WO2022269104A1 - Método y sistema de control para convertidores dc/ac - Google Patents

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WO2022269104A1
WO2022269104A1 PCT/ES2021/070463 ES2021070463W WO2022269104A1 WO 2022269104 A1 WO2022269104 A1 WO 2022269104A1 ES 2021070463 W ES2021070463 W ES 2021070463W WO 2022269104 A1 WO2022269104 A1 WO 2022269104A1
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voltage
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current
control
reference voltage
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PCT/ES2021/070463
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English (en)
French (fr)
Inventor
Roberto GONZÁLEZ SENOSIÁIN
Julián Balda Belzunegui
Manuel NAVARRETE KHIBIT
Andoni URTASUN ERBURU
Ioseba ERDOCIA ZABALA
Luis Marroyo Palomo
Original Assignee
Ingeteam Power Technology, S.A.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Definitions

  • the present invention belongs to the electrical grid sector, and in particular to that of electronic converters for connecting renewable energy generation sources to the electrical grid. More specifically, the invention relates to a control method and system for electronic converters.
  • inverters have been connected to the grid controlled as a sinusoidal current source at fundamental frequency, so that they follow the voltage waveform at the connection point to deliver the desired active and reactive power.
  • This control provides a correct behavior under the assumption of the availability of a robust voltage network.
  • the growing penetration of renewable energy sources connected through electronic converters is causing a decrease in the power ratio of synchronous generators with respect to the total power of the system.
  • maintaining the current control of electronic converters would compromise the quality and stability of the electrical network in the medium term. To avoid this, the electronic converters will have to provide the functionalities currently provided by the synchronous generator.
  • a widespread strategy consists of implementing a cascade control with an external voltage loop and an internal current loop whose current references are saturated at the maximum current value allowed.
  • An example of this method is shown in the document "L. Zhang, L. Harnefors, and H.-P. Nee, “Power-Synchronization Control of Grid-Connected Voltage-Source Converters,” IEEE Trans. Power Syst., vol. 25, no. 2, p. 809-820, May 2010”.
  • This technique has the disadvantage that the operation of the current control in situations where it is not necessary to limit current causes a greater harmonic distortion of the generated voltage, in case harmonic current components are demanded from the electronic converter.
  • the introduction of resonant drivers tuned to the typical frequencies at which these harmonics usually appear has been proposed.
  • Another of the methods proposed with a single voltage loop and which, like the previous one, is also based on limiting the current by limiting the voltage generated by the inverter, consists in calculating the maximum amplitude of the voltage that could be generated by the electronic converter without risk of overcurrent.
  • This maximum voltage is calculated from the voltage measurement at the connection point, the impedance from the electronic converter to the connection point, and the maximum current supported by the electronic converter.
  • An example of this method is found in US7804184B2.
  • the limitation of the open-loop voltage means that this method does not provide precision to limit the current, which reduces the robustness of the method.
  • this technique also has the disadvantage that it is an RMS control, which is why it is slow and causes the appearance of overcurrent in the first moments of the faults or overloads, which can cause damage to the electronic converter.
  • the present invention provides a method and a control system that try to solve the drawbacks of the methods and systems described in the state of the art. Specifically, a control method and system for an electronic converter as a voltage source is provided, which provide the electronic converter with the ability to limit the current in fault or overload situations.
  • a first aspect of the invention refers to a control method for a DC/AC electronic converter, comprising, for at least one phase of the DC/AC electronic converter: calculating, by means of a voltage controller, a first reference voltage at starting from predefined voltage setpoints and a phase voltage; calculating, by means of a current controller, a second reference voltage as a function of a difference between a predefined upper current limit and the current of said at least one phase, and of the phase voltage; calculating, by means of the current controller, a third reference voltage as a function of a difference between a predefined current lower limit and the current of said at least one phase, and of the phase voltage; comparing the first reference voltage with the second reference voltage; selecting the lower reference voltage between the first reference voltage and the second reference voltage; comparing the selected reference voltage with the third reference voltage; selecting as the control voltage to be generated by the electronic DC/AC converter the highest reference voltage between the selected reference voltage and the third reference voltage; and applying the selected control voltage to the at least one phase of the electronic DC/AC converter.
  • a control method and system have a stage executed by means of a voltage controller and a stage executed by means of a current controller.
  • the method and system are applicable, among others, to DC/AC (direct current / alternating current, English Direct Current / Alternating Current) converters.
  • the converters can be connected in parallel with the mains or to a system of loads isolated from the network, either independently or with several converters in parallel.
  • the current control loop consists of two branches per phase, one to control the current to the maximum positive value and another to control it to the maximum negative value.
  • the only difference between these two branches is the reference current, which in one case is the current maximum allowed current and in the other, in a more general case, its opposite (that is, the negative value of the maximum allowed current).
  • the current of the phase (or of each phase) of the converter has been previously measured.
  • the difference between a predefined upper (or lower, where appropriate) current limit and the current of said at least one phase is also called current error. This current error is used as the input of the current controller, which comprises previously determined parameters.
  • the calculation of the first, second and third reference voltages is carried out in parallel, where parallel is understood to mean that the first, second and third reference voltages are calculated substantially simultaneously (as opposed to, for example, cascading, in in which case a first loop or external loop, of voltage, determines the reference of a second loop or internal loop, of current).
  • the phase voltage is a voltage measured at some terminals of a capacitor of an output filter of the at least one phase.
  • the phase voltage is a voltage measured at the output of the electronic converter.
  • the output filter of at least one phase is an LC filter
  • the voltage measured at the output of the electronic converter is the same as the voltage measured at the terminals of the output filter capacitor.
  • the output filter of at least one phase is an LCL filter
  • the voltage measured at the terminals of the capacitor is different from the voltage at the output of the electronic converter. In this case, any of the two voltages can be used as phase voltage.
  • the phase voltage is a voltage obtained from a line voltage measurement.
  • the control method is performed at a plurality of time instants.
  • the cited instants of time refer, in the present description, to each sampling operation according to a frequency, that is to say, to the stroke of the clock.
  • the sampling frequency falls within the usual ranges of controllers used in inverter control systems, for example, at the switching frequency of the converter or multiples or submultiples of it.
  • the voltage controller calculates the reference voltage that should be generated in one phase (or each phase) by the electronic converter so that the corresponding phase behaves as an alternating voltage source with values of a given amplitude and phase.
  • the current controller calculates two reference voltages that should be generated in one phase (or each phase) by the electronic converter-, so that the value of the current is between said upper current limit and said lower current limit.
  • the step of calculating the second reference voltage comprises: providing as input to a first controller module the difference between the upper current limit and the current of the at least one phase; and adding the phase voltage to a voltage at the output of the first controller module, where the first controller module is a proportional regulator.
  • the method comprises, before said phase voltage is added to the output voltage of the first driver module: filtering the phase voltage by means of a voltage filter; and leading the phase of the filtered phase voltage by means of a phase leading compensator.
  • the step of calculating the third reference voltage comprises: providing as input to a second controller module the difference between the lower current limit and the phase current; and adding the phase voltage to a voltage at the output of the second controller module, where the second controller module is a proportional regulator, which can be equal to the first controller module.
  • the method comprises, before said phase voltage is added to the output voltage of the second driver module: filtering the phase voltage by means of a voltage filter; and leading the phase of the filtered phase voltage by means of a phase leading compensator.
  • any of the existing methods in the state of the art such as Grid-forming, can be used.
  • control method is applied for each phase of the electronic DC/AC converter.
  • the DC/AC electronic converter is a three-phase electronic converter, where the method of the first aspect of the invention is applied to each of the phases.
  • an uncontrolled zero-sequence reference voltage is obtained for each phase from the selected control voltages to compensate for the effect of an uncontrolled zero-sequence component contained in the selected control voltages, and those non-controlled uncontrolled zero-sequence reference voltages are applied to the phases of the drive.
  • the method comprises: calculating modulating ones from the uncontrolled zero-sequence reference voltages, and controlling some switches of the conversion stage of the DC/AC electronic converter based on said modulating ones.
  • the method comprises: starting from the reference voltages without uncontrolled zero sequence, calculating modulating ones; introducing a desired or controlled homopolar component (such as, for example, a third harmonic) to said modulators, obtaining modulators with a homopolar component; and control some switches of the conversion stage of the DC/CA electronic converter from said modulating with zero-sequence component.
  • a desired or controlled homopolar component such as, for example, a third harmonic
  • a pulse width modulator uses said modulating or modulating with zero-sequence component to generate the switch-on commands.
  • the method includes a step of reducing the predefined voltage setpoints if any of the control voltages are imposed by the current controller. For example, saturation techniques with anti-windup are applied.
  • a second aspect of the invention relates to a control system for a DC/AA electronic converter that carries out the method described in the first aspect of the invention.
  • the control system comprises: a voltage controller configured to, for at least one phase of the conversion stage of the DC/AC electronic converter, calculate a first reference voltage from predefined voltage setpoints and a phase voltage; a current controller configured to, for said at least one phase of the conversion stage of the DC/AC electronic converter, calculate a second reference voltage as a function of a difference between the upper current limit and the phase current, and the phase voltage and a third reference voltage as a function of a difference between the current lower limit and the phase current, and the phase voltage; a control unit configured to: compare the first reference voltage with the second reference voltage, select the lower reference voltage between the first reference voltage and the second reference voltage, compare the selected reference voltage with the third voltage reference voltage, and selecting as the control voltage to be generated by the conversion stage of the DC/AC electronic converter the highest reference voltage among the selected reference voltage and the third reference voltage; means for applying the selected
  • control unit is further configured to obtain an uncontrolled zero-sequence reference voltage for each phase of the conversion stage of the electronic DC/AC converter from said selected control voltages to compensate for the effect of an uncontrolled zero-sequence component contained in at least one of the selected control voltages.
  • the voltage controller further comprises a control loop to reduce predefined voltage setpoints if any of the control voltages are imposed by the current controller.
  • the proposed method and control system require a simple calculation of the phase voltage and an implementation of the phase voltage that substantially immediately converges the phase current to values between an upper limit current and a current lower limit, so that neither the converter (also called inverter throughout this description), for example, the semiconductors thereof, nor the phases of the electric generator, are damaged by overheating.
  • control method and system of the invention make it possible to detect both an intensity greater than a maximum intensity and an intensity less than a minimum intensity. It is not, as in other control systems of the state of the art, necessary to wait a certain time -for example, half a period- in order to compare the actual phase current against a maximum current again.
  • the speed in the detection of overcurrents is of great importance due, for example, to the rapid heating suffered by semiconductors.
  • the method and control system of the invention are applicable both to single-phase inverters and to each of the phases of a three-phase inverter.
  • current control can cause asymmetry in phase voltages. This asymmetry is compensated according to certain embodiments of the invention by calculating a modulating for each phase of the electronic converter.
  • the phase or, where appropriate, each of the phases of the electronic converter is controlled, independently, as a voltage source at times when there is no risk of overcurrent, that is, under normal operating conditions, while at those moments in which there is a risk of overcurrent in a phase, due to faults or overloads, it will be the current control loop that automatically takes control of the phase .
  • the proposed method presents, among others, the following advantages: • Under normal operating conditions, functioning as a voltage source provides the inverter with all the features of the grid-forming mode: active power management, contribution of harmonics and unbalances, contribution of inertia and damping to the system, etc.
  • Carrying out the current control with the instantaneous value provides the electronic converter with the capacity to limit overcurrents during the first moments of faults or overloads.
  • the invention relates to a phase control method according to claim 1 and to a control system according to claim 22, capable of implementing said method.
  • the dependent claims refer to different embodiments of the invention.
  • Figure 1A shows a connection diagram of an electronic converter, whose input is a power source or a storage system and at its output it is connected to the main electrical network, to a load in the case of a single-phase converter or to several loads in the case of being a three-phase converter.
  • the electronic converter has been represented as a conversion block followed by an output filter.
  • Figure 1B shows a connection diagram of an electronic converter similar to that of Figure 1A, with the difference that the conversion block of the electronic converter in this figure is different from that of Figure 1A.
  • Figure 2 shows a block diagram that generically represents the implementation of voltage control for the electronic converter to operate as a voltage source.
  • Figure 3 shows a block diagram corresponding to the realization of the current control for the phase of a single-phase converter or for one of the phases of the three-phase electronic converter, which includes the loop for controlling the current to the maximum positive value and the loop for check the current at the maximum negative value and that it is analogous for the rest of the phases, if any.
  • Figure 4 shows the implementation of the control proposed in this invention for the phase of a single-phase converter or one of the phases of the three-phase converter, which is analogous for the rest of the phases.
  • Figure 5 shows the implementation in the form of a block diagram of the calculation of uncontrolled zero-sequence control voltages from the selected control voltages.
