WO2023181661A1 - 駆動装置、スイッチング電源装置、及び電気機器 - Google Patents

駆動装置、スイッチング電源装置、及び電気機器 Download PDF

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resistor
transistor
pull
drive device
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匠 藤巻
翼飛 湯
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ローム株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents

Definitions

  • the invention disclosed herein relates to a drive device that drives a switching element, and a switching power supply device and electrical equipment that include the drive device.
  • the drive circuit proposed in Patent Document 1 prevents self-turn-on of the MOSFET by suppressing both positive surge voltage and negative surge voltage.
  • the drive device disclosed herein is configured to drive a switching element.
  • the drive device includes a pull-down circuit connected to a control terminal of the switching element.
  • the pull-down circuit is configured to allow a first pull-down current flowing through the pull-down circuit before the drive device starts to be larger than a second pull-down current flowing through the pull-down circuit after the drive device starts.
  • the switching power supply device disclosed herein includes the drive device having the above configuration and the switching element.
  • the electrical equipment disclosed herein has a switching power supply device with the above configuration.
  • FIG. 1 is a diagram showing a comparative example of a switching power supply device.
  • FIG. 2 is a timing chart showing voltage waveforms at various parts of the switching power supply device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of a switching power supply device.
  • FIG. 4 is a timing chart showing voltage waveforms at various parts of the switching power supply device shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing the characteristics of pull-down current.
  • FIG. 6 is an external view of the air conditioner.
  • a MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • a gate whose structure is a "layer made of a conductor or a semiconductor such as polysilicon with a low resistance value," “insulating layer,” and "P-type, A field effect transistor consisting of at least three layers of "N-type or intrinsic semiconductor layers".
  • the structure of the MOSFET gate is not limited to the three-layer structure of metal, oxide, and semiconductor.
  • the switching power supply device 100 of this comparative example includes a drive device 101, a switching element SW1, a diode bridge circuit DB1, a capacitor C0, a resistor R1, a capacitor C1, a transformer T1, a diode D1, and an output capacitor COUT. , has.
  • the diode bridge circuit DB1 performs full-wave rectification of the AC voltage VINAC output from the AC voltage source VS1.
  • the capacitor C0 smoothes the full-wave rectified voltage output from the diode bridge circuit DB1 and converts it into a DC voltage VINDC.
  • the drive device 101 is configured to drive the switching element SW1.
  • the drive device 101 is a gate driver IC (Integrated Circuit). The internal configuration of the drive device 101 will be described later.
  • the switching element SW1 includes a compound semiconductor. More specifically, in this comparative example, the switching element SW1 is an N-channel enhancement type gallium nitride HEMT (High Electron Mobility Transistor).
  • HEMT High Electron Mobility Transistor
  • the source of the switching element SW1 is connected to the ground potential.
  • the drain of switching element SW1 is connected to the first end of primary winding L1 of transformer T1.
  • a DC voltage VINDC is applied to the second end of the primary winding L1.
  • the first end of the secondary winding L2 of the transformer T1 is connected to the anode of the diode D1.
  • the cathode of diode D1 is connected to a first end of output capacitor COUT.
  • the second end of the output capacitor COUT is connected to the second end of the secondary winding L2 and to ground potential.
  • the DC voltage VINDC is also supplied with a filter circuit constituted by a resistor R1 and a capacitor C1.
  • a filter circuit configured by resistor R1 and capacitor C1 reduces noise components that may be included in DC voltage VINDC to generate voltage VCC, and supplies voltage VCC to terminal TVCC of drive device 101.
  • the drive device 101 includes a clamper 1, a gate signal generation section 2, transistors 3 and 4, and a resistor 5.
  • the transistor 3 is a P-channel MOSFET
  • the transistor 4 is an N-channel MOSFET.
  • a voltage VCC is applied to the first end of the clamper 1.
  • a second end of the clamper 1 is connected to the source of the transistor 3.
  • the drain of the transistor 3 is connected to the drain of the transistor 4, the first end of the resistor 5, and the terminal TSW.
  • a control terminal (gate) of the switching element SW1 is externally connected to the terminal TSW.
  • the source of the transistor 4 is connected to the second end of the resistor 5 and to the ground potential.
  • the clamper 1 clamps the source of the transistor 3 to, for example, 5V.
  • the gate signal generation section 2 generates gate signals G1 and G2. For example, the gate signal generation section 2 generates the gate signals G1 and G2 based on the output voltage VOUT or a divided voltage of the output voltage VOUT.
  • Gate signal G2 is a complementary signal to gate signal G1. That is, when the gate signal G1 is at a high level, the gate signal G2 is at a low level, and when the gate signal G1 is at a low level, the gate signal G2 is at a high level.
  • a gate signal G1 is supplied to the gate of the transistor 3.
  • a gate signal G2 is supplied to the gate of the transistor 4.
