WO2023160933A1 - Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d'un tel dispositif - Google Patents

Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d'un tel dispositif Download PDF

Info

Publication number
WO2023160933A1
WO2023160933A1 PCT/EP2023/051792 EP2023051792W WO2023160933A1 WO 2023160933 A1 WO2023160933 A1 WO 2023160933A1 EP 2023051792 W EP2023051792 W EP 2023051792W WO 2023160933 A1 WO2023160933 A1 WO 2023160933A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
cell
transistors
voltage
capacitor
floating
Prior art date
Application number
PCT/EP2023/051792
Other languages
English (en)
Inventor
Serge Loudot
Original Assignee
Renault S.A.S
Nissan Motor Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault S.A.S, Nissan Motor Co., Ltd. filed Critical Renault S.A.S
Publication of WO2023160933A1 publication Critical patent/WO2023160933A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit

Definitions

  • the present invention relates to a floating capacitor device, such as an inverter or a step-up DC-DC converter, also called Boost.
  • Boost a floating capacitor device
  • Figure 1 of the prior art represents, figure la, an arm with 2 cells and, figure 1b, its generalization to N cells.
  • While the frequency of the 1st harmonic is the switching frequency of the transistors multiplied by the number of cells.
  • Inverters for controlling innovative machines where a wide bandwidth is necessary to deliver multiple harmonic voltages of the fundamental electrical frequency while being able to filter the spectrum resulting from switching.
  • a device with floating capacitors comprising a plurality of N nested switching cells into each other, each cell comprising between its connection terminals two transistors switchable in series and a capacitor in parallel of the two transistors, the N cells being nested so that a second cell is nested in a first cell by being mounted between the two transistors in series of the first cell; this nesting being repeated for the N nested cells, the Nth nested cell comprising its two transistors mounted in series directly next to each other, an output voltage of said device being obtained by the potential difference between the midpoint located between the two transistors of the nested Nth cell and a terminal of the capacitor of the first cell.
  • the floating capacitor device comprises a balancing circuit having a resonance frequency equal to the switching frequency of the transistors, said balancing circuit being mounted on the one hand at said midpoint between the two transistors of the N th cell and to said terminal of the capacitance of the first cell.
  • said balancing circuit comprises an RLC resonant circuit in series.
  • a resonant circuit comprising an electrical resistance, an inductance and a capacitance connected in series.
  • the device comprises only two switching cells.
  • the floating capacitor device comprises a band-pass filter
  • said balancing circuit comprises at least one capacitor shared with said band-pass filter.
  • the resources can be shared between the bandpass filter and the balancing circuit.
  • the balancing circuit comprises a switch connected in series with the RLC circuit.
  • the floating capacitor device comprises a band-pass filter whose pass-band is centered at the switching frequency of the transistors, the band-pass filter being connected in parallel to the switch.
  • the device comprises two switching cells.
  • the floating capacitor device further comprises a low-pass filter
  • said balancing circuit comprises at least one inductor shared with said low-pass filter.
  • the invention also relates to a power conversion system comprising at least one device with floating capacitors as described previously.
  • the invention also relates to a vehicle comprising a power conversion system as described above.
  • the invention also relates to a method for precharging a device with floating capacitors as described previously, in particular when the balancing circuit comprises a switch connected in series with said resonant circuit RLC, comprising:
  • the invention when the device with floating capacitors comprises a bandpass filter whose passband is centered at the switching frequency of the transistors, the bandpass filter being connected in parallel to the switch, the invention relates to a method of precharging of a device with floating capacitors comprising:
  • FIG. la is a schematic view of a device composed of two cells with floating capacitors known from the prior art
  • FIG. 1b is a schematic view of a generalization of an N-cell device with floating capacitors of the prior art
  • FIG. 2 is another schematic view of a generalization of a prior art floating capacitor N-cell device comprising an electrical load
  • FIG. 3 is a view of the shape of the output voltage of a device with floating capacitors according to the prior art
  • FIG. 4a is a schematic view, for a 2-level 800 V inverter arm with a control duty cycle identical to FIG. 3, of the shape of the voltage V SO rtie when there is balance;
  • FIG. 4b is a schematic view, for a 2-level 800 V inverter arm under the same driving conditions, of the shape of the voltage Vout when there is an imbalance;
  • FIG. 5a is a schematic view of a floating capacitor device according to the invention comprising a dedicated balancing circuit
  • FIG. 5b is a schematic view of a floating capacitor device according to the invention comprising a balancing circuit comprising an inductor shared with a low-pass filter necessary for controlling the low-voltage current;
  • FIG. 6 is a schematic representation of the method of operation of an imbalance detection circuit according to one embodiment of the invention
  • FIG. 7a is a schematic representation of a converter powered by a connectable DC voltage source according to one embodiment of the invention
  • FIG. 7b is a schematic representation of a step-up DC-DC converter, called Boost, according to one embodiment of the invention.
  • FIG. 8 represents in the form of a time graph a precharging protocol for a power fluctuation compensation circuit (fig.7a) according to one embodiment of the invention.
  • Figures 1a and 1b represent respectively the topology of a two-level inverter arm with nested cells (or floating capacitor) and its generalization to N cells.
  • the spectral content of the supplied voltage is much less rich because the harmonic spectrum of the chopping starts at N times the switching frequency of the transistors for an amplitude N times lower.
  • Inverters for which a wide bandwidth of the voltage supplied is required to compensate for spatial deformations intrinsic to the machine to be controlled For example an iron powder machine.
  • the floating capacitors are suitably balanced when their voltage is at Vdc/2 in the case of 2 cells or M* Vd C /N in the case of the M th cell when there are N nested switching cells.
