WO2024008477A1 - Verteilereinheit in einem fahrzeug mit variablem schaltverhalten zur gezielten dämpfung von überschwingen bei schaltvorgängen - Google Patents

Verteilereinheit in einem fahrzeug mit variablem schaltverhalten zur gezielten dämpfung von überschwingen bei schaltvorgängen Download PDF

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Definitions

  • Vehicles have numerous electrical components that are operated with a supply voltage. Such components include devices with low performance requirements such as entertainment systems as well as components with high performance requirements, such as actuators or heating elements. In high-voltage applications, these can be traction drives with high outputs and high-voltage heaters or pumps that have lower output.
  • a supply voltage such as a battery
  • fuses are known in which a supply voltage, such as a battery. If a malfunction occurs in the form of a short circuit in one of the components, the fuse ensures that the short circuit error is not transmitted to the other components, so that the correctly functioning components can continue to be supplied with the supply voltage.
  • electromechanical switches which can have two different states, namely an on state or an off state.
  • inductive or capacitive elements can lead to oscillation behavior when switching on or off.
  • individual supporting capacitors of the respective components or the inductive nature of the components themselves, or even the inductance of supply lines can lead to oscillatory behavior.
  • a voltage overshoot or voltage drop that can occur during switching processes is transmitted to all other components and can lead to oscillations.
  • support capacitors smoothing capacitors, intermediate circuit capacitors
  • a voltage range Ensure the supply voltage for the components is within an approved voltage range.
  • an additional energy storage device is switched on, for example, when there is a risk of a voltage drop.
  • individual supporting capacitors are only aimed at the individual component, but not at the entire vehicle electrical system. It is therefore an object of the invention to show a possibility with which a vehicle electrical system can be provided with cost-effective protection against such interference.
  • a distribution unit that has transistor switches in a vehicle electrical system. Via these, several load connections are individually connected to a (common) accumulator connection.
  • a control circuit controls these transistor switches with not only different states (on state or off state), but also with different edge steepnesses. By varying the edge steepnesses, the transistor switches are in a linear operating point for different lengths of time, in which the transistors have a finite resistance. This resistance is above the resistance in the on state and below the resistance in the off state. During the edge, the transistors each have a resistance behavior that generates a limited current and during which a voltage drops across the transistor.
  • the different slopes can be used to provide attenuation that is adapted to the reactance.
  • the reactances or impedances of the internal elements of the components are preferably taken into account (heating resistor, its inductance, supporting capacitor, inductance and parasitic capacitance of windings, etc.), but also reactances of the supply lines (i.e. the connections from the transistor switch to the load and also within the load).
  • the (parasitic) inductances of the supply lines between the distributor and the load are taken into account, preferably also the (parasitic) inductances of the supply lines in the distributor and/or in the load; possibly also reactances of filter elements if present in the distributor, in the load or in between.
  • the damping of the switching process is therefore adjusted by variable slopes or different slopes for different loads in order to limit the overshoot (of current or voltage) according to a predetermined limit (e.g.
  • aperiodic limit not more than 5%, ...), while preferably At the same time, the edge steepness is maximized in order to provide a linear operating state during the switching process only for as long as is necessary to reach the limit, or only for a period of time that leads to temperatures of the transistor switch within a nominal temperature range, i.e. that does not lead to a thermal Overload leads.
  • the oscillations can be reduced when switching the supply to the loads in a vehicle electrical system.
  • the voltage variations resulting from Switching operations result in being kept below a limit.
  • the maximum and minimum voltage limits are not exceeded when switching off. This also results in protection of electronic components against overvoltages, generally from excessive overvoltages, especially in the operating voltage.
  • the distribution unit described here in a vehicle or the method described here provides a variable switching behavior for the targeted damping of overshoots during switching operations.
  • the switching behavior corresponds to an edge steepness, which is specifically selected such that overshoot is limited according to a specification and is preferably also selected such that the heat generated during the edge leads to temperatures that are within a nominal temperature window (and not outside). . Different slopes are provided for loads with different vibration behavior during switching processes.
  • a load When switching on, a load can be switched on using the procedure according to the invention in such a way that a track resistance of the transistor switch is set depending on the load impedance or depending on the expanded current.
  • the track resistance can be adjusted during switching on in such a way that certain voltage and/or current values result for the load, in particular for a pre-calculated duration. This achieves attenuation and limitation of voltage and current oscillations.
  • a control circuit provides different slopes for transistor switches that are connected to loads with different reactances.
  • the control circuit provides a slope for each transistor switch that is adapted to the reactance of the respective load connected to it.
  • the edge steepness refers in particular to the switching on and/or switching off processes.
  • the loads can have different reactances.
  • the imaginary part of the complex impedance of the respective load is referred to as reactance.
  • the reactance can be positive or negative.
  • a positive reactance can also be referred to as inductive reactance or inductance.
  • a negative reactance can also be referred to as capacitive reactance or capacitance.
  • Reactance can also be called reactance.
  • Reactance reflects the extent to which a phase shift between voltage and current is generated by the load. This phase shift is based in particular on capacitive or inductive energy storage and can lead to oscillatory behavior, in particular to transient behavior, which can be reduced or suppressed using the procedure described here. Reactance is a quantity that characterizes the tendency of a load to oscillate when switching, ie overshoot behavior.
  • a capacitive element such as the capacitance of a backup capacitor that is connected in parallel to the load connection can flow into the reactance of a load.
  • a parasitic inductance and/or capacitance which can be formed by supply lines and the like, can flow into the reactance.
  • the inductance that results from the construction of a load can flow into the reactance of a load.
  • a load for example an actuator that has a coil or that is based on windings
  • This includes, for example, vehicle-side pumps or actuators that have an electrical machine or a lifting magnet or another electromechanical linear actuator.
  • the slope is adapted to the reactance (or tendency to overshoot) of the load that is connected to the transistor switch that provides the slope.
  • Different edge steepnesses can be provided, for example by a predetermined duration or a predetermined value curve of the slope.
  • different edge shapes can also be provided for different reactances, in particular if a value curve specifies the shape of the edges.
  • a different edge steepness can be provided for switching on a load than when switching the load off. Particularly with a load whose reactance is inductively dominated, a greater slope is provided when switching off than when switching on. Given a load, its reactance is capacitively dominated, a smaller slope is provided when switching off than when switching on.
  • a load is capacitively dominated if the capacitive reactance(s) store a greater amount of energy when the load is switched on than the inductive reactances of the load. This is reversed for an inductively dominated load.
  • the control circuit is set up to switch the loads with the corresponding, different edge steepnesses.
  • the control circuit is preferably set up to provide an edge steepness (or an edge profile) for loads with different reactances, which is linked to an overshoot below a predetermined limit.
  • the overshoot can relate to the current or the voltage; the overshoot, for example, indicates the ratio of the maximum amplitude (during the switching process or during the switching phase) to the total swing of the signal. This can be a current or voltage signal.
  • the control circuit is set up to provide an edge steepness that is linked to a pivoting time below a predetermined limit. Therefore, over-pivoting can also be defined by the duration of the pivoting time.
  • the settling time can, for example, correspond to a settling time, such as a time after which the signal size remains within a range of +/- x percent of the current level around the value finally reached (static value).
  • the value x can be a maximum of 2%, 5%, 10%, 25% or 50%.
  • the quantity here is in particular the voltage, but can also relate to the current.
  • the voltage that is applied to the load in a static case, i.e. the supply voltage is referred to as voltage.
  • the current refers in particular to the current flowing through the load or through the load connection.
  • the above-mentioned refers not only to switch-on processes, but also to switch-off processes that are carried out with the same or preferably different edge steepnesses.
  • the reactance As the reactance increases, a greater slope is provided, or a slope that extends over an increasing period of time. If the reactance is high, i.e. the load in question is inductively dominant (e.g. a coil or winding of an electrical machine or an actuator), then it can be switched on with a higher slope than with a capacitively dominated load. This particularly applies to switching on; When switching off, this is preferably the other way round.
  • inductively dominant e.g. a coil or winding of an electrical machine or an actuator
  • the control circuit is set up to switch on a transistor circuit of a first load, the reactance of which is greater than the reactance of a second load, with a greater slope than the transistor switch of the second load.
  • the control circuit is set up to switch off the transistor switch of the first load with a smaller edge steepness than the transistor switch (S2) of the second load.
  • the transistor switch of the second load is the switch that leads to the second load or to the load connection to which the second load is connected.
  • the transistor switch of the first load is the transistor switch that is connected upstream of the first load and switches it or that is connected to the load terminal to which the first load is connected.
  • the greater the reactance the greater the slope. This is also the case with negative reactances, especially when the sign is taken into account. If the reactance of the first load is positive and the reactance of the second load is negative, then the load with the positive reactance is switched with a greater slope than the load with the negative reactance.
  • the control circuit is set up for this purpose. This is particularly true when turning on and off; When switching off, this is preferably the other way around. As part of a method that reproduces the procedure presented here, it is provided that loads with different reactances are each switched with a slope that is linked to an overshoot (at this load) below a predetermined limit.
  • a first load with a first reactance is switched according to a first slope and a second load with a second reactance is switched with a second slope.
  • the first edge steepness can be greater than the second edge steepness.
  • the edge steepness can also be reflected by the duration of the edge.
  • the dependence of the slope on the reactance can also be realized in that the slope depends on a reactance ratio.
  • the reactance ratio is the ratio of the respective reactance to the respective effective resistance of the impedance of the respective load.
  • the reactance ratio is therefore the ratio of the imaginary part to the real part of the (complex) reactance of the respective load.
  • the reactance ratio is reflected in particular by the angle of the complex impedance of the respective load.
  • the reactance ratio may also be represented by a power factor (which relates to a static AC case of impedance).
  • the control circuit can thus be set up to switch a transistor switch of a first load with a greater slope than the transistor switch of a second load, the reactance ratio of the first load being greater than the reactance ratio of the second load.
  • the reactance ratio is preferably a quantity in which the sign of the reactance is taken into account.
  • the reactance of an inductive (or inductively dominated) load is positive and for a capacitive (or capacitively dominated) load it is negative.
  • the transistor switch of a load is the transistor switch that leads to the load and switches it or switches the load path through which the load is supplied.
  • a transistor switch of a first load is switched with a greater edge steepness than the transistor switch of a second load, the reactance ratio of the first load being greater than the reactance ratio of the second load.
  • the procedure may provide for this to be applied during power-on operations.
