.
  • BFSK modulation uses two different frequencies to transmit data. Therefore, for transmission of 1-bit data, the transmitter generates a high-frequency signal of f C + ⁇ f or a low-frequency signal of f C - ⁇ f.
  • the sudden shift between two frequencies due to data switching in the form of a square wave leaks a significant amount of energy into adjacent channels, reducing the adjacent channel power ratio (ACPR).
  • ACPR adjacent channel power ratio
  • This energy leakage can typically be reduced by (1) filtering the baseband data with a filter that converts the baseband data from sharp to smooth transitions, or (2) using a high-quality band-pass filter at the output. You can.
  • a voltage-controlled oscillator can generally be modulated to generate a BFSK signal with greatly reduced out-of-band side lobes.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • SC-BFSK split-channel BFSK
  • the prior art uses two different techniques to solve the out-of-band leakage problem.
  • the existing invention uses a high-quality band-pass filter to reduce the energy of adjacent channels.
  • an image removal method is used to mitigate the unwanted signal obtained by digital mixing of FSK modulated signal and SAW filter at 10.7MHz.
  • Figure 3 is a block diagram for explaining an example of a BFSK transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • the BFSK modulator 110 may be implemented as an open-loop BFSK modulator instead of a closed-loop PLL-based modulator.
  • an open-loop BFSK modulator can solve this problem because it does not have to face the low-pass characteristics of closed-loop PLL-based modulators. Therefore, the maximum data rate of an open loop BFSK modulator is limited only by the allowable channel bandwidth and the spacing between the two tones.
  • the frequency source provides a stable frequency and the frequency is twice the center frequency f C.
  • a multiphase clock generator is implemented using a split-2 frequency divider to obtain four equally spaced phases.
  • Four equally spaced clocks are provided to the phase interpolator, increasing phase resolution and thus reducing harmonic spur levels for BFSK tones.
  • a phase interpolator interpolates the phase between P 1 and P 2 depending on the number of phases required and the harmonic spur level.
  • the phase select logic block can select phases in a predefined order from the output of the phase interpolator.
  • the first phase interpolator can generate a high-frequency tone f 1 by selecting the phase from P 1 -P N .
  • a second phase interpolator can select the phase from P N -P 1 to generate the low frequency tone f 2 .
  • the 50% duty cycle correction circuit can compensate for the duty cycle obtained in the previous step to 50%.
  • Amplitude control logic can control the multiplexer (MUX) of the digital power amplifier (DPA) to improve the adjacent channel power ratio (ACPR) performance of the transmitter according to FIGS. 7, 9, 11, and 12. there is.
  • the digital power amplifier (DPA) is implemented as an inverter-based switched capacitor power amplifier, combining the BFSK signals at the output, which are then passed through a low-cost band-pass filter to obtain the sidelobe attenuated BFSK signal. .
  • FIG. 4 is a diagram showing the power spectral density (PSD) of baseband transmission data in the time domain and the corresponding existing BFSK modulation signal
  • FIG. 5 is a diagram showing the power spectral density (PSD) of a rectangular window and a triangular window
  • 6 is a diagram showing the product of a BFSK signal and a periodic triangle waveform in the time domain, where the period of the waveform is the same as the bit duration of the transmitted data and is repeated at a bit rate of R b. Indicates a case.
  • baseband data equal to '1' corresponds to a high frequency tone at f C + ⁇ f
  • data value equal to '0' corresponds to a low frequency tone at f C - ⁇ f. Due to the rapid changes in the baseband data, the two tones of f C ⁇ f leak significant amounts of energy into adjacent channels, making them unsuitable for split-channel BFSK (SC-BFSK) modulation techniques. Shaping of the output BFSK signal can be performed to reduce the amount of energy in the side lobes.
  • SC-BFSK split-channel BFSK
  • the main lobe width of the triangular window is twice that of the rectangular window.
  • the side lobe suppression amount is only 13 dB, but for a triangular window, it improves to 26 dB.
  • multiplying the two BFSK modulated tones by the triangle window reduces the power of the sidelobes.
  • the multiplication of the BFSK signal with a triangular window of width 1/R b produces the fundamental and odd harmonics of the R b Hz frequency up-converted into two tones at f C ⁇ f, as shown in Figure 6.
  • Figure 7 is a diagram for explaining the ideal triangle shaping of a BFSK signal according to an embodiment of the present invention
  • This diagram shows a comparison of the power spectral density (PSD) of the ideal type of BFSK modulation with 1Mbps and the existing BFSK modulation.
  • PSD power spectral density
  • the present invention adopts the method shown in FIG. 7.
  • the triangle window method adopted in the present invention increases the time width of the window from 1/R b to 2/R b , and this window can be repeated every 1/R b seconds.
  • This proposed window is null in the frequency domain at all integer multiples of R b and can reduce the width of the main lobe, eliminate spurs, and provide 26 dB of side lobe attenuation for BFSK signals.
  • the invention is to create a triangular window such that a rising ramp function is created that reaches its peak value within 1/R b seconds during the first transition of transmitted data from '0' to '1'.
  • the window is kept constant at '1'.
  • the falling ramp turns on and reaches the minimum value of '0' within 1/R b seconds, and is maintained if the data is '0' thereafter.
  • This profile is theoretically multiplied by the high frequency tone f 1 obtained from the BFSK modulator 100 shown in FIG. 3 .
  • another profile sensitive to the falling edges of the transmitted data is created and that profile is multiplied by the low frequency.
  • the two amplitude modulated BFSK tones are overlapped to reach the power spectral density (PSD) as shown in Figure 8, which compares the power spectral density (PSD) of the conventional BFSK modulation method and the BFSK modulation method according to the present invention.
  • PSD power spectral density
  • Figure 8 which compares the power spectral density (PSD) of the conventional BFSK modulation method and the BFSK modulation method according to the present invention.
  • the present invention eliminates harmonic spurs and occupies the same main lobe width as the existing BFSK signal.
  • Figure 9 is a diagram showing the timing of amplitude resolution for BFSK modulation according to an embodiment of the present invention
  • Figure 10 is a diagram showing the timing of amplitude resolution according to a triangle window profile according to an embodiment of the present invention.
  • This is a diagram showing the power spectral density (PSD) of BFSK modulation.
  • PSD power spectral density
  • the invention can be implemented entirely digitally.