  • each transistor then blocks the same voltage equal to Vd C /N.
  • the current ICM is insufficient to vary the voltage of the capacitor CM with sufficient dynamics with regard to that of the precharge, therefore to preserve the transistors from a destructive overvoltage.
  • a resonant circuit 50 also called balancing circuit 50, is added.
  • the resonant frequency of the balancing circuit 50 is equal to the switching frequency F sw of the transistors.
  • the device 1, 1' with reference to FIGS. 5a, 5b and 7a and 7b, with floating capacitors, such as an inverter 1 or a step-up DC-DC converter of voltage 1 ', comprises a plurality of N switching cells 2, 2' nested one inside the other, each cell 2, 2' comprising between its connection terminals two switchable transistors 21, 22, 21 ', 22' in series and a capacitor 23, 23' in parallel with the two transistors 21, 22, 21', 22'.
  • N switching cells 2, 2' nested one inside the other, each cell 2, 2' comprising between its connection terminals two switchable transistors 21, 22, 21 ', 22' in series and a capacitor 23, 23' in parallel with the two transistors 21, 22, 21', 22'.
  • the N cells 2, 2′ are nested so that a second cell 2 is nested in a first cell 2′ by being mounted between the two transistors in series 21′, 22′ of the first cell 2′.
  • the output voltage V out of said device 1, 1' is thus obtained by the potential difference between the midpoint 70 located between the two transistors 21, 22 of the N th nested cell, here the second cell 2, and the terminal 71 of the capacitor of the first cell 2'.
  • This device 1, 1' comprises a balancing circuit 50, here an RLC resonant circuit 50, comprising a capacitor Ceq, an inductor Leq and a resistor Req connected in series.
  • the balancing circuit 50 is adapted to present a resonance frequency equal to the switching frequency of the transistors.
  • This balancing circuit 50 is mounted on the one hand at the midpoint 70 between the two transistors of the N th cell and at the terminal 71 of the capacitor of the first cell 2'.
  • This resonant circuit 50 thus makes it possible to control the load impedance at this particular frequency F sw and in fact ensure the balancing of the floating capacitors whatever the useful load impedance.
  • this circuit can be connected and disconnected by a switch.
  • FIG. 6 schematically represents an RLC resonant circuit 50 according to the invention connected in series by a four-quadrant switch which can be mechanical or semi-conductor.
  • the transistors are switched so that a current appears in the balancing circuit.
  • FIG. 7a shows the diagram where the battery is on the high-voltage side.
  • Vc is the voltage at which it is desired that the storage capacity C s storage be precharged and Vbat the battery voltage when the contactor closes.
  • the duty cycle applied during precharging will be at the Vbat/Vdc ratio where Vbat is the voltage of the battery connected on the low voltage side and Vdc the desired voltage on the high voltage side, for example 800V.
  • the balancing circuit 50 can be disconnected by a switch 501 (visible in FIGS. 5a and 5b) electronic or electromechanical, so that only the impedance of the payload of the converter ensures the balancing of the floating capacitors, this which is shown in Figure 6.
  • the resonant balancing circuit 50 is systematically connected then disconnected from the start of the operation of the arm, in other words as soon as it delivers current.
  • FIG. 4 represents, for an 800 V inverter arm with 2 levels, the form of the voltage V SO rtie when the floating capacitors are balanced (FIG. 4a), i.e. a floating capacitor at 400 V, and when the capacitors floating capacitors are unbalanced (figure 4b) here a floating capacitor at 300 V for the same triangular modulator as shown in figure 3.
  • a resonant circuit RLC 50 tuned to this frequency F sw connected in parallel with the load makes it possible to circulate exclusively a current dedicated to balancing with a minimum current load.
  • Figure 6 also shows the principle of an imbalance detection circuit via the processing of the measurement of the voltage 61 across the terminals of the open switch. Beyond a certain imbalance threshold 63, that is to say if the load impedance is unsuited to ensure the natural balancing of the floating capacitors, the control of the system 64 can order the closing of the switch 501 to ensure this rebalancing.
  • the measurement of the voltage 61 at the terminals of the open switch 501 of the RLC balancing circuit 50 makes it possible to measure this voltage and, via a band pass filter 62 centered on the frequency F sw , to detect the amplitude of the harmonic at F sw (or close to +/- 15% for example) which is an imbalance marker.
  • FIG. 8 represents an example of a precharge protocol for a power fluctuation compensation circuit.
  • the balancing circuit is connected 80 from the start of the precharge 81 at the same time as the switching commands are launched.
  • the intermediate capacitor 86 is charged by the current in the balancing circuit.
  • the imperfect balancing of the floating capacitors can produce a significant current in the balancing circuit for a long period (typically several seconds). It is advantageous in this case to disconnect this circuit in order to let the natural balancing take place via the current harmonics in the load.
  • the balancing circuit is disconnected 82 just before the start of the conversion.
  • control orders the closing of the switch 501 in order to reconnect the balancing circuit 50, as represented in FIG. 6, for a given duration. before reopening the contact.
  • the detection threshold as well as the duration of connection of the balancing circuit can be variable and depend on other parameters measured, in addition to the voltage at the terminals of the contact, such as the load current.
  • FIG. 5a represents a dedicated balancing circuit and FIG. 5b represents a balancing circuit comprising an inductance shared with the low-pass filtering 505 necessary for controlling the low-voltage current.
