WO2023110971A1 - Procede de reception de signaux radiofrequences non etales spectralement - Google Patents

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WO2023110971A1
WO2023110971A1 PCT/EP2022/085767 EP2022085767W WO2023110971A1 WO 2023110971 A1 WO2023110971 A1 WO 2023110971A1 EP 2022085767 W EP2022085767 W EP 2022085767W WO 2023110971 A1 WO2023110971 A1 WO 2023110971A1
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sequence
signal
symbols
receiving
impulse response
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PCT/EP2022/085767
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Sylvain Traverso
Jean-Luc Rogier
Jean-Baptiste Chantelouve
Original Assignee
Thales
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    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0063—Interference mitigation or co-ordination of multipath interference, e.g. Rake receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals

Definitions

  • the invention lies in the field of telecommunications, in particular digital communications operated in the HF (High Frequencies) frequency band, a frequency band typically between 3 MHz and 30 MHz.
  • HF High Frequencies
  • the invention is described in connection with radio frequency communications operated in the HF band, where the invention has particularly interesting performance. However, it can be applied identically regardless of the frequency band.
  • the modulations used in HF are mostly single-carrier modulations, for crest factor considerations.
  • the processing of the time and frequency selectivity of the channel is therefore usually carried out in the time domain.
  • equalization processing this processing consists of applying the inverse effect of the propagation channel to the received signal.
  • An equalizer is generally a good compromise between the performance obtained and the associated complexity.
  • Existing equalizers can be classified as follows: o non-iterative equalizers: they can be linear or non-linear.
  • non-linear decision feedback equalizers e.g. DFE equalizer for Decision Feedback Equalization or recursive decision equalization or BDFE equalizer for Block Decision Feedback Equalization
  • "Turbo Equalization” consists of iteratively associating the channel decoding function with a adaptive equalization function.
  • the performances of these equalizers are generally very good for high bit rates.
  • the gains provided by this type of equalizer are low for low to moderate bit rates, as is the case with HF when robust transmission is desired.
  • these equalizers have a high computational complexity and require detailed knowledge of the evolution of the channel;
  • Rake receivers they are used when the useful symbols are spectrally spread/repeated before being transmitted. Spectrum spreading consists in repeating the symbols transmitted, by substituting each useful symbol to be transmitted by a spreading sequence. This generally corresponds to a succession of symbols which are transmitted at an even higher rate. Rake receivers consist of positioning themselves at the instants corresponding to the various paths of interest, then “despreading” the signal for each of these instants. The “despread” signals are then coherently recombined and the final signal is demodulated. While processing each of the paths of interest, the other paths are considered as interference signals.
  • the reception quality of each path can then be qualified by the SINR (English acronym for Signal to Interference-plus-Noise Ratio, or signal-to-noise ratio plus interferer).
  • SINR International acronym for Signal to Interference-plus-Noise Ratio, or signal-to-noise ratio plus interferer.
  • the receiver takes advantage of the use of spreading sequences in order to reject interference and maximize the SINR for each of the paths of interest.
  • the disadvantage of this type of receiver is that it presupposes that a spreading sequence or sequences are used, which is not necessarily the case for HF transmissions.
  • the technical problem not solved by the prior art and which the invention seeks to solve is therefore that of improving the performance of the processing of reception of radiofrequency signals, in particular HF signals which by nature are not spread and have moderate data rates (approximately 0.15 to 0.6 bits/sec/Hz), with limited computational complexity.
  • the invention solves this problem by processing the interference between symbols caused by the HF propagation channel (or having similar characteristics) more effectively than the processing operations of the state of the art.
  • the present invention describes a method for receiving a radio frequency (RF) signal that is not spectrally spread.
  • the signal is transmitted in frames, each frame comprising one or more reference sequences and one or more useful symbol sequences.
  • the method according to the invention comprises:
  • the second step of estimating an impulse response of the propagation channel associated with the sequence of useful symbols comprises: estimating a first impulse response of the propagation channel from a reference sequence located before said sequence of useful symbols, - the estimation of a second impulse response of the propagation channel from a reference sequence located after said sequence of useful symbols, and
  • the method for receiving a spectrally unspread RF signal further comprises a step of estimating soft decision bits on the useful symbols coming from the fourth step, said soft decision bits being subsequently used as inputs to an error-correcting decoding algorithm.
  • the RF signal is transmitted in the High Frequency band.
  • the invention also relates to a receiver of radiofrequency signals, RF, characterized in that it comprises a radio chain configured to carry out the first step of a method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to a mode embodiment of the invention, and calculation means configured to implement the following steps of said method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to the invention.
  • FIG. 1 is a block diagram representing a conventional transmission structure of an HF signal on which can be implemented a method of receiving a non-spectrally spread radiofrequency signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 2 shows a conventional structure of HF frame, on which can be implemented a method of receiving a non-spectral spread radiofrequency signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 3 schematically represents the steps of a method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 4 illustrates the raw performance achieved by implementing the method of receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention on an HF signal;
  • FIG. 5 is a block diagram representing a method of receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 6 represents in more detail channel estimation and Rake reception functions in a method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 7 gives an example of an impulse response calculated by the propagation channel impulse response estimator in a method for receiving a non-spectral spread RF signal according to one embodiment of the invention
  • FIG. 8 represents the performance of the method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to an embodiment of the invention for a bit rate class of 600 bits per second
  • FIG. 9 represents the performance of the method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention for a bit rate class of 1200 bits per second;
  • FIG. 10 represents the performance of the method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention for a throughput class of 1800 bits per second;
  • FIG. 11 schematically represents a radiofrequency receiver configured to implement a method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention.
  • FIG. 1 is a functional diagram representing a conventional transmission structure of an HF signal on which can be implemented a method for receiving a non-spectrally spread radiofrequency signal according to an embodiment of the invention .
  • This architecture is given for illustrative purposes only.
  • the transmission chain shown in Figure 1 includes:
  • An encoder configured to apply an error correcting code 102 (Forward Error Correction, or FEC) on the information bits 101 to be transmitted.
  • FEC Forward Error Correction
  • the error correcting code makes it possible to correct any errors present on reception,
  • An interleaver 103 configured to interleave the coded bits so as to distribute the errors as randomly as possible on reception, and to take full advantage of the available diversity
  • a modulator 104 configured to form symbols of a constellation from the coded and interleaved bits
  • a modulated symbol generator 105 configured to transmit symbols corresponding to one or more reference sequences usable by the receiver for purposes of synchronization and estimation of the propagation channel
  • a multiplexer 106 configured to generate a stream of modulated symbols corresponding alternately to the interleaved, coded and modulated information bits 101 and to the reference sequences 105,
  • An interpolator 107 configured to oversample the signal at the symbol rate, for example by a factor of 4,
  • a shaping filter 108 configured to filter complex symbols of oversampled data, for example a half-Nyquist filter.
  • the signal 109 at the output of this transmitter corresponds to an oversampled digital signal, which will then be converted to analog, put on the HF carrier frequency and amplified before being transmitted. This signal is not spectrally spread.
  • the functions represented in FIG. 1 are typical functions of HF communications, which make it possible to minimize the presence of errors in the data retrieved by the receiver. These functions are not strictly essential to the implementation of the invention, with the exception of the presence of reference sequences making it possible to estimate the impulse response of the propagation channel.