  • the drain voltage VD of the switching element SW1 increases as shown in FIG.
  • the gate voltage VG of the switching element SW1 also increases as shown in FIG. 2 via the gate-drain parasitic capacitance.
  • the resistor 5 which is a pull-down resistor
  • the driving device 101 starts.
  • the gate signal G2 output from the gate signal generation section 2 becomes HIGH level, so that the gate-source voltage VGS of the switching element SW1 becomes approximately zero, and self-turn-on of the switching element SW1 is prevented. be done.
  • an N-channel enhancement type gallium nitride HEMT is used as the switching element SW1, and the threshold voltage of the switching element SW1 is low.
  • the resistance value of the resistor 5, which is a pull-down resistor is decreased, the power consumption in the resistor 5 when the switching element SW1 is on increases.
  • FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of a switching power supply device. Note that in FIG. 3, the same parts as in FIG. 1 are given the same reference numerals, and detailed explanations are omitted.
  • the switching power supply device 200 of this embodiment includes a drive device 201, a switching element SW1, a diode bridge circuit DB1, a capacitor C0, a resistor R1, a capacitor C1, a transformer T1, a diode D1, and an output capacitor COUT. , has.
  • the drive device 201 has a configuration in which the resistor 5 is removed from the drive device 101, a pull-down circuit 6 is provided in place of the resistor 5, and an activation signal generation section 7 is further provided.
  • the drive device 201 is configured to drive the switching element SW1.
  • the driving device 201 is a gate driver IC.
  • the switching element SW1 includes a compound semiconductor, similar to the comparative example described above.
  • the switching element SW1 is an N-channel enhancement type gallium nitride HEMT, similar to the comparative example described above.
  • the transistor 3 is a P-channel MOSFET
  • the transistor 4 is an N-channel MOSFET, as in the comparative example described above.
  • the pull-down circuit 6 includes a resistor 61, a resistor 62, and a transistor 63.
  • the pull-down circuit 6 is realized by two resistors 62 and one transistor 63. Since the number of components in the pull-down circuit 6 is small, the pull-down circuit 6 can be made smaller and lower in cost.
  • the drain of the transistor 3 is connected to the first end of the resistor 61, the first end of the resistor 62, and the terminal TSW.
  • a first end of the resistor 61 and a first end of the resistor 62 are connected to a control terminal (gate) of the switching element SW1 via a terminal TSW.
  • the second end of the resistor 61 is connected to the gate of the transistor 63.
  • a second end of the resistor 62 is connected to the drain of the transistor 63.
  • the source of transistor 63 is configured to be applied with ground potential.
  • the transistor 63 is a transistor whose threshold voltage is lower than that of the switching element SW1. By making the transistor 63 a transistor with a threshold voltage lower than that of the switching element SW1, the transistor 63 can be turned on before the switching element SW1 when the gate voltage of the switching element SW1 increases. Therefore, the pull-down circuit 6 can be realized with a simple circuit configuration as in this embodiment.
  • a depletion element is used as the transistor 63. This facilitates the selection of the transistor 63, that is, the selection of a transistor whose threshold voltage is lower than that of the switching element SW1.
  • the activation signal generation unit 7 is configured to generate the activation signal SS.
  • the starting signal SS is a signal that enters a high impedance state before the driving device 201 starts, and turns off the transistor 3 after the driving device 201 starts. More specifically, the starting signal generating section 7 has an output terminal, and the starting signal SS is output from the output terminal of the starting signal generating section 7, and before the drive device 201 is started, the starting signal SS is output from the output terminal of the starting signal generating section 7. becomes a high impedance state, and after the drive device 201 is started, the output terminal of the start signal generation section 7 becomes a LOW level (for example, 0V).
  • the activation signal SS is supplied to the control terminal of the transistor 63.
  • the drain voltage VD of the switching element SW1 increases as shown in FIG.
  • the gate voltage VG of the switching element SW1 also increases as shown in FIG. 4 via the gate-drain parasitic capacitance.
  • the gate voltage of the transistor 63 rises together with the gate voltage VG of the switching element SW1, the transistor 63 is turned on, and a pull-down current flows through the resistor 62, causing the gate-source voltage VGS of the switching element SW1 to exceed the threshold voltage VTH. By not exceeding the threshold, self-turn-on of the switching element SW1 before the drive device 201 is started is prevented.
  • the driving device 201 starts.
  • the gate signal G2 output from the gate signal generation unit 2 becomes HIGH level, so that the gate-source voltage VGS of the switching element SW1 becomes approximately zero, and self-turn-on of the switching element SW1 is prevented. be done.
  • the transistor 63 is turned off and the potential difference between both ends of the resistor 61 increases, causing a pull-down current to flow through the resistor 61.