  • the two profiles can be multiplied by f 1 and f 2 respectively and overlapped in the frequency domain of the BFSK method according to the present invention as shown in FIG. 10.
  • the actual BFSK signal spectrum is located around the center frequency of 900MHz, and the frequency spectrum is as follows. It repeats periodically every 2 N ⁇ R b Hz because the amplitude control logic uses an oversampling clock at that frequency.
  • Figure 11 is a diagram showing the state of a finite state machine according to an embodiment of the present invention
  • Figure 12 is a diagram showing the simulated timing of the amplitude control logic for obtaining a triangle profile according to an embodiment of the present invention, bit This represents the case where C ⁇ 4:0> is converted to a thermometer code through a binary-to-thermometer (B2T) decoder and applied to the multiplexer (MUX) of the digital power amplifier (DPA).
  • B2T binary-to-thermometer
  • MUX multiplexer
  • DPA digital power amplifier
  • the figure shown in Figure 11 shows the state diagram of a finite state machine (FSM) implemented to achieve the triangular window shown in Figure 9.
  • FSM finite state machine
  • state '00000' if the transmitted data is '0', the finite state machine (FSM) maintains the same state. As soon as the transmitted data moves from '0' to '1', the finite state machine (FSM) starts increasing the count until the count reaches the final value of '11111'. In this state, if the transmitted data stays at '1', the finite state machine (FSM) maintains the count. Otherwise, the finite state machine (FSM) starts counting down until it reaches the final state '00000'.
  • the figure shown in Figure 12 shows a timing diagram of the amplitude control logic.
  • each bit of C ⁇ 4:0> is '0'.
  • the binary count increases and maintains the peak value of '11111' from 6- ⁇ s to 7- ⁇ s because the transmitted data is '1'.
  • the transmitted data becomes '0', so the binary count of the finite state machine (FSM) decreases until it reaches the minimum state, i.e. '00000'. Since the transmitted data is '0' in the 8- ⁇ s to 9- ⁇ s section, when the minimum state is reached, the finite state machine (FSM) maintains that state.
  • This binary bit sequence C ⁇ 4:0> is converted through a B2T decoder in amplitude control logic.
  • the output is a 31-bit sequence that controls the multiplexer (MUX) in digital power amplifier (DPA) 120 shown in Figure 3.
  • MUX multiplexer
  • DPA digital power amplifier
  • the first two multiplexers (MUX) with selection signals S ⁇ 0> and S ⁇ 1> pass the high frequency tone f 1 and the remaining multiplexers (MUX) pass f 2 .
  • FSMs finite state machines
  • Figure 13 is a diagram showing the simulated power spectral density (PSD) of a BFSK modulation technique with 5-bit amplitude resolution according to an embodiment of the present invention and a conventional BFSK modulation technique.
  • PSD power spectral density

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법은, 삼각형 윈도우 파형에 2개의 BFSK(binary frequency shift keying) 캐리어 신호를 시간 영역에서 개별적으로 곱하고 이를 더하여 송신기의 출력인 BFSK 신호의 파형을 인위적으로 성형함으로써, 인접 채널 전력비(adjacent channel power ratio, ACPR) 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법
본 발명은 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 토대로 BFSK 신호를 생성하는, 송신기 및 송신 방법에 관한 것이다.
사용 가능한 다양한 디지털 인코딩 기술 중 하나인 FSK(frequency shift keying)는 비용 측면에서 효율적인 방식으로 무선 링크를 통해 데이터를 전송하는 데 사용된다. 가장 단순한 형태로, 일반적인 FSK는 두 개의 개별 RF 주파수를 통해 베이스밴드 데이터(baseband data)를 전송한다. 일반적인 Unfiltered BFSK(binary frequency shift keying) 송신기는 구형파형 베이스밴드 신호로 인해 주파수 영역에서 높은 수준의 사이드 로브(sidelobe)를 가져 인접 채널 전력비(adjacent channel power ratio, ACPR)가 저하된다. 인접 채널 전력비(ACPR)를 개선하는 일반적인 방법에는 베이스밴드 데이터 파형의 성형과 송신기 출력 밴드-패스(band-pass) 필터링이 대표적이다. 기술 구현 측면에서, 두개의 기술 다 비교적 큰 칩 면적을 필요로 하고 비용이 많이 든다는 단점이 있다.
미국등록특허 제6,674,812호에 기재된 발명은 낮은 인접 채널 전력비(ACPR)를 달성하기 위해 2개의 상이한 BFSK 송신기를 제안한다. 제안된 논리 기반 수치 제어 발진기(NCO)는 낮은 중심 주파수 BFSK 신호를 생성하며, 이는 XNOR 로직을 사용하여 10.7MHz의 높은 중심 주파수로 상향 변환된다. 그런 다음, 10.7MHz를 중심으로 하는 고품질 밴드-패스 필터를 사용하여 사이드 로브 스펙트럼을 감쇠시킨다. 두 번째로, 이미지 제거 변조를 활용하여 원치 않은 FSK 스펙트럼 에너지를 제거한다. 또한, SAW 필터는 대역 외 스펙트럼 에너지를 추가로 감소시킨다. 이 기존 발명의 단점 중 하나는 두 톤 사이의 스펙트럼 에너지, 즉 대역 내 스펙트럼 에너지를 감소시키는 기술이 없다는 것이다.
그리고, 기존 논문("A 27 dB Sidelobe Suppression, 1.12 GHz BW10dB UWB Pulse Generator With Process Compensation", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS―II: EXPRESS BRIEFS, VOL. 68, NO. 8, AUGUST 2021)은 UWB(Ultra-WideBand) 응용을 위하여 CW(Continuous-Wave) 캐리어 신호의 포락선(envelope)을 삼각형 파형으로 만들어주어 사이드 로브(sidelobe)를 감쇠시켰다.