  • inductors are the bulkiest and most dissipative passive components, sharing this component between the two functions can present a relatively significant gain in volume.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Dispositif (1, 1') à capacités flottantes, tel qu'un bras d'onduleur (1) ou un convertisseur continu-continu élévateur de tension (1'), comprenant une pluralité de N cellules de commutations (2, 2') imbriquées les unes dans les autres et un circuit d'équilibrage (50) adapté pour présenter une fréquence de résonance égale à la fréquence de commutation des transistors, ledit circuit d'équilibrage (50) étant monté d'une part audit point milieu (70) et à ladite borne (71) de la capacité de la dernière cellule (2').

Description

Description
Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d’un tel dispositif.
[0001] La présente invention se rapporte à un dispositif à capacités flottantes, tel qu’un onduleur ou un convertisseur continu-continu élévateur de tension, aussi appelé Boost.
[0002] Dans le domaine des véhicules automobiles électriques, il est connu que les systèmes de traction électrique à 800 V imposent des contraintes sur les semi-conducteurs qui sont usuellement dimensionnés à 1200V de tension de blocage.
[0003] Toutefois, on sait que l’utilisation en série de composants 650V via une topologie multicellulaire, ou à capacité flottante, présente plusieurs avantages :
[0004] - L’utilisation de composants de plus basse tension ont un meilleur facteur de mérite pour fonctionner à haute fréquence, tel que des transistors en nitrure de gallium ;
[0005] - Ceci permet de disposer d’une tension de sortie dont le spectre harmonique est plus favorable, d’une part à cause de la plus faible amplitude des fronts de commutation et d’autre part du fait que le premier harmonique issu des commutations est repoussé à N*FSW, où Fsw est la fréquence de commutation des transistors et N le nombre de cellules de commutation, ce qui permet un gain significatif en termes de volume de filtrage et de dynamique de pilotage du courant de sortie.
[0006] Ainsi, on connait dans l’art antérieur une topologie multicellulaire. La figure 1 d’art antérieur représente, figure la, un bras à 2 cellules et, figure 1b, sa généralisation à N cellules.
[0007] Alors que la fréquence du 1er harmonique est la fréquence de commutation des transistors multipliée par le nombre de cellule.
[0008] Dans le domaine technique, ces performances sont avantageuses en particulier pour :
[0009] - Les chargeurs monophasés embarqués pour les systèmes boost de compensation de fluctuation de puissance instantanée, en augmentant la dynamique de régulation du courant et en adressant le réseau 800V avec des composants 650V ; [0010] - Les convertisseurs DC/DC Boost pour l’alimentation du réseau par plusieurs sources en parallèle de tension différente. Typiquement une pile à combustible et une batterie. En effet le gain en volume de filtrage est significatif, de même qu’en rendement avec l’utilisation de transistors à grand gap tels des transistors en Nitrure de Gallium par exemple ; ainsi que
[0011] - Les onduleurs pour piloter des machines innovantes où une large bande passante est nécessaire pour délivrer des tensions harmoniques multiples de la fréquence électrique fondamentale tout en pouvant filtrer le spectre issu de la commutation.
[0012] Toutefois une telle topologie présente l’inconvénient de devoir assurer la stabilité de la tension des capacités flottantes à une valeur moyenne, sur une période d’au moins 1/Fsw, de VdC/N, 2 VdC/N, 3 VdC/N etc. (ce qu’on peut remarquer sur la figure 1 d’art antérieur).
[0013] Cet équilibrage se fait de façon naturelle en laissant circuler des harmoniques de courant à la fréquence de commutation des transistors et ses (N-l) multiples (N étant le nombre de cellules de commutation imbriquées).
[0014] Toutefois cet équilibrage est insuffisant voire inexistant dans 2 cas :
[0015] - La précharge du circuit haute tension, préalable à la connexion de la batterie. Dans ce cas, la lere capacité se charge alors que le bras multiniveaux ne débite pas de courant : l’équilibrage naturel ne peut pas se faire et seule la lere capacité est chargée imposant de fait la tension Vdc sur les transistors de la lere cellule, avec un fort risque de destruction par surtension.
[0016] - En cours de fonctionnement. Si l’impédance de charge est insuffisante, le rééquilibrage des tensions des capacités flottantes est trop lent voire inexistant.
[0017] Aussi, il existe le besoin d’une solution pour assurer l’équilibrage des tensions des capacités flottantes dans les deux cas exposés précédemment.
[0018] A cet effet on propose un dispositif à capacités flottantes, tel qu’un onduleur ou un convertisseur continu-continu élévateur de tension, comprenant une pluralité de N cellules de commutations imbriquées les unes dans les autres, chaque cellule comprenant entre ses bornes de connexion deux transistors commutables en série et une capacité en parallèle des deux transistors, les N cellules étant imbriquées de sorte qu’une deuxième cellule est imbriquée dans une première cellule en étant montée entre les deux transistors en série de la première cellule ; cette imbrication étant répétée pour les N cellules imbriquées, la Nième cellule imbriquée comprenant ses deux transistors montés en série directement l’un à côté de l’autre, une tension de sortie dudit dispositif étant obtenue par la différence de potentiel entre le point milieu situé entre les deux transistors de la Nième cellule imbriquée et une borne de la capacité de la première cellule.
[0019] Le dispositif à capacités flottantes comprend un circuit d’équilibrage présentant une fréquence de résonance égale à la fréquence de commutation des transistors, ledit circuit d’équilibrage étant monté d’une part audit point milieu entre les deux transistors de la Nieme cellule et à ladite borne de la capacité de la première cellule.
[0020] Avantageusement, ledit circuit d’équilibrage comprend un circuit résonant RLC en série. Autrement dit un circuit résonant comprenant une résistance électrique, une inductance et une capacité montées en série. Ainsi ce dispositif est relativement peu coûteux à fabriquer et est particulièrement fiable.