  • Optional modulating calculation stages and controlled zero-sequence component introduction are also included.
  • Figure 6 shows a block diagram corresponding to positive maximum current control for one phase of the electronic converter of a preferred embodiment of the method of the invention, which embodiment is analogous to negative maximum current control.
  • Figure 7 shows the results of the simulation of the electronic converter with the proposed method against an overload of 20%.
  • Figure 8 shows the results of the simulation of the electronic converter with the proposed method against the connection and start of an asynchronous machine.
  • the control method of the invention is adapted to control a DC/AC electronic converter 1 as a voltage source, providing it with the capacity to limit the current in those situations in which overcurrents may occur, such as faults, overloads, short circuits or voltage dips.
  • the electronic converter 1 may be working in parallel with other electronic converters and/or electrical generators.
  • the electronic converter 1 can be connected at its output to the main electrical network, to a load (for example, in the case of a single-phase converter) or to a set of isolated loads (for example, in the case of a three-phase converter).
  • the events that cause the appearance of overcurrents can be both symmetrical and asymmetrical.
  • Figures 1A and 1B show the connection diagram of an electronic converter 1, specifically of a DC/AC electronic converter.
  • the connection diagram of an electronic DC/AC converter 1 of figures 1A-1B refers both to the phase of a single-phase converter and to one of the phases of a three-phase converter.
  • Input 2 of converter 1 can be a power source or a storage system.
  • an energy source it can be of different types, such as a renewable generation source (solar or wind, for example).
  • a storage system this can be a battery or a capacitor bank, for example.
  • converter 1 can be connected to the main electrical network, to a load in the case of a single-phase converter or to several loads in the case of a three-phase converter (generally represented by reference 3).
  • the electronic converter 1 has been schematically represented as two blocks 11, 12 (11', 12 in figure 1B).
  • Block 11, 11' represents the conversion stage.
  • Block 12 represents the output filter.
  • Two possible conversion schemes 11, 11' are shown without limitation, but an expert will understand that any other conventional conversion step can be used.
  • the output filter 12 in both figures an LCL filter has been used, but an LC filter or any other variant could alternatively be used.
  • the output filter 12 is intended to filter the switching harmonics.
  • the control method implements a control in the electronic converter 1, based on a control of an output voltage e (hereinafter called phase voltage) in one or more phases and a control of the current i of the converter (in general , of the current of at least one of its phases) that are executed at all times and in parallel. Specifically, the control method is applied to the phase (or in general, to one or more phases) of the conversion stage 11 , 11' from the converter.
  • phase voltage an output voltage
  • i of the converter in general , of the current of at least one of its phases
  • the phase voltage can be either the voltage Ve measured across the capacitor of the output filter 12, or the voltage VPCC at the network or load (loads) 3.
  • the output filter 12 of the phase (or phases) is an LC filter, not illustrated, the voltage measured at the output (in the network or load 3) is the same than the voltage measured across the capacitor of the LC filter. This voltage is then the phase voltage referred to in this description.
  • the phase voltage can be calculated indirectly through the measurement of the line voltage, not illustrated (referring to the three-phase converter for example).
  • the voltage control implemented in a voltage controller 21 shown for example in figure 2, calculates the reference voltages e r,v , es,v , e t,v that should be generated in each phase. (if the converter is three-phase) or in phase (if the converter is single-phase) by electronic converter 1 so that this phase behaves like an alternating voltage source with certain amplitude and phase values, that is, those desired in depending on the load, the loads or the network to which the converter will be connected.
  • three reference voltages e r,v , es,v , et ,v corresponding to a three-phase system are shown.
  • the current control loop implemented in a current controller 30 shown for example in figure 3, calculates the reference voltages ep ° s e 3 , ep ° s e 3 , ep ° s e 9 , which should be generated in each phase (if the converter is three-phase) or in the phase (if the converter is single-phase) by the electronic converter 1 so that the current does not exceed the defined maximum value.
  • the phase or “each phase” it must be understood that it can be the only phase if the converter is single-phase or one or each of the three phases if the converter is three-phase.
  • the reference voltages obtained according to the method described below are compared.
  • the voltage generated by the inverter in each phase is equal to the reference voltage calculated by the output voltage control, that is, the electronic converter 1 generates the voltage commands 22 previously. calculated.
  • the reference voltage of one or several phases
  • the current control is more restrictive than that provided by the voltage control.
  • the voltage generated by the electronic converter 1 is equal to the reference voltage provided by the current control, which ensures current control at a defined maximum value at the expense of a voltage reduction. output.
  • voltage control can be represented, for example, by the diagram in figure 2.
  • the current measurements i r , i s , i t (in the case of a three-phase converter with phases r, s, t) or, in general, the current i (see figures 1A-1B) of the electronic converter 1 and the phase voltages ve r , ve s , vc t at the output, for example, at the terminals of the output filter capacitors, are used to determine the voltage setpoints 22.
  • these set points 22 are determined by a selected grid-forming method 20 .
  • grid-forming methods 20 such as droop control and virtual synchronous machine, but their choice is outside the scope of the present invention.
  • the voltage controller 21 From the voltage commands 22 and from said phase voltages ve r , ve s , vc t , the voltage controller 21 obtains the reference voltages e r,v , es,v , e t,v that it must generate the electronic converter 1 to function as a voltage source.
  • the method carried out by the tension controller 21 is outside the scope of the present invention.
  • the voltage controller 21 can calculate the reference voltages e r,v , es,v , et ,v by means of open-loop control of the voltage, control of the instantaneous value of the voltage in alpha axes and beta or in d and q axes, among others.
  • Figure 3 shows a possible implementation of the current control 30.
  • the proposed current control 30 consists of two closed control loops per phase, one to control the current to a maximum positive value Lax and another to control it to the maximum negative value - Lax. .
  • the current control closed loop to control the current at a maximum positive value consists of a first adder 33 that has the reference current ax at its positive input and the phase current i r at its negative input. This current is the one that circulates through the corresponding phase of the converter. This intensity has been previously measured.
  • the result of the sum is the current error, and it is the input of a controller C(s) 31 whose function is to generate a voltage value v ⁇ ° s , which is the positive input of a second adder 35 in which is added to the value of voltage v ⁇ ° s , in its other positive input, the value resulting from filtering the phase voltage ver r in a filter FT vc (s) 37, so that at the output of the second adder 35 the tension e ° s is obtained.
  • the input to the filter 37 is the voltage vc r at the output of the corresponding phase, for example, across an output filter capacitor. It should be noted that, if the value of i r is greater than that of the reference current Lax, the resulting voltage e ° s of this closed current control loop will be less than the voltage value entered in the second adder 35.
  • the current control closed loop to control the current at a maximum negative value consists of a third adder 34 (first adder of this closed loop) that has at its positive input the current of reference -Lax and in its negative input the phase current i r .
  • the result of the sum is the current error of this loop, and it is the input of a controller C(s) 32 whose function is to generate a voltage value v 3 , which is the positive input of a fourth adder 36 (second adder of this closed loop), in which the value of voltage v 9 is added, in its other positive input, the value resulting from filtering phase voltage ver r in a filter FT vc (s) 38, so that in the output of the fourth adder 36 obtains the voltage e 3 .
  • a controller C(s) 32 whose function is to generate a voltage value v 3 , which is the positive input of a fourth adder 36 (second adder of this closed loop), in which the value of voltage v 9 is added, in its other positive input, the value resulting from filtering phase voltage ver r in a filter FT vc (s) 38, so that in the output of the fourth adder 36 obtains the voltage e 3 .
  • phase s For the phases s, t, not illustrated in figure 3, current control loops are used to control the current at a maximum positive value and a maximum negative value, respectively, similar to the two loops illustrated in figure 3.
  • both the first adder 33 and the third adder 34 have the phase current i s at their negative input and the input to the filter 37 is the voltage vc s at the output of phase s.
  • both the first adder 33 and the third adder 34 have the phase current i t at their negative input and the input to the filter 37 is the voltage ve t at the output of phase t.
  • the two current control loops provide the reference voltages e 9 ° s e TM 9 .
  • phase t the two current control loops provide the reference voltages e ° s e 3 .
  • the Lax, -Lax current references can be configured dynamically for the development of tasks such as protection of the electronic converter 1 against overtemperatures or variation of the allowed current limit as a function of time during the fault to facilitate its dissipation, among others.
  • Another possible application of the dynamic variation of the reference currents is, for example, the variation of the current range within which the reference voltage calculated by the voltage control is considered the optimum phase voltage.
  • the references of the positive and negative maximum current controls can be modified according to profiles or calculations defined from predetermined objectives.
  • control proposed in the present invention is applicable to the phase of a single-phase electronic converter or to each of the phases of a three-phase electronic converter and is shown in figure 4.
  • figure 4 has been further developed in detail the control of phase r, but the development is analogous for phases s, t, as explained in relation to figure 3.
  • these controls the voltage one (figure 2) and the two of current (carried out through the current control loops of figure 3 as described), are executed in parallel and each of them calculates, at each instant and for each phase, the necessary reference voltage to carry out your goal.
  • a voltage is selected as the control voltage, from the three reference voltages (e r,v , e 9 ° s , e 9 in the case of phase r; e s,v , e 9 ° s , e si 9 in the case of phase s; e t,v , et vi , e ti 9 in the case of phase t), as described below.
  • the selected control voltage is applied to the corresponding phase of the conversion stage 11, 11' of the converter 1 (the applied voltage is referenced as e in figure 1A). In this way, the current l r of that phase will be between the predefined upper current limit Lax and the lower predefined current limit -Lax.
  • a voltage control 21 calculates reference voltages e r,v , es,v , e t,v (one per phase, in the case of a three-phase system) based on voltage references 22. These voltages are the desirable phase voltages in the event of normal operation of the converter 1, that is, in the absence of faults in the electrical system .
  • Figure 4 illustrates how the choice of the desirable phase voltage is made in two stages. In a first stage, the reference voltage e r,v calculated by the voltage control 21 and that calculated e 9 ° s by the maximum positive current control loop are compared in a first comparator 41, the smaller of them being chosen.
  • a second comparator 42 the reference voltage selected in the previous stage is compared, that is, the output of the first comparator 41, and that calculated e 9 by the maximum negative current control, and the highest e r is chosen, s .
  • anti-windup saturation techniques are applied to those controllers in which the reference voltage they provide is not selected.
  • the control scheme of figure 4 is applicable to a single-phase converter, taking into account that in a single-phase converter it is only necessary to generate a reference voltage by the voltage control 21.
  • the selected control voltage can then be applied to the corresponding phase of the conversion stage 11 of the electronic DC/AC converter 1 , so that the current i r of that phase falls between the predefined upper current limit L ax and the -Lax current lower limit predefined.
  • the reference voltages selected in all the phases in the case of a three-phase converter, or in one of the phases in the case of a single-phase converter are determined by the voltage control.
  • the reference voltage provided by the positive maximum current control will be less than that provided by the voltage control and greater than that provided by the negative maximum current control, since the first adder 33 of the current control closed current loop to control the current to positive maximum value and the so-called third adder 34 (first to act in the current control closed current loop to control the current to negative maximum value), operate in the same instant in which the intensity with which the first and second comparators 41, 42 operate is the same, and the reference voltage selected in that phase will be that calculated by the maximum positive current control loop.
  • the reference voltage provided by the negative maximum current control will be greater than that provided by the voltage control and less than that provided by the positive maximum current control, and the reference voltage selected in that phase will be the one calculated by the negative maximum current control loop.
  • the measurements of current i r and voltage ve r are filtered.
  • the filters H ⁇ (s) 70 and H v (s) 71 respectively, before considering them for the different calculations, in order to eliminate switching harmonics and high-frequency noise.
  • the filter H ⁇ (s) 70 provides at its output a measure of filtered current i r, f .
  • the filters used can be implemented both analogically and digitally, and can be, for example, low-pass or high-pass filters, or a combination of different types of filters.
  • Figure 6 shows a possible implementation of the current control for the positive branch (current control closed loop to control the current at maximum positive value), which is analogous to that of the negative branch (current control closed loop to control the current at negative maximum value).
  • the controller C(s) 31 of figures 3 and 4 has been implemented as a proportional controller K p 731.
  • an integral proportional type controller (Pl) can be used as a maximum current controller 31, 32 .
  • other elements can be added to the current control loops, such as phase delay compensators, phase advance compensators, or a combination of both.
  • compensators can be added both in the direct chain and in the feedback of the voltage at the output of the controller C(s) 31 , 32 to improve the control performance. It is also possible to implement active damping from the capacitor current measurement or any other variable.