본 발명이 이루고자 하는 목적은, 삼각형 윈도우 파형에 2개의 BFSK(binary frequency shift keying) 캐리어 신호를 시간 영역에서 개별적으로 곱하고 이를 더하여 송신기의 출력인 BFSK 신호의 파형을 인위적으로 성형하는, 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 명시되지 않은 또 다른 목적들은 하기의 상세한 설명 및 그 효과로부터 용이하게 추론할 수 있는 범위 내에서 추가적으로 고려될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기는, BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성하는 BFSK 변조기(modulator), 및 상기 BFSK 변조기로부터 제공받은 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 이용하여 BFSK 신호를 생성하는 디지털 전력 증폭기(digital power amplifier)를 포함하는 BFSK 변조 기반 송신기로서, 상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 상기 BFSK 신호를 성형하도록 상기 디지털 전력 증폭기를 제어하는 진폭 제어기;를 포함한다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트(bit rate)이고 1/비트 레이트마다 반복되는 상기 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 상기 BFSK 신호를 성형할 수 있다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 상기 송신 데이터의 상승 에지(rising edge)를 위한 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 고주파 신호를 곱하고, 상기 송신 데이터의 하강 에지(falling edge)를 위한 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 저주파 신호를 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형할 수 있다.
여기서, 상기 제1 성형 프로파일과 상기 제2 성형 프로파일은, 시간 축을 기준으로 서로 대칭될 수 있다.
여기서, 상기 제1 성형 프로파일은, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일이고, 상기 제2 성형 프로파일은, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '0'으로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일일 수 있다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 상기 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(finite state machine)의 상태값을 이용하여, 상기 고주파 신호를 상기 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 상기 저주파 신호를 상기 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하도록 상기 디지털 전력 증폭기를 제어할 수 있다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상기 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상기 상태값의 카운트를 유지하며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상기 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시킬 수 있다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 멀티플렉서(multiplexer) 각각이 상기 상태값을 기반으로 상기 고주파 신호 및 상기 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상기 상태값을 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 상기 멀티플렉서에 제공할 수 있다.
여기서, 상기 진폭 제어기는, 상기 상태값의 카운트가 증가함에 따라 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상기 상태값의 카운트가 감소함에 따라 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 할 수 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법은, BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성하는 BFSK 변조기(modulator), 및 상기 BFSK 변조기로부터 제공받은 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 이용하여 BFSK 신호를 생성하는 디지털 전력 증폭기(digital power amplifier)를 포함하는 BFSK 변조 기반 송신기의 송신 방법으로서, 상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 생성하는 단계; 및 상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 상기 BFSK 신호를 성형하는 단계;를 포함한다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트(bit rate)이고 1/비트 레이트마다 반복되는 상기 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어질 수 있다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 상기 송신 데이터의 상승 에지(rising edge)를 위한 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 고주파 신호를 곱하고, 상기 송신 데이터의 하강 에지(falling edge)를 위한 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 저주파 신호를 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어질 수 있다.
여기서, 상기 제1 성형 프로파일과 상기 제2 성형 프로파일은, 시간 축을 기준으로 서로 대칭될 수 있다.
여기서, 상기 제1 성형 프로파일은, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일이고, 상기 제2 성형 프로파일은, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '0'으로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일일 수 있다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 상기 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(finite state machine)의 상태값을 이용하여, 상기 고주파 신호를 상기 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 상기 저주파 신호를 상기 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어질 수 있다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상기 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상기 상태값의 카운트를 유지하며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상기 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시키는 것으로 이루어질 수 있다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 멀티플렉서(multiplexer) 각각이 상기 상태값을 기반으로 상기 고주파 신호 및 상기 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상기 상태값을 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 상기 멀티플렉서에 제공하는 것으로 이루어질 수 있다.
여기서, 상기 BFSK 신호 성형 단계는, 상기 상태값의 카운트가 증가함에 따라 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상기 상태값의 카운트가 감소함에 따라 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 하는 것으로 이루어질 수 있다.
상기의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체는 상기한 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법 중 어느 하나를 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법에 의하면, 삼각형 윈도우 파형에 2개의 BFSK(binary frequency shift keying) 캐리어 신호를 시간 영역에서 개별적으로 곱하고 이를 더하여 송신기의 출력인 BFSK 신호의 파형을 인위적으로 성형함으로써, 인접 채널 전력비(adjacent channel power ratio, ACPR) 성능을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 효과들은 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기를 설명하기 위한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 송신기의 일례를 설명하기 위한 블록도이다.
도 4는 시간 영역에서의 베이스밴드 송신 데이터와 이에 대응되는 기존 BFSK 변조 신호의 전력 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density, PSD)를 나타내는 도면이다.
도 5는 직사각형 윈도우와 삼각형 윈도우의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)의 비교를 나타내는 도면이다.
도 6은 시간 영역에서 BFSK 신호와 주기적인 삼각 파형의 곱을 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 신호의 이상적인 삼각형 성형을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 fC=900MHz, Δf=4MHz, 및 비트 레이트 Rb=1Mbps를 갖는 이상적인 형태의 BFSK 변조와 기존 BFSK 변조의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)의 비교를 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 변조에 대한 진폭 분해능(amplitude resolution)의 타이밍을 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 삼각형 윈도우 프로파일에 따른 5비트 진폭 분해능을 가진 BFSK 변조의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 유한 상태 머신의 상태를 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 삼각형 프로파일을 얻기 위한 진폭 제어 로직의 시뮬레이션된 타이밍을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 5비트 진폭 분해능을 가진 BFSK 변조 기법과 기존의 BFSK 변조 기법의 시뮬레이션된 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 나타내는 도면이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 게시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 게시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않는 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다.
본 명세서에서 "제1", "제2" 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로, 이들 용어들에 의해 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
본 명세서에서 각 단계들에 있어 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용되는 것으로 식별부호는 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않는 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.
본 명세서에서, "가진다", "가질 수 있다", "포함한다" 또는 "포함할 수 있다"등의 표현은 해당 특징(예: 수치, 기능, 동작, 또는 부품 등의 구성요소)의 존재를 가리키며, 추가적인 특징의 존재를 배제하지 않는다.
또한, 본 명세서에 기재된 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA(field-programmable gate array) 또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터 구조들 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다.
이하에서 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기 및 송신 방법의 일 실시예에 대해 상세하게 설명한다.
먼저, 도 1을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기에 대하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기를 설명하기 위한 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기(이하 'BFSK 송신기'라 한다)(100)는 삼각형 윈도우 파형에 2개의 BFSK(binary frequency shift keying) 캐리어 신호를 시간 영역에서 개별적으로 곱하고 이를 더하여 송신기의 출력인 BFSK 신호의 파형을 인위적으로 성형함으로써, 인접 채널 전력비(adjacent channel power ratio, ACPR) 성능을 향상시킬 수 있다.