  • FIG. 2 represents a conventional structure of an HF frame, on which a method for receiving a non-spectrally spread radio frequency signal according to one embodiment of the invention can be implemented.
  • the frames comprise alternately:
  • N ref and Noata The number of symbols N ref and Noata depends on implementation choices, and results from a compromise between the performance sought and the spectral efficiency of the transmission.
  • the frame format shown in Figure 2 is given by way of illustration only. The invention applies identically regardless of the frame format, as long as it comprises at least one reference sequence enabling the receiver to estimate the propagation channel, and at least one payload data sequence.
  • the information bits are interleaved over a time horizon corresponding to the successive transmission of N-n-ame frames, called super-frame, which makes it possible to distribute the errors over time.
  • a preamble sequence 201 of N P symbols can be inserted at the start of the super-frame, allowing the receiver to perform signal detection as well as time and frequency synchronization steps.
  • the invention therefore applies in the context of a conventional non-spectral spread HF transmission, with a frame format comprising one or more reference sequences and one or more sequences of useful symbols carrying bits of information set in shape.
  • FIG. 3 schematically represents the steps of a method for receiving a spectrally unspread RF signal according to one embodiment of the invention.
  • the method comprises a first step 301, in accordance with the state of the art, of receiving an RF signal, in particular in the HF frequency band, comprising at least the acquisition of the signal, its transposition into baseband or intermediate frequency, and its digitization by an analog-digital converter.
  • the method according to the invention then comprises a second step 302 of estimating the impulse response associated with a sequence of useful symbols using one or more reference sequences known to the receiver.
  • the estimation of the impulse response is made from the reference sequences, and can be implemented in various ways known to those skilled in the art, such as for example by using a criterion of the least squares (in English Least Square), a criterion of forcing to zero (in English Zero Forcing), a criterion of minimum mean squared error (in English Minimum Mean Squared Error), a criterion of maximum likelihood (in English Maximum Likelihood Sequence Estimator), or any other criterion making it possible to estimate a vector corresponding to the impulse response of the propagation channel affecting the sequences of useful symbols.
  • a criterion of the least squares in English Least Square
  • a criterion of forcing to zero in English Zero Forcing
  • a criterion of minimum mean squared error in English Minimum Mean Squared Error
  • the reference sequence used to estimate the impulse response associated with a sequence of useful symbols can be the reference sequence which precedes it, the reference sequence which follows it, a mean of the sequences which surround it, or a smoothed value estimated over several successive reference sequences.
  • the method according to the invention then comprises a third step 303 of extracting the delays A fc and amplitudes a k of the K strongest paths of said impulse response of the propagation channel.
  • This step consists in identifying the K peaks of the impulse response calculated during the second step 302, and in storing their respective delays and amplitudes.
  • the method according to the invention comprises a fourth step 304, executed when K is greater than 1, of processing the useful symbol sequence considered using a K-path Rake receiver, using the delays and amplitudes calculated during the third step (303).
  • FIG. 4 illustrates the raw performance achieved by implementing the method for receiving a spectrally unspread RF signal according to one embodiment of the invention on an HF signal.
  • Figure 4 gives the bit error rate as a function of the Signal to Noise Ratio (SNR) before channel decoding for BPSK modulations (two-state phase modulation known in English as Binary Phase Shift Keying), QPSK (four-state phase modulation known in English as Quadrature Phase Shift Keying) and 8PSK (8-state phase modulation), for a standard propagation channel of the CCI R Poor type (standardized by the Comotti Consultative International des Radiocommunications, and which presents two paths of the same average power separated by 2ms), typical of transmissions in the HF frequency band.
  • SNR Signal to Noise Ratio
  • curves 401, 403 and 405 correspond to the results obtained with the BDFE equalizer, respectively for BPSK, QPSK and 8PSK modulations.
  • Curves 402, 404 and 406 correspond to the results obtained by implementing the reception method according to the invention, respectively for BPSK, QPSK and 8PSK modulations.
  • the BDFE equalizer processes the interference between high SNR symbols (>8 dB approximately) much better than the proposed receiver, for which an error floor is observed.
  • the receiver according to the invention exhibits much better performance.
  • the bit error rate before channel decoding depends on the constellation used, but is of the order of 10' 1 .
  • modern error-correcting codes with sufficient packet sizes (>1000 bits of information or so) and code rates ranging from 1/3 to 1/2 or so are able to decode packets with low probabilities of error (less than 10' 4 ).
  • a high-performance error-correcting coding algorithm such as a turbo code, an LDPC code (English acronym for Low Density Parity Check code, or low-density parity check) or a polar code, the receiver according to the The invention is therefore likely to offer better performance than a BDFE type equalizer for a disturbed propagation channel.
  • the method according to the invention therefore consists in using a Rake receiver for signals not using spreading sequences.
  • a reception method according to the invention and a Rake receiver used to receive a spread signal such as a DSSS signal (acronym for Direct-Sequence Spread Spectrum, or direct-sequence spread spectrum) and/ or a CDMA signal (acronym for Code Division Multiple Access or code division multiple access), comes from the fact that in both cases, each path of interest of a multipath channel is treated independently, then the paths are recombined in a coherent manner before carrying out the demodulation of the symbols .
  • DSSS signal analog for Direct-Sequence Spread Spectrum, or direct-sequence spread spectrum
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the main difference with Rake reception techniques for DSSS and/or CDMA signals relates to the estimation of the impulse response of the propagation channel. Indeed, the recombination of the paths carried out in the Rake receiver according to an MRC technique (English acronym for Maximum Ratio Combining, or maximum ratio combination) requires knowledge of the complex delays and amplitudes of the paths to be considered.
  • the channel estimate is obtained from the complex amplitudes of the paths observed on the correlation between the received signal and the spreading sequences used.
  • the method according to the invention applies to the case where, unlike DSSS and/or CDMA signals, the signal received does not include spreading sequences.
  • the invention proposes to use reference sequences and to perform a channel estimation on these sequences to configure the Rake receiver.
  • the invention also goes against the prejudices of those skilled in the art, since it is customary to use Rake receivers on signals spread in very low operating ranges (typically for ratios negative signal-to-noise ratios), and equalizers on unstretched signals in higher operating ranges (typically for positive signal-to-noise ratios).
  • the invention proposes using a Rake receiver on non-spread signals, in an operating range where it is customary to use equalizers.
  • the performances obtained are very good. Indeed, in the case of a CCIR poor channel with two paths of the same power, and in the absence of noise, the SINR seen by each path is on average OdB, and the SINR after recombination is 3 dB. As shown in FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram representing a method of receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention, given by way of non-limiting illustration.
  • FIG. 5 represents only the digital processing necessary to recover the bits of information transmitted.
  • the receiver takes as input oversampled modulated symbols 501 supplied by an analog-digital converter of the radio part of the receiver.
  • the signal is assumed to be received at a frequency four times greater than the symbol rate. It is first filtered by a matched filter 502 corresponding to the shaping filter 108 of FIG. 1, namely here a half-Nyquist filter. The presence of filtering and the choice of filter depend on the modulation used.