  • the method can further provide that during switch-off processes, a smaller edge steepness is instead used for the first load than for the second load, if that Reactance ratio of the first load is greater than the reactance ratio of the second load.
  • the control circuit is set up to specify edge steepnesses for the transistor switches of the respective loads, which are linked to a transient response process which does not deviate by more than a predetermined margin from the aperiodic limit case of the pivot response process.
  • the transient process can be a transient process of the switched current or voltage.
  • the margin is not more than 25 percent, ten percent or five percent. In the aperiodic limit case, there is a minimum of overshoot despite the maximized edge steepness, so that the edge steepness is not chosen to be unnecessarily large.
  • the transistor switches are controlled with edge steepnesses which are linked to transient processes which do not deviate from the aperiodic limit by more than a predetermined margin.
  • the margin corresponds to the margin mentioned above, which relates to the vehicle electrical system.
  • control circuit is set up to detect a short-circuit current or a load current that results from a short-circuit in a load.
  • the control circuit can have an input for current values, or can itself be able to detect a current, for example by means of a current detection element, for example by means of a shunt resistor or by means of a Hall element or by means of a magnetically coupled to the current path of the load measuring winding.
  • a current detection element for example by means of a shunt resistor or by means of a Hall element or by means of a magnetically coupled to the current path of the load measuring winding.
  • current detection elements that detect the current flowing to the load (or its first time derivative) and deliver a corresponding measurement signal to an evaluation section of the control circuit.
  • the control circuit is also set up to provide the transistor state in an intermediate state during the activation of the transistor switches with a switch-on edge (or according to an on state) when such a short-circuit current is detected or when it is detected in another way that a There is a short circuit in the load.
  • the intermediate state corresponds to a linear operating range of the transistor switch, that is, a state between an on and an off state. If a short-circuit current is detected or if it is detected that there is a short circuit in a load, then the relevant transistor switch is put into the intermediate state (the control circuit providing this control).
  • the transistor switch thus forms a type of series resistor to limit the short-circuit current, thereby protecting the load from damage.
  • this intermediate state it is preferably checked whether the short circuit is present or not.
  • the control circuit is set up for this purpose.
  • the intermediate state is only temporary. Therefore, the relevant transistor switch is turned off (off state) if the check shows that there is a short circuit. If the check shows that there is no short circuit, then the transistor switch is switched to a full on state.
  • the intermediate state is thus only held for a verification period before it is fully opened (if there is actually a short circuit, according to verification), or until a full on state is established (namely, verification shows that there is no short circuit current).
  • the checking can be carried out by the control circuit that is set up for this purpose.
  • the control circuit is set up for this purpose.
  • the control circuit can be set up for this purpose in particular by determining the current flowing to the load and comparing it (its amount) with a current limit. If the comparison shows that the current determined is above the limit, then it is assumed that there is a short circuit. Otherwise, it is not assumed that there is a short circuit.
  • the control device can relate the determined load current to the voltage applied to the load. If this ratio is greater than a conductance limit, then a short circuit is assumed. Otherwise it is assumed that there is no short circuit.
  • the voltage at the load can be measured or determined in another way, for example by determining the resistance of the transistor switch at the current time (e.g.
  • a corresponding procedure provides that the short-circuit current is recorded and during switching on of the transistor switch (i.e. in the switch-on edge) or in an on state of the transistor switch the transistor switch is driven in a linear operating range. The latter is particularly provided when a short-circuit current is detected. It can then be validated in the checking period (ie while the linear operating range is activated) whether the short circuit exists or not. If a short circuit actually exists, i.e. if the validation is positive, then the transistor switch is switched off and otherwise transferred to a complete (steady) on state.
  • the procedure described here can also be implemented using a method. There is therefore a method for the switched operation of loads in a vehicle electrical system. This applies in particular to the vehicle electrical system described here.
  • the vehicle electrical system has several transistor switches. Via these, individual loads are switchably connected to a common accumulator connection (generally: voltage source connection).
  • the method provides that the transistor switches are controlled according to a predetermined switching signal.
  • the switching signals have different slopes for different reactances of loads.
  • a transistor switch connected to a load with a first reactance is driven with a higher slew rate than a transistor switch that drives a load with a second reactance that is smaller than the first reactance.
  • the greater the reactance the greater the slope is provided. This applies in particular to the switching on of the transistor switches. As already noted for the vehicle electrical system, this can be done the other way around for a switch-off process.
  • Embodiments provide that when switching on or maintaining an on state, the relevant transistor switch is actuated linearly during a check period. In the checking period, the transistor switch is thus driven according to a linear operating range or linear operating point. During the checking period, it is determined whether or not there is a short circuit in the load connected to the transistor switch. The transistor switch is turned off when it is determined or confirmed that there is a short circuit in the load. Otherwise, if the check period determines that there is no short circuit in the load, the transistor switch is placed in a full on state.
  • the transistor switches are controlled with a slope that depends on the respective reactances of the connected loads.
  • edge steepnesses are used which lead to an essentially aperiodic limit during the switching process.
  • the term “essentially aperiodic borderline” refers to pivoting processes that do not deviate from the aperiodic borderline by more than a predetermined margin.
  • the control circuit is preferably set up for this purpose. If the loads each include several reactances, for example one or more capacitive reactances and one or more inductive capacitances, that is, negative and positive reactances, then the result is an oscillatory system.
  • the slope is then selected such that for the combination of the reactances and the (variable) ohmic element that is provided by the transistor switch through the slope, a goods factor of preferably at least 0.3, at least 0.4, at least 0, 45 or essentially 0.5. This can also result in a quality factor that is between 0.5 and 0.7. Furthermore, a quality factor can be provided which is not more than 0.7, not more than 0.6 or not more than 0.55.
  • the resulting goods factor is preferably between 0.4 and 0.6 or between 0.3 and 0.7.
  • the quality is determined by the square root of the ratio of capacitive and inductive reactances, whereby the square root is multiplied by the resistance that results from the slope.
  • the quality is the square root of the ratio of the amounts of the inductive reactance to the capacitive reactance, where the square root is multiplied by the reciprocal of resistance.
  • the resistance is not constant, as is the case in the equivalent circuit diagram of a real oscillating circuit, but is variable due to the resistance, which changes within the edge with the edge steepness.
  • the time integral over the resistance curve provided by the transistor switch within the edges can be taken for the resistance value of an equivalent circuit diagram of a real resonant circuit, in particular based on the duration of the edge.
  • the different slopes can be adapted to the capacitive and inductive energy that is maximally stored in the respective storage elements of the resonant circuit, which is formed by the load (and its supply lines).
  • a first load and a second load each have a capacitive and an inductive reactance, the largest reactance in terms of magnitude of the first load being greater than the largest reactance in terms of magnitude of the second load.
  • a greater slope is provided for the first load than for the second load, in particular for the switch-on process, with the reverse being applied for the switch-off process.
  • the larger edge steepness ensures that the greater total energy that can be stored by the resonant circuit in the first load is removed from the resonant circuit to a greater extent than with the second load due to the (longer) operation of the transistor switch in the linear operating state (ie smaller edge steepness), in which the problem of oscillation is less severe due to the lower maximum storable energy.
  • the slope thus increases with the oscillation capacity of the respective load or with the energy storage capacity of the relevant reactances.
  • the ability to oscillate corresponds in particular to the energy that can oscillate between the reactances of a load (at a predetermined voltage or current jump).
  • the tendency of the load to oscillate can be determined by testing it several times with different edge steepnesses is switched, whereby the associated overshoot is measured, and then a slope is selected which leads to an overshoot which is below a limit.
  • another criterion that can be chosen is the edge steepness that is maximum (and still leads to overshoot below a predetermined limit).
  • the desired overshoot behavior can correspond to the aperiodic limit or an overshoot of no more than 2%, 5%, 10% or 15%.
  • slopes can be stored in a memory together with associated, different reactance values (generally: values that characterize the oscillation behavior) or load identification.
  • the load identifications identify the type of load (e.g.: DCDC with backup capacitor, electric drive, resistance heating element, ...) and/or include an individual identification of loads (product number, etc.).
  • the edge steepnesses can each be stored as a parameter that reflects the edge steepness itself, as a parameter value or parameter values that characterize the edge steepness as a shape of the edge (e.g. support values of an interpolation) or can be stored as values that show a temporal progression of the edge reproduce, which relate in particular to successive, discrete-time points in time.
  • the edge steepness can in particular reflect the course of the control voltage of the relevant transistor switch.
  • the relevant slope is retrieved from the memory and used during switching applied. Different edge steepnesses can be stored for the switch-on process and the switch-off process; The assigned value is then retrieved depending on the type of switching process (on/off).
  • the load or its vibration behavior is mapped to an associated slope using this illustration.
  • the image can be stored in memory as a lookup table; the associated edge steepness is retrieved from this.
  • the image can be stored as an interpolation formula in software that runs on a microprocessor;
  • the edge steepnesses are preferably each stored as at least one parameter value (in the memory).
  • the control circuit is designed for this purpose, in particular in that it has a memory in which the image (or parameters characterizing it) is stored.
  • the control circuit is in particular able to provide different edge steepnesses for different loads based on the mapping.
  • the transistor switches are in particular MOSFETs or IGBTs; The edge steepness can therefore be adjusted using the control voltage or gate voltage (and its course).
  • the transistor switches are preferably power transistors with a current rating of greater than 5 amps, 20 amps, 50 amps or more.
  • the rated reverse voltage may be less than 60V or may be at least 100V, 400V, 800V or 1kV.
  • the vehicle electrical system described here is in particular a low-voltage vehicle electrical system with a nominal voltage of not more than 60 volts, for example 12 volts, 14 volts, 24 volts, 42 volts or 48 volts.
  • Other embodiments provide that the vehicle electrical system described here is in particular a high-voltage vehicle electrical system with a nominal voltage of at least 60 V, 100 V, 200 V and in particular at least 400 V, 600 V or 800 V.
  • the distribution unit can also have fuses (or
  • the accumulator connection is intended to connect an accumulator with a nominal voltage as mentioned above.
  • the accumulator connection is to be understood as a connection of a voltage source, the voltage source forming the voltage source of the vehicle electrical system.
  • the distribution unit can have a housing in which the transistor switches are arranged, whereby the load connections or the accumulator connection can be present, for example, on the outer wall of the housing.
  • the vehicle electrical system described here is preferably set up to carry out the method described here.
  • the process includes steps that are described based on the functionality of the vehicle electrical system shown here.