  • the resistance value of the resistor 61 is larger than the resistance value of the resistor 62, under the condition that the gate voltages of the switching element SW1 are the same, the pull-down current I61 flowing through the resistor 61 after starting the drive device 201 is as shown in FIG. As shown in FIG. 2, the pull-down current I62 flowing through the resistor 62 before the drive device 201 is started is smaller than the pull-down current I62.
  • the drive device 201 can both prevent self-turn-on of the switching element S1 and reduce power consumption when the switching element SW1 is on.
  • FIG. 6 is an external view showing an example of the configuration of an air conditioner.
  • the air conditioner Y of this configuration example includes an indoor unit Y1, an outdoor unit Y2, and a pipe Y3 that connects these.
  • the indoor unit Y1 mainly includes an evaporator and an indoor fan
  • the outdoor unit Y2 mainly includes a compressor, a condenser, an expansion valve, and an outdoor fan.
  • the indoor unit Y1 also has a built-in switching power supply device 100 shown in FIG.
  • the compressor of the outdoor unit Y2 compresses the refrigerant into a high-temperature, high-pressure gas, and then the condenser of the outdoor unit Y2 dissipates heat to liquefy the refrigerant.
  • an outdoor fan is turned to blow air onto the condenser to promote heat dissipation, so hot air is blown out from the outdoor unit Y2.
  • the liquefied refrigerant is depressurized by the expansion valve of the outdoor unit Y2 to become a low-temperature, low-pressure liquid, and then sent to the indoor unit Y1 via the pipe Y3 and vaporized by the evaporator of the indoor unit Y1.
  • the temperature of the evaporator becomes low due to the heat of vaporization of the refrigerant, so by turning the indoor fan and blowing air onto the evaporator, cold air is sent indoors from the indoor unit Y1. After the vaporized refrigerant is again sent to the outdoor unit Y2 via the pipe Y3, the same heat exchange process as described above is repeated.
  • the present invention can also be applied to a transformer-less switching power supply device.
  • An example of a transformer-less switching power supply device is a step-up chopper type switching power supply device.
  • the switching power supply device described above has a configuration in which the switching element is externally attached to the IC, the switching element may be built into the IC.
  • the switching element is an enhancement type gallium nitride HEMT, but the switching element is not limited to a HEMT.
  • the present invention is useful for all drive circuits that drive switching elements with relatively low threshold voltages.
  • the switching power supply device 200 shown in FIG. 3 can also be used in other electrical appliances such as a washing machine or a refrigerator.
  • the drive device (201) described above is a drive device configured to drive a switching element (SW1), and includes a pull-down circuit (6) connected to a control terminal of the switching element, and includes a pull-down circuit (6) connected to a control terminal of the switching element.
  • the circuit has a configuration (a first composition).
  • the drive device with the first configuration can both prevent self-turn-on of the switching element and reduce power consumption when the switching element is on.
  • the pull-down circuit may include a transistor (63) having a lower threshold voltage than the switching element (second configuration).
  • the drive device with the second configuration can turn on the transistor before the switching element when the gate voltage of the switching element increases, so the pull-down circuit can be realized with a simple circuit configuration.
  • the transistor may be a depletion element (third configuration).
  • the drive device of the second or third configuration further includes a start signal generation section (7) configured to generate a start signal, and the start signal is set to a high-impedance state before the drive device starts. It is a signal that turns off the transistor after the driving device is activated and the driving device is activated, and the activation signal may be supplied to a control terminal of the transistor (fourth configuration).
  • the drive device with the fourth configuration facilitates on/off control of the transistor.
  • the pull-down circuit further includes a first resistor (61) and a second resistor (62), and the resistance value of the second resistor is equal to the resistance value of the first resistor.
  • a first end of the first resistor and a first end of the second resistor are connected to a control terminal of the switching element, and a second end of the first resistor is connected to a control terminal of the transistor.
  • a configuration in which the second end of the second resistor is connected to a control terminal, the second end of the second resistor is connected to the first end of the transistor, and the second end of the transistor is configured to be applied with a ground potential (a fifth configuration). ).
  • the pull-down circuit is implemented using two resistors and one transistor, so it is possible to reduce the size and cost of the pull-down circuit.
  • the switching power supply device (200) described above has a configuration (sixth configuration) including a drive device having any of the first to fifth configurations and the switching element.
  • the switching power supply device having the sixth configuration can both prevent self-turn-on of the switching element and reduce power consumption when the switching element is on.
  • the switching element may include a compound semiconductor (seventh configuration).
  • the switching power supply device with the seventh configuration can achieve high efficiency.
  • the electrical equipment (Y) described above has a configuration (eighth configuration) including the switching power supply device of the sixth or seventh configuration.
  • the electrical device having the eighth configuration can both prevent self-turn-on of the switching element and reduce power consumption when the switching element is on.