  • a channel estimate 504 is performed on the filtered and over-sampled signal 503, in order to be able to finely select the paths of interest as well as calculate their complex amplitudes. These processing operations correspond to an embodiment of the second step 302 of the method according to the invention.
  • the estimation of the impulse response of the propagation channel is then used to configure a Rake 505 receiver, in charge of the MRC recombination of the signals corresponding to the main paths.
  • the decimation of the signal at the symbol rate is carried out during the Rake reception processing.
  • the receiver calculates the signal-to-noise ratio 507 of the output signal from the Rake receiver 506, and uses it to calculate at 508 soft decoding bits (better known in English under the name Soft Bits), by an LLR algorithm (English acronym for Log Likelihood Ratio, or logarithmic likelihood ratio). Finally, the soft decision bits are deinterleaved at 509, and processed by the channel decoder 510, thus making it possible to find the information bits 511 .
  • the processing carried out in the receiver mirrors the processing carried out in the transmitter.
  • the transmitter does not perform filtering 108, interleaving 103 or coding 102, blocks 502, 509 and 510 will not exist in the receiver.
  • this is an implementation choice for which transmission and reception are independent.
  • Soft decoding is an advantageous variant implementation to maximize the performance of the error-correcting code.
  • FIG. 6 represents in more detail channel estimation 504 and Rake reception 505 functions in a method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention.
  • the sequences of useful symbols are flanked by reference sequences.
  • the impulse response of the channel is estimated from the sequences located before and after the useful symbols.
  • the channel estimation 504 is carried out for each sequence of symbols of the frame, by considering in isolation a piece of the received signal 601 comprising the sequence of useful symbols D of interest and the two reference sequences R which surround.
  • a first estimate h 2 (n) 602 of the impulse response of the propagation channel is calculated on the reference sequence which precedes the sequence of symbols, and a second estimate h 2 (n) 603 is produced on the sequence which follows it.
  • These estimates are made at the rate of the over-sampled signal, that is to say in the example at four times the baud rate.
  • the average impulse response h avg (n 604 is then calculated by averaging the two channel estimates h 1 (n) and h 2 (n). It is assumed that the propagation channel is relatively constant during the transmission of a block of useful symbols, but that small to large channel variations may occur depending on the Doppler spread of the paths. The calculation of an average impulse response then makes it possible to improve the quality of the estimation of the propagation channel s is not very variable, and/or to define an average channel response if the channel varies faster.
  • FIG. 7 gives an example of an impulse response calculated by the propagation channel impulse response estimator 504 in a method of receiving an unspread RF signal according to one embodiment of the invention.
  • the third step 303 of the method according to the invention consists in extracting the values of the a k and A k associated with the K most significant paths, that is to say the K paths of greatest amplitude a k .
  • the fourth step 304 of the method according to the invention consists in coherently recombining the multipaths using the Rake receiver 505. It is executed when K is greater than 1.
  • the Rake receiver is configured to process K paths. It therefore comprises K branches, each branch taking as input the sequence of useful symbols D considered, and being configured with respect to a delay/amplitude pair k la k calculated at 605.
  • the Rake receiver is configured to, initially, resynchronize the paths from delay information A k , by applying to the sequence of useful symbols D the inverse delay 610 on each branch of the Rake receiver.
  • the Rake receiver at 611 brings the symbol sequences back to the symbol rate, in the example by decimating it by four, then applies a gain 612 to the signals by multiplying each signal by a corresponding factor at the complex amplitude a k .
  • the Rake receiver 505 finally performs an MRC coherent recombination of the signals of each branch, that is to say a coherent summation followed by a normalization by a factor equal to the inverse of the sum of the squared modules of the complex amplitudes a k applied, i.e.:
  • the Symb Rx symbols at the output of the MRC processing are then written as follows: with K the number of paths of interest, a k the complex amplitudes of the paths of interest, A k the delays of the paths of interest and r(n) the received signal filtered by the matched filter and over-sampled. This operation is repeated for all the useful symbol sequences of the frame.
  • FIGS. 8, 9 and 10 represent the performance of the method for receiving a non-spectrally spread RF signal according to one embodiment of the invention, for bit rate classes of 600, 1200 and 1800 bits per second.
  • bit error rate is bit error rate after deinterleaving and decoding.
  • FIG. 8 presents the performances for a parameterization supplying approximately 600 bits of information per second, with blocks of useful symbols of 108 symbols and a propagation channel with two paths of identical mean power, spaced by 2 ms.
  • Curves 801 and 802 represent the performances obtained by implementing the invention, respectively for 1 Hz and 10 Hz of Doppler spread.
  • Curves 803 and 804 represent the performances obtained with a BDFE equalizer, respectively for 1 Hz and 10 Hz of Doppler spread.
  • the reception method according to the invention presents a gain of nearly 4 dB compared to the state of the art for a bit error rate of 10' 2 . This gain is more than 7dB for a Doppler spread of 10Hz.
  • FIG. 9 shows the performance for a setting supplying approximately 1200 bits of information per second, with blocks of useful symbols of 108 symbols and a propagation channel with two paths of identical mean power, spaced apart by 2 ms.
  • Curves 901 and 902 represent the performances obtained by implementing the invention, respectively for 1 Hz and 9 Hz of Doppler spread.
  • Curves 903 and 904 represent the performances obtained with a BDFE equalizer, respectively for 1 Hz and 9 Hz of Doppler spread.
  • the reception method according to the invention presents a gain of nearly 3 dB compared with the state of the art for a bit error rate of 10' 2 . This gain is more than 7dB for a Doppler spread of 9Hz.
  • FIG. 10 presents the performances for a parameterization supplying approximately 1800 bits of information per second, with blocks of useful symbols of 108 symbols and a propagation channel with two paths of identical average powers.
  • Curves 1001 and 1002 represent the performances obtained by implementing the invention, respectively for 1 Hz and 5 Hz of Doppler spread.
  • Curves 1003 and 1004 represent the performances obtained with a BDFE equalizer, respectively for 1 Hz and 5 Hz of Doppler spread.
  • the reception method according to the invention has a gain of approximately 2 dB compared with the state of the art for a bit error rate of 10' 2 . This gain is more than 2.5dB for a Doppler spread of 5Hz.
  • the reception method according to the invention therefore has much better performance than the equalizers according to the state of the art, with very reduced computational complexity.
  • the invention also relates to a receiver, represented schematically in FIG. 11, comprising an antenna 1101 configured to acquire a radio frequency signal in a given frequency band, advantageously the HF frequency band, a radio chain 1102 configured to transpose the signal acquired towards the baseband or an intermediate frequency and digitizing it, then calculation means 1103 such as a processor, a digital signal processor (better known by the English acronym of DSP for Digital Signal Processor, a microcontroller, a specialized circuit such as an ASIC (acronym for Application Specific Integrated Circuit, or integrated circuit specific to an application) or an FPGA (English acronym for Field-Programmable Gate Array, or network of programmable logic gates), configured to implement implements a method of receiving an unspread RF signal according to one embodiment of the invention.
