WO2024034191A1 - スイッチング電源回路、及び、スイッチング電源回路を備える電子装置 - Google Patents

スイッチング電源回路、及び、スイッチング電源回路を備える電子装置 Download PDF

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates to a switching power supply circuit, and particularly relates to a technique effective for reducing the amount of radiated radio noise emitted from a switching power supply circuit.
  • power supply circuits For example, in order to reduce the burden on the environment, switching power supply circuits with high power efficiency are increasingly being adopted as power supply circuits.
  • electronic devices including power supply circuits include electronic devices in vehicles such as automobiles, control devices in industrial equipment, and electronic devices, but are not limited to these devices.
  • Switching power supply circuits have higher power efficiency than linear regulator (dropper) power supply circuits.
  • the switching power supply circuit generates radiated electromagnetic noise due to the switching timing between the rise and fall of the pulse signal used in the switching power supply circuit.
  • radiated electromagnetic noise increases in high frequency bands.
  • Patent Document 1 discloses a switching power supply circuit that can improve PSRR (power supply voltage fluctuation rejection ratio). Specifically, the technique of Patent Document 1 sets the sampling timing of the A/D converter to an arbitrary position on the slope of the ripple of the output voltage. As a result, even if the input voltage fluctuates and the amount of ripple in the output voltage changes, the center of the ripple in the output voltage is stabilized at the reference voltage according to the target value, making it possible to improve PSRR. It is disclosed that this will happen.
  • PSRR power supply voltage fluctuation rejection ratio
  • One of the objectives is to provide a switching power supply circuit capable of reducing the amount of radiated electromagnetic noise even due to changes in the load or set voltage of the switching power supply circuit, and an electronic device equipped with the switching power supply circuit. There is a particular thing. Other objects and novel features will become apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
  • a typical switching power supply circuit includes a pulse width control section that controls the pulse width of the pulse voltage output from the switching transistor, and a drive voltage control section that controls the drive voltage that determines the magnitude of the pulse voltage output from the switching transistor. and the difference value between the output voltage setting value set in advance for the power supply circuit and the output voltage measurement value that is the measurement result of the output voltage of the power supply circuit, and the weight for the pulse width based on the output voltage setting value. It includes a weighting coefficient calculation unit that determines a weighting coefficient and a weighting coefficient for the drive voltage.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the overall configuration of a switching power supply circuit using PWM control as a comparative example.
  • A is a schematic diagram of a pulse waveform when the pulse width applied to the gate of the switching transistor of the switching power supply circuit of FIG. 1 is wide (pulse duty ratio is large).
  • B is a diagram schematically showing a waveform induced to the secondary side when the pulse waveform of (A) is applied to the primary side of the transformer.
  • C) is a diagram showing an example of the output voltage of the switching power supply circuit after the waveform in (B) passes through a low-pass filter.
  • D is a schematic diagram of a pulse waveform when the pulse width applied to the gate of the switching transistor of the switching power supply circuit of FIG.
  • FIG. 1 is narrow (pulse duty ratio is small).
  • E is a diagram schematically showing a waveform induced to the secondary side when the pulse waveform of (D) is applied to the primary side of the transformer.
  • F is a diagram showing an example of the output voltage of the switching power supply circuit after the waveform of (E) passes through a low-pass filter.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the switching power supply circuit according to this embodiment.
  • (A) is a diagram showing the change in the weighting coefficient K p calculated by the weighting coefficient calculation unit of the switching power supply circuit according to the present embodiment in FIG. 3 by the slope of the curve CP1.
  • FIG. 5 is an image diagram schematically showing changes in the weighting coefficient K p and changes in the weighting coefficient K v .
  • (A) shows an example of a pulse applied to the gate of the switching transistor of the switching power supply circuit according to the comparative example in FIG. 1 and the switching power supply circuit according to the present embodiment in FIG. 3 to generate the same output voltage.
  • FIG. 3 is a diagram comparing waveforms of an example of pulses applied to the gates of switching transistors in FIG. (B) is a diagram comparing the frequency characteristics of electromagnetic radiation noise generated by the waveforms in (A).
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a weighting coefficient calculating section of a switching power supply circuit according to the present embodiment and a modification of the present embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating another example of the weighting coefficient calculation section of the switching power supply circuit according to the present embodiment and a modification of the present embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of a case where weighting coefficients of a switching power supply circuit according to a modification of the present embodiment are provided as a lookup table.
  • A is a schematic diagram showing an example of an industrial device in which a switching power supply circuit according to the present embodiment and a modification of the present embodiment is incorporated.
  • B is a schematic diagram showing an example of a vehicle in which a switching power supply circuit according to the present embodiment and a modification of the present embodiment is incorporated.
  • the constituent elements are not necessarily essential, unless explicitly stated or when they are considered to be clearly essential in principle. Needless to say.
  • shape, positional relationship, etc. of components, etc. when referring to the shape, positional relationship, etc. of components, etc., the shape, positional relationship, etc. of components, etc. are referred to, unless specifically stated or when it is considered that it is clearly not possible in principle. This shall include things that approximate or are similar to, etc. This also applies to the above numerical values and ranges.
  • circuit elements constituting each functional block of the embodiments are not particularly limited, but may be formed on a semiconductor substrate such as single crystal silicon by known integrated circuit technology such as CMOS (complementary MOS transistor). Alternatively, it is formed on a circuit board on which electronic components such as ICs are combined and mounted.
  • CMOS complementary MOS transistor
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the overall configuration of a switching power supply circuit 70 using PWM control.
  • the switching power supply circuit 70 includes an input voltage source V 1 , switching transistors SWp and SWn, a transformer Tr1, a rectifier circuit section 10, a low-pass filter section 20, an output voltage measurement section 30, an output voltage setting section 40, a difference calculation section 50, and a pulse width.
  • a control section 60 is provided. Since the basic operation of a switching power supply circuit using PWM control is a conventional technique, a detailed explanation will be omitted and the explanation will focus on the part related to this embodiment.
  • the input voltage source V1 outputs a constant voltage value Vc .
  • the output voltage measurement unit 30 measures the voltage value of the output voltage V out output from the low-pass filter unit 20.
  • the difference calculation unit 50 calculates a difference voltage value that is the difference between the value of the output voltage V out and the target voltage value set by the output voltage setting unit 40, and determines how far the current output voltage value is from the target voltage value. Calculate whether there is a deviation.
  • Pulse width control section 60 controls the pulse widths of switching transistors SWp and SWn based on the differential voltage value.
  • the pulse width control section 60 sets the pulse widths of the switching transistors SWp and SWn to be wide. Further, when the differential voltage value is large and the current output voltage value exceeds the target voltage value, the pulse width control section 60 sets the pulse widths of the switching transistors SWp and SWn narrowly.
  • a secondary voltage V tr is generated on the secondary side of the transformer Tr1, which is induced by the pulse voltage on the primary side of the transformer Tr1.
  • a secondary voltage V tr is generated on the secondary side of the transformer Tr1, which is induced by the pulse voltage on the primary side of the transformer Tr1.
  • FIG. 2A, 2B, and 2C show that in the PWM-controlled switching power supply circuit 70 of FIG. 1, the pulse widths of the pulses (V p , V n ) applied to the gates of the switching transistors SWp and SWn are 7 is a graph showing the operation when the output voltage is relatively large.
  • the ON state of the switching transistors SWp and SWn is longer than the OFF state, that is, the pulse width applied to the gate of the switching transistor is large, and the duty ratio is large (the duty ratio is greater than 0.25). ) indicates the condition.
  • FIG. 2(B) shows a change in the secondary voltage V tr induced on the secondary side of the transformer Tr1 by the pulse of FIG. 2(A).
  • the switching transistor SWp When the switching transistor SWp is in the ON state, a pulse is generated on the positive side of the midpoint voltage. Furthermore, when the switching transistor SWn is in the ON state, a pulse is generated on the negative side of the midpoint voltage.
  • An example of the switching frequency is several kilohertz to several hundred kilohertz.