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Abstract

駆動装置は、スイッチング素子を駆動するように構成される。前記駆動装置は、前記スイッチング素子の制御端子に接続されるプルダウン回路を有する。前記プルダウン回路は、前記駆動装置が起動する前に前記プルダウン回路を流れる第１プルダウン電流を、前記駆動装置が起動した後に前記プルダウン回路を流れる第２プルダウン電流より大きくできるように構成される。

Description

駆動装置、スイッチング電源装置、及び電気機器
　本明細書中に開示されている発明は、スイッチング素子を駆動する駆動装置並びに当該駆動装置を有するスイッチング電源装置及び電気機器に関する。
　ＭＯＳＦＥＴのドレインにサージ電圧が印加されてゲート－ドレイン間寄生容量を介したゲート電圧の持ち上がりによってゲート－ソース間電圧が閾値電圧を超えると、ＭＯＳＦＥＴがセルフターンオンしてしまう（例えば特許文献１参照）。
特開２０２２－１５８６３号公報
　特許文献１で提案されている駆動回路は、正のサージ電圧と負のサージ電圧両方を抑制してＭＯＳＦＥＴのセルフターンオンを防止している。
　技術の多様化の観点から、特許文献１で提案されている駆動回路とは異なる構成でスイッチング素子のセルフターンオンを防止できることが望ましい。しかしながら、スイッチング素子のセルフターンオンを防止できる構成であっても、消費電力の増加等のデメリットが生じることは望ましくない。
　本明細書中に開示されている駆動装置は、スイッチング素子を駆動するように構成される。前記駆動装置は、前記スイッチング素子の制御端子に接続されるプルダウン回路を有する。前記プルダウン回路は、前記駆動装置が起動する前に前記プルダウン回路を流れる第１プルダウン電流を、前記駆動装置が起動した後に前記プルダウン回路を流れる第２プルダウン電流より大きくできるように構成される。
　本明細書中に開示されているスイッチング電源装置は、上記構成の駆動装置と、上記スイッチング素子と、を有する。
　本明細書中に開示されている電気機器は、上記構成のスイッチング電源装置を有する。
　本明細書中に開示されている発明によれば、スイッチング素子のセルフターンオン防止と、スイッチング素子がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる。
図１は、スイッチング電源装置の比較例を示す図である。 図２は、図１に示すスイッチング電源装置の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。 図３は、スイッチング電源装置の実施形態を示す図である。 図４は、図３に示すスイッチング電源装置の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。 図５は、プルダウン電流の特性を示す図である。 図６は、空気調和機の外観図である。
　本明細書において、ＭＯＳＦＥＴ［metal  oxide　semiconductor  field　effect　transistor］とは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳＦＥＴのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。
＜スイッチング電源装置（比較例）＞
　図１は、スイッチング電源装置の比較例（＝後出の実施形態と対比される一般的な構成）を示す図である。本比較例のスイッチング電源装置１００は、駆動装置１０１と、スイッチング素子ＳＷ１と、ダイオードブリッジ回路ＤＢ１と、コンデンサＣ０と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、トランスＴ１と、ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣＯＵＴと、を有する。
　ダイオードブリッジ回路ＤＢ１は、交流電圧源ＶＳ１から出力される交流電圧ＶＩＮＡＣを全波整流する。コンデンサＣ０は、ダイオードブリッジ回路ＤＢ１から出力される全波整流電圧を平滑化して直流電圧ＶＩＮＤＣに変換する。
　駆動装置１０１は、スイッチング素子ＳＷ１を駆動するように構成される。本比較例では、駆動装置１０１は、ゲートドライバＩＣ（Integrated　Circuit）である。駆動装置１０１の内部構成については後述する。
　本比較例では、スイッチング素子ＳＷ１は、化合物半導体を含む。より具体的には、本比較例では、スイッチング素子ＳＷ１は、Ｎチャネル型のエンハンスメント型窒化ガリウムＨＥＭＴ（High　Electron　Mobility　Transistor）である。
　スイッチング素子ＳＷ１のソースは、グラウンド電位に接続される。スイッチング素子ＳＷ１のドレインは、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の第１端に接続される。一次巻線Ｌ１の第２端には、直流電圧ＶＩＮＤＣが印加される。
　トランスＴ１の二次巻線Ｌ２の第１端は、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードは、出力コンデンサＣＯＵＴの第１端に接続される。出力コンデンサＣＯＵＴの第２端は、二次巻線Ｌ２の第２端及びグラウンド電位に接続される。
