WO2022230520A1 - 投光ユニットおよびそれを用いた測距装置 - Google Patents

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WO2022230520A1
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康平 岡本
浩一 福田
駿一 若嶋
剛史 花坂
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キヤノン株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a projection unit and a rangefinder using the same.
  • a ToF (Time-of-Flight) distance measurement method in which the distance to an object that reflects light is measured by measuring the time difference from when the light is emitted until the reflected light is detected. Also, in order to accurately measure the object distance, attempts have been made to increase the density of the region irradiated with light.
  • Patent Document 1 a luminous flux emitted from each light emitting element constituting a light emitting element array is separated into a plurality of luminous fluxes using a diffractive optical element.
  • a light projecting unit for emitting a light flux is disclosed.
  • Patent Document 1 it is possible to increase the density of the luminous flux, but since it is configured such that one luminous flux is split into a plurality of light fluxes by an optical element, the energy per split luminous flux decreases. Therefore, the maximum measurable distance is shortened. In addition, since the intensity of the reflected light is reduced compared to the case where the beam is not separated, there is a possibility that the distance measurement accuracy will be reduced.
  • One aspect of the present invention provides a light projecting unit of a distance measuring device capable of increasing the density of the light flux without separating the light flux.
  • a light projecting unit is a light projecting unit used in a distance measuring device that calculates the distance to an object that reflects light by measuring the time difference from the time the light is emitted until the reflected light is detected.
  • the projection unit includes a light source array in which a plurality of light emitting elements are arranged two-dimensionally, a projection lens for adjusting the projection range of light emitted from the light source array, and a relative position between the light source array and the projection lens. and a light source control means for lighting the light source array in different positions.
  • a light projecting unit of a distance measuring device capable of increasing the density of the luminous flux without separating the luminous flux.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration example of a distance measuring device 100 using a light receiving device according to an embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the light source unit 111
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the light source unit 111
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of the light source unit 111
  • FIG. 4 shows an example of a light projection pattern of the light source unit 111
  • FIG. 4 shows an example of a light projection pattern of the light source unit 111
  • a diagram related to a configuration example of the light receiving unit 121 A diagram related to a configuration example of the light receiving unit 121 FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of spectral characteristics of an optical bandpass filter provided in a pixel 511;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of spectral characteristics of an optical bandpass filter provided in a pixel 511;
  • Vertical cross-sectional view showing a configuration example of the light receiving element of the pixel 511
  • a diagram showing an example of potential distribution in the cross section of FIG. A diagram showing an example of potential distribution in the cross section of FIG.
  • Circuit diagram showing a configuration example of the pixel 511 Block diagram showing a configuration example of the TDC array unit 122
  • Circuit diagram showing a configuration example of the high-resolution TDC1501 Diagram of the operation of the high-resolution TDC1501 Timing chart for ranging operation Timing chart in which a part of FIG. 13 is enlarged
  • Block diagram showing a functional configuration example of the first oscillation adjustment circuit 1541 and the second oscillation adjustment circuit 1542 4 is a flow chart relating to an example of ranging operation according to the embodiment;
  • a diagram showing an example of a histogram of distance measurement results A diagram showing an example of a histogram of distance measurement results
  • a diagram showing an example of a histogram of distance measurement results A diagram showing an example of a histogram of distance measurement results
  • a diagram showing an example of a histogram of distance measurement results A diagram showing an example of a histogram of distance measurement results
  • a diagram showing an example of a histogram of distance measurement results is showing an example of a histogram of distance measurement results
  • the fact that the characteristics of the light-receiving elements are the same means that the physical configuration and bias voltage of the light-receiving elements are not intentionally different. Therefore, there may be differences in characteristics due to unavoidable factors such as manufacturing variations.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a functional configuration example of a distance measuring device using a light receiving device according to the present invention.
  • the distance measuring device 100 has a projecting unit 110 , a measuring unit 120 , a light receiving lens 132 and an overall control section 140 .
  • the light projecting unit 110 includes a light source unit 111 in which light emitting elements are arranged in a two-dimensional array, a light source unit driving section 112 , a light source control section 113 , and a light projecting lens 131 .
  • the measurement unit 120 has a light receiving section 121 , a TDC (Time-to-Digital Converter) array section 122 , a signal processing section 123 and a measurement control section 124 .
  • the combination of the light receiving lens 132 and the light receiving section 121 may be referred to as a light receiving unit 133 .
  • the general control unit 140 controls the operation of the entire distance measuring device 100 .
  • the overall control unit 140 has, for example, a CPU, a ROM, and a RAM, and controls each unit of the distance measuring device 100 by loading a program stored in the ROM into the RAM and executing it with the CPU. At least part of the overall control unit 140 may be realized by a dedicated hardware circuit.
  • pulsed light (pulsed light) is emitted through the projection lens 131 .
  • Pulsed lights emitted from individual light emitting elements irradiate different spaces.
  • a part of the pulsed light emitted from the light source unit 111 is reflected by the subject and enters the light receiving section 121 via the light receiving lens 132 .
  • the light emitting element 211 that emits light is configured to optically correspond to a specific pixel among the plurality of pixels arranged in the light receiving section 121 .
  • a pixel optically corresponding to a certain light emitting element 211 is a pixel having a positional relationship such that reflected light emitted from the light emitting element 211 is detected most often.
  • the time from the light emission of the light source unit 111 until the reflected light enters the light receiving section 121 is measured by the TDC array section 122 as the time of flight ToF. Note that the flight time ToF is measured a plurality of times in order to reduce the influence of noise components such as ambient light and dark counts and noise of the TDC array unit 122 on the measurement results.
  • FIG. 2A is a side view showing a configuration example of the collimator lens array 220 forming the light source unit 111
  • FIG. 2B is a side view showing a configuration example of the light source array 210 forming the light source unit 111.
  • FIG. 2A is a side view showing a configuration example of the collimator lens array 220 forming the light source unit 111
  • FIG. 2B is a side view showing a configuration example of the light source array 210 forming the light source unit 111.
  • the light source array 210 has a configuration in which light emitting elements 211, which are, for example, vertical cavity surface emitting laser elements (VCSEL), are arranged in a two-dimensional array.
  • a light source controller 113 controls turning on and off of the light source array 210 .
  • the light source control unit 113 can control lighting and extinguishing of the light source array 210 in units of the light emitting elements 211 .
  • the light emitting element 211 may be an element other than the VCSEL, such as an edge emitting laser element or an LED (light emitting diode).
  • an edge-emitting laser element is used as the light emitting element 211
  • a laser bar in which elements are arranged one-dimensionally on a substrate, or a laser bar stack in which laser bars are stacked to form a two-dimensional array can be used as the light source array 210.
  • LEDs are used as the light emitting elements 211
  • a light source array 210 in which LEDs are arranged in a two-dimensional array on a substrate can be used.
  • a VCSEL can be produced by a semiconductor process using materials used for edge-emitting lasers and surface-emitting lasers.
  • a GaAs-based semiconductor material can be used for a configuration that emits laser light having a wavelength in the near-infrared band.
  • the dielectric multilayer film that forms the DBR (distributed reflection type) reflector that constitutes the VCSEL is a structure in which two thin films made of materials with different refractive indices are alternately and periodically stacked (GaAs/AlGaAs). can do.
  • the wavelength of light emitted by a VCSEL can be changed by adjusting the combination of elements in the compound semiconductor and the composition.
  • the VCSELs that make up the VCSEL array are provided with electrodes for injecting current and holes into the active layer.
  • Arbitrary pulsed light or modulated light can be emitted by controlling the timing of injection of current and holes into the active layer.
  • the light source controller 113 can drive the light emitting elements 211 individually, or drive the light source array 210 in units of rows, columns, or rectangular areas.
  • the collimator lens array 220 has a configuration in which a plurality of collimator lenses 221 are arranged in a two-dimensional array such that each collimator lens 221 corresponds to one light emitting element 211 . Light rays emitted by the light emitting elements 211 are converted into parallel rays by the corresponding collimator lenses 221 .
  • FIG. 2C is a vertical sectional view showing an arrangement example of the light source unit driving section 112, the light source unit 111, and the projection lens 131.
  • the projection lens 131 is an optical system for adjusting the projection range of parallel light emitted from the light source unit 111 (light source array 210).
  • the projection lens 131 is a concave lens in FIG. 2C, it may be a convex lens, an aspherical lens, or an optical system composed of a plurality of lenses.
  • the projection lens 131 is configured so that light is emitted within a range of ⁇ 45 degrees from the projection unit 110 .
  • the projection lens 131 may be omitted by controlling the light emission direction with the collimator lens 221 .
  • FIG. 3A shows a light projection pattern formed by the light emitting elements of 3 rows and 3 columns in the light source array 210 on a plane facing the light emitting surface of the light projecting unit 110 at a predetermined distance.
  • Nine light projection areas 311 represent areas of the intensity distribution of light from individual light-emitting elements on the plane 310 whose diameter is about the full width at half maximum (FWHM).
  • the emitted light from the light emitting element 211 converted into parallel light by the collimator lens 221 is given a slight divergence angle by the projection lens 131, so that it forms a finite area on the irradiation surface (plane 310).
  • a light projection area 311 equal in number to the light emitting elements 211 forming the light source array 210 is formed on the plane 310 .
  • the light projection unit 110 of this embodiment has a light source unit driving section 112 capable of moving the light source unit 111 within the same plane. By moving the position of the light source unit 111 by the light source unit driving section 112, the relative positional relationship between the light emitting element 211 and the collimator lens 221 or the projection lens 131 can be changed.
  • the method for driving the light source unit 111 by the light source unit driving section 112 is not particularly limited. mechanism can be used.
  • the light source unit driving section 112 moves the light source unit 111, for example, in a plane parallel to the substrate of the light source unit 111 (perpendicular to the optical axis of the projection lens 131), the projection area 311 on the plane 310 is moved substantially parallel. It is possible. For example, by lighting the light source unit 111 a plurality of times while moving the light source unit 111 in a plane parallel to the substrate of the light source unit 111, the spatial resolution of the light projection area can be increased in a pseudo manner.