[0021] En particulier le dispositif comprend seulement deux cellules de commutation.
[0022] Avantageusement, le dispositif à capacité flottantes comprend un filtre passe-bande, et ledit circuit d’équilibrage comprend au moins une capacité partagée avec ledit filtre passe-bande. Ainsi, on peut partager les ressources entre le filtre passe-bande et le circuit d’équilibrage.
[0023] Avantageusement, le circuit d’équilibrage comprend un interrupteur monté en série du circuit RLC. Ainsi, on peut contrôler les périodes d’équilibrage forcé ou naturel des capacités flottantes.
[0024] Avantageusement, le dispositif à capacités flottantes comprend un filtre passe-bande dont la bande passante est centrée à la fréquence de commutation des transistors, le filtre passe-bande étant connecté en parallèle à l’interrupteur. [0025] En particulier, le dispositif comprend deux cellules de commutations.
[0026] Avantageusement, le dispositif à capacités flottantes comprend en outre un filtre passe-bas, et ledit circuit d’équilibrage comprend au moins une inductance partagée avec ledit filtre passe-bas.
[0027] L’invention concerne aussi un système de conversion de puissance comprenant au moins un dispositif à capacités flottantes tel que décrit précédemment.
[0028] L’invention concerne aussi un véhicule comprenant un système de conversion de puissance tel que décrit précédemment.
L’invention concerne aussi un procédé de précharge d’un dispositif à capacités flottantes tel que décrit précédemment, en particulier lorsque le circuit d’équilibrage comprend un interrupteur monté en série dudit circuit résonant RLC, comprenant :
- une étape de fermeture de l’interrupteur ;
- une étape de précharge des capacités flottantes de façon à commuter les transistors commutables de chaque cellule à la fréquence de commutation des transistors,
- une étape de comparaison entre la tension de la capacité de la première cellule et une tension prédéterminée;
- une étape d’ouverture de l’interrupteur lorsque ladite tension de la capacité de la première cellule est sensiblement égale à la tension prédéterminée.
Selon une alternative, lorsque le dispositif à capacités flottantes comprend un filtre passe-bande dont la bande passante est centrée à la fréquence de commutation des transistors, le filtre passe-bande étant connecté en parallèle à l’interrupteur l’invention concerne un procédé de précharge d’un dispositif à capacités flottantes comprenant :
- une étape de mesure de la tension de l’interrupteur, dans son état ouvert, filtrée par le filtre passe-bande ;
- une étape de fermeture de l’interrupteur si la tension mesurée dépasse un seuil de déséquilibre prédéterminé; - une étape de précharge des capacités flottantes de façon à commuter les transistors commutables de chaque cellule à la fréquence de commutation des transistors,
- une étape de comparaison entre la tension de la capacité de la première cellule et une tension prédéterminée;
- une étape d’ouverture de l’interrupteur lorsque ladite tension de la capacité de la première cellule est sensiblement égale à la tension prédéterminée.
[0029] L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée d’un mode de réalisation de l’invention en référence aux figures :
[0030] [Fig. la] est une vue schématique d’un dispositif composé de deux cellules à capacités flottantes connu de l’art antérieur ;
[0031] [Fig. 1b] est une vue schématique d’une généralisation d’un dispositif à N cellules à capacités flottantes de l’art antérieur ;
[0032] [Fig. 2] est une autre vue schématique d’une généralisation d’un dispositif à N cellules à capacités flottantes de l’art antérieur comprenant une charge électrique ;
[0033] [Fig. 3] est une vue de la forme de la tension de sortie d’un dispositif à capacités flottantes selon l’art antérieur ;
[0034] [Fig. 4a] est une vue schématique, pour un bras d’onduleur 800 V à 2 niveaux avec un rapport cyclique de commande identique à la Fig.3, de la forme de la tension VSOrtie lorsque qu’il y a équilibre ;
[0035] [Fig. 4b] est une vue schématique, pour un bras d’onduleur 800 V à 2 niveaux dans les mêmes conditions de pilotage, de la forme de la tension Vsortie lorsque qu’il y a déséquilibre ;
[0036] [Fig. 5a] est une vue schématique d’un dispositif à capacités flottantes selon l’invention comprenant un circuit d’équilibrage dédié ;
[0037] [Fig. 5b] est une vue schématique d’un dispositif à capacités flottantes selon l’invention comprenant un circuit d’équilibrage comportant une inductance partagée avec un filtre passe-bas nécessaire au contrôle du courant basse-tension ;
[0038] [Fig. 6] est une représentation schématique du procédé de fonctionnement d’un circuit de détection de déséquilibre selon un mode de réalisation de l’invention ; [0039] [Fig. 7a] est une représentation schématique d’un convertisseur alimenté par une source de tension continue connectable selon un mode de réalisation de l’invention ;
[0040] [Fig. 7b] est une représentation schématique d’un convertisseur continu- continu élévateur de tension, dit Boost, selon un mode de réalisation de l’invention; et
[0041] [Fig. 8] représente sous forme de graphique temporel un protocole de précharge pour un circuit de compensation de fluctuations de puissance (fig.7a) selon un mode de réalisation de l’invention.
[0042] Les figures la et 1b représentent respectivement la topologie d’un bras d’onduleur deux niveaux à cellules imbriquées (ou capacité flottante) et sa généralisation à N cellules.
[0043] Cette topologie, connue de l’homme de l’art, présente plusieurs avantages :
[0044] - Le contenu spectral de la tension fournie est beaucoup moins riche car le spectre harmonique du découpage commence à N fois la fréquence de commutation des transistors pour une amplitude N fois plus faible.