다시 설명하면, 기존의 Unfiltered BFSK 변조 송신기의 경우, 옆 채널에 누설되는 신호의 크기가 커서 다른 이용자들의 통신을 방해하는 요소가 된다. 따라서, 많은 사용자들이 동시에 통신을 하기 위해서는 송신기의 인접 채널 전력비(ACPR) 성능의 향상이 필수적이다.
본 발명은 인접 채널이 원하는 채널의 두 톤 사이에 배치되는 분할 채널 BFSK(split-channel, SC-BFSK) 변조를 위한 송신기를 제안한다. 현재 채널의 두 톤 사이에 다른 채널을 배치하면 주어진 RF 대역에 더 많은 채널을 삽입할 수 있어 스펙트럼 할당이 향상된다. 그러나, 일반적인 BFSK 스펙트럼에서 첫 번째 사이드 로브(sidelobe)의 에너지는 대역 내 및 대역 외 모두에서 이론적으로 메인 로브보다 13dB 낮다. 이러한 높은 인접 채널 전력은 수신기에 높은 간섭 제거 성능을 요구하여 수신기의 높은 전력 구현을 초래한다. 본 발명에서 제안하는 기술은 FSK(frequency shift keying) 변조의 일정한 포락선(envelope) 특성을 유지하면서 BFSK 신호를 삼각형 윈도우로 성형함으로써 사이드 로브의 대역 내 및 대역 외 에너지를 모두 26dB 감소시킨다. 본 발명은 분할 채널 BFSK(SC-BFSK) 변조 기술을 대상으로 하는 최초의 발명으로, 본 발명에 따른 송신기의 출력에서 고품질 필터의 활용은 종래 기술에서 제안된 것 이상으로 인접 채널 전력비(ACPR) 성능을 향상시킬 수 있다.
그리고, 본 발명은 BFSK 변조된 두 톤의 캐리어 신호들에 각각 삼각파 형태의 윈도우를 씌워준다. 또한, 삼각파 윈도우의 시간 축 너비를 최적화하여 추가적으로 스퍼(spur) 신호의 크기를 줄일 수 있다. 기존 논문에서의 삼각파형 성형 방법은 한 톤의 캐리어만을 대상으로 하였기 때문에, BFSK를 구성하는 두 톤의 포락선(envelop)을 모두 삼각파로 만들어 줄 수 없다. 본 발명에서는 삼각형 파형 성형의 구현을 고효율의 디지털 전력 증폭기(digital power amplifier, DPA)를 이용하여 저전력/저비용으로 구현 가능하게 하였다.
즉, 본 발명은 송신기 출력 파형을 인위적으로 성형하여 BFSK 송신기의 인접 채널 전력비(ACPR) 성능을 향상시킬 수 있다. 삼각형의 윈도우 파형에 두개의 BFSK 캐리어 신호를 시간 영역에서 개별적으로 곱하고 이를 더하여, 송신기 출력 주파수 스펙트럼의 사이드 로브(sidelobe)를 감쇠시켜 향상된 인접 채널 전력비(ACPR)를 가진 BFSK 신호를 달성할 수 있다.
이에 따라, 본 발명은 IoT 무선 송신기에서 방출되는 신호의 주파수 특성 품질을 향상시켜 무선으로 상호 연결되는 디바이스들의 숫자를 증가시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 기존에 주파수 특성 개선을 위해 사용되던 고전력/고비용 기술을 저전력/저비용으로 가능하게 하여 다양한 IoT 응용에 사용될 수 있다.
그리고, 본 발명은 IoT 응용을 위한 무선 송신기, 저전력/저비용 무선 송신기 등에 적용될 수 있다. 또한, 4차 산업 혁명을 맞아 글로벌 IoT 시장이 폭발적으로 확대됨에 따라서 본 발명의 수요 및 시장성은 향후 큰 증가폭이 예상된다. 또한, 본 발명은 저비용/저전력으로 송신기 출력 스펙트럼 품질을 향상시킬 수 있으며, 디지털로 쉽게 구현될 수 있다는 장점으로 기술 사업화 전망이 밝다.
이를 위해, BFSK 송신기(100)는 BFSK 변조기(modulator)(110), 디지털 전력 증폭기(DPA)(120) 및 진폭 제어기(130)를 포함할 수 있다.
BFSK 변조기(110)는 BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성할 수 있다.
그리고, BFSK 변조기(100)는 생성한 고주파 신호와 저주파 신호를 디지털 전력 증폭기(120)로 제공할 수 있다.
예컨대, BFSK 변조기(100)는 복수개의 위상을 가지는 클록(clock)을 생성하는 다상 클록 생성기(multiphase clock generator, MPCG), 다상 클록 생성기(MPCG)로부터 제공받은 클록을 토대로 고주파 신호를 생성하는 제1 위상 보간기(phase interpolator), 다상 클록 생성기(MPCG)로부터 제공받은 클록을 토대로 저주파 신호를 생성하는 제2 위상 보간기, 송신 데이터를 기반으로 제1 위상 보간기와 제2 위상 보간기의 출력에서 위상을 선택하는 위상 선택기(phase selector) 등을 포함할 수 있다.
디지털 전력 증폭기(DPA)(120)는 BFSK 변조기(110)로부터 제공받은 고주파 신호와 저주파 신호를 이용하여 BFSK 신호를 생성할 수 있다.
예컨대, 디지털 전력 증폭기(DPA)는 각각 고주파 신호와 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하여 출력하는 복수개의 멀티플렉서(multiplexer, MUX), 복수개의 멀티플렉서(MUX) 각각의 출력 신호가 결합된 신호가 입력되면 BFSK 신호를 출력하는 밴드-패스 필터(band-pass filter, BPF) 등을 포함할 수 있다.
진폭 제어기(130)는 송신 데이터를 기반으로, 고주파 신호와 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 BFSK 신호를 성형하도록 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)를 제어할 수 있다.
이때, 진폭 제어기(130)는 윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트(bit rate)이고 1/비트 레이트마다 반복되는 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 BFSK 신호를 성형할 수 있다.
즉, 진폭 제어기(130)는 송신 데이터의 상승 에지(rising edge)를 위한 제1 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 고주파 신호를 곱하고, 송신 데이터의 하강 에지(falling edge)를 위한 제2 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 저주파 신호를 곱하여, BFSK 신호를 성형할 수 있다.