  • the light source unit 111 having the same light source array 210 as in FIG. 3A is rotated once in a plane parallel to the substrate of the light source unit 111, and the light source unit 111 is turned on four times at a constant cycle.
  • the spatial resolution of the projected area 411 at 410 is shown in FIG. 3B. Four times the spatial resolution is obtained compared to the case where the light source unit 111 is not moved, as shown in FIG. 3A.
  • the density of distance measurement points can be increased. Since the spatial resolution of the light projection area 411 can be increased without separating the light flux, the measurable distance is not shortened, and the distance accuracy is not lowered due to the decrease in the intensity of the reflected light.
  • the relative position between the light source unit 111 and the light projection lens 131 may be changed by moving the light projection lens 131 in a plane parallel to the substrate of the light source unit 111 .
  • the entire projection lens 131 may be moved, or only a part of the lenses may be moved.
  • the light source unit 111 may be configured to be movable in the direction perpendicular to the substrate of the light source array 210 (the optical axis direction of the projection lens 131) by the light source unit driving section 112. This makes it possible to control the divergence angle of light and the projection angle.
  • the light source control unit 113 controls light emission of the light source unit 111 (light source array 210) according to the light receiving timing and light receiving resolution of the light receiving unit 133.
  • FIG. 4 is an exploded perspective view schematically showing a mounting example of the measuring unit 120. As shown in FIG. FIG. 4 shows the light receiving section 121, the TDC array section 122, the signal processing section 123, and the measurement control section . The light receiving section 121 and the TDC array section 122 constitute a light receiving device.
  • the measurement unit 120 has a structure in which a light receiving element substrate 510 including a light receiving portion 121 in which pixels 511 are arranged in a two-dimensional array, and a logic substrate 520 including a TDC array portion 122, a signal processing portion 123, and a measurement control portion 124 are stacked.
  • the light receiving element substrate 510 and the logic substrate 520 are electrically connected through an inter-substrate connection 530 .
  • FIG. 4 shows the light receiving element substrate 510 and the logic substrate 520 separated from each other.
  • the inter-substrate connection 530 is configured by, for example, a Cu-Cu connection, and one or more may be arranged for each column of the pixels 511 , or one may be arranged for each pixel 511 .
  • the light receiving section 121 has a pixel array in which pixels 511 are arranged in a two-dimensional array.
  • the light receiving element of the pixel 511 is an avalanche photodiode (APD) or SPAD element.
  • pixels H (first pixels) having a first sensitivity and pixels L (second pixels) having a second sensitivity lower than the first sensitivity are arranged in the row direction. and are alternately arranged in the column direction.
  • the pixel H and the pixel L so as to be adjacent to each other, offset correction of the pixel H based on the measurement result of the pixel L can be performed.
  • the pixel H may be called a high-sensitivity pixel H
  • the pixel L may be called a low-sensitivity pixel L.
  • FIG. 5B is a vertical cross-sectional view showing a structural example of the pixel H and the pixel L.
  • the refractive index of the high refractive index layer 901 be nH
  • the refractive index of the low refractive index layer 902 be nL ( ⁇ nH).
  • a low refractive index layer 902 having a film thickness dE1 (to dE4) m1 (to m4) ⁇ 0.5 ⁇ c/nL (m1 to m4 are natural numbers) is sandwiched between high refractive index layers 901 from both sides.
  • the pixel L has a configuration in which a second optical bandpass filter is provided on a light reducing layer 903 made of a tungsten thin film with a thickness of 30 nm and having a transmittance of about 45%.
  • the second optical bandpass filter has a structure in which optical resonators 911 to 914 are stacked with a low refractive index layer 902 having a thickness of dL interposed therebetween.
  • the second optical bandpass filter has spectral characteristics shown in FIG. 6A and is an example of an optical element added to the light receiving element.
  • the pixel H has a transmittance layer 904 with a transmittance of about 100% made up of a low refractive index layer with a thickness of 30 nm, a multilayer interference mirror 915, and a low refractive index layer with a thickness of dE4. It has a configuration in which an adjustment layer 905 and a first optical bandpass filter are provided.
  • the first optical bandpass filter is an example of an optical element added to the light receiving element, and has spectral characteristics shown in FIG. 6B.
  • the first optical bandpass filter has a structure in which optical resonators 911 to 913 are stacked with a low refractive index layer 902 having a thickness of dL sandwiched therebetween.
  • the central wavelength can be the peak wavelength of the light emitted by the light source unit 111 .
  • the half width WL of the spectral characteristics of the second optical bandpass filter is narrower than the half width WH of the spectral characteristics of the first optical bandpass filter.
  • the half-value width WL is narrower than the half-value width WH is that it is assumed that the low-sensitivity pixels L mainly perform long-distance ranging, and the high-sensitivity pixels H mainly perform short-distance ranging. be.
  • the half width WL is narrowed so as to cope with a long ToF, thereby suppressing noise light from being measured before the reflected light reaches it.
  • the pixel L is configured to have lower sensitivity than the pixel H by providing the light reducing layer 903 .
  • the dimming layer 903 is an example of an optical element for reducing the sensitivity of pixels. Note that instead of the light reducing layer 903, other optical elements such as masks having different aperture sizes may be used to make the pixels H and L have different sensitivities.
  • the light receiving area of the light receiving element of the pixel L can be made narrower than the light receiving area of the light receiving element of the pixel H.
  • the pixel H does not have to be provided with a mask.
  • the pixel L may be provided with a mask having an aperture ratio of less than 100%.
  • the mask can be made of any material that can form a light shielding film.
  • the sensitivity of the pixels is varied by using an optical element added to the light receiving element, instead of varying the configuration of the light receiving element itself and the applied voltage. Therefore, the configuration of the light-receiving element and the applied voltage can be common to the pixel H and the pixel L. FIG. Therefore, the light receiving element array can be easily manufactured, and variations in the characteristics of the light receiving elements can be suppressed.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view including a semiconductor layer of a light-receiving element common to pixels H and L.
  • FIG. 1005 is the semiconductor layer of the light receiving element substrate 510
  • 1006 is the wiring layer of the light receiving element substrate 510
  • 1007 is the wiring layer of the logic substrate 520 .
  • the wiring layers of the light receiving element substrate 510 and the logic substrate 520 are joined so as to face each other.
  • a semiconductor layer 1005 of the light-receiving element substrate 510 includes a light-receiving region (photoelectric conversion region) 1001 and an avalanche region 1002 that generates an avalanche current by signal charges generated by photoelectric conversion.
  • a light shielding wall 1003 is provided between adjacent pixels in order to prevent light that is obliquely incident on the light receiving region 1001 from reaching the light receiving regions 1001 of adjacent pixels.
  • the light shielding wall 1003 is made of metal, and an insulator region 1004 is provided between the light shielding wall 1003 and the light receiving region 1001 .
  • FIG. 8A is a diagram showing the potential distribution of the semiconductor region in the aa' section of FIG.
  • FIG. 8B is a diagram showing the potential distribution of the b-b' section of FIG.
  • FIG. 8C is a diagram showing the potential distribution of the c-c'' section of FIG.
  • a signal charge reaching the avalanche region 1002 causes an avalanche breakdown due to the strong electric field of the avalanche region 1002, generating an avalanche current. This phenomenon occurs not only with signal light (reflected light emitted by the light source unit 111) but also with ambient light, which is noise light, and becomes a noise component. Carriers are generated not only by incident light but also thermally. An avalanche current due to thermally generated carriers is called a dark count and becomes a noise component.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the pixel 511.
  • FIG. Pixel 511 has SPAD element 1401 , load transistor 1402 , inverter 1403 , pixel selection switch 1404 and pixel output line 1405 .
  • the SPAD element 1401 corresponds to the combined area of the light receiving area 1001 and the avalanche area 1002 in FIG.
  • the output signal of the inverter 1403 is output to the pixel output line 1405 as a pixel output signal.
  • the voltage of the anode electrode Vbd is set so that a reverse bias higher than the breakdown voltage is applied to the SPAD element 1401 when no avalanche current is flowing. At this time, no current flows through the load transistor 1402, so the cathode potential Vc is close to the power supply voltage Vdd, and the pixel output signal is "0".
  • FIG. 10 is a diagram schematically showing a configuration example of the TDC array section 122.
  • a high-resolution TDC 1501 having a first measurement resolution and a low-resolution TDC 1502 having a second measurement resolution are provided, each half the number of pixels constituting one pixel row of the pixel array. , and the ToF is measured pixel by pixel.
  • the second measurement resolution is lower than the first measurement resolution.
  • a synchronous clock is supplied from the overall control unit 140, for example.
  • the output signal of the high-sensitivity pixel H is input to the high-resolution TDC 1501
  • the output signal of the low-sensitivity pixel L is input to the low-resolution TDC 1502, driven by the relay buffer. That is, for the high-sensitivity pixels H, time is measured with a higher measurement resolution than for the low-sensitivity pixels L.
  • the odd-numbered pixel output is the pixel H output
  • the even-numbered pixel output is the pixel L output.
  • High-resolution TDCs 1501 and low-resolution TDCs 1502 are alternately arranged in order to make the delay time in the relay buffer substantially equal.
  • the high resolution TDC 1501 has a first oscillator 1511 , a first oscillation count circuit 1521 and a first synchronous clock count circuit 1531 .
  • the low resolution TDC 1502 has a second oscillator 1512 , a second oscillation counting circuit 1522 and a second synchronous clock counting circuit 1532 .
  • the first oscillation count circuit 1521 and the second oscillation count circuit 1522 are second counters that count changes in the output value of the corresponding oscillator.
  • the first synchronous clock count circuit 1531 and the second synchronous clock count circuit 1532 are first counters that count synchronous clocks.
  • the count result of the synchronous clock count circuit constitutes the upper bits
  • the internal signal of the oscillator constitutes the lower bits
  • the count result of the oscillation count circuit constitutes the middle bits. That is, the synchronous clock count circuit performs rough measurement, the internal signal of the oscillator is finely measured, and the oscillation count circuit measures the interval between them. Note that each measurement bit may have a redundant bit.
  • FIG. 11 is a diagram schematically showing a configuration example of the first oscillator 1511 of the high-resolution TDC 1501.