  • the pulse width is wide, the high frequency components of the radiated electromagnetic noise generated at the rise and fall of the secondary voltage V tr are relatively small.
  • FIG. 2C shows the voltage value of the output voltage V out output from the low-pass filter section 20, and shows how high frequency components are reduced by the low-pass filter section 20.
  • the ON state of the switching transistors SWp and SWn is shorter than the OFF state, that is, the pulse width applied to the gate of the switching transistor is narrow, and the duty ratio is small (the duty ratio is less than 0.5). ) indicates the condition.
  • FIG. 2(E) shows a change in the secondary voltage V tr induced on the secondary side of the transformer Tr1 by the pulse of FIG. 2(D).
  • a pulse with a narrow pulse width is generated on the positive side of the midpoint voltage.
  • a pulse with a narrow pulse width is generated on the negative side of the midpoint voltage.
  • An example of the switching frequency is several kilohertz to several hundred kilohertz.
  • the pulse width is narrow, the high frequency components of the radiated electromagnetic noise generated at the rise and fall of the secondary voltage V tr become relatively large.
  • the output voltage of the input voltage source V1 is a constant voltage value Vc , so the duty ratio of the switching transistor becomes small, and the radiated electromagnetic noise increases.
  • the frequency component becomes large. That is, the smaller the duty ratio, the more impulse-like pulses are generated, and the higher frequency components of the radiated electromagnetic noise tend to become larger.
  • FIG. 2F shows the voltage value of the output voltage V out output from the low-pass filter section 20, and shows how high frequency components are reduced by the low-pass filter section 20.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the overall configuration of a switching power supply circuit 1000 according to this embodiment.
  • the switching power supply circuit 1000 includes an input voltage source V 200 (variable output), switching transistors SWp100 and SWn100, a transformer Tr100, a rectifier circuit section 800, a low-pass filter section 700, an output voltage measurement section 500, an output voltage setting section 600, and a difference calculation section. 400, a weighting coefficient calculation section 300, a drive voltage control section 200, and a pulse width control section 100.
  • the pulse width control section 100 controls the duty ratio of the switching transistors SWp100 and SWn100.
  • the duty ratio has a duty ratio lower limit value DML, and the pulse width control section 100 never sets a duty ratio lower than the duty ratio lower limit value DML.
  • the duty ratio lower limit value DML can be determined by the frequency of the radiated electromagnetic noise and the intensity of the radiated electromagnetic noise. For example, it is possible to set the duty ratio lower limit value DML so that the frequency of the radiated electromagnetic noise and the intensity of the radiated electromagnetic noise fall within a range that complies with domestic and international standards that define radiated electromagnetic noise.
  • the duty ratio lower limit value DML can be set to 0.2, that is, the duty ratio ratio corresponding to the duty ratio lower limit value DML can be set to 20%.
  • the VCCI Voluntary Control Council for Interference by Information Technology Equipment
  • examples of foreign standards include standards by the FCC (Federal Communications Commission) and CE (European Conformity) in Europe. Note that it is also possible to set the value of the duty ratio lower limit value DML and the ratio of the duty ratio corresponding to the duty ratio lower limit value DML to arbitrary values.
  • the drive voltage control unit 200 can be controlled to change the drive voltage Vd , which is the output voltage of the input voltage source V200 . Since the conventional switching power supply circuit did not include the drive voltage control section 200 according to this embodiment, even if the output voltage value of the switching power supply circuit becomes small, the output voltage value of the input voltage source outputs a constant value. Was. Therefore, a case may occur in which the pulse width control unit 60 controls the duty ratio to be lower than the duty ratio lower limit value DML, and the radiated electromagnetic noise moves from the low frequency band to the high frequency band, and the level of the radiated electromagnetic noise In some cases, a situation may occur in which the amount of data becomes large.
  • the weighting coefficient calculation unit 300 has a function of calculating a weighting coefficient Kp for the duty ratio controlled by the pulse width control unit 100 and a weighting coefficient Kv for the drive voltage Vd controlled by the drive voltage control unit 200.
  • the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv can change nonlinearly with respect to fluctuations in the output voltage V out of the switching power supply circuit 1000.
  • a case will be described in detail where the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv change non-linearly with respect to fluctuations in the output voltage V out of the switching power supply circuit 1000. It is also possible to have a configuration that changes linearly with respect to .
  • the weighting coefficient calculation unit 300 is capable of calculating a weighting coefficient Kp. Conversely, when the output voltage V out increases, the weighting coefficient Kv for the drive voltage V d becomes smaller, and when the output voltage V out decreases, the weighting coefficient Kv for the drive voltage V d decreases. The weighting coefficient calculation unit 300 can calculate the weighting coefficient Kv so that the weighting coefficient Kv becomes larger.
  • the output voltage V out decreases by the weighting coefficient calculation unit 300 calculating the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv, the output voltage V out is controlled by the drive voltage V d.
  • the difference calculation unit 400 compares the voltage value of the output voltage V out measured by the output voltage measurement unit 500 and the set voltage value set by the output voltage setting unit 600, and calculates the voltage value of the output voltage V out and the corresponding voltage value. Calculates difference information from the set voltage value.
  • the difference information may be an analog voltage value expressed by an analog signal, or may be a digital voltage value expressed by a digital signal.
  • the output voltage measuring section 500 has a function of measuring the voltage value of the output voltage V out of the switching power supply circuit 1000. Since the configuration of the output voltage measuring section 500 is a known technique, detailed explanation will be omitted.
  • the output voltage setting unit 600 has a function of outputting a set voltage value set as the output voltage V out of the switching power supply circuit 1000.
  • the set voltage value is input to the difference calculation section 400 and the weighting coefficient calculation section 300.
  • the set voltage value information indicating the set voltage value may be an analog set voltage value expressed by an analog signal, or may be a digital voltage value expressed by a digital signal.
  • the input voltage source V 200 is configured to be able to change the driving voltage V d , which is the output voltage of the input voltage source V 200 , by the driving voltage controller 200. That is, the driving voltage V d of the input voltage source V 200 is a variable output.
  • FIG. 4A is a diagram showing an example of the duty ratio control operation of the pulse width control section 100 when the output voltage of the switching power supply circuit 1000 according to the present embodiment is varied or when the load is varied.
  • a straight line JP1 shown as a comparative example shows an example of a duty ratio control operation of a conventional switching power supply circuit using only PWM control.
  • the duty ratio decreases while the voltage of the input voltage source remains high.
  • radiated electromagnetic noise occurs in the high frequency band, and the radiated The level of electromagnetic noise becomes high.
  • the pulse width control unit 100 of the switching power supply circuit 1000 controls the duty ratio according to the curve CP1 so as not to fall into the region R1 (do not control the output voltage in the region R1).
  • the duty ratio is set large.
  • the pulse width control unit 100 controls the duty ratio so that the duty ratio asymptotically approaches the duty ratio lower limit value DML.
  • the slope of the curve CP1 corresponds to the weighting coefficient Kp of the duty ratio determined by the weighting coefficient calculating section 300.
  • FIG. 4A it can be seen that as the output voltage V out increases by ⁇ V, the slope of the curve CP1 increases, and the weighting coefficient Kp of the duty ratio also increases.
  • FIG. 4(B) is a diagram showing an example of the control operation of the drive voltage control section 200 when the output voltage of the switching power supply circuit 1000 according to the present embodiment is varied or when the load is varied.
  • a straight line JV1 shown as a comparative example is a graph showing the power supply voltage applied to switching transistors SWp and SWn of a conventional switching power supply circuit using only PWM control.
  • the conventional switching power supply circuit did not include the drive voltage control section 200 according to the present embodiment, so even when the output voltage value of the switching power supply circuit becomes small, the output voltage value of the input voltage source remains unchanged. was outputting a constant value. That is, on the straight line JV1, the same voltage is applied to the switching transistors SWp and SWn regardless of the output voltage value of the switching power supply circuit.
  • the drive voltage control unit 200 of the switching power supply circuit 1000 controls the drive voltage V d , which is the output voltage value of the input voltage source V 200 , using the curve CV1.