여기서, 제1 성형 프로파일과 제2 성형 프로파일은 시간 축을 기준으로 서로 대칭될 수 있다. 보다 자세하게 설명하면, 제1 성형 프로파일은 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 송신 데이터가 '1'로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일일 수 있다. 그리고, 제2 성형 프로파일은 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 송신 데이터가 '0'으로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일일 수 있다.
이때, 진폭 제어기(130)는 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(finite state machine, FSM)의 상태값을 이용하여, 고주파 신호를 제1 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 저주파 신호를 제2 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, BFSK 신호를 성형하도록 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)를 제어할 수 있다.
여기서, 진폭 제어기(130)는 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상태값의 카운트를 유지하며, 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시킬 수 있다.
그리고, 진폭 제어기(130)는 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)의 복수개의 멀티플렉서(MUX) 각각이 상태값을 기반으로 고주파 신호 및 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상태값을 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)의 복수개의 멀티플렉서(MUX)에 제공할 수 있다.
즉, 진폭 제어기(130)는 상태값의 카운트가 증가함에 따라 고주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 증가하고 저주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상태값의 카운트가 감소함에 따라 저주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 증가하고 고주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 할 수 있다.
그러면, 도 2를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법에 대하여 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 2를 참조하면, BFSK 송신기(100)는 송신 데이터를 기반으로, 고주파 신호와 저주파 신호를 생성할 수 있다(S110).
즉, BFSK 송신기(100)는 BFSK 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성할 수 있다.
그런 다음, BFSK 송신기(100)는 송신 데이터를 기반으로, 고주파 신호와 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 BFSK 신호를 성형할 수 있다(S120).
이때, BFSK 송신기(100)는 윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트이고 1/비트 레이트마다 반복되는 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 BFSK 신호를 성형할 수 있다.
즉, BFSK 송신기(100)는 제1 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 고주파 신호를 곱하고, 제2 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 저주파 신호를 곱하여, BFSK 신호를 성형할 수 있다.
이때, BFSK 송신기(100)는 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(FSM)의 상태값을 이용하여, 고주파 신호를 제1 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 저주파 신호를 제2 성형 프로파일을 가지는 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, BFSK 신호를 성형할 수 있다.
여기서, BFSK 송신기(100)는 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상태값의 카운트를 유지하며, 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시킬 수 있다.
그리고, BFSK 송신기(100)는 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)의 복수개의 멀티플렉서(MUX) 각각이 상태값을 기반으로 고주파 신호 및 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상태값을 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)의 복수개의 멀티플렉서(MUX)에 제공할 수 있다.
즉, BFSK 송신기(100)는 상태값의 카운트가 증가함에 따라 고주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 증가하고 저주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상태값의 카운트가 감소함에 따라 저주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 증가하고 고주파 신호의 진폭은 출력인 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 할 수 있다.
그러면 도 3 내지 도 13을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 동작에 대하여 보다 자세하게 설명한다.
기존의 BFSK 변조는 두 개의 서로 다른 주파수를 사용하여 데이터를 전송한다. 따라서, 1-bit 데이터의 전송을 위해 송신기는 fC+Δf의 고주파 신호 혹은 fC-Δf의 저주파 신호를 생성한다. 구형파 형태의 데이터 전환으로 인해 두 주파수 간의 갑작스러운 이동으로 상당한 양의 에너지가 인접 채널로 누설되어 인접 채널 전력비(ACPR)가 저하된다. 이 에너지 누설은 일반적으로 (1)베이스밴드 데이터(baseband data)를 급격한 전환에서 부드러운 전환으로 변환하는 필터를 통해 필터링하거나, (2)출력에서 고품질 밴드-패스(band-pass) 필터를 사용하여 줄일 수 있다. (1)을 위해서는 일반적으로 전압 제어 발진기(voltage-controlled oscillator, VCO)를 변조하여 대역 외 사이드 로브가 크게 감소된 BFSK 신호를 생성할 수 있다. 하지만, 대역 외 에너지의 감소는 두 톤 사이의 사이드 로브에서 전력을 증가시키며, 이는 제안된 분할 채널 BFSK(SC-BFSK) 변조 기술에서 바람직하지 않다. 종래 기술은 대역 외 누설 문제를 해결하기 위해 두 가지 다른 기술을 사용한다. 첫째, 기존 발명은 인접 채널의 에너지를 줄이기 위해 고품질 밴드-패스 필터를 사용한다. 둘째, 대역 외 에너지를 줄이기 위해 10.7MHz에서 FSK 변조 신호와 SAW 필터의 디지털 혼합으로 인해 얻은 원치 않는 신호를 완화하기 위해 이미지 제거 방법을 사용한다. 송신 출력에서 고품질 밴드-패스 필터를 사용하는 것은 일반적으로 저비용/저전력 솔루션이 선호되는 IoT 기반 애플리케이션에서 바람직하지 않다. 선행 발명이 외부 필터를 사용하여 대역 외 사이드 로브 에너지를 감소시키는 기술을 제공하지만, 대역 외 또는 대역 내 사이드 로브 에너지를 감소시키는 회로 레벨 기술은 제안되지 않았다. 반면, 본 발명은 선행 발명에서 행해진 바와 같이 베이스밴드 데이터 필터 또는 고품질 밴드-패스 필터를 사용하지 않고 회로 레벨에서 사이드 로브의 크기를 감쇠시키는 방법을 제안한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 송신기의 일례를 설명하기 위한 블록도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 BFSK 변조기(110)는 폐쇄 루프 PLL 기반 변조기 대신 개방 루프 BFSK 변조기로 구현될 수 있다. PLL 기반 변조기가 지원하는 최대 데이터 속도는 루프 대역폭에 의해 제한되기 때문에 높은 전송 속도를 달성하기 어렵기 때문이다. 개방 루프 BFSK 변조기는 폐쇄 루프 PLL 기반 변조기의 저역 통과 특성에 직면할 필요가 없기 때문에 이 문제를 해결할 수 있다. 따라서, 개방 루프 BFSK 변조기의 최대 데이터 속도는 허용 가능한 채널 대역폭과 두 톤 사이의 간격에 의해서만 제한된다. 주파수 소스(frequency source)는 안정적인 주파수를 제공하며 주파수는 중심 주파수 fC의 2배이다. 다상 클록 생성기(MPCG)는 2분할 주파수 분배기를 사용하여 구현되어 4개의 동일한 간격의 위상을 얻을 수 있다. 4개의 균등한 간격의 클록이 위상 보간기에 제공되어 위상 분해능을 높이므로 BFSK 톤에 대한 고조파 스퍼 레벨(spur level)이 감소한다. 예를 들어, 위상 보간기는 필요한 위상 수와 고조파 스퍼 레벨에 따라 P1과 P2 사이의 위상을 보간한다. 위상 선택 로직(phase select logic) 블록은 위상 보간기의 출력에서 미리 정의된 순서로 위상을 선택할 수 있다. 첫 번째 위상 보간기는 P1-PN에서 위상을 선택하여 고주파수 톤 f1을 생성할 수 있다. 두 번째 위상 보간기는 PN-P1에서 위상을 선택하여 저주파 톤 f2를 생성할 수 있다. 50% 듀티(duty) 사이클 교정 회로는 이전 단계에서 얻은 듀티 사이클을 50%로 보상할 수 있다. 진폭 제어 로직(amplitude control logic)은 도 7, 도 9, 도 11 및 도 12에 따라 송신기의 인접 채널 전력비(ACPR) 성능을 개선하기 위해 디지털 전력 증폭기(DPA)의 멀티플렉서(MUX)를 제어할 수 있다. 디지털 전력 증폭기(DPA)는 인버터 기반 스위치드 커패시터 전력 증폭기로 구현되며, 출력에서 BFSK 신호를 결합하고, 이 신호는 저비용 밴드-패스 필터를 통과하여 사이드 로브(sidelobe)가 감쇠된 BFSK 신호를 얻을 수 있다.