  • figure 6 includes a phase lead compensator AF(s) 72 applied to the voltage measurement v r , which could previously be filtered with the filter H v (s) 71.
  • An embodiment is shown in which both things are done (filtering and phase lead compensation), but only one of them can also be done.
  • the output vc r,f of the phase ahead compensator 72 is summed (adder 735) to the output of the controller 731 of the maximum current control of each one of the phases to compensate the delays introduced, for example, by the digitalization and the voltage filter H v (s) 71 used in this embodiment.
  • an algorithm or module 53 can be introduced for the calculation, for each phase r, s, t, of the electronic converter 1, of a voltage reference voltage without uncontrolled zero-sequence er , es , et , from the selected reference voltages er,s , es,s , et ,s .
  • a voltage reference voltage without uncontrolled zero-sequence er es , et
  • the uncontrolled zero-sequence component that contains the control voltages is canceled or corrected, obtaining the reference voltages that must be imposed in each phase of the electronic converter 1.
  • the blocks 50, 51, 52 represent, for each phase of a three-phase converter, the stages 41, 42 (figure 4) of the control of the proposed invention, in which, from the three reference voltages, one of the three reference voltages is selected. them as selected control voltage.
  • block 50 refers to phase r and represents stages 41, 42 in which, from the reference voltages e r,v , e 9 ° s , e 3 , one of them is chosen as selected control voltage e r,s .
  • Block 50 also provides a signal indicating whether the chosen control voltage e r,s comes (“YES” at the output of block 50) or not (“NO” at the output of block 50) from current control (i.e. that is, if it corresponds with e 9 ° s or with Blocks 51, 52 work analogously, but in relation to phases s, t, respectively.
  • the Module 53 provides, for each phase, an uncontrolled zero-sequence reference voltage e r , es , e t .
  • This uncontrolled zero-sequence reference voltage er , es , et is the one that is applied or imposed on the corresponding phase of the conversion stage 11, 11' of the electronic converter 1.
  • the module 53 does not make any changes. That is: er — e r,s > es — es , s > e t ⁇ e t , s
  • module 53 calculates the following reference voltages without uncontrolled zero-sequence er , es , e t : a) If it is the phase r voltage that comes from the current control:
  • phase r the selected reference voltage in phase r is maintained as selected, and the two reference voltages (phases s, t) coming from the voltage control are adapted. b) If it is the voltage of phase s that comes from the current control:
  • phase s the selected reference voltage in phase s is maintained as selected, and the two reference voltages (phases r, t) coming from the voltage control are adapted. c) If it is the voltage of phase t that comes from the current control:
  • the selected reference voltage in phase t is maintained as selected, and the two reference voltages (phases r, s) coming from the voltage control are adapted.
  • the module 53 calculates the following uncontrolled zero-sequence reference voltages e r , es , e t : a) If the voltages of the phases r and s are the ones imposed by the current control: e — e rs ; es — ess ; — ( er e s , s ) b) If it is the phase voltages r and t that are imposed by the current control: er — e r,s > e t — e t ⁇ S ; e s — (e rs £t,s) c) If it is the phase voltages s and t that are imposed by the current control: es — e s,s > e t :
  • the module 53 prioritizes limiting current in the two phases with the highest level current. That is, the reference voltages without uncontrolled zero-sequence are calculated as if two of the three selected reference voltages e r,s , es,s , e t,s are imposed by current control: a ) If phases r and s are the two phases with the highest current: er — e r,s> e s — es,s> e t ⁇ ⁇ (.
  • phases r and t are the two phases with the highest current: er — e r,s> e t — et ,s> e s — — ( e r,s ⁇ e t,s ) c) If the two phases s and t are the two phases with higher current: es — es,s> e t — et ,s > e r — — (. es,s — e t , s )
  • the voltage that is applied by the electronic converter 1 in that phase is the selected reference voltage (the one provided by the control current), while in the phase or phases in which the reference voltage is imposed by the voltage control, the voltage applied by the electronic converter 1 in that phase is modified with respect to the reference voltage to eliminate the component zero sequence introduced by the control of the present invention.
  • the three reference voltages are imposed by the current control, in which key two of them must be prioritized.
  • the uncontrolled zero-sequence component introduced by the proposed control is canceled or minimized, while ensuring that the generated voltage is equal to the reference voltage in the phases in which it comes from the current control.
  • the reference voltages without uncontrolled zero-sequence er , es , et in addition to being imposed or applied to the corresponding phase of the electronic converter 1 , can also be used to calculate some modulating m r ,d, m s , d , m t ,d as indicated by block 54 of figure 5.
  • the calculation of modulators 54 is conventional and falls outside the scope of the present invention.
  • These modulators can be used, for example, to control switches of the converter 1, for example, according to a pulse width modulation (PWM) method. That is, a PWM modulator can use the modulators to generate the power-on orders of the switches that make up converter 1.
  • PWM pulse width modulation
  • a desired zero sequence component m 0 can be introduced to the modulating m r ,d, m s ,d, m t ,d.
  • a desired zero sequence component m 0 can be introduced to the modulating m r ,d, m s ,d, m t ,d.
  • some modulators with zero sequence component m r are obtained. , m s , m t .
  • the calculation of modulating with zero-sequence component m r , m s , m t is conventional and is outside the scope of the present invention.
  • These modulators can be used for the same purpose as the modulators m r ,d, m s ,d, m t ,d, that is, for example, to control some switches of the converter 1 , for example according to a modulation method of pulse width (PWM).
  • PWM pulse width
  • the three-phase implementation applies, for example, to an electronic converter 1 as illustrated in figure 1A or 1B, controlled as a voltage source and to whose input a battery is connected (as a storage system 2) and to its output is connected to a set of 3 isolated ac loads through an LC output filter and a transformer (not shown).
  • the first graph shows the currents (Amps) exchanged by electronic converter 1 and the positive and negative current references (in Amps) defined for current control
  • the second graph the phase voltages (in Volts) generated at the load terminals and in the third the reference voltages (in Volts) of phase r calculated in parallel by the voltage control and by the positive and negative branches of the current control.
  • the reference voltage selected at each instant is the most restrictive, which corresponds to the one with an intermediate value among the 3 calculated by the control loops.
  • Figure 7 identifies the reference voltage selected in phase r at each instant (e rv , e 3 ° s and e 3 ).

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Abstract

Método de control de un convertidor electrónico CC/CA (1), en el que, para al menos una fase: calcular una primera tensión de referencia (er,v,es,v,et,v) a partir de unas consignas de tensión predefinidas (22) y una tensión de fase (vcr,vcs,vct); calcular una segunda tensión de referencia (tensión 2) en función de una diferencia entre un límite superior de corriente (Imax) predefinido y la corriente (ir, is, it) de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase; calcular una tercera tensión de referencia (tensión 3) en función de una diferencia entre un límite inferior de corriente (-Imax) predefinido y la corriente de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase; comparar la primera tensión de referencia (er,v,es,v,et,v) con la segunda tensión de referencia (tensión 2); seleccionar la menor tensión de las dos; comparar la tensión de referencia seleccionada con la tercera tensión de referencia (tensión 3) seleccionar como tensión de control (er,s,es,s,et,s) la mayor de las dos; y aplicar la tensión de control seleccionada (er,s,es,s,et,s) a la al menos una fase del convertidor.

Description

MÉTODO Y SISTEMA DE CONTROL PARA CONVERTIDORES DC/AC CAMPO DE LA INVENCIÓN
La presente invención pertenece al sector de la red eléctrica, y en particular al de los convertidores electrónicos para la conexión a la red eléctrica de fuentes de generación de energías renovables. Más concretamente, la invención se refiere a un método y sistema de control para convertidores electrónicos.
ESTADO ANTERIOR DE LA TÉCNICA
La crisis medioambiental actual está provocando una gran penetración de fuentes de generación renovable, como fotovoltaica y eólica, y sistemas de almacenamiento, como baterías, en la red eléctrica. La conexión de estos sistemas a la red eléctrica se realiza por medio de convertidores electrónicos de continua a alterna, también llamados inversores. Esto está causando el reemplazo de los generadores síncronos por generadores distribuidos basados en convertidores electrónicos. Sin embargo, hasta ahora los generadores síncronos han sido los principales responsables del mantenimiento de la calidad y la estabilidad de la red eléctrica. Esto se debe a su funcionamiento como fuente de tensión y su capacidad para el aporte de sobrecorrientes en situaciones de falta, gestión de la potencia activa, aporte de armónicos y desequilibrios y aporte de inercia al sistema, entre otros.
Generalmente, los inversores se han conectado a red controlados como fuente de corriente senoidal a frecuencia fundamental, de forma que siguen a la forma de onda de la tensión en el punto de conexión para entregar las potencias activa y reactiva deseadas. Este control proporciona un comportamiento correcto bajo la suposición de la disponibilidad de una red de tensión robusta. No obstante, la creciente penetración de fuentes de energía renovable conectadas a través de convertidores electrónicos está provocando la disminución de la ratio de potencia de generadores síncronos respecto a la potencia total del sistema. En este escenario, el mantenimiento del control de convertidores electrónicos actual comprometería la calidad y estabilidad de la red eléctrica a medio plazo. Para evitar esto, los convertidores electrónicos tendrán que proporcionar las funcionalidades proporcionadas actualmente por el generador síncrono.
Con este fin, se han propuesto nuevas estrategias de control para estos convertidores electrónicos englobadas en el concepto grid-forming, como el control droop, el generador síncrono virtual y el oscilador de tensión virtual. En todos ellos, de forma directa o indirecta, el convertidor electrónico pasa a comportarse como fuente de tensión. Este comportamiento proporciona nuevas funcionalidades al sistema, como la capacidad de restaurar la tensión de red ante un fallo y funcionar de forma aislada. En esta situación, los convertidores electrónicos deben contribuir por tanto al mantenimiento de la tensión en todo momento y no pueden ser desconectados del sistema en situaciones de falta o sobrecarga. Estos eventos pueden provocar la aparición de corrientes que pueden superaren varias veces la corriente nominal del inversor. Esto no constituye un problema para el generador síncrono que es capaz de proporcionar grandes sobrecorrientes gracias a su elevada constante de tiempo térmica (alrededor de una hora). Sin embargo, en el caso de los semiconductores utilizados en los convertidores electrónicos, esta constante se sitúa en el orden de varios milisegundos. Por ello, cualquier sobrecorriente provocada por faltas o sobrecargas podría provocar la destrucción del convertidor electrónico. Para evitarlo, se hace necesario el desarrollo de estrategias de control que permitan limitar la corriente ante este tipo de eventos.
Una estrategia muy extendida consiste en la implementación de un control en cascada con un lazo externo de tensión y un lazo interno de corriente cuyas referencias de corriente son saturadas al valor máximo de corriente permitido. Un ejemplo de este método se muestra en el documento “L. Zhang, L. Harnefors, and H.-P. Nee, “Power-Synchronization Control of Grid- Connected Voltage-Source Converters,” IEEE Trans. Power Syst., vol. 25, no. 2, pp. 809-820, May 2010”. Esta técnica presenta la desventaja de que el funcionamiento del control de corriente en situaciones en las que no es necesario limitar corriente provoca una mayor distorsión armónica de la tensión generada, en caso de que se demanden componentes armónicas de corriente al convertidor electrónico. Para resolver este problema, se ha propuesto la introducción de controladores resonantes sintonizados a las frecuencias típicas a las que suelen aparecer estos armónicos. Sin embargo, en algunas cargas no lineales, como los cicloconvertidores, los armónicos no siempre aparecen a la misma frecuencia, por lo que no se evita el problema completamente. Además de esta desventaja, la implementación del control en cascada no es factible en inversores de gran potencia, puesto que sus bajas frecuencias de conmutación y muestreo imposibilitan el desacoplo de ambos lazos y la obtención de una dinámica aceptable para el control de tensión.
Debido a que no es factible implementar controles en cascada en convertidores electrónicos de gran potencia, se apuesta por la implementación de un lazo único de tensión para llevar a cabo el control. Una técnica extendida para limitar corriente con lazo único de tensión consiste en la emulación de una impedancia virtual transitoria en las referencias del control. De esta forma, se pretende controlar el valor de la corriente mediante la actuación sobre las referencias de tensión. Un ejemplo de este método se muestra en US10756536B2. Este control presenta el inconveniente de que la precisión de la impedancia virtual para limitar las referencias de tensión depende directamente del tipo de falta y de dónde se produzca, por lo que el valor al que se limita la corriente también depende de estos factores. Esto resta eficacia al método debido a que en situaciones de falta se requiere que el inversor proporcione corriente máxima al sistema para provocar la apertura de las protecciones y así disipar la falta. Otra desventaja de esta técnica es que no garantiza el control de la corriente en los transitorios iniciales de las faltas o sobrecargas debido a que no se controla la corriente directamente, lo que quita robustez al método.