[0045] La figure 3 représente la tension produite pour un bras à 2 cellules alimentée en 800V (pour une consigne de tension triangulaire allant 0,1*800 = 80V à 0,9*800V = 720V) : l’amplitude des fronts est de 400V alors que la fréquence des créneaux de tension est double de la fréquence de commutation des transistors du bras.
[0046] Cette modification du spectre par rapport à celui d’un bras à une cellule de commutation à deux niveaux, permet de réduire significativement la taille du filtrage nécessaire pour atténuer ces harmoniques liés à la commutation des transistors.
[0047] Elle permet ainsi de mettre en série plusieurs transistors tout en garantissant un équilibrage de la tension appliquée à chacun d’eux, dans la mesure où la tension de chaque capacité flottante soit stabilisée à sa tension d’équilibre (Vac/N, 2 Væ/N, .... (N-l) VdC/N).
[0048] De fait, il devient possible d’utiliser sous haute tension (typiquement 800V) des composants de plus faible tension mais avec de meilleures aptitudes à commuter à haute fréquence (typiquement des composants HEMT - « High Electron Mobility Transitor » en langue anglaise - à base de GaN).
[0049] Ces avantages permettent d’améliorer significativement les convertisseurs haute tension qui requièrent une dynamique de régulation élevée du contrôle du courant délivré, les principaux sont :
[0050] - Les convertisseurs chargés de la compensation de fluctuation de puissance instantanée pour les chargeurs monophasés (où la puissance instantanée qui est pulsée à 2 fois la fréquence du réseau produit des ondulations de courant dans la batterie en charge sans compensation), [0051] - Les convertisseurs élévateurs, typiquement pour associer en parallèle plusieurs sources de tension, une pile à combustible et une batterie par exemple.
[0052] - Des onduleurs dont on exige une large bande passante de la tension délivrée pour compenser des déformations spatiales intrinsèques à la machine à piloter. Par exemple une machine à poudre de fer.
[0053] Pour que ces avantages restent valides, il faut garantir en permanence un bon équilibrage de la tension des capacités flottantes, et notamment :
[0054] - Dans la phase de précharge, où la tension Vdc croit (lentement via un système de précharge) de 0 à 800V par exemple, le véhicule est à l’arrêt et les convertisseurs multiniveaux ne débitent pas de courant ce qui compromet un équilibrage naturel ; et
[0055] - En cours de fonctionnement, en cas de fort transitoire sur la tension Vdc, ou en cas de dispersion de la valeur des capacités flottantes (qui doivent être de même valeur).
[0056] Ainsi les capacités flottantes sont convenablement équilibrées lorsque leur tension est à Vdc/2 dans le cas de 2 cellules ou M* VdC/N dans le cas de la Mieme cellule lorsqu’il y a N cellules de commutations imbriquées.
[0057] Lorsque cet équilibre est atteint, chaque transistor bloque alors la même tension égale à VdC/N.
[0058] Lors de la phase de précharge, lorsque la tension Vdc s’accroît lentement, il est nécessaire de s’assurer que la tension des capacités flottante évolue dans le même ratio.
[0059] Sachant que dans cette phase, en référence à la figure 1b et 2, le bras multicellulaire ne débite pas de courant, ICharge = 0, les capacités flottantes Ci=l à N-l ne peuvent pas s’équilibrer. [0060] La figure 2 montre que le courant ICM d’une capacité flottante d’indice M peut être à un instant donné soit nul soit égal à IChaige ou à -Charge selon l’état des transistors des cellules M et M-l qui l’entourent.
[0061] Lorsque la charge présente une impédance trop forte, le courant ICM est insuffisant pour faire varier la tension de la capacité CM avec une dynamique suffisante au regard de celle de la précharge, donc de préserver les transistors d’une surtension destructrice.
[0062] Pour assurer en permanence l’équilibrage de la tension des capacités flottantes, un circuit résonant 50, aussi appelé circuit d’équilibrage 50, est ajouté. La fréquence de résonance du circuit d’équilibrage 50 est égale à la fréquence de commutation Fsw des transistors.
[0063] Ainsi selon le mode de réalisation principal de l’invention le dispositif 1, 1’, en référence aux figures 5a, 5b et 7a et 7b, à capacités flottantes, tel qu’un onduleur 1 ou un convertisseur continu-continu élévateur de tension 1 ’, comprend une pluralité de N cellules de commutations 2, 2’ imbriquées les unes dans les autres, chaque cellule 2, 2’ comprenant entre ses bornes de connexion deux transistors commutables 21, 22, 21 ’, 22’ en série et une capacité 23, 23’ en parallèle des deux transistors 21, 22, 21’, 22’.
[0064] Les N cellules 2, 2’ sont imbriquées de sorte qu’une deuxième cellule 2 est imbriquée dans une première cellule 2’ en étant montée entre les deux transistors en série 21 ’, 22’ de la première cellule 2’.
[0065] Cette imbrication est répétée pour les N cellules imbriquées, la FF6"16 cellule imbriquée comprenant ses deux transistors 21, 22 montés en série directement l’un à côté de l’autre.
[0066] La tension de sortie Vsortie dudit dispositif 1, 1’ est ainsi obtenue par la différence de potentiel entre le point milieu 70 situé entre les deux transistors 21, 22 de la Nieme cellule imbriquée, ici la deuxième cellule 2, et la borne 71 de la capacité de la première cellule 2’.
[0067] Ce dispositif 1, 1’ comprend un circuit d’équilibrage 50, ici un circuit résonant RLC 50, comprenant une capacité Ceq, une inductance Leq et une résistance Req connectées en série. Le circuit d’équilibrage 50 est adapté pour présenter une fréquence de résonance égale à la fréquence de commutation des transistors. [0068] Ce circuit d’équilibrage 50 est monté d’une part au point milieu 70 entre les deux transistors de la Nieme cellule et à la borne 71 de la capacité de la première cellule 2’.