  • the drive voltage V d which is the output voltage value of the input voltage source V 200
  • the drive voltage control unit 200 is set close to the maximum value. Output voltage.
  • the drive voltage V d which is the output voltage value of the input voltage source V 200
  • the slope of the curve CV1 corresponds to the weighting coefficient Kv of the drive voltage Vd , which is determined by the weighting coefficient calculating section 300.
  • FIG. 4B it can be seen that as the output voltage V out increases by ⁇ V, the slope of the curve CV1 decreases, and the weighting coefficient Kv of the drive voltage V d also decreases.
  • the switching power supply circuit 1000 when the duty ratio asymptotically approaches the duty ratio lower limit value DML, the ratio of output voltage control by the duty ratio decreases (weighting coefficient Kp (becomes smaller), and the ratio of output voltage control by the drive voltage Vd increases (the weighting coefficient Kv becomes larger). Furthermore, in the switching power supply circuit 1000, when the duty ratio becomes larger than the lower limit value DML of the duty ratio, the proportion of output voltage control by the duty ratio increases (the weighting coefficient Kp increases), and the output voltage control by the drive voltage V d increases. The ratio decreases (the weighting coefficient Kv decreases).
  • FIG. 5 is an image diagram schematically showing a change in the weighting coefficient K p and a change in the weighting coefficient K v with respect to a change in the output voltage V out .
  • the weighting coefficient Kp increases nonlinearly, and the weighting coefficient Kv decreases nonlinearly.
  • the value of the output voltage V out corresponding to the intersection of the curve drawn by the weighting coefficient Kp and the curve drawn by the weighting coefficient Kv can be set to an arbitrary value.
  • FIG. 6(A) shows an example of a pulse (vj1) applied to the gate of the switching transistor of the switching power supply circuit according to the comparative example of FIG. 1 to generate the same output voltage
  • FIG. 3 is a diagram comparing waveforms of an example of a pulse (vm1) applied to the gate of a switching transistor in a switching power supply circuit according to the present invention.
  • the pulse vj1 according to the comparative example has a duty ratio of 5% and an amplitude of 5 volts.
  • the pulse vm1 according to the present embodiment has a duty ratio of 25% and an amplitude of 1 volt.
  • Pulse vj1 and pulse vm1 are input-side pulses that are formed in order to generate an output voltage of approximately 0.25 volts.
  • the ratio of the duty ratio lower limit value DML is set to 20%, instead of setting the duty ratio ratio to 25% to generate a low output voltage, the voltage value of the pulse vm1 is lowered. ing.
  • the pulse vm1 shows an example; for example, the duty ratio of the pulse vm1 can be set to a value exceeding 25%, and the amplitude value of the pulse vm1 can be set to less than 1 volt. In this case, it is expected that the frequency band of the electromagnetic radiation noise caused by the pulse vm1 will further decrease, and the level of the electromagnetic radiation noise will further decrease.
  • FIG. 6(B) is a diagram comparing the frequency characteristics of electromagnetic radiation noise generated by the waveforms of FIG. 6(A).
  • the electromagnetic radiation noise f vj1 caused by the pulse vj1 is the third harmonic of the electromagnetic radiation noise of the pulse vj1.
  • the electromagnetic radiation noise fvm1 caused by the pulse vm1 is the third harmonic of the electromagnetic radiation noise of the pulse vm1.
  • the electromagnetic radiation noise f vm1 is also smaller ⁇ fd3 than the electromagnetic radiation noise f vj1 , and the electromagnetic radiation noise of the switching power supply circuit according to the present embodiment is different from that of the switching power supply circuit that executes only PWM control according to the comparative example.
  • electromagnetic radiation of the switching power supply circuit according to this embodiment also occurs in the nth harmonic (n is an odd number) such as the fifth harmonic and the seventh harmonic. It can be seen that the noise is smaller than the electromagnetic radiation noise of the switching power supply circuit that executes only PWM control according to the comparative example.
  • the switching power supply circuit according to the present embodiment described above it is possible to provide a switching power supply circuit that can reduce the amount of radiated electromagnetic noise in a high frequency band even due to changes in load or set voltage, etc. become. That is, according to the switching power supply circuit according to the present embodiment, it is possible to reduce noise components around the transformer when outputting a low voltage, and to suppress electromagnetic radiation noise. Furthermore, even if the hardware of an electronic device that uses the switching power supply circuit according to this embodiment is updated and the load or voltage value to be controlled changes, electromagnetic radiation noise can be suppressed and the electronic device can be This makes it possible to reduce the effects of
  • FIGS. 7A and 7B show the weighting coefficient Kp for the duty ratio controlled by the pulse width control unit 100 of the switching power supply circuit according to a modification of the present embodiment, and the drive controlled by the drive voltage control unit 200.
  • FIG. 7 is a diagram showing another example of a weighting coefficient Kv for voltage Vd .
  • FIG. 7A shows the relationship between the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv when the duty ratio exceeds the duty ratio lower limit value DML.
  • the weighting coefficient Kp for the duty ratio is determined by formula (1), where the output voltage setting value of the switching power supply circuit is V out and the maximum output voltage value is V outmax . ). That is, the weighting coefficient Kp is a value obtained by dividing the output voltage setting value of the switching power supply circuit by the maximum output voltage value.
  • the weighting coefficient Kv is expressed by equation (2) obtained by subtracting the weighting coefficient Kp from 1. As is clear from equations (1) and (2), when the weighting coefficient Kv and the weighting coefficient Kp are added together, they become 1 as shown in equation (3).
  • FIG. 7B shows the relationship between the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv when the duty ratio is equal to or less than the duty ratio lower limit value DML.
  • the weighting coefficient Kp for the duty ratio is calculated as shown in equation (4). Fixed to "0". That is, when the duty ratio as a calculation result is equal to or less than the duty ratio lower limit value DML, the switching power supply circuit according to this modification does not perform PWM control.
  • the weighting coefficient Kv for the drive voltage Vd controlled by the drive voltage control unit 200 when the duty ratio is less than or equal to the duty ratio lower limit value DML is fixed to "1" as shown in equation (5). That is, when the duty ratio as a calculation result is equal to or less than the duty ratio lower limit value DML, the switching power supply circuit according to the present modification controls the output voltage using the drive voltage.
  • the weighting coefficient Kp when the duty ratio as a calculation result becomes equal to or less than the duty ratio lower limit value DML due to changes in the load or set voltage, the weighting coefficient Kp is changed.
  • the weighting coefficient Kv is fixed to "0" and the weighting coefficient Kv is fixed to "1".
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a weighting coefficient calculating section 300_1 configured by mainly using analog circuits.
  • Operational amplifier AKp calculates a weighting coefficient Kp using input resistance Ri and variable resistance Rfp.
  • the Kp control unit 310_1 that controls the weighting coefficient Kp inputs the differential voltage V df output from the difference calculation unit 400 and the set voltage V st output from the output voltage setting unit 600 shown in FIG.
  • the weighting coefficient Kp is multiplied by the differential voltage V df , the multiplication result is inverted by the inverting amplifier Ikp, and the calculation result is output to the pulse width control section 100 as a pulse width control value.
  • operational amplifier AKv calculates a weighting coefficient Kv using input resistance Ri and variable resistance Rfv.
  • the Kv control unit 320_1 that controls the weighting coefficient Kv inputs the differential voltage V df output from the difference calculation unit 400 and the set voltage V st output from the output voltage setting unit 600 shown in FIG.
  • the weighting coefficient Kv is multiplied by the differential voltage V df , the multiplication result is inverted by the inverting amplifier Ikv, and the calculation result is output to the drive voltage control section 200 as a drive voltage control value.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a weighting coefficient calculation unit 300_2 in which the weighting coefficient calculation unit 300 is mainly composed of digital circuits.
  • the Kp control unit 310_2 calculates a weighting coefficient Kp by inputting the differential voltage V df output from the difference calculation unit 400 shown in FIG. 3 and the set voltage V st output from the output voltage setting unit 600. Then, the weighting coefficient Kp is multiplied by the differential voltage V df , and the calculation result is output to the pulse width control section 100 as a pulse width control value.