  • the first oscillator 1511 has an oscillation start/stop signal generation circuit 1640, buffers 1611 to 1617, an inverter 1618, an oscillation switch 1630, and a delay adjustment current source 1620. Buffers 1611 to 1617 and inverter 1618 as delay elements are connected alternately with oscillation switch 1630 in series and in a ring shape. Delay adjustment current source 1620 is provided for each of buffers 1611-1617 and inverter 1618, and adjusts the delay time of the corresponding buffer or inverter according to the adjustment voltage.
  • FIG. 12 shows changes in the output signals of the buffers 1611 to 1617 and the inverter 1618 and the internal signal of the oscillator at each delay time tbuff corresponding to one buffer stage after reset and after the oscillation switch 1630 is turned on.
  • WI11-WI18 outputs are the output signals of buffers 1611-1617 and inverter 1618, respectively.
  • the outputs of buffers 1611-1617 are "0" and the output of inverter 1618 is "1".
  • the delay time tbuff corresponding to one buffer stage has elapsed since the oscillation switch 1630 was turned on, the outputs of the buffers 1612 to 1617 and the inverter 1618 whose input and output are matched do not change.
  • the output of the buffer 1611 whose input/output is not matched changes from "0" to "1" (the signal advances by one stage).
  • the output similarly changes with a period of 16 ⁇ t buuf .
  • the time resolution of high-resolution TDC 1501 is equal to t buff .
  • the time resolution t buff is adjusted to be 2 ⁇ 7 (1/128) of the period of the synchronous clock by the first oscillation adjustment circuit 1541 which will be described later.
  • the oscillator output which is the output of the inverter 1618 , is input to the first oscillation counting circuit 1521 .
  • the first oscillation count circuit 1521 counts the rising edges of the oscillator output to measure time with a time resolution of 16 ⁇ t buff .
  • FIG. 13 is a timing chart from light emission to detection of reflected light by the SPAD element 1401 until the time measurement is completed. It shows changes in the cathode potential Vc of the SPAD element 1401, the pixel output signal, the synchronous clock, the count value of the synchronous clock count circuit, the output of the oscillator start/stop signal generation circuit, the oscillator output, and the count value of the oscillation count circuit.
  • the cathode potential Vc of the SPAD element 1401 is an analog voltage, and the upper side of the drawing indicates a higher voltage.
  • the synchronous clock, the output of the oscillator start/stop signal generation circuit, and the output of the oscillator are digital signals, and the upper side of the page indicates the ON state, and the lower side of the page indicates the OFF state.
  • the count values of the synchronous clock count circuit and the oscillator count circuit are digital values expressed in decimal.
  • FIG. 14 is an enlarged view of the oscillator start/stop signal generation circuit output, oscillator output, count value of the oscillator count circuit, and oscillator internal signal from time 1803 to time 1805 in FIG.
  • the oscillator internal signals are digital values and are shown in decimal.
  • the high-resolution TDC 1501 measures the time from the light emission time 1801 of the light source unit 111 to the time 1803 when a photon is incident on the SPAD element 1401 of the pixel and the pixel output signal changes from 0 to 1. operation is explained.
  • the light source controller 113 drives the light source unit 111 so that the light emitting element 211 emits light at time 1801 synchronized with the rise of the synchronization clock supplied via the overall controller 140 .
  • the first synchronous clock count circuit 1531 starts counting the rising edges of the synchronous clock when the overall control unit 140 instructs the start of measurement at the time 1801 when the light emitting element 211 emits light.
  • the oscillation switch 1630 When the oscillation switch 1630 is turned on, an oscillation operation is started, and a signal loop is started inside the oscillator as shown in FIG. Every time 16 ⁇ t buff has passed since the oscillation switch 1630 was turned on and the signal makes two rounds in the oscillator, a rising edge appears in the oscillator output, and the first oscillation counting circuit 1521 counts the number. At time 1803, the first synchronous clock count circuit 1531 stops counting and holds the count value.
  • time 1805 is the timing when the synchronous clock first rises.
  • the output of oscillation start/stop signal generation circuit 1640 becomes "0" and oscillation switch 1630 is turned off.
  • the oscillation switch 1630 becomes "0"
  • the oscillation of the first oscillator 1511 ends, and the oscillation circuit internal signal is held as it is. Also, since the oscillation ends, the counting of the first oscillation counting circuit 1521 also stops.
  • the count result D Gclk of the synchronous clock count circuit is a value obtained by measuring the time from time 1801 to time 1802 in units of 2 7 ⁇ t buff .
  • the count result D ROclk of the oscillator count circuit is a value obtained by measuring the time from time 1803 to time 1804 in units of 2 4 ⁇ t buff .
  • the oscillator internal signal D ROin has a value obtained by measuring the time from time 1804 to time 1805 in units of tbuff .
  • the high-resolution TDC 1501 completes one measurement operation by performing the following processing on these values and outputting them to the signal processing unit 123 .
  • FIG. 15 is a diagram schematically showing a circuit configuration example of the second oscillator 1512 included in the low-resolution TDC 1502.
  • the buffers 2011 to 2013 and the inverter 2014 are connected alternately with the oscillation switch 2030 in series and in a ring shape.
  • a delay adjusting current source 2020 is provided for each of buffers 2011 to 2013 and inverter 2014, and adjusts the delay time of the corresponding buffer or inverter according to the adjustment voltage.
  • each of buffers 2011 to 2013 and inverter 2014 is adjusted by second oscillation adjustment circuit 1542 so that delay time t buff is twice t buff of high-resolution TDC 1501 .
  • the count period of the second oscillation count circuit 1522 becomes equal to the count period of the first oscillation count circuit 1521 . Therefore, the number of output bits of second oscillation counting circuit 1522 is equal to the number of output bits of first oscillation counting circuit 1521 .
  • the number of bits of the oscillator internal signal can be one bit less for the second oscillator 1512 than for the first oscillator 1511 .
  • the low-sensitivity pixels L are mainly assumed to be used for long-distance ranging.
  • the influence of the ToF measurement resolution on the accuracy of the distance measurement results is greater for short distances than for long distances. Therefore, in the low-resolution TDC 1502 that measures the ToF of the low-sensitivity pixel L, priority is given to reducing circuit scale and power consumption, and the ToF measurement resolution is set lower than that of the high-resolution TDC 1501 .
  • the delay time t buff varies due to factors resulting from the manufacturing process such as transistor manufacturing errors, variations in the voltage applied to the TDC circuit, and temperature. Therefore, a first oscillation adjustment circuit 1541 and a second oscillation adjustment circuit 1542 are provided for every eight TDCs.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a functional configuration example of the first oscillation adjustment circuit 1541 and the second oscillation adjustment circuit 1542. As shown in FIG. Since the first oscillation adjustment circuit 1541 and the second oscillation adjustment circuit 1542 have the same configuration, the first oscillation adjustment circuit 1541 will be described below.
  • the first oscillation adjustment circuit 1541 has a dummy oscillator 2101 , a 1/2 3 (1/8) frequency divider 2102 and a phase comparator 2103 .
  • the dummy oscillator 2101 is an oscillator having the same configuration as that of the connected TDC. Therefore, dummy oscillator 2101 of first oscillation adjustment circuit 1541 has the same configuration as first oscillator 1511 . Dummy oscillator 2101 of second oscillation adjustment circuit 1542 has the same configuration as second oscillator 1512 .
  • the output of dummy oscillator 2101 is input to 1/23 frequency divider 2102 .
  • a 1/2 3 frequency divider 2102 outputs a clock signal whose frequency is 1/2 3 of the input clock signal.
  • a synchronous clock and the output of the 1/23 frequency divider 2102 are input to the phase comparator 2103 .
  • the phase comparator 2103 compares the frequency of the synchronous clock with the frequency of the clock signal output from the 1/23 frequency divider 2102 .
  • Phase comparator 2103 increases the output voltage when the frequency of the synchronous clock signal is higher, and decreases the output voltage when the frequency of the synchronous clock signal is lower.
  • the output of the phase comparator 2103 is input as an adjustment voltage to the delay adjustment current source 1620 of the first oscillator 1511, and the delay is adjusted so that the oscillation frequency of the first oscillator 1511 is 23 times the synchronization clock.
  • the oscillation frequency of the oscillator is determined based on the synchronous clock frequency. Therefore, by generating a synchronous clock signal using an external IC capable of outputting a constant frequency regardless of changes in process, voltage, or temperature, fluctuations in the oscillation frequency of the oscillator due to changes in process, voltage, or temperature are suppressed. be able to.
  • the oscillation frequency becomes 1.28 GHz, eight times the synchronous clock frequency, in both the high-resolution TDC 1501 and the low-resolution TDC 1502 .
  • the delay time t buff for one stage of the buffer which is the time resolution of the TDC, is 48.8 ps for the high-resolution TDC 1501 and 97.7 ps for the low-resolution TDC 1502 .
  • FIG. 17 is a flow chart relating to an example of the ranging operation in this embodiment.
  • the overall control unit 140 resets the histogram circuit and measurement counter i of the signal processing unit 123.
  • the overall control unit 140 changes the connection of the relay buffer (not shown) so that the output of the pixel 511 optically corresponding to the light emitting element 211 that emits light in S2202 is input to the TDC array unit 122 .
  • the overall control unit 140 causes some of the light emitting elements 211 that make up the light source array 210 of the light source unit 111 to emit light.
  • the general control section 140 instructs the TDC array section 122 to start measurement.
  • the signal processing unit 123 adds the measurement result obtained in S2203 to the histogram for each pixel.
  • the signal processing unit 123 does not add measurement results to the histogram for pixels for which measurement results have not been obtained.
  • the signal processing unit 123 adds 1 to the value of the measurement number counter i.
  • the signal processing unit 123 determines whether or not the value of the measurement number counter i is greater than the preset number of times N total .
  • the signal processing unit 123 executes S2207 if it is determined that the value of the measurement number counter i is greater than the set number of times N total , and executes S2202 if it is not determined that the value of the measurement number counter i is greater than the set number of times N total .
  • the signal processing unit 123 removes the counting result that seems to be noise components based on the histogram of each pixel, and executes S2208.
  • the signal processing unit 123 averages the measurement results remaining without being removed in S2207 in the histogram of each pixel, outputs the average value as the measured ToF, and completes one ranging sequence.