[0069] Ce circuit résonant 50 permet ainsi de contrôler l’impédance de charge à cette fréquence particulière Fsw et de fait assurer l’équilibrage des capacités flottantes quel que soit l’impédance de charge utile.
[0070] Selon une mise en œuvre particulière de l’invention, ce circuit peut être connecté et déconnecté par un interrupteur.
[0071] La figure 6 représente de manière schématique un circuit résonant RLC 50 selon l’invention connecté en série par un interrupteur quatre quadrants qui peut être mécanique ou à semi-conducteurs.
[0072] Ainsi, lors d’un procédé de précharge, mis en œuvre par l’invention, la tension aux bornes du circuit haute-tension croit assez lentement.
[0073] Dès le début de la phase de précharge, on procède à la commutation des transistors de sorte qu’un courant apparaisse dans le circuit d’équilibrage.
[0074] Dans un mode particulier de l’invention pour un compensateur de fluctuation de puissance pour chargeur monophasé ou un bras d’onduleur, la figure 7a présente le schéma où la batterie est côté haute- tension.
[0075] Une fois la batterie connectée via la fermeture de son contacteur 75, on applique un rapport cyclique continu égal au rapport Vc/Vbat où Vc est la tension à laquelle on souhaite que la capacité de stockage Cstockage soit préchargée et Vbat la tension de la batterie au moment où se ferme le contacteur.
[0076] Dans le cas d’un convertisseur DC/DC élévateur, aussi appelé Boost, représenté en figure 7b, pour un véhicule hybride ou pile à combustible, le rapport cyclique appliqué durant la précharge sera au rapport Vbat/Vdc où Vbat est la tension de la batterie connectée coté basse tension et Vdc la tension souhaitée côté haute tension, par exemple 800V.
[0077] Dans le cas d’un onduleur, tel que représenté figure 7a, un rapport cyclique identique est appliqué à chaque bras alimentant une phase du moteur.
[0078] Ainsi, seul un courant homopolaire à N fois (N étant le nombre de cellules imbriquées de chaque bras) la fréquence de commutation Fsw se crée dans les phases du moteur sans créer de couple.
[0079] Le circuit d’équilibrage 50 peut être déconnecté par un interrupteur 501 (visible sur les figures 5a et 5b) électronique ou électromécanique, afin que seule l’impédance de la charge utile du convertisseur assure l’équilibrage des capacités flottantes, ce qui est illustré par la figure 6.
[0080] Lors de la phase de précharge, le circuit résonant d’équilibrage 50 est systématiquement connecté puis déconnecté dès le début du fonctionnement du bras, autrement dit dès qu’il débite du courant.
[0081] La figure 4 représente, pour un bras d’onduleur 800 V à 2 niveaux la forme de la tension VSOrtie lorsque les capacités flottantes sont équilibrées (figure 4a), soit une capacité flottante à 400 V, et lorsque les capacités flottantes sont déséquilibrées (figure 4b) ici une capacité flottante à 300 V pour une même modulante triangulaire comme représentée à la figure 3.
[0082] Outre la surtension appliquée à 2 transistors, on distingue l’apparition d’un harmonique à la fréquence de commutation Fsw, alors que le 1er harmonique est à 2*FSW en cas d’équilibre.
[0083] De fait, un circuit résonant RLC 50 accordé à cette fréquence Fsw connecté en parallèle de la charge permet de faire circuler exclusivement un courant dédié à l’équilibrage avec une charge en courant à minima.
[0084] La figure 6 montre également le principe d’un circuit de détection de déséquilibre via le traitement de la mesure de la tension 61 aux bornes de l’interrupteur ouvert. Au-delà d’un certain seuil de déséquilibre 63, c’est-à-dire si l’impédance de charge est inadaptée pour assurer l’équilibrage naturel des capacités flottantes, le pilotage du système 64 peut ordonner la fermeture de l’interrupteur 501 pour assurer ce rééquilibrage.
[0085] La mesure de la tension 61 aux bornes de l’interrupteur ouvert 501 du circuit RLC d’équilibrage 50 permet de mesurer cette tension et, via un filtre passe bande 62 centré sur la fréquence Fsw, détecter l’amplitude de l’harmonique à Fsw (ou proche à +/- 15% par exemple) qui est un marqueur de déséquilibre.
[0086] On considère généralement le déséquilibre significatif lorsqu’il dépasse 10% à 20% de VdC/N (soit 40 à 80 V dans le cas de 2 niveaux pour Vdc = 800V qui est présenté).
[0087] Cette solution est avantageuse car elle ne requiert qu’un circuit analogique simple en permanence référencé à la base du bras d’onduleur (contrairement à une mesure directe de la tension des capacités flottantes).
[0088] La figure 8 représente un exemple de protocole de précharge pour un circuit de compensation de fluctuations de puissance. Le circuit d’équilibrage est connecté 80 dès le début de la précharge 81 en même temps que les ordres de commutations sont lancés. La capacité intermédiaire 86 se charge grâce au courant dans le circuit d’équilibrage.
[0089] On remarque que l’équilibrage 86 cesse dès que le circuit est déconnecté 82 et reprend après sa reconnexion 83.
[0090] Ainsi, par cette phase d’équilibrage en fonctionnement on remarque les avantages suivants.