  • the vehicle electrical system is in particular the vehicle electrical system of a non-rail vehicle, such as a car or truck.
  • Figure 1 is a symbolic representation of a low-voltage vehicle electrical system and serves to describe exemplary embodiments of the invention.
  • Figures 2a, b serve to explain the operation of the approach described here.
  • Figure 1 shows an on-board electrical system BN with a distribution unit V, which has an accumulator connection AA.
  • An accumulator A of the vehicle electrical system BN is connected to this connection AA.
  • a connection originates from the connection AA (within the distribution unit V), with this connection starting from connection AA being divided into several arms which lead to individual load connections A1 to A4.
  • a transistor switch S1 to S4 is connected upstream of each load connection A1 to A4.
  • the common accumulator connection AA is therefore connected to respective, individual load connections A1 to A4 via the individual transistor switches S1 to S4.
  • Corresponding loads L1 to L4 are individually connected to the load connections A1 to A4.
  • the loads L1 to L4 have respective reactances X1 to X4.
  • the control circuit C controls the individual transistor switches S1 to S4. If the reactances X1 to X4 are different, then the control circuit C provides different edge steepnesses for the individual transistor switches S1 to S4.
  • the reactance X1 of the load L1 has a high positive value. If the load L2 has an impedance that is primarily characterized by a backup capacitor with a large capacity, then its reactance is primarily determined by this capacity and is negative. The reactance X1 is therefore greater (taking the sign into account) than the reactance
  • the lower edge steepness for transistor switch S2 ensures that the inrush current of the backup capacitor of the load L2 does not lead to particularly high current peaks and voltage dips.
  • the higher edge steepness (of the switch S1 compared to S2) provides a shorter resistance phase for the transistor switch S1 than for the transistor switch S2.
  • the resistance phase of the transistor switch S2, which is connected to the load L2, whose reactance is smaller than that of the load L1, to which the transistor switch S1 is connected, is longer than the resistance phase of the transistor switch S2.
  • the resistance phase refers to the time interval during which the transistor switch in question is in a linear operating range.
  • the resistance phase refers to the phase in which a transistor switch is characterized by a real resistance that results from linear operation.
  • the switch S1 can have a higher edge steepness when switched on, since the connected reactivity of the load L1 is an inductance or has a (positive) high value and thus a switch-on edge with a high steepness leads to a comparatively slowly increasing current, since during this time the Inductance forms a magnetic field and the self-inductance slows down the current increase. If the reactance is positive, then the slope is preferably provided in such a way that when switching off, no voltage occurs that is outside a predetermined voltage range.
  • Figures 2a and 2b show the effect of an adapted slope on the overshoot of current and voltage.
  • 2a and 2b show switch-on processes based on a control voltage U ', which has a slope F and which leads to a current I and a voltage U.
  • the current I is the load current due to the switch-on process by the load L1
  • the current I is therefore the current from one of the transistor switches S1
  • the voltage U is the voltage that drops across the switched circuit, i.e. the voltage that drops across the corresponding terminal of terminals A1 to A4.
  • the overshoot of the current I is shown with the reference symbol US and the overshoot of the voltage U is shown with the reference symbol US '.
  • the time axis is shown as the x-axis (abscissa) and the right Y-axis (ordinate) represents the current I, while the left Y-axis (ordinate) indicates the current U.
  • Figures 2a and 2b show the aforementioned features and sizes for the same circuit, so that the same reference numbers are used.
  • the edge steepnesses F differ between Figures 2a and 2b and, as a result, the overshoot US of the current, the overshoot US' of the voltage and the control voltage U'.
  • the course of the current I and the voltage U also differ.
  • Fig. 2a can be an example that occurs when the edge steepness is too high, while Fig. 2b sets the advantageous behavior if, according to the invention, the edge steepnesses are different, so that the edge steepness can be adapted to the load/reactance to be switched in order to achieve this the adjustment to achieve the lower overshoot shown.
  • the edge steepness F is greater than the edge steepness F in Figure 2b.
  • the slope in Figure 2b is approximately 40-50 kV per second, while the slope in Figure 2a is approximately 30 to 50 times.
  • the overshoot is defined by the maximum amplitude swing during transient response in relation to the resulting steady-state value. There are 11 volts between the stationary voltage of 15 volts and the voltage peak of 26 volts, so that the overshoot US is also around 100% (more precisely: around 130%).
  • Such an overshoot can occur, for example, if the load itself is equipped with a high support capacitance and the leads to it form a high parasitic inductance or the load has a load inductance in the form of a winding in addition to the support capacitance (corresponding to a parallel capacitor parallel to the supply potentials). (such as an actuator).
  • the peak voltage in Figure 2a which occurs directly after switching on, can damage other components of the vehicle electrical system.
  • the edge steepness is increased in order to compensate for the strong overshoot behavior of the switched load.
  • the transistor switch whose switching behavior is shown with the control voltage U 'in Figure 2b, is in a linear operating state and thus represents a resistance. This resistance changes over time (until the full ON state is reached) and increases as shown.
  • the resistance begins to increase from an insulation value and reaches the on state at 0.5 ms, the resistance of which is also referred to as R_on.

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Abstract

Ein Fahrzeugbordnetz (BN) ist mit einer Verteilereinheit (V) ausgestattet, die einen Akkumulatoranschluss (AA) und mehrere Lastanschlüsse (A1 – A4) aufweist. Jeder Lastanschluss (A1 – A4) ist über einen eigenen Transistorschalter (S1 – S4) mit dem Akkumulatoranschluss (AA) verbunden. Lasten (L1 – L4), die jeweilige Reaktanzen (X1 – X4) aufweisen, sind an die Lastanschlüsse (A1 – A4) angeschlossen. Mindestens zwei dieser Reaktanz (X1 –X4) sind unterschiedlich. Eine Steuerschaltung (C) ist mit den Transistorschaltern (S1 – S4) ansteuernd verbunden und ist eingerichtet, für die Transistorschalter (S1 – S4), an die Lasten (L1 - L4) mit unterschiedlichen Reaktanzen (X1 – X4) angeschlossen sind, unterschiedliche Flankensteilheiten vorzusehen.

Description

Beschreibung
Verteilereinheit in einem Fahrzeug mit variablem Schaltverhalten zur gezielten Dämpfung von Überschwingen bei Schaltvorgängen
Fahrzeuge haben zahlreiche elektrische Komponenten, die mit einer Versorgungsspannung betrieben werden. Zu solchen Komponenten gehören Geräte mit geringer Leistungsanforderung wie Entertainment Systeme gleichermaßen wie Komponenten mit hohen Leistungsanforderungen, beispielsweise Aktoren oder Heizungselemente. Bei Hochvoltanwendungen können dies Traktionsantriebe mit hohen Leistungen und Hochvolt-Heizungen oder -Pumpen sein, die eine geringere Leistung haben.
Es sind Verteiler bekannt, bei denen eine Versorgungsspannung, etwa einer Batterie, über individuelle Sicherungen mit den einzelnen Komponenten verbunden werden. Tritt eine Störung in Form eines Kurzschlusses in einer der Komponenten auf, so ist über die Sicherung gewährleistet, dass sich der Kurzschlussfehler nicht auf die anderen Komponenten überträgt, sodass die fehlerfrei funktionierenden Komponenten noch weiterhin mit der Versorgungsspannung versorgt werden können. Weiterhin werden derartige Komponenten über elektromechanische Schalter versorgt, die zwei verschiedene Zustände aufweisen können, nämlich einen Ein-Zustand oder einen Aus-Zustand. Gerade bei Lasten mit hoher Nennleistung können induktive oder kapazitive Elemente zu einem Schwingungsverhalten beim Einschalt- oder Ausschaltvorgang führen. Etwa einzelne Stützkondensatoren der jeweiligen Komponenten oder auch die induktive Beschaffenheit der Komponenten selbst, oder auch die Induktivität von Zuleitungen können zu einem Schwingungsverhalten führen. Ein Überschwingen der Spannung oder auch ein Spannungseinbruch, der bei den Schaltvorgängen auftreten kann, überträgt sich auf alle anderen Komponenten und kann zu Schwingungen führen.
Zur Abdämpfung von Spannungseinbrüchen oder -spitzen werden üblicherweise Stützkondensatoren (Glättungskondensatoren, Zwischenkreiskondensatoren) verwendet, die in den einzelnen Komponenten zumindest die Versorgungsspannung für die Komponenten in einem zugelassenen Spannungsbereich sichern. Es sind zudem Bordnetze bekannt, bei denen ein zusätzlicher Energiespeicher beispielsweise dann zugeschaltet wird, wenn ein Spannungseinbruch droht. Jedoch sind derartige stützende Bauelemente kostspielig, während vorangehend genannte Last individuelle Stützkondensatoren nur auf die einzelne Komponente, nicht jedoch auf das gesamte Bordnetz ausgerichtet sind. Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, eine Möglichkeit aufzuzeigen, mit der sich ein Fahrzeugbordnetz mit einem kostengünstigen Schutz vor derartigen Störungen vorsehen lässt.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche. Weitere Merkmale, Ausführungsformen, Eigenschaften oder Vorteile ergeben sich mit den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und der Figuren.
Es wird vorgeschlagen, in einem Fahrzeugbordnetz eine Verteilereinheit zu verwenden, die Transistorschalter aufweist. Über diese sind mehrere Lastanschlüsse individuell mit einem (gemeinsamen) Akkumulatoranschluss verbunden. Eine Steuerschaltung steuert diese Transistorschalter an mit nicht nur unterschiedlichen Zuständen (Ein-Zustand oder Aus-Zustand), sondern auch mit unterschiedlichen Flankensteilheiten. Durch Variation der Flankensteilheiten sind die Transistorschalter für unterschiedlich lange Zeit in einem linearen Betriebspunkt, in denen die Transistoren einen endlichen Widerstand aufweisen. Dieser Widerstand liegt über dem Widerstand im An-Zustand und unter dem Widerstand im Aus-Zustand. Während der Flanke ergibt sich somit für die Transistoren jeweils ein Widerstandsverhalten, das einen begrenzten Strom erzeugt, und währenddessen über den Transistor eine Spannung abfällt leitet.