  • FIG. 18A is a diagram showing an example of a histogram of N total TDC measurement results in the high-sensitivity pixel H.
  • the horizontal axis is the TDC measurement result (time), and the vertical axis is the frequency. Note that the bin width of the TDC measurement result is set for convenience.
  • the measurement results included in section 2302 form a frequency peak, it is considered to be the correct measurement result of the time from light emission to light reception.
  • the distribution of the measurement results included in section 2304 is irregular and sparse, so it is considered that they are noise light such as randomly generated ambient light or noise components due to dark counts. Therefore, the measurement results included in the section 2304 are removed, and the average 2303 of only the measurement results included in the section 2302 is used as the distance measurement result.
  • FIG. 18B is a diagram showing an example of a histogram of the TDC measurement results of N total times in the high-sensitivity pixel H.
  • the object is the same as in FIG. 18A, but an example of the histogram of the TDC measurement result obtained in a situation where there is more ambient light than at the time of measurement shown in FIG. 18A is shown.
  • the noise light included in the section 2304 completes the TDC measurement N total times, and the TDC measurement result for the reflected light from the subject is not obtained.
  • FIG. 18C is a diagram showing an example of a histogram of N total TDC measurement results obtained for the low-sensitivity pixel L under the same environment as in FIG. 18B. Since the sensitivity is lower than that of the high-sensitivity pixel H, the number of times TDC measurement is performed for noise light is reduced. As a result, the number of measurement results included in section 2302 increases, and the average value of the measurement results included in section 2302 can be calculated as the distance measurement result, as in FIG. 18A. In this way, the low-sensitivity pixels L are more tolerant than the high-sensitivity pixels H in situations where ambient light noise is large.
  • the high-sensitivity pixel H and the low-sensitivity pixel L by using the high-sensitivity pixel H and the low-sensitivity pixel L, even when there is a large amount of noise light or when measuring the distance of a distant object, the effect of noise light is suppressed and a stable image is obtained. distance measurement is possible. Furthermore, the configuration of the light receiving element (SPAD) (light receiving area and thickness of the light receiving portion) and the voltage applied to the light receiving element are common to the high-sensitivity pixel H and the low-sensitivity pixel L. FIG. Therefore, there is little variation between the distance measurement results obtained by the high-sensitivity pixels H and the distance measurement results obtained by the low-sensitivity pixels L, and accurate distance measurement results can be obtained.
  • SPAD light receiving area and thickness of the light receiving portion
  • FIG. 18D shows an example of a histogram of measurement results of high-sensitivity pixels H
  • FIG. 18E shows an example of a histogram of measurement results of low-sensitivity pixels L adjacent to high-sensitivity pixels H in FIG. 18D.
  • the light emitting period of the light emitting element 211 corresponding to the high sensitivity pixel H is 2602, and the light emitting period of the light emitting element 211 corresponding to the low sensitivity pixel L is 2702.
  • the light emission period 2702 is four times the light emission period 2602 . Therefore, the high-sensitivity pixel H can be measured four times more times than the low-sensitivity pixel L within the same period of time. There is a high probability that the number of distance measurement results to be averaged will be greater than the number of low-sensitivity pixels L, and since the high-resolution TDC 1501 performs measurement for the good-sensitivity pixels H, the spatial distance measurement corresponding to the high-sensitivity pixels H is performed. The precision is higher than the spatial distance measurement precision corresponding to the low-sensitivity pixel L.
  • the light-emitting element 211 corresponding to the low-sensitivity pixel L having a large noise light suppression effect does not emit light until the reflected light is detected.
  • the light-emitting element 211 corresponding to the high-sensitivity pixel H with less noise light suppression effect emits the next light before detecting the reflected light.
  • the time from the start of measurement by TDC to the detection of the reflected light can be shortened, and the possibility of measuring the noise light between the time when the light is emitted and the arrival of the reflected light can be suppressed.
  • High-sensitivity pixels H enable accurate time measurement even in a large environment.
  • the signal processing unit 123 applies offset correction based on the measurement result obtained for the adjacent low-sensitivity pixel L to the measurement result obtained for the high-sensitivity pixel H.
  • the offset correction is based on the measurement result 2611 of the high-sensitivity pixel H, based on the measurement result 2711 of the adjacent low-sensitivity pixel L. be.