도 4는 시간 영역에서의 베이스밴드 송신 데이터와 이에 대응되는 기존 BFSK 변조 신호의 전력 스펙트럼 밀도(Power Spectrum Density, PSD)를 나타내는 도면이고, 도 5는 직사각형 윈도우와 삼각형 윈도우의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)의 비교를 나타내는 도면이며, 도 6은 시간 영역에서 BFSK 신호와 주기적인 삼각 파형의 곱을 나타내는 도면으로, 파형의 주기가 송신 데이터의 비트 듀레이션(bit duration)과 동일하고 Rb의 비트 레이트로 반복되는 경우를 나타낸다.
도 4를 참조하면, '1'과 동일한 베이스밴드 데이터는 fC+Δf에서 고주파수 톤에 해당하고, '0'과 동일한 데이터 값은 fC-Δf에서 저주파 톤에 해당한다. 베이스밴드 데이터의 급격한 변화로 인해 fC±Δf의 두 톤에서 상당한 양의 에너지가 인접 채널로 누출되어 분리 채널 BFSK(SC-BFSK) 변조 기술에 적합하지 않다. 사이드 로브의 에너지 양을 줄이기 위해 출력 BFSK 신호의 성형을 수행할 수 있다.
도 5를 참조하면, 두 윈도우의 동일한 시간 영역 너비에 대해 삼각형 윈도우의 메인 로브 너비는 직사각형 윈도우의 두 배이다. 그러나, 직사각형 윈도우의 경우 사이드 로브 억제량은 13dB에 불과하지만 삼각형 윈도우의 경우 26dB로 향상된다. 이것은 BFSK 변조된 두 톤에 삼각형 윈도우를 곱하면 사이드 로브의 전력이 감소한다는 것을 의미한다. 그러나, 너비가 1/Rb인 삼각형 윈도우와 BFSK 신호의 곱셈은 도 6에 도시된 바와 같이 fC±Δf에서 두 톤으로 상향 변환된 RbHz 주파수의 기본 고조파와 홀수 고조파를 생성한다. 삼각형 윈도우가 Rb의 홀수 고조파에서 주파수 널을 제공할 수 없기 때문에 베이스밴드 데이터의 고조파가 전력 스펙트럼 밀도(PSD)에 나타난다. 이 방법은 26dB의 사이드 로브 감쇠가 달성되지만, BFSK 신호 주파수 스펙트럼이 비효율적이게 되고, 또한 원치 않는 스퍼가 나타난다는 단점이 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 신호의 이상적인 삼각형 성형을 설명하기 위한 도면이고, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 fC=900MHz, Δf=4MHz, 및 비트 레이트 Rb=1Mbps를 갖는 이상적인 형태의 BFSK 변조와 기존 BFSK 변조의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)의 비교를 나타내는 도면이다.
원하지 않는 스퍼 및 메인 로브 스펙트럼의 확장으로 인한 스펙트럼 효율 손실을 해결하기 위해 본 발명은 도 7에 도시된 방식을 채택한다. 본 발명에서 채택된 삼각형 윈도우 방식은 윈도우의 시간 폭을 1/Rb에서 2/Rb로 증가시키며, 이 윈도우는 1/Rb 초마다 반복될 수 있다. 이 제안된 윈도우는 Rb의 모든 정수 배수에서 주파수 영역에서 널을 가지며, 메인 로브의 너비를 줄이고 스퍼를 제거하며 BFSK 신호에 대해 26dB의 사이드 로브 감쇠를 제공할 수 있다. 본 발명은 '0'에서 '1'로의 송신 데이터의 첫 번째 전환 동안 1/Rb초 내에 피크 값에 도달하는 상승 램프 함수가 생성되도록 삼각형 윈도우를 생성하는 것이다. 이후, 송신 데이터가 '1'로 유지되면 윈도우는 '1'로 일정하게 유지된다. 송신 데이터가 '0'이 되면 하강 램프가 켜져 1/Rb 초 안에 최소값 '0'에 도달하고, 이후 데이터가 '0'이면 유지된다. 이 프로파일은 이론적으로 도 3에 도시된 BFSK 변조기(100)에서 얻은 고주파수 톤 f1을 곱한다. 마찬가지로, 송신 데이터의 하강 에지에 민감한 다른 프로파일이 생성되며 해당 프로파일에 저주파가 곱해진다. 두 진폭 변조된 BFSK 톤은 중첩되어 도 8에 도시된 바와 같은 전력 스펙트럼 밀도(PSD)에 도달하며, 이는 기존의 BFSK 변조 방식과 본 발명에 따른 BFSK 변조 방식의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 비교하면, 이론적 수준에서 fC±Δf에서 메인 로브의 양쪽에 있는 첫 번째 사이드 로브는 13dB의 사이드 로브 감쇠만을 제공하는 기존 BFSK 신호와 비교하여 13dB 추가 개선을 보인다. 또한, 본 발명은 고조파 스퍼를 제거하고 기존 BFSK 신호와 동일한 메인 로브 폭을 차지한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 BFSK 변조에 대한 진폭 분해능(amplitude resolution)의 타이밍을 나타내는 도면이고, 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 삼각형 윈도우 프로파일에 따른 5비트 진폭 분해능을 가진 BFSK 변조의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 나타내는 도면이다.