[0091] En cours de fonctionnement, l’équilibrage imparfait des capacités flottantes peut produire un courant significatif dans le circuit d’équilibrage durant une longue période (typiquement plusieurs secondes). Il est avantageux dans ce cas de déconnecter ce circuit afin de laisser l’équilibrage naturel se faire via les harmoniques de courant dans la charge.
[0092] Ainsi, une fois la phase de précharge 81 effectuée, le circuit d’équilibrage est déconnecté 82 juste avant le démarrage de la conversion.
[0093] En cas de dépassement d’un seuil de déséquilibre en cours de fonctionnement, le pilotage ordonne la fermeture de l’interrupteur 501 afin de connecter à nouveau le circuit d’équilibrage 50, tel que représenté figure 6, pendant une durée donnée avant de rouvrir le contact.
[0094] Le seuil de détection ainsi que la durée de connexion du circuit d’équilibrage peuvent être variable et fonction d’autres paramètres mesurés, en plus de la tension aux bornes du contact, tels que le courant de charge.
[0095] Selon un mode de réalisation de l’invention, on peut combiner et partager des composants entre le circuit d’équilibrage RLC selon l’invention et un circuit de filtrage.
[0096] A cet effet, la figure 5a représente un circuit d’équilibrage dédié et la figure 5b représente un circuit d’équilibrage comprenant une inductance partagée avec le filtrage passe-bas 505 nécessaire au contrôle du courant basse-tension.
[0097] Les inductances étant les composants passifs les plus volumineux et les plus dissipatif, un partage de ce composant entre les deux fonctions peut présenter un gain de volume relativement significatif.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Dispositif (1, 1’) à capacités flottantes, tel qu’un onduleur (1) ou un convertisseur continu-continu élévateur de tension (1’), comprenant une pluralité de N cellules de commutations (2, 2’) imbriquées les unes dans les autres, chaque cellule (2, 2’) comprenant entre ses bornes de connexion deux transistors commutables (21, 22, 21’, 22) en série et une capacité (23, 23’) en parallèle des deux transistors (21, 22, 21 ’, 22’), les N cellules (2, 2’) étant imbriquées de sorte qu’une deuxième cellule (2) est imbriquée dans une première cellule (2’) en étant montée entre les deux transistors en série (21 ’, 22’) de la première cellule (2’); cette imbrication étant répétée pour les N cellules imbriquées, la Nieme cellule imbriquée comprenant ses deux transistors (21, 22) montés en série directement l’un à côté de l’autre, une tension de sortie dudit dispositif (1, 1’) étant obtenue par la différence de potentiel entre le point milieu (70) situé entre les deux transistors (21,22) de la Nieme cellule imbriquée et une borne (71) de la capacité (23’) de la première cellule (2’); caractérisé en ce que le dispositif (1, 1 ’) comprend un circuit d’équilibrage (50) présentant une fréquence de résonance égale à la fréquence de commutation (Fsw) des transistors, ledit circuit d’équilibrage (50) étant monté d’une part audit point milieu (70) entre les deux transistors de la Nieme cellule et à ladite borne (71) de la capacité de la première cellule (2’).
[Revendication 2] Dispositif à capacités flottantes (1, 1 ’) selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit circuit d’équilibrage (50) comprend un circuit résonant RLC (50) en série.
[Revendication 3] Dispositif à capacités flottantes (1, 1’) selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit d’équilibrage (50) comprend un interrupteur (501) monté en série dudit circuit résonant RLC (50).
[Revendication 4] Dispositif à capacités flottantes (1, 1 ’) selon la revendication
3, comprenant en outre un filtre passe-bande (62) dont la bande passante est centrée à la fréquence de commutation des transistors, le filtre passe-bande (62) étant connecté en parallèle à l’interrupteur (501).
[Revendication 5] Dispositif à capacités flottantes (1, 1 ’) selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le dispositif (1, 1’) comprend deux cellules de commutations (2, 2’).
[Revendication 6] Dispositif à capacités flottantes selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, comprenant en outre un filtre passe-bas (505), caractérisé en ce que ledit circuit d’équilibrage (50) comprend au moins une inductance partagée avec ledit filtre passe-bas.
[Revendication 7] Système de conversion de puissance pour un véhicule, comprenant au moins un dispositif à capacités flottantes selon une quelconque des revendications précédentes.
[Revendication 8] Véhicule comprenant un système de conversion de puissance selon la revendication 7.
[Revendication 9] Procédé de précharge d’un dispositif à capacités flottantes selon la revendication 3 ou l’une quelconque des revendications 4 à 6 en combinaison avec la revendication 3, caractérisé en ce qu’il comprend :
- une étape de fermeture de l’interrupteur (501) ;
- une étape de précharge (85) des capacités flottantes (23, 23’) de façon à commuter les transistors commutables (21, 22, 21 ’, 22’) de chaque cellule (2, 2’) à la fréquence de commutation des transistors,
- une étape de comparaison entre la tension de la capacité (23’) de la première cellule (2’) et une tension prédéterminée;
- une étape d’ouverture de l’interrupteur (501) lorsque ladite tension de la capacité de la première cellule est sensiblement égale à la tension prédéterminée. [Revendication 10] Procédé de précharge d’un dispositif à capacités flottantes selon la revendication 4 ou l’une quelconque des revendications 5 et 6 en combinaison avec la revendication 4, caractérisé en ce qu’il comprend : - une étape de mesure de la tension de l’interrupteur (501), dans son état ouvert, filtrée par le filtre passe-bande (62) ;
- une étape de fermeture de l’interrupteur (501) si la tension mesurée dépasse un seuil de déséquilibre prédéterminé;
- une étape de précharge (85) des capacités flottantes (23, 23’) de façon à commuter les transistors commutables (21, 22,
21 ’, 22’) de chaque cellule (2, 2’) à la fréquence de commutation des transistors,
- une étape de comparaison entre la tension de la capacité (23’) de la première cellule (2’) et une tension prédéterminée;
- une étape d’ouverture de l’interrupteur (501) lorsque ladite tension de la capacité de la première cellule est sensiblement égale à la tension prédéterminée.
