WO2023006949A1 - Stromrichterschaltung zum erzeugen einer potentialgetrennten gleichspannung - Google Patents

Stromrichterschaltung zum erzeugen einer potentialgetrennten gleichspannung Download PDF

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Definitions

  • the invention relates to a converter circuit and a converter circuit system for generating a potential-separated DC voltage and its use, as well as a method for generating a potential-separated DC voltage by a converter circuit.
  • a converter circuit for generating a potential-separated DC voltage having: a switchable input converter, a switchable oscillating circuit converter, an m-phase transformer and a rectifier bridge; wherein the input converter is configured to be connected to an n-phase power grid and to generate a pulse-shaped output current from n input currents at an input converter switching frequency fo; wherein the tank converter has m phases and is configured to convert the pulsed output current of the input converter into a tank current in each of the m phases at a tank converter switching frequency fo/m; wherein the m resonant circuit currents in the m phases are each shifted in phase angle to one another; each of the m phases of the oscillating circuit converter having an oscillating circuit capacitor and forming a respective parallel oscillating circuit with a main inductance of the m-th phase of the transformer; wherein each tank circuit capacitor of the m-th phase of the tank circuit converter is configured to provide a magnetizing current for the m
  • the power converter circuit offers the advantage that higher switching frequencies are possible compared to conventional power converters with a DC link and converter. This is accompanied by a reduction in the size of the windings used for input inductances and transformers.
  • the use of large and therefore expensive capacitors, such as electrolytic capacitors for intermediate storage of energy in the DC voltage intermediate circuit, can be dispensed with entirely.
  • the smaller coils and capacitors that can be used for the converter circuit can also be integrated more easily in an automated production process for the converter circuit and, in addition to the lower material costs, also make the production process cheaper.
  • the converter circuit does not require a DC voltage intermediate circuit, but has an input converter, an m-phase oscillating circuit converter, an m-phase transformer and a rectifier bridge, viewed from the input side towards the output, and the converter circuit is connected to an n-phase power supply system on the input side and can be connected and/or connected to an accumulator to be charged on the output side.
  • the converter circuit has no intermediate circuit capacitor between an input converter output and an oscillating circuit converter input.
  • the input converter output is preferably connected directly to the resonant circuit converter input via at least one electrical line, without a further electronic component being configured between the input converter output and the resonant circuit converter input.
  • the input converter and the m-phase oscillating circuit converter are each configured to be switchable.
  • the input converter and the m-phase resonant circuit converter each have at least one switching device which provides an input signal in a switched-on state for a switch-on period TEI P at its output and which supplies the input signal in a switched-off state for a period TOFF make them unavailable at their exit.
  • the switching devices of the input converters and the m-phase oscillating circuit converter can each be switched on and off by applying a control signal to a control input.
  • the control signal can be designed to switch the switching device to a switched-on state when the control voltage is not equal to 0V and to switch the switching device to a switched-off state when the control voltage deviates from this.
  • the control voltage can preferably be a positive voltage for switching on the switching device and a voltage of approximately 0V for switching off the switching device. Switching on the switching device with a control voltage of approximately 0V and switching off the switching device with a positive control voltage is also possible.
  • a periodic, hard switching on and off of the at least one switching device with a predetermined input converter switching frequency fo can be used to generate an output signal with a pulsed profile from a continuous input signal.
  • hard switching means very fast switching of the switching device in order to obtain an output signal with a very steep edge profile during the switching process.
  • the switching frequency fo of the switching devices of the input converter can preferably be constant and can be designed in particular according to the components used in the converter circuit.
  • the input currents can be regulated via pulse width modulation (P WM) of the input converter. The selection of the switching frequency fo is limited only by the switching losses of the input converter.
  • An m-phase transformer is always described below as a transformer configuration in which a primary side of the transformer has m phases, each with a primary winding, and a secondary side of the transformer has m phases, each with a secondary winding.
  • the primary winding of the m-th phase of the primary side is always magnetically coupled to the secondary winding of the m-th phase of the secondary side.
  • the transformer has m primary windings and m secondary windings.
  • the m-phase transformer can preferably have a common core for all m phases, to be used more effectively, and the core may preferably be made of ferrite or amorphous metals.
  • the m-phase transformer can also be configured by connecting m single-phase transformers together.
  • the transformer core can also be made of any soft magnetic material.
  • the primary side is isolated from the secondary side of the m-phase transformer. The use of the m-phase transformer in the converter circuit thus causes potential isolation between the input and the output of the converter circuit.
  • the power grid to which the converter circuit can be connected and/or to which the converter circuit can be connected can be a 1-phase power grid or a multi-phase power grid with any number n of phases.
  • the converter circuit can preferably be connected on the input side to an n-phase AC network, the n network currents preferably being sinusoidal. Another AC shape such as a triangular shape is also possible.
  • the converter circuit can also be connected to an n-phase direct current network and/or to n batteries.
  • the power converter circuit for a multi-phase AC network can preferably be connected to a symmetrical AC network, since the input power converter can then also be constructed symmetrically and the circuit design is simplified.
  • the input power converter can have n input phases, with each input phase having its own connection terminal.
  • the number of input phases of the input power converter and the number of phases of the AC network can be identical.
  • the number n of input phases of the input converter can also be larger or smaller than the number of phases of the power grid, in which case not all phases of the power grid can be connected with a smaller number of input phases or not all input phases with one phase with a larger number of input phases of the power grid can be connected. In such a configuration, only the phases of the input converter that are actually connected are processed further.
  • an input inductance can be or is connected between each phase of the power grid and each input, ie on each input phase of the input power converter.
  • the size of the input inductances depends on an input converter switching frequency fo of the switching devices used in the input converter.
  • the input converter switching frequencies for an input converter without a subsequent DC link can be configured higher than for an input converter with a subsequent DC link, since charging and discharging a large capacitance in the DC link can be omitted. This means that smaller and less expensive input inductances can also be selected for input converters without a subsequent DC voltage intermediate circuit.
  • a sinusoidal input current is generated for each input phase.
  • the pulse-shaped output current of the input converter is not fed into a DC voltage intermediate circuit and smoothed, as is the case with conventional converters, but is converted directly in its m phases into m oscillating circuit currents by the m-phase oscillating circuit converter.
  • phase angles of the m resonant circuit currents in the m phases of the resonant circuit converter are shifted relative to one another.
  • Each m-th phase of the resonant circuit converter preferably has at least one switching device for a positive branch of the resonant circuit converter and at least one switching device for a negative branch of the oscillating circuit converter, the switching devices of the positive branch being switched with a time offset and preferably at the times when the current in the intermediate circuit assumes the value zero.
  • the switching times for switching the m phases on and off differ and are shifted by a phase angle.
  • the number of phases m of the resonant circuit converter is at least two and preferably an odd number of phases.
  • the output signal of the input converter is provided or switched on at the input of each of the m phases by all switching devices of the respective phase during the period mTo for a switch-on period less than or equal to To as an input signal in a switched-on state and for a switch-off period greater than or equal to (m-1) To not made available or switched off in a switched-off state of the respective phase.
  • the resonant circuit converter is preferably configured in such a way that the output signal of the input converter is always provided or switched on at exactly one of the m phases for a switch-on period less than or equal to To, while the output signal of the input converter is not made available at the other m-1 phases or is is switched off. In this way, the on periods of the m phases do not overlap.
  • all switching devices of the resonant circuit converter are configured in such a way that they are preferably switched on and/or switched off at a point in time when the switching devices of the input converter are in a switched-off state during the time period TOFF. This prevents the switching devices of the resonant circuit converter from being overloaded during the switching operations.
  • the switching on and off of the switching devices of the input converter and/or the m-phase oscillating circuit converter can be controlled and/or regulated by a control circuit.
  • This control circuit can be designed as an independent control circuit for switching the switching devices, or it can be integrated into an overall control circuit.
  • an oscillating circuit consisting of an oscillating circuit capacitor and a main inductance of the transformer is configured for each phase, the main inductance being at least part of a primary-side winding in one phase of the m-phase transformer.
  • the parallel resonant circuits are preferably operated at a resonant frequency or close to the resonant frequency.
  • the oscillating circuit capacitors and also the main inductances can also be configured differently from one another, depending on the requirements placed on the power converter circuit.
  • resonant circuit capacitors can be configured on the primary and secondary side. In this case, the resonant circuit capacitors can be distributed centrally on the primary side or distributed on the primary side and the secondary side.
  • the total capacitance of the oscillating circuits results from the entirety of the oscillating circuit capacitors.
  • a magnetizing current is supplied per phase from the respective oscillating circuit capacitor into the winding transmitting on the primary side.
  • the output voltages of the m-phase transformer, which are transmitted in isolated form to the secondary side of the transformer, are then rectified by the rectifier bridge and combined to form a common, isolated direct voltage.
  • An accumulator to be charged can then be and/or connected to this DC voltage in order to be charged.
  • the converter circuit can be connected to a 3-phase AC network and/or the resonant circuit converter and the transformer have three phases.
  • the main inductances of the transformer are configured in a star or delta arrangement.
  • the 3-phase alternating current network to which the converter circuit can be connected can preferably be a symmetrical three-phase network with a network frequency of 50Hz or 60Hz, which is available almost everywhere in both commercial and private environments.
  • the phase angles of the three alternating voltages and currents of the three-phase system each differ by 120°.
  • a three-phase configuration of the tank circuit converter and the transformer also simplifies the circuit design of the converter circuit.
  • the primary-side windings of the 3-phase transformer can be in a delta or Delta arrangement, in a star arrangement or in a zigzag arrangement.
  • the secondary side windings of the 3-phase transformer can be configured in a delta or delta arrangement or in a star arrangement.
  • both the primary and secondary windings of the 3-phase transformer are configured the same and both sides of the transformer have the delta or delta configuration, or both sides of the transformer have the star configuration.
  • mixed arrangements on the primary side and the secondary side of the 3-phase transformer are also possible.
  • the main inductances of the three phases can each make up the entire winding or just part of it.
  • the converter circuit has a protective diode between the input converter and the m phases of the oscillating circuit converter and/or the pulsed output current of the input converter is configured to have a current intensity of 0 A when the m phases of the oscillating circuit converter are respectively switched.
  • the output current of the input converter has a current intensity of 0 A when the switching devices of the input converter are in a switched-off state during the time period TOFF.
  • a configuration with protective diodes should preferably be used to protect the converter circuit.
  • the m main inductances of the m-phase transformer can each be adjusted via an air gap.
  • the m main inductances are set with the air gap during manufacture. In this way, the secondary-side output voltages of the m-phase transformer and the isolated DC voltage at the output of the converter circuit can be easily adjusted.
  • the rectifier bridge is designed as a midpoint circuit or as a B6 rectifier bridge configured.
  • the ripple of the DC voltage at the output of the rectifier bridge can be further reduced by a smoothing capacitor.
  • the midpoint circuit is preferred for smaller output voltages, such as 48V.
  • the diodes of the midpoint circuit have twice the blocking voltage of the diodes of the B6 rectifier bridge.
  • the input power converter has a control circuit and the control circuit is configured to generate pulse patterns for switching the input power converter, the pulse patterns controlling the input power converter in such a way that the reactive power of the input power converter is minimized.
  • the use of a reactive power-optimized control circuit can thus also increase the efficiency of the converter circuit.
  • the control circuit is preferably also configured to generate pulse patterns for switching the switching devices of the oscillating circuit converter.
  • the control circuit can be designed as an independent control circuit for controlling the reactive power, or it can be integrated into an overall control circuit.
  • the input converter switching frequency fo of the converter circuit can be adjusted before or during operation to optimize overvoltages and efficiency or to compensate for parameter deviations.
  • the input power converter switching frequency fo can preferably be adjusted via the control circuit.
  • a further aspect for solving the problem relates to a converter circuit system for generating a potential-separated DC voltage, having: a plurality j of converter circuits as described above, the plurality j of converter circuits being arranged in parallel with one another, and j being a positive integer greater than 1.
  • the individual power converter circuits can be connected in parallel.
  • the converter circuits can also be arranged in a series connection to reduce the voltage stress on the semiconductors and/or to reduce the distortions.
  • the plurality j of converter circuits are configured in such a way that the pulse patterns of the input converters of the parallel-connected converter circuits are shifted by a phase angle 2 tt/j relative to one another with the same input converter switching frequency fo in relation to their period duration To.
  • a phase angle shift is not limited to 2 ⁇ /j, but can also have a different phase angle, which preferably improves and/or optimizes the transformation ratio at the transformers.
  • the ripple can be kept below the standardized value by a sufficiently high number of phase-shifted power converter circuits arranged in parallel. With a sufficiently high number of parallel arranged, phase-shifted power converter circuits, the input inductances can be further reduced and the production of the power converter circuit system can in turn be automated more easily. Such a parallel connection is only possible due to the electrical isolation in the output stage.
  • a further aspect of solving the problem relates to the use of a converter circuit or a converter circuit system as described above for generating a potential-separated DC voltage.
  • Another aspect of solving the problem relates to a method for generating a potential-separated DC voltage using a converter circuit, the converter circuit having an m-phase oscillating circuit converter with one oscillating circuit capacitor per phase and an m-phase transformer, the oscillating circuit capacitor of the m-th phase of the oscillating circuit converter each forming a parallel resonant circuit with a main inductance of the m th phase of the transformer, and the method comprises: receiving n input currents; generating a pulsed current at a switching frequency fo from the n input currents; Converting the pulsed current into m resonant circuit currents at a respective switching frequency fo/m, the phase angle of the resonant circuit currents being shifted with respect to one another; providing a respective magnetizing current for the mth phase of the transformer through the resonant circuit capacitor of the mth phase of the resonant circuit converter; generating m secondary-side output voltages which are electrically isolated from the primary side of the transformer;
  • a further aspect relates to a circuit for a power converter circuit for generating a potential-separated DC voltage, the circuit being electrically connectable to an m-phase transformer, the m-phase transformer being configured m secondary-side output voltages to generate electrically isolated from the primary side of the transformer, the m phases of the m-phase transformer being connected or connectable to a rectifier bridge on the secondary side and the rectifier bridge being configured to rectify the m secondary-side output voltages of the transformer and to generate the electrically isolated DC voltage at an output, wherein the circuit comprises: a switchable input power converter; and a switchable resonant circuit converter; wherein the input converter is configured to be connected to an n-phase power grid and to generate a pulse-shaped output current from n input currents at an input converter switching frequency f0; wherein the tank converter has m phases and is configured to convert the pulsed output current of the input converter into a tank current in each of the m phases at a tank converter switching frequency fO/m; wherein
  • Figure 1 shows a schematic representation of a
  • FIG. 2 shows a schematic representation of a power converter circuit according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes.
  • FIG. 3 shows a time course of input currents, an output current and an output voltage in an input converter according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows a detailed time course of an output current in an input converter and of oscillating circuit currents in an oscillating circuit converter according to preferred embodiments of the present invention.
  • FIG. 5 shows a detailed time profile of switching signals and an output current in an input converter and of switching signals and oscillating circuit currents in an oscillating circuit converter according to a preferred embodiment
  • FIG. 6 shows a time curve of the signals from FIG. 5 spread over time with a comparison of the switching signals at switching times in the oscillating circuit converter according to preferred embodiments of the present invention.
  • Figure 7 shows a detailed time course of a resonant circuit current and associated voltages of a
  • Figure 8 shows a detailed time course of a resonant circuit current and associated voltages of a
  • FIG. 9 shows a schematic representation of a power converter circuit according to a further preferred embodiment of the present invention without
  • Figure 10 shows a schematic representation of a
  • Figure 11 shows a schematic representation of a
  • Figure 12 shows a schematic representation of a
  • Figure 13 shows a schematic representation of a
  • Embodiment of the present invention with an alternative transformer and rectifier bridge circuit.