Otro de los métodos propuestos con lazo único de tensión, y que, como el anterior, se basa también en la limitación de la corriente a través de la limitación de la tensión generada por el inversor, consiste en calcular la amplitud máxima de la tensión que podría ser generada por el convertidor electrónico sin riesgo de sobrecorriente. Esta tensión máxima se calcula a partir de la medida de tensión en el punto de conexión, la impedancia desde el convertidor electrónico hasta el punto de conexión y la corriente máxima soportada por el convertidor electrónico. De esta forma, se ha propuesto limitar la corriente mediante la limitación en lazo abierto de la amplitud máxima de tensión generada por el convertidor electrónico. Un ejemplo de este método se encuentra en US7804184B2. No obstante, la limitación de la tensión en lazo abierto provoca que este método no proporcione precisión para limitar la corriente, lo que resta robustez al método. Además, esta técnica también presenta la desventaja de que se trata de un control de RMS, por lo que es lento y provoca la aparición de sobrecorriente en los primeros instantes de las faltas o sobrecargas, que pueden causar daños al convertidor electrónico.
Para evitar la pérdida de precisión en la limitación de la corriente y también evitar la introducción de un lazo interno de corriente, se ha propuesto la transición del modo de funcionamiento del convertidor electrónico de fuente de tensión a fuente de corriente cuando se detecta la falta. Un ejemplo de este método se encuentra en el documento “X. Peí and Y. Kang, “Short-Circuit Fault Protection Strategy for High-Power Three-Phase Three-Wire Inverter,” lEEE Trans. Ind. Informatics, vol. 8, no. 3, pp. 545-553, August 2012”. Sin embargo, este método presenta la desventaja de que es necesario incorporar un mecanismo para la detección de la falta que posibilite el cambio de modo de funcionamiento. También presenta la desventaja de que debido al tiempo necesario para detectar la presencia de una falta o sobrecarga en el sistema y cambiar de modo de funcionamiento, el método no es capaz de limitar las sobrecorrientes en los instantes iniciales de estos eventos.
Para evitar la sobrecorriente durante los primeros instantes de las faltas o sobrecargas en los tres últimos métodos mencionados, algunos autores complementan su método con la implementación de un limitador de corriente hardware, que inhibe los pulsos de los semiconductores si la corriente sobrepasa un determinado valor máximo, con el consiguiente aumento de complejidad del sistema. Un ejemplo de la introducción de este método complementario de limitación de corriente se encuentra en el documento mencionado anteriormente “Short-Circuit Fault Protection Strategy for High-Power Three-Phase Three- Wire Inverter,” IEEE Trans. Ind. Informatics, vol. 8, no. 3, pp. 545-553, August 2012”.
DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
La presente invención proporciona un método y un sistema de control que tratan de resolver los inconvenientes de los métodos y sistemas descritos en el estado de la técnica. Concretamente, se proporciona un método y sistema de control de un convertidor electrónico como fuente de tensión, que dotan al convertidor electrónico de la capacidad de limitar la corriente en situaciones de falta o sobrecarga.
Un primer aspecto de la invención se refiere a un método de control de un convertidor electrónico CC/CA, que comprende, para al menos una fase del convertidor electrónico CC/CA: calcular, mediante un controlador de tensión, una primera tensión de referencia a partir de unas consignas de tensión predefinidas y una tensión de fase; calcular, mediante un controlador de corriente, una segunda tensión de referencia en función de una diferencia entre un límite superior de corriente predefinido y la corriente de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase; calcular, mediante el controlador de corriente, una tercera tensión de referencia en función de una diferencia entre un límite inferior de corriente predefinido y la corriente de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase; comparar la primera tensión de referencia con la segunda tensión de referencia; seleccionar la menor tensión de referencia de entre la primera tensión de referencia y la segunda tensión de referencia; comparar la tensión de referencia seleccionada con la tercera tensión de referencia; seleccionar como tensión de control que debe generar el convertidor electrónico CC/CA la mayor tensión de referencia de entre la tensión de referencia seleccionada y la tercera tensión de referencia; y aplicar la tensión de control seleccionada a la al menos una fase del convertidor electrónico CC/CA. De esta forma, la corriente de dicha al menos una fase quede comprendida entre el límite superior de corriente predefinido y el límite inferior de corriente predefinido. El método se aplica preferentemente a al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor.
Así, se propone un método y un sistema de control que presentan una etapa ejecutada mediante un controlador de tensión y una etapa ejecutada mediante un controlador de corriente. El método y sistema son aplicables, entre otros, a convertidores DC/AC (corriente continua / corriente alterna, del inglés Direct Current / Alternating Current). Los convertidores pueden conectarse en paralelo con la red eléctrica o a un sistema de cargas aisladas de la red, ya sea de manera independiente o con varios convertidores en paralelo.
Así, el lazo de control de corriente consta de dos ramas por fase, una para controlar la corriente al valor máximo positivo y otra para controlarla al valor máximo negativo. La única diferencia entre estas dos ramas es la corriente de referencia, que en un caso es la corriente máxima permitida y en el otro, en un caso más general, su opuesto (es decir, el valor negativo de la corriente máxima permitida). Para la ejecución de cada rama del lazo de control de corriente se ha medido previamente la corriente de la fase (o de cada fase) del convertidor. La diferencia entre un límite superior (o inferior, en su caso) de corriente predefinido y la corriente de dicha al menos una fase se denomina también error de corriente. Este error de corriente se utiliza como la entrada del controlador de corriente, que comprende unos parámetros determinados previamente.
El cálculo de las primera, segunda y tercera tensiones de referencia se realiza de manera paralela, entendiendo por de manera paralela que la primera, segunda y tercera tensiones de referencia son calculadas de manera sustancialmente simultánea (frente a, por ejemplo, en cascada, en cuyo caso un primer lazo o lazo externo, de tensión, determina la referencia de un segundo lazo o lazo interno, de corriente).
En una posible realización, la tensión de fase es una tensión medida en unos bornes de un condensador de un filtro de salida de la al menos una fase.
En una realización alternativa, la tensión de fase es una tensión medida en la salida del convertidor electrónico.
Nótese que, en el caso de que el filtro de salida de la al menos una fase sea un filtro LC, la tensión medida en la salida del convertidor electrónico es la misma que la tensión medida en los bornes del condensador del filtro de salida. Si, por el contrario, el filtro de salida de la al menos una fase es un filtro LCL, la tensión medida en los bornes del condensadores diferente a la tensión en la salida del convertidor electrónico. En este caso, como tensión de fase puede usarse cualquiera de las dos tensiones.
En una realización alternativa, la tensión de fase es una tensión obtenida a partir de una medición de la tensión de línea.
El método de control se realiza en una pluralidad de instantes de tiempo. Los citados instantes de tiempo se refieren, en la presente descripción, a cada operación de muestreo de acuerdo con una frecuencia, es decir, a golpe de reloj. En general, la frecuencia de muestreo entra dentro de los rangos habituales de controladores empleados en sistemas de control de inversores, por ejemplo, a la frecuencia de conmutación del convertidor o múltiplos o submúltiplos de esta.
Es decir, en cada instante de tiempo, el controlador de tensión calcula la tensión de referencia que debería ser generada en una fase (o cada fase) por el convertidor electrónico para que la correspondiente fase se comporte como una fuente de tensión alterna con unos valores de amplitud y fase determinados. La elección de estos valores queda fuera del alcance de la presente invención. Y en cada instante de tiempo, el controlador de corriente calcula dos tensiones de referencia que deberían ser generadas en una fase (o cada fase) por el convertidor electrónico-, de manera que el valor de la corriente se encuentre entre el citado límite superior de corriente y el citado límite inferior de corriente.
En realizaciones de la invención, la etapa de calcular la segunda tensión de referencia comprende: proveer como entrada a un primer módulo controlador la diferencia entre el límite superior de corriente y la corriente de la al menos una fase; y sumar la tensión de fase a una tensión a la salida del primer módulo controlador, donde el primer módulo controlador es un regulador proporcional.
En realizaciones de la invención, el método comprende, antes de que dicha tensión de fase se sume a la tensión de salida del primer módulo controlador: filtrar la tensión de fase mediante un filtro de tensión; y adelantar la fase de la tensión de fase filtrada mediante un compensador de adelanto de fase.
En realizaciones de la invención, la etapa de calcular la tercera tensión de referencia comprende: proveer como entrada a un segundo módulo controlador la diferencia entre el límite inferior de corriente y la corriente de fase; y sumar la tensión de fase a una tensión a la salida del segundo módulo controlador, donde el segundo módulo controladores un regulador proporcional, que puede ser igual al primer módulo controlador.
En realizaciones de la invención, el método comprende, antes de que dicha tensión de fase se sume a la tensión de salida del segundo módulo controlador: filtrar la tensión de fase mediante un filtro de tensión; y adelantar la fase de la tensión de fase filtrada mediante un compensador de adelanto de fase.
En realizaciones de la invención, para la realización del cálculo de las consignas de tensión predefinidas (también llamadas valores de tensión de consigna), se puede utilizar cualquiera de los métodos existentes en el estado del arte, tales como Grid-forming.
En realizaciones de la invención, el método de control se aplica para cada fase del convertidor electrónico CC/CA.
En realizaciones de la invención, el convertidor electrónico CC/CA es un convertidor electrónico trifásico, donde a cada una de las fases se le aplica el método del primer aspecto de la invención.
En el caso de un convertidor trifásico, en realizaciones de la invención, antes de la etapa de aplicar la tensión de control seleccionada a la al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA de manera que la corriente de dicha al menos una fase quede comprendida entre el límite superior de corriente predefinido y el límite inferior de corriente predefinido, se obtiene una tensión de referencia sin homopolar no controlada para cada fase a partir de las tensiones de control seleccionadas para compensar el efecto de una componente homopolar no controlada contenida en las tensiones de control seleccionadas, y esas tensiones de referencia sin homopolar no controlada se aplican a las fases del convertidor. Esto se hace porque, debido a que el control propuesto en la invención aplicado en convertidores trifásicos puede provocar la introducción (en una o más fases) de una componente homopolar no controlada, se calculan las tensiones de referencia sin homopolar no controlada de forma que se anule, o al menos se minimice, el efecto de esta componente homopolar no controlada. Se debe garantizara la vez la generación de la tensión de referencia en las fases en las que la tensión de referencia proviene del controlador de corriente.
En realizaciones de la invención, si ninguna de las tres tensiones de control seleccionadas es impuesta por el controlador de corriente, entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada coinciden con las tensiones de control seleccionadas, es decir: er = er s; es = es,s> et — etis
En realizaciones de la invención, si una de las tres tensiones de control seleccionadas es impuesta por el controlador de corriente, y por tanto las otras dos tensiones de control seleccionadas son impuestas por el controlador de tensión, entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada se calculan como sigue: Si es la tensión de la fase r la impuesta por el controlador de corriente: er = er s; es
Figure imgf000009_0001
; et . Si es la tensión de la fase s la impuesta por el controlador de corriente: es =
Figure imgf000009_0003
de la fase t la impuesta por el controlador de corriente: et = et s; er =
Figure imgf000009_0002
En realizaciones de la invención, si dos de las tres tensiones de control seleccionadas son impuestas por el controlador de corriente, y por tanto la otra tensión de control seleccionada es impuesta por el controlador de tensión, entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada se calculan como sigue: Si son las tensiones de la fase r y s las impuestas por el controlador de corriente: er = er s; es = es s; et = -(er s - es s). Si son las tensiones de las fases r y t las impuestas por el controlador de corriente: er = er s; et = et s; es = ~(er s - et s). Si son las tensiones de las fases s y t las impuestas por el controlador de corriente: es = es,s> et — et,s> er — — (.es,s — et,s)·
En realizaciones de la invención, si las tres tensiones de control seleccionadas son impuestas por el controlador de corriente, entonces se imponen las dos tensiones de control correspondientes a las dos fases con mayor corriente, es decir: Si las fases r y s son las dos fases con mayor corriente: er = er s; es = es s; et = ~(er s - es s). Si las fases r y t son las dos fases con mayor corriente: er = er¡s; et = et s; es = ~(er¡s - et s). Si las dos fases s y t son las dos fases con mayor corriente: es = es s; et et s; er = — (eSjS - et s).
En realizaciones de la invención, el método comprende: a partir de las tensiones de referencia sin homopolar no controlada, calcular unas modulantes, y controlar unos interruptores de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA a partir de dichas modulantes.