  • the Kv control unit 320_2 calculates a weighting coefficient Kv by inputting the differential voltage V df output from the difference calculation unit 400 shown in FIG. 3 and the set voltage V st output from the output voltage setting unit 600. Then, the weighting coefficient Kv is multiplied by the differential voltage V df , and the calculation result is output to the drive voltage control section 200 as a drive voltage control value.
  • FIG. 10 is a lookup table of weighting coefficients Kp and weighting coefficients Kv that can be used by the weighting coefficient calculation unit 300_1 and/or the weighting coefficient calculation unit 300_2.
  • the lookup table can be stored in a storage unit (not shown) provided in the weighting coefficient calculation unit 300_1 and/or the weighting coefficient calculation unit 300_2. Further, the lookup table can also be stored in a storage unit (not shown) provided outside the weighting coefficient calculation unit 300_1 and/or the weighting coefficient calculation unit 300_2.
  • the lookup table of weighting coefficient Kp and weighting coefficient Kv shown in FIG. 10 is the result of calculation using the formula shown in FIG. Therefore, the weighting coefficient calculation unit 300_1 and/or the weighting coefficient calculation unit 300_2 calculates the weighting coefficient Kp and the weighting coefficient Kv using the formulas shown in FIG. 7 without using the lookup table shown in FIG. It is also possible.
  • FIGS. 11(A) and 11(B) are schematic diagrams showing an example in which a switching power supply circuit according to this embodiment or a modification of this embodiment is mounted on various electronic devices.
  • the electronic device is not limited to the electronic device shown in FIGS. 11(A) and 11(B), and can be equipped with a switching power supply circuit according to this embodiment or a modification of this embodiment. means all electronic devices.
  • FIG. 11(A) is an example of an industrial device equipped with a switching power supply circuit 1000.
  • a load that uses the output voltage of the switching power supply circuit 1000 or a control circuit that uses the output voltage as a control voltage is shown as 2001.
  • FIG. 11(B) is an example of a vehicle equipped with a switching power supply circuit 1000.
  • the ECU installed in a vehicle may be updated, and as described above, the switching power supply circuit 1000 is configured to be able to respond to the update.
  • a load that uses the output voltage of the switching power supply circuit 1000 or a control circuit that uses the output voltage as a control voltage is shown as 2002.
  • the switching power supply circuit in the fields of mobility and industrial equipment, it is possible to guarantee stable operation of a system including electronic equipment even after a partial hardware update for long-term use and long-term operation.
  • the switching power supply circuit according to the present embodiment provides a switching power supply circuit that can reduce the amount of radiated electromagnetic noise in the high frequency band even due to changes in load or set voltage. It becomes possible to provide.
  • switching power supply circuit has been described as a center-tap type
  • the switching power supply circuits of the present embodiment and modifications are not limited to the center-tap type.
  • the technology of this embodiment and modifications can be applied to ringing choke type, flyback type, forward type, half bridge type, full bridge type, non-isolated step-down type, step-up type, and resonant type switching power supply circuits. It is also possible to do so.
  • Pulse width control section 200 Drive voltage control section 300, 300_1, 300_2 Weighting coefficient calculation section 400 Difference calculation section 500 Output voltage measurement section 600 Output voltage setting section 700 Low pass filter section 800 Rectification circuit section Tr100 Transformer SWp100, SWn100 Switching transistor V 200 input voltage source

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Abstract

負荷や設定電圧の変動等によっても、放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路を提供する。　スイッチング電源回路（１０００）は、スイッチングトランジスタ（ＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００）から出力されるパルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御部（１００）と、スイッチングトランジスタ（ＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００）から出力されるパルス電圧の大きさを決定する駆動電圧（Ｖｄ）を制御する駆動電圧制御部（２００）と、電源回路に対してあらかじめ設定された出力電圧設定値（Ｖｓｔ）と電源回路の出力電圧の測定結果である出力電圧測定値（Ｖｏｕｔ）との差分値（Ｖｄｆ）、及び、出力電圧設定値（Ｖｓｔ）に基づいて、パルス幅に対する重みづけ係数（Ｋｐ）、及び、駆動電圧に対する重みづけ係数（ＫＶ）を決定する重みづけ係数演算部（３００）と、を備える。

Description