　駆動装置１０１によってスイッチング素子ＳＷ１がオンになると、コンデンサＣ０から一次巻線Ｌ１、及びスイッチング素子ＳＷ１を介してグラウンド電位に向けた一次電流が流れる。この一次電流によって、一次巻線Ｌ１に電気エネルギが蓄えられる。
　一方、駆動装置１０１によってスイッチング素子ＳＷ１がオフになると、一次巻線Ｌ１と電磁結合された二次巻線Ｌ２に誘起電圧が発生し、二次巻線Ｌ２からダイオードＤ１に二次電流が流れる。このとき、ダイオードＤ１から出力される半波整流は、出力コンデンサＣＯＵＴによって平滑化されて直流の出力電圧ＶＯＵＴになる。
　直流電圧ＶＩＮＤＣは、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１によって構成されるフィルタ回路も供給される。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１によって構成されるフィルタ回路は、直流電圧ＶＩＮＤＣに含まれ得るノイズ成分を低減して電圧ＶＣＣを生成し、電圧ＶＣＣを駆動装置１０１の端子ＴＶＣＣに供給する。
　次に、駆動装置１０１の内部構成について説明する。駆動装置１０１は、クランパ１と、ゲート信号生成部２と、トランジスタ３及び４と、抵抗５と、を有する。
　本比較例では、トランジスタ３はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタ４はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。
　クランパ１の第１端に電圧ＶＣＣが印加される。クランパ１の第２端は、トランジスタ３のソースに接続される。トランジスタ３のドレインは、トランジスタ４のドレイン、抵抗５の第１端、及び端子ＴＳＷに接続される。端子ＴＳＷには、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子（ゲート）が外付け接続される。トランジスタ４のソースは、抵抗５の第２端及びグラウンド電位に接続される。
　クランパ１は、トランジスタ３のソースを例えば５Ｖにクランプする。
　ゲート信号生成部２は、ゲート信号Ｇ１及びＧ２を生成する。例えば、ゲート信号生成部２は、出力電圧ＶＯＵＴ又は出力電圧ＶＯＵＴの分圧に基づき、ゲート信号Ｇ１及びＧ２を生成する。ゲート信号Ｇ２は、ゲート信号Ｇ１の相補信号である。すなわち、ゲート信号Ｇ１がハイレベルであるときにはゲート信号Ｇ２はローレベルになり、ゲート信号Ｇ１がローレベルであるときにはゲート信号Ｇ２はハイレベルになる。
　トランジスタ３のゲートにはゲート信号Ｇ１が供給される。トランジスタ４のゲートにはゲート信号Ｇ２が供給される。
　スイッチング電源装置１００に電源が投入されると、図２に示すようにスイッチング素子ＳＷ１のドレイン電圧ＶＤが上昇する。スイッチング素子ＳＷ１のドレイン電圧ＶＤが上昇すると、ゲート－ドレイン間寄生容量を介してスイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧ＶＧも図２に示すように上昇する。しかしながら、プルダウン抵抗である抵抗５によってスイッチング素子ＳＷ１のゲート－ソース間電圧ＶＧＳが閾値電圧ＶＴＨを超えないようにすることで、駆動装置１０１の起動前におけるスイッチング素子ＳＷ１のセルフターンオンが防止される。
　そして、電圧ＶＣＣが駆動装置１０１の起動電圧ＳＶを超えると、駆動装置１０１が起動する。駆動装置１０１の起動後はゲート信号生成部２から出力されるゲート信号Ｇ２がＨＩＧＨレベルになることでスイッチング素子ＳＷ１のゲート－ソース間電圧ＶＧＳが略零になり、スイッチング素子ＳＷ１のセルフターンオンが防止される。
　本比較例では、先述した通り、スイッチング素子ＳＷ１として、Ｎチャネル型のエンハンスメント型窒化ガリウムＨＥＭＴが用いられており、スイッチング素子ＳＷ１の閾値電圧が低くなっている。スイッチング素子ＳＷ１の閾値電圧が低いほど、プルダウン抵抗である抵抗５の抵抗値を小さくしなければ、駆動装置１０１の起動前におけるスイッチング素子ＳＷ１のセルフターンオンを防止することができない。しかしながら、プルダウン抵抗である抵抗５の抵抗値を小さくすると、スイッチング素子ＳＷ１がオンであるときの抵抗５での消費電力が増大してしまう。
　上記の考察に鑑み、以下では、スイッチング素子のセルフターンオン防止と、スイッチング素子がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる新規な実施形態を提案する。
＜スイッチング電源装置（実施形態）＞
　図３は、スイッチング電源装置の実施形態を示す図である。なお、図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
　本実施形態のスイッチング電源装置２００は、駆動装置２０１と、スイッチング素子ＳＷ１と、ダイオードブリッジ回路ＤＢ１と、コンデンサＣ０と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ１と、トランスＴ１と、ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣＯＵＴと、を有する。