본 발명은 완전한 디지털 방식으로 구현될 수 있다. 도 9에 도시된 그림은 5비트 진폭 분해능으로 구현된 삼각형 프로파일 기능을 보여준다. 일정한 증가 또는 감소 대신에 상승 및 하강 램프 기능은 43μs에서 44μs로 및 45μs에서 46μs로 Vpeak/2N 단계로 변경되며, 여기서 N=5이다. 두 프로파일에 각각 f1과 f2를 곱하고 도 10에 도시된 바와 같은 본 발명에 따른 BFSK 방식의 주파수 영역에 중첩될 수 있다. 실제 BFSK 신호 스펙트럼은 900MHz의 중심 주파수 주변에 위치하며 주파수 스펙트럼은 다음과 같다. 진폭 제어 로직에서 해당 주파수로 오버샘플링 클록을 사용하기 때문에 2N×RbHz마다 주기적으로 반복된다. 본 발명에서는 N=5이므로 BFSK 신호 스펙트럼은 900±32nMHz에서 반복되며, 여기서 n=±1,±2,±3,…이다. 또한, N=5일 때 900MHz 양쪽의 첫 번째 BFSK 스펙트럼 고조파는 900MHz의 주 스펙트럼보다 40dB 낮으며, 이는 FCC에 의해 부과된 스펙트럼 제한을 충족한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 유한 상태 머신의 상태를 나타내는 도면이고, 도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 삼각형 프로파일을 얻기 위한 진폭 제어 로직의 시뮬레이션된 타이밍을 나타내는 도면으로, 비트 C<4:0>가 B2T(binary-to-thermometer) 디코더를 통해 온도계 코드로 변환되어 디지털 전력 증폭기(DPA)의 멀티플렉서(MUX)에 적용되는 경우를 나타낸다.
도 11에 도시된 그림은 도 9에 도시된 삼각형 윈도우를 달성하기 위해 구현된 유한 상태 머신(FSM)의 상태 다이어그램을 보여준다. 상태 '00000'에서 송신 데이터가 '0'이면 유한 상태 머신(FSM)은 동일한 상태를 유지한다. 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 이동하자마자 유한 상태 머신(FSM)은 카운트가 최종 값인 '11111'에 도달할 때까지 카운트를 늘리기 시작한다. 이 상태에서 송신 데이터가 '1'에 머무르면 유한 상태 머신(FSM)은 카운트를 유지한다. 그렇지 않으면, 유한 상태 머신(FSM)은 최종 상태 '00000'에 도달할 때까지 카운트 다운을 시작한다. 도 12에 도시된 그림은 진폭 제어 로직의 타이밍 다이어그램을 보여준다. 4μs에서 5μs까지 송신 데이터는 '0'이므로 C<4:0>의 각 비트는 '0'이다. 송신 데이터가 5μs에서 6μs로 높아지면, 바이너리 카운트는 송신 데이터가 '1'이기 때문에 '11111'의 피크 값을 6-μs에서 7-μs로 증가시키고 유지한다. 7-μs에서 8-μs까지는 송신 데이터는 '0'이 되므로 유한 상태 머신(FSM)의 바이너리 카운트는 최소 상태, 즉 '00000'에 도달할 때까지 감소한다. 8-μs ~ 9-μs 구간에서 송신 데이터가 '0'이기 때문에, 최소 상태에 도달하면 유한 상태 머신(FSM)은 해당 상태를 유지한다. 이 바이너리 비트 시퀀스 C<4:0>은 진폭 제어 로직의 B2T 디코더를 통해 변환된다. B2T 디코더에 대한 5비트 입력의 경우, 출력은 도 3에 도시된 디지털 전력 증폭기(DPA)(120)에서 멀티플렉서(MUX)를 제어하는 31비트 시퀀스이다. fC±Δf의 두 주파수는 다음과 같이 믹싱된다. 유한 상태 머신(FSM)의 상태가 '00000'일 때, 모든 멀티플렉서(MUX)는 f2의 주파수를 출력으로 전달한다. 마찬가지로, 상태 '11111'일 때, 모든 멀티플렉서(MUX)는 f1을 출력으로 전달한다. 예를 들어, 상태 '00010'에서 선택 신호 S<0> 및 S<1>이 있는 처음 두개의 멀티플렉서(MUX)는 고주파수 톤 f1을 통과하고 나머지 멀티플렉서(MUX)는 f2를 통과한다. 유한 상태 머신(FSM)의 개수가 계속 증가함에 따라 f1의 진폭은 출력에서 계속 증가하는 반면 f2의 진폭은 도 9에서 제안한 삼각형 프로파일에 따라 계속 감소한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 5비트 진폭 분해능을 가진 BFSK 변조 기법과 기존의 BFSK 변조 기법의 시뮬레이션된 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 나타내는 도면이다.
분할 채널 BFSK(SC-BFSK) 변조 기술의 경우 인접 채널에서 발생한 사이드 로브는 원하는 채널에 간섭으로 작용한다. 따라서, 인접 채널의 사이드 로브에서 감쇠는 신호 대 간섭 비율을 향상시켜 저전력/저비용 수신기의 구현을 가능하게 하며, 이는 배터리 구동 SoC의 긴 수명을 보장하기 위해 매우 필수적이다. 본 발명에 따른 BFSK 변조 기법의 시뮬레이션된 출력 스펙트럼은 도 13에 도시된 바와 같으며, 이는 기존의 BFSK 기법과 본 발명에 따른 BFSK 기법의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 비교한 것이다. 본 발명은 902.5MHz 및 905.5MHz에서 사이드 로브에 26dB 이상의 감쇠를 달성한다. 900MHz 부근에서 사이드 로브에 대한 감쇠의 경우, 기존 BFSK의 경우 13dB 및 17dB인데 본 발명은 30dB 이상이다.