  • Figure 14 shows a schematic representation of a
  • Embodiment of the present invention with an alternative transformer circuit and an alternative neutral point rectifier bridge.
  • Figure 15 shows a schematic representation of a
  • FIG. 16 shows a detailed time course of mains currents of the AC mains, an output current of the input converter, an oscillating circuit current of the oscillating circuit converter, phase-to-phase transformer voltages of the transformer and a module output current according to the preferred embodiment of the present invention from Figure 15.
  • FIG. 17 shows a block diagram of a control circuit of an input converter according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 shows a time course of the input voltages and the input currents, as well as the active and reactive power consumed in the event of a setpoint jump in the mains current, according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 shows a schematic representation of a power converter circuit system with a plurality of power converter circuits connected in parallel according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 shows a time profile of input currents in a converter circuit system with a different number of converter circuits connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred
  • FIG. 21 shows a time profile of output currents in a converter circuit system with a different number of converter circuits connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 shows a schematic illustration of a converter circuit system with a plurality of converter circuits connected in parallel according to a further preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 shows a time profile of input currents in a converter circuit system with a different number of converter circuits connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred
  • FIG. 24 shows a time profile of output currents in a converter circuit system with a different number of converter circuits connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a power converter circuit 10 according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the converter circuit has an input converter 30, a resonant circuit converter 40, a transformer 50 and a rectifier bridge 60, viewed from the input side in the direction of the output.
  • the power converter circuit 10 can be connected and/or connected to an AC network 20 on the input side and to a rechargeable battery 70 to be charged on the output side.
  • the transformer 50 in FIGS. 1, 2, 7 to 10 and 14 is shown in an idealized manner, ie without coil resistances, hysteresis losses in the core and stray inductances.
  • the AC network 20 in Figure 1 is designed as a 3-phase, symmetrical Three-phase network shown, but can also be a 1-phase AC network or a multi-phase AC network with any number of phases.
  • an input inductance LE is preferably interposed between each phase of the AC network 20 and each input of the input converter 30 .
  • an input inductor LE can be connected to each input, ie to each input phase of the input converter 30, via which the input converter can be connected to the AC network.
  • the size of the input inductances LE depends on a switching frequency fo of the switching devices used in the input converter 30 and can be designed to be correspondingly smaller for a higher input converter switching frequency fo.
  • the input converter 30 itself has two symmetrically arranged switching devices 30i and 30-1, 302 and 30-2, as well as 303 and 30-3 for each phase connected to its inputs, the input converter switching frequency fo of which is controlled via a control input by a control circuit 80 (Not shown in Figure 1) can be regulated.
  • the switching devices are shown here as MOSFETs, but they can also be replaced by other conventional field effect transistors or bipolar transistors.
  • the symmetrically arranged switching devices form a positive and a negative branch for each phase, and the outputs of the positive branch of all phases are combined and/or added in a common positive output.
  • the outputs of the negative branch of all phases are also combined and/or added in a common negative output.
  • the input converter 30 switches the switching devices hard, or with a very steep edge, at an input converter switching frequency fo and generates a sinusoidal input current ii, h and h for each phase at an input voltage ui, U2 and U3.
  • a pulse-shaped output voltage UDC which approximately represents a direct voltage, is present between the common positive and negative outputs of the input converter 30 .
  • the combined and/or added output current IDC also has a pulsed profile.
  • the pulse-shaped output current IDC is not as in the usual Power converters fed into a DC link, but serves as input current for the oscillating circuit converter 40.
  • the oscillating circuit converter 40 in Figure 1 here has three phases, but can also be divided into two or more phases.
  • the resonant circuit converter 40 has two symmetrically arranged switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3, each with an upstream protective diode 42, in which a switching device 40i, 402 and 403 with the positive branch of the output of the input converter 30 and the other switching device 40-1, 40-2 and 40-3 is connected to the negative branch of the output of the input converter 30.
  • the switching devices are switched with a resonant circuit converter switching frequency fo/3 and thereby generate per phase an oscillating circuit current i a , ib and ic at a respective voltage of u a , Ub and u c between the three phases and the negative branch of the input converter 30.
  • No switching losses occur when switching the switching devices of the oscillating circuit converter 40, since the Switching devices each mara in a currentless state of the pulsed output current IDC of the input converter 30 become old. For this reason, the protective diodes 42 are not absolutely necessary if the pulsed output current IDC is regulated in a stable manner.
  • an oscillating circuit consisting of an oscillating circuit capacitor CP and a main inductance LH is configured per phase, the main inductance LH being part of a primary-side winding in one phase of a 3-phase transformer.
  • the main inductance LH per phase is arranged in parallel with a second primary-side inductance, and the three-phase transformer is constructed in a star shape on the primary and secondary sides.
  • the voltage between the neutral point of the transformer and the negative branch of the input converter 30 is designated by the voltage uo-.
  • FIG. 1 only the second inductance on the primary side transfers to the secondary side of transformer 50.
  • a magnetizing current is supplied by the respective resonant circuit capacitor CP for each phase. This results for each phase from the difference between the resonant circuit currents i a , ib and ic and currents ih a , ihb and ihc through the main inductances LH.
  • the main inductances LH can be configured to be adjustable via an air gap.
  • the rectifier bridge 60 is configured in a B6 configuration and the output voltage is smoothed at the output by a smoothing capacitor CG.
  • FIG 2 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes 42.
  • the configuration of the converter circuit 10 is identical to the configuration in Figure 1 apart from the omission of the optional protective diodes 42. Omitting the protective diodes 42 can take place with small leakage inductances in the transformer 50 and enables a reduction in the power loss in the converter circuit 10 and a cost reduction in the layout of the converter circuit 10.
  • FIG. 3 shows a time profile of input currents ii and b, an output current IDC and an output voltage UDC in an input converter 30 according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the behavior of the converter circuits 10 from Figures 1 and 2 in the further description of the figures is always shown with a mains frequency of 500 Hz, with an input inductance LE of 200 mH, with an input converter switching frequency fo of the input converter 30 of 83 kHz, with a capacitance of the resonant circuit capacitor CP of 188nF, a main inductance LH of 169mH and a voltage at the accumulator 70 of 800V are simulated.
  • the axis diagrams for the time curves in Figure 3 always show the time curve on the x-axis (0.0002s steps) and on the y-axis the input currents ii, b and b (20A steps), the output current IDC (10A steps) and the output voltage UDC (100V steps).
  • the phase-shifted, sinusoidal input currents ii, and b have a jagged course with the switching frequency of 83 kHz of the input converter 30 due to the hard switching of the switching devices of the input converter 30 on.
  • the pulse-shaped output voltage UDC has an approximately DC voltage profile and the pulse-shaped output current IDC is composed of the combination and/or addition of the input currents ii, h and h.
  • the invention is not limited to the above frequencies, voltages and currents. Rather, these examples merely serve to illustrate the inventive principle.
  • Figure 4 shows a detailed time course of an output current IDC in an input converter 30 and of resonant circuit currents i a , ib and ic in a resonant circuit converter 40 according to the preferred embodiments of the present invention from Figures 1, 2, 9 to 15, 19 and 22.
  • the axis diagrams for the time curves in FIG. 4 always show the extended time curve on the x-axis (0.00005s steps) and on the y-axis the output current IDC (10A steps) and the resonant circuit currents i a , ib and i c ( 20A steps).
  • the output current IDC of the input converter 30 is shown with a higher temporal resolution than in FIG. 3 in order to clarify the pulse-shaped profile.
  • the oscillating circuit currents i a , ib and ic of the oscillating circuit converter 40 result from the output current IDC of the input converter 30 by phase-shifted switching of the switching devices of the oscillating circuit converter 40 at a switching frequency of fo/3.
  • the oscillating circuit currents i a , ib and ic have a symmetrical, pulsed course with negative and positive amplitude values.
  • FIG. 5 shows a detailed time course of switching signals at the switching devices 30i and 30-1, 302 and 30-2, and 303 and 30-3 and an output current IDC in an input converter 30 and of switching signals at the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, as well as 403 and 40-3 and resonant circuit currents i a , ib and i c in a resonant circuit converter 40 according to the preferred embodiments of the present invention from FIGS the time curves in FIG.
  • Oscillating circuit converter 40 (step: OV to control voltage) and the
  • Control circuit 80 sends switching signals and uses a control input of the respective switching device to control the switching of switching devices 301 and 30-1, 302 and 30-2, as well as 303 and 30-3 of input converter 30, and the switching of switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 of the resonant circuit converter 40.
  • the switching signals are each as
  • Pulse pattern generated by pulse width modulation Pulse pattern generated by pulse width modulation.
  • the pulse patterns for the control inputs of the switching devices 30i and 30-1, 302 and 30-2, and 303 and 30-3 of the input converter 30 each have a control voltage for switching on the switching device (e.g 5V) and for a switch-off period TOFF a control voltage for switching off the switching device (e.g. OV). These pulse patterns are respectively switched on and off complementarily for the two symmetrically arranged switching devices 30i and 30-1, 302 and 30-2, and 303 and 30-3.
  • the pulse widths and switching times of the pulse patterns (TEI P ) of the three phases of the input converter 30 are matched to one another in such a way that a pulse-shaped output current bc is generated from the sum of the sinusoidal input currents h and b.
  • the pulsed output current bc of the input converter 30 is provided at the input of the m phases of the oscillating circuit converter 40 at the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3.
  • the switching processes at the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 always take place at times at which the pulsed output current bc des Input converter 30 has a value of 0A, so no current at the input of the resonant circuit converter 40 flows. In this way, there are no switching losses at the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 of the resonant circuit converter 40.
  • the switch-on periods of the three switching devices 40i, 402 and 403 are preferably on the positive branch of the inputs am Oscillating circuit converter 40 each offset in time by To, so that only at the input of one phase of the three phases is a positive amount of the pulsed output current bc of the input converter 30 present.
  • the switch-on periods of the three switching devices 40-1, 40-2 and 40-3 on the negative branch of the inputs on the oscillating circuit converter 40 are preferably offset in time by To, so that only at the input of one phase of the three phases is there a negative amount of the pulsed output current bc of the input converter 30 is applied.
  • the switch-on times of the symmetrical switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 are preferably offset in time by 1.5 To.
  • the sum of the currents through the respective symmetrical switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 then result in the oscillating circuit currents i a , ib and ic in the oscillating circuit converter 40.
  • Figure 6 shows a time profile of the signals from Figure 5 stretched out over time with a comparison of the switching signals at switching times in resonant circuit converter 40 according to the preferred embodiments of the present invention from Figures 1 and 2.
  • the axis diagrams for the time profiles in Figure 6 always show the extended time course on the x-axis (0.000005s steps) and on the y-axis the same representations as in Figure 5.
  • Figure 6 shows that switching operations on the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, as well 403 and 40-3 always take place at points in time at which the pulsed output current bc of the input converter 30 has a value of 0A.
  • FIG. 7 shows a detailed time profile of a resonant circuit current i a and associated voltages of a resonant circuit converter 40 according to the preferred embodiment of the present invention from FIG. 1 with protective diodes 42.
  • the axis diagrams for the time profiles in FIG always the time course on the x-axis (0.00002s steps) and on the y-axis the resonant circuit current i a (20A steps), the negative voltages u a -, Ub- and Uc- of the resonant circuit converter 40 (200V steps) , the secondary-side output voltages u a b, Ubc and u ca at the transformer 50 (200V steps) and the voltage uo- between the star point of the transformer 50 and the negative branch of the input converter 30 (100V steps). In doing so, he will
  • Figure 8 shows a detailed time profile of a resonant circuit current i a and associated voltages of a resonant circuit converter 40 according to the further preferred embodiment of the present invention without protective diodes from Figure 2.
  • the axis diagrams for the time profiles in Figure 8 correspond to the axis diagrams from Figures 7 and always show the time course on the x-axis (0.00002s steps) and on the y-axis the oscillating circuit current i a (20A steps), the negative voltages u a -, Ub- and Uc- of the oscillating circuit converter 40 ( 100V steps), the secondary-side output voltages u a b, Ubc and u ca at the transformer 50 (200V steps) and the voltage uo- between the star point of the transformer 50 and the negative branch of the input converter 30 (100V steps).
  • the omission of the protective diodes 42 in FIG. 2 results in a smoothing of the voltages, as can be seen in comparison with FIG.
  • Figure 9 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes 42 and an alternative primary-side transformer circuit 50.
  • the embodiment in Figure 9 is based on the embodiment from Figure 2.
  • no second primary-side inductance is configured in parallel with the main inductance LH per phase, but rather the main inductance LH is also used for transmission im Transformer 50 to the secondary side.
  • FIG. 10 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes 42 and an alternative transformer circuit 50 in a delta arrangement.
  • the embodiment in FIG. 10 is based on the embodiment from FIG. 9.
  • the main inductances LH in FIG. 10 are configured in a delta arrangement.
  • the resulting capacitance of the resonant circuit capacitors CP facing the input converter 30 is greater in the delta arrangement than in the star connection. Among other things, this leads to lower overvoltages in the converter circuit 10.
  • FIG. 11 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes 42 and an alternative rectifier bridge circuit 60.
  • the embodiment in Figure 11 is based on the embodiment from Figure 9.
  • FIG. 11 shows a rectifier bridge with additional resonant circuit capacitors CP on the secondary side.
  • These oscillating circuit capacitors CP form an oscillating circuit on the secondary side with the main inductance of the transformer 50 .
  • the division of the oscillating circuit capacitors CP serves to protect individual components in the converter circuit 10.
  • the total capacitance of the oscillating circuits in the converter circuit 10 results from the entirety of the oscillating circuit capacitors CP.
  • FIG. 12 shows a schematic representation of a power converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention without protective diodes 42 and an alternative rectifier bridge 60 with a midpoint connection.
  • the embodiment in FIG. 12 is based on the embodiment from FIG. 9.
  • a rectifier bridge with a midpoint connection is shown in FIG.
  • a step-down converter circuit can additionally be configured between the rectifier bridge 60 and the accumulator 70.
  • a step-up converter circuit can additionally be configured between the rectifier bridge 60, if this is designed as an active bridge with transistors, and the accumulator 70.
  • Figure 13 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention with an alternative transformer circuit 50 and rectifier bridge circuit 60.
  • the embodiment in Figure 13 is based on the embodiment from Figure 1, but represents the transformer circuit 50 as an equivalent circuit diagram of a real transformer 50 with leakage inductances.
  • a distributed arrangement of the oscillating circuit capacitors CP can integrate parasitic capacitances and/or inductances better into the circuit concept, depending on the configuration. In this case, the specific configuration depends on the structure of the overall arrangement.
  • FIG. 14 shows a schematic representation of a power converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention with an alternative transformer circuit 50 and an alternative rectifier bridge 60 with a midpoint connection as already explained for FIG.
  • protection diodes 42 are shown at the input of the tank circuit converter 40 as an optional configuration.
  • the midpoint circuit in turn reduces the losses of the output rectification. However, the required blocking voltage of the diodes is doubled.
  • FIG. 15 shows a schematic representation of a converter circuit 10 according to a further preferred embodiment of the present invention with an alternative transformer circuit 50.
  • protective diodes 42 are shown at the input of the oscillating circuit converter 40 as an optional configuration.
  • the transformer 50 is shown as a real transformer, ie with coil resistances and leakage inductances.