スイッチング電源回路、及び、スイッチング電源回路を備える電子装置
　本開示は、スイッチング電源回路に関し、特に、スイッチング電源回路から放射される放射電波ノイズのノイズ量を低減するために有効な技術に関する。
　近年、モビリティや産業装置分野において、長期利用・長期運用に向けて、ハードウェアの部分アップデートサービスが行われている。したがって、アップデート後にも、電子システムが安定稼働することを保証する技術が重要となっている。
　具体的には、電子システムから放射される放射電磁ノイズをさまざまな規格に準拠させる技術、および、電子システム内の装置に対して放射電磁ノイズを低減する技術が重要となっている。
　例えば、環境に対する負荷を低減するために、電源回路にも電力効率の高いスイッチング電源回路の採用が進んでいる。電源回路を備える電子装置には、自動車などの車両内の電子機器、産業用装置内の制御装置、電子機器が挙げられるが、これらの装置に限定されるわけではない。
　スイッチング電源回路は、リニアレギュレータ（ドロッパー）電源回路に比較して電力効率が高い。しかしながら、スイッチング電源回路は、スイッチング電源回路に使用されるパルス信号の立上り及び立下りの切り替わりタイミングに起因して放射電磁ノイズが発生する。特に、パルス信号のパルス幅が狭くなると高周波数帯域で放射電磁ノイズが増加する。
　例えば、特許文献１には、ＰＳＲＲ（電源電圧変動除去比）を改善可能なスイッチング電源回路が開示されている。具体的には、特許文献１の技術は、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングタイミングを出力電圧のリップルのスロープの任意の位置に設定するようにする。その結果、入力電圧が変動して出力電圧のリップル量が変化したとしても、出力電圧のリップルのセンターが目標値に応じた基準電圧に安定化されることとなり、ＰＳＲＲを改善することが可能となることが開示されている。
特開２０１５－１６７４４２号公報
　上述したような動作の工夫にもかかわらず、例えば、電子機器や制御装置をアップデート、及び、装置や装置の部品の電圧調整などによって、運用中の装置の負荷や設定電圧が変動すると、放射電磁ノイズのノイズ量を調整できないという課題が存在している。
　本開示は、このようなことに鑑みてなされたものである。その目的の１つは、スイッチング電源回路の負荷や設定電圧の変動等によっても、放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路、及び、スイッチング電源回路を備える電子装置を提供することにある。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。代表的なスイッチング電源回路は、スイッチングトランジスタから出力されるパルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御部と、スイッチングトランジスタから出力されるパルス電圧の大きさを決定する駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、電源回路に対してあらかじめ設定された出力電圧設定値と電源回路の出力電圧の測定結果である出力電圧測定値との差分値、及び、出力電圧設定値に基づいて、パルス幅に対する重みづけ係数、及び、駆動電圧に対する重みづけ係数を決定する重みづけ係数演算部と、を備える。
　一実施形態によれば、負荷や設定電圧の変動等によっても、放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路、及び、スイッチング電源回路を備える装置を提供可能になる。
図１は、比較例としてのＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路の全体構成の一例を示すブロック図である。 （Ａ）は、図１のスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルス幅が広い（パルスのデューティ比が大きい）場合のパルス波形の模式図である。（Ｂ）は、（Ａ）のパルス波形がトランスの一次側に印加された場合の二次側に誘導される波形を模式的に示した図である。（Ｃ）は、（Ｂ）の波形がローパスフィルタを通過した後のスイッチング電源回路の出力電圧の一例を示す図である。（Ｄ）は、図１のスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルス幅が狭い（パルスのデューティ比が小さい）場合のパルス波形の模式図である。（Ｅ）は、（Ｄ）のパルス波形がトランスの一次側に印加された場合の二次側に誘導される波形を模式的に示した図である。（Ｆ）は、（Ｅ）の波形がローパスフィルタを通過した後のスイッチング電源回路の出力電圧の一例を示す図である。 図３は、本実施形態に係るスイッチング電源回路の全体構成の一例を示すブロック図である。 （Ａ）は、図３の本実施形態に係るスイッチング電源回路の重みづけ係数演算部によって演算される重みづけ係数Ｋｐの変化を曲線ＣＰ１の傾きによって示す図である。（Ｂ）は、図３の本実施形態に係るスイッチング電源回路の重みづけ係数演算部によって演算される重みづけ係数Ｋｖの変化を曲線ＣＶ１の傾きによって示す図である。 図５は、重みづけ係数Ｋｐの変化と重みづけ係数Ｋｖの変化の概略を示すイメージ図である。 （Ａ）は、同一の出力電圧を生成するために、図１の比較例に係るスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルスの一例と、図３の本実施形態に係るスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルスの一例の波形を比較した図である。（Ｂ）は、（Ａ）の波形によって発生する電磁放射ノイズの周波数特性を比較した図である。 （Ａ）本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路の所定の条件における重みづけ係数Ｋｐ、重みづけ係数Ｋｖ、及び、重みづけ係数Ｋｐと重みづけ係数Ｋｖの関係を示す数式を示す図である。（Ｂ）本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路のその他の所定の条件における重みづけ係数Ｋｐ、及び、重みづけ係数Ｋｖの値の一例を示す図である。 図８は、本実施形態、及び、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路の重みづけ係数演算部の一例を示す図である。 図９は、本実施形態、及び、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路の重みづけ係数演算部のその他の一例を示す図である。 図１０は、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路の重みづけ係数をルックアップテーブルとして有する場合の一例を示す図である。 （Ａ）は、本実施形態、及び、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路が組み込まれた産業用装置の一例を示す模式図である。（Ｂ）は、本実施形態、及び、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路が組み込まれた車両の一例を示す模式図である。
　以下の実施形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
　さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
　また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される、または、ＩＣなどの電子部品を組み合わせ実装した回路基板上に形成される。
　以下、本開示の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。さらに、図面の寸法比率は説明の都合上誇張されており、実際の比率と異なる場合がある。
　（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によるスイッチング電源回路の動作原理、及び、放射電磁ノイズの発生原理の説明）
　図１は、ＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路７０の全体構成の一例を示すブロック図である。スイッチング電源回路７０は、入力電圧源Ｖ１、スイッチングトランジスタＳＷｐ、ＳＷｎ、トランスＴｒ１、整流回路部１０、ローパスフィルタ部２０、出力電圧測定部３０、出力電圧設定部４０、差分演算部５０、パルス幅制御部６０を備える。ＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路の基本的な動作は従来技術であるため、詳細な説明を省略し、本実施形態に係る部分を中心に説明する。
　入力電圧源Ｖ１は、一定の電圧値Ｖｃを出力する。出力電圧測定部３０はローパスフィルタ部２０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を測定する。差分演算部５０は、出力電圧Ｖｏｕｔの値と、出力電圧設定部４０によって設定される目標電圧値との差分となる差分電圧値を演算し、現在の出力電圧値が目標電圧値からどの程度ずれているかを演算する。パルス幅制御部６０は、差分電圧値に基づいて、スイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのパルス幅を制御する。
　例えば、差分電圧値が大きく、現在の出力電圧値が目標電圧値から下回っている場合には、パルス幅制御部６０はスイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのパルス幅を広く設定する。また、差分電圧値が大きく、現在の出力電圧値が目標電圧値より上回っている場合には、パルス幅制御部６０はスイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのパルス幅を狭く設定する。
　なお、トランスＴｒ１の二次側には、トランスＴｒ１の一次側のパルス電圧によって誘導される二次電圧Ｖｔｒが発生する。本実施形態では、二次電圧Ｖｔｒによる電磁放射ノイズＴＮに注目して、詳細を以下に説明する。