En realizaciones de la invención, el método comprende: a partir de las tensiones de referencia sin homopolar no controlada, calcular unas modulantes; introducir una componente homopolar deseada o controlada (como, por ejemplo, un tercer armónico) a dichas modulantes, obteniéndose unas modulantes con componente homopolar; y controlar unos interruptores de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA a partir de dichas modulantes con componente homopolar.
En realizaciones de la invención, para controlar dichos interruptores, un modulador de amplitud de pulso usa dichas modulantes o modulantes con componente homopolar para generar las ordenes de encendido de los interruptores.
En realizaciones de la invención, el método incluye una etapa de reducir las consignas de tensión predefinidas si alguna de las tensiones de control es impuesta por el controlador de corriente. Por ejemplo, se aplican técnicas de saturación con anti-windup.
Un segundo aspecto de la invención se refiere a un sistema de control de un convertidor electrónico CC/AA que lleva a cabo el método descrito en el primer aspecto de la invención. El sistema de control comprende: un controlador de tensión configurado para, para al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA, calcular una primera tensión de referencia a partir de unas consignas de tensión predefinidas y una tensión de fase; un controlador de corriente configurado para, para dicha al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA, calcular una segunda tensión de referencia en función de una diferencia entre el límite superior de corriente y la corriente de fase, y la tensión de fase y una tercera tensión de referencia en función de una diferencia entre el límite inferior de corriente y la corriente de fase, y la tensión de fase; una unidad de control configurada para: comparar la primera tensión de referencia con la segunda tensión de referencia, seleccionar la menor tensión de referencia de entre la primera tensión de referencia y la segunda tensión de referencia, comparar la tensión de referencia seleccionada con la tercera tensión de referencia, y seleccionar como tensión de control que debe generar la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA la mayor tensión de referencia de entre la tensión de referencia seleccionada y la tercera tensión de referencia; medios para aplicar la tensión de control seleccionada a la al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA. De esta forma, la corriente de dicha al menos una fase quede comprendida entre el límite superior de corriente predefinido y el límite inferior de corriente predefinido.
En realizaciones de la invención, la unidad de control está además configurada para obtener una tensión de referencia sin homopolar no controlada para cada fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA a partir de dichas tensiones de control seleccionadas para compensar el efecto de una componente homopolar no controlada contenida en al menos una de las tensiones de control seleccionadas.
En realizaciones de la invención, el controlador de tensión comprende además un lazo de control para reducir las consignas de tensión predefinidas si alguna de las tensiones de control es impuesta por el controlador de corriente.
En suma, el método y sistema de control propuestos requieren un cálculo simple de la tensión de fase y una implementación de la tensión de fase que hace converger de manera sustancialmente inmediata la intensidad de fase a unos valores situados entre una intensidad límite superior y una intensidad límite inferior, de manera que ni el convertidor (también llamado inversor a lo largo de esta descripción), por ejemplo, los semiconductores del mismo, ni las fases del generador eléctrico, son dañados por sobrecalentamiento.
El método y sistema de control de la invención permiten detectar tanto una intensidad superior a una intensidad máxima como una intensidad inferior a una intensidad mínima. No es, como en otros sistemas de control del estado de la técnica, necesario esperar un cierto tiempo -por ejemplo, medio periodo- para volver a comparar la intensidad real de fase frente a una intensidad máxima. La rapidez en la detección de sobreintensidades es de gran importancia debido, por ejemplo, al rápido calentamiento que sufren los semiconductores.
El método y sistema de control de la invención son aplicables tanto a inversores monofásicos como a cada una de las fases de un inversor trifásico. Como se describe en detalle en la presente especificación, en sistemas trifásicos, dependiendo del tipo de defecto eléctrico, el control de corriente puede provocar una asimetría en las tensiones de fase. Esta asimetría es compensada de acuerdo con ciertos modos de realización de la invención mediante el cálculo de una modulante para cada fase del convertidor electrónico.
Con el método y sistema de control de la invención propuesta, la fase o, en su caso, cada una de las fases del convertidor electrónico, es controlada, de forma independiente, como fuente de tensión en los instantes en los que no hay riesgo de sobrecorriente, es decir, en condiciones de operación normales, mientras que en aquellos instantes en los que en una fase sí haya riesgo de sobrecorriente, por faltas o sobrecargas, será el lazo de control de corriente quien tome de forma automática el control de la fase. De esta forma, el método propuesto presenta, entre otras, las siguientes ventajas: • En condiciones de operación normales, el funcionamiento como fuente de tensión aporta al inversor todas las funcionalidades del modo grid-forming: gestión de la potencia activa, aporte de armónicos y desequilibrios, aporte de inercia y amortiguamiento al sistema, etc.
• En situaciones de falta o sobrecarga, dota al convertidor electrónico de capacidad para limitar con precisión la corriente al valor máximo deseado.
• La realización del control de corriente con el valor instantáneo dota al convertidor electrónico de capacidad para limitar las sobrecorrientes durante los primeros instantes de las faltas o sobrecargas.
• Al realizarse un control independiente por fase, permite controlar y limitar la corriente en caso de todo tipo de faltas y sobrecargas: monofásicas, bifásicas y trifásicas.
• No es necesario desacoplar los lazos de tensión y de corriente, ya que su implementación es en paralelo y no en cascada. Esto permite su implementación con períodos de muestreo bajos, típicos en los convertidores electrónicos de gran potencia.
• No es necesaria la implementación de mecanismos de detección de falta y cambio de modos ya que la transición entre controles sea realiza de forma instantánea y automática a través de la comparación del valor instantáneo de las tensiones de referencia calculadas por cada control.
Estas y otras ventajas y características de la invención se harán evidentes a la vista de las figuras y de la descripción detallada de la invención.
Como se ha descrito anteriormente, la invención se refiere a un método de control de fase de acuerdo con la reivindicación 1 y a un sistema de control de acuerdo con la reivindicación 22, capaz de implementar dicho método. Las reivindicaciones dependientes se refieren a diferentes modos de realización de la invención.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS
La figura 1A muestra un esquema de conexión de un convertidor electrónico, cuya entrada es una fuente de energía o un sistema de almacenamiento y a su salida está conectado a la red eléctrica principal, a una carga en caso de ser un convertidor monofásico o a varias cargas en el caso de ser un convertidor trifásico. De forma esquemática, el convertidor electrónico se ha representado como un bloque de conversión seguido de un filtro de salida.
La figura 1B muestra un esquema de conexión de un convertidor electrónico similar al de la figura 1A, con la diferencia de que el bloque de conversión del convertidor electrónico de esta figura es diferente al de la figura 1A. La figura 2 muestra un diagrama de bloques que representa de forma genérica la realización del control de tensión para que el convertidor electrónico opere como una fuente de tensión.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques correspondiente a la realización del control de corriente para la fase de un convertidor monofásico o para una de las fases del convertidor electrónico trifásico, que incluye el lazo para controlar la corriente al valor máximo positivo y el lazo para controlar la corriente al valor máximo negativo y que es análoga para el resto de las fases, si las hubiera.
La figura 4 muestra la implementación del control propuesto en esta invención para la fase de un convertidor monofásico o una de las fases del convertidor trifásico, que es análoga para el resto de las fases.
La figura 5 muestra la implementación en forma de diagrama de bloques del cálculo de tensiones de control sin homopolar no controlada a partir de las tensiones de control seleccionadas. Se incluyen también etapas opcionales de cálculo de modulantes y de introducción de componente homopolar controlada.
La figura 6 muestra un diagrama de bloques correspondiente al control de corriente máxima positiva para una fase del convertidor electrónico de una realización preferida del método de la invención, cuya realización es análoga al control de corriente máxima negativa.
La figura 7 muestra los resultados de la simulación del convertidor electrónico con el método propuesto frente a una sobrecarga del 20%.
La figura 8 muestra los resultados de la simulación del convertidor electrónico con el método propuesto frente a la conexión y arranque de una máquina asincrona.
La figura 9 muestra los resultados de la simulación del convertidor electrónico con el método propuesto frente a un cortocircuito trifásico de Ucc=5%.
La figura 10 muestra los resultados de la simulación del convertidor electrónico con el método propuesto frente a un cortocircuito bifásico entre las fases r y s de Ucc=5%.
La figura 11 muestra los resultados de la simulación del convertidor electrónico con el método propuesto frente a un cortocircuito monofásico fase r-neutro de Ucc=5%.
DESCRIPCIÓN DE UNA FORMA DE LLEVAR A CABO LA INVENCIÓN
El método de control de la invención está adaptado para controlar un convertidor electrónico DC/AC 1 como fuente de tensión, dotándole de capacidad para limitar la corriente en aquellas situaciones en las que pueda tener lugar la aparición de sobrecorrientes, como en faltas, sobrecargas, cortocircuitos o huecos de tensión. El convertidor electrónico 1 puede estar trabajando en paralelo con otros convertidores electrónicos y/o generadores eléctricos. El convertidor electrónico 1 puede estar conectado a su salida a la red eléctrica principal, a una carga (por ejemplo, en caso de ser un convertidor monofásico) o a un conjunto de cargas aisladas (por ejemplo, en caso de ser un convertidor trifásico). Los eventos que provocan la aparición de sobrecorrientes pueden ser tanto simétricos como asimétricos.
Las figuras 1A y 1B muestran el esquema de conexión de un convertidor electrónico 1 , concretamente de un convertidor electrónico DC/AC. El esquema de conexión de un convertidor electrónico DC/AC 1 de las figuras 1A-1 B se refiere tanto a la fase de un convertidor monofásico como a una de las fases de un convertidor trifásico. La entrada 2 del convertidor 1 puede ser una fuente de energía o un sistema de almacenamiento. En caso de fuente de energía, ésta puede ser de diferentes tipos, como por ejemplo una fuente de generación renovable (solar o eólica, por ejemplo). En caso de sistema de almacenamiento, éste puede ser una batería o un banco de condensadores, por ejemplo. A su salida, el convertidor 1 puede estar conectado a la red eléctrica principal, a una carga en caso de ser un convertidor monofásico o a varias cargas en el caso de ser un convertidor trifásico (representados de forma general con la referencia 3). El convertidor electrónico 1 se ha representado esquemáticamente como dos bloques 11 , 12 (11’, 12 en la figura 1B). El bloque 11 , 11’ representa la etapa de conversión. El bloque 12 representa el filtro de salida. Se muestran de forma no limitativa dos posibles esquemas de conversión 11, 11’, pero un experto entenderá que puede utilizarse cualquier otra etapa de conversión convencional. En cuanto al filtro de salida 12, en ambas figuras se ha utilizado un filtro LCL, pero podría utilizarse de forma alternativa un filtro LC o cualquier otra variante. El filtro de salida 12 está destinado a filtrar los armónicos de conmutación. Entre el convertidor 1 y la carga o cargas 3 o la red eléctrica 3 puede haber un transformador, no representado en las figuras 1A y 1 B. Como se ha comentado, el convertidor 1 puede ser monofásico o trifásico.
El método de control implementa un control en el convertidor electrónico 1, basado en un control de una tensión de salida e (llamada a partir de ahora tensión de fase) en una o más fases y un control de la corriente i del convertidor (en general, de la corriente de al menos una de sus fases) que se ejecutan en todo momento y de forma paralela Concretamente, el método de control se aplica a la fase (o en general, a una o más fases) de la etapa de conversión 11, 11’ del convertidor.
En la implementación de las figuras 1A-1B, en las que el filtro de salida 12 es un filtro LCL, la tensión de fase puede ser tanto la tensión Ve medida en bornes del condensador del filtro de salida 12, como la tensión VPCC en la red o carga (cargas) 3. En el caso de que el filtro de salida 12 de la fase (o fases) sea un filtro LC, no ilustrado, la tensión medida a la salida (en la red o carga 3) es la misma que la tensión medida en los bornes del condensador del filtro LC. Esta tensión es en ese caso la tensión de fase a la que se alude en esta descripción. Alternativamente, la tensión de fase se puede calcular de forma indirecta a través de la medición de la tensión de línea, no ilustrada (que hace por ejemplo referencia al convertidor trifásico).
En cada instante, el control de tensión, implementado en un controlador de tensión 21 mostrado por ejemplo en la figura 2, calcula las tensiones de referencia er,v, es,v, et,v que deberían ser generadas en cada fase (si el convertidor es trifásico) o en la fase (si el convertidor es monofásico) por el convertidor electrónico 1 para que esta fase se comporte como una fuente de tensión alterna con unos valores de amplitud y fase determinados, es decir, los deseados en función de la carga, las cargas o la red a la que vaya a ser conectado el convertidor. De forma general, se muestran tres tensiones de referencia er,v, es,v, et,v correspondientes a un sistema trifásico. En cada instante, el lazo de control de corriente, implementado en un controlador de corriente 30 mostrado por ejemplo en la figura 3, calcula las tensiones de referencia ep°s e 3 , ep°s e 3 , ep°s e 9 , que deberían ser generadas en cada fase (si el convertidor es trifásico) o en la fase (si el convertidor es monofásico) por el convertidor electrónico 1 para que la corriente no supere el valor máximo definido.. En lo sucesivo, por concisión, cuando nos referimos a “la fase” o “cada fase” debe entenderse que puede tratarse de la única fase si el convertidor es monofásico o a una o a cada una de las tres fases si el convertidor es trifásico. En cada instante y para cada fase, se comparan las tensiones de referencia obtenidas conforme al método que se describe a continuación.