  • the converter circuit 10 from Figure 15 is operated with a 3-phase input converter 30, oscillating circuit converter 40 and transformer 50 in a further simulation on a 3-phase, symmetrical three-phase network with a mains frequency of 50Hz and a mains voltage of 230V per phase and 400V overall and represents a test design for a 50 kW converter circuit 10.
  • An inductance of 40 mH is selected as the input inductance LE for each phase of the input converter 30 and the input converter 30 is operated with an input converter switching frequency fo of 83 kHz.
  • the capacitance of the tank circuit capacitor CP per phase of the tank circuit converter 40 is set at 195 nF, the magnetizing inductance LH of the transformer 50 at 175 mH, and the total leakage inductance of the transformer 50 at 2 mH.
  • a capacitor parallel to the output has a value of 10pF and an inductance in series with the output has a value of 5mH. assumed.
  • the voltage at the accumulator is fixed at 800V. In the case of the topology without protective diodes, the costs and the power loss in the converter circuit 10 are in turn reduced. However, the leakage inductances must not become too great in this case.
  • Figure 16 shows a detailed time course of mains currents of the AC network 20, an output current of the input converter 30, a resonant circuit current of the resonant circuit converter 40, line-to-line transformer voltages of the transformer 50 and a module output current according to the preferred embodiment of the present invention from Figure 15.
  • the axis diagrams for the time courses in 16 always shows the time course on the x-axis (0.00001s steps) and on the y-axis the input currents h, b and h (50A steps), the output current bc (20A steps), the resonant circuit current i a (50A steps), the phase-to-phase transformer voltages UTrafo (500V steps) and the module output current iout (50A steps).
  • the phase-shifted, sinusoidal line currents ii, b and b have a jagged course with the switching frequency of 83 kHz of the input converter 30 due to the hard switching of the switching devices of the input converter 30 .
  • the pulsed output current IDC is made up of the combination and/or addition of the input currents ii and b.
  • the oscillating circuit current i a of the oscillating circuit converter 40 results from the output current IDC of the input converter 30 by phase-shifted switching of the switching devices of the oscillating circuit converter 40 at a switching frequency of fo/3.
  • the oscillating circuit current i a has a symmetrical, pulse-shaped profile with negative and positive amplitude values.
  • the phase-to-phase transformer voltages of the transformer 50 result from the interaction of the oscillating circuit currents i a , ib and ic.
  • At the output of the rectifier bridge 60 there is a rippled module output current, which is smoothed out by a filter circuit before it is fed to the accumulator 70 .
  • FIG. 17 shows a block diagram of a control circuit 80 of an input converter 30 according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the reactive power consumed by the input converter 30 is to be regulated to zero with the control circuit 80 .
  • the input voltages ui, U2 and U3 and the input currents ii and b are converted in a space vector converter 82 into mains voltage and current space vectors.
  • the reciprocal amount of ÜN is calculated in a reciprocal converter 84 from the ab components UN and UNP of the grid voltage space vector. This reciprocal absolute value is then multiplied by the ab components of the mains voltage in two first multipliers 86, resulting in ab components with the amplitude 1 one.
  • These ß components of the voltage are then multiplied by a current setpoint INSOII of the superimposed control in two second multipliers 88 and thereby the nominal values iNasoii and iNßsoii of the ß mains currents are formed.
  • These current setpoints iNasoii and iNßsoii are then phase-shifted in a current setpoint phase-shifting unit 90, which will be discussed again below.
  • These phase-shifted desired current values are compared with the actual current values INO and iNß in a comparison element 92 and supplied to ß current regulators 94 .
  • a disturbance variable feed-in 96 is carried out with the down-components of the mains voltage. Desired control voltages USRQSOII and usRßsoii are generated as an output signal and are made available to the input converter 30 for pulse pattern generation. The desired control voltages USRQSOII and usRßsoii are desired values of the average power converter output voltage over a period. The target voltages are converted into the corresponding pulse widths of the pulse width modulation for the switching devices 30i to 303. A reactive power control takes place in the core element of the control circuit 80 .
  • the reactive power consumed is calculated from the ß components of the network variables in a reactive power calculation unit 98 and compared with the reactive power value of zero.
  • a reactive power arises when there is a phase shift between the input voltages ui, U2 and U3 and the input currents ii, b and h. Due to the control of alternating variables, there is always a phase shift between the actual current value and the current setpoint.
  • a reactive power controller 100 generates a phase angle cp which shifts the phase of the target value of the mains currents in such a way that no reactive power is consumed. Due to the possibility of using very high switching frequencies, the control circuit 80 has high control dynamics with a very stable control behavior at the same time. In the simulation data shown here, for example, a switching frequency fo of the input converter 30 of 83 kHz is used, which allows the use of SIC components with a simplified design of the converter circuit 10.
  • control circuit 80 preferably has additional control units which switch switching devices 30i and 30-1, 302 and 30-2, and 303 and 30-3 of input converter 30 and 303 and 30-3 on and off controls and/or regulates the switching devices 40i and 40-1, 402 and 40-2, and 403 and 40-3 of the 3-phase resonant circuit converter 40 on and off.
  • the control units for switching the switching devices of the input converter 30 and the oscillating circuit converter 40 on and off can also be designed as a separate control circuit separate from the control circuit 80 .
  • an L-C-L filter can be connected upstream on the mains side. In this way, voltage-impressing control is possible instead of current-impressing control.
  • FIG. 18 shows a time course of the input voltages ui, U2 and U3 and the input currents ii, h and h, as well as the consumed active power p(t) and reactive power q(t) in the event of a setpoint jump in the mains current according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the axis diagrams for the time curves in Figure 18 always show the time curve on the x-axis and on the y-axis the input currents i-i, and h, the input voltages ui, U2 and U3, the active power consumed p(t) and the consumed Reactive power q(t).
  • control circuit 80 controls the input converter 30 of the converter circuit in such a way that the reactive power q(t) consumed is again at zero shortly after the setpoint jump.
  • a mains frequency of the feeding mains of 500 Hz was selected for the simulation in FIG. 18 for better representation.
  • FIG. 19 shows a schematic representation of a converter circuit system 1 with a plurality j of parallel-connected converter circuits 10 according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the embodiments of the power converter circuit 10 described above are configured in parallel between the AC grid 20 and the accumulator 70 .
  • This parallel connection is possible due to the potential isolation in the output stage of the individual power converter circuits 10 .
  • the ripple of the input currents ii and h can also be reduced with the same physical size of the input inductances LE. If the ripple is optimized, it is possible to further reduce the overall size of the input inductances LE.
  • FIG. 20 shows a time profile of input currents 11 in a converter circuit system 1 with a different number of converter circuits 10 connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred embodiment of the present invention.
  • FIG. 20a shows the parallel time course of three individual input currents 11 of three parallel-connected power converter circuits 10 in a diagram, the input currents 11 of the parallel
  • FIG. 20b now shows the combined input current 11 of the current circuit system 1 consisting of the three added input currents 11 of the parallel, phase-shifted input converters 30, whose amplitude was divided by the number of three parallel converter circuits 10.
  • the time offset of the phases results in To/3.
  • FIG. 20c shows the combined input current 11 of a current circuit system 1 consisting of six converter circuits 10 connected in parallel.
  • the time offset of the phases results in To/6.
  • FIG. 20b it is clear here that the ripple of the combined input current 11 can be reduced by a higher number of converter circuits 10 connected in parallel.
  • FIG. 21 shows a time curve of output currents iout in a converter circuit system 1 with a different number of converter circuits 10 connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the axis diagrams for the time curves in FIG. 21 always show the time curve on the x-axis and on the y-axis three output currents iout from three parallel-connected converter circuits 10 (5A steps), the combined output current iout from three parallel-connected converter circuits 10 ( 2A steps) and the combined output current iout of six parallel-connected converter circuits 10 (2A steps).
  • FIG. 21a comparable to FIG.
  • FIG. 20a shows the parallel time profile of three individual output currents iout from three converter circuits 10 connected in parallel in a diagram.
  • FIG. 21b shows the addition of the three individual output currents iout from FIG. 21a.
  • FIG. 21c again shows the addition of six individual output currents iout of a current circuit system 1 consisting of six converter circuits 10 connected in parallel.
  • the ripple of the combined output current iout is reduced by a higher number of converter circuits 10 connected in parallel.
  • FIG. 22 shows a schematic representation of a converter circuit system 1 with a plurality of parallel-connected converter circuits 10 according to a further preferred embodiment of the present invention.
  • Figure 22 shows a complete equivalent circuit diagram of the power converter circuit 10 from Figure 19.
  • FIG. 23 shows a time profile of input currents ii and h in a converter circuit system 1 with a different number of converter circuits 10 connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the axis diagrams for the time curves in FIG. 23 always show the time curve on the x-axis (0.002s steps) and on the y-axis three input currents ii and h from a converter circuit 10 (50A steps), the input currents ii, h and h of three converter circuits connected in parallel 10 (100A steps) and the combined input currents ii, and b of six parallel-connected converter circuits 10 (200A steps). It is clear here that an increase in the number of converter circuits 10 connected in parallel results in an increase in the reduction in current ripple.
  • FIG. 24 shows a time course of output currents in a converter circuit system 1 with a different number of converter circuits 10 connected in parallel, each with a time phase offset according to a preferred embodiment of the present invention.
  • the axis diagrams for the time curves in FIG. 24 always show the time curve on the x-axis (0.000005s steps) and on the y-axis the individual output currents iout of three parallel-connected converter circuits 10 (50A steps), the combined output current iout of three power converter circuits 10 connected in parallel (50A steps) and the combined output current iout of six power converter circuits 10 connected in parallel (50A steps).
  • stray inductances in the transformer 50 are taken into account. It is again clear that with an increase in the number of converter circuits 10 connected in parallel, an increase in the current ripple reduction in the output current is achieved.

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Abstract

Stromrichterschaltung (10) zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung (uout), aufweisend: einen schaltbaren Eingangsstromrichter (30), einen schaltbaren Schwingkreisstromrichter (40), einen m-phasigen Transformator (50) und eine Gleichrichterbrücke (60); wobei der Eingangsstromrichter (30) konfiguriert ist mit einem n-phasigen Stromnetz (20) verbunden zu werden und bei einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz f0 aus n Eingangsströmen (i1; i2; i3) einen pulsförmigen Ausgangsstrom (IDC) zu erzeugen; wobei der Schwingkreisstromrichter (40) m Phasen aufweist und konfiguriert ist, den pulsförmigen Ausgangsstrom (IDC) des Eingangsstromrichters (30) in jeder der m Phasen bei einer Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz f0/m in einen Schwingkreisstrom (ia; ib; ic) umzuwandeln; wobei die m Schwingkreisströme (ia; ib; ic) in den m Phasen jeweils im Phasenwinkel zueinander verschoben sind; wobei jede der m Phasen des Schwingkreisstromrichters (40) einen Schwingkreiskondensator (Cp) aufweist und mit einer Hauptinduktivität (Lh) der m-ten Phase des Transformators (50) jeweils einen Parallelschwingkreis bildet; wobei jeweils der Schwingkreiskondensator (Cp) der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters (40) konfiguriert ist, einen Magnetisierungsstrom für die m-te Phase des Transformators (50) bereitzustellen und der Transformator (50) konfiguriert ist m sekundärseitige Ausgangsspannungen (uab; ubc; uca) potentialgetrennt von der Primärseite des Transformators (50) zu erzeugen; wobei die m Phasen des Transformators (50) sekundärseitig mit der Gleichrichterbrücke (60) verbunden sind und die Gleichrichterbrücke (60) konfiguriert ist, die m sekundärseitige Ausgangsspannungen (uab; ubc; uca) des Transformators (50) gleichzurichten und an einem Ausgang die potentialgetrennte Gleichspannung (uout) zu erzeugen; und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.

Description

Stromrichterschaltung zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Stromrichterschaltung und ein Stromrichterschaltungs system zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung und deren Verwendung, sowie ein Verfahren zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung durch eine Stromrichterschaltung.
Mobile elektrische Anwendungen, insbesondere in der Fahrzeugtechnik, benötigen immer leistungsstärkere Traktionsbatterien und Akkumulatoren, um über längere Zeit ausreichend elektrische Energie geliefert zu bekommen. Für das Laden solcher leistungsstarken Traktionsbatterien mit Gleichstrom wird wegen hoher Schutzanforderungen an solche Ladestationen eine Potentialtrennung zwischen dem speisenden Wechselstromnetz und der an einer Traktionsbatterie anzulegenden Gleichspannung benötigt. Diese Potentialtrennung erfolgt im Stand der Technik entweder auf der Netzseite durch Transformatoren oder innerhalb eines Stromrichters durch den Einsatz eines hochfrequent getakteten Umrichters. Diese Umrichter in den Stromrichtern sind meist einphasig ausgeführt und werden aus einem vorgelagerten Gleichspannungs-Zwischenkreis gespeist. Für hohe Ladeleistungen über 100 kW sind Ladestationen mit netzseitigem Transformator oder einem Stromrichter mit Gleichspannungs-Zwischenkreis und Umrichter sehr teuer. Ein wesentlicher Grund hierfür sind die Kosten der Wickelgüter und der Kondensatoren zur Energiezwischenspeicherung, welche für solche elektrischen Schaltungen der Ladestationen benötigt werden. Hierbei können geeignete Netztransformatoren nicht automatisiert hergestellt werden und zudem entstehen durch den hohen Materialaufwand für Eisenkerne und Wckelgüter hohe Herstellungskosten. Beim Einsatz von Umrichtern in diesem Leistungsbereich sind dabei die zu verwendenden Schaltfrequenzen vergleichsweise gering und zwingen deshalb zu einer manuellen und damit kostenintensiven Verdrahtung der Stromrichterschaltungen. Soll aber der Bereich Elektromobilität neben dem gewerblichen Umfeld auch eine breite Anwendung im privaten Einsatz finden, müssen leistungsfähige Schnellladeeinrichtungen deutlich günstiger werden.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Stromrichterschaltung und ein Verfahren zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung bereitzustellen, welche geringere Kosten bei den zu verwendeten Wickelgütern und Energiespeichern verursacht und eine weitgehend automatisierte Fertigung ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der nebengeordneten Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Ein Aspekt zur Lösung der Aufgabe betrifft eine Stromrichterschaltung zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung, aufweisend: einen schaltbaren Eingangsstromrichter, einen schaltbaren Schwingkreisstromrichter, einen m-phasigen Transformator und eine Gleichrichterbrücke; wobei der Eingangsstromrichter konfiguriert ist, mit einem n-phasigen Stromnetz verbunden zu werden und bei einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo aus n Eingangsströmen einen pulsförmigen Ausgangsstrom zu erzeugen; wobei der Schwingkreisstromrichter m Phasen aufweist und konfiguriert ist, den pulsförmigen Ausgangsstrom des Eingangsstromrichters in jeder der m Phasen bei einer Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz fo/m in einen Schwingkreisstrom umzuwandeln; wobei die m Schwingkreisströme in den m Phasen jeweils im Phasenwinkel zueinander verschoben sind; wobei jede der m Phasen des Schwingkreisstromrichters einen Schwingkreiskondensator aufweist und mit einer Hauptinduktivität der m-ten Phase des Transformators jeweils einen Parallelschwingkreis bildet; wobei jeweils der Schwingkreiskondensator der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters konfiguriert ist, einen Magnetisierungsstrom für die m-te Phase des Transformators bereitzustellen und der Transformator konfiguriert ist m sekundärseitige Ausgangsspannungen potentialgetrennt von der Primärseite des Transformators zu erzeugen; wobei die m Phasen des Transformators sekundärseitig mit der Gleichrichterbrücke verbunden sind und die Gleichrichterbrücke konfiguriert ist, die m sekundärseitige Ausgangsspannungen des Transformators gleichzurichten und an einem Ausgang die potentialgetrennte Gleichspannung bereitzustellen; und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.