PCT/EP2023/051792 2022-02-24 2023-01-25 Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d'un tel dispositif WO2023160933A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2201646A FR3132997A1 (fr) 2022-02-24 2022-02-24 Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d’un tel dispositif.
FRFR2201646 2022-02-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023160933A1 true WO2023160933A1 (fr) 2023-08-31

Family

ID=82100305

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2023/051792 WO2023160933A1 (fr) 2022-02-24 2023-01-25 Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d'un tel dispositif

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR3132997A1 (fr)
WO (1) WO2023160933A1 (fr)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002013364A1 (fr) * 2000-08-10 2002-02-14 Abb Ab Procede et dispositif de mise sous tension d'un convertisseur vsc
US10886832B2 (en) * 2014-03-26 2021-01-05 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002013364A1 (fr) * 2000-08-10 2002-02-14 Abb Ab Procede et dispositif de mise sous tension d'un convertisseur vsc
US10886832B2 (en) * 2014-03-26 2021-01-05 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
RUSFA FIQIH TRI FATHULAH ET AL: "Harmonics Suppression using a GaN-based Flying-Capacitor Multilevel Inverter with PWM Operation at 13.6 MHz", 2021 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), IEEE, 10 October 2021 (2021-10-10), pages 5966 - 5973, XP034019834, DOI: 10.1109/ECCE47101.2021.9596042 *
STALA R ET AL: "Experimental study of a multicell ac/ac converter balancing circuit", 2008 13TH INTERNATIONAL POWER ELECTRONICS AND MOTION CONTROL CONFERENCE : [EPE-PEMC 2008] ; POZNAN, POLAND, 1 - 3 SEPTEMBER 2008, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 1 September 2008 (2008-09-01), pages 345 - 349, XP031343596, ISBN: 978-1-4244-1741-4 *
STALA R ET AL: "Results of Investigation of Multicell Converters With Balancing Circuit-Part I", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, USA, vol. 56, no. 7, 1 July 2009 (2009-07-01), pages 2610 - 2619, XP011257423, ISSN: 0278-0046 *
STALA R: "The Switch-Mode Flying-Capacitor DC-DC Converters With Improved Natural Balancing", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, USA, vol. 57, no. 4, 1 April 2010 (2010-04-01), pages 1369 - 1382, XP011295454, ISSN: 0278-0046 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR3132997A1 (fr) 2023-08-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FR3060230A1 (fr) Procede de commande d'un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride.
EP2781001B1 (fr) Source de tension continue incluant des cellules electrochimiques a niveau de tension adaptatif
FR2992490A1 (fr) Procede de commande d'un chargeur de batterie automobile a reduction de pertes par commutation.
EP3607644A1 (fr) Procede de commande d'un dispositif de charge embarque sur un vehicule electrique ou hybride
FR2937479A1 (fr) Dispositif de recuperation d'energie dans un variateur de vitesse
WO2023160933A1 (fr) Dispositif à capacités flottantes et procédé de précharge des capacités d'un tel dispositif
EP3685485B1 (fr) Procédé de commande d'un système de charge d'une batterie de traction
EP3681756B1 (fr) Chargeur de vehicule comprenant un convertisseur dc/dc
FR3005378A1 (fr) Systeme et procede de charge de la batterie d'un vehicule electrique ou hybride
EP3707800B1 (fr) Procédé de commande d'un chargeur de batterie d'accumulateurs électriques
FR3087596A1 (fr) Systeme electrique et procede de charge d'une batterie, notamment pour vehicule
WO2024115197A1 (fr) Systeme electrique d'alimentation pour vehiculeid50000149811666 pub copy null filing no.:17
EP3807984B1 (fr) Procédé de commande d'un redresseur de vienne
WO2024115185A1 (fr) Systeme electrique d'alimentation pour vehicule
FR3082683A1 (fr) Convertisseur bidirectionnel pour vehicule electrique ou hybride
FR2990310A1 (fr) Convertisseur electrique, dispositif de conversion d'un courant alternatif en un courant continu comportant un tel convertisseur, et borne de rechargement d'une batterie electrique comportant un tel convertisseur ou dispositif de conversion
EP4382343A1 (fr) Système d'alimentation électrique alimentant une charge électrique via une tension polyphasée et en outre un réseau auxiliaire via une composante homopolaire de ladite tension, installation électrique associée
EP4364283A1 (fr) Système de conversion de tension et véhicule automobile comportant un tel système
FR3141394A1 (fr) Système électrique et procédé de charge d’une batterie, notamment pour véhicule
CA3183945A1 (fr) Procede de pilotage de charge et de decharge d'une pluralite de dispositifs de stockage d'energie electrique
WO2024022713A1 (fr) Système de conversion tension/courant ou courant/tension
FR2978308A1 (fr) Chargeur de batterie embarque dans un vehicule automobile, a alimentation electrique continue
FR3130098A1 (fr) Module de conversion de tension et convertisseur de tension dc/dc comprenant un tel module de conversion de tension
FR3131478A1 (fr) Dispositif de commutation avec circuit d’amorçage, engin de mobilite comportant un tel dispositif de commutation et procede correspondant
FR3137620A1 (fr) Systeme de chargeur embarque pour des recharges a differentes tensions de borne, vehicule et procede sur la base d’un tel systeme

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 23701750

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1