  • the time until the reflected light of the emitted light arrives in the high-sensitivity pixel H is also a value close to the measurement result 2711.
  • the measurement result 2711 for the low-sensitivity pixel L is more than two times and less than three times the emission period 2602 for the high-sensitivity pixel H.
  • the signal processing unit 123 adds twice the light emission period 2602 to the measurement result 2611 of the high-sensitivity pixel H in the offset correction.
  • the offset correction amount may be determined based on measurement results obtained for two or more low-sensitivity pixels L adjacent to the high-sensitivity pixel H to be corrected.
  • the offset correction amount may be determined based on measurement results obtained for four or two low-sensitivity pixels L adjacent in the horizontal direction and/or the vertical direction.
  • an imaging unit that captures an image of the light projection range of the light projection unit 110 may be provided, and the captured image may be used to identify the low-sensitivity pixels L used to determine the offset correction amount.
  • the signal processing unit 123 identifies one or more adjacent low-sensitivity pixels L that are considered to measure the same subject as the high-sensitivity pixel H to be corrected based on the captured image. Then, the signal processing unit 123 may determine the offset correction amount (or the coefficient by which the light emission cycle of the high-sensitivity pixel H is multiplied) using the measurement result obtained for the specified low-sensitivity pixel L.
  • a light receiving device with a wide dynamic range can be realized by using light receiving elements with different sensitivities. Also, the sensitivity of the light receiving element is made different by the optical element added to the light receiving element. Therefore, light-receiving elements having the same configuration can be used, which is advantageous from the viewpoint of ease of manufacture and suppression of variations in characteristics. Further, by making the time measurement resolution lower for the low-sensitivity pixels than for the high-sensitivity pixels, it is possible to efficiently reduce the circuit size and power consumption while suppressing the deterioration of the distance measurement accuracy.
  • the distance measuring device described above can be implemented in any electronic device having processing means for executing predetermined processing using distance information.
  • electronic devices include imaging devices, computer devices (personal computers, tablet computers, media players, PDAs, etc.), mobile phones, smart phones, game machines, robots, drones, vehicles, and the like. These are examples, and the distance measuring device according to the present invention can also be implemented in other electronic devices.
  • the present invention supplies a program that implements one or more functions of the above-described embodiments to a system or device via a network or a storage medium, and one or more processors in the computer of the system or device reads and executes the program. It can also be realized by processing to It can also be implemented by a circuit (for example, ASIC) that implements one or more functions.
  • a circuit for example, ASIC

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Abstract

光を照射してから反射光を検出するまでの時間差を計測することにより光を反射した物体までの距離を算出する測距装置に用いられる投光ユニットである。投光ユニットは、複数の発光素子が２次元に配列された光源アレイと、光源アレイから出射される光の投光範囲を調整するための投光レンズとを有する。投光ユニットはさらに、光源アレイと投光レンズとの相対的な位置を変更する駆動部と、光源アレイの位置が異なる状態で光源アレイを点灯させる光源制御部とを有する。

Description

投光ユニットおよびそれを用いた測距装置
　本発明は投光ユニットおよびそれを用いた測距装置に関する。
　光を照射してから反射光を検出するまでの時間差を計測することにより、光を反射した物体までの距離を計測する、ＴｏＦ(Time-of-Flight)方式の測距方法が知られている。また、物体距離を精密に計測するために、光が照射する領域の密度を高める試みが行われている。
　特許文献１では、発光素子アレイを構成するそれぞれの発光素子が出射する光束を、回折光学素子を用いて複数の光束に分離することにより、発光素子のピッチより狭いピッチで、発光素子より多くの光束を出射する投光ユニットが開示されている。
米国特許出願公開明細書第US20200256993号
　特許文献１によれば、光束の密度を高めることが可能であるが、１つの光束を光学素子によって複数に分離する構成であるため、分離後の光束あたりのエネルギーが低下する。そのため、測距可能な最大距離が短くなる。また、光束を分離しない場合と比較すると、反射光の強度が低下するため、測距精度が低下する可能性がある。
　本発明はその一態様において、光束を分離することなく光束の密度を高めることが可能な測距装置の投光ユニットを提供する。
　本発明の一態様に係る投光ユニットは、光を照射してから反射光を検出するまでの時間差を計測することにより光を反射した物体までの距離を算出する測距装置に用いられる投光ユニットである。投光ユニットは、複数の発光素子が２次元に配列された光源アレイと、光源アレイから出射される光の投光範囲を調整するための投光レンズと、光源アレイと投光レンズとの相対的な位置を変更する駆動手段と、光源アレイの位置が異なる状態で光源アレイを点灯させる光源制御手段と、を有する。
　本発明によれば、光束を分離することなく光束の密度を高めることが可能な測距装置の投光ユニットを提供することができる。
実施形態に係る受光装置を用いた測距装置１００の機能構成例を示すブロック図 光源ユニット１１１の構成例を示す図 光源ユニット１１１の構成例を示す図 光源ユニット１１１の構成例を示す図 光源ユニット１１１の投光パターンの例を示す図 光源ユニット１１１の投光パターンの例を示す図 計測ユニット１２０の実装例を模式的に示した分解斜視図 受光部１２１の構成例に関する図 受光部１２１の構成例に関する図 画素５１１に設ける光学バンドパスフィルタの分光特性の例を示す図 画素５１１に設ける光学バンドパスフィルタの分光特性の例を示す図 画素５１１の受光素子の構成例を示す垂直断面図 図７の断面におけるポテンシャル分布の例を示す図 図７の断面におけるポテンシャル分布の例を示す図 図７の断面におけるポテンシャル分布の例を示す図 画素５１１の構成例を示す回路図 ＴＤＣアレイ部１２２の構成例を示すブロック図 高分解能ＴＤＣ１５０１の構成例を示す回路図 高分解能ＴＤＣ１５０１の動作に関する図 測距動作に関するタイミングチャート 図１３の一部を拡大したタイミングチャート 低分解能ＴＤＣ１５０２が有する第２発振器１５１２の回路構成例を模式的に示す図 第１発振調整回路１５４１および第２発振調整回路１５４２の機能構成例を示すブロック図 実施形態における測距動作の一例に関するフローチャート 測距結果のヒストグラムの例を示す図 測距結果のヒストグラムの例を示す図 測距結果のヒストグラムの例を示す図 測距結果のヒストグラムの例を示す図 測距結果のヒストグラムの例を示す図
　以下、添付図面を参照して本発明をその例示的な実施形態に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は請求の範囲に係る発明を限定しない。また、実施形態には複数の特徴が記載されているが、その全てが発明に必須のものとは限らず、また、複数の特徴は任意に組み合わせられてもよい。さらに、添付図面においては、同一若しくは同様の構成に同一の参照番号を付し、重複した説明は省略する。
　なお、本明細書において受光素子の特性が同一であるとは、受光素子の物理的な構成およびバイアス電圧を積極的に異ならせていないことを示す。したがって、製造上のばらつきなどの不可避な要因による特性の差異は存在しうる。
●（第１実施形態）