De esta forma, en condiciones normales de operación, la tensión generada por el inversor en cada fase es igual a la tensión de referencia calculada por el control de la tensión de salida, es decir, el convertidor electrónico 1 genera las consignas de tensión 22 previamente calculadas. Sin embargo, en situaciones de falta o sobrecarga, siempre habrá instantes en los cuales la tensión de referencia, de una o varias fases, del control de corriente es más restrictiva que la proporcionada por el control de tensión. En estos casos y en estas fases, la tensión generada por el convertidor electrónico 1 es igual a la tensión de referencia proporcionada por el control de corriente, lo que asegura el control de la corriente a valor máximo definido a expensas de una reducción de la tensión de salida.
De una forma genérica, el control de tensión se puede representar por ejemplo mediante el esquema de la figura 2. Las medidas de corriente ir, is, it (en el caso de un convertidor trifásico con fases r, s, t) o, en general corriente i (véase figuras 1A-1B) del convertidor electrónico 1 y las tensiones de fase ver, ves, vct a la salida, por ejemplo, en bornes de los condensadores del filtro de salida, son utilizadas para determinar las consignas de tensión 22. Por concisión, a lo largo de la presente descripción se usan las referencias ver, ves, vct para denominar a las tensiones de fase, entendiéndose por éstas tanto las tensiones en bornes de un condensador de un filtro de salida 12, como en la salida, medidas en la red o carga 3 (figuras 1A-1 B), como unas tensiones obtenidas a partir de una medición de la tensión de línea. En realizaciones de la invención, estas consignas 22 se determinan mediante un método grid-forming 20 seleccionado. Hay diversos métodos grid-forming 20, tales como control droop y la máquina síncrona virtual pero su elección queda fuera del alcance de la presente invención. A partir de las consignas de tensión 22 y de dichas tensiones de fase ver, ves, vct, el controlador de tensión 21 obtiene las tensiones de referencia er,v, es,v, et,v que debe generar el convertidor electrónico 1 para funcionar como fuente de tensión. El método llevado a cabo por el controlador de tensión 21 queda fuera del alcance de la presente invención. A modo de ejemplo no limitativo, el controlador de tensión 21 puede calcular las tensiones de referencia er,v, es,v, et,v mediante control en lazo abierto de la tensión, control del valor instantáneo de tensión en ejes alfa y beta o en ejes d y q, entre otros.
La figura 3 muestra una posible implementación del control de corriente 30. El control de corriente 30 propuesto consta de dos lazos cerrados de control por fase, uno para controlar la corriente a un valor máximo positivo Lax y otro para controlarla al valor máximo negativo - Lax.
Como se muestra en la figura 3, ejemplificada para la fase r, pero generalizable para las fases s, t, en caso de sistema trifásico, el lazo cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo positivo (parte superior de la figura 3) consta de un primer sumador 33 que tiene en su entrada positiva la corriente de referencia ax y en su entrada negativa la intensidad de fase ir. Esta intensidad es la que circula por la fase correspondiente del convertidor. Esta intensidad se ha medido previamente. El resultado de la suma es el error de intensidad, y es la entrada de un controlador C(s) 31 que tiene como función la generación de un valor de tensión v^°s , que es la entrada positiva de un segundo sumador 35 en el que al valor de tensión v^°s se le suma, en su otra entrada positiva, el valor resultante de filtrar la tensión de fase ver en un filtro FTvc(s) 37, de manera que a la salida del segundo sumador 35 se obtiene la tensión e °s. La entrada al filtro 37 es la tensión vcr a la salida de la fase correspondiente, por ejemplo, en bornes de un condensador del filtro de salida. Es de destacar que, si el valor de ir es mayor que el de la intensidad de referencia Lax, la tensión resultante e °s de este lazo cerrado de control de corriente será menor que el valor de tensión introducido en el segundo sumador 35.
De manera análoga, el lazo cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo negativo (parte inferior de la figura 3) consta de un tercer sumador 34 (primer sumador de este lazo cerrado) que tiene en su entrada positiva la corriente de referencia -Lax y en su entrada negativa la intensidad de fase ir. El resultado de la suma es el error de intensidad de este lazo, y es la entrada de un controlador C(s) 32 que tiene como función la generación de un valor de tensión v 3 , que es la entrada positiva de un cuarto sumador 36 (segundo sumador de este lazo cerrado), en el que al valor de tensión v 9 se le suma, en su otra entrada positiva, el valor resultante de filtrar tensión de fase ver en un filtro FTvc(s) 38, de manera que en la salida del cuarto sumador 36 se obtiene la tensión e 3. Es de destacar que, si el valor de ir es menor que el valor de la intensidad de referencia - Lax, la tensión resultante e 3 de este lazo de tensión será mayor que el valor de tensión introducido en la segunda entrada positiva del cuarto sumador 38.
Para las fases s, t, no ilustradas en la figura 3, se usan sendos lazos de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo positivo, y a valor máximo negativo, respectivamente, similares a los dos lazos ilustrados en la figura 3. Así, para controlar la fase s, tanto el primer sumador 33 como el tercer sumador 34 tienen en su entrada negativa la intensidad de fase isy la entrada al filtro 37 es la tensión vcsa la salida de la fase s. A su vez, para controlar la fase t, tanto el primer sumador 33 como el tercer sumador 34 tienen en su entrada negativa la intensidad de fase ity la entrada al filtro 37 es la tensión veta la salida de la fase t. De esta forma, para la fase s, los dos lazos de control de corriente proporcionan las tensiones de referencia e9°s e ™9. Y para la fase t, los dos lazos de control de corriente proporcionan las tensiones de referencia e °s e 3.
Las referencias de corriente Lax, -Lax se pueden configurar de forma dinámica para el desarrollo de tareas como protección del convertidor electrónico 1 ante sobretemperaturas o variación del límite de corriente permitido en función del tiempo durante la falta para facilitar la disipación de esta, entre otras. Otra posible aplicación de la variación dinámica de las corrientes de referencia es, por ejemplo, la variación del rango de intensidades dentro del cual se considera como tensión de fase óptima la tensión de referencia calculada por el control de tensión. Es decir, las referencias de los controles de corriente máxima positiva y negativa pueden ser modificadas según perfiles o cálculos definidos a partir de unos objetivos predeterminados.
La implementación del control propuesto en la presente invención es aplicable a la fase de un convertidor electrónico monofásico o a cada una de las fases de un convertidor electrónico trifásico y se muestra en la figura 4. Por concisión, en la figura 4 se ha desarrollado más en detalle el control de la fase r, pero el desarrollo es análogo para las fases s, t, como se ha explicado en relación con la figura 3. Como se ha mencionado anteriormente, estos controles, el de tensión (figura 2) y los dos de corriente (realizados a través de los lazos de control de corriente de la figura 3 tal y como se han descrito), se ejecutan de forma paralela y cada uno de ellos calcula, en cada instante y para cada fase, la tensión de referencia necesaria para llevar a cabo su objetivo. A continuación, se selecciona una tensión como tensión de control, a partir de las tres tensiones de referencia (er,v, e9°s , e 9 en el caso de la fase r; es,v, e9°s, es i 9 en el caso de la fase s; et,v, et v i , et i 9 en el caso de la fase t), como se describe a continuación. La tensión de control seleccionada se aplica a la fase correspondiente de la etapa de conversión 11, 11’ del convertidor 1 (la tensión aplicada se referencia como e en la figura 1A). De esta forma, la corriente lr de esa fase quedará comprendida entre el límite superior de corriente Lax predefinido y el límite inferior de corriente -Lax predefinido.
Los lazos de control de corriente de la figura 4 son idénticos a los de la figura 3. De acuerdo con la figura 4, un control de tensión 21 calcula unas tensiones de referencia er,v, es,v, et,v (una por fase, en caso de un sistema trifásico) a partir de unas consignas de tensión 22. Estas tensiones son las tensiones deseables de fase en caso de un funcionamiento normal del convertidor 1 , es decir, en ausencia de fallos en el sistema eléctrico. La figura 4 ilustra cómo la elección de la tensión de fase deseable se realiza en dos etapas. En una primera etapa, la tensión de referencia er,v calculada por el control de tensión 21 y la calculada e9°s por el lazo de control de corriente máximo positivo son comparadas en un primer comparador 41, eligiéndose la menor de ellas. Después, en un segundo comparador 42 se comparan la tensión de referencia seleccionada en la etapa anterior, es decir, la salida del primer comparador 41 , y la calculada e 9 por el control de corriente máximo negativo, y se elige la mayor er,s. Además, en caso necesario, se aplican técnicas de saturación con anti-windup en aquellos controladores en los que no se selecciona la tensión de referencia que proporcionan. Estos cálculos se llevan a cabo en una unidad de control que comprende medios de procesado, por ejemplo en un procesador.
El esquema de control de la figura 4 es aplicable a un convertidor monofásico, teniendo en cuenta que en un convertidor monofásico sólo es necesaria la generación de una tensión de referencia por parte del control de tensión 21.
La tensión de control seleccionada se puede aplicar entonces a la fase correspondiente de la etapa de conversión 11 del convertidor electrónico CC/CA 1 , de manera que la corriente ir de esa fase quede comprendida entre el límite superior de corriente Lax predefinido y el límite inferior de corriente -Lax predefinido.
Así, en condiciones normales de operación, es decir, si no hay riesgo de sobrecorriente, las tensiones de referencia seleccionadas en todas las fases en el caso de un convertidor trifásico, o en una de las fases en el caso de un convertidor monofásico, vienen determinadas por el control de tensión. No obstante, en caso de que la corriente intercambiada por el convertidor electrónico 1 tienda a superar el valor de referencia positivo seleccionado para el control de corriente en una de las fases, la tensión de referencia proporcionada por el control de corriente máxima positiva será menor que la proporcionada por el control de tensión y mayor que la proporcionada por el control de corriente máxima negativa, ya que el primer sumador 33 del lazo de control de corriente cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo positivo y el llamado tercer sumador 34 (primero en actuar en el lazo de corriente cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo negativo), operan en el mismo instante en el que la intensidad con la que operan el primer y el segundo comparador 41 , 42 es la misma, y la tensión de referencia seleccionada en esa fase será la calculada por el lazo de control de corriente máxima positiva. De la misma manera, cuando la corriente tienda a ser inferior al valor de referencia negativo en una de las fases, la tensión de referencia proporcionada por el control de corriente máxima negativa será mayor que la proporcionada por el control de tensión y menor que la proporcionada por el control de corriente máxima positiva, y la tensión de referencia seleccionada en esa fase será la calculada por el lazo de control de corriente máxima negativa.
En algunas realizaciones, como en la realización ilustrada en la figura 6, se filtran las medidas de corriente ir y tensión ver, (o, en su caso, corriente is y tensión Ves, o corriente it y tensión Vct) con los filtros H¡(s) 70 y Hv(s) 71, respectivamente, antes de considerarlas para los diferentes cálculos, para eliminar los armónicos de conmutación y los ruidos de alta frecuencia. Así, por ejemplo, el filtro H¡(s) 70 proporciona a su salida una medida de corriente filtrada ir, f. Los filtros utilizados pueden implementarse tanto de forma analógica como digital, y pueden ser por ejemplo filtros paso bajo, paso alto, o una combinación de distintos tipos de filtros.