　駆動装置２０１は、駆動装置１０１から抵抗５を取り除き、抵抗５の代わりにプルダウン回路６を設け、さらに起動信号生成部７を設けた構成である。
　駆動装置２０１は、スイッチング素子ＳＷ１を駆動するように構成される。本実施形態では、駆動装置２０１は、ゲートドライバＩＣである。
　本実施形態でも、先述した比較例と同様に、スイッチング素子ＳＷ１は、化合物半導体を含む。スイッチング素子ＳＷ１を化合物半導体を含む構成とすることによって、スイッチング電源装置２００の高効率化を図ることができる。より具体的には、本実施形態でも、先述した比較例と同様に、スイッチング素子ＳＷ１は、Ｎチャネル型のエンハンスメント型窒化ガリウムＨＥＭＴである。
　本実施形態でも、先述した比較例と同様に、トランジスタ３はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタ４はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。
　プルダウン回路６は、抵抗６１と、抵抗６２と、トランジスタ６３と、を含む。本実施形態では、プルダウン回路６が２つの抵抗６２及び１つのトランジスタ６３によって実現されている。プルダウン回路６の部品点数が少ないため、プルダウン回路６の小型化及び低コスト化を図ることができる。
　トランジスタ３のドレインは、抵抗６１の第１端、抵抗６２の第１端、及び端子ＴＳＷに接続される。抵抗６１の第１端及び抵抗６２の第１端は、端子ＴＳＷを介して、スイッチング素子ＳＷ１の制御端子（ゲート）に接続される。
　抵抗６１の第２端は、トランジスタ６３のゲートに接続される。抵抗６２の第２端は、トランジスタ６３のドレインに接続される。トランジスタ６３のソースは、グラウンド電位が印加されるように構成される。
　トランジスタ６３は、スイッチング素子ＳＷ１よりも閾値電圧が小さいトランジスタである。トランジスタ６３をスイッチング素子ＳＷ１よりも閾値電圧が小さいトランジスタとすることで、スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧が上昇したときにスイッチング素子ＳＷ１より先にトランジスタ６３をオンさせることができる。したがって、プルダウン回路６を、本実施形態のように簡単な回路構成で実現することができる。
　本実施形態では、トランジスタ６３として、デプレッション素子が用いられる。これにより、トランジスタ６３の選定、すなわち、スイッチング素子ＳＷ１よりも閾値電圧が小さいトランジスタの選定が容易になる。
　起動信号生成部７は、起動信号ＳＳを生成するように構成される。起動信号ＳＳは、駆動装置２０１が起動する前にハイインピーダンス状態となり、駆動装置２０１が起動した後にトランジスタ３をオフさせる信号である。より具体的には、起動信号生成部７は出力端子を有し、起動信号生成部７の出力端子から起動信号ＳＳが出力され、駆動装置２０１が起動する前は起動信号生成部７の出力端子はハイインピーダンス状態となり、駆動装置２０１が起動した後は起動信号生成部７の出力端子はＬＯＷレベル（例えば０Ｖ）になる。起動信号ＳＳは、トランジスタ６３の制御端子に供給される。
　本実施形態のように起動信号ＳＳによってトランジスタ６３が制御される構成にすることで、トランジスタ６３のオン／オフ制御が容易になる。
　スイッチング電源装置２００に電源が投入されると、図４に示すようにスイッチング素子ＳＷ１のドレイン電圧ＶＤが上昇する。スイッチング素子ＳＷ１のドレイン電圧ＶＤが上昇すると、ゲート－ドレイン間寄生容量を介してスイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧ＶＧも図４に示すように上昇する。しかしながら、トランジスタ６３のゲート電圧がスイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧ＶＧとともに上昇してトランジスタ６３がオンになって抵抗６２にプルダウン電流が流れることによってスイッチング素子ＳＷ１のゲート－ソース間電圧ＶＧＳが閾値電圧ＶＴＨを超えないようにすることで、駆動装置２０１の起動前におけるスイッチング素子ＳＷ１のセルフターンオンが防止される。
　そして、電圧ＶＣＣが駆動装置２０１の起動電圧ＳＶを超えると、駆動装置２０１が起動する。駆動装置２０１の起動後はゲート信号生成部２から出力されるゲート信号Ｇ２がＨＩＧＨレベルになることでスイッチング素子ＳＷ１のゲート－ソース間電圧ＶＧＳが略零になり、スイッチング素子ＳＷ１のセルフターンオンが防止される。
　また、駆動装置２０１の起動後は起動信号ＳＳがＬＯＷレベルであるため、トランジスタ６３がオフになるとともに、抵抗６１の両端電位差が大きくなって抵抗６１にプルダウン電流が流れる。しかしながら、抵抗６１の抵抗値が抵抗６２の抵抗値よりも大きいので、スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧が同一であるという条件下において、駆動装置２０１の起動後に抵抗６１を流れるプルダウン電流Ｉ６１は、図５に示すように、駆動装置２０１の起動前に抵抗６２を流れるプルダウン電流Ｉ６２よりも小さくなる。