Dabei bietet die Stromrichterschaltung den Vorteil, dass im Vergleich zu herkömmlichen Stromrichtern mit Gleichspannungs-Zwischenkreis und Umrichter höhere Schaltfrequenzen möglich sind. Damit einhergehend ist eine Reduktion der Baugröße der eingesetzten Wickelgüter bei Eingangsinduktivitäten und Transformatoren möglich. Auf den Einsatz von großen und damit teuren Kondensatoren wie beispielsweise Elektrolytkondensatoren zur Energiezwischenspeicherung im Gleichspannungs-Zwischenkreis kann dabei ganz verzichtet werden. Die für die Stromrichterschaltung einsetzbaren kleineren Wickelgüter und Kondensatoren können zudem leichter in einem automatisierten Herstellungsprozess der Stromrichterschaltung integriert werden und verbilligen neben den geringeren Materialkosten auch den Herstellungsprozess.
Die Stromrichterschaltung benötigt hierbei keinen Gleichspannungs-Zwischenkreis, sondern weist von der Eingangsseite in Richtung zum Ausgang betrachtet, einen Eingangsstromrichter, einen m-phasigen Schwingkreisstromrichter, einen m- phasigen Transformator und eine Gleichrichterbrücke auf und die Stromrichterschaltung ist eingangsseitig an ein n-phasiges Stromnetz und ausgangsseitig an einen aufzuladenden Akkumulator anschließbar und/oder verbindbar. Insbesondere weist die Stromrichterschaltung zwischen einem Eingangsstromrichterausgang und einem Schwingkreisstromrichtereingang keinen Zwischenkreiskondensator auf. Hierbei ist der Eingangsstromrichterausgang vorzugsweise direkt über mindestens eine elektrische Leitung mit dem Schwingkreisstromrichtereingang verbunden, ohne dass zwischen dem Eingangsstromrichterausgang und dem Schwingkreisstromrichter-eingang eine weitere elektronische Komponente konfiguriert ist.
Dabei sind der Eingangsstromrichter und der m-phasige Schwingkreisstromrichter jeweils schaltbar konfiguriert. Das heißt der Eingangsstromrichter und der m- phasige Schwingkreisstromrichter weisen jeweils mindestens eine Schaltreinrichtung auf, welche ein Eingangssignal in einem eingeschalteten Zustand für einen Einschaltzeitraum TEIP an ihrem Ausgang bereitstellen und welche das Eingangssignal in einem ausgeschalteten Zustand für einen Zeitraum TAUS an ihrem Ausgang nicht verfügbar machen. Die Schalteinrichtungen der Eingangsstromrichter und der m-phasige Schwingkreisstromrichter können dabei jeweils durch Anlegen eines Steuersignals an einen Steuereingang ein- und ausgeschalten werden. Das Steuersignal kann dabei ausgelegt sein, bei einer Steuerspannung ungleich 0V die Schalteinrichtung in einen eingeschalteten Zustand zu versetzen und bei einer davon abweichenden Steuerspannung die Schalteinrichtung in einen ausgeschalteten Zustand zu versetzen. Vorzugsweise kann die Steuerspannung zum Einschalten der Schalteinrichtung eine positive Spannung sein und zum Ausschalten der Schalteinrichtung eine Spannung von etwa 0V. Ein Einschalten der Schalteinrichtung mit einer Steuerspannung von etwa OV und ein Ausschalten der Schalteinrichtung mit einer positiven Steuerspannung ist ebenso möglich.
Durch ein periodisches, hartes Ein- und Ausschalten der mindestens einen Schalteinrichtung mit einer vorgegebenen Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo kann aus einem kontinuierlichen Eingangssignal ein Ausgangssignal mit pulsförmigem Verlauf erzeugt werden. Ein hartes Schalten bedeutet hierbei ein sehr schnelles Schalten der Schalteinrichtung, um ein Ausgangssignal mit sehr steilem Flankenverlauf während des Schaltvorgangs zu erhalten. Die Schaltfrequenz fo der Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters kann vorzugsweise konstant sein und kann insbesondere nach den verwendeten Komponenten in der Stromrichterschaltung ausgelegt werden. Die Regelung der Eingangsströme kann über eine Pulsweitenmodulation (P WM) des Eingangsstromrichters erfolgen. Begrenzt wird die Auswahl der Schaltfrequenz fo nur durch die Schaltverluste des Eingangsstromrichters.
Mit einem m-phasigen Transformator ist im Weiteren stets eine Transformator- Konfiguration beschrieben, bei der eine Primärseite des Transformators m Phasen mit je einer Primärwicklung und eine Sekundärseite des Transformators m Phasen mit je einer Sekundärwicklung aufweist. Dabei ist die Primärwicklung der m-ten Phase der Primärseite stets mit der Sekundärwicklung der m-ten Phase der Sekundärseite magnetisch gekoppelt. In anderen Worten weist der Transformator m Primärwicklungen und m Sekundärwicklungen auf. Der m-phasige Transformator kann hierbei vorzugsweise einen gemeinsamen Kern für alle m Phasen aufweisen, um effektiver genutzt zu werden und der Kern kann vorzugsweise aus Ferrit oder amorphen Metallen bestehen. Der m-phasige Transformator kann aber auch durch das Zusammenschalten von m Einphasentransformatoren konfiguriert sein. Der Transformatorkern kann auch aus einem beliebigen weichmagnetischen Werkstoff gefertigt sein. Die Primärseite ist dabei von der Sekundärseite des m-phasigen Transformators potentialgetrennt. Der Einsatz des m-phasigen Transformators in der Stromrichterschaltung bewirkt somit eine Potentialtrennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Stromrichterschaltung.
Das Stromnetz, an welches die Stromrichterschaltung anschließbar ist und/oder mit dem die Stromrichterschaltung verbindbar ist, kann ein 1-phasiges Stromnetz oder ein mehrphasiges Stromnetz mit beliebiger Anzahl n an Phasen sein. Hierbei kann die Stromrichterschaltung eingangsseitig vorzugsweise an ein n-phasiges Wechselstromnetz angeschlossen werden, wobei die n Netzströme vorzugsweise sinusförmig sind. Eine andere Wechselstromform wie beispielsweise eine Dreiecksform, ist ebenso möglich. Die Stromrichterschaltung kann aber auch an ein n-phasiges Gleichstromnetz und/oder an n Batterien anschließbar sein.
Die Stromrichterschaltung für ein mehrphasiges Wechselstromnetz ist vorzugsweise mit einem symmetrischen Wechselstromnetz verbindbar, da der Eingangsstromrichter dann ebenfalls symmetrisch aufgebaut werden kann und das Schaltungsdesign vereinfacht wird. Der Eingangsstromrichter kann n Eingangsphasen aufweisen, wobei jede Eingangsphase eine eigene Anschlussklemme aufweisen kann. Insbesondere kann die Anzahl der Eingangsphasen des Eingangsstromrichters und die Anzahl der Phasen des Wechselstromnetzes identisch sein. Die Anzahl n der Eingangsphasen des Eingangsstromrichters kann aber auch größer oder kleiner als die Anzahl der Phasen des Stromnetzes sein, wobei dann bei einer kleineren Anzahl an Eingangsphasen nicht alle Phasen des Stromnetzes anschließbar sind oder bei einer größeren Anzahl an Eingangsphasen nicht alle Eingangsphasen mit einer Phase des Stromnetzes anschließbar sind. In einer solchen Konfiguration werden dann nur die tatsächlich angeschlossenen Phasen des Eingangsstromrichters weiterverarbeitet. Die Flexibilität im Design der Stromrichterschaltung ermöglicht deren Einsatz in einer Vielzahl von Anwendungen, die nicht auf einen bestimmten Typ von Stromnetzen beschränkt sind. Beim Anschluss der Stromrichterschaltung an das Stromnetz ist zu beachten, dass zwischen jeder Phase des Stromnetzes und jedem Eingang, d.h. an jeder Eingangsphase des Eingangsstromrichters eine Eingangsinduktivität (zwischen-) geschaltet sein kann oder ist. Die Größe der Eingangsinduktivitäten richtet sich dabei nach einer Eingangsstromrichter- Schaltfrequenz fo der in dem Eingangsstromrichter genutzten Schalteinrichtungen. Hierbei können die Eingangsstromrichter-Schaltfrequenzen für einen Eingangsstromrichter ohne anschließenden Gleichspannungs-Zwischenkreis höher konfiguriert sein als für einen Eingangsstromrichter mit anschließenden Gleichspannungs-Zwischenkreis, da ein Laden und Entladen einer großen Kapazität im Gleichspannungs-Zwischenkreis entfallen kann. Somit können für Eingangsstromrichter ohne anschließenden Gleichspannungs-Zwischenkreis auch kleinere und kostengünstigere Eingangsinduktivitäten gewählt werden.
Im Betrieb schaltet der Eingangsstromrichter seine Schalteinrichtungen hart bei einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo und einer Periodendauer von To = 1/ fo mit To = TEIP + TAUS für einen Schaltzyklus und erzeugt pro Eingangsphase n jeweils einen Eingangsstrom, wobei die Eingangsströme am Ausgang des Eingangsstromrichters zu einem pulsförmigen Ausgangsstrom zusammengeführt und/oder addiert werden. Beim Anschluss an ein n-phasiges Wechselstromnetz mit n sinus-förmigen Netzströmen werden entsprechend pro Eingangsphase jeweils ein sinus-förmiger Eingangsstrom erzeugt. Der pulsförmige Ausgangsstrom des Eingangsstromrichters wird dabei nicht wie bei den gängigen Stromrichtern in einen Gleichspannungs-Zwischenkreis gespeist und geglättet, sondern wird durch den m- phasigen Schwingkreisstromrichter direkt in seinen m Phasen in m Schwingkreisströme umgewandelt. Dabei sind die Phasenwinkel der m Schwingkreisströme in den m Phasen des Schwingkreisstromrichters zueinander verschoben. Hierzu werden alle Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters mit einer Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz fo/m bei einer Periodendauer von mTo = m / fo für einen Schaltzyklus geschalten, wobei die Schalteinrichtungen einer m-ten Phase derart geschalten sind, dass ein Schwingen der Schwingkreisströme im Schwingkreis der m-ten Phase bewirkt wird. Vorzugsweise weist jede m-te Phase des Schwingkreisstromrichters mindestens eine Schalteinrichtung für einen positiven Ast des Schwingkreisstromrichters und mindestens eine Schalteinrichtung für einen negativen Ast des Schwingkreisstromrichters auf, wobei die Schalteinrichtungen des positiven Asts zeitlich versetzt und bevorzugt zu den Zeitpunkten geschalten werden, in denen der Strom im Zwischenkreis den Wert Null annimmt. Die Schaltzeitpunkte zum Ein- und Ausschalten der m Phasen unterscheiden sich und sind um einen Phasenwinkel verschoben. Dabei ist die Anzahl der Phasen m des Schwingkreisstromrichters mindestens zwei und vorzugsweise eine ungerade Anzahl an Phasen. Das Ausgangssignal des Eingangsstromrichters wird am Eingang jeder der m Phasen durch alle Schalteinrichtungen der jeweiligen Phase während der Periodendauer mTo für einen Einschaltzeitraum kleiner oder gleich To als Eingangssignal in einem eingeschalteten Zustand bereitgestellt beziehungsweise eingeschaltet und für einen Ausschaltzeitraum größer oder gleich (m-1) To in einem ausgeschalteten Zustand der jeweiligen Phase nicht verfügbar gemacht beziehungsweise ausgeschaltet. Der Schwingkreisstromrichter ist dabei vorzugsweise derart konfiguriert, dass das Ausgangssignal des Eingangsstromrichters stets genau an einer der m Phasen für einen Einschaltzeitraum kleiner oder gleich To bereitgestellt wird beziehungsweise eingeschaltet ist, während an den anderen m-1 Phasen das Ausgangssignal des Eingangsstromrichters nicht verfügbar gemacht wird beziehungsweise ausgeschaltet ist. Auf diese Weise überlappen die Einschaltzeiträume der m Phasen nicht. Zudem sind alle Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters derart konfiguriert, dass sie vorzugsweise zu einem Zeitpunkt ein- und/oder ausgeschalten werden, wenn sich die Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters in einem ausgeschalteten Zustand während des Zeitraums TAUS befindet. Auf diese Weise wird eine Überlastung der Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters während der Schaltvorgänge verhindert. Dabei kann das Ein- und Ausschalten der Schalteinrichtungen des E ingangsstrom richters und/oder des m-phasige Schwingkreisstromrichters durch eine Regelungsschaltung gesteuert und/oder geregelt werden. Diese Regelungsschaltung kann als eine eigenständige Regelungsschaltung für das Schalten der Schalteinrichtungen ausgeführt sein, oder in einer Gesamtregelungsschaltung integriert sein.
In dem Schwingkreisstromrichter ist pro Phase ein Schwingkreis aus jeweils einem Schwingkreiskondensator und einer Hauptinduktivität des Transformators konfiguriert, wobei die Hauptinduktivität zumindest ein Teil einer primärseitigen Wicklung in einer Phase des m-phasigen Transformators ist. Dabei werden die parallelen Schwingkreise vorzugsweise bei einer Resonanzfrequenz oder nahe der Resonanzfrequenz betrieben. Die Schwingkreiskondensatoren als auch die Hauptinduktivitäten können zudem je nach Anforderungen an die Stromrichterschaltung unterschiedlich zueinander konfiguriert sein. Generell können Schwingkreiskondensatoren primärseitig und auch sekundärseitig konfiguriert werden. Dabei können die Schwingkreiskondensatoren zentral an der Primärseite oder verteilt auf der Primärseite und der Sekundärseite verteilt sein. Die Gesamtkapazität der Schwingkreise ergibt sich dabei aus der Gesamtheit der Schwingkreiskondensatoren. Für die Übertragung von der Primärseite des Transformators auf seine Sekundärseite wird pro Phase ein Magnetisierungsstrom von dem jeweiligen Schwingkreiskondensator in die primärseitig übertragende Wcklung geliefert. Die auf die Sekundärseite des Transformators potentialgetrennt übertragenen Ausgangsspannungen des m-phasigen Transformators werden dann durch die Gleichrichterbrücke gleichgerichtet und zu einer gemeinsamen potentialgetrennten Gleichspannung zusammengeführt. An diese Gleichspannung ist dann ein zu ladender Akkumulator anschließbar und/oder verbindbar, um aufgeladen zu werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung ist die Stromrichterschaltung mit einem 3-phasigen Wechselstromnetz verbindbar und/oder weisen der Schwingkreisstromrichter und der Transformator drei Phasen auf. Optional sind die Hauptinduktivitäten des Transformators sternförmig oder in einer Dreiecks-Anordnung konfiguriert.