　図１は、本発明に係る受光装置を用いた測距装置の機能構成例を示すブロック図である。測距装置１００は、投光ユニット１１０、計測ユニット１２０、受光レンズ１３２、全体制御部１４０を有する。投光ユニット１１０は、発光素子を２次元アレイ状に配置した光源ユニット１１１と、光源ユニット駆動部１１２と、光源制御部１１３と、投光レンズ１３１とを有する。計測ユニット１２０は、受光部１２１と、ＴＤＣ(Time-to-Digital Convertor)アレイ部１２２と、信号処理部１２３と、計測制御部１２４とを有する。なお、本明細書では、受光レンズ１３２と受光部１２１との組み合わせを受光ユニット１３３と呼ぶことがある。
　全体制御部１４０は、測距装置１００全体の動作を制御する。全体制御部１４０は例えばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを有し、ＲＯＭに記憶されたプログラムをＲＡＭに読み込んでＣＰＵで実行することにより、測距装置１００の各部を制御する。全体制御部１４０の少なくとも一部は専用のハードウェア回路で実現されてもよい。
　光源ユニット１１１に配列された複数の発光素子２１１（図２Ｂ）を短時間発光させることにより、パルス状の光（パルス光）が投光レンズ１３１を介して照射される。個々の発光素子から発せられたパルス光はそれぞれ異なる空間を照射する。光源ユニット１１１から照射されたパルス光の一部は被写体で反射され、受光レンズ１３２を介して受光部１２１に入射する。本実施形態では、発光させる発光素子２１１と、受光部１２１に配列される複数の画素のうち特定の画素とが光学的に対応するように構成される。ここで、ある発光素子２１１と光学的に対応する画素とは、その発光素子２１１から出射された光の反射光を最も多く検出するような位置関係にある画素である。
　光源ユニット１１１の発光から受光部１２１に反射光が入射するまでの時間を、飛行時間ToFとしてＴＤＣアレイ部１２２で計測する。なお、環境光やダークカウントなどのノイズ成分や、ＴＤＣアレイ部１２２のノイズが計測結果に与える影響を低減するため、飛行時間ToFを複数回計測する。
　信号処理部１２３は、ＴＤＣアレイ部１２２による複数回の計測結果のヒストグラムを生成し、ヒストグラムに基づいてノイズ成分を除去する。そして、信号処理部１２３は、ノイズ成分を除去した計測結果を例えば平均することによって求めた飛行時間ToFを以下の式（１）に代入して被写体の距離Ｌを算出する。
　L[m] = ToF[sec]*c[m/sec]/2　　　・・・（１）
なお、ｃは光の速度である。このようにして、信号処理部１２３は画素ごとに距離情報を算出する。
（投光ユニット１１０）
　図２Ａ～図２Ｃを用いて、投光ユニット１１０の構成例について説明する。図２Ａは、光源ユニット１１１を構成するコリメータレンズアレイ２２０の構成例を、図２Ｂは、光源ユニット１１１を構成する光源アレイ２１０の構成例をそれぞれ示す側面図である。
　光源アレイ２１０は例えば垂直共振器面発光レーザ素子(Vertical Cavity Surface Emitting LASER: VCSEL)である発光素子２１１が２次元アレイ状に配列された構成を有する。光源アレイ２１０の点灯および消灯は、光源制御部１１３が制御する。光源制御部１１３は、光源アレイ２１０の点灯および消灯を発光素子２１１単位で制御可能である。
　なお、発光素子２１１には、端面発光型レーザ素子、ＬＥＤ（発光ダイオード）など、VCSEL以外の素子を用いてもよい。発光素子２１１として端面発光型レーザ素子を用いる場合は、基板上に素子を１次元配列したレーザーバー、もしくはレーザーバーを積層して２次元アレイ構成としたレーザーバースタックを光源アレイ２１０として用いることができる。また、発光素子２１１としてＬＥＤを用いる場合には、基板上に２次元アレイ状にＬＥＤを配列した光源アレイ２１０を用いることができる。
　なお、発光素子２１１の発光波長に特段の制限はないが、近赤外帯域の波長とすると、環境光の影響を抑制することができる。VCSELは端面発光型レーザや面発光レーザに用いられている材料を用いて半導体プロセスにより作成することができる。近赤外帯域の波長のレーザ光を放出させる構成とする場合、GaAs系の半導体材料を用いることができる。この場合、VCSELを構成するDBR（分布反射型）反射鏡をなす誘電体多層膜は、屈折率の異なる材料からなる二つの薄膜を交互に周期的に積層したもの（GaAs／AlGaAs）で、構成することができる。VCSELが発する光の波長は、化合物半導体の元素組み合わせや、組成を調整することで変更することができる。
　VCSELアレイを構成するVCSELには、活性層に電流とホールを注入するための電極が設けられる。活性層に電流とホールを注入するタイミングを制御することで、任意のパルス光や、変調光を放出することが可能である。光源制御部１１３は、発光素子２１１を個別に駆動したり、光源アレイ２１０を行単位、列単位、あるいは矩形領域単位で駆動することができる。
　また、コリメータレンズアレイ２２０は、個々のコリメータレンズ２２１が１つの発光素子２１１に対応するように、複数のコリメータレンズ２２１が２次元アレイ状に配置された構成を有する。発光素子２１１が出射する光線は、対応するコリメータレンズ２２１によって平行光線に変換される。
　図２Ｃは、光源ユニット駆動部１１２、光源ユニット１１１、および投光レンズ１３１の配置例を示す垂直断面図である。投光レンズ１３１は、光源ユニット１１１（光源アレイ２１０）から出射される平行光の投光範囲を調整するための光学系である。図２Ｃでは投光レンズ１３１が凹レンズであるが、凸レンズや非球面レンズであってもよいし、複数のレンズから構成される光学系であってもよい。
　本実施形態では一例として投光ユニット１１０から±４５度の範囲に光が照射されるように投光レンズ１３１が構成されているものとする。なお、コリメータレンズ２２１によって光の出射方向を制御することで、投光レンズ１３１を省略してもよい。
　図３Ａは、光源アレイ２１０のうち、３行３列の発光素子が、投光ユニット１１０の発光面に対して正対する所定距離の平面に形成する投光パターンを示している。９つの投光エリア３１１は、平面３１０における、個々の発光素子からの光の強度分布のうち、およそ半値全幅（FWHM）を直径とする領域を示している。
　コリメータレンズ２２１により平行光に変換された発光素子２１１の出射光は投光レンズ１３１で若干の発散角を付与されるため、照射面（平面３１０）において有限の領域を形成する。コリメータレンズアレイ２２０と光源アレイ２１０との位置関係が一定の場合、平面３１０には光源アレイ２１０を構成する発光素子２１１の数に等しい投光エリア３１１が形成される。
　本実施形態の投光ユニット１１０には、光源ユニット１１１を同一平面内で移動可能な光源ユニット駆動部１１２を有している。光源ユニット駆動部１１２によって光源ユニット１１１の位置を移動させることにより、発光素子２１１と、コリメータレンズ２２１または投光レンズ１３１との相対的な位置関係を変更することができる。光源ユニット駆動部１１２が光源ユニット１１１を駆動する方法に特に制限はないが、例えば手ブレ補正のために撮像素子を駆動するために用いられる機構のような、電磁誘導方式や圧電素子を用いた機構を用いることができる。
　光源ユニット駆動部１１２により光源ユニット１１１を例えば光源ユニット１１１の基板に平行な（投光レンズ１３１の光軸に垂直な）面内で移動させると、平面３１０における投光エリア３１１を略平行移動することが可能である。例えば光源ユニット１１１を光源ユニット１１１の基板に平行な面内で移動させる間に光源ユニット１１１を複数回点灯させることにより、投光エリアの空間解像度を擬似的に増加させることができる。
　図３Ａと同様の光源アレイ２１０を有する光源ユニット１１１を光源ユニット１１１の基板に平行な面内で円状に１回転移動させる間に一定周期で４回光源ユニット１１１を点灯させた際の、面４１０における投光エリア４１１の空間解像度を図３Ｂに示す。図３Ａに示した、光源ユニット１１１を移動させない場合に対して４倍の空間解像度が得られている。
　したがって、光源ユニット１１１と投光レンズ１３１との相対位置が異なる状態で距離計測を実施することにより、距離計測点の密度を高めることができる。光束を分離することなく投光エリア４１１の空間解像度を高めることができるため、測距可能な距離が短くなったり、反射光の強度低下に起因して距離精度が低下したりすることがない。
　なお、投光レンズ１３１を光源ユニット１１１の基板に平行な面内で移動させることにより、光源ユニット１１１と投光レンズ１３１との相対位置を変更してもよい。なお、投光レンズ１３１が複数枚のレンズを有する場合には、投光レンズ１３１の全体を移動させてもよいし、一部のレンズのみを移動させてもよい。
　さらに、光源ユニット駆動部１１２により、光源ユニット１１１を光源アレイ２１０の基板と垂直方向（投光レンズ１３１の光軸方向）に移動可能に構成してもよい。これにより、光の発散角や投光角度を制御することができる。
　光源制御部１１３は、受光ユニット１３３の受光タイミングや受光解像度に応じて、光源ユニット１１１（光源アレイ２１０）の発光を制御する。
（計測ユニット１２０）
　次に、計測ユニット１２０の構成について説明する。図４は、計測ユニット１２０の実装例を模式的に示した分解斜視図である。図４では、受光部１２１、ＴＤＣアレイ部１２２、信号処理部１２３、計測制御部１２４について示している。受光部１２１およびＴＤＣアレイ部１２２は受光装置を構成する。
　計測ユニット１２０は、画素５１１を２次元アレイ状に配置した受光部１２１を含む受光素子基板５１０と、ＴＤＣアレイ部１２２、信号処理部１２３、計測制御部１２４を含むロジック基板５２０とを積層した構成を有する。受光素子基板５１０とロジック基板５２０とは基板間接続５３０を通じて電気的に接続されている。図４は、説明のために、受光素子基板５１０とロジック基板５２０とを離間した状態で示している。
　なお、各基板に搭載する機能ブロックは図示した例に限定されない。３つ以上の基板を積層する構成であってもよいし、１つの基板に、全ての機能ブロックを搭載してもよい。基板間接続５３０は、例えば、Cu-Cu接続で構成されており、画素５１１の各列に１つまたは複数配置してもよいし、画素５１１ごとに１つ配置してもよい。
　受光部１２１は、画素５１１が２次元アレイ状に配列された画素アレイを有する。本実施形態においては、画素５１１が有する受光素子がアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）もしくはＳＰＡＤ素子であるものとする。また、図５Ａに示すように、第１の感度を有する画素Ｈ（第１の画素）と、第１の感度より低い第２の感度を有する画素Ｌ（第２の画素）とが、行方向および列方向において交互に配置されている。画素Ｈと画素Ｌとが隣接するように配置することで、画素Ｌの計測結果に基づく画素Ｈのオフセット補正が可能となる。本明細書において、画素Ｈを高感度画素Ｈ、画素Ｌを低感度画素Ｌと呼ぶこともある。
　図５Ｂは、画素Ｈと画素Ｌの構造例を示す垂直断面図である。ここでは、共振波長λｃ、高屈折率層９０１の屈折率をｎＨ、低屈折率層９０２の屈折率をｎＬ（＜ｎＨ）とする。光共振器９１１から光共振器９１４は、膜厚ｄＨ＝０．２５λｃ／ｎＨの高屈折率層９０１と膜厚ｄＬ＝０．２５λｃ／ｎＬの低屈折率層９０２とを有する多層膜干渉ミラーである。膜厚ｄＥ１（～ｄＥ４）＝ｍ１（～ｍ４）×０．５λｃ／ｎＬ（ｍ１～ｍ４は自然数）の低屈折率層９０２を高屈折率層９０１によって両側から挟んだ構成である。
　画素Ｌは、膜厚３０ｎｍのタングステン薄膜で構成される透過率が約４５％の減光層９０３の上に、第２の光学バンドパスフィルタが設けられた構成を有する。第２の光学バンドパスフィルタは、光共振器９１１から光共振器９１４を、膜厚ｄＬの低屈折率層９０２を挟んで積層した構成を有する。第２の光学バンドパスフィルタは図６Ａに示す分光特性を有し、受光素子に付加する光学要素の一例である。
　画素Ｈは、膜厚３０ｎｍの低屈折率層で構成される透過率が約１００％の透過率層９０４の上に、多層膜干渉ミラー９１５と、低屈折率層からなる膜厚ｄＥ４の膜厚調整層９０５と、第１の光学バンドパスフィルタとが設けられた構成を有する。第１の光学バンドパスフィルタは、受光素子に付加する光学要素の一例であり、図６Ｂに示す分光特性を有する。