　図２（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）は、図１のＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路７０において、スイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのゲートに印加されるパルス（Ｖｐ、Ｖｎ）のパルス幅が広く、出力電圧が比較的大きい場合の動作を示したグラフである。
　図２（Ａ）は、スイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのＯＮ状態がＯＦＦ状態よりも長く、すなわちスイッチングトランジスタのゲートへ印加されるパルス幅が大きく、デューティ比が大きい（デューティ比が０．２５よりも大きい）状態を示している。
　図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のパルスによってトランスＴｒ１の二次側に誘導される二次電圧Ｖｔｒの変化を示している。スイッチングトランジスタＳＷｐがＯＮ状態の場合には、中点電圧よりも正側にパルスが発生している。また、スイッチングトランジスタＳＷｎがＯＮ状態の場合には、中点電圧よりも負側にパルスが発生している。スイッチング周波数は、一例として数ｋヘルツから数百ｋヘルツが挙げられる。一方で、パルス幅が広いため二次電圧Ｖｔｒの立上り及び立下りにおいて発生する放射電磁ノイズの高周波数成分は比較的小さくなる。
　図２（Ｃ）は、ローパスフィルタ部２０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を示し、高周波数成分がローパスフィルタ部２０によって低減されている様子が示されている。
　図２（Ｄ）、（Ｅ）、（Ｆ）は、図１のＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路７０において、スイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのゲートに印加されるパルス（Ｖｐ、Ｖｎ）のパルス幅が小さく、出力電圧が比較的小さい場合の動作を示したグラフである。
　図２（Ｄ）は、スイッチングトランジスタＳＷｐ及びＳＷｎのＯＮ状態がＯＦＦ状態よりも短く、すなわちスイッチングトランジスタのゲートへ印加されるパルス幅が狭く、デューティ比が小さい（デューティ比が０．５よりも小さい）状態を示している。
　図２（Ｅ）は、図２（Ｄ）のパルスによってトランスＴｒ１の二次側に誘導される二次電圧Ｖｔｒの変化を示している。スイッチングトランジスタＳＷｐがＯＮ状態の場合には、中点電圧よりも正側にパルス幅が狭いパルスが発生している。また、スイッチングトランジスタＳＷｎがＯＮ状態の場合には、中点電圧よりも負側にパルス幅が狭いパルスが発生している。スイッチング周波数は、一例として数ｋヘルツから数百ｋヘルツが挙げられる。一方で、パルス幅が狭いため二次電圧Ｖｔｒの立上り及び立下りにおいて発生する放射電磁ノイズの高周波数成分が比較的大きくなる。ＰＷＭ制御によるスイッチング電源回路７０の出力電圧を下げようとすると、入力電圧源Ｖ１の出力電圧は一定の電圧値Ｖｃであるために、スイッチングトランジスタのデューティ比が小さくなり、放射電磁ノイズの高周波数成分が大きくなってしまう。すなわち、デューティ比が小さくなるほど、インパルス状のパルスが発生し、放射電磁ノイズの高周波数成分が大きくなる傾向がある。
　図２（Ｆ）は、ローパスフィルタ部２０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を示し、高周波数成分がローパスフィルタ部２０によって低減されている様子が示されている。
　（実施形態）
　図３は本実施形態に係るスイッチング電源回路１０００の全体構成の一例を示すブロック図である。スイッチング電源回路１０００は、入力電圧源Ｖ２００（可変出力）、スイッチングトランジスタＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００、トランスＴｒ１００、整流回路部８００、ローパスフィルタ部７００、出力電圧測定部５００、出力電圧設定部６００、差分演算部４００、重みづけ係数演算部３００、駆動電圧制御部２００、及び、パルス幅制御部１００を備える。
　パルス幅制御部１００は、スイッチングトランジスタＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００のデューティ比を制御する。ただし、デューティ比にはデューティ比下限値ＤＭＬがあり、パルス幅制御部１００は、デューティ比下限値ＤＭＬを下回るデューティ比を設定することはない。デューティ比下限値ＤＭＬは、放射電磁ノイズの周波数及び放射電磁ノイズの強度によって定めることが可能である。例えば、放射電磁ノイズの周波数及び放射電磁ノイズの強度が、放射電磁ノイズを規定する国内外の規格に適合する範囲になるように、デューティ比下限値ＤＭＬを設定することが可能である。一例として、デューティ比下限値ＤＭＬを０．２、すなわち、デューティ比下限値ＤＭＬに対応するデューティ比の割合を２０％と設定することが可能である。また、国内の規格としてＶＣＣＩ（Ｖｏｌｕｎｔａｒｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｃｏｕｎｃｉｌ　ｆｏｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　ｂｙ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）規格を挙げることが可能である。さらに、国外の規格としてＦＣＣ（Ｆｅｄｅｒａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）による規格、欧州におけるＣＥ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ　Ｃｏｎｆｏｒｍｉｔｙ）等が挙げられる。なお、デューティ比下限値ＤＭＬの値、及び、デューティ比下限値ＤＭＬに対応するデューティ比の割合を任意の値に設定することも可能である。
　駆動電圧制御部２００は、入力電圧源Ｖ２００の出力電圧である駆動電圧Ｖｄを変更するように制御可能である。従来のスイッチング電源回路は、本実施形態に係る駆動電圧制御部２００を備えていなかったので、スイッチング電源回路の出力電圧値が小さくなった場合でも、入力電圧源の出力電圧値は一定値を出力していた。このため、パルス幅制御部６０が、デューティ比をデューティ比下限値ＤＭＬを下回るように制御する場合も発生し、放射電磁ノイズが低周波数帯域から高周波数帯域に移動し、当該放射電磁ノイズのレベルも大きいものになってしまう事態が発生する場合があった。
　重みづけ係数演算部３００は、パルス幅制御部１００が制御するデューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐ、及び、駆動電圧制御部２００が制御する駆動電圧Ｖｄに対する重みづけ係数Ｋｖを演算する機能を有する。詳細は後述するが、重みづけ係数Ｋｐ、及び、重みづけ係数Ｋｖは、スイッチング電源回路１０００の出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対して非線形に変化することが可能である。本実施形態では、重みづけ係数Ｋｐ、及び、重みづけ係数Ｋｖが、スイッチング電源回路１０００の出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対して非線形に変化する場合を詳細に説明するが、出力電圧Ｖｏｕｔの変動に対して線形に変化する構成とすることも可能である。
　一例として、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する場合には、デューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐは大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する場合には、デューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐは小さくなるように、重みづけ係数演算部３００は重みづけ係数Ｋｐを演算することが可能である。また、反対に、出力電圧Ｖｏｕｔが増加する場合には、駆動電圧Ｖｄに対する重みづけ係数Ｋｖは小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが減少する場合には、駆動電圧Ｖｄに対する重みづけ係数Ｋｖは大きくなるように、重みづけ係数演算部３００は重みづけ係数Ｋｖを演算することが可能である。
　上述したように、重みづけ係数演算部３００が重みづけ係数Ｋｐ、及び、重みづけ係数Ｋｖを演算することによって、出力電圧Ｖｏｕｔが減少した場合に、出力電圧Ｖｏｕｔは駆動電圧Ｖｄによって制御される割合が増加する。また、初期に設定された出力電圧Ｖｏｕｔが小さい場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔは駆動電圧Ｖｄによって制御される割合が増加する。
　差分演算部４００は、出力電圧測定部５００が測定した出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と、出力電圧設定部６００によって設定された設定電圧値とを比較して、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値と当該設定電圧値との差分情報を演算する。差分情報はアナログ信号で表現されるアナログ電圧値であってもよいし、デジタル信号で表現されるデジタル電圧値であってもよい。
　出力電圧測定部５００は、上述したように、スイッチング電源回路１０００の出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を測定する機能を有する。出力電圧測定部５００の構成は公知の技術であるので、詳細な説明を省略する。
　出力電圧設定部６００は、上述したように、スイッチング電源回路１０００の出力電圧Ｖｏｕｔとして設定された設定電圧値を出力する機能を有する。設定電圧値は、差分演算部４００、及び、重みづけ係数演算部３００に入力される。設定電圧値を示す設定電圧値情報は、アナログ信号で表現されるアナログ設定電圧値であってもよいし、デジタル信号で表現されるデジタル電圧値であってもよい。
　スイッチングトランジスタＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００、トランスＴｒ１００、整流回路部８００、及び、ローパスフィルタ部７００の構成は公知の技術であるので、詳細な説明を省略する。