  • a receiver represented schematically in FIG. 11, comprising an antenna 1101 configured to acquire a radio frequency signal in a given frequency band, advantageously the HF frequency band, a radio chain 1102 configured to transpose the signal acquired towards the baseband or an

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Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal radiofréquences, RF, non étalé spectralement et transmis par trames, chaque trame comprenant une ou plusieurs séquences de référence (202) et séquences de symboles utiles (203). Le procédé comprend : - une première étape (301) de réception d'une trame du signal RF, puis pour au moins une séquence de symboles utiles, - une deuxième étape (302) d'estimation d'une réponse impulsionnelle du canal de propagation associée à la séquence de symboles utiles (504), à l'aide des séquences de référence, - une troisième étape (303) d'extraction (605) des retards et amplitudes des K trajets les plus forts de ladite réponse impulsionnelle, - lorsque K est supérieur à 1, une quatrième étape (304) de traitement de la séquence de symboles utiles par un récepteur Rake à K trajets (505) en utilisant les retards et amplitudes calculés lors de la troisième étape (303). L'invention concerne également un récepteur configuré pour implémenter les étapes du procédé.

Description

DESCRIPTION
Titre : Procédé de réception de signaux radiofréquences non étalés spectralement
Domaine technique :
[0001] L’invention se situe dans le domaine des télécommunications, en particulier des communications numériques opérées dans la bande de fréquence HF (Hautes Fréquences), bande de fréquence typiquement comprise entre 3 MHz et 30 MHz.
[0002] Elle porte plus particulièrement sur un procédé de réception de signaux numériques radiofréquences (RF) non étalés spectralement, contribuant à la résolution des erreurs liées aux phénomènes de multitrajets des signaux transmis, ainsi que sur un récepteur configuré pour mettre en oeuvre le procédé de réception selon l’invention.
Technique antérieure :
[0003] Par la suite, l’invention est décrite en lien avec des communications radiofréquences opérées dans la bande HF, où l’invention présente des performances particulièrement intéressantes. Cependant, elle peut s’appliquer de manière identique sans considération de la bande de fréquences.
[0004] Les communications opérées en bande HF sont souvent affectées par des phénomènes de multitrajets complexes. Les conditions de propagation (réflexions sur la ionosphère, influence de latitude, etc...) en HF rendent le canal vu par le récepteur doublement sélectif : en fréquence et en temps. La sélectivité en fréquence se traduit par de l’interférence entre symboles, qu’il faut savoir traiter afin de pouvoir décoder l’information transmise. La sélectivité en temps se traduit par la nécessité d’adapter le traitement de l’interférence entre symboles au fil des informations reçues. En HF, le canal vu par un récepteur est très souvent composé de peu de trajets (en général deux, voire un peu plus), mais pouvant avoir des puissances moyennes proches. Il y a donc un intérêt particulier à traiter correctement ces différents trajets.
[0005] Les modulations utilisées en HF sont majoritairement des modulations mono-porteuses, pour des considérations de facteur de crête. Le traitement de la sélectivité en temps et en fréquence du canal est donc habituellement réalisé dans le domaine temporel.
[0006] Il existe trois familles de traitements permettant de traiter l’interférence entre symboles dans les récepteurs HF :
• les traitements basés sur le maximum de vraisemblance : ces traitements sont optimaux, c’est-à-dire que pour un rapport signal sur bruit donné, et en moyenne, le taux d’erreur binaire (en anglais Bit Error Rate, ou BER) obtenu est le plus faible qu’il est possible d’obtenir. Le défaut de cette solution est que la complexité du récepteur augmente exponentiellement avec la longueur du canal de propagation vue par le récepteur et l’ordre de la constellation utilisée, elle est donc généralement prohibitive ;
• les traitements d’égalisation : ces traitements consistent à appliquer l’effet inverse du canal de propagation au signal reçu. Un égaliseur est en général un bon compromis entre les performances obtenues et la complexité associée. On peut classer les égaliseurs existants de la manière suivante : o les égaliseurs non itératifs : ils peuvent être linéaires ou non linéaires. Pour les canaux de transmission HF, les égaliseurs non linéaires à retour de décisions (par exemple un égaliseur DFE pour Decision Feedback Equalization, ou égalisation à décision récursive, ou un égaliseur BDFE pour Block Decision Feedback Equalization, ou égalisation à décision récursive en blocs) présentent de bonnes performances et sont les plus utilisés. Cependant, les performances de ces égaliseurs ne sont pas optimales et peuvent être encore améliorées ; o les égaliseurs itératifs : la « Turbo Egalisation >> consiste à associer de manière itérative la fonction de décodage de canal avec une fonction d’égalisation adaptative. Les performances de ces égaliseurs sont globalement très bonnes pour des débits élevés. Cependant, les gains apportés par ce type d’égaliseur sont faibles pour des débits faibles à modérés, comme c’est le cas en HF lorsque l’on souhaite transmettre de manière robuste. De plus, ces égaliseurs possèdent une complexité calculatoire élevée et nécessitent une connaissance fine de l’évolution du canal ;
• les récepteurs Rake : ils sont utilisés lorsque les symboles utiles sont étalés spectralement/répétés avant d’être transmis. L’étalement de spectre consiste à répéter les symboles transmis, en substituant chaque symbole utile à transmettre par une séquence d’étalement. Celle-ci correspond en général à une succession de symboles qui sont transmis à une cadence d’autant plus élevée. Les récepteurs Rake consistent à se placer aux instants correspondant aux divers trajets d’intérêt, puis à « désétaler >> le signal pour chacun de ces instants. Les signaux « désétalés >> sont ensuite recombinés de manière cohérente et le signal final est démodulé. Lors du traitement de chacun des trajets d’intérêt, les autres trajets sont considérés comme des signaux d’interférence. La qualité de réception de chaque trajet peut alors être qualifiée par le SINR (acronyme anglais pour Signal to Interference-plus-Noise Ratio, ou rapport signal à bruit plus interféreur). Le récepteur tire profit de l’utilisation de séquences d’étalement afin de rejeter les interférences et de maximiser le SINR pour chacun des trajets d’intérêts. L’inconvénient de ce type de récepteur est qu’il présuppose qu’une ou des séquences d’étalement sont utilisées, ce qui n’est pas nécessairement le cas pour les transmissions HF.
[0007] Le problème technique non résolu par l’art antérieur et que l’invention cherche à résoudre est donc celui de l’amélioration des performances des traitements de réception de signaux radiofréquence, en particulier les signaux HF qui par nature ne sont pas étalées et ont des débits modérés (0,15 à 0,6 bits/sec/Hz environ), et ce avec une complexité calculatoire contenue. [0008] L’invention répond à ce problème en traitant l’interférence entre symboles provoquée par le canal de propagation HF (ou ayant des caractéristiques proches) plus efficacement que les traitements de l’état de l’art.
[0009] Par efficacement, on entend avec une complexité maîtrisée et pour un rapport signal à bruit le plus bas possible.
Résumé de l’invention :
[0010] A cet effet, la présente invention décrit un procédé de réception d’un signal radiofréquences (RF) non étalé spectralement. Le signal est transmis par trames, chaque trame comprenant une ou plusieurs séquences de référence et une ou plusieurs séquences de symboles utiles. Le procédé selon l’invention comprend :
- une première étape de réception, transposition et numérisation d’une trame du signal RF, puis pour au moins une séquence de symboles utiles,
- une deuxième étape d’estimation d’une réponse impulsionnelle du canal de propagation associée à la séquence de symboles utiles, à l’aide d’une ou plusieurs des séquences de référence,
- une troisième étape d’extraction des retards et amplitudes des K trajets les plus forts de ladite réponse impulsionnelle du canal de propagation, avec K supérieur à 1 ,
- une quatrième étape de traitement de la séquence de symboles utiles par un récepteur Rake à K trajets en utilisant les retards et amplitudes calculés lors de la troisième étape.