　以上の動作によって、駆動装置２０１は、スイッチング素子Ｓ１のセルフターンオン防止と、スイッチング素子ＳＷ１がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる。
＜スイッチング電源装置の適用例＞
　図６は、空気調和機の一構成例を示す外観図である。本構成例の空気調和機Ｙは、室内機Ｙ１と、室外機Ｙ２と、これらを連結する配管Ｙ３と、を有する。なお、室内機Ｙ１は、主として、蒸発器及び室内ファンを内蔵しており、室外機Ｙ２は、主として、圧縮機、凝縮器、膨張弁、及び室外ファンを内蔵している。室内機Ｙ１は、図３に示すスイッチング電源装置１００も内蔵している。
　空気調和機Ｙの冷房運転時には、まず、室外機Ｙ２の圧縮機で冷媒を圧縮して高温高圧の気体とした後、室外機Ｙ２の凝縮器で放熱して冷媒を液化させる。その際、放熱を促すために室外ファンを回して凝縮器に風が当てられるので、室外機Ｙ２からは熱風が吹き出す。次に、液化された冷媒を室外機Ｙ２の膨張弁で減圧して低温低圧の液体とした後、配管Ｙ３を介して室内機Ｙ１に送り、室内機Ｙ１の蒸発器で気化させる。その際、蒸発器は冷媒の気化熱によって低温となるので、室内ファンを回して蒸発器に風を当てることにより、室内機Ｙ１から室内に向けて冷風が送り出される。気化された冷媒は、再び配管Ｙ３を介して室外機Ｙ２に送られた後、上記と同様の熱交換処理が繰り返される。
　なお、空気調和機Ｙの暖房運転時には、冷媒の循環方向が逆となり、室内機Ｙ１の蒸発器と室外機Ｙ２の凝縮器の役割が入れ替わるものの、基本的には上記と同様の熱交換処理が行われる。
　上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本明細書に開示されている発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　例えば、先に説明したスイッチング電源装置はトランスを有する構成であったが、トランスレスのスイッチング電源装置にも本発明を適用することができる。トランスレスのスイッチング電源装置としては、例えば、昇圧チョッパ型のスイッチング電源装置を挙げることができる。
　また、例えば、先に説明したスイッチング電源装置はスイッチング素子をＩＣに外付けする構成であったが、スイッチング素子はＩＣに内蔵されてもよい。
　また、例えば、先に説明したスイッチング電源装置ではスイッチング素子がエンハンスメント型窒化ガリウムＨＥＭＴであったが、スイッチング素子はＨＥＭＴに限定されない。閾値電圧が比較的低いスイッチング素子を駆動する駆動回路全般に本発明は有用である。
　また、図３に示すスイッチング電源装置２００の用途例として空気調和機を採り上げたが、洗濯機や冷蔵庫のような他の電気機器においても図３に示すスイッチング電源装置２００を用いることができる。
　以上説明した駆動装置（２０１）は、スイッチング素子（ＳＷ１）を駆動するように構成される駆動装置であって、前記スイッチング素子の制御端子に接続されるプルダウン回路（６）を有し、前記プルダウン回路は、前記駆動装置が起動する前に前記プルダウン回路を流れる第１プルダウン電流を、前記駆動装置が起動した後に前記プルダウン回路を流れる第２プルダウン電流より大きくできるように構成される構成（第１の構成）である。
　上記第１の構成の駆動装置は、スイッチング素子のセルフターンオン防止と、スイッチング素子がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる。
　上記第１の構成の駆動装置において、前記プルダウン回路は、前記スイッチング素子よりも閾値電圧が小さいトランジスタ（６３）を含む構成（第２の構成）であってもよい。
　上記第２の構成の駆動装置は、スイッチング素子のゲート電圧が上昇したときにスイッチング素子より先にトランジスタをオンさせることができるので、プルダウン回路を簡単な回路構成で実現することができる。
　上記第２の構成の駆動装置において、前記トランジスタは、デプレッション素子である構成（第３の構成）であってもよい。
　上記第３の構成の駆動装置は、トランジスタの選定が容易になる。
　上記第２又は第３の構成の駆動装置において、起動信号を生成するように構成される起動信号生成部（７）をさらに有し、前記起動信号は、前記駆動装置が起動する前にハイインピーダンス状態となり、前記駆動装置が起動した後に前記トランジスタをオフさせる信号であり、前記起動信号は、前記トランジスタの制御端子に供給される構成（第４の構成）であってもよい。
　上記第４の構成の駆動装置は、トランジスタのオン／オフ制御が容易になる。
　上記第２～第４いずれかの構成の駆動装置において、前記プルダウン回路は、第１抵抗（６１）及び第２抵抗（６２）をさらに有し、前記第２抵抗の抵抗値は、前記第１抵抗の抵抗値よりも小さく、前記第１抵抗の第１端及び前記第２抵抗の第１端は、前記スイッチング素子の制御端子に接続され、前記第１抵抗の第２端は、前記トランジスタの制御端子に接続され、前記第２抵抗の第２端は、前記トランジスタの第１端に接続され、前記トランジスタの第２端は、グラウンド電位が印加されるように構成される構成（第５構成）であってもよい。