Dadurch werden Dämpfungseffekte erreicht, die insbesondere an das individuelle Schwingungsverhalten der einzelnen Lasten angepasst werden können. Mit einer Schaltflanke, deren Steilheit veränderlich ist, kann somit gezielt eine widerstandsbasierte Dämpfung vorgesehen werden. Durch die Variation der Flankensteilheiten kann der Einfluss dieser widerstandsbasierten Dämpfung variiert werden. Die Dämpfung basiert auf dem Widerstandsverhalten der Transistorschalter im linearen Betrieb und hängt somit direkt von der Flankensteilheit ab, da diese die Stärke des Widerstandsverhaltens bestimmt. Das Abschalten von induktiven Lasten führt bei maximalen Flankensteilheiten der Transistorschalter zu unzulässigen Überspannungen und Zerstörung der Komponenten, so dass durch die hier beschriebene anpassbare Flankensteilheit die Komponenten bzw. Lasten schonender betrieben werden können.
Weisen somit die von den Transistorschaltern angesteuerten Lasten verschiedene Reaktanzen an, so kann durch die verschiedenen Flankensteilheiten eine Dämpfung vorgesehen werden, die an die Reaktanz angepasst ist. Hierbei werden vorzugsweise nicht nur die Reaktanzen oder Impedanzen der inneren Elemente der Komponenten berücksichtigt (Heizwiderstand, dessen Induktivität, Stützkondensator, Induktivität und parasitäre Kapazität von Wicklungen etc.), sondern auch Reaktanzen der Zuleitungen (d.h. der Verbindungen vom Transistorschalter bis zur Last und auch innerhalb der Last). Insbesondere werden die (parasitären) Induktivitäten der Zuleitungen zwischen Verteiler und Last berücksichtigt, vorzugsweise auch die (parasitären) Induktivitäten der Zuleitungen im Verteiler und/oder in der Last; gegebenenfalls auch Reaktanzen von Filterelementen falls im Verteiler, in der Last oder dazwischen vorhanden. Die Dämpfung des Schaltvorgangs wird daher eingestellt durch veränderliche oder für verschiedene Lasten unterschiedliche Flankensteilheiten, um so das Überschwingen (von Strom oder Spannung) gemäß einer vorgegebenen Grenze (etwa aperiodischer Grenzfall, nicht mehr als 5 %, ... ) zu limitieren, während vorzugsweise gleichzeitig die Flankensteilheit maximiert ist, um einen linearen Betriebszustand beim Schaltvorgang nur so lange vorzusehen, wie es zur Erreichung der Grenze notwendig ist, bzw. nur für eine Zeitdauer vorzusehen, die zu Temperaturen des Transistorschalters innerhalb eines Nenntemperaturbereichs führt, d.h. die nicht zu einer thermischen Überlastung führt.
Durch diese Vorgehensweise, d.h. durch das Schalten mit einer an das Last-Schwingungsverhalten angepasste Flankensteilheit können beim Schalten der Versorgung der Lasten in einem Fahrzeugbordnetz die Schwingungen reduziert werden. Dies betrifft insbesondere die Flankensteilheit von Einschaltflanken als auch von Ausschaltflanken. Es ergibt sich eine verbesserte Spannungsstabilität im Bordnetz. Insbesondere können die Spannungsvariationen, die sich durch Schaltvorgänge ergeben, unter einer Grenze gehalten werden. Zudem kann in einigen Ausführungen erreicht werden, dass im Fehlerfall (Kurzschluss) der Stromanstieg begrenzt ist, sodass die Versorgungsspannung nicht einbricht. Ferner werden dadurch beim Abschalten die maximalen und minimalen Spannungsgrenzen nicht überschritten. Es ergibt sich zudem ein Schutz von elektronischen Komponenten vor Überspannungen, im Allgemeinen von zu starken Überspannungen insbesondere bei der Betriebsspannung. Die hier beschriebene Verteilereinheit in einem Fahrzeug bzw. das hier beschriebene Verfahren sieht ein variables Schaltverhalten zur gezielten Dämpfung von Überschwingen bei Schaltvorgängen vor. Das Schaltverhalten entspricht einer Flankensteilheit, die gezielt derart gewählt wird, dass ein Überschwingen gemäß einer Vorgabe limitiert ist und ist vorzugsweise ferner derart gewählt, dass die während der Flanke entstehende Wärme zu Temperaturen führt, die innerhalb eines Nenn-Temperaturfensters (und nicht außerhalb) liegen. Für Lasten mit unterschiedlichem Schwingverhalten bei Schaltprozessen werden unterschiedliche Flankensteilheiten vorgesehen.
Beim Einschalten kann mittels der erfindungsgemäßen Vorgehensweise eine Last so eingeschaltet werden, dass ein Bahnwiderstand des Transistorschalters abhängig von der Lastimpedanz beziehungsweise abhängig vom erweiterten Strom eingestellt wird. Insbesondere kann der Bahnwiderstand während des Einschaltens so eingestellt werden, dass sich für die Last bestimmte Spannungs- und/oder Stromwerte ergeben, insbesondere für eine vorberechnete Dauer. Dadurch werden Dämpfungen und Begrenzungen der Spannungs- und Stromschwingungen erreicht.
Es ist vorgesehen, dass eine Steuerschaltung für Transistorschalter, die an Lasten mit unterschiedlichen Reaktanzen angeschlossen sind, unterschiedliche Flankensteilheiten vorsieht. Insbesondere ist vorgesehen, dass die Steuerschaltung für jeden Transistorschalter eine Flankensteilheit vorsieht, die angepasst ist an die Reaktanz der jeweiligen daran angeschlossenen Last. Die Flankensteilheit bezieht sich insbesondere auf die Ein- und/oder Ausschaltvorgänge. Die Lasten können unterschiedliche Reaktanzen aufweisen. Als Reaktanz wird der Imaginärteil der komplexen Impedanz der jeweiligen Last bezeichnet. Die Reaktanz kann positiv oder negativ sein. Eine positive Reaktanz kann auch als induktive Reaktanz beziehungsweise als Induktanz bezeichnet werden. Eine negative Reaktanz kann auch als kapazitive Reaktanz beziehungsweise als Kapazitanz bezeichnet werden. Die Reaktanz kann auch als Blindwiderstand bezeichnet werden. Die Reaktanz gibt wieder, inwiefern eine Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom von der Last erzeugt wird. Diese Phasenverschiebung beruht insbesondere auf einer kapazitiven oder induktiven Energiespeicherung und kann zu Schwingungsverhalten führen, insbesondere zu einem Einschwingverhalten, welches verringert oder unterdrückt werden kann mittels der hier beschriebenen Vorgehensweise. Die Reaktanz ist eine Größe, die die Schwingungsneigung einer Last beim Schalten, d.h. ein Überschwingverhalten, kennzeichnet. Insbesondere kann in die Reaktanz einer Last ein kapazitives Element wie die Kapazität eines Stützkondensators einfließen, der parallel zum Lastanschluss angeschlossen ist. Zudem kann in die Reaktanz eine parasitäre Induktivität und/oder Kapazität einfließen, die von Zuleitungen und Ähnlichem gebildet werden kann. Zudem kann in die Reaktanz einer Last die Induktivität einfließen, die sich durch den Aufbau einer Last ergibt, beispielsweise ein Aktuator, der eine Spule aufweist oder der auf Wicklungen beruht. Hierunter fallen etwa fahrzeugseitige Pumpen oder Aktoren, die eine elektrische Maschine oder etwa einen Hubmagneten oder einen anderen elektromechanischen Linearaktor aufweisen.
Vorzugsweise wird die Flankensteilheit an die Reaktanz (bzw. Neigung zum Überschwingen) der Last angepasst, die an den Transistorschalter angeschlossen ist, welcher die Flankensteilheit vorsieht. Unterschiedliche Flankensteilheiten können vorgesehen werden, etwa durch eine vorgegebene Dauer oder einen vorgegebenen Werteverlauf der Flankensteilheit, insbesondere können für unterschiedliche Reaktanzen auch unterschiedliche Flankenformen vorgesehen werden, insbesondere wenn ein Werteverlauf die Form der Flanken vorgibt. Insbesondere kann für das Einschalten einer Last eine andere Flankensteilheit vorgesehen werden als beim Ausschalten der Last. Insbesondere bei einer Last, deren Reaktanz induktiv dominiert ist, wird beim Ausschalten eine größere Flankensteilheit vorgesehen als beim Einschalten. Bei einer Last, deren Reaktanz kapazitiv dominiert ist, wird beim Ausschalten eine kleinere Flankensteilheit vorgesehen als beim Einschalten. Eine Last ist kapazitiv dominiert, wenn die kapazitive(n) Reaktanz(en) in eingeschaltetem Zustand der Last eine größere Energiemenge speichert bzw. speichern als die induktiven Reaktanzen der Last. Bei einer induktiv dominierten Last ist dies umgekehrt. Die Steuerschaltung ist eingerichtet, die Lasten mit den entsprechenden, unterschiedlichen Flankensteilheiten zu schalten.
Vorzugsweise ist die Steuerschaltung eingerichtet, für Lasten mit unterschiedlichen Reaktanzen jeweils eine Flankensteilheit (oder einen Flankenverlauf) vorzusehen, die mit einem Überschwingen unterhalb einer vorgegebenen Grenze verknüpft ist. Hierbei kann das Überschwingen den Strom oder die Spannung betreffen, das Überschwingen gibt beispielsweise das Verhältnis an, von maximaler Amplitude (während des Schaltvorgangs beziehungsweise während der Schaltphase), dem Gesamthub des Signals. Es kann sich hierbei um einen Strom- oder Spannungssignal handeln. Insbesondere kann vorgesehen sein, dass die Steuerschaltung eingerichtet ist, jeweils eine Flankensteilheit vorzusehen, die mit einer Einschwenkzeit unterhalb einer vorgegebenen Grenze verknüpft ist. Daher kann Überschwenken auch durch die Dauer der Einschwenkzeit definiert sein. Die Einschwingzeit kann beispielsweise einer Beruhigungszeit entsprechen, etwa eine Zeit, nach der die Signalgröße innerhalb eines Bereichs von +/- x Prozent der Stromhöhe um den endgültig erreichten Wert (statischer Wert) bleibt. Der Wert x kann hierbei maximal 2%, 5%, 10%, 25% oder 50% betragen. Die Größe hierbei ist insbesondere die Spannung, kann jedoch auch den Strom betreffen. Als Spannung wird insbesondere die Spannung bezeichnet, die im statischen Fall an der Last anliegt, das heißt die Versorgungsspannung. Der Strom bezeichnet insbesondere den durch die Last beziehungsweise durch den Lastanschluss fließenden Strom. Das vorangehend Genannte bezieht sich nicht nur auf Einschaltprozesse, sondern auch auf Ausschaltprozesse, die mit gleichen oder vorzugweise unterschiedlichen Flankensteilheiten durchgeführt werden.