[0011] Selon un mode de réalisation de l’invention, la deuxième étape d’estimation d’une réponse impulsionnelle du canal de propagation associée à la séquence de symboles utiles comprend : l’estimation d’une première réponse impulsionnelle du canal de propagation à partir d’une séquence de référence située avant ladite séquence de symboles utiles, - l’estimation d’une deuxième réponse impulsionnelle du canal de propagation à partir d’une séquence de référence située après ladite séquence de symboles utiles, et
- le calcul d’une moyenne entre ladite première réponse impulsionnelle et ladite deuxième réponse impulsionnelle.
[0012] La quatrième étape de traitement de la séquence de symboles utiles par un récepteur Rake à K trajets comprend :
- pour chaque trajet, l’application d’un recalage temporel et d’un gain à la séquence de symboles utiles,
- la sommation des séquences de symboles utiles recalées et ajustées en gain et la normalisation de la séquence de symboles résultante par un coefficient dépendant des gains appliqués aux trajets.
[0013] Avantageusement, le procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’invention comprend en outre une étape d’estimation de bits de décision souples sur les symboles utiles issus de la quatrième étape, lesdits bits de décision souples étant par la suite utilisés comme entrées d’un algorithme de décodage correcteur d’erreurs.
[0014] Selon un mode de réalisation du procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’invention, le signal RF est transmis dans la bande des Hautes Fréquences.
[0015] L’invention porte également sur un récepteur de signaux radiofréquences, RF, caractérisé en ce qu’il comprend une chaîne radio configurée pour réaliser la première étape d’un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention, et des moyens de calcul configurés pour mettre en oeuvre les étapes suivantes dudit procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’invention.
Brève description des figures :
[0016] L’invention sera mieux comprise et d’autres caractéristiques, détails et avantages apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit, donnée à titre non limitatif, et grâce aux figures annexées, données à titre d’exemple, parmi lesquelles :
- la figure 1 est un schéma fonctionnel représentant une structure d’émission conventionnelle d’un signal HF sur lequel peut être mis en oeuvre un procédé de réception d’un signal radiofréquence non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 2 représente une structure conventionnelle de trame HF, sur laquelle peut être mis en oeuvre un procédé de réception d’un signal radiofréquence non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 3 représente schématiquement les étapes d’un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 4 illustre les performances brutes atteintes en mettant en oeuvre le procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention sur un signal HF ;
- la figure 5 est un schéma fonctionnel représentant un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 6 représente plus en détails des fonctions d’estimation de canal et de réception Rake dans un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 7 donne un exemple de réponse impulsionnelle calculée par l’estimateur de réponse impulsionnelle du canal de propagation dans un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention ;
- la figure 8 représente les performances du procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention pour une classe de débit de 600 bits par seconde ; - la figure 9 représentent les performances du procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention pour une classe de débit de 1200 bits par seconde ;
- la figure 10 représentent les performances du procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention pour une classe de débit de 1800 bits par seconde ;
- la figure 11 représente schématiquement un récepteur radiofréquence configuré pour mettre en oeuvre un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention.
[0017] Des références identiques sont utilisées dans des figures différentes lorsqu’elles désignent des éléments identiques ou comparables.
Description détaillée :
[0018] La figure 1 est un schéma fonctionnel représentant une structure d’émission conventionnelle d’un signal HF sur lequel peut être mis en oeuvre un procédé de réception d’un signal radiofréquence non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention. Cette architecture est donnée à titre d’illustration seulement.
[0019] La chaîne d’émission représentée à la figure 1 comprend :
- Un codeur configuré pour appliquer un code correcteur d’erreur 102 (en anglais Forward Error Correction, ou FEC) sur les bits d’information 101 à transmettre. Le code correcteur d’erreur permet de corriger les éventuelles erreurs présentes à la réception,
- Un entrelaceur 103, configuré pour entrelacer les bits codés de manière à répartir le plus aléatoirement possible les erreurs à la réception, et de tirer pleinement bénéfice de la diversité disponible,
- Un modulateur 104, configuré pour former des symboles d’une constellation à partir des bits codés et entrelacés,
- Un générateur de symboles modulés 105, configuré pour transmettre des symboles correspondant à une ou plusieurs séquences de référence utilisables par le récepteur à des fins de synchronisation et d’estimation du canal de propagation,
- Un multiplexeur 106, configuré pour générer un flux de symboles modulés correspondant par alternance aux bits d’information 101 entrelacés, codés et modulés et aux séquences de référence 105,
- Un interpolateur 107, configuré pour suréchantillonner le signal au rythme symbole, par exemple d’un facteur 4,
- Un filtre de mise en forme 108, configuré pour filtrer les symboles complexes de données suréchantillonnés, par exemple un filtre en demi-Nyquist.
[0020] Le signal 109 en sortie de cet émetteur correspond à un signal numérique suréchantillonné, qui sera ensuite converti en analogique, mis sur fréquence porteuse HF et amplifié avant d’être transmis. Ce signal n’est pas étalé spectralement.
[0021] Les fonctions représentées sur la figure 1 sont des fonctions typiques des communications HF, qui permettent de minimiser la présence d’erreurs dans les données récupérées par le récepteur. Ces fonctions ne sont pas strictement indispensables à la mise en oeuvre de l’invention, à l’exception de la présence de séquences de référence permettant d’estimer la réponse impulsionnelle du canal de propagation.
[0022] La figure 2 représente une structure conventionnelle de trame HF, sur laquelle peut être mis en oeuvre un procédé de réception d’un signal radiofréquence non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention.
[0023] Les trames comprennent par alternance :
- un bloc R 202 correspondant à une séquence de référence, ou séquence pilote, de NRef symboles, utilisable par le récepteur pour détecter le signal, estimer le canal de propagation et réaliser le suivi de synchronisation temporelle et fréquentielle,
- un bloc D 203 correspondant aux symboles de données utiles à transmettre, de longueur NData. [0024] Le nombre de symboles Nref et Noata relève de choix d’implémentation, et résultent d’un compromis entre les performances recherchées et l’efficacité spectrale de la transmission.
[0025] Le format de trame représenté à la figure 2 est donné à titre d’illustration seulement. L’invention s’applique de manière identique quel que soit le format de trame, du moment qu’il comprend au moins une séquence de référence permettant au récepteur d’estimer le canal de propagation, et au moins une séquence de données utiles.
[0026] Avantageusement, les bits d’information sont entrelacés sur un horizon temporel correspondant à la transmission successive de N-n-ame trames, appelé super-trame, ce qui permet de répartir les erreurs dans le temps.
[0027] Une séquence préambule 201 de NP symboles peut être insérée en début de super-trame, permettant au récepteur de réaliser la détection du signal ainsi que des étapes de synchronisation temporelle et fréquentielle.