Hierbei kann das 3-phasige Wechselstromnetz, an welches die Stromrichterschaltung anschließbar ist, vorzugsweise ein symmetrisches Drehstromnetz mit einer Netzfrequenz von 50Hz oder 60Hz sein, welches sowohl im gewerblichen als auch im privaten Umfeld nahezu flächendeckend verfügbar ist. Dabei unterscheiden sich die Phasenwinkel der drei alternierenden Spannungen und Ströme des Drehstromnetzes jeweils um 120°. Eine Konfiguration des Schwingkreisstromrichters und des Transformators mit drei Phasen vereinfacht zudem das Schaltungsdesign der Stromrichterschaltung. Hierbei können die primärseitigen Wicklungen der 3-phasige Transformator in einer Dreiecks- oder Delta Anordnung, in einer Sternanordnung oder in einer Zickzack-Anordnung konfiguriert sein. Zudem können die sekundärseitigen Wicklungen des 3-phasigen Transformators in einer Dreiecks- oder Delta Anordnung oder in einer Sternanordnung konfiguriert sein. Vorzugsweise sind sowohl die primärseitigen als auch die sekundärseitigen Wicklungen des 3-phasige Transformators gleich konfiguriert und beide Seiten des Transformators weisen die Dreiecks- oder Delta Anordnung auf oder beide Seiten des Transformators weisen die Sternanordnung auf. Gemischte Anordnungen auf der Primärseite und der Sekundärseite des 3- phasigen Transformators sind aber auch möglich. Hierbei können die Hauptinduktivitäten der drei Phasen jeweils die gesamte Wicklung oder nur einen Teil davon ausmachen.
In einerweiteren bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung weist die Stromrichterschaltung zwischen dem Eingangsstromrichter und den m Phasen des Schwingkreisstromrichters jeweils eine Schutzdiode auf und/oder ist der pulsförmige Ausgangsstrom des Eingangsstromrichters konfiguriert, eine Stromstärke von 0 A aufzuweisen, wenn die m Phasen des Schwingkreisstromrichters jeweils geschaltet werden. Dabei weist der Ausgangsstrom des Eingangsstromrichters eine Stromstärke von 0 A auf, wenn sich die Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters in einem ausgeschalteten Zustand während des Zeitraums TAUS befinden. Für Konfigurationen, bei der beim Schalten der m Phasen des Schwingkreisstromrichters die Stromstärke von 0A abweichen kann, ist zum Schutz der Stromrichterschaltung vorzugsweise eine Konfiguration mit Schutzdioden zu verwenden.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung sind die m Hauptinduktivitäten des m phasigen Transformators jeweils über einen Luftspalt einstellbar. Dabei werden die m Hauptinduktivitäten mit dem Luftspalt bei der Herstellung eingestellt. Auf diese Weise lassen sich die sekundärseitigen Ausgangsspannungen des m-phasigen Transformators und die potentialgetrennte Gleichspannung am Ausgang der Stromrichterschaltung einfach einstellen.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung ist die Gleichrichterbrücke als Mittelpunkt-Schaltung oder als B6-Gleichrichterbrücke konfiguriert. Hierbei kann am Ausgang der Gleichrichterbrücke die Welligkeit der Gleichspannung noch durch einen Glättungskondensator verringert werden. Bei einer Konfiguration der Stromrichterschaltung als Mittelpunkt-Schaltung ergibt sich im Betrieb nur eine Diode im Strom pfad, wodurch die Verluste an den Dioden verringert werden können. Daher wird die Mittelpunktschaltung für kleinere Ausgangsspannungen, wie beispielsweise 48V, bevorzugt. Die Dioden die Mittelpunkt-Schaltung weisen gegenüber den Dioden der B6-Gleichrichterbrücke eine doppelte Sperrspannung auf.
In einerweiteren bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung weist der Eingangsstromrichter eine Regelungsschaltung auf und die Regelungsschaltung ist konfiguriert, Pulsmuster zum Schalten des Eingangsstromrichters zu erzeugen, wobei die Pulsmuster den Eingangsstromrichter derart regeln, dass die Blindleistung des E ingangsstrom richters minimiert wird. Durch den Einsatz einer blindleistungsoptimierten Regelungsschaltung kann somit auch der Wirkungsgrad der Stromrichterschaltung erhöht werden. Vorzugsweise ist die Regelungsschaltung ebenfalls konfiguriert, Pulsmuster zum Schalten der Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters zu erzeugen. Die Regelungsschaltung kann als eine eigenständige Regelungsschaltung für das Regeln der Blindleistung ausgeführt sein, oder in einer Gesamtregelungsschaltung integriert sein.
In einerweiteren bevorzugten Ausführungsform der Stromrichterschaltung kann die Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo der Stromrichterschaltung zur Optimierung von Überspannungen und Wirkungsgrad oder zum Ausgleich von Parameter abweichungen vor oder während des Betriebes angepasst werden. Hierbei kann die Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo vorzugsweise über die Regelungsschaltung angepasst werden.
Ein weiterer Aspekt zur Lösung der Aufgabe betrifft ein Stromrichterschaltungssystem zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung, aufweisend: eine Mehrzahl j von Stromrichterschaltungen wie zuvor beschrieben, wobei die Mehrzahl j von Strom richterschaltungen parallel zueinander angeordnet sind, und wobei j eine positive ganze Zahl größer 1 ist. Auf der Eingangsseite können die einzelnen Stromrichterschaltungen parallelgeschaltet werden. In einer netzseitig einphasigen Einspeisung können die Stromrichterschaltungen auch in einer Reihenschaltung zur Verringerung der Spannungsbeanspruchung der Halbleiter und/oder Reduktion der Verzerrungen angeordnet werden. Auf der Sekundärseite der Stromrichterschaltungen besteht immer die Möglichkeit der Parallelschaltung, einer Reihenschaltung oder eine Kombination beider Varianten, um die Verzerrungen des Ausgangsstrom zu minimieren. Bei einer Parallelschaltung der Stromrichterschaltungen erfolgt keine Leistungsübertragung über die Schwingkreiskondensatoren und die Leistungsübertragung erfolgt ebenfalls parallel, wobei die einzelnen Stromrichterschaltungen eine geringere Leistung als ohne die Parallelschaltung übertragen brauchen. Deshalb können wiederum die Bauteile der einzelnen Stromrichterschaltungen kleiner dimensioniert werden. Dadurch wird wiederum eine automatisierte Herstellung des gesamten Stromrichterschaltungssystems erleichtert. Bei einer seriellen Schaltung einer Mehrzahl von Stromrichterschaltungen ist die Leistungsübertragung über jede der Stromrichterschaltungen viel höher als bei einer Parallelschaltung der Stromrichterschaltungen.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Stromrichterschaltungssystems sind die Mehrzahl j von Stromrichterschaltungen derart konfiguriert, dass die Pulsmusterder Eingangsstromrichter der parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen bei gleicher Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo jeweils bezüglich ihrer Periodendauer To um einen Phasenwinkel 2 tt/j zueinander verschoben sind. Dabei ist eine Verschiebung des Phasenwinkels nicht auf 2 tt/j beschränkt, sondern kann auch einen anderen Phasenwinkel aufweisen, der vorzugsweise das Übersetzungsverhältnis an den Transformatoren verbessert und/oder optimiert. Mit dieser Konfiguration wird die Welligkeit des Eingangsstroms und des Ausgangsstroms des Stromrichterschaltungssystems reduziert. Die zulässige Welligkeit oder auch der Strom -Rippel des Ausgangsstroms ist hierbei genormt. Dabei kann durch eine genügend hohe Anzahl an parallel angeordneten, phasenverschobenen Stromrichterschaltungen die Welligkeit unterhalb des genormten Wertes gehalten werden. Durch eine genügend hohe Anzahl an parallel angeordneten, phasenverschobenen Stromrichterschaltungen können auch die Eingangsinduktivitäten weiter verkleinert und die Herstellung des Stromrichterschaltungssystems wiederum leichter automatisiert werden. Eine derartige Parallelschaltung ist dabei nur durch die Potentialtrennung in der Ausgangsstufe möglich.
Ein weiterer Aspekt zur Lösung der Aufgabe betrifft eine Verwendung einer Stromrichterschaltung oder eines Stromrichterschaltungssystems wie zuvor beschrieben zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung.
Ein weiterer Aspekt zur Lösung der Aufgabe betrifft ein Verfahren zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung durch eine Stromrichterschaltung, wobei die Stromrichterschaltung einen m-phasigen Schwingkreisstromrichter mit einem Schwingkreiskondensator pro Phase und einen m-phasigen Transformator aufweist, wobei der Schwingkreiskondensator der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters mit einer Hauptinduktivität der m-ten Phase des Transformators jeweils einem Parallelschwingkreis bildet, und wobei das Verfahren aufweist: Empfangen von n Eingangsströmen; Erzeugen eines pulsförmigen Stroms bei einer Schaltfrequenz fo aus den n Eingangsströmen; Umwandeln des pulsförmigen Stroms in m Schwingkreisströme bei jeweils einer Schaltfrequenz fo/m, wobei die Schwingkreisströme in ihrem Phasenwinkel zueinander verschoben sind; Bereitstellen jeweils eines Magnetisierungsstroms für die m-te Phase des Transformators durch den Schwingkreiskondensator der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters; Erzeugen von m sekundärseitigen Ausgangsspannungen, welche potentialgetrennt zur Primärseite des Transformators sind; Gleichrichten der m sekundärseitigen Ausgangsspannungen des Transformators und Erzeugen der potentialgetrennte Gleichspannung; und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.
Ein weiterer Aspekt betrifft eine Schaltung für eine Stromrichterschaltung zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung, wobei die Schaltung elektrisch mit einem m-phasigen Transformator verbindbar ist, wobei der m-phasige Transformator konfiguriert ist, m sekundärseitige Ausgangsspannungen potentialgetrennt von der Primärseite des Transformators zu erzeugen, wobei die m Phasen des m-phasigen Transformators sekundärseitig mit einer Gleichrichterbrücke verbunden bzw. verbindbar sind und die Gleichrichterbrücke konfiguriert ist, die m sekundärseitigen Ausgangsspannungen des Transformators gleichzurichten und an einem Ausgang die potentialgetrennte Gleichspannung zu erzeugen, wobei die Schaltung aufweist: einen schaltbaren Eingangsstromrichter; und einen schaltbaren Schwingkreisstromrichter; wobei der Eingangsstromrichter konfiguriert ist, mit einem n-phasigen Stromnetz verbunden zu werden und bei einer Eingangsstromrichter- Schaltfrequenz fO aus n Eingangsströmen einen pulsförmigen Ausgangsstrom zu erzeugen; wobei der Schwingkreisstromrichter m Phasen aufweist und konfiguriert ist, den pulsförmigen Ausgangsstrom des Eingangsstromrichters in jeder der m Phasen bei einer Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz fO/m in einen Schwingkreisstrom umzuwandeln; wobei die m Schwingkreisströme in den m Phasen jeweils im Phasenwinkel zueinander verschoben sind; wobei jede der m Phasen des Schwingkreisstromrichters einen Schwingkreiskondensator aufweist und, wenn verbunden mit dem m-phasige Transformator, mit einer Hauptinduktivität der m-ten Phase des Transformators jeweils einen Parallelschwingkreis bildet; wobei jeweils der Schwingkreiskondensator der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters konfiguriert ist, wenn verbunden mit dem m-phasige Transformator, einen Magnetisierungsstrom für die m-te Phase des Transformators bereitzustellen; und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.
Für die oben genannten Aspekte und insbesondere für diesbezüglich bevorzugte Ausführungsformen gelten auch die vor- oder nachstehend gemachten Ausführungen zu den Ausführungsformen der jeweils anderen Aspekte.
Im Folgenden werden einzelne Ausführungsformen zur Lösung der Aufgabe anhand der Figuren beispielhaft beschrieben. Dabei weisen die einzelnen beschriebenen Ausführungsformen zum Teil Merkmale auf, die nicht zwingend erforderlich sind, um den beanspruchten Gegenstand auszuführen, die aber in bestimmten Anwendungs-fällen gewünschte Eigenschaften bereitstellen. So sollen auch Ausführungsformen als unter die beschriebene technische Lehre fallend offenbart angesehen werden, die nicht alle Merkmale der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen aufweisen. Ferner werden, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden, bestimmte Merkmale nur in Bezug auf einzelne der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen erwähnt. Es wird darauf hingewiesen, dass die einzelnen Ausführungsformen daher nicht nur für sich genommen, sondern auch in einer Zusammenschau betrachtet werden sollen. Anhand dieser Zusammenschau wird der Fachmann erkennen, dass einzelne Ausführungsformen auch durch Einbeziehung von einzelnen oder mehreren Merkmalen anderer Ausführungsformen modifiziert werden können. Es wird darauf hingewiesen, dass eine systematische Kombination der einzelnen Ausführungsformen mit einzelnen oder mehreren Merkmalen, die in Bezug auf andere Ausführungsformen beschrieben werden, wünschenswert und sinnvoll sein kann und daher in Erwägung gezogen und auch als von der Beschreibung umfasst angesehen werden soll.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden.
Figur 3 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen, einem Ausgangsstrom sowie einer Ausgangsspannung in einem Eingangsstromrichter gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 4 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Ausgangsstroms in einem Eingangsstromrichter sowie von Schwingkreisströmen in einem Schwingkreisstromrichter gemäß bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Figur 5 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf von Schaltsignalen und eines Ausgangsstroms in einem Eingangsstromrichter sowie von Schaltsignalen und Schwingkreisströmen in einem Schwingkreis-Stromrichter gemäß bevorzugter
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Figur 6 zeigt einen zeitlich gestreckten Zeitverlauf der Signale aus Figur 5 mit einem Vergleich der Schaltsignale zu Schaltzeitpunkten im Schwingkreisstromrichter gemäß bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Figur 7 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Schwingkreisstroms und dazugehörige Spannungen eines
Schwingkreisstromrichters gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aus Figur 1.
Figur 8 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Schwingkreisstroms und dazugehörige Spannungen eines
Schwingkreisstromrichters gemäß der weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne
Schutzdioden aus Figur 2.
Figur 9 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne
Schutzdioden und einer alternativen primärseitiger Transformatorschaltung. Figur 10 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne
Schutzdioden und einer alternativen T ransformatorschaltung in Dreiecks-Anordnung.
Figur 11 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne
Schutzdioden und einer alternativen
Gleichrichterbrückenschaltung.
Figur 12 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne
Schutzdioden und einer alternativen Gleichrichterbrücke mit Mittelpunktschaltung.
Figur 13 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen Transformator- und Gleichrichterbrückenschaltung.
Figur 14 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen T ransformator-schaltung und einer alternativen Gleichrichterbrücke mit Mittelpunktschaltung.
Figur 15 zeigt eine schematische Darstellung einer
Stromrichterschaltung gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen Transformator-schaltung. Figur 16 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf von Netzströmen des Wechselstromnetzes, eines Ausgangsstroms des Eingangs stromrichters, eines Schwingkreisstroms des Schwingkreis stromrichters, von verketteten T ransformatorspannungen des Transformators und eines Modulausgangsstroms gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aus Figur 15.
Figur 17 zeigt ein Blockschaltbild einer Regelungsschaltung eines Eingangsstromrichters gemäß einer bevorzugten Ausführungs form der vorliegenden Erfindung.
Figur 18 zeigt einen Zeitverlauf der Eingangsspannungen und der Eingangsströme, sowie der aufgenommenen Wirk- und Blindleistung bei einem Sollwertsprung des Netzstromes gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 19 zeigt eine schematische Darstellung eines Stromrichter schaltungssystems mit einer Mehrzahl von parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen gemäß einer bevorzugten Ausführungs-form der vorliegenden Erfindung.
Figur 20 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen in einem Stromrichterschaltungssystem mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 21 zeigt einen Zeitverlauf von Ausgangsströmen in einem Stromrichterschaltungssystem mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 22 zeigt eine schematische Darstellung eines Stromrichter schaltungssystems mit einer Mehrzahl von parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 23 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen in einem Stromrichterschaltungssystem mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Figur 24 zeigt einen Zeitverlauf von Ausgangsströmen in einem Stromrichterschaltungssystem mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Figuren
Die Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Stromrichterschaltung weist hierbei, von der Eingangsseite in Richtung zum Ausgang betrachtet, einen Eingangsstromrichter 30, einen Schwingkreisstromrichter 40, einen Transformator 50 und eine Gleichrichterbrücke 60 auf. Die Stromrichterschaltung 10 ist eingangsseitig an ein Wechselstromnetz 20 und ausgangsseitig an einen aufzuladenden Akkumulator 70 anschließbar und/oder damit verbindbar. Hierbei ist anzumerken, dass der T ransformator 50 in den Figuren 1 , 2, 7 bis 10 und 14 jeweils idealisiert dargestellt wird, das heißt ohne Spulenwiderstände, Hysterese-Verluste im Kern und Streuinduktivitäten.