Mit steigender Reaktanz wird eine größere Flankensteilheit vorgesehen beziehungsweise eine Flanke, die sich über eine zunehmende Zeitdauer erstreckt. Ist die Reaktanz hoch, d.h. die betreffende Last induktiv dominiert (etwa eine Spule oder Wicklung einer elektrischen Maschine oder eines Aktors), dann kann mit einer höheren Flankensteilheit eingeschaltet werden als bei einer kapazitiv dominierten Last. Dies betrifft insbesondere das Anschalten; beim Ausschalten ist dies vorzugsweise umgekehrt.
Die Steuerschaltung ist eingerichtet, einen Transistorschaltung einer ersten Last, deren Reaktanz größer ist als die Reaktanz einer zweiten Last, einer größeren Flankensteilheit anzuschalten als den Transistorschalter der zweiten Last. Die Steuerschaltung ist eingerichtet, den Transistorschalter der ersten Last mit einer kleineren Flankensteilheit auszuschalten als den Transistorschalter (S2) der zweiten Last. Der Transistorschalter der zweiten Last ist derjenige Schalter, der zur zweiten Last führt beziehungsweise zu dem Lastanschluss, an dem die zweite Last angeschlossen ist. Der Transistorschalter der ersten Last ist der Transistorschalter, der der ersten Last vorgeschaltet ist und diese schaltet beziehungsweise der mit dem Lastanschluss verbunden ist, an dem die erste Last angeschlossen ist.
Bei positiven Reaktanzen ist die Flankensteilheit umso größer, je größer die Reaktanz ist. Bei negativen Reaktanzen ist dies ebenso der Fall, insbesondere unter Berücksichtigung des Vorzeichens. Ist die Reaktanz der ersten Last positiv und die Reaktanz der zweiten Last negativ, dann wird die Last mit der positiven Reaktanz mit einer größeren Flankensteilheit geschaltet als die Last der negativen Reaktanz. Die Steuerschaltung ist hierzu eingerichtet. Dies ist insbesondere beim Einschalten und Fall; beim Ausschalten ist dies vorzugsweise umgekehrt. Im Rahmen eines Verfahrens, das die hier dargestellte Vorgehensweise wiedergibt, ist vorgesehen, dass Lasten mit unterschiedlichen Reaktanzen jeweils mit einer Flankensteilheit geschaltet werden, die mit einem Überschwingen (an dieser Last) unterhalb einer vorgegebenen Grenze verknüpft ist. Zudem wird im Rahmen eines derartigen Verfahrens vorgesehen, dass eine erste Last mit einer ersten Reaktanz gemäß einer ersten Flankensteilheit geschaltet wird und eine zweite Last mit einer zweiten Reaktanz mit einer zweiten Flankensteilheit geschaltet wird. Insbesondere beim Anschalten des betreffenden Transistorschalters, d.h. beim Einschalten der Last, kann, wenn die erste Reaktanz größer als die zweite Reaktanz ist, die erste Flankensteilheit größer ist als die zweite Flankensteilheit sein. Beim Ausschalten ist dies vorzugsweise umgekehrt. Wie erwähnt, kann die Flankensteilheit auch wiedergegeben sein durch die Dauer der Flanke.
Die Abhängigkeit der Flankensteilheit von der Reaktanz, wie vorangehend angegeben, kann auch realisiert werden, indem die Flankensteilheit von einem Reaktanzverhältnis abhängt. Das Reaktanzverhältnis ist hierbei das Verhältnis der jeweiligen Reaktanz zum jeweiligen Wirkwiderstand der Impedanz der jeweiligen Last. Das Reaktanzverhältnis ist somit das Verhältnis von Imaginärteil zu Realteil der (komplexen) Reaktanz der jeweiligen Last. Das Reaktanzverhältnis wird insbesondere vom Winkel der komplexen Impedanz der jeweiligen Last wiedergegeben. Das Reaktanzverhältnis kann ebenso wiedergegeben sein von einem Leistungsfaktor (der sich auf einen statischen Wechselstromfall der Impedanz bezieht). Die Steuerschaltung kann somit eingerichtet sein, einen Transistorschalter einer ersten Last mit einer größeren Flankensteilheit zu schalten als den Transistorschalter einer zweiten Last, wobei das Reaktanzverhältnis der ersten Last größer ist als das Reaktanzverhältnis der zweiten Last. Dies betrifft insbesondere das Anschalten. Bei einem Ausschaltvorgang kann dies umgekehrt vorgesehen sein (Ausschalten der ersten Last mit kleinerer Flankensteilheit als die Flankensteilheit, mit der die zweite Last ausgeschaltet ist, wenn die erste Last ein größeres Reaktanzverhältnis als die zweite Last hat). Das Reaktanzverhältnis ist vorzugsweise eine Größe, bei der das Vorzeichen der Reaktanz berücksichtig wird. Insbesondere ist die Reaktanz einer induktiven (oder induktiv dominierten) Last positiv und bei einer kapazitiven (oder kapazitiv dominierten) Last negativ.
Der T ransistorschalter einer Last ist der T ransistorschalter, welcher zu der Last führt und diese schaltet bzw. den Lastpfad schaltet, über den die Last versorgt wird. Bei einem entsprechenden Verfahren ist vorgesehen, dass ein Transistorschalter einer ersten Last mit einer größeren Flankensteilheit geschalten wird als der Transistorschalter einer zweiten Last, wobei das Reaktanzverhältnis der ersten Last größer ist als das Reaktanzverhältnis der zweiten Last. Das Verfahren kann vorsehen, dass dies bei Einschaltvorgängen angewandt wird. Das Verfahren kann ferner vorsehen, dass bei Ausschaltvorgängen stattdessen eine kleinere Flankensteilheit für die erste Last verwendet wird als für die zweite Last, wenn das Reaktanzverhältnis der ersten Last größer ist als das Reaktanzverhältnis der zweiten Last.
Vorzugsweise ist die Steuerschaltung eingerichtet, für die Transistorschalter der jeweiligen Lasten Flankensteilheiten vorzugeben, die mit einem Einschwingvorgang verknüpft sind, der um nicht mehr als eine vorgegebene Marge von dem aperiodischen Grenzfall des Einschwenkvorgangs abweicht. Beim Einschwingvorgang kann es sich hierbei um einen Einschwingvorgang des geschalteten Stroms oder der Spannung handeln. Die Marge beträgt insbesondere nicht mehr als 25 Prozent, zehn Prozent oder fünf Prozent. Beim aperiodischen Grenzfall ergibt sich trotz maximierter Flankensteilheit ein Minimum an Überschwingung, sodass die Flankensteilheit nicht unnötig groß gewählt wird. Bei einem entsprechenden Verfahren ist daher vorgesehen, dass die Transistorschalter mit Flankensteilheiten angesteuert werden, die mit Einschwingvorgängen verknüpft sind, welche um nicht mehr als eine vorgegebene Marge von dem aperiodischen Grenzfall abweichen. Die Marge entspricht der vorangehend genannten Marge, die sich auf das Fahrzeugbordnetz bezieht.
Eine Möglichkeit ist es, dass die Steuerschaltung eingerichtet ist, einen Kurzschlussstrom zu erfassen beziehungsweise einen Laststrom, der von einem Kurzschluss einer Last herrührt. Die Steuerschaltung kann hierbei einen Eingang für Stromwerte aufweisen, oder kann selbst in der Lage sein, einen Strom zu erfassen, beispielsweise mittels eines Stromerfassungselements, etwa mittels eines Shunt-Widerstands oder mittels eines Hall-Elements oder mittels einer magnetisch mit dem Strompfad der Last gekoppelten Messwicklung. Die drei letztgenannten Beispiele sind Stromerfassungselemente, die den zur Last fließenden Strom (oder dessen erste zeitliche Ableitung) erfassen und ein entsprechendes Messsignal an einen Auswertungsabschnitt der Steuerschaltung abgeben.
Die Steuerschaltung ist zudem eingerichtet, während der Ansteuerung der Transistorschalter mit einer Einschaltflanke (oder gemäß einem Ein-Zustand) den Transistorzustand in einem Zwischenzustand vorzusehen, wenn ein derartiger Kurzschlussstrom erfasst wird oder wenn auf andere Weise erfasst wird, dass ein Kurzschluss in der Last besteht. Der Zwischenzustand entspricht einem linearen Betriebsbereich des Transistorschalters, das heißt einem Zustand zwischen einem Ein- und einem Aus-Zustand. Wird somit ein Kurzschlussstrom erfasst beziehungsweise wird erfasst, dass ein Kurzschluss in einer Last vorliegt, dann wird der betreffende Transistorschalter in den Zwischenzustand versetzt (wobei die Steuerschaltung diese Ansteuerung vorsieht). Damit bildet der Transistorschalter eine Art Vorwiderstand, um den Kurzschlussstrom zu begrenzen, wodurch die Last vor Schäden geschützt ist. Während dieses Zwischenzustands wird vorzugsweise überprüft, ob der Kurzschluss vorliegt oder nicht. Die Steuerschaltung ist hierzu eingerichtet. Der Zwischenzustand ist nur temporär. Daher wird der betreffende Transistorschalter ausgeschaltet (Aus-Zustand), wenn die Überprüfung ergibt, dass ein Kurzschluss besteht. Ergibt die Überprüfung, dass kein Kurzschluss besteht, dann wird der Transistorschalter in einen vollständigen Ein-Zustand geschaltet. Der Zwischenzustand wird somit nur für eine Überprüfungsperiode gehalten, bevor er vollständig geöffnet wird (wenn tatsächlich ein Kurzschluss vorliegt, gemäß Überprüfung), oder bis ein vollständiger Ein-Zustand hergestellt wird (nämlich die Überprüfung ergibt, dass kein Kurzschlussstrom besteht). Das Überprüfen kann von der Steuerschaltung ausgeführt werden, die hierzu eingerichtet ist.