La figura 6 muestra una posible realización del control de corriente para la rama positiva (lazo cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo positivo), que es análoga a la de la rama negativa (lazo cerrado de control de corriente para controlar la corriente a valor máximo negativo). En esta realización, el controlador C(s) 31 de las figuras 3 y 4 se ha implementado como un controlador proporcional Kp 731. Alternativamente, se puede utilizar como controlador de corriente máxima 31 , 32 un controlador de tipo proporcional integral (Pl). Independientemente del tipo de controlador 31 , 731 usado, en los lazos de control de corriente se pueden añadir otros elementos, como compensadores de retraso de fase, de adelanto de fase o una combinación de ambos. En general, se pueden añadir compensadores tanto en la cadena directa como en la realimentación de la tensión a la salida del controlador C(s) 31 , 32 para mejorar las prestaciones del control. También es posible implementar amortiguamiento activo a partir de la medida de corriente del condensador o cualquier otra variable. Por ejemplo, en la figura 6 se ha incluido un compensador de adelanto de fase AF(s) 72 aplicado a la medida de tensión ver, que se ha podido filtrar previamente con el filtro Hv(s) 71. En la figura 6 se muestra una realización en la que se hacen ambas cosas (filtrar y compensar el adelanto de fase), pero también puede realizarse solo una de ellas. En la realización de la figura 6, la salida vcr,f del compensador de delante de fase 72 se suma (sumador 735) a la salida del controlador 731 del control de corriente máxima de cada una de las fases para compensar los retrasos introducidos, por ejemplo, por la digitalización y el filtro de tensión Hv(s) 71 empleado en esta realización.
Una vez seleccionadas las tensiones de referencia que se deberían generar en cada una de las fases del convertidor electrónico 1 , surge el problema de que, en un sistema trifásico, si en una o varias fases se selecciona la tensión de referencia proporcionada por el control de corriente, el sistema de tensiones de referencia seleccionado será un sistema desequilibrado. Esto puede provocar la aparición de una componente homopolar no controlada que causaría que las tensiones diferenciales finalmente generadas en cada fase fuesen diferentes a las tensiones de referencia seleccionadas. Como consecuencia, se perdería precisión para controlar la corriente en las fases en las que se desea hacerlo ya que la tensión diferencial generada, que es la tensión aplicada realmente a la salida de cada fase, no sería igual a la tensión de referencia proporcionada por el control de corriente.
Por esta razón, en el caso de que sea necesario de acuerdo con el tipo de carga de red, se puede introducir un algoritmo o módulo 53 para el cálculo, para cada fase r, s, t, del convertidor electrónico 1, de una tensión de referencia sin homopolar no controlada er, es, et, a partir de las tensiones de referencia seleccionadas er,s, es,s, et,s. Esto se muestra en la figura 5. Se anula o corrige así la componente homopolar no controlada que contenga las tensiones de control, obteniéndose las tensiones de referencia que deben imponerse en cada fase del convertidor electrónico 1.
Los bloques 50, 51 , 52 representan, para cada fase de un convertidor trifásico, las etapas 41, 42 (figura 4) del control de la invención propuesta, en las que, a partir de las tres tensiones de referencia, se selecciona una de ellas como tensión de control seleccionada. Así, por ejemplo, el bloque 50 se refiere a la fase r y representa las etapas 41, 42 en las que, a partir de las tensiones de referencia er,v, e9°s , e 3 , se elige una de ellas como tensión de control seleccionada er,s. El bloque 50 proporciona además una señal que indica si la tensión de control escogida er,s proviene (“SÍ” a la salida del bloque 50) o no (“NO” a la salida del bloque 50) del control de corriente (es decir, si corresponde con e9°s o con
Figure imgf000020_0001
Los bloques 51, 52 funcionan de forma análoga, pero en relación con las fases s, t, respectivamente.
Así, a partir de las tensiones de control seleccionadas para cada fase er,s, es,s, et,s y de la indicación, para cada una de ellas, de si provienen del control de corriente respectivo o no, el módulo 53 proporciona, para cada fase, una tensión de referencia sin homopolar no controlada er, es, et. Esta tensión de referencia sin homopolar no controlada er, es, et es la que se aplica o impone a la fase correspondiente de la etapa de conversión 11 , 11’ del convertidor electrónico 1. En el caso de que ninguna de las tres tensiones de control seleccionadas er,s, es,s, et,s provenga del control de corriente (es decir, si las tres tensiones provienen del control de tensión), entonces el módulo 53 no realiza ningún cambio. Es decir: er — er,s> es — es,s> et ~ et,s
En el caso de que una de las tres tensiones de control seleccionadas er,s, es,s, et,s provenga del (es impuesta por el) control de corriente (y, por tanto, las otras dos tensiones de control provienen del control de tensión), entonces el módulo 53 calcula las siguientes tensiones de referencia sin homopolar no controlada er, es, et: a) Si es la tensión de la fase r la que proviene del control de corriente:
Figure imgf000021_0001
Es decir, la tensión de referencia seleccionada en la fase r se mantiene como se ha seleccionado, y se adaptan las dos tensiones de referencia (fases s, t) que provienen del control de tensión. b) Si es la tensión de la fase s la que proviene del control de corriente:
Figure imgf000021_0002
Es decir, la tensión de referencia seleccionada en la fase s se mantiene como se ha seleccionado, y se adaptan las dos tensiones de referencia (fases r, t) que provienen del control de tensión. c) Si es la tensión de la fase t la que proviene del control de corriente:
Figure imgf000021_0003
Es decir, la tensión de referencia seleccionada en la fase t se mantiene como se ha seleccionado, y se adaptan las dos tensiones de referencia (fases r, s) que provienen del control de tensión.
En el caso de que dos de las tres tensiones de control seleccionadas er,s, es,s, et,s son impuestas por el control de corriente (y, por tanto, la otra tensión de referencia proviene del control de tensión), entonces el módulo 53 calcula las siguientes tensiones de referencia sin homopolar no controlada er, es, et: a) Si son las tensiones de las fases r y s las que están impuestas por el control de corriente: e — er s; es — es s; — (er s es,s ) b) Si son las tensiones de las fases r y t las que están impuestas por el control de corriente: er — er,s> et — et}S; es — (er s £t,s) c) Si son las tensiones de las fases s y t las que están impuestas por el control de corriente: es — es,s> et — et}S; er — (es s £t,s)
Por último, en el caso de que las tres tensiones de control seleccionadas er,s, es,s, et,s son impuestas por el control de corriente, entonces el módulo 53 prioriza limitar corriente en las dos fases con mayor nivel de corriente. Es decir, las tensiones de referencia sin homopolar no controlada se calculan como en el caso de que dos de las tres tensiones de referencia seleccionadas er,s, es,s, et,s son impuestas por el control de corriente: a) Si las fases r y s son las dos fases con mayor corriente: er — er,s> es — es,s> et ~ ~(.er,s ~ es,s) b) Si las fases r y t son las dos fases con mayor corriente: er — er,s> et — et,s> es — — ( er,s ~ et,s ) c) Si las dos fases s y t son las dos fases con mayor corriente: es — es,s> et — et,s> er — — (.es,s — et,s )
En suma, en general, en la o las fases en que la tensión de referencia es impuesta por el control de corriente, la tensión que se aplica por el convertidor electrónico 1 en esa fase es la tensión de referencia seleccionada (la proporcionada por el control de corriente), mientras que en la o las fases en que la tensión de referencia es impuesta por el control de tensión, la tensión que se aplica por el convertidor electrónico 1 en esa fase se modifica respecto a la tensión de referencia para eliminar la componente homopolar introducida por el control de la presente invención. Salvo, como se ha explicado, en el caso en que las tres tensiones de referencia están impuestas por el control de corriente, en cuyo cayo hay que priorizar dos de ellas. Así, se anula o minimiza la componente homopolar no controlada introducida por el control propuesto, a la vez que se garantiza que la tensión generada sea igual a la tensión de referencia en las fases en las que esta proviene del control de corriente. Opcionalmente, las tensiones de referencia sin homopolar no controlada er, es, et, además de imponerse o aplicarse a la fase correspondiente del convertidor electrónico 1 , pueden utilizarse también para calcular unas modulantes mr,d, ms,d, mt,d como indica el bloque 54 de la figura 5. El cálculo de modulantes 54 es convencional y queda fuera del alcance de la presente invención. Estas modulantes pueden usarse, por ejemplo, para controlar unos interruptores del convertidor 1 , por ejemplo, de acuerdo con un método de modulación de amplitud de pulso (PWM). Es decir, un modulador PWM puede usar las modulantes para generar las ordenes de encendido de los interruptores que conforman el convertidor 1.
También opcionalmente, a las modulantes mr,d, ms,d, mt,d se les puede introducir una componente homopolar deseada m0 deseada, como se muestra en la figura 5. Se obtienen así unas modulantes con componente homopolar mr, ms, mt. El cálculo de modulante con componente homopolar mr, ms, mt es convencional y queda fuera del alcance de la presente invención. Estas modulantes pueden usarse con la misma finalidad que las modulantes mr,d, ms,d, mt,d, es decir, por ejemplo, para controlar unos interruptores del convertidor 1 , por ejemplo de acuerdo con un método de modulación de amplitud de pulso (PWM).
A modo de ejemplo, la realización trifásica se aplica, por ejemplo, a un convertidor electrónico 1 como el ilustrado en la figura 1A o 1 B, controlado como fuente de tensión y a cuya entrada se conecta una batería (como sistema de almacenamiento 2) y a su salida está conectado a un conjunto de cargas de alterna aisladas 3 a través de un filtro de salida LC y un transformador (no ilustrado).
Se ha simulado el método de control propuesto en 5 situaciones en las que tienen lugar la aparición de sobrecorrientes en el convertidor electrónico 1 debido a diferentes eventos: sobrecarga permanente del 20% (figura 7), sobrecarga transitoria debido al arranque de una máquina asincrona (figura 8), cortocircuito trifásico con Ucc=5% (figura 9), cortocircuito bifásico con Ucc=5% (figura 10) y cortocircuito monofásico con Ucc=5% (figura 11). En los resultados de simulación, se muestra en el primer gráfico las corrientes (Amperios) intercambiadas por el convertidor electrónico 1 y las referencias de corriente positiva y negativa (en Amperios) definidas para el control de corriente, en el segundo gráfico las tensiones de fase (en Voltios) generadas en bornes de la carga y en el tercero las tensiones de referencia (en Voltios) de la fase r calculadas de forma paralela por el control de tensión y por las ramas positiva y negativa del control de corriente. Como se ha mencionado anteriormente, la tensión de referencia seleccionada en cada instante es la más restrictiva, que corresponde con la que tiene un valor intermedio entre las 3 calculadas por los lazos de control. A modo de ejemplo, en la figura 7 se identifica la tensión de referencia seleccionada en la fase r en cada instante (er v, e3°s y e 3). En todos los casos, antes de que tengan lugar los eventos que provocan la aparición de sobrecorrientes, el convertidor electrónico 1 abastece una carga del 80% de su corriente nominal y como no es necesario limitar corriente en esta situación, las tensiones de referencia proporcionadas por el control de tensión son siempre las más restrictivas, por lo que se encuentra en medio de las otras dos y son las seleccionadas. De esta forma, se observa cómo en condiciones de operación normales las tensiones de referencia vienen determinadas por el control de tensión. No obstante, a partir del instante en el que tiene lugar el evento problemático correspondiente (t=3s), las tensiones de referencia proporcionadas por el control de corriente cambian y en algunos instantes pasan a ser las más restrictivas por lo que son las seleccionadas, de forma que se mantiene la corriente entre los valores de referencia definidos.
Considerando los resultados obtenidos en situaciones de sobrecarga, se observa cómo con una sobrecarga del 20% (figura 8) la tensión en bornes de la carga permanece dentro de los valores permitidos, lo que demuestra que con el método de la invención es posible operar de forma permanente con pequeñas sobrecargas sin riesgo de sobrecorriente. Además, en el caso de que surjan sobrecargas transitorias como el arranque de una máquina asincrona (Figura 8), se observa cómo inicialmente se limita en gran medida la tensión generada para limitar la corriente, pero que a medida que va disminuyendo la corriente demandada por la carga la tensión aumenta hasta recuperar la operación del convertidor electrónico 1 como fuente de tensión.
Respecto a las situaciones de cortocircuito (CC), se observa que aunque se produzcan CCs severos trifásicos (figura 9), bifásicos (figura 10) o monofásicos (figura 11), el control propuesto dota al convertidor electrónico 1 de capacidad para no perder el control de la corriente en ningún momento, sin necesidad de implementar un método de protección hardware complementario. Asimismo, cuando se disipa el CC en los tres casos, se recupera muy rápidamente la operación del convertidor electrónico 1 como fuente de tensión.
En este texto, el término “comprende” y sus derivaciones (tal como “comprendiendo”, etc.) no deben entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no deben ser interpretados como que excluyen la posibilidad de que lo que se describe y se define pueda incluir elementos, etapas adicionales, etc.
En el contexto de la presente invención, el término “aproximadamente” y términos de su familia (como “aproximado”, etc.) deben interpretarse como indicando valores muy cercanos a aquellos que acompañan a dicho término. Es decir, una desviación dentro de límites razonables con respecto a un valor exacto deberían aceptarse, porque un experto en la materia entenderá que tal desviación con respecto a los valores indicados puede ser inevitable debido a imprecisiones de medida, etc. Lo mismo aplica a los términos “unos”, “alrededor de” y “sustancialmente”.