Das Wechselstromnetz 20 in Figur 1 ist als ein 3-phasiges, symmetrisches Drehstromnetz dargestellt, kann aber auch ein 1 -phasiges Wechselstromnetz oder ein mehrphasiges Wechselstromnetz mit beliebiger Anzahl an Phasen sein. Um das Wechselstromnetz 20 eingangsseitig an den Eingangsstromrichter 30 anschließen zu können, ist vorzugsweise zwischen jeder Phase des Wechselstromnetzes 20 und jedem Eingang des Eingangsstromrichters 30 eine Eingangsinduktivität LE zwischengeschaltet. In anderen Worten kann an jedem Eingang d.h. an jeder Eingangsphase des Eingangsstromrichters 30 eine Eingangsinduktivität LE angeschlossen sein, über die der Eingangsstromrichter mit dem Wechselstromnetz verbunden werden kann. Die Größe der Eingangsinduktivitäten LE richtet sich dabei nach einer Schaltfrequenz fo der in dem Eingangsstromrichter 30 genutzten Schalteinrichtungen aus und kann bei einer höherer Eingangsstromrichter- Schaltfrequenz fo entsprechend kleiner ausgelegt werden. Der Eingangsstromrichter 30 selbst weist im Anschluss an seine Eingänge pro Phase jeweils zwei symmetrisch angeordnete Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 auf, deren Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo jeweils über einen Steuereingang durch eine Regelungsschaltung 80 (in Figur 1 nicht gezeigt) geregelt werden kann. Die Schalteinrichtungen sind hier als MOSFETs dargestellt, können aber auch durch andere übliche Feldeffekttransistoren oder Bipolartransistoren ersetzt werden. Dabei bilden die symmetrisch angeordneten Schalteinrichtungen pro Phase jeweils einen positiven und einen negativen Ast und die Ausgänge des positiven Astes aller Phasen werden in einem gemeinsamen positiven Ausgang zusammengeführt und/oder addiert. Die Ausgänge des negativen Astes aller Phasen werden ebenfalls in einem gemeinsamen negativen Ausgang zusammengeführt und/oder addiert. Im Betrieb schaltet der Eingangsstromrichter 30 die Schalteinrichtungen hart, beziehungsweise mit sehr steiler Flanke, bei einer Eingangsstromrichter- Schaltfrequenz fo und erzeugt pro Phase jeweils einen sinusförmigen Eingangsstrom ii, h und h bei einer Eingangsspannung ui, U2 und U3. Zwischen den gemeinsamen positiven und negativen Ausgängen des Eingangsstromrichters 30 liegt in Betrieb eine pulsförmige Ausgangsspannung UDC an, die annähernd eine Gleichspannung darstellt. Der zusammengeführte und/oder addierte Ausgangsstrom IDC weist ebenfalls einen pulsförmigen Verlauf auf.
Der pulsförmige Ausgangsstrom IDC wird dabei nicht wie bei den gängigen Stromrichtern in einen Gleichspannungs-Zwischenkreis gespeist, sondern dient als Eingangsstrom für den Schwingkreisstromrichter 40. Der Schwingkreisstromrichter 40 in Figur 1 weist hierbei drei Phasen auf, kann aber auch in zwei oder mehr Phasen aufgeteilt werden. Pro Phase weist der Schwingkreisstromrichter 40 jeweils zwei symmetrisch angeordnete Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 mit jeweils einer vorgeschalteten Schutzdiode 42 auf, bei denen eine Schalteinrichtung 40i, 402 und 403 mit dem positiven Ast des Ausgangs des Eingangsstromrichters 30 verbunden ist und die andere Schalteinrichtung 40-1, 40- 2 und 40-3 mit dem negativen Ast des Ausgangs des E ingangsstrom richters 30. Die Schalteinrichtungen werden dabei mit einer Schwingkreisstromrichter- Schaltfrequenz fo/3 geschalten und erzeugen dabei pro Phase einen Schwingkreisstrom ia, ib und ic bei jeweils einer Spannung von ua, Ub und uc zwischen den drei Phasen und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters 30. Hierbei treten beim Schalten der Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters 40 keine Schaltverluste auf, da die Schalteinrichtungen jeweils in einem stromlosen Zustand des pulsförmigen Ausgangsstroms IDC des Eingangsstromrichters 30 geschalten werden. Deshalb sind bei einer stabilen Regelung des pulsförmigen Ausgangsstroms IDC die Schutzdioden 42 nicht zwingend nötig. In dem Schwingkreisstromrichter 40 ist pro Phase ein Schwingkreis aus jeweils einem Schwingkreiskondensator CP und einer Hauptinduktivität LH konfiguriert, wobei die Hauptinduktivität LH ein Teil einer primärseitigen Wicklung in einer Phase eines 3- phasigen Transformators ist. Hierbei ist in Figur 1 die Hauptinduktivität LH pro Phase jeweils parallel zu einer zweiten primärseitigen Induktivität angeordnet und der 3- phasige Transformator ist primär- und sekundärseitig sternförmig aufgebaut. Mit der Spannung uo- wird die Spannung zwischen dem Sternpunkt des Transformators und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters 30 bezeichnet. In Figur 1 überträgt nur die zweite primärseitige Induktivität auf die Sekundärseite des Transformators 50. Für die Übertragung von der Primärseite des Transformators 50 auf seine Sekundärseite wird hierbei pro Phase ein Magnetisierungsstrom von dem jeweiligen Schwingkreiskondensator CP geliefert. Dieser ergibt sich pro Phase jeweils aus der Differenz zwischen den Schwingkreisströmen ia, ib und ic und Strömen iha, ihb und ihc durch die Hauptinduktivitäten LH. Dabei können zum Festlegen der Schwingkreise in den jeweiligen Phasen die Hauptinduktivitäten LH über einen Luftspalt einstellbar konfiguriert sein. Die auf die Sekundärseite des Transformators potentialgetrennt übertragenen Ausgangsspannungen uab, Ubc und uca des 3-phasigen Transformators werden durch die Gleichrichterbrücke 60 gleichgerichtet und ein Ausgangsstrom iout bei einer Ausgangspannung u0Ut am Ausgang der Stromrichterschaltung 10 bereitgestellt. Hierbei ist in Figur 1 die Gleichrichterbrücke 60 in einer B6- Konfiguration konfiguriert und die Ausgangsspannung wird am Ausgang noch durch einen Glättungskondensator CG geglättet.
Die Figur 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden 42. Dabei ist die Konfiguration der Stromrichterschaltung 10 bis auf das Weglassen der optionalen Schutzdioden 42 identisch zur Konfiguration in Figur 1. Das Weglassen der Schutzdioden 42 kann bei kleinen Streuinduktivitäten im Transformator 50 erfolgen und ermöglicht eine Reduktion der Verlustleistung in der Stromrichterschaltung 10 sowie eine Kostenreduktion beim Layout der Stromrichterschaltung 10.
Die Figur 3 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen i-i, und b, einem Ausgangsstrom IDC sowie einer Ausgangsspannung UDC in einem Eingangsstromrichter 30 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dabei wird das Verhalten der Stromrichterschaltungen 10 aus den Figuren 1 und 2 in der weiteren Beschreibung der Figuren stets mit einer Netzfrequenz von 500Hz, mit einer Eingangsinduktivität LE von 200mH, mit einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo des Eingangsstromrichters 30 von 83kHz, mit einer Kapazität des Schwingkreiskondensators CP von 188nF, jeweils einer Hauptinduktivität LH von 169mH und einer Spannung am Akkumulator 70 von 800V simuliert. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 3 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,0002s Schritte) und auf der y-Achse die Eingangsströme ii, b und b (20A Schritte), den Ausgangsstrom IDC (10A Schritte) und der Ausgangsspannung UDC (100V Schritte). Hierbei weisen für die Figuren 1 und 2 die phasenversetzten, sinus-förmigen Eingangsströmen ii, und b, durch das harte Schalten der Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters 30 einen gezackten Verlauf mit der Schaltfrequenz von 83kHz des E ingangsstrom richters 30 auf. Die pulsförmige Ausgangsspannung UDC weist einen annähernd gleichspannungsförmigen Verlauf auf und der pulsförmige Ausgangsstrom IDC setzt sich aus der Zusammenführung und/oder Addition der Eingangsströmen i-i, h und h zusammen. Die Erfindung ist nicht auf die obigen Frequenzen, Spannung und Stromstärken begrenzt. Vielmehr dienen diese Beispiele lediglich der Veranschaulichung des erfinderischen Prinzips.
Die Figur 4 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Ausgangsstroms IDC in einem Eingangsstromrichter 30 sowie von Schwingkreisströmen ia, ib und ic in einem Schwingkreisstromrichter 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aus den Figuren 1, 2, 9 bis 15, 19 und 22. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 4 zeigen dabei stets den gestreckten Zeitverlauf auf der x-Achse (0,00005s Schritte) und auf der y-Achse den Ausgangsstrom IDC (10A Schritte) und die Schwingkreisströmen ia, ib und ic (20A Schritte). Hierbei wird der Ausgangsstrom IDC des Eingangsstromrichters 30 im Vergleich zu Figur 3 zeitlich mit einer höheren Auflösung dargestellt, um den pulsförmigen Verlauf zu verdeutlichen. Die Schwingkreisströme ia, ib und ic des Schwingkreisstromrichters 40 ergeben sind dabei aus dem Ausgangsstrom IDC des Eingangsstromrichters 30 durch phasenversetztes Schalten der Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters 40 bei einer Schaltfrequenz von fo/3. Die Schwingkreisströme ia, ib und ic weisen dabei einen symmetrischen, pulsförmigen Verlauf mit negativen und positiven Amplitudenwerten auf.
Die Figur 5 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf von Schaltsignalen an den Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 und eines Ausgangsstroms IDC in einem Eingangsstromrichter 30 sowie von Schaltsignalen an den Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 und Schwingkreisströmen ia, ib und ic in einem Schwingkreisstromrichter 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aus den Figuren 1 , 2, 9 bis 15, 19 und 22. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 5 zeigen dabei wieder stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,00002s Schritte) und auf der y-Achse die Steuerspannungen der Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 des Eingangsstromrichters 30 (Schritt: 0V bis Steuerspannung), den Ausgangsstrom IDC (50A Schritte), die Steuerspannungen der Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 des
Schwingkreisstromrichters 40 (Schritt: OV bis Steuerspannung) und die
Schwingkreisströmen ia, ib und ic (100A Schritte). Hierbei erzeugt die
Regelungsschaltung 80 Schaltsignale und steuert damit über einen Steuereingang der jeweiligen Schalteinrichtung das Schalten der Schalteinrichtungen 301 und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 des Eingangsstromrichters 30, sowie das Schalten der Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 des Schwingkreisstromrichters 40. Die Schaltsignale werden dabei jeweils als
Pulsmuster durch Pulsweitenmodulation erzeugt.
Die Pulsmuster für die Steuereingänge der Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 des Eingangsstromrichters 30 weisen jeweils während einer Periodendauer To = 1/fo für einen Einschaltzeitraum TEIP eine Steuerspannung zum Einschalten der Schalteinrichtung (beispielsweise 5V) und für einen Ausschaltzeitraum TAUS eine Steuerspannung zum Ausschalten der Schalteinrichtung (beispielsweise OV) auf. Diese Pulsmuster sind jeweils für die zwei symmetrisch angeordnete Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 komplementär ein- und ausgeschalten. Zudem sind die Pulsweiten und Schaltzeiten der Pulsmuster (TEIP) der drei Phasen des Eingangsstromrichters 30 derart aufeinander abgestimmt, dass aus der Summe der sinusförmigen Eingangsströmen h, und b ein pulsförmiger Ausgangsstrom bc generiert wird.
Der pulsförmige Ausgangsstrom bc des Eingangsstromrichters 30 wird am Eingang der m Phasen des Schwingkreisstromrichters 40 an den Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 bereitgestellt. Die Pulsmuster für die Steuer-eingänge der Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 des Schwingkreisstromrichters 40 weisen jeweils während einer Periodendauer 3To = 3/fo für einen Einschaltzeitraum kleiner oder gleich To eine Steuerspannung zum Einschalten der Schalteinrichtung (beispielsweise 5V) und für einen Ausschaltzeitraum größer oder gleich 2To eine Steuerspannung zum Ausschalten der Schalteinrichtung (beispielsweise OV) auf. Die Schaltvorgänge an den Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 erfolgen dabei stets zu Zeitpunkten, an denen der pulsförmige Ausgangsstrom bc des Eingangsstromrichters 30 einen Wert von 0A aufweist, also kein Strom am Eingang des Schwingkreisstromrichters 40 fließt. Auf diese Weise entstehen keine Schaltverluste an den Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 des Schwingkreisstromrichters 40. Zudem sind vorzugsweise die Einschaltzeiträume der drei Schalteinrichtungen 40i, 402 und 403 am positiven Ast der Eingänge am Schwingkreisstromrichters 40 jeweils zeitlich um To versetzt, so dass immer nur am Eingang einer Phase der drei Phasen ein positiver Betrag des pulsförmigen Ausgangsstroms bc des Eingangsstromrichters 30 anliegt. Ebenso sind vorzugsweise die Einschaltzeiträume der drei Schalteinrichtungen 40-1, 40-2 und 40-3 am negativen Ast der Eingänge am Schwingkreisstromrichters 40 jeweils zeitlich um To versetzt, so dass immer nur am Eingang einer Phase der drei Phasen ein negativer Betrag des pulsförmigen Ausgangsstroms bc des Eingangsstromrichters 30 anliegt. Dabei sind vorzugsweise jeweils die Einschaltzeiten der symmetrischen Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 zeitlich um 1 ,5 To versetzt. Aus der jeweiligen Summe der Ströme durch die jeweilen symmetrischen Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 ergeben sich dann die Schwingkreisströme ia, ib und ic im Schwingkreisstromrichter 40.
Die Figur 6 zeigt einen zeitlich gestreckten Zeitverlauf der Signale aus Figur 5 mit einem Vergleich der Schaltsignale zu Schaltzeitpunkten im Schwingkreisstromrichter 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aus den Figuren 1 und 2. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 6 zeigen dabei stets den gestreckten Zeitverlauf auf der x- Achse (0,000005s Schritte) und auf der y-Achse die gleichen Darstellungen wie in Figur 5. Insbesondere zeigt Figur 6, dass Schaltvorgänge an den Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 stets zu Zeitpunkten erfolgen, an denen der pulsförmige Ausgangsstrom bc des Eingangsstromrichters 30 einen Wert von 0A aufweist.