Es wird somit das Bestehen des Kurzschlussstroms (während der Überprüfungsperiode) validiert. Die Steuerschaltung ist hierzu eingerichtet. Die Steuerschaltung kann hierzu insbesondere eingerichtet sein, indem diese den zur Last fließenden Strom ermittelt und (dessen Betrag) mit einer Stromgrenze vergleicht. Ergibt der Vergleich, dass der ermittelte Strom über der Grenze liegt, dann wird von einem bestehenden Kurzschluss ausgegangen. Ansonsten wird nicht von einem bestehenden Kurzschluss ausgegangen. Hierbei kann die Steuereinrichtung den ermittelten Laststrom ins Verhältnis setzen zu der Spannung, die an der Last anliegt. Ist dieses Verhältnis größer als eine Leitwertgrenze, dann wird von einem Kurzschluss ausgegangen. Ansonsten wird davon ausgegangen, dass kein Kurzschluss besteht. Die Spannung an der Last kann gemessen werden oder auf andere Weise ermittelt werden, beispielsweise durch Ermitteln des Widerstands des Transistorschalters zum aktuellen Zeitpunkt (etwa anhand des Betriebspunkts) und anhand des ermittelten Stroms. Ein entsprechendes Verfahren sieht vor, dass der Kurzschlussstrom erfasst wird, und während des Anschaltens des Transistorschalters (das heißt in der Einschaltflanke) oder in einem Ein-Zustand des Transistorschalters der Transistorschalter in einem linearen Betriebsbereich angesteuert wird. Letztes wird insbesondere vorgesehen, wenn ein Kurzschlussstrom erfasst wird. Es kann daraufhin in der Überprüfungsperiode (d.h. während der lineare Betriebsbereich angesteuert ist) validiert werden, ob der Kurzschluss besteht oder nicht. Besteht ein Kurzschluss tatsächlich, das heißt ist die Validierung positiv, dann wird der Transistorschalter ausgeschaltet und ansonsten in einen vollständigen (stationären) Ein-Zustand überführt.
Die hier beschriebene Vorgehensweise kann auch mittels eines Verfahrens realisiert sein. Es besteht daher ein Verfahren zum geschalteten Betreiben von Lasten eines Fahrzeugbordnetzes. Dies betrifft insbesondere das hier beschriebene Fahrzeugbordnetz. Das Fahrzeugbordnetz weist mehrere Transistorschalter auf. Über diese sind einzelne Lasten schaltbar mit einem gemeinsamen Akkumulatoranschluss (allgemein: Spannungsquellenanschluss), verbunden. Das Verfahren sieht vor, dass die Transistorschalter gemäß vorgegebenem Schaltsignal angesteuert werden. Die Schaltsignal weisen unterschiedliche Flankensteilheiten für unterschiedliche Reaktanzen von Lasten auf. Ein Transistorschalter, der an eine Last mit einer ersten Reaktanz angeschlossen ist, wird mit einer höheren Flankensteilheit angesteuert als ein Transistorschalter, der eine Last mit einer zweiten Reaktanz ansteuert, die kleiner als die erste Reaktanz ist. Je größer die Reaktanz ist, desto größer wird die Flankensteilheit vorgesehen. Dies gilt insbesondere für einen Einschaltvorgang der Transistorschalter. Für einen Ausschaltvorgang kann dies wie bereits zum Fahrzeugbordnetz bemerkt umgekehrt vorgesehen werden.
Ausführungsformen sehen vor, dass bei einem Anschalten oder Halten eines Ein-Zustands der betreffende Transistorschalter während einer Überprüfungsperiode linear angesteuert wird. In der Überprüfungsperiode wird der Transistorschalter somit gemäß einem linearen Betriebsbereich oder linearem Betriebspunkt angesteuert. Während der Überprüfungsperiode wird ermittelt, ob ein Kurzschluss in der Last besteht, die an den Transistorschalter angeschlossen ist, oder nicht. Der Transistorschalter wird ausgeschaltet, wenn ermittelt beziehungsweise bestätigt wird, dass ein Kurzschluss in der Last besteht. Ansonsten wird der Transistorschalter in einen vollständigen Ein-Zustand versetzt, wenn in der Überprüfungsperiode ermittelt wird, dass kein Kurzschluss in der Last besteht.
Darüber hinaus kann vorgesehen sein, dass die Transistorschalter mit einer Flankensteilheit angesteuert werden, die von den jeweiligen Reaktanzen der angeschlossenen Lasten abhängt. Insbesondere werden Flankensteilheiten verwendet, die zu einem im Wesentlichen aperiodischen Grenzfall beim Schaltvorgang führen. Mit dem Begriff „im Wesentlichen aperiodischer Grenzfair werden Einschwenkvorgänge bezeichnet, die nicht mehr als eine vorgegebene Marge von dem aperiodischen Grenzfall abweichen.
Die Flankensteilheit wird umso größer vorgesehen wird, je größer die Schwingungsneigung der Last ist. Die Steuerschaltung ist vorzugsweise hierzu eingerichtet. Umfassen die Lasten jeweils mehrere Reaktanzen, beispielsweise ein oder mehrere kapazitive Reaktanzen und ein oder mehrere induktive Kapazitanzen, das heißt negative und positive Reaktanzen, dann ergibt sich ein schwingungsfähiges System. Die Flankensteilheit wird dann derart gewählt, dass sich für die Kombination aus den Reaktanzen und das (veränderliche) ohmsche Glied, das von dem Transistorschalter durch die Flankensteilheit vorgesehen wird, ein Güterfaktor von vorzugsweise mindestens 0,3, mindestens 0,4, mindestens 0,45 oder im Wesentlichen 0,5. Es kann sich auch ein Gütefaktor ergeben, der zwischen 0,5 und 0,7 liegt. Es kann ferner dadurch ein Gütefaktor vorgesehen sein, der nicht mehr als 0,7, nicht mehr als 0,6 oder nicht mehr als 0,55 beträgt.
Vorzugsweise liegt der sich ergebende Güterfaktor zwischen 0,4 und 0,6 oder auch zwischen 0,3 und 0,7.
Die Güte ergibt sich bei Parallelschwingkreisen zu der Quadratwurzel aus dem Betrag des Verhältnisses von kapazitiven und induktiven Reaktanzen, wobei die Quadratwurzel multipliziert, wird mit dem Widerstand, der sich durch die Flankensteilheit ergibt. Bei einem Serienschwenkkreis, etwa bei einer parasitären Induktivität, über die ein Stützkondensator gespeist wird, ist die Güte die Quadratwurzel aus dem Verhältnis der Beträge der induktiven Reaktanz zur kapazitiven Reaktanz, wobei die Quadratwurzel multipliziert, wird mit dem Kehrwert des Widerstands. Hierbei ist zu beachten, dass der Widerstand hierbei nicht konstant ist, wie es im Ersatzschaltbild eines realen Schwenkkreises der Fall ist, sondern aufgrund des Widerstands, der sich innerhalb der Flanke mit der Flankensteilheit ändert, veränderlich ist. Als erste Näherung kann für den Widerstandswert eines Ersatzschaltbilds eines realen Schwingkreises das zeitliche Integral über den Widerstandsverlauf genommen werden, der von dem Transistorschalter innerhalb der Flanken vorgesehen wird, insbesondere bezogen auf die Dauer der Flanke.
Die unterschiedlichen Flankensteilheiten können angepasst sein an die kapazitive und induktive Energie, die maximal in den jeweiligen Speicherelementen des Schwingkreises gespeichert wird, der von der Last (und dessen Zuleitungen) ausgebildet wird. Je größer diese Energie, desto größer wird die Flankensteilheit ausgebildet, insbesondere bei positiven (d.h. induktiven) Reaktanzen. Dies gilt insbesondere für den Einschaltvorgang; das Umgekehrte gilt vorzugsweise für den Ausschaltvorgang (je größer diese Energie, desto kleiner die Flankensteilheit). Insbesondere kann vorgesehen, dass eine erste Last und eine zweite Last jeweils eine kapazitive und eine induktive Reaktanz aufweisen, die betragsmäßig größte Reaktanz der ersten Last größer ist als die betragsmäßig größte Reaktanz der zweiten Last. Dann wird bei der ersten Last eine größere Flankensteilheit vorgesehen wird als bei der zweiten Last, insbesondere für den Einschaltvorgang, wobei das Umgekehrte für den Ausschaltvorgang angewandt wird. Mit der größeren Flankensteilheit wird erreicht, dass die größere, insgesamt vom Schwingkreis speicherbare Energie in der ersten Last durch den (längeren) Betrieb des Transistorschalters im linearen Betriebszustand (d.h. kleinere Flankensteilheit) in stärkerem Maße aus dem Schwenkkreis entfernt wird als bei der zweiten Last, bei der aufgrund der geringeren maximalen speicherbaren Energie das Problem des Schwingens weniger stark ist. Die Flankensteilheit steigt somit mit der Schwingungsfähigkeit der jeweiligen Last bzw. mit der Energiespeicherfähigkeit der betreffenden Reaktanzen. Die Schwingungsfähigkeit entspricht insbesondere der Energie, die (bei einem vorbestimmten Spannungs- oder Stromsprung) zwischen den Reaktanzen einer Last pendeln kann. Diese ist insbesondere gekennzeichnet durch das Maximum aller Beträge aller Reaktanzen in einer Last. Je größer diese Energie ist beziehungsweise die Schwingungsneigung, desto größer muss die Flankensteilheit gestaltet werden, insbesondere beim Einschaltvorgang. Ferner kann die Flankensteilheit umso größer gewählt werden, je größer das Produkt aus Induktivität(en) und Kapazität(en) der jeweiligen Last ist.
Um ein gewünschtes Überschwingverhalten zu erreichen, das heißt um vorzusehen, dass die Steuereinheit durch die Flankensteilheit ein Überschwingen (des Stroms oder der Spannung) vorsieht, das unter einem vorbestimmten Grenzwert liegt, kann die Schwingungsneigung der Last ermittelt werden, indem diese mehrfach mit unterschiedlichen Flankensteilheiten geschaltet wird, wobei das zugehörige Überschwingen gemessen wird, und daraufhin eine Flankensteilheit gewählt wird, die zu einem Überschwingen führt, welches unter einer Grenze liegt. Darüber hinaus kann als weiteres Kriterium diejenige Flankensteilheit gewählt werden, die maximal ist (und dennoch zu einem Überschwingen unterhalb einer vorgegebenen Grenze führt). Das gewünschte Überschwingverhalten kann etwa dem aperiodischen Grenzfall oder einem Überschwingen von nicht mehr als 2%, 5%, 10% oder 15% entsprechen.