[0028] L’invention s’applique donc dans le cadre d’une émission HF conventionnelle non étalée spectralement, avec un format de trame comprenant une ou plusieurs séquences de référence et une ou plusieurs séquences de symboles utiles transportant des bits d’information mis en forme.
[0029] La figure 3 représente schématiquement les étapes d’un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention.
[0030] Le procédé comprend une première étape 301 , conforme à l’état de l’art, de réception d’un signal RF, en particulier dans la bande de fréquences HF, comprenant au moins l’acquisition du signal, sa transposition en bande de base ou fréquence intermédiaire, et sa numérisation par un convertisseur analogique- numérique.
[0031] Le procédé selon l’invention comprend ensuite une deuxième étape 302 d’estimation de la réponse impulsionnelle associée à une séquence de symboles utiles à l’aide d’une ou plusieurs séquences de référence connues du récepteur. L’estimation de la réponse impulsionnelle se fait à partir des séquences de référence, et peut être mise en oeuvre de différentes manières connues de l’homme du métier, comme par exemple en utilisant un critère des moindres carrés (en anglais Least Square), un critère de forçage à zéro (en anglais Zero Forcing), un critère d’erreur quadratique moyenne minimum (en anglais Minimum Mean Squared Error), un critère de maximum de vraisemblance (en anglais Maximum Likelihood Sequence Estimator), ou tout autre critère permettant d’estimer un vecteur correspondant la réponse impulsionnelle du canal de propagation affectant les séquences de symboles utiles.
[0032] Selon le mode de réalisation et le schéma de trame, la séquence de référence utilisée pour estimer la réponse impulsionnelle associée à une séquence de symboles utiles peut être la séquence de référence qui la précède, la séquence de référence qui la suit, une moyenne des séquences qui l’entourent, ou une valeur lissée estimée sur plusieurs séquences de référence successives.
[0033] Le procédé selon l’invention comprend ensuite une troisième étape 303 d’extraction des retards Afc et amplitudes ak des K trajets les plus forts de ladite réponse impulsionnelle du canal de propagation. Cette étape consiste à identifier les K pics de la réponse impulsionnelle calculée lors de la deuxième étape 302, et à mémoriser leurs retards et amplitudes respectifs.
[0034] Enfin, le procédé selon l’invention comprend une quatrième étape 304, exécutée lorsque K est supérieur à 1 , de traitement de la séquence de symboles utiles considérée à l’aide d’un récepteur Rake à K trajets, en utilisant les retards et amplitudes calculés lors de la troisième étape (303).
[0035] La figure 4 illustre les performances brutes atteintes en mettant en oeuvre le procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention sur un signal HF. La figure 4 donne le taux d’erreur binaire en fonction du rapport signal à bruit (en anglais Signal to Noise Ratio, ou SNR) avant décodage canal pour des modulations BPSK (modulation de phase à deux états connue en anglais sous le terme Binary Phase Shift Keying), QPSK (modulation de phase à quatre états connue en anglais sous le terme Quadrature Phase Shift Keying) et 8PSK (modulation de phase à 8 états), pour un canal de propagation standard de type CCI R Poor (standardisé par le Comité Consultatif International des Radiocommunications, et qui présente deux trajets de même puissance moyenne espacés de 2ms), typique des transmissions dans la bande de fréquences HF. Les résultats sont donnés pour un égaliseur selon l’état de l’art (ici un égaliseur de type BDFE, sigle anglais pour Block Decision Feedback Equalizer, connu pour présenter de très bonnes performances en HF) et pour un procédé de réception selon un mode de réalisation de l’invention.
[0036] Les courbes 401 , 403 et 405 correspondent aux résultats obtenus avec l’égaliseur BDFE, respectivement pour des modulations BPSK, QPSK et 8PSK. Les courbes 402, 404 et 406 correspondent aux résultats obtenus en mettant en oeuvre le procédé de réception selon l’invention, respectivement pour des modulations BPSK, QPSK et 8PSK.
[0037] On constate que l’égaliseur BDFE traite bien mieux l’interférence entre symboles à fort SNR (> 8 dB environ) que le récepteur proposé, pour lequel on observe un plancher d’erreurs. En revanche, pour de plus faibles SNR (< 8 dB environ), le récepteur selon l’invention présente de bien meilleures performances. Pour ces niveaux de SNR, le taux d’erreur binaire avant décodage canal dépend de la constellation utilisée, mais est de l’ordre de 10’1. A ces points de fonctionnement, les codes correcteurs d’erreur modernes ayant des tailles de paquet suffisants (> 1000 bits d’information environ) et rendements de codage allant de 1/3 à 1/2 approximativement sont capables de décoder les paquets avec de faibles probabilités d’erreur (inférieures à 10'4). Le gain par rapport à l’égaliseur BDFE est d’environ 3dB à BER = 10'1 pour une modulation BPSK, et d’environ 1dB à BER = 10'1 pour une modulation QPSK. Associé à un algorithme de codage correcteur d’erreur performant, comme par exemple un turbo code, un code LDPC (sigle anglais pour Low Density Parity Check code, ou vérification de parité à faible densité) ou un code polaire, le récepteur selon l’invention est donc susceptible d’offrir donc de meilleures performances qu’un égaliseur de type BDFE pour un canal de propagation perturbé.
[0038] Le procédé selon l’invention consiste donc à utiliser un récepteur Rake pour des signaux n’utilisant pas de séquences d’étalement.
[0039] La similarité entre un procédé de réception selon l’invention et un récepteur Rake utilisé pour recevoir un signal étalé tel qu’un signal DSSS (acronyme anglais pour Direct-Sequence Spread Spectrum, ou étalement de spectre à séquence directe) et/ou un signal CDMA (acronyme anglais pour Code Division Multiple Access ou accès multiple par répartition en code), provient de ce que dans les deux cas, chaque trajet d’intérêt d’un canal à multitrajets est traité indépendamment, puis les trajets sont recombinés de manière cohérente avant de réaliser la démodulation des symboles.
[0040] La principale différence avec les techniques de réception Rake pour signaux DSSS et/ou CDMA porte sur l’estimation de la réponse impulsionnelle du canal de propagation. En effet, la recombinaison des trajets réalisée dans le récepteur Rake selon une technique de MRC (sigle anglais pour Maximum Ratio Combining, ou combinaison à rapport maximal) nécessite la connaissance des retards et amplitudes complexes des trajets à considérer. Dans le cas des récepteurs Rake appliqués aux signaux DSSS et/ou CDMA, l’estimation de canal est obtenue à partir des amplitudes complexes des trajets observés sur la corrélation entre le signal reçu et les séquences d’étalement utilisées. Le procédé selon l’invention s’applique au cas où, contrairement aux signaux DSSS et/ou CDMA, le signal reçu ne comprend pas de séquences d’étalement. L’invention propose alors d’utiliser des séquences de référence et de réaliser une estimation de canal sur ces séquences pour configurer le récepteur Rake.