　第１の光学バンドパスフィルタは、光共振器９１１から光共振器９１３を、膜厚ｄＬの低屈折率層９０２を挟んで積層した構成を有する。第１の光学バンドパスフィルタと第２のバンドの通過帯域は基本的に同じ中心波長を有し、図６Ａおよび図６ＢにおいてλｃＬ＝λｃＨである。中心波長は光源ユニット１１１が照射する光のピーク波長とすることができる。一方、第２の光学バンドパスフィルタの分光特性の半値幅ＷＬは、第１の光学バンドパスフィルタの分光特性の半値幅ＷＨより狭い。
　半値幅ＷＬを半値幅ＷＨより狭くするのは、低感度画素Ｌでは主に長距離の測距を行うことを、高感度画素Ｈでは主に短距離の測距を行う想定しているためである。低感度画素Ｌでは長いＴｏＦに対応できるよう、半値幅ＷＬを狭くして、反射光が到達する前にノイズ光が計測されることを抑制する。
　また、画素Ｌには減光層９０３を設けることにより、画素Ｈよりも低感度になるように構成されている。減光層９０３は画素の感度を低下させるための光学要素の一例である。なお、減光層９０３の代わりに、開口量が異なるマスクなど、他の光学要素を用いて画素Ｈと画素Ｌの感度を異ならせてもよい。
　例えば、画素Ｌには、画素Ｈに設けられるマスクよりも開口量の小さいマスクを設けることで、画素Ｌの受光素子の受光領域を画素Ｈの受光素子の受光領域よりも狭くすることができる。画素Ｈにはマスクを設けなくてもよく、この場合には画素Ｌに開口率が１００％未満のマスクを設ければよい。マスクは遮光膜を形成可能な任意の材料で形成することができる。
　本実施形態では、受光素子そのものの構成や印加電圧を異ならせるのではなく、受光素子に付加する光学要素を用いて画素の感度を異ならせる。そのため、受光素子の構成や印加電圧は画素Ｈおよび画素Ｌとで共通とすることができる。したがって、受光素子アレイの製造が容易であり、また、受光素子の特性のばらつきを抑制することができる。
　図７は、画素Ｈおよび画素Ｌに共通する、受光素子の半導体層を含む断面図である。１００５が受光素子基板５１０の半導体層、１００６が受光素子基板５１０の配線層、１００７がロジック基板５２０の配線層である。受光素子基板５１０とロジック基板５２０の配線層が向かい合う様に接合されている。受光素子基板５１０の半導体層１００５には受光領域（光電変換領域）１００１と、光電変換によって生成された信号電荷によりアバランシェ電流を発生させるアバランシェ領域１００２とが含まれる。
　また、受光領域１００１に斜めに入射した光が、隣接画素の受光領域１００１に到達することを防ぐために、隣接画素との間に遮光壁１００３が設けられている。遮光壁１００３は金属で形成されており、遮光壁１００３と受光領域１００１との間には絶縁体領域１００４が設けられている。
　図８Ａは図７のａ－ａ’断面の半導体領域のポテンシャル分布を示す図である。図８Ｂは図７のｂ－ｂ’断面のポテンシャル分布を示す図である。図８Ｃは図７のｃ－ｃ’'断面のポテンシャル分布を示す図である。
　受光素子基板５１０の半導体層１００５に入射した光は、受光領域１００１で光電変換されて、電子と正孔が発生する。正電荷の正孔は、アノード電極Vbdを介して排出される。負電荷の電子は、信号電荷として、図８Ａ、図８Ｂ、図８Ｃに示したように、アバランシェ領域１００２に向かってポテンシャルが低くなるように設定された電界により、アバランシェ領域１００２に輸送される。
　アバランシェ領域１００２に到達した信号電荷は、アバランシェ領域１００２の強い電界により、アバランシェ降伏を引き起こし、アバランシェ電流を発生させる。この現象は、信号光（光源ユニット１１１が照射した光の反射光）だけでなく、ノイズ光である環境光の入射でも発生し、ノイズ成分となる。また、キャリアは入射光によって発生するだけでなく、熱的にも発生する。熱的に発生したキャリアによるアバランシェ電流はダークカウントと呼ばれ、ノイズ成分となる。
　図９は、画素５１１の等価回路図である。画素５１１は、ＳＰＡＤ素子１４０１、負荷トランジスタ１４０２、インバータ１４０３、画素選択スイッチ１４０４、画素出力線１４０５を有する。ＳＰＡＤ素子１４０１は、図７における受光領域１００１とアバランシェ領域１００２とを合わせた領域に対応する。
　外部から供給される制御信号により画素選択スイッチ１４０４がオンになると、インバータ１４０３の出力信号が、画素出力信号として、画素出力線１４０５に出力される。
　アバランシェ電流が流れていないとき、ＳＰＡＤ素子１４０１には、ブレークダウン電圧以上の逆バイアスが印加されるように、アノード電極Ｖｂｄの電圧が設定されている。この時、負荷トランジスタ１４０２に流れる電流は無いため、カソード電位Ｖｃは電源電圧Ｖｄｄに近い電圧となっており、画素出力信号は「０」である。
　光子の到来により、ＳＰＡＤ素子１４０１でアバランシェ電流が発生すると、カソード電位Ｖｃが降下し、インバータ１４０３の出力が反転する。すなわち、画素出力信号は「０」から「１」に変化する。
　カソード電位Ｖｃが低下すると、ＳＰＡＤ素子１４０１に印加される逆バイアスが低下し、逆バイアスがブレークダウン電圧以下になった時点でアバランシェ電流の生成が停止する。
　その後、負荷トランジスタ１４０２を介して電源電圧Ｖｄｄから正孔電流が流れることによりカソード電位Ｖｃは上昇し、インバータ１４０３の出力（画素出力）が「１」から「０」へと戻り、光子の到来前の状態となる。このようにして画素５１１から出力された信号は、不図示の中継バッファを介して、ＴＤＣアレイ部１２２に入力される。
（ＴＤＣアレイ部１２２）
　ＴＤＣアレイ部１２２は、光源ユニット１１１が発光した時刻から、画素５１１の出力信号が「０」から「１」に変化する時刻までの時間をＴｏＦとして計測する。
　図１０は、ＴＤＣアレイ部１２２の構成例を模式的に示す図である。ＴＤＣアレイ部１２２には、第１の計測分解能を有する高分解能ＴＤＣ１５０１と、第２の計測分解能を有する低分解能ＴＤＣ１５０２とが、それぞれ画素アレイの１画素行を構成する画素数の半数ずつ設けられており、１画素単位で画素ごとにＴｏＦを計測する。第２の計測分解能は、第１の計測分解能よりも低い。また、同期クロックは例えば全体制御部１４０から供給される。
　ここで、高感度画素Ｈの出力信号は高分解能ＴＤＣ１５０１に入力され、低感度画素Ｌの出力信号は低分解能ＴＤＣ１５０２に入力されるように、中継バッファで駆動される。つまり、高感度画素Ｈについては、低感度画素Ｌよりも高い計測分解能で時間を計測する。図１０では、奇数番目の画素出力が画素Ｈの出力であり、偶数番目の画素出力が画素Ｌの出力である。中継バッファでの遅延時間を概ね等しくするため、高分解能ＴＤＣ１５０１と低分解能ＴＤＣ１５０２とが交互に配置されている。
　高分解能ＴＤＣ１５０１は、第１発振器１５１１、第１発振カウント回路１５２１、第１同期クロックカウント回路１５３１を有する。低分解能ＴＤＣ１５０２は、第２発振器１５１２、第２発振カウント回路１５２２、第２同期クロックカウント回路１５３２を有する。第１発振カウント回路１５２１および第２発振カウント回路１５２２は、対応する発振器の出力値の変化をカウントする第２のカウンタである。第１同期クロックカウント回路１５３１および第２同期クロックカウント回路１５３２は、同期クロックをカウントする第１のカウンタである。
　それぞれのＴＤＣの出力値において、同期クロックカウント回路のカウント結果が上位ビット、発振器の内部信号が下位ビット、発振カウント回路のカウント結果が中間ビットを構成する。すなわち、同期クロックカウント回路で大まかに計測し、発振器の内部信号が細かく計測し、その間を発振カウント回路で計測する構成となっている。なお、それぞれの計測ビットに冗長ビットを持たせてもよい。
　図１１は、高分解能ＴＤＣ１５０１の第１発振器１５１１の構成例を模式的に示す図である。第１発振器１５１１は、発振スタート／ストップ信号生成回路１６４０と、バッファ１６１１～１６１７と、インバータ１６１８と、発振スイッチ１６３０と、遅延調整用電流源１６２０とを有する。また、遅延要素としてのバッファ１６１１～１６１７およびインバータ１６１８は、発振スイッチ１６３０と交互に、直列かつリング状に接続されている。遅延調整用電流源１６２０は、バッファ１６１１～１６１７およびインバータ１６１８のそれぞれに設けられており、調整電圧に応じて、対応するバッファもしくはインバータの遅延時間を調整する。
　図１２は、バッファ１６１１～１６１７およびインバータ１６１８の出力信号と発振器の内部信号とについて、リセット時と、発振スイッチ１６３０がオンになってからバッファ１段分の遅延時間ｔbuffごとの変化を示している。ＷＩ１１出力～ＷＩ１８出力はそれぞれバッファ１６１１～１６１７およびインバータ１６１８の出力信号である。
　リセット時、バッファ１６１１～１６１７の出力は「０」、インバータ１６１８の出力は「１」である。発振スイッチ１６３０がオンになってから、バッファ１段分の遅延時間ｔbuff経過後、入出力の整合が取れているバッファ１６１２～１６１７とインバータ１６１８の出力は変化しない。一方、入出力の整合が取れていないバッファ１６１１の出力が「０」から「１」へ変化する（信号が１段分進む）。
　さらにｔbuff経過すると（２×ｔbuff後）、入出力の整合が取れているバッファ１６１１、１６１３～１６１７とインバータ１６１８の出力は変化しない。一方、入出力の整合が取れていないバッファ１６１２の出力は「０」から「１」へと変化する（信号がさらに１段分進む）。
　このように、バッファ１段分の遅延時間ｔbuffが経過するごとに、バッファ１６１１～１６１７およびインバータ１６１８のうち、入出力の整合が取れていない１つの出力が順に「０」から「１」に変化していく。そして、発振スイッチ１６３０がオンになってから８×ｔbuff経過後には、全てのバッファおよびインバータの出力が「１」に変化（信号が１周）する。さらに８×ｔbuff経過後（１６×ｔbuff経過後）すると、全てのバッファおよびインバータの出力が「０」に変化（信号が２周）して、元の状態に戻る。
　その後は、１６×ｔbuufを周期として同様に出力が変化する。このように、高分解能ＴＤＣ１５０１の時間分解能はｔbuffに等しい。また、時間分解能ｔbuffは、後述の第１発振調整回路１５４１により、同期クロックの周期の２-7（１／１２８）になるように調整されている。
　また、インバータ１６１８の出力である発振器出力は第１発振カウント回路１５２１に入力される。第１発振カウント回路１５２１では、発振器出力の立ち上がりエッジをカウントすることで、１６×ｔbuffの時間分解能で時間を計測する。
　図１３は、発光から、ＳＰＡＤ素子１４０１によって反射光が検出されるまでの時間計測が終了するまでのタイミングチャートである。ＳＰＡＤ素子１４０１のカソード電位Ｖｃ、画素出力信号、同期クロック、同期クロックカウント回路のカウント値、発振器スタート／ストップ信号生成回路出力、発振器出力、発振カウント回路のカウント値の変化を示している。
　ＳＰＡＤ素子１４０１のカソード電位Ｖｃはアナログ電圧であり、紙面上側が高い電圧を示している。同期クロックと発振器スタート／ストップ信号生成回路出力、発振器出力はデジタル信号であり、紙面上側がオン、紙面下側がオフの状態を示している。同期クロックカウント回路および発振器カウント回路のカウント値は、デジタル値であり、１０進数で示している。
　図１４は、図１３の時刻１８０３から時刻１８０５における発振器スタート／ストップ信号生成回路出力、発振器出力、発振器カウント回路のカウント値、発振器内部信号を拡大した図である。発振器内部信号はデジタル値であり、１０進数で示している。
　図１３、図１４を用いて、光源ユニット１１１の発光時刻１８０１から、画素のＳＰＡＤ素子１４０１に光子が入射して画素出力信号が０から１になる時刻１８０３までの時間を、高分解能ＴＤＣ１５０１で計測する動作を説明する。
　全体制御部１４０を介して供給される同期クロックの立ち上がりに同期した時刻１８０１に発光素子２１１が発光するよう、光源制御部１１３が光源ユニット１１１を駆動する。第１同期クロックカウント回路１５３１は、発光素子２１１が発光する時刻１８０１に全体制御部１４０から計測開始が指示されると、同期クロックの立ち上がりエッジのカウントを開始する。
　時刻１８０１に照射された光の反射光が時刻１８０３に画素に入射すると、ＳＰＡＤ素子１４０１のカソード電位Ｖｃが降下し、画素出力信号が「０」から「１」に変化する。画素出力信号が「１」になると、発振スタート／ストップ信号生成回路１６４０の出力が「０」から「１」に変化し、発振スイッチ１６３０がオンになる。