Die Figur 7 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Schwingkreisstroms ia, und dazugehörige Spannungen eines Schwingkreisstromrichters 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aus Figur 1 mit Schutzdioden 42. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 7 zeigen dabei wieder stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,00002s Schritte) und auf der y-Achse den Schwingkreisstrom ia (20A Schritte), die negativen Spannungen ua-, Ub- und Uc- des Schwingkreisstromrichters 40 (200V Schritte), die sekundärseitigen Ausgangsspannungen uab, Ubc und uca am Transformator 50 (200V Schritte) und die Spannung uo- zwischen dem Sternpunkt des Transformators 50 und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters 30 (100V Schritte). Dabei wird der
Schwingkreisstrom ia im Vergleich zu Figur 4 nochmals zeitlich höher aufgelöst. Zudem sind die sich daraus ergebenden zeitlichen Verläufe der negativen Spannungen ua-, Ub- und uc- des Schwingkreisstromrichters 40, die sekundärseitigen Ausgangsspannungen uab, Ubc und uca am Transformator 50 sowie die Spannung uo- zwischen dem Sternpunkt des Transformators 50 und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters 30 aufgezeigt.
Die Figur 8 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf eines Schwingkreisstroms ia, und dazugehörige Spannungen eines Schwingkreisstromrichters 40 gemäß der weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden aus Figur 2. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 8 entsprechen dabei den Achsendiagrammen aus der Figur 7 und zeigen dabei wieder stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,00002s Schritte) und auf der y- Achse den Schwingkreisstrom ia (20A Schritte), die negativen Spannungen ua-, Ub- und Uc- des Schwingkreis-Stromrichters 40 (100V Schritte), die sekundärseitigen Ausgangsspannungen uab, Ubc und uca am Transformator 50 (200V Schritte) und die Spannung uo- zwischen dem Sternpunkt des Transformators 50 und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters 30 (100V Schritte). Hierbei bewirkt das Weglassen der Schutzdioden 42 in Figur 2 eine Glättung der Spannungen, wie im Vergleich zu Figur 7 sichtbar ist.
Die Figur 9 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden 42 und einer alternativen primärseitiger T ransformatorschaltung 50. Hierbei basiert die Ausführungsform in Figur 9 auf der Ausführungsform aus Figur 2. Im Gegensatz zum Primärseite des Transformators 50 in Figur 2 wird hier pro Phase keine zweite primärseitige Induktivität parallel zur Hauptinduktivität LH konfiguriert, sondern die Hauptinduktivität LH dient auch zur Übertragung im Transformator 50 auf die Sekundärseite.
Die Figur 10 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden 42 und einer alternativen Transformatorschaltung 50 in Dreiecks-Anordnung. Hierbei basiert die Ausführungsform in Figur 10 auf der Ausführungsform aus Figur 9. Im Gegensatz zum Transformator 50 in Figur 9 mit einer sternförmigen Konfiguration der Hauptinduktivitäten LH werden in Figur 10 die Hauptinduktivitäten LH in einer Dreiecks-Anordnung konfiguriert. Hierbei ist in der Dreieck-Anordnung die dem Eingangsstromrichter 30 zugewandte resultierende Kapazität der Schwingkreiskondensatoren CP größer als in der Sternschaltung. Dies führt unter anderem zu geringeren Überspannungen in der Stromrichterschaltung 10.
Die Figur 11 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden 42 und einer alternativen Gleichrichterbrückenschaltung 60. Hierbei basiert die Ausführungsform in Figur 11 auf der Ausführungsform aus Figur 9. Im Gegensatz zur Gleichrichterbrücke 60 in Figur 9 mit einer B6-Konfiguration wird in Figur 11 eine Gleichrichterbrücke mit zusätzlichen sekundärseitigen Schwingkreiskondensatoren CP gezeigt. Diese Schwingkreiskondensatoren CP bilden mit der Hauptinduktivität des Transformators 50 einen sekundärseitigen Schwingkreis. Die Aufteilung der Schwingkreiskondensatoren CP dient dabei dem Schutz einzelner Bauteile in der Stromrichterschaltung 10. Die Gesamtkapazität der Schwingkreise in der Stromrichterschaltung 10 ergibt sich dabei aus der Gesamtheit der Schwingkreiskondensatoren CP.
Die Figur 12 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Schutzdioden 42 und einer alternativen Gleichrichterbrücke 60 mit Mittelpunktschaltung. Hierbei basiert die Ausführungsform in Figur 12 auf der Ausführungsform aus Figur 9. Im Gegensatz zur Gleichrichterbrücke 60 in Figur 9 mit einer B6-Konfiguration wird in Figur 12 eine Gleichrichterbrücke mit einer Mittelpunktschaltung gezeigt. Dabei wird die Ausgangsspannung u0Ut von Mittelpunkten der sekundären Hauptinduktivitäten zu einer Seite der Hauptinduktivitäten abgegriffen und weist somit die Hälfte der Ausgangsspannung Uout bei einer B6-Konfiguration der Gleichrichterbrücke 60 auf.
Um ein weiteres Absenken der Ausgangsspannung u0Ut unabhängig von der Dimensionierung des Transformators 50 zu ermöglichen, kann zwischen der Gleichrichterbrücke 60 und dem Akkumulator 70 zusätzlich noch eine Tiefsetzstellerschaltung konfiguriert werden.
Für eine Rückspeisung elektrischer Energie aus dem Akkumulator 70 in das Wechselstromnetz 20 kann zwischen der Gleichrichterbrücke 60, wenn diese als aktive Brücke mit Transistoren ausgeführt ist, und dem Akkumulator 70 zusätzlich noch eine Hochsetzstellerschaltung konfiguriert werden.
Die Figur 13 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen T ransformatorschaltung 50 und Gleichrichterbrückenschaltung 60. Hierbei basiert die Ausführungsform in Figur 13 auf der Ausführungsform aus Figur 1 , stellt aber die T ransformatorschaltung 50 als Ersatzschaltbild eines realen Transformators 50 mit Streuinduktivitäten dar. Eine verteilte Anordnung der Schwingkreiskondensatoren CP kann dabei parasitäre Kapazitäten und/oder Induktivitäten je nach Konfiguration besser in das Schaltungskonzept mit einbinden. Hierbei hängt die konkrete Konfiguration von dem Aufbau der Gesamtanordnung ab.
Die Figur 14 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen T ransformatorschaltung 50 und einer alternativen Gleichrichterbrücke 60 mit Mittelpunktschaltung wie bereits für Figur 10 ausgeführt. Zusätzlich sind Schutzdioden 42 am Eingang des Schwingkreisstromrichters 40 als optionale Konfiguration gezeigt. Die Mittelpunktschaltung reduziert wiederum die Verluste der Ausgangsgleichrichtung. Die erforderliche Sperrspannung der Dioden verdoppelt sich jedoch. Eine solche Konfiguration kann für eine Stromrichterschaltung 10 mit kleineren Ausgangsspannungen genutzt werden. Figur 15 zeigt eine schematische Darstellung einer Stromrichterschaltung 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einer alternativen T ransformatorschaltung 50. Zusätzlich sind Schutzdioden 42 am Eingang des Schwingkreisstromrichters 40 als optionale Konfiguration gezeigt. Hierbei ist der Transformator 50 als realer Transformator dargestellt, das heißt mit Spulenwiderständen und Streuinduktivitäten.
Die Stromrichterschaltungen 10 aus Figur 15 wird mit einem jeweils 3-phasigen Eingangsstromrichter 30, Schwingkreisstromrichter 40 und Transformator 50 in einer weiteren Simulation an einem 3-phasigen, symmetrischen Drehstromnetz mit einer Netzfrequenz von 50Hz und einer Netzspannung von 230V pro Phase und 400V gesamt betrieben und stellt ein Testdesign für eine 50 kW Stromrichterschaltungen 10 dar. Als Eingangsinduktivität LE wird pro Phase des Eingangsstromrichters 30 jeweils eine Induktivität von 40mH gewählt und der Eingangsstromrichter 30 wird mit einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo von 83kHz betrieben. Die Kapazität des Schwingkreiskondensators CP pro Phase des Schwingkreisstromrichter 40 wird auf 195nF festgelegt, die Hauptinduktivität LH des Transformators 50 auf 175mH und die gesamte Streuinduktivität des Transformators 50 auf 2mH. Das Übersetzungsverhältnis des Transformators beträgt ü=1. Für einen Ausgangsfilter der Gleichrichterbrücke 60 wird für einen zum Ausgang parallelen Kondensator ein Wert von 10pF und einer zum Ausgang seriellen Induktivität ein Wert von 5mH. angenommen. Die Spannung am Akkumulator wird dabei auf 800V festgelegt. Bei der Topologie ohne Schutzdioden reduzieren sich wiederum die Kosten und die Verlustleistung in der Stromrichterschaltung 10. Allerdings dürfen dabei wiederum die Streuinduktivitäten nicht zu groß werden.
Figur 16 zeigt einen detaillierten Zeitverlauf von Netzströmen des Wechselstromnetzes 20, eines Ausgangsstroms des Eingangsstromrichters 30, eines Schwingkreisstroms des Schwingkreisstromrichters 40, von verketteten Transformatorspannungen des Transformators 50 und eines Modulausgangsstroms gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aus Figur 15. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 16 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,00001s Schritte) und auf der y-Achse die Eingangsströme h, b und h (50A Schritte), den Ausgangsstrom bc (20A Schritte), den Schwingkreisstrom ia (50A Schritte), die verketteten Transformatorspannungen UTrafo (500V Schritte) und den Modulausgangsstrom iout (50A Schritte). Figur 16 zeigt die realen Zeitverläufe mit einer Streuinduktivität im Transformator 50, welche in einer realen Stromrichterschaltung 10 stets vorhanden sind. Hierbei weisen für die phasenversetzten, sinusförmigen Netzströme ii, b und b durch das harte Schalten der Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters 30 im Detail einen gezackten Verlauf mit der Schaltfrequenz von 83kHz des Eingangsstromrichters 30 auf. Der pulsförmige Ausgangsstrom IDC setzt sich aus der Zusammenführung und/oder Addition der Eingangsströmen ii, und b zusammen. Der Schwingkreisstrom ia des Schwingkreisstromrichters 40 ergibt sind dabei aus dem Ausgangsstrom IDC des Eingangsstromrichters 30 durch phasenversetztes Schalten der Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters 40 bei einer Schaltfrequenz von fo/3. Der Schwingkreisstrom ia weist dabei einen symmetrischen, pulsförmigen Verlauf mit negativen und positiven Amplitudenwerten auf. Die verketteten Transformatorspannungen des Transformators 50 ergeben sich dabei durch das Zusammenspiel der Schwingkreisströme ia, ib und ic. Am Ausgang der Gleichrichterbrücke 60 ergibt sich ein gewellter Modulausgangsstrom, welcher durch eine Filterschaltung vor der Zuführung zum Akkumulator 70 noch geglättet wird.
Die Figur 17 zeigt ein Blockschaltbild einer Regelungsschaltung 80 eines Eingangsstromrichters 30 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hierbei soll mit der Regelungsschaltung 80 die aufgenommene Blindleistung des Eingangsstromrichters 30 zu Null geregelt werden. Hierzu werden die Eingangsspannungen ui, U2 und U3 sowie die Eingangsströme ii, und b in einem Raumzeiger-Wandler 82 in Netzspannungs und Stromraumzeiger umgewandelt. Aus den ab-Komponenten UN und UNP des Netzspannungsraumzeigers wird der reziproke Betrag von ÜN in einem Reziprog- Wandler 84 berechnet. Dieser reziproke Betragswert wird anschließend mit den ab- Komponenten der Netzspannung in zwei ersten Multiplikatoren 86 multipliziert, wodurch ab-Komponenten mit der Amplitude 1 eins entstehen. Diese aß- Komponenten der Spannung werden dann mit einem Stromsollwert INSOII der überlagerten Regelung in zwei zweiten Multiplikatoren 88 multipliziert und dadurch die Sollwerte iNasoii und iNßsoii der aß-Netzströme gebildet. Diese Stromsollwerte iNasoii und iNßsoii werden anschließend in einer Stromsollwert-Phasenverschiebeeinheit 90 in der Phase verschoben, worauf im Weiteren nochmals eingegangen wird. Diese phasenverschobenen Stromsollwerte werden mit den Strom istwerten INO und iNß in einem Vergleichsglied 92 verglichen und aß -Stromreglern 94 zugeführt. Zur Verbesserung der Dynamik wird am Ausgang der ab-Strom regier 94 eine Störgrößenaufschaltung 96 mit den ab-Komponenten der Netzspannung vorgenommen. Als Ausgangsignal werden Sollregelspannungen USRQSOII und usRßsoii erzeugt und zur Pulsmustererzeugung dem Eingangsstromrichter 30 bereitgestellt. Die Sollregelspannungen USRQSOII und usRßsoii sind dabei Sollwerte der mittleren Stromrichterausgangsspannung über eine Periode. Dabei werden die Sollspannungen in die entsprechenden Pulsbreiten der Pulsweitenmodulation für die Schalteinrichtungen 30i bis 303 umgerechnet. Im Kernelement der Regelungsschaltung 80 erfolgt eine Blindleistungsregelung. Hierzu wird aus den aß- Komponenten der Netzgrößen die aufgenommene Blindleistung in einer Blindleistungsberechnungseinheit 98 berechnet und mit dem Blindleistungswert Null verglichen. Hierbei entsteht eine Blindleistung dann, wenn eine Phasenverschiebung zwischen den Eingangsspannungen ui, U2 und U3 sowie den Eingangsströmen ii, b und h existiert. Durch die Regelung auf Wechselgrößen besteht zwischen Strom istwert und Stromsollwert grundsätzlich eine Phasenverschiebung. Ein Blindleistungsregler 100 erzeugt einen Phasenwinkel cp welcher den Sollwert der Netzströme so in der Phase verschiebt, dass keine Blindleistung aufgenommen wird. Dabei weist die Regelungsschaltung 80 durch die Möglichkeit der Verwendung von sehr hohen Schaltfrequenzen eine hohe Regelungsdynamik bei einem gleichzeitig sehr stabilen Regelungsverhalten auf. In den hier gezeigten Simulationsdaten wird beispielsweise eine Schaltfrequenz fo des Eingangsstromrichters 30 von 83kHz verwendet, was eine Nutzung von SIC- Bauelementen bei einem vereinfachten Aufbau der Stromrichterschaltung 10 erlaubt.
Die Regelungsschaltung 80 weist vorzugsweise neben der Regelung der aufgenommenen Blindleistung des Eingangsstromrichters 30 zusätzliche Regelungseinheiten auf, welche das Ein- und Ausschalten der Schalteinrichtungen 30i und 30-1, 302 und 30-2, sowie 303 und 30-3 des Eingangsstromrichters 30 und das Ein- und Ausschalten der Schalteinrichtungen 40i und 40-1, 402 und 40-2, sowie 403 und 40-3 des 3-phasige Schwingkreisstromrichters 40 steuert und/oder regelt. Die Regelungseinheiten zum Ein- und Ausschalten der Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters 30 und des Schwingkreisstromrichters 40 können auch als separate Regelungsschaltung getrennt von der Regelungsschaltung 80 ausgebildet sein.
Alternativ oder zusätzlich zur Regelung der Schaltfrequenzen fo und fo/3 durch die Regelungsschaltung 80 kann netzseitig ein L-C-L Filter vorgeschaltet werden. Auf diese Weise ist eine spannungseinprägende Regelung anstelle der stromeinprägenden Regelung möglich.
Die Figur 18 zeigt einen Zeitverlauf der Eingangsspannungen ui, U2 und U3 und der Eingangsströme ii, h und h, sowie der aufgenommenen Wirkleistung p(t) und Blindleistung q(t) bei einem Sollwertsprung des Netzstromes gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 18 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse und auf der y-Achse die Eingangsströme i-i, und h, die Eingangsspannungen ui, U2 und U3, die aufgenommene Wirkleistung p(t) und die aufgenommene Blindleistung q(t). Dabei wird deutlich, dass die Regelungsschaltung 80 den Eingangsstromrichter 30 der Stromrichterschaltung derart regelt, dass schon kurz nach dem Sollwertsprung die aufgenommene Blindleistung q(t) wieder bei null ist. Zur besseren Darstellbarkeit wurde für die Simulation in Figur 18 eine Netzfrequenz des einspeisenden Netzes von 500Hz gewählt.