[0041] L’invention va également à l’encontre des préjugés de l’homme du métier, puisqu’il est d’usage d’utiliser des récepteurs Rake sur des signaux étalés dans des plages de fonctionnement très basses (typiquement pour des rapports signal à bruit négatifs), et des égaliseurs sur des signaux non étalés dans des plages de fonctionnement plus élevées (typiquement pour des rapports signal à bruit positifs). L’invention propose d’utiliser un récepteur Rake sur des signaux non étalés, dans une plage de fonctionnement où il est d’usage d’utiliser des égaliseurs. De manière inattendue, les performances obtenues sont très bonnes. En effet, dans le cas d’un canal CCIR poor à deux trajets de même puissance, et en l’absence de bruit, le SINR vu par chaque trajet est en moyenne de OdB, et le SINR après recombinaison de 3dB. Comme le montrent la figure 4 et les figures 8 à 10, dans ces conditions, le procédé de réception selon l’invention permet d’obtenir des taux d’erreurs bits suffisants pour assurer un bon taux de décodage des données en sortie de code correcteur d’erreurs. [0042] La figure 5 est un schéma fonctionnel représentant un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention, donné à titre d’illustration non limitative.
[0043] La figure 5 ne représente que les traitements numériques nécessaires pour récupérer les bits d’information transmis. Le récepteur prend en entrée des symboles modulés suréchantillonnés 501 fourni par un convertisseur analogique- numérique de la partie radio du récepteur. Dans l’exemple, le signal est supposé reçu à une fréquence quatre fois supérieure au rythme symbole. Il est tout d’abord filtré par un filtre adapté 502 correspondant au filtre de mise en forme 108 de la figure 1 , à savoir ici un filtre en demi-Nyquist. La présence d’un filtrage et le choix du filtre dépendent de la modulation utilisée.
[0044] Une estimation de canal 504 est réalisée sur le signal filtré et sur-échantillonné 503, afin de pouvoir finement sélectionner les trajets d’intérêt ainsi que calculer leurs amplitudes complexes. Ces traitements correspondent à un mode de réalisation de la deuxième étape 302 du procédé selon l’invention. L’estimation de la réponse impulsionnelle du canal de propagation est ensuite utilisée pour configurer un récepteur Rake 505, en charge de la recombinaison MRC des signaux correspondant aux principaux trajets. La décimation du signal au rythme symbole est réalisée pendant le traitement de réception Rake.
[0045] Dans un mode de réalisation avantageux, le récepteur calcule le rapport signal à bruit 507 du signal de sortie du récepteur Rake 506, et l’utilise pour calculer en 508 des bits de décodage souples (plus connus en anglais sous l’appellation Soft Bits), par un algorithme de LLR (sigle anglais pour Log Likelihood Ratio, ou rapport de vraisemblance logarithmique). Enfin, les bits de décision souples sont désentrelacés en 509, et traité par le décodeur canal 510, permettant ainsi de retrouver les bits d’information 511 .
[0046] Les traitements réalisés dans le récepteur sont à l’image des traitements mis en oeuvre dans l’émetteur. En particulier, si l’émetteur ne réalise pas de filtrage 108, d’entrelacement 103 ou de codage 102, les blocs 502, 509 et 510 n’existeront pas dans le récepteur. En ce qui concerne le sur-échantillonnage des signaux, il s’agit d’un choix d’implémentation pour lequel l’émission et la réception sont indépendants. Le décodage souple est une variante avantageuse d’implémentation permettant de maximiser les performances du code correcteur d’erreurs.
[0047] La figure 6 représente plus en détails des fonctions d’estimation de canal 504 et de réception Rake 505 dans un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention. Dans ce mode de réalisation, les séquences de symboles utiles sont encadrées par des séquences de référence. La réponse impulsionnelle du canal est estimée à partir des séquences situées avant et après les symboles utiles.
[0048] L’estimation de canal 504 est réalisée pour chaque séquence de symboles de la trame, en considérant de manière isolée un morceau du signal reçu 601 comprenant la séquence de symboles utiles D d’intérêt et les deux séquences de référence R qui l’entourent. Une première estimée h^n) 602 de la réponse impulsionnelle du canal de propagation est calculée sur la séquence de référence qui précède la séquence de symboles, et une deuxième estimée h2(n) 603 est réalisée sur la séquence qui la suit. Ces estimations sont faites au rythme du signal sur-échantillonné, c’est-à-dire dans l’exemple à quatre fois le débit bauds.
[0049] La réponse impulsionnelle moyenne hmoy(n 604 est ensuite calculée en moyennant les deux estimations de canal h1(n) et h2(n). On suppose que le canal de propagation est relativement constant pendant la transmission d’un bloc de symboles utiles, mais que de faibles à fortes variations de canal peuvent intervenir en fonction de l’étalement Doppler des trajets. Le calcul d’une réponse impulsionnelle moyenne permet alors d’améliorer la qualité de l’estimation du canal de propagation s’il est peu variant, et/ou de définir une réponse de canal moyenne si le canal varie plus vite.
[0050] La figure 7 donne un exemple de réponse impulsionnelle calculée par l’estimateur de réponse impulsionnelle du canal de propagation 504 dans un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention. Dans l’exemple, la réponse impulsionnelle comprend K trajets (ici K=2) 701 et 702 ayant chacun un retard Ak et une amplitude complexe ak, avec k un indice allant de 1 à K. [0051] La troisième étape 303 du procédé selon l’invention consiste à extraire les valeurs des ak et Ak associés aux K trajets les plus significatifs, c’est-à-dire les K trajets de plus forte amplitude ak.
[0052] La quatrième étape 304 du procédé selon l’invention consiste à recombiner de manière cohérente les multitrajets à l’aide du récepteur Rake 505. Elle est exécutée lorsque K est supérieur à 1 .
[0053] Dans l’exemple de la figure 6, le récepteur Rake est configuré pour traiter K trajets. Il comprend donc K branches, chaque branche prenant en entrée la séquence de symboles utiles D considérée, et étant configurée par rapport à un couple retard/amplitude klak calculé en 605.
[0054] Le récepteur Rake est configuré pour, dans un premier temps, resynchroniser les trajets à partir des informations de retard Ak, en appliquant à la séquence de symboles utiles D le retard inverse 610 sur chaque branche du récepteur Rake.
[0055] Ensuite, lorsque c’est nécessaire, le récepteur Rake ramène en 611 les séquences de symboles au rythme symbole, dans l’exemple en le décimant par quatre, puis applique aux signaux un gain 612 en multipliant chaque signal par un facteur correspondant à l’amplitude complexe ak .
[0056] Le récepteur Rake 505 réalise enfin une recombinaison cohérente MRC des signaux de chaque branche, c’est-à-dire une sommation cohérente suivie d’une normalisation par un facteur égal à l’inverse de la somme des modules au carré des amplitudes complexes ak appliqués, soit :
Figure imgf000017_0001
[0057] Les symboles SymbRx à la sortie du traitement MRC s’écrivent alors de la manière suivante :
Figure imgf000017_0002
avec K le nombre de trajets d’intérêt, ak les amplitudes complexes des trajets d’intérêt, Ak les retards des trajets d’intérêt et r(n) le signal reçu filtré par le filtre adapté et sur-échantillonné. [0058] Cette opération est répétée pour toutes les séquences de symboles utiles de la trame.
[0059] Les figures 8, 9 et 10 représentent les performances du procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention, pour des classes de débits de 600, 1200 et 1800 bits par seconde. A titre de comparaison, les performances obtenues par un récepteur HF selon l’état de l’art utilisant un égaliseur BDFE sont représentées sur ces mêmes figures. Le taux d’erreur bit est un taux d’erreur bit après désentrelacement et décodage.