　入力電圧源Ｖ２００は、駆動電圧制御部２００によって、入力電圧源Ｖ２００の出力電圧である駆動電圧Ｖｄを変更可能であるように構成される。すなわち、入力電圧源Ｖ２００の駆動電圧Ｖｄは可変出力である。
　図４（Ａ）は、本実施形態に係るスイッチング電源回路１０００の出力電圧を変動させた場合、または、負荷が変動した場合のパルス幅制御部１００のデューティ比の制御動作の一例を示す図である。比較例として示した直線ＪＰ１は、ＰＷＭ制御だけを使用した従来のスイッチング電源回路のデューティ比の制御動作の一例を示す。従来のスイッチング電源回路では領域Ｒ１において、入力電圧源の電圧が高いままデューティ比が小さくなるので、図２（Ｅ）において説明したように、高周波数帯域において、放射電磁ノイズが発生し、当該放射電磁ノイズのレベルが大きいものになってしまう。すなわち、従来のスイッチング電源回路では、出力電圧を低く設定すると、スイッチング電源回路のデューティ比が小さくなるので、放射電磁ノイズが低周波数帯域から高周波数帯域に移動し、当該放射電磁ノイズのレベルも大きいものになってしまう。また、負荷変動により、従来のスイッチング電源回路の出力電圧が低下した場合にも、スイッチング電源回路のデューティ比が小さくなるので、放射電磁ノイズが低周波数帯域から高周波数帯域に移動する。
　しかしながら、本実施形態に係るスイッチング電源回路１０００のパルス幅制御部１００は、領域Ｒ１に入らない（領域Ｒ１において出力電圧を制御しない）ように、デューティ比を曲線ＣＰ１によって制御する。スイッチング電源回路１０００の出力電圧が大きい場合には、デューティ比を大きく設定する。しかし、スイッチング電源回路１０００の出力電圧が小さくなるにしたがって、曲線ＣＰ１の傾きが小さくなって、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬに漸近するように、パルス幅制御部１００は、デューティ比を制御する。なお、曲線ＣＰ１の傾きは、重みづけ係数演算部３００によって決定されるデューティ比の重みづけ係数Ｋｐに対応する。また、図４（Ａ）に示されるように、出力電圧ＶｏｕｔがΔＶ大きくなると、曲線ＣＰ１の傾きが大きくなり、デューティ比の重みづけ係数Ｋｐも大きくなることが分かる。
　図４（Ｂ）は、本実施形態に係るスイッチング電源回路１０００の出力電圧を変動させた場合、または、負荷が変動した場合の駆動電圧制御部２００の制御動作の一例を示す図である。比較例として示した直線ＪＶ１は、ＰＷＭ制御だけを使用した従来のスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタＳＷｐ、ＳＷｎに印加される電源電圧を示したグラフである。上述したように、従来のスイッチング電源回路は、本実施形態に係る駆動電圧制御部２００を備えていなかったので、スイッチング電源回路の出力電圧値が小さくなった場合でも、入力電圧源の出力電圧値は一定値を出力していた。すなわち、直線ＪＶ１は、スイッチング電源回路の出力電圧値に関わらず、スイッチングトランジスタＳＷｐ、ＳＷｎには同一電圧が印加されていた。
　しかしながら、本実施形態に係るスイッチング電源回路１０００の駆動電圧制御部２００は、入力電圧源Ｖ２００の出力電圧値である駆動電圧Ｖｄを曲線ＣＶ１によって制御する。例えば、スイッチング電源回路１０００の出力電圧Ｖｏｕｔが、スイッチング電源回路１０００の入力電圧源Ｖ２００の出力電圧値の最大値Ｖｍａｘから小さくなる場合には、駆動電圧制御部２００は当該最大値に近い電圧を出力する。しかしながら、入力電圧源Ｖ２００の出力電圧値である駆動電圧Ｖｄを曲線ＣＶ１に示すように急激に減少させる。なお、曲線ＣＶ１の傾きは、重みづけ係数演算部３００によって決定される、駆動電圧Ｖｄの重みづけ係数Ｋｖに対応する。また、図４（Ｂ）に示されるように、出力電圧ＶｏｕｔがΔＶ大きくなると、曲線ＣＶ１の傾きが小さくなり、駆動電圧Ｖｄの重みづけ係数Ｋｖも小さくなることが分かる。
　図４（Ａ）及び図４（Ｂ）から分かるように、スイッチング電源回路１０００は、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬに漸近すると、デューティ比による出力電圧制御の割合が減少し（重みづけ係数Ｋｐが小さくなり）、駆動電圧Ｖｄによる出力電圧制御の割合が増加する（重みづけ係数Ｋｖが大きくなる）。また、スイッチング電源回路１０００は、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬから大きくなると、デューティ比による出力電圧制御の割合が増加し（重みづけ係数Ｋｐが大きくなり）、駆動電圧Ｖｄによる出力電圧制御の割合が減少する（重みづけ係数Ｋｖが小さくなる）。
　図５は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に対する重みづけ係数Ｋｐの変化と重みづけ係数Ｋｖの変化の概略を示すイメージ図である。上述したように、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなるにしたがって、重みづけ係数Ｋｐは非線形に大きくなり、重みづけ係数Ｋｖは非線形に小さくなる。重みづけ係数Ｋｐが描く曲線と、重みづけ係数Ｋｖが描く曲線の交点に対応する出力電圧Ｖｏｕｔの値は任意の値に設定されることが可能である。
　（動作例）
　図６（Ａ）は、同一の出力電圧を生成するために、図１の比較例に係るスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルスの一例（ｖｊ１）と、図３の本実施形態に係るスイッチング電源回路のスイッチングトランジスタのゲートに印加されるパルスの一例（ｖｍ１）の波形を比較した図である。
　比較例に係るパルスｖｊ１は、デューティ比の割合が５％であり、振幅が５ボルトのパルスである。一方、本実施形態に係るパルスｖｍ１は、デューティ比の割合が２５％であり、振幅が１ボルトのパルスである。パルスｖｊ１及びパルスｖｍ１は、出力電圧が約０．２５ボルトの電圧を生成するために、形成される入力側のパルスである。また、本実施形態では、デューティ比下限値ＤＭＬの割合を２０％としているために、低出力電圧を生成するためにデューティ比の割合を２５％に設定する代わりに、パルスｖｍ１の電圧値を下げている。パルスｖｍ１は、一例を示しており、例えば、パルスｖｍ１のデューティ比の割合を２５％を超える値とし、パルスｖｍ１の振幅値を１ボルト未満とすることも可能である。この場合には、パルスｖｍ１によって生じる電磁放射ノイズの周波数帯域はさらに低下し、電磁放射ノイズのレベルもさらに下がることが期待される。
　図６（Ｂ）は、図６（Ａ）の波形によって発生する電磁放射ノイズの周波数特性を比較した図である。パルスｖｊ１によって生じる電磁放射ノイズｆｖｊ１は、パルスｖｊ１の電磁放射ノイズの第３次高調波である。また、パルスｖｍ１によって生じる電磁放射ノイズｆｖｍ１は、パルスｖｍ１の電磁放射ノイズの第３次高調波である。電磁放射ノイズｆｖｍ１は、電磁放射ノイズｆｖｊ１に比較して、Δｆｄ３も小さくなっており、本実施形態によるスイッチング電源回路の電磁放射ノイズが、比較例に係るＰＷＭ制御だけを実行するスイッチング電源回路の電磁放射ノイズよりも小さくなることが分かる。また、図６（Ｂ）に示されるように、第５次高調波、第７次高調波等の、第ｎ次高調波（ｎは奇数）においても、本実施形態によるスイッチング電源回路の電磁放射ノイズが、比較例に係るＰＷＭ制御だけを実行するスイッチング電源回路の電磁放射ノイズよりも小さくなることが分かる。
　上述した本実施形態に係るスイッチング電源回路によれば、負荷や設定電圧の変動等によっても、高周波数帯域における放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路を提供することが可能になる。すなわち、本実施形態に係るスイッチング電源回路によれば、低電圧出力時のトランス周辺のノイズ成分を低減し、電磁放射ノイズを抑制することが可能になる。また、本実施形態に係るスイッチング電源回路を使用する電子装置のハードウェアがアップデートされ、負荷や制御すべき電圧値が変動した場合であっても、電磁放射ノイズを抑制し、当該電子装置に対しての影響を低減することが可能になる。
　（変形例）
　図７（Ａ）及び（Ｂ）は、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路のパルス幅制御部１００が制御するデューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐ、及び、駆動電圧制御部２００が制御する駆動電圧Ｖｄに対する重みづけ係数Ｋｖの他の一例を示す図である。
　図７（Ａ）では、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬを超える場合の重みづけ係数Ｋｐと重みづけ係数Ｋｖの関係を示す。デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬを超える場合には、スイッチング電源回路の出力電圧設定値をＶｏｕｔとし、最大出力電圧値をＶｏｕｔｍａｘとした場合に、デューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐは式（１）で示される。すなわち、重みづけ係数Ｋｐはスイッチング電源回路の出力電圧設定値を最大出力電圧値で除算した値になる。そして、重みづけ係数Ｋｖは、１から重みづけ係数Ｋｐを減算した式（２）で示される。式（１）及び式（２）から明らかなように、重みづけ係数Ｋｖと重みづけ係数Ｋｐを加算演算すると、式（３）に示すように１になる。
　図７（Ｂ）では、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下の場合の重みづけ係数Ｋｐと重みづけ係数Ｋｖの関係を示す。デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下になる場合には、高周波数帯域において、電磁放射ノイズが増加することが予想されるため、デューティ比に対する重みづけ係数Ｋｐは式（４）に示されるように「０」に固定される。すなわち、演算結果としてのデューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下の場合には、本変形例に係るスイッチング電源回路はＰＷＭ制御を実行しない。また、デューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下の場合の駆動電圧制御部２００が制御する駆動電圧Ｖｄに対する重みづけ係数Ｋｖは式（５）に示されるように「１」に固定される。すなわち、演算結果としてのデューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下の場合には、本変形例に係るスイッチング電源回路は駆動電圧によって、出力電圧を制御する。