　上記第５の構成の駆動装置は、プルダウン回路を２つの抵抗及び１つのトランジスタで実現しているため、プルダウン回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
　以上説明したスイッチング電源装置（２００）は、上記第１～第５いずれかの構成の駆動装置と、前記スイッチング素子と、を有する構成（第６の構成）である。
　上記第６の構成のスイッチング電源装置は、スイッチング素子のセルフターンオン防止と、スイッチング素子がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる。
　上記第６の構成のスイッチング電源装置において、前記スイッチング素子は、化合物半導体を含む構成（第７の構成）であってもよい。
　上記第７の構成のスイッチング電源装置は、高効率化を図ることができる。
　以上説明した電気機器（Ｙ）は、上記第６又は第７の構成のスイッチング電源装置を有する構成（第８の構成）である。
　上記第８の構成の電気機器は、スイッチング素子のセルフターンオン防止と、スイッチング素子がオンであるときの消費電力低減とを両立することができる。
　　　１　クランパ
　　　２　ゲート信号生成部
　　　３、４、６３　トランジスタ
　　　４　コンデンサ
　　　５、６１、６２、Ｒ１　抵抗
　　　６　プルダウン回路
　　　７　起動信号生成部
　　　１００、２００　スイッチング電源装置
　　　１０１、２０１　駆動装置
　　　Ｃ０、Ｃ１　コンデンサ
　　　ＣＯＵＴ　出力コンデンサ
　　　Ｄ１　ダイオード
　　　ＤＢ１　ダイオードブリッジ回路
　　　Ｌ１　一次巻線
　　　Ｌ２　二次巻線
　　　ＳＷ１　スイッチング素子
　　　Ｔ１　トランス
　　　ＴＳＷ、ＴＶＣＣ　端子
　　　ＶＳ１　交流電圧源
　　　Ｙ　空気調和機
　　　Ｙ１　室内機
　　　Ｙ２　室外機
　　　Ｙ３　配管

Claims (8)

  1. 　スイッチング素子を駆動するように構成される駆動装置であって、
    　前記スイッチング素子の制御端子に接続されるプルダウン回路を有し、
    　前記プルダウン回路は、前記駆動装置が起動する前に前記プルダウン回路を流れる第１プルダウン電流を、前記駆動装置が起動した後に前記プルダウン回路を流れる第２プルダウン電流より大きくできるように構成される、駆動装置。
  2. 　前記プルダウン回路は、前記スイッチング素子よりも閾値電圧が小さいトランジスタを含む、請求項１に記載の駆動装置。
  3. 　前記トランジスタは、デプレッション素子である、請求項２に記載の駆動装置。
  4. 　起動信号を生成するように構成される起動信号生成部をさらに有し、
    　前記起動信号は、前記駆動装置が起動する前にハイインピーダンス状態となり、前記駆動装置が起動した後に前記トランジスタをオフさせる信号であり、
    　前記起動信号は、前記トランジスタの制御端子に供給される、請求項２又は請求項３に記載の駆動装置。
  5. 　前記プルダウン回路は、第１抵抗及び第２抵抗をさらに有し、
    　前記第２抵抗の抵抗値は、前記第１抵抗の抵抗値よりも小さく、
    　前記第１抵抗の第１端及び前記第２抵抗の第１端は、前記スイッチング素子の制御端子に接続され、
    　前記第１抵抗の第２端は、前記トランジスタの制御端子に接続され、
    　前記第２抵抗の第２端は、前記トランジスタの第１端に接続され、
    　前記トランジスタの第２端は、グラウンド電位が印加されるように構成される、請求項２～４のいずれか一項に記載の駆動装置。
  6. 　請求項１～５のいずれか一項に記載の駆動装置と、
    　前記スイッチング素子と、を有する、スイッチング電源装置。
  7. 　前記スイッチング素子は、化合物半導体を含む、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　請求項６又は請求項７に記載のスイッチング電源装置を有する、電気機器。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2003049755A (ja) * 2001-08-02 2003-02-21 Hitachi Ltd 自動車用駆動回路及びそれを用いた内燃機関用点火装置
JP2015050925A (ja) * 2013-08-31 2015-03-16 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド 半導体スイッチング素子のターンオフを制御するための方法および回路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003049755A (ja) * 2001-08-02 2003-02-21 Hitachi Ltd 自動車用駆動回路及びそれを用いた内燃機関用点火装置
JP2015050925A (ja) * 2013-08-31 2015-03-16 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド 半導体スイッチング素子のターンオフを制御するための方法および回路

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