[0060] La figure 8 présente les performances pour un paramétrage fournissant environ 600 bits d’information par seconde, avec des blocs de symboles utiles de 108 symboles et un canal de propagation à deux trajets de puissances moyenne identiques, espacés de 2 ms. Les courbes 801 et 802 représentent les performances obtenues en mettant en oeuvre l’invention, respectivement pour 1 Hz et 10Hz d’étalement Doppler. Les courbes 803 et 804 représentent les performances obtenues avec un égaliseur BDFE, respectivement pour 1 Hz et 10Hz d’étalement Doppler. Pour 1 Hz d’étalement Doppler, le procédé de réception selon l’invention présente un gain de près de 4dB par rapport à l’état de l’art pour un taux d’erreur bit de 10'2. Ce gain est de plus de 7dB pour un étalement Doppler de 10Hz.
[0061] La figure 9 présente les performances pour un paramétrage fournissant environ 1200 bits d’information par seconde, avec des blocs de symboles utiles de 108 symboles et un canal de propagation à deux trajets de puissances moyenne identiques, espacés de 2 ms. Les courbes 901 et 902 représentent les performances obtenues en mettant en oeuvre l’invention, respectivement pour 1 Hz et 9Hz d’étalement Doppler. Les courbes 903 et 904 représentent les performances obtenues avec un égaliseur BDFE, respectivement pour 1 Hz et 9Hz d’étalement Doppler. Pour 1 Hz d’étalement Doppler, le procédé de réception selon l’invention présente un gain de près de 3dB par rapport à l’état de l’art pour un taux d’erreur bit de 10'2. Ce gain est de plus de 7dB pour un étalement Doppler de 9Hz. [0062] La figure 10 présente les performances pour un paramétrage fournissant environ 1800 bits d’information par seconde, avec des blocs de symboles utiles de 108 symboles et un canal de propagation à deux trajets de puissances moyenne identiques. Les courbes 1001 et 1002 représentent les performances obtenues en mettant en oeuvre l’invention, respectivement pour 1 Hz et 5Hz d’étalement Doppler. Les courbes 1003 et 1004 représentent les performances obtenues avec un égaliseur BDFE, respectivement pour 1 Hz et 5Hz d’étalement Doppler. Pour 1 Hz d’étalement Doppler, le procédé de réception selon l’invention présente un gain d’environ 2dB par rapport à l’état de l’art pour un taux d’erreur bit de 10'2. Ce gain est de plus de 2.5dB pour un étalement Doppler de 5Hz.
[0063] Pour des débits faibles à modérés, le procédé de réception selon l’invention présente donc des performances bien meilleures que les égaliseurs selon l’état de l’art, avec une complexité calculatoire très réduite.
[0064] L’invention porte également sur un récepteur, représenté schématiquement à la figure 11 , comprenant une antenne 1101 configurée pour acquérir un signal radiofréquence dans une bande de fréquence donnée, avantageusement la bande de fréquences HF, une chaîne radio 1102 configurée pour transposer le signal acquis vers la bande de base ou une fréquence intermédiaire et le numériser, puis des moyens de calcul 1103 tels qu’un processeur, un processeur de signal numérique (plus connu sous le sigle anglais de DSP pour Digital Signal Processor, un microcontrôleur, un circuit spécialisé tel qu’un ASIC (acronyme anglais pour Application Specific Integrated Circuit, ou circuit intégré spécifique à une application) ou un FPGA (sigle anglais pour Field-Programmable Gate Array, ou réseau de portes logiques programmables), configurés pour mettre en oeuvre un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon un mode de réalisation de l’invention.

Claims

REVENDICATIONS Procédé de réception d’un signal radiofréquences, RF, non étalé spectralement, ledit signal étant transmis par trames, chaque trame comprenant une ou plusieurs séquences de référence (202) et une ou plusieurs séquences de symboles utiles (203), ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comprend :
- une première étape (301 ) de réception, transposition et numérisation d’une trame du signal RF, puis pour au moins une séquence de symboles utiles,
- une deuxième étape (302) d’estimation d’une réponse impulsionnelle du canal de propagation associée à la séquence de symboles utiles (504), à l’aide d’une ou plusieurs des séquences de référence,
- une troisième étape (303) d’extraction (605) des retards et amplitudes des K trajets les plus forts de ladite réponse impulsionnelle du canal de propagation,
- lorsque K est supérieur à 1 , une quatrième étape (304) de traitement de la séquence de symboles utiles par un récepteur Rake à K trajets (505) en utilisant les retards et amplitudes calculés lors de la troisième étape (303). Procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon la revendication 1 , dans lequel la deuxième étape d’estimation d’une réponse impulsionnelle du canal de propagation associée à la séquence de symboles utiles (504) comprend :
- l’estimation d’une première réponse impulsionnelle (602) du canal de propagation à partir d’une séquence de référence située avant ladite séquence de symboles utiles,
- l’estimation d’une deuxième réponse impulsionnelle (603) du canal de propagation à partir d’une séquence de référence située après ladite séquence de symboles utiles, et
- le calcul d’une moyenne (604) entre ladite première réponse impulsionnelle et ladite deuxième réponse impulsionnelle. Procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la quatrième étape de traitement de la séquence de symboles utiles par un récepteur Rake à K trajets (505) comprend :
- pour chaque trajet, l’application d’un recalage temporel (610) et d’un gain (612) à la séquence de symboles utiles,
- la sommation des séquences de symboles utiles recalées et ajustées en gain et la normalisation de la séquence de symboles résultante (613) par un coefficient dépendant des gains appliqués aux trajets. Procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’une des revendications précédentes, comprenant en outre une étape d’estimation de bits de décision souples (508) sur les symboles utiles (506) issus de la quatrième étape (304), lesdits bits de décision souples étant par la suite utilisés comme entrées d’un algorithme de décodage correcteur d’erreurs (510). Procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le signal RF est transmis dans la bande des Hautes Fréquences. Récepteur de signaux radiofréquences, RF, caractérisé en ce qu’il comprend une chaîne radio (1102) configurée pour réaliser la première étape d’un procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement selon l’une des revendications précédentes, et des moyens de calcul (1103) configurés pour mettre en oeuvre les étapes suivantes dudit procédé de réception d’un signal RF non étalé spectralement.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5293401A (en) * 1990-09-06 1994-03-08 Motorola, Inc. Equalizer for linear modulated signal
US20030236081A1 (en) * 2002-06-20 2003-12-25 Alcatel Iterative combining technique for multiple antenna receivers
WO2011160190A1 (fr) * 2010-06-24 2011-12-29 Cohda Wireless Pty Ltd Estimation d'un signal à trajets multiples dans un système de communication sans fil

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5293401A (en) * 1990-09-06 1994-03-08 Motorola, Inc. Equalizer for linear modulated signal
US20030236081A1 (en) * 2002-06-20 2003-12-25 Alcatel Iterative combining technique for multiple antenna receivers
WO2011160190A1 (fr) * 2010-06-24 2011-12-29 Cohda Wireless Pty Ltd Estimation d'un signal à trajets multiples dans un système de communication sans fil

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