Es können mehrere Flankensteilheiten zusammen mit zugehörigen, unterschiedlichen Reaktanzwerten (allgemein: Werte, die das Schwingungsverhalten kennzeichnen) oder Lastkennzeichnungen in einem Speicherhinterlegt sein. Die Lastkennzeichnungen kennzeichnen die Art der Last (etwa: DCDC mit Stützkondensator, elektrischer Antrieb, Widerstandsheizelement, ... ) und/oder umfassen eine individuelle Kennzeichnung von Lasten (Produktnummer etc.). Die Flankensteilheiten können jeweils als Parameter hinterlegt sein, der die Flankensteilheit selbst wiedergibt, als Parameterwert oder Parameterwerte, der bzw. die die Flankensteilheit als eine Verlaufsform der Flanke kennzeichnet (etwa Stützwerte einer Interpolation) oder als Werte hinterlegt sein, die einen zeitlichen Verlauf der Flanke wiedergeben, die sich insbesondere auf aufeinanderfolgende, zeitdiskrete Zeitpunkte beziehen. Die Flankensteilheit kann insbesondere den Verlauf der Steuerspannung des betreffenden Transistorschalters wiedergeben. Für eine bestimmte Last oder einen bestimmten Wert, der das Schwingungsverhalten der Last (insbesondere einschließlich Zuleitungen und/oder Filter) kennzeichnet (etwa die Reaktanz, ... ) wird die betreffende Flankensteilheit aus dem Speicher abgerufen und beim Schalten angewandt. Es können für den Einschaltvorgang und den Ausschaltvorgang unterschiedliche Flankensteilheiten hinterlegt sein; es wird dann abhängig von der Art des Schaltvorgangs (ein/aus) der zugeordnete Wert abgerufen. Allgemein kann daher eine Abbildung bestehen, die die Last bzw. deren Schwingungsverhalten (ggf. auch die Art des Schaltvorgangs) auf eine zugehörige Flankensteilheit abbildet. Die Last bzw. deren Schwingungsverhalten (ggf. auch die Art des Schaltvorgangs) wird auf eine zugehörige Flankensteilheit mittels dieser Abbildung abgebildet. Die Abbildung kann als Lookup-Tabelle in einem Speicher hinterlegt sein; die zugehörige Flankensteilheit wird aus diesem abgerufen. Die Abbildung kann als Interpolationsformel in einer Software hinterlegt sein, die auf einem Mikroprozessor abläuft; die Flankensteilheiten sind in diesem Fall vorzugsweise jeweils als mindestens ein Parameterwert (in dem Speicher) hinterlegt. Die Steuerschaltung hierzu ausgestaltet, insbesondere in dem sie einen Speicher aufweist, in dem die Abbildung (oder diese kennzeichnende Parameter) hinterlegt ist. Die Steuerschaltung ist insbesondere in der Lage, für unterschiedliche Lasten unterschiedliche Flankensteilheiten basierend auf der Abbildung vorzusehen.
Die Transistorschalter sind insbesondere MOSFETs oder IGBTs; die Flankensteilheit kann daher mittels der Steuerspannung bzw. Gatespannung (und deren Verlauf) eingestellt werden. Die Transistorschalter sind vorzugsweise Leistungstransistoren mit einem Nennstrom von mehr als 5 Ampere, 20 Ampere, 50 Ampere oder mehr. Die Nenn-Sperrspannung kann weniger als 60 V betragen oder kann mindestens 100 V, 400 V, 800 V oder 1 kV betragen.
Das hier beschriebene Fahrzeugbordnetz ist insbesondere ein Niedervolt-Fahrzeugbordnetz mit einer Nennspannung von nicht mehr als 60 Volt, beispielsweise von 12 Volt, 14 Volt, 24 Volt, 42 Volt oder 48 Volt. Andere Ausführungsformen sehen vor, dass das hier beschriebene Fahrzeugbordnetz insbesondere ein Hochvolt-Fahrzeugbordnetz ist mit einer Nennspannung von mindestens 60 V, 100 V, 200 V und insbesondere von mindestens 400 V, 600 V oder 800 V.
Die Verteilereinheit kann neben den Transistorschaltern auch Sicherungen (oder
Filter) aufweisen, die in den Lastpfad geschaltet sind, und die zu den Lastanschlüssen führen. Der Akkumulatoranschluss ist vorgesehen, um einen Akkumulator mit einer Nennspannung anzuschließen, wie sie vorangehend genannt ist. Allgemein ist der Akkumulatoranschluss als ein Anschluss einer Spannungsquelle zu verstehen, wobei die Spannungsquelle die Spannungsquelle des Fahrzeugbordnetzes bildet. Die Verteileinheit kann ein Gehäuse aufweisen, in dem die Transistorschalter angeordnet sind, wobei die Lastanschlüsse beziehungsweise der Akkumulatoranschluss beispielsweise an der Außenwand des Gehäuses vorliegen können.
Das hier beschriebene Fahrzugbordnetz ist vorzugsweise eingerichtet zur Ausführung des hier beschriebenen Verfahrens. Das Verfahren umfasst Schritte, die anhand der hier dargestellten Funktionsweise des Fahrzeugbordnetzes beschrieben sind. Das Fahrzeugbordnetz ist insbesondere das Fahrzeugbordnetz eines nicht schienengebundenen Fahrzeugs, etwa eines PKW oder LKW.
Die Figur 1 ist eine symbolhafte Darstellung eines Niedervolt-Fahrzeugbordnetzes und dient zur beispielhaften Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung. Die Figuren 2a, b dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise der hier beschriebenen Herangehensweise.
Die Figur 1 zeigt ein Bordnetz BN mit einer Verteilereinheit V, die einen Akkumulatoranschluss AA aufweist. An diesen Anschluss AA ist ein Akkumulator A des Bordnetzes BN angeschlossen. Es ist zu erkennen, dass eine Verbindung von dem Anschluss AA ausgeht (innerhalb der Verteilereinheit V), wobei sich diese von Anschluss AA ausgehend aufteilt auf mehrere Arme, die zu einzelnen Lastanschlüssen A1 bis A4 führen. Jedem Lastanschluss A1 bis A4 ist ein Transistorschalter S1 bis S4 vorgeschaltet. Der gemeinsame Akkumulatoranschluss AA ist daher über die einzelnen Transistorschalter S1 bis S4 mit jeweiligen, individuellen Lastanschlüssen A1 bis A4 verbunden.
An die Lastanschlüsse A1 bis A4 sind entsprechende Lasten L1 bis L4 einzeln angeschlossen. Die Lasten L1 bis L4 weisen jeweilige Reaktanzen X1 bis X4 auf. Die Steuerschaltung C steuert die einzelnen Transistorschalter S1 bis S4 an. Sind die Reaktanzen X1 bis X4 verschieden, dann sieht die Steuerschaltung C für die einzelnen Transistorschalter S1 bis S4 unterschiedliche Flankensteilheiten vor.
Ist beispielsweise die Impedanz der Last L1 vor allem charakterisiert durch eine Wicklung mit hoher Induktivität, etwa eine elektrische Maschine einer Pumpe oder einer Klimaanlage, dann weist die Reaktanz X1 der Last L1 einen hohen positiven Wert auf. Hat die Last L2 eine Impedanz, die vor allem gekennzeichnet ist durch einen Stützkondensator mit großer Kapazität, dann ist deren Reaktanz vor allem bestimmt durch diese Kapazität und ist negativ. Die Reaktanz X1 ist somit (unter Berücksichtigung des Vorzeichens) größer als die Reaktanz X2, sodass der Schalter S1 mit einer höheren Flankensteilheit angesteuert wird als der Transistorschalter S2. Durch die geringere Flankensteilheit für Transistorschalter S2 ist gewährleistet, dass der Einschaltstrom des Stützkondensators der Last L2 nicht zu besonders hohen Stromspitzen und Spannungseinbrüchen führt. Die höhere Flankensteilheit (des Schalters S1 im Vergleich zu S2) sieht eine kürzere Widerstandsphase für den Transistorschalter S1 vor als für den Transistorschalter S2. Die Widerstandsphase des Transistorschalters S2, der an die Last L2 angeschlossen ist, dessen Reaktanz kleiner ist als die der Last L1 , an die wiederum der Transistorschalters S1 angeschlossen ist, ist länger als die Widerstandsphase des Transistorschalters S2. Als Widerstandsphase wird hierbei das Zeitintervall bezeichnet, während dem der betreffende Transistorschalter in einem linearen Betriebsbereich ist. Mit Widerstandsphase wird somit die Phase bezeichnet, in der ein Transistorschalter durch einen realen Widerstand gekennzeichnet ist, der sich durch den linearen Betrieb ergibt.
Der Schalter S1 kann beim Einschalten eine höhere Flankensteilheit aufweisen, da die angeschlossene Reaktivität der Last L1 eine Induktivität ist bzw. einen (positiven) hohen Wert aufweist und somit eine Einschaltflanke mit hoher Steilheit zu einem vergleichsweise langsam ansteigenden Strom führt, da in dieser Zeit die Induktivität ein Magnetfeld ausbildet und die Selbstinduktivität den Stromanstieg verlangsamt. Ist die Reaktanz positiv, dann wird vorzugsweise die Flankensteilheit derart vorgesehen, dass beim Ausschalten keine Spannung auftritt, die außerhalb eines vorgegebenen Spannungsbereichs liegt. Bei Ausschaltvorgängen ist die Neigung zum Überschwingen ist bei auszuschaltenden Lasten mit geringer (insbesondere negativer) Reaktanz geringer als bei Lasten mit im Vergleich hierzu höherer (insbesondere positiver) Reaktanz, so dass die Flankensteilheit beim Ausschalten der erstgenannten Reaktanzen bzw. Lasten (geringer Wert, insbesondere negativ) größer vorgesehen werden kann als beim Ausschalten der zweitgenannten Reaktanzen / Lasten (mit im Vergleich hierzu größerem Wert, insbesondere positiv).
Die Figuren 2a und 2b zeigen die Auswirkung einer angepassten Flankensteilheit auf das Überschwingen von Strom und Spannung. In den Figuren 2a und 2b sind Anschaltvorgänge dargestellt, anhand einer Steuerspannung U‘, die eine Flankensteilheit F aufweist, und die zu einem Strom I und einer Spannung U führen. Der Strom I ist der Laststrom, der aufgrund des Einschaltvorgangs durch die Last L1
- L4 fließt. Der Strom I ist somit der Strom, der von einem der Transistorschalter S1
- S4 geschaltet wird. Die Spannung U ist die Spannung, die an der geschalteten abfällt, das heißt die Spannung, die an dem entsprechenden Anschluss der Anschlüsse A1 bis A4 abfällt. Das Überschwingen des Stroms I ist mit dem Bezugszeichen US dargestellt und das Überschwingen der Spannung U ist mit dem Bezugszeichen US' dargestellt. In den Figuren 2a und 2b sind gleichermaßen als x-Achse (Abszisse) die Zeitachse dargestellt und die rechte Y-Achse (Ordinate) gibt den Strom I wieder, während die linke Y-Achse (Ordinate) den Strom U angibt. Die Figuren 2a und 2b zeigen die vorangehend genannten Merkmale und Größen für die gleiche Schaltung, sodass die gleichen Bezugszeichen verwendet werden.