La invención no se limita obviamente a la(s) realización(es) específica(s) descrita(s), sino que abarca también cualquier variación que pueda ser considerada por cualquier experto en la materia (por ejemplo, con relación a la elección de materiales, dimensiones, componentes, configuración, etc.), dentro del alcance general de la invención como se define en las reivindicaciones.

Claims

REIVINDICACIONES
1.- Método de control de un convertidor electrónico CC/CA (1), caracterizado por que el método comprende, para al menos una fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1): calcular, mediante un controlador de tensión (21), una primera tensión de referencia (er v, et v) a partir de unas consignas de tensión predefinidas (22) y una tensión de fase ( VCr ,
½); calcular, mediante un controlador de corriente (30), una segunda tensión de referencia
Figure imgf000026_0001
en función de una diferencia entre un límite superior de corriente (Lax) predefinido y la corriente (ir, is, it) de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase (VCr, vCs, vCty, neg calcular, mediante el controlador de corriente (30), una tercera tensión de referencia ( e r,i
Figure imgf000026_0002
en función de una diferencia entre un límite inferior de corriente (-Lax) predefinido y la corriente (ir, is, it) de dicha al menos una fase, y de la tensión de fase (VCr, VCs, VCty, comparar la primera tensión de referencia (er v, eS}V, et v) con la segunda tensión de referencia (er p°s, ep°s , epos); seleccionar la menor tensión de referencia de entre la primera tensión de referencia (er v, et v) y la segunda tensión de referencia
Figure imgf000026_0003
comparar la tensión de referencia seleccionada con la tercera tensión de referencia
( neg neg neg v yer,í ’ es,í ’ et,í J' seleccionar como tensión de control (er s, es s, et s) que debe generar la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1) la mayor tensión de referencia de entre la tensión de referencia seleccionada y la tercera tensión de referencia (e™3 , e™3 , e™9); y aplicar la tensión de control seleccionada (er s, es s, et s) a la al menos una fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1).
2.- El método de control de la reivindicación 1 , en el que la tensión de fase (VCr, VCs,
Figure imgf000026_0004
es una tensión (Vc) medida en unos bornes de un condensador de un filtro de salida (12) de la al menos una fase.
3.- El método de control de la reivindicación 1, en el que la tensión de fase (VCr, VCs,
Figure imgf000026_0005
es una tensión ( VPCC ) medida en la salida del convertidor electrónico CC/CA (1).
4 - El método de control de la reivindicación 1, en el que la tensión de fase VCs, VCt) es una tensión obtenida a partir de una medición de la tensión de línea.
5.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 1-4, en el que la etapa de calcular la segunda tensión de referencia (ep°s, eg°s, ef°s) comprende: proveer como entrada a un primer módulo controlador (31) la diferencia entre el límite superior de corriente (Lax) y la corriente (ir, is, ¡t) de la al menos una fase; y sumar la tensión de fase (VCr, VCs, VCt ) a una tensión (vp°s, vp °s , vt pos) a la salida del primer módulo controlador (31), donde el primer módulo controlador (31) es un regulador proporcional.
6.- El método de control de la reivindicación 5, que comprende, antes de que dicha tensión de fase (VCr, VCs, VCt) se sume a la tensión de salida (vp°s, vp°s, vt pos) del primer módulo controlador: filtrar la tensión de fase (VCr, VCs, VCt) mediante un filtro de tensión (71); y adelantar la fase de la tensión de fase filtrada mediante un compensador de adelanto de fase (72). 7.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 1-6, en el que la etapa de calcular la tercera tensión de referencia
Figure imgf000027_0001
comprende: proveer como entrada a un segundo módulo controlador (32) la diferencia entre el límite inferior de corriente (-Lax) y la corriente de fase (ir, is, it); y sumar la tensión de fase (VCr, VCs, VCt) a una tensión (v"®e, v"®e , vt n ¡ eg) a la salida del segundo módulo controlador (32), donde el segundo módulo controlador (32) es un regulador proporcional.
8.- El método de control de la reivindicación 7, que comprende, antes de que dicha tensión de fase (VCr, VCs,VCt) se sume a la tensión de salida (v"®e, v"®e , vt n ¡ eg) del segundo módulo controlador (32): filtrar la tensión de fase (VCr, VCs, VCt) mediante un filtro de tensión (71); y adelantar la fase de la tensión de fase filtrada mediante un compensador de adelanto de fase (72).
9.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 1-8, que comprende calcular los valores de tensión de consigna (22) por el método “grid-forming”.
10.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 1-9, que se aplica para cada fase del convertidor electrónico CC/CA (1).
11.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 1-10 en el que el convertidor electrónico CC/CA (1) es un convertidor electrónico trifásico, donde a cada una de las fases se le aplica el método de cualquiera de las reivindicaciones precedentes.
12.- El método de control de la reivindicación 11 , que comprende: antes de la etapa de aplicar la tensión de control seleccionada (eriS, es s, et s) a la al menos una fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1), obtener (53) una tensión de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et) para cada fase a partir de dichas tensiones de control seleccionadas (eriS, es s, et s) para compensar el efecto de una componente homopolar no controlada contenida en las tensiones de control seleccionadas {er s, es s, s), aplicar a las fases de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1) dichas tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et).
13.- El método de control de la reivindicación 12, donde, si ninguna de las tres tensiones de control seleccionadas (er,s, es,s, et,s) es impuesta por el controlador de corriente (30), entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et) coinciden con las tensiones de control seleccionadas (er s, es s, et s), es decir: er — er,s> es — es,s> et ~ et,s
14.- El método de control de la reivindicación 12, donde, si una de las tres tensiones de control seleccionadas (er,s, es,s, et,s) es impuesta por el controlador de corriente (30), y por tanto las otras dos tensiones de control seleccionadas son impuestas por el controlador de tensión (21), entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et) se calculan como sigue:
-Si es la tensión de la fase r la impuesta por el controlador de corriente (30):
Figure imgf000028_0001
-Si es la tensión de la fase s la impuesta por el controlador de corriente (30):
Figure imgf000028_0002
-Si es la tensión de la fase t la impuesta por el controlador de corriente (30): 15.- El método de control de la reivindicación 12, donde, si dos de las tres tensiones de control seleccionadas (er,s, es,s, et,s) son impuestas por el controlador de corriente (30), y por tanto la otra tensión de control seleccionada es impuesta por el controlador de tensión (21), entonces las tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et) se calculan como sigue:
-Si son las tensiones de la fase r y s las impuestas por el controlador de corriente (30): er — er,s> es — es,s> et ~ ~(.er,s ~ es,s)
-Si son las tensiones de las fases r y t las impuestas por el controlador de corriente
(30): er — er,s> et — et}S; es — (er s ^t,s)
-Si son las tensiones de las fases s y t las impuestas por el controlador de corriente
(30): es — es,s> et — et}S; er — (es s £t,s)
16.- El método de control de la reivindicación 12, donde, si las tres tensiones de control seleccionadas (er,s, es,s, et,s) son impuestas por el controlador de corriente (30), entonces se imponen las dos tensiones de control correspondientes a las dos fases con mayor corriente, es decir:
-Si las fases r y s son las dos fases con mayor corriente: er — er,s> es — es,s> et ~ ~(.er,s ~ es,s)
-Si las fases r y t son las dos fases con mayor corriente: er — er,s> et — et,s> es — — ( er,s ~ et,s )
-Si las dos fases s y t son las dos fases con mayor corriente: es — es,s> et — et,s> er — — (.es,s — et,s )
17.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 12-16, que comprende: a partir de las tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et), calcular unas modulantes (mr,d, ms,d, mt,d), controlar unos interruptores de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA (1) a partir de dichas modulantes (mr,d, ms,d, mt,d).
18.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 12-16, que comprende: a partir de las tensiones de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et), calcular unas modulantes (mr,d, ms,d, mt,d), introducir una componente homopolar deseada (m0 deseada) a dichas modulantes (mr,d, ms,d, mt,d), obteniéndose unas modulantes con componente homopolar (mr, ms, mt), controlar unos interruptores de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA (1) a partir de dichas modulantes con componente homopolar (mr, ms, mt).
19.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones 17-18, donde para controlar dichos interruptores, un modulador de amplitud de pulso usa dichas modulantes (mr,d, ms,d, mt,d) o modulantes con componente homopolar (mr, ms, mt) para generar las ordenes de encendido de los interruptores.
20.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde el método se repite en instantes de tiempo marcados de acuerdo con una frecuencia de reloj.
21.- El método de control de cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende además reducir las consignas de tensión predefinidas (22) si alguna de las tensiones de control es impuesta por el controlador de corriente (30).
22.- Un sistema de control de un convertidor electrónico CC/CA (1), que lleva a cabo el método descrito en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 21, caracterizado por que comprende: un controlador de tensión (21) configurado para, para al menos una fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1), calcular una primera tensión de referencia (er v, es,v, et,v) a partir de unas consignas de tensión predefinidas (22) y una tensión de fase (VCr, VCs, VC(); un controlador de corriente (30) configurado para, para dicha al menos una fase de la etapa de conversión del convertidor electrónico CC/CA (1), calcular una segunda tensión de referencia (e^°s, e^°s, ef°s) en función de una diferencia entre el límite superior de corriente (Lax) y la corriente de fase (ir, is, it), y la tensión de fase ( VCr , VCs, VCt) y una tercera tensión de referencia
Figure imgf000031_0001
en función de una diferencia entre el límite inferior de corriente (-Lax) y la corriente de fase (ir, is, it), y la tensión de fase (VCr, VCs, VCt)] una unidad de control configurada para: comparar la primera tensión de referencia (er v, es,v, et,v) con la segunda tensión de referencia (e%s, es 3°s , ¾*»); seleccionar la menor tensión de referencia de entre la primera tensión de referencia (er v, es,v, et,v) y la segunda tensión de referencia (e3°s, e3°s
Figure imgf000031_0002
comparar la tensión de referencia seleccionada con la tercera tensión de referencia
, neg neg neg N w
(er,í ’ es,í ’ et,í ); y seleccionar como tensión de control (eriS, es s, et s) que debe generar la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1) la mayor tensión de referencia de entre la tensión de referencia seleccionada y la tercera tensión de referencia
¡■ neg neg neg v yer.í > es.í > et.í ) ' medios para aplicar la tensión de control seleccionada (er s, es s, et s) a la al menos una fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1).
23.- El sistema de control de la reivindicación 22, donde dicha unidad de control está además configurada para obtener (53) una tensión de referencia sin homopolar no controlada (er, es, et) para cada fase de la etapa de conversión (11, 11’) del convertidor electrónico CC/CA (1 ) a partir de dichas tensiones de control seleccionadas (er s, es s, et s) para compensar el efecto de una componente homopolar no controlada contenida en al menos una de las tensiones de control seleccionadas (eriS, es s, et s).
24.- El sistema de control de cualquiera de las reivindicaciones 22-23, donde el controlador de tensión (21) comprende además un lazo de control para reducir las consignas de tensión predefinidas (22) si alguna de las tensiones de control es impuesta por el controlador de corriente (30).
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7804184B2 (en) 2009-01-23 2010-09-28 General Electric Company System and method for control of a grid connected power generating system
EP2469699A2 (en) * 2010-12-23 2012-06-27 Daniel Friedrichs Electrosurgical generator controller for regulation of electrosurgical generator output power
EP2930840A2 (en) * 2014-03-28 2015-10-14 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion device
US10756536B2 (en) 2014-10-29 2020-08-25 Aggreko Deutschland Gmbh System for handling short circuits on an electrical network

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7804184B2 (en) 2009-01-23 2010-09-28 General Electric Company System and method for control of a grid connected power generating system
EP2469699A2 (en) * 2010-12-23 2012-06-27 Daniel Friedrichs Electrosurgical generator controller for regulation of electrosurgical generator output power
EP2930840A2 (en) * 2014-03-28 2015-10-14 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion device
US10756536B2 (en) 2014-10-29 2020-08-25 Aggreko Deutschland Gmbh System for handling short circuits on an electrical network

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
L. ZHANGL. HARNEFORSH.-P. NEE: "Power-Synchronization Control of Grid-Connected Voltage-Source Converters", IEEE TRANS. POWER SYST., vol. 25, no. 2, May 2010 (2010-05-01), pages 809 - 820
X. PEIY. KANG: "Short-Circuit Fault Protection Strategy for High-Power Three-Phase Three-Wire Inverter", IEEE TRANS. IND. INFORMATICS, vol. 8, no. 3, August 2012 (2012-08-01), pages 545 - 553, XP011454350, DOI: 10.1109/TII.2012.2187913

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