이상에서 설명한 본 발명의 실시예를 구성하는 모든 구성요소들이 하나로 결합하거나 결합하여 동작하는 것으로 기재되어 있다고 해서, 본 발명이 반드시 이러한 실시예에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 목적 범위 안에서라면, 그 모든 구성요소들이 하나 이상으로 선택적으로 결합하여 동작할 수도 있다. 또한, 그 모든 구성요소들이 각각 하나의 독립적인 하드웨어로 구현될 수 있지만, 각 구성요소들의 그 일부 또는 전부가 선택적으로 조합되어 하나 또는 복수개의 하드웨어에서 조합된 일부 또는 전부의 기능을 수행하는 프로그램 모듈을 갖는 컴퓨터 프로그램으로서 구현될 수도 있다. 또한, 이와 같은 컴퓨터 프로그램은 USB 메모리, CD 디스크, 플래쉬 메모리 등과 같은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체(Computer Readable Media)에 저장되어 컴퓨터에 의하여 읽혀지고 실행됨으로써, 본 발명의 실시예를 구현할 수 있다. 컴퓨터 프로그램의 기록 매체로서는 자기기록매체, 광 기록매체 등이 포함될 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 수정, 변경 및 치환이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예 및 첨부된 도면들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예 및 첨부된 도면에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
< 부호의 설명 >
100 : BFSK 송신기,
110 : BFSK 변조기,
120 : 디지털 전력 증폭기,
130 : 진폭 제어기

Claims (19)

  1. BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성하는 BFSK 변조기(modulator), 및 상기 BFSK 변조기로부터 제공받은 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 이용하여 BFSK 신호를 생성하는 디지털 전력 증폭기(digital power amplifier)를 포함하는 BFSK 변조 기반 송신기로서,
    상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 상기 BFSK 신호를 성형하도록 상기 디지털 전력 증폭기를 제어하는 진폭 제어기;
    를 포함하는 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  2. 제1항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트(bit rate)이고 1/비트 레이트마다 반복되는 상기 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 상기 BFSK 신호를 성형하는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  3. 제2항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    상기 송신 데이터의 상승 에지(rising edge)를 위한 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 고주파 신호를 곱하고, 상기 송신 데이터의 하강 에지(falling edge)를 위한 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 저주파 신호를 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  4. 제3항에서,
    상기 제1 성형 프로파일과 상기 제2 성형 프로파일은,
    시간 축을 기준으로 서로 대칭되는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  5. 제4항에서,
    상기 제1 성형 프로파일은,
    상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일이고,
    상기 제2 성형 프로파일은,
    상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '0'으로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일인,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  6. 제5항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    상기 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(finite state machine)의 상태값을 이용하여, 상기 고주파 신호를 상기 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 상기 저주파 신호를 상기 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하도록 상기 디지털 전력 증폭기를 제어하는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  7. 제6항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상기 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상기 상태값의 카운트를 유지하며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상기 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시키는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  8. 제7항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 멀티플렉서(multiplexer) 각각이 상기 상태값을 기반으로 상기 고주파 신호 및 상기 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상기 상태값을 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 상기 멀티플렉서에 제공하는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  9. 제8항에서,
    상기 진폭 제어기는,
    상기 상태값의 카운트가 증가함에 따라 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상기 상태값의 카운트가 감소함에 따라 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 하는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신기.
  10. BFSK(binary frequency shift keying) 변조 방식을 이용하여 송신 데이터를 기반으로 고주파 신호와 저주파 신호를 생성하는 BFSK 변조기(modulator), 및 상기 BFSK 변조기로부터 제공받은 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 이용하여 BFSK 신호를 생성하는 디지털 전력 증폭기(digital power amplifier)를 포함하는 BFSK 변조 기반 송신기의 송신 방법으로서,
    상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 송신 데이터를 기반으로, 상기 고주파 신호와 상기 저주파 신호 각각을 삼각형 윈도우 파형에 시간 영역에서 곱하고 더하여 상기 BFSK 신호를 성형하는 단계;
    를 포함하는 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  11. 제10항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    윈도우의 시간 폭이 2/비트 레이트(bit rate)이고 1/비트 레이트마다 반복되는 상기 삼각형 윈도우 파형을 이용하여 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  12. 제11항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    상기 송신 데이터의 상승 에지(rising edge)를 위한 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 고주파 신호를 곱하고, 상기 송신 데이터의 하강 에지(falling edge)를 위한 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 상기 저주파 신호를 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  13. 제12항에서,
    상기 제1 성형 프로파일과 상기 제2 성형 프로파일은,
    시간 축을 기준으로 서로 대칭되는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  14. 제13항에서,
    상기 제1 성형 프로파일은,
    상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일이고,
    상기 제2 성형 프로파일은,
    상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '1'에 도달하고, 상기 송신 데이터가 '0'으로 유지되면 삼각형 윈도우가 '1'로 유지되며, 상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 삼각형 윈도우가 1/비트 레이트 내에 '0'에 도달하는 성형 프로파일인,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  15. 제14항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    상기 송신 데이터를 기반으로 획득된 유한 상태 머신(finite state machine)의 상태값을 이용하여, 상기 고주파 신호를 상기 제1 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하고, 상기 저주파 신호를 상기 제2 성형 프로파일을 가지는 상기 삼각형 윈도우 파형에 곱하여, 상기 BFSK 신호를 성형하는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  16. 제15항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    상기 송신 데이터가 '0'에서 '1'로 전환되면 바이너리 카운트로 이루어지는 상기 상태값의 카운트를 최대값에 도달할 때까지 증가시키고, 상기 송신 데이터가 '1'로 유지되면 상기 상태값의 카운트를 유지하며, 상기 송신 데이터가 '1'에서 '0'으로 전환되면 상기 상태값의 카운트를 최소값에 도달할 때까지 감소시키는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  17. 제16항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 멀티플렉서(multiplexer) 각각이 상기 상태값을 기반으로 상기 고주파 신호 및 상기 저주파 신호 중 하나의 신호를 선택하도록, 상기 상태값을 상기 디지털 전력 증폭기의 복수개의 상기 멀티플렉서에 제공하는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  18. 제17항에서,
    상기 BFSK 신호 성형 단계는,
    상기 상태값의 카운트가 증가함에 따라 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되며, 상기 상태값의 카운트가 감소함에 따라 상기 저주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 증가하고 상기 고주파 신호의 진폭은 출력인 상기 BFSK 신호에서 계속 감소되도록 하는 것으로 이루어지는,
    파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법.
  19. 제10항 내지 제18항 중 어느 한 항에 기재된 파형 성형을 이용한 BFSK 변조 기반 송신 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
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