Jedoch unterscheiden sich die Flankensteilheiten F zwischen den Figuren 2a und 2b und als Folge hiervon das Überschwingen US des Stroms, das Überschwingen US' der Spannung sowie die Steuerspannung U‘. Auch der Verlauf des Stroms I und der Spannung U unterscheiden sich. Fig. 2a kann hierbei ein Beispiel sein, das bei einer zu hohen Flankensteilheit auftritt während die Fig. 2b das vorteilhafte Verhalten einstellt, wenn erfindungsgemäß die Flankensteilheiten unterschiedlich sind, so dass die Flankensteilheit an die zu schaltende Last / Reaktanz angepasst werden kann, um durch die Anpassung das dargestellte geringere Überschwingen zu erreichen. In der Figur 2a ist die Flankensteilheit F größer die Flankensteilheit F der Figur 2b. Die Flankensteilheit in der Figur 2b ist ungefähr 40-50 kV pro Sekunde, während die Flankensteilheit in Figur 2a circa das 30- bis 50-fache beträgt. Es ergibt sich dadurch in der Figur 2a ein starkes Überschwingen US des Stroms, wobei in der Figur 2a zwischen dem stationären Strom von circa 20 Ampere und der Spitze von ungefähr 34 Volt ein Überschwingen US von 14 Ampere liegen. Das entspricht einem Überschwingen von nahezu 100 Prozent. Das Überschwingen ist hierbei definiert durch den maximalen Amplitudenhub beim Einschwingen bezogen auf den sich einstellenden stationären Wert. Zwischen der stationären Spannung von 15 Volt und der Spannungsspitze von 26 Volt liegen 11 Volt, sodass das Überschwingen US' ebenfalls bei ungefähr 100% (genauer: ca. 130%) liegt. Ein derartiges Überschwingen kann sich beispielsweise ergeben, wenn die Last selbst mit einer hohen Stützkapazität ausgestattet ist und die Zuleitungen hierzu eine hohe parasitäre Induktivität bilden oder die Last neben der Stützkapazität (entsprechend einem Parallelkondensator parallel zu den Versorgungspotentialen) eine Last-Induktivität in Form einer Wicklung (etwa eines Aktors) aufweist. Wie auch der zu hohe Spitzenstrom, der direkt nach dem Einschalten auftritt, kann die Spitzenspannung in der Figur 2a, die direkt nach dem Einschalten auftritt, andere Komponenten des Bordnetzes schädigen.
Daher wird gemäß der Figur 2b die Flankensteilheit vergrößert, um so das starke Überschwingverhalten der geschalteten Last zu kompensieren. Während der Flanken der Figur 2b, das heißt zwischen 0,2 ms und 0,5 ms, ist der Transistorschalter, dessen Schaltverhalten mit der Steuerspannung U' in Figur 2b dargestellt wird, in einem linearen Betriebszustand und stellt somit einen Widerstand dar. Dieser Widerstand ändert sich mit der Zeit (bis zum Erreichen des vollständen AN-Zustands) und steigt wie dargestellt an. Zum Zeitpunkt 0,2 ms beginnt der Widerstand ausgehend von einem Isolationswert zu steigen, und erreicht bei 0,5 ms den Einschaltzustand, dessen Widerstand auch als R_on bezeichnet wird. Es ist zu erkennen, dass in der Figur 2b das Überschwingen des Stroms US mit circa einem Ampere bezogen auf 20 Ampere (d.h. ca. 5%) deutlich geringer ist als das Überschwingen der Figur 2a (ca. 100%). Auch das Überschwingen US' der Spannung U beträgt lediglich circa ein Volt bezogen auf eine Endspannung von 15 Volt (entsprechend einem Überschwingen von ca. 7%). Mit anderen Worten ist das Überschwingen U im Bereich von 5 - 10 % und es treten insbesondere keine Spannungsspitzen oder Stromspitzen auf, die deutlich über den betreffenden Nennwerten der Last liegen würden.

Claims

Patentansprüche
1 . Fahrzeugbordnetz (BN) mit einer Verteilereinheit (V), die einen Akkumulatoranschluss (AA) und mehrere Lastanschlüsse (A1 - A4) aufweist, wobei jeder Lastanschluss (A1 - A4) über einen eigenen Transistorschalter (S1 - S4) mit dem Akkumulatoranschluss (AA) verbunden ist, wobei Lasten (L1 - L4), die jeweilige Reaktanzen (X1 - X4) aufweisen, an die Lastanschlüsse (A1 - A4) angeschlossen sind, und mindestens zwei dieser Reaktanz (X1 -X4) unterschiedlich sind, wobei eine Steuerschaltung (C) mit den Transistorschaltern (S1 - S4) ansteuernd verbunden ist und eingerichtet ist, für die Transistorschalter (S1 - S4), an die Lasten (L1 - L4) mit unterschiedlichen Reaktanzen (X1 - X4) angeschlossen sind, unterschiedliche Flankensteilheiten vorzusehen.
2. Fahrzeugbordnetz (BN) nach Anspruch 1 , wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, für Lasten (L1 - L4) mit unterschiedlichen Reaktanzen (X1 - X4) jeweils eine Flankensteilheit vorzusehen, die mit einem Überschwingen unterhalb einer vorgegebenen Grenze verknüpft ist.
3. Fahrzeugbordnetz (BN) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, die Transistorschalter (S1 - S4) jeweils mit einer ersten Flankensteilheit einzuschalten und mit einer zweiten Flankensteilheit auszuschalten, die sich von der ersten Flankensteilheit unterscheidet.
4. Fahrzeugbordnetz (BN) nach Anspruch 1 , 2 oder 3, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, einen Transistorschalter (S1 ) einer ersten Last (L1 ), deren Reaktanz (X1 ) größer ist als die Reaktanz (X2) einer zweiten Last (L2) mit einer größere Flankensteilheit anzuschalten, als den
T ransistorschalter (S2) der zweiten Last (L2) und/oder den T ransistorschalter (S1 ) der ersten Last (L1 ) mit einer kleineren Flankensteilheit auszuschalten, als den Transistorschalter (S2) der zweiten Last (L2).
5. Fahrzeugbordnetz (BN) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, einen Transistorschalter (S1 ) einer ersten Last (L1 ), deren Reaktanzverhältnis größer ist als das Reaktanzverhältnis einer zweiten Last (S2) mit einer größeren Flankensteilheit anzuschalten, als den Transistorschalter (S2) der zweiten Last (L2), und/oder die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, den Transistorschalter (S1 ) der ersten Last (L1 ) mit einer größeren Flankensteilheit auszuschalten, als den Transistorschalter (S2) der zweiten Last (L2), wobei das Reaktanzverhältnis dem Verhältnis der jeweiligen Reaktanz zum jeweiligen Wirkwiderstand der Impedanz der jeweiligen Last (L1 - L4) entspricht. Fahrzeugbordnetz (BN) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, für die Transistorschalter (S1 - S4) der jeweiligen Lasten (L1 - L4) Flankensteilheiten vorzugeben, die mit einem Strom- oder Spannungs-Einschwingvorgang verknüpft sind, der um nicht mehr als eine vorgegebene Marge von dem aperiodischen Grenzfall des Einschwingvorgangs abweicht. Fahrzeugbordnetz (BN) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (C) eine Regelung vorsieht, die als Regelabweichung eine Größe vorsieht, die ein Überschwingen einer Spannung und/oder eines Stroms an einem der Lastanschlüsse (A1 - A4) kennzeichnet, und die als Stellgröße die Flankensteilheit (F) vorsieht, mit der der Transistorschalter (S1 - S4) des Lastanschlusses (A1 - A4) geschaltet wird. Fahrzeugbordnetz (BN) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung eingerichtet ist, einen Kurzschlussstrom zu erfassen, der durch einen Kurzschluss in einer Last auftritt, und ferner eingerichtet ist, während der Ansteuerung der Transistorschalter mit einer Einschaltflanke oder gemäß einem Ein-Zustand den Transistorzustand in einem Zwischenzustand eines linearen Betriebsbereichs vorzusehen, wenn ein Kurzschlussstrom erfasst wird. Fahrzeugbordnetz (BN) nach Anspruch 8, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, den Zwischenstand für eine Überprüfungsperiode zu halten, und das Bestehen des Kurzschlusses während der Überprüfungsperiode zu validieren. Fahrzeugbordnetz (BN) nach Anspruch 9, wobei die Steuerschaltung (C) eingerichtet ist, den Transistorschalter am Ende der Überprüfungsperiode vollständig zu öffnen, wenn der Kurzschlussstrom validiert wurde und den Transistorschalter am Ende der Überprüfungsperiode vollständig zu schließen oder in dem Ein-Zustand zu halten, wenn der Kurzschlussstrom nicht validiert wurde. Verfahren zum geschalteten Betreiben von Lasten (L1 - L4) eines Fahrzeugbordnetzes (BN), das mehrere Transistorschalter (S1 - S4) aufweist, über die die einzelnen Lasten (L1 - L4) schaltbar mit einem gemeinsamen Akkumulatoranschluss (AA) verbunden sind, wobei das Verfahren vorsieht:
Ansteuern der Transistorschalter (S1 - S4) gemäß vorgegebenen Schaltsignalen, wobei Transistorschalter (S1 - S4), die an Lasten unterschiedlichen Reaktanzen (X1 - X4) angeschlossen sind, mit unterschiedlichen Flankensteilheiten angesteuert werden. Verfahren nach Anspruch 11 , wobei bei einem Ansteuern einer der Transistorschalter (S1 - S4), das einem Anschalten entspricht, während einer Überprüfungsperiode der Transistorschalter (S1 - S4) linear angesteuert wird, während der Überprüfungsperiode ermittelt wird, ob ein Kurzschluss in der an den Transistorschalter angeschlossenen Last besteht, und der Transistorschalter ausgeschaltet wird, wenn ermittelt, dass ein Kurzschluss in der Last besteht.
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