　発振スイッチ１６３０がオンになると、発振動作が開始され、図１２に示したように発振器内部で信号のループが開始される。発振スイッチ１６３０がオンになってから１６×ｔbuffが経過して発振器内で信号が２周するごとに、発振器出力に立ち上がりエッジが出現し、第１発振カウント回路１５２１がその数を計測する。また、時刻１８０３で、第１同期クロックカウント回路１５３１はカウントを停止し、カウント値を保持する。
　第１発振器１５１１がオンになった時刻１８０３以降、同期クロックが最初に立ち上がるタイミングが時刻１８０５である。時刻１８０５の同期クロックの立ち上がりを受けて、発振スタート／ストップ信号生成回路１６４０の出力は「０」となり、発振スイッチ１６３０はオフになる。発振スイッチ１６３０が「０」になったタイミングで、第１発振器１５１１の発振が終了し、発振回路内部信号はそのまま保持される。また、発振が終了するため、第１発振カウント回路１５２１のカウントも停止する。
　同期クロックカウント回路のカウント結果DGclkは、時刻１８０１から時刻１８０２までの時間を２7×ｔbuff単位で計測した値となる。また、発振器カウント回路のカウント結果DROclkは、時刻１８０３から時刻１８０４までの時間を２4×ｔbuff単位で計測した値となる。さらに、発振器内部信号DROinは、時刻１８０４から時刻１８０５までの時間をｔbuff単位で計測した値となる。高分解能ＴＤＣ１５０１は、これらの値に対して以下の処理を行って信号処理部１２３に出力することにより、１回の計測動作を完了する。
　発振器カウント回路のカウント結果ＤROclkと発振器内部信号ＤROinとを以下の式（２）にしたがって加算する。
　ＤRO＝２4×ＤROclk＋ＤROin・・・（２）
　式（２）で得られるＤROは、時刻１８０３から時刻１８０５までの時間をｔbuff単位で計測した値である。また、時刻１８０２から時刻１８０５までの時間は同期クロックの１周期に等しいため、２7×ｔbuffである。そのため、同期クロックの１周期からＤROを減じることで、時刻１８０２から時刻１８０３までの時間が得られる。これを、時刻１８０１から時刻１８０２までの時間であるDGclkと加算すると、時刻１８０１から時刻１８０３までの時間をｔbuff単位で計測した値ＤToFが得られる（式（３））。
ＤToF=２7×ＤGclk＋(２7-ＤRO)
　　　　　　＝２7×ＤGclk＋(２7-２４×ＤROclk-ＤROin)・・・（３）
　図１５は、低分解能ＴＤＣ１５０２が有する第２発振器１５１２の回路構成例を模式的に示す図である。第２発振器１５１２では、バッファ２０１１～２０１３およびインバータ２０１４が、発振スイッチ２０３０と交互に、直列かつリング状に接続されている。また、遅延調整用電流源２０２０が、バッファ２０１１～２０１３およびインバータ２０１４のそれぞれに設けられており、調整電圧に応じて、対応するバッファもしくはインバータの遅延時間を調整する。
　高分解能ＴＤＣ１５０１と比較すると、バッファおよび発振スイッチの数が７つから３つに減少している。一方、バッファ２０１１～２０１３およびインバータ２０１４はそれぞれ、遅延時間ｔbuffが、高分解能ＴＤＣ１５０１のｔbuffの２倍となるように第２発振調整回路１５４２で調整されている。
　これにより、第２発振カウント回路１５２２のカウント周期は第１発振カウント回路１５２１のカウント周期と等しくなる。したがって、第２発振カウント回路１５２２の出力ビット数は第１発振カウント回路１５２１の出力ビット数と等しい。一方、発振器内部信号のビット数は、第２発振器１５１２の方が第１発振器１５１１よりも１ビット少なくすることができる。
　上述の通り、低感度画素Ｌは長距離の測距に用いることを主に想定している。長距離の場合、ＴｏＦの計測分解能が測距結果の精度に与える影響は、長距離よりも短距離の方が大きい。そのため、低感度画素ＬのＴｏＦを計測する低分解能ＴＤＣ１５０２では、回路規模や消費電力を削減することを優先し、ＴｏＦの計測分解能を高分解能ＴＤＣ１５０１よりも低くしている。
　遅延時間ｔbuffは、トランジスタの製造誤差など製造プロセスに起因する要因、ＴＤＣ回路に印加される電圧のゆれ、温度によってばらつきが生じる。そのため、８個のＴＤＣごとに第１発振調整回路１５４１および第２発振調整回路１５４２が設けられている。
　図１６は、第１発振調整回路１５４１および第２発振調整回路１５４２の機能構成例を示すブロック図である。第１発振調整回路１５４１および第２発振調整回路１５４２は同じ構成を有するため、以下では第１発振調整回路１５４１に関して説明する。第１発振調整回路１５４１は、ダミー発振器２１０１と１／２3（１／８）分周器２１０２、および位相比較器２１０３を有する。
　ダミー発振器２１０１は、接続されるＴＤＣが有する発振器と同じ構成の発振器である。したがって、第１発振調整回路１５４１のダミー発振器２１０１は第１発振器１５１１と同じ構成を有する。第２発振調整回路１５４２のダミー発振器２１０１は第２発振器１５１２と同じ構成を有する。
　ダミー発振器２１０１の出力は１／２3分周器２１０２に入力される。１／２3分周器２１０２は、入力されたクロック信号の周波数を１／２3にしたクロック信号を出力する。位相比較器２１０３には同期クロックと１／２3分周器２１０２の出力が入力される。位相比較器２１０３は、同期クロックの周波数と１／２3分周器２１０２の出力するクロック信号の周波数とを比較する。
　そして、位相比較器２１０３は、同期クロック信号の周波数の方が高い場合には出力電圧を上昇させ、同期クロックの周波数の方が低い場合には出力電圧を降下させる。位相比較器２１０３の出力は、調整電圧として第１発振器１５１１の遅延調整用電流源１６２０に入力され、第１発振器１５１１の発振周波数が同期クロックの２3倍となるように遅延を調整する。第２発振調整回路１５４２においても同様である。
　このように、発振器の発振周波数は、同期クロック周波数を基準に決定される。そのため、プロセス／電圧／温度の変化によらず一定周波数を出力可能な外付けＩＣを用いて同期クロック信号を生成することにより、プロセス／電圧／温度の変化による発振器の発振周波数のばらつきを抑制することができる。
　例えば、同期クロック信号として１６０ＭＨｚのクロック信号を入力することで、発振周波数は高分解能ＴＤＣ１５０１および低分解能ＴＤＣ１５０２のいずれにおいても同期クロック周波数の８倍の１．２８ＧＨｚなる。ＴＤＣの時間分解能であるバッファ１段分の遅延時間ｔbuffは、高分解能ＴＤＣ１５０１では４８．８ｐｓ、低分解能ＴＤＣ１５０２では９７．７ｐｓとなる。
（測距シーケンス）
　図１７は、本実施形態における測距動作の一例に関するフローチャートである。
　Ｓ２２０１で全体制御部１４０は、信号処理部１２３が有するヒストグラム回路および計測カウンタｉをリセットする。また、全体制御部１４０は、Ｓ２２０２で発光させる発光素子２１１と光学的に対応する画素５１１の出力がＴＤＣアレイ部１２２に入力されるよう、不図示の中継バッファの接続を変更する。
　Ｓ２２０２で全体制御部１４０は、光源ユニット１１１の光源アレイ２１０を構成する発光素子２１１の一部を発光させる。同時に、全体制御部１４０は、ＴＤＣアレイ部１２２に対して計測開始を指示する。
　ＴＤＣアレイ部１２２の高分解能ＴＤＣ１５０１および低分解能ＴＤＣ１５０２は、対応する画素５１１の出力が「０」から「１」に変化したことを検出すると、計測結果を信号処理部１２３に出力する。発光から、予め定められた最大測距レンジに対応する時間が経過すると、Ｓ２２０４が実行される。
　Ｓ２２０４で信号処理部１２３は、画素ごとのヒストグラムにＳ２２０３で得られた計測結果を追加する。信号処理部１２３は、計測結果が得られていない画素についてはヒストグラムに計測結果を追加しない。
　Ｓ２２０５で信号処理部１２３は、計測回数カウンタｉの値に１を加える。
　Ｓ２２０６で信号処理部１２３は、計測回数カウンタｉの値が事前に設定された設定回数Ntotalより大きいか否かを判定する。信号処理部１２３は、計測回数カウンタｉの値が設定回数Ntotalより大きいと判定されればＳ２２０７を、計測回数カウンタｉの値が設定回数Ntotalより大きいと判定されなければ２２０２を実行する。
　Ｓ２２０７で信号処理部１２３は、個々の画素のヒストグラムに基づいてノイズ成分と思われる計数結果を除去し、Ｓ２２０８を実行する。
　Ｓ２２０８で信号処理部１２３は、個々の画素のヒストグラムにおいて、Ｓ２２０７で除去されずに残った計測結果を平均し、平均値を計測されたＴｏＦとして出力し、１回の測距シーケンスを終了する。
（感度の異なる画素を用いることによるノイズ光抑制効果）
　ここで、Ｓ２２０７でのノイズ成分除去処理と、Ｓ２２０８での平均化について説明した後、感度の異なる画素Ｈと画素Ｌによるノイズ光低減効果について述べる。
　図１８Ａは、高感度画素Ｈにおける、Ntotal回のＴＤＣ計測結果のヒストグラムの例を示す図である。横軸はＴＤＣ計測結果（時間）、縦軸は頻度である。なお、ＴＤＣ計測結果のビン幅は便宜上設定されたものである。
　区間２３０２に含まれる計測結果は、頻度ピークを形成していることから、発光から受光までの時間の正しい計測結果であると考えられる。一方、区間２３０４に含まれる計測結果は、分布が不規則かつまばらであることから、ランダムに発生する環境光等のノイズ光、もしくは、ダークカウントによるノイズ成分であると考えられる。したがって、区間２３０４に含まれる計測結果は取り除き、区間２３０２に含まれる計測結果のみの平均２３０３を測距結果とする。
　図１８Ｂも図１８Ａと同様、高感度画素Ｈにおける、Ntotal回のＴＤＣ計測結果のヒストグラムの例を示す図である。被写体は図１８Ａと同じであるが、図１８Ａに示した計測時よりも環境光の多い状況で得られたＴＤＣ計測結果のヒストグラムの例を示している。区間２３０４に含まれるノイズ光でNtotal回のＴＤＣ計測が完了してしまい、被写体からの反射光に対するＴＤＣ計測結果が得られていない。
　図１８Ｃは、図１８Ｂと同じ環境下において、低感度画素Ｌについて得られたNtotal回のＴＤＣ計測結果のヒストグラムの例を示す図である。高感度画素Ｈよりも感度が低いため、ノイズ光に対してＴＤＣ計測が行われる回数が減少する。その結果、区間２３０２に含まれる計測結果の数が増加し、図１８Ａと同様に、区間２３０２に含まれる計測結果の平均値を測距結果として算出することができる。このように、低感度画素Ｌは、環境光ノイズが大きい状況への耐性が高感度画素Ｈより高い。
　なお、ここではノイズ光の多い環境において起こりうる状況について説明した。しかし、同様の問題は、測距対象の物体が遠距離に存在する場合にも起こりうる。物体が遠距離に存在する場合、発光から反射光が戻ってくるまでの期間（すなわち、ノイズ光が検出される期間）が長くなるためである。
　本実施形態では、高感度画素Ｈと低感度画素Ｌとを用いることで、ノイズ光の量が多い場合や遠くの物体を測距する場合であっても、ノイズ光の影響が抑制された安定した測距が可能である。さらに、受光素子（ＳＰＡＤ）の構成（受光面積や受光部の厚さ）や、受光素子への印加電圧は高感度画素Ｈおよび低感度画素Ｌで共通である。そのため、高感度画素Ｈで得られる測距結果と、低感度画素Ｌで得られる測距結果とのばらつきが小さく、精度のよい測距結果が得られる。
（ＨＤＲ駆動方法）
　次に、図１８Ｄおよび図１８Ｅを用いて、高感度画素Ｈと低感度画素ＬのＨＤＲ駆動について説明する。図１８Ｄは高感度画素Ｈの計測結果のヒストグラムの一例を、図１８Ｅは図１８Ｄの高感度画素Ｈに隣接する低感度画素Ｌの計測結果のヒストグラムの一例を、それぞれ示している。
　高感度画素Ｈに対応する発光素子２１１の発光周期は２６０２であり、低感度画素Ｌに対応する発光素子２１１の発光周期は２７０２である。発光周期２７０２は発光周期２６０２の４倍である。そのため、同一時間内に高感度画素Ｈについては低感度画素Ｌより４倍多い回数の測距が可能である。平均化する測距結果の数が低感度画素Ｌよりも多くなる確率が高いことと、好感度画素Ｈについての計測は高分解能ＴＤＣ１５０１が行うことから、高感度画素Ｈに対応する空間の測距精度は低感度画素Ｌに対応する空間の測距精度より高い。
　測距する物体が遠くに存在する場合、ＴｏＦが長くなるため、ノイズ光を計測する可能性が高くなる。ノイズ光抑制効果の大きい低感度画素Ｌに対応する発光素子２１１は、反射光を検出するまで次の発光を行わない。一方、ノイズ光抑制効果の少ない高感度画素Ｈに対応する発光素子２１１は、反射光を検出する前に次の発光を行う。これにより、ＴＤＣによる計測開始から反