　上述した本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路によれば、負荷や設定電圧の変動等によって、演算結果としてのデューティ比がデューティ比下限値ＤＭＬ以下になる場合には、重みづけ係数Ｋｐを「０」に固定し、重みづけ係数Ｋｖを「１」に固定する。その結果、高周波数帯域における放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路を提供することが可能になる。すなわち、本変形例に係るスイッチング電源回路によれば、低電圧出力時のトランス周辺の高周波数帯域におけるノイズ成分を低減し、電磁放射ノイズを抑制することが可能になる。また、本変形例に係るスイッチング電源回路を使用する電子装置のハードウェアがアップデートされ、負荷や制御すべき電圧値が変動した場合であっても、高周波数帯域における電磁放射ノイズを抑制し、当該電子装置に対しての影響を低減することが可能になる。
　図８は、重みづけ係数演算部３００をアナログ回路を主に使用して構成した重みづけ係数演算部３００＿１の回路図である。演算増幅器ＡＫｐは、入力抵抗Ｒｉと可変抵抗Ｒｆｐによって、重みづけ係数Ｋｐを演算する。重みづけ係数Ｋｐを制御するＫｐ制御部３１０＿１は、図３に示される差分演算部４００から出力された差分電圧Ｖｄｆ及び出力電圧設定部６００から出力された設定電圧Ｖｓｔを入力として、（Ｒｆｐ／Ｒｉ）＝重みづけ係数Ｋｐとなるように、可変抵抗Ｒｆｐの値を制御する。重みづけ係数Ｋｐに差分電圧Ｖｄｆを乗算し、反転増幅器Ｉｋｐによって乗算結果を反転させて、パルス幅制御部１００に演算結果をパルス幅制御値として出力する。
　同様に、演算増幅器ＡＫｖは、入力抵抗Ｒｉと可変抵抗Ｒｆｖによって、重みづけ係数Ｋｖを演算する。重みづけ係数Ｋｖを制御するＫｖ制御部３２０＿１は、図３に示される差分演算部４００から出力された差分電圧Ｖｄｆ及び出力電圧設定部６００から出力された設定電圧Ｖｓｔを入力として、（Ｒｆｖ／Ｒｉ）＝重みづけ係数Ｋｖとなるように、可変抵抗Ｒｆｖの値を制御する。重みづけ係数Ｋｖに差分電圧Ｖｄｆを乗算し、反転増幅器Ｉｋｖによって乗算結果を反転させて、駆動電圧制御部２００に演算結果を駆動電圧制御値として出力する。
　図９は、重みづけ係数演算部３００をデジタル回路を主体に構成した重みづけ係数演算部３００＿２の回路図である。Ｋｐ制御部３１０＿２は、図３に示される差分演算部４００から出力された差分電圧Ｖｄｆ及び出力電圧設定部６００から出力された設定電圧Ｖｓｔを入力として重みづけ係数Ｋｐを演算する。そして、重みづけ係数Ｋｐに差分電圧Ｖｄｆを乗算し、パルス幅制御部１００に演算結果をパルス幅制御値として出力する。また、Ｋｖ制御部３２０＿２は、図３に示される差分演算部４００から出力された差分電圧Ｖｄｆ及び出力電圧設定部６００から出力された設定電圧Ｖｓｔを入力として重みづけ係数Ｋｖを演算する。そして、重みづけ係数Ｋｖに差分電圧Ｖｄｆを乗算し、駆動電圧制御部２００に演算結果を駆動電圧制御値として出力する。
　図１０は、重みづけ係数演算部３００＿１及び／又は重みづけ係数演算部３００＿２が使用することが可能な重みづけ係数Ｋｐ及び重みづけ係数Ｋｖのルックアップテーブルである。当該ルックアップテーブルは、重みづけ係数演算部３００＿１及び／又は重みづけ係数演算部３００＿２に設けられる図示しない記憶部に記憶されることが可能である。また、当該ルックアップテーブルは、重みづけ係数演算部３００＿１及び／又は重みづけ係数演算部３００＿２の外部に設けられる図示しない記憶部に記憶されることも可能である。図１０に示される重みづけ係数Ｋｐ及び重みづけ係数Ｋｖのルックアップテーブルは、図７に示される数式によって演算された結果である。したがって、重みづけ係数演算部３００＿１及び／又は重みづけ係数演算部３００＿２は、図１０に示すルックアップテーブルを使用せずに、重みづけ係数Ｋｐ及び重みづけ係数Ｋｖを図７に示す数式によって演算することも可能である。
　図１１（Ａ）及び図１１（Ｂ）は、本実施形態、又は、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路をさまざまな電子装置に搭載した一例を示す模式図である。なお、電子装置は、図１１（Ａ）及び図１１（Ｂ）に示した電子装置に限定されるわけではなく、本実施形態、又は、本実施形態の変形例に係るスイッチング電源回路を搭載可能なすべての電子装置を意味する。
　図１１（Ａ）は、スイッチング電源回路１０００を搭載した産業用装置の一例である。産業用装置はスイッチング電源回路１０００の出力電圧を使用する負荷、又は、出力電圧を制御電圧とする制御回路を２００１として示している。
　図１１（Ｂ）は、スイッチング電源回路１０００を搭載した車両の一例である。車両に搭載されるＥＣＵはアップデートされる場合があり、上述してきたように、スイッチング電源回路１０００は当該アップデートに対応可能であるように構成されている。当該車両はスイッチング電源回路１０００の出力電圧を使用する負荷、又は、出力電圧を制御電圧とする制御回路を２００２として示している。
　上記実施形態によれば、モビリティや産業装置分野において、長期利用・長期運用に向けて、ハードウェアの部分アップデート後にも、電子装置を含むシステムが安定稼働することを保証することが可能になる。例えば、上述したように、本実施形態に係るスイッチング電源回路によれば、負荷や設定電圧の変動等によっても、高周波数帯域における放射電磁ノイズのノイズ量を低減することが可能なスイッチング電源回路を提供することが可能になる。
　なお、上述してきたスイッチング電源回路は、センタータップ型について説明してきたが、本実施形態及び変形例のスイッチング電源回路はセンタータップ型に限定されるわけではない。例えば、リンギングチョーク型、フライバック型、フォワード型、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型、非絶縁方式の降圧型、昇圧型、及び、共振型のスイッチング電源回路に本実施形態及び変形例の技術を適用することも可能である。
　以上、本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。また、例えば、上記の実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、上記の実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　１００　　　　　　　　　　　　　パルス幅制御部
　２００　　　　　　　　　　　　　駆動電圧制御部
　３００、３００＿１、３００＿２　重みづけ係数演算部
　４００　　　　　　　　　　　　　差分演算部
　５００　　　　　　　　　　　　　出力電圧測定部
　６００　　　　　　　　　　　　　出力電圧設定部
　７００　　　　　　　　　　　　　ローパスフィルタ部
　８００　　　　　　　　　　　　　整流回路部
　Ｔｒ１００　　　　　　　　　　　トランス
　ＳＷｐ１００、ＳＷｎ１００　　　スイッチングトランジスタ
　Ｖ２００　　　　　　　　　　　　　入力電圧源

Claims (7)

  1. 　スイッチングトランジスタから出力されるパルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅制御部と、
    　前記スイッチングトランジスタから出力される前記パルス電圧の大きさを決定する駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、
    　電源回路に対してあらかじめ設定された出力電圧設定値と前記電源回路の出力電圧の測定結果である出力電圧測定値との差分値、及び、前記出力電圧設定値に基づいて、前記パルス幅に対する重みづけ係数、及び、前記駆動電圧に対する重みづけ係数を決定する重みづけ係数演算部と、を備えるスイッチング電源回路。
  2. 　前記重みづけ係数演算部によって、
    　　前記パルス幅に対する重みづけ係数は、前記出力電圧測定値が増加すると大きくなり、前記出力電圧測定値が減少すると小さくなるように演算され、
    　　前記駆動電圧に対する重みづけ係数は、前記出力電圧測定値が増加すると小さくなり、前記出力電圧測定値が減少すると大きくなるように演算され、
    　　さらに、前記パルス幅に対する重みづけ係数は、前記パルス電圧のデューティ比があらかじめ定められたデューティ比を下回らないように演算される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  3. 　前記パルス幅に対する重みづけ係数、及び、前記駆動電圧に対する重みづけ係数は正の値であり、
    　前記パルス幅に対する重みづけ係数と、前記駆動電圧に対する重みづけ係数を加算演算した値が１となる請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  4. 　前記パルス幅に対する重みづけ係数は、前記出力電圧設定値を前記電源回路の最大出力電圧値で除算した値であり、
    　前記駆動電圧に対する重みづけ係数は、１から前記パルス幅に対する重みづけ係数を減算した値である請求項３に記載のスイッチング電源回路。
  5. 　前記パルス電圧のデューティ比があらかじめ定められたデューティ比を下回る場合には、前記パルス幅に対する重みづけ係数を０とし、前記駆動電圧に対する重みづけ係数を１とし、
    　前記パルス幅制御部は、前記パルス電圧のデューティ比をあらかじめ定められたデューティ比に固定するように制御する請求項４に記載のスイッチング電源回路。
  6. 　前記スイッチングトランジスタを一次側に備え、二次側に整流回路、及び、ローパスフィルタ回路を備えるトランスをさらに含む請求項１に記載のスイッチング電源回路。
  7. 　請求項１乃至６のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路と、
    　前記電源回路によって供給される出力電圧を制御電圧とする制御回路と、を含む電子装置。
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