Die Figur 19 zeigt eine schematische Darstellung eines Stromrichterschaltungssystems 1 mit einer Mehrzahl j von parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen 10 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hierbei werden die oben beschriebenen Ausführungsformen der Stromrichterschaltung 10 parallel zwischen dem Wechselstromnetz 20 und dem Akkumulator 70 konfiguriert. Diese Parallelschaltung ist durch die Potentialtrennung in der Ausgangsstufe der einzelnen Stromrichterschaltungen 10 möglich. Dabei werden die Pulsmuster der Eingangsstromrichter 30 der parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen 10 bei gleicher Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo jeweils bezüglich ihrer Periodendauer To um einen Phasenwinkel 2 tt/j zueinander verschoben. Bei der phasenverschobenen Schaltabfolge der parallelen Stromrichterschaltungen 10 kann zudem, bei gleicher Baugröße der Eingangsinduktivitäten LE, die Welligkeit der Eingangsströme ii, und h reduziert werden. Bei einer Optimierung der Welligkeit ist es dabei möglich, die Baugröße der Eingangsinduktivitäten LE weiter zu verkleinern.
Die Figur 20 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen 11 in einem Stromrichterschaltungssystem 1 mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen 10 mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die
Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 20 zeigen dabei stets den
Zeitverlauf auf der x-Achse (0,000005s Schritte) und auf der y-Achse drei Eingangsströme 11 von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (0,5A Schritte), den kombinierten Eingangsstrom 11 von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (0,2A Schritte) und den kombinierten Eingangsstrom 11 von sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (0,1A Schritte). Hierbei zeigt die Figur 20a den parallelen zeitlichen Verlauf von drei einzelnen Eingangsströmen 11 von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 in einem Diagramm, wobei die Eingangsströme 11 der parallelen
Stromrichterschaltungen 10 durch phasenverschobene Schaltung der
Eingangsstromrichter 30 erzeugt werden. Die Figur 20b zeigt nun den kombinierten Eingangsstrom 11 des Stromschaltungssystems 1 bestehend aus den drei addierten Eingangsströmen 11 der parallelen, phasenversetzt geschalteten Eingangsstromrichter 30, deren Amplitude noch durch die Anzahl drei der parallelen Stromrichterschaltungen 10 geteilt wurde. Der zeitliche Versatz der Phasen ergibt sich dabei zu To/3. Figur 20c zeigt den kombinierten Eingangsstrom 11 eines Stromschaltungssystems 1 bestehend aus sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10. Der zeitliche Versatz der Phasen ergibt sich dabei zu To/6. Hierbei wird im Vergleich zu Figur 20b deutlich, dass durch eine höhere Anzahl parallel geschalteter Stromrichterschaltungen 10 die Welligkeit des kombinierten Eingangsstrom 11 reduziert werden kann. Die Figur 21 zeigt einen Zeitverlauf von Ausgangsströmen iout in einem Stromrichterschaltungssystem 1 mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen 10 mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 21 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse und auf der y-Achse drei Ausgangsströme iout von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (5A Schritte), den kombinierten Ausgangsstrom iout von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (2A Schritte) und den kombinierten Ausgangsstrom iout von sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (2A Schritte). Hierbei zeigt die Figur 21a, vergleichbar zur Figur 20a, den parallelen zeitlichen Verlauf von drei einzelnen Ausgangsströmen iout von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 in einem Diagramm. Figur 21b zeigt dann die Addition der drei einzelnen Ausgangsströme iout aus Figur 21a. In Figur 21c ist wiederum, vergleichbarzu Figur 20c, die Addition von sechs einzelnen Ausgangsströmen iout eines Stromschaltungssystems 1 bestehend aus sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 zu sehen. Auch hier wird durch eine höhere Anzahl parallel geschalteter Stromrichterschaltungen 10 die Welligkeit des kombinierten Ausgangsstroms iout reduziert.
Die Figur 22 zeigt eine schematische Darstellung eines Stromrichter schaltungssystems 1 mit einer Mehrzahl von parallelgeschalteten Stromrichter schaltungen 10 gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Figur 22 zeigt ein vollständiges Ersatzschaltbild der Stromrichterschaltung 10 aus Figur 19.
Die Figur 23 zeigt einen Zeitverlauf von Eingangsströmen ii, und h in einem Stromrichterschaltungssystem 1 mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichterschaltungen 10 mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 23 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,002s Schritte) und auf der y-Achse drei Eingangsströme ii, und h von einer Stromrichterschaltung 10 (50A Schritte), die Eingangsströme ii, h und h von drei parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (100A Schritte) und die kombinierten Eingangsströme ii, und b von sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (200A Schritte). Hierbei wird deutlich, dass bei einer Erhöhung der Anzahl an parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen 10 eine Verstärkung der Stromwelligkeitsreduktion erreicht wird.
Die Figur 24 zeigt einen Zeitverlauf von Ausgangsströmen in einem Stromrichter schaltungssystem 1 mit unterschiedlicher Anzahl parallelgeschalteter Stromrichter schaltungen 10 mit jeweils einem zeitlichen Phasenversatz gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Achsendiagramme für die Zeitverläufe in der Figur 24 zeigen dabei stets den Zeitverlauf auf der x-Achse (0,000005s Schritte) und auf der y-Achse die einzelnen Ausgangsströme iout von drei parallel geschalteter Stromrichterschaltung 10 (50A Schritte), der kombinierte Ausgangsstrom iout von drei parallel geschalteter Stromrichterschaltung 10 (50A Schritte) und der kombinierte Ausgangsstrom iout von sechs parallel geschalteten Stromrichterschaltungen 10 (50A Schritte). Dabei werden im Vergleich zu Figur 21 Streuinduktivitäten im Transformator 50 berücksichtigt. Es wird wiederum deutlich, dass bei einer Erhöhung der Anzahl an parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen 10 eine Verstärkung der Stromwelligkeitsreduktion beim Ausgangsstrom erreicht wird.
Bezugszeichenliste
1 Stromrichterschaltungssystem
10 Stromrichterschaltung
20 Wechselstromnetz
30 Eingangsstromrichter
301..m Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters, positiver Ast
30-1. -m Schalteinrichtungen des Eingangsstromrichters, negativer Ast 40 Schwingkreisstromrichter
401..m Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters, positiver Ast
40-1. -m Schalteinrichtungen des Schwingkreisstromrichters, negativer Ast42 Schutzdioden 50 Transformator
60 Gleichrichterbrücke
70 Akkumulator
80 Regelungsschaltung
82 Raumzeiger-Wandler
84 Reziprog-Wandler
86 erste Multiplikatoren
88 zweite Multiplikatoren
90 Stromsollwert-Phasenverschiebeeinheit
92 Vergleichsglied
94 aß-Stromregler
96 Störgrößenaufschaltung
98 Blindleistungsberechnungseinheit
100 Blindleistungsregler
LE Eingangsinduktivität des Eingangsstromrichters
CP Schwingkreiskondensator
CG Glättungskondensator
Lh Hauptinduktivität des Transformators ii..n Eingangsstrom der n-ten Phase eines Wechselstromnetzes ui..n Eingangsspannung der n-ten Phase eines Wechselstromnetzes
IDC pulsförmiger Ausgangsstrom des E ingangsstrom richters
UDC pulsförmige Ausgangsspannung des Eingangsstromrichters ia.b.c Schwingkreisströme in den m-Phasen des Schwingkreisstromrichters iha.hb.hc Ströme durch die Hauptinduktivitäten in den m-Phasen
Ua.b.c Spannungen zwischen der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters und dem negativen Ast des Eingangsstromrichters Uab.bc.ca Sekundärseitige Ausgangsspannungen am Transformator uo- Spannung zwischen Sternpunkt des Transformators und negativen Ast des Eingangsstromrichters iout Ausgangsstrom der Stromrichterschaltung
Uout Ausgangsspannung der Stromrichterschaltung
UNa.ß aß-Komponenten der Eingangsspannungsraumzeiger
UNa.ßsoii Sollwerte der aß-Komponenten der Eingangsspannungsraumzeiger ΐNa,b ab-Komponenten der Eingangsstromraumzeiger iNa.ßsoii Sollwerte der aß-Komponenten der Eingangsstromraumzeiger ÜN reziproker Betrag der ab-Komponenten des
Eingangsspannungsraumzeigers TNSOII Stromsollwert usRa.ßsoii Sollregelspannung zur Pulsmustererzeugung im Eingangsstromrichter f Phasenwinkel
Q Blindleistung p(t) aufgenommene Wirkleistung q(t) aufgenommene Blindleistung n Anzahl der Eingangsphasen des Eingangsstromrichters m Anzahl der Phasen des Schwingkreisstromrichters und des Transformators j Anzahl der parallel geschalteten Stromrichterschaltungen fo Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz
To Periodendauer bei einer Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo fo/m Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz

Claims

Patentansprüche
1. Stromrichterschaltung (10) zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung (u0ut), aufweisend: einen schaltbaren Eingangsstromrichter (30); einen schaltbaren Schwingkreisstromrichter (40); einen m-phasigen Transformator (50); und eine Gleichrichterbrücke (60); wobei der Eingangsstromrichter (30) konfiguriert ist mit einem n-phasigen Stromnetz (20) verbunden zu werden und bei einer E ingangsstrom richter- Schaltfrequenz fo aus n Eingangsströmen (h; ; b) einen pulsförmigen Ausgangsstrom (IDC) ZU erzeugen; wobei der Schwingkreisstromrichter (40) m Phasen aufweist und konfiguriert ist, den pulsförmigen Ausgangsstrom (IDC) des E ingangsstrom richters (30) in jeder der m Phasen bei einer Schwingkreisstromrichter-Schaltfrequenz fo/m in einen Schwingkreisstrom (ia; b; ic) umzuwandeln; wobei die m Schwingkreisströme (ia; b; ic) in den m Phasen jeweils im Phasenwinkel zueinander verschoben sind; wobei jede der m Phasen des Schwingkreisstromrichters (40) einen Schwingkreiskondensator (CP) aufweist und mit einer Hauptinduktivität (U) der m- ten Phase des Transformators (50) jeweils einen Parallelschwingkreis bildet; wobei jeweils der Schwingkreiskondensator (CP) der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters (40) konfiguriert ist, einen Magnetisierungsstrom für die m-te Phase des Transformators (50) bereitzustellen und der Transformator (50) konfiguriert ist m sekundärseitige Ausgangsspannungen (uab; UbG; uca) potentialgetrennt von der Primärseite des Transformators (50) zu erzeugen; wobei die m Phasen des Transformators (50) sekundärseitig mit der Gleichrichterbrücke (60) verbunden sind und die Gleichrichterbrücke (60) konfiguriert ist, die m sekundärseitige Ausgangsspannungen (uab; UbG; uca) des Transformators (50) gleichzurichten und an einem Ausgang die potentialgetrennte Gleichspannung (u0Ut) zu erzeugen; und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.
2. Stromrichterschaltung (10) nach Anspruch 1 , wobei die Stromrichterschaltung (10) mit einem 3-phasigen Wechselstromnetz (20) verbindbar ist; und/oder wobei der Schwingkreisstromrichter (40) und der Transformator (50) drei Phasen aufweisen und optional die Hauptinduktivitäten (U) des Transformators (50) sternförmig oder in einer Dreiecks-Anordnung konfiguriert sind.
3. Stromrichterschaltung (10) nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Stromrichterschaltung (10) zwischen dem Eingangsstromrichter (30) und den m Phasen des Schwingkreisstromrichters (40) jeweils eine Schutzdiode (42) aufweist; und/oder wobei der pulsförmige Ausgangsstrom (IDC) des E ingangsstrom richters (30) konfiguriert ist eine Stromstärke von 0 A aufzuweisen, wenn die m Phasen des Schwingkreisstromrichters (40) jeweils geschaltet werden.
4. Stromrichterschaltung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die m Hauptinduktivitäten (U) des m phasigen Transformators (50) jeweils über einen Luftspalt einstellbar sind; und/oder wobei die Gleichrichterbrücke (60) als Mittelpunkt-Schaltung oder als B6- Gleichrichterbrücke konfiguriert ist.
5. Stromrichterschaltung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 4 wobei der Eingangsstromrichter (30) eine Regelungsschaltung (80) aufweist, und die Regelungsschaltung (80) konfiguriert ist Pulsmuster zum Schalten des Eingangsstromrichters (30) zu erzeugen; und wobei die Pulsmuster den Eingangsstromrichter (30) derart regeln, dass die Blindleistung (Q) des Eingangsstromrichters (30) minimiert wird.
6. Stromrichterschaltung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo der Stromrichterschaltung (10) zur Optimierung von Überspannungen und Wirkungsgrad oder zum Ausgleich von Parameterabweichungen vor oder während des Betriebes angepasst werden kann.
7. Stromrichterschaltungssystem (1) zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung (u0ut), aufweisend: eine Mehrzahl j von Stromrichterschaltungen (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 6; wobei die Mehrzahl j von Stromrichterschaltungen (10) parallel zueinander angeordnet sind, und wobei j eine positive ganze Zahl größer 1 ist.
8. Stromrichterschaltungssystem (1) nach Anspruch 7, wobei die Mehrzahl j von Stromrichterschaltungen (10) derart konfiguriert sind, dass die Pulsmuster der Eingangsstromrichter (30) der parallelgeschalteten Stromrichterschaltungen (10) bei gleicher Eingangsstromrichter-Schaltfrequenz fo jeweils bezüglich ihrer Periodendauer To um einen Phasenwinkel 2 tt/j zueinander verschoben sind.
9. Verwendung einer Stromrichterschaltung (10) oder eines Stromrichterschaltungssystems (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 8 zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung (u0ut).
10. Verfahren zum Erzeugen einer potentialgetrennten Gleichspannung (u0Ut) durch eine Stromrichterschaltung (10), wobei die Stromrichterschaltung (10) einen m-phasigen Schwingkreisstromrichter (40) mit einem Schwingkreiskondensator (CP) pro Phase und einen m-phasigen Transformator (50) aufweist, wobei der Schwingkreiskondensator (CP) der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters (40) mit einer Hauptinduktivität (U) der m-ten Phase des Transformators (50) jeweils einem Parallelschwingkreis bildet, und wobei das Verfahren aufweist:
Empfangen von n Eingangsströmen (ii; 12; h);
Erzeugen eines pulsförmigen Stroms (IDC) bei einer Schaltfrequenz fo aus den n Eingangsströmen (h; 12; h);
Umwandeln des pulsförmigen Stroms (IDC) in m Schwingkreisströme (ia; it>; ic) bei jeweils einer Schaltfrequenz fo/m, wobei die Schwingkreisströme (ia; it>; ic) in ihrem Phasenwinkel zueinander verschoben sind;
Bereitstellen jeweils eines Magnetisierungsstroms für die m-te Phase des Transformators (50) durch den Schwingkreiskondensator (CP) der m-ten Phase des Schwingkreisstromrichters (40);
Erzeugen von m sekundärseitigen Ausgangsspannungen (uat>; UbC; uca), welche potentialgetrennt zur Primärseite des Transformators (50) sind; Gleichrichten der m sekundärseitigen Ausgangsspannungen (uab; UbC; uca) des Transformators (50); und
Erzeugen der potentialgetrennte Gleichspannung (u0ut); und wobei n eine positive ganze Zahl ist und wobei m eine positive ganze Zahl größer gleich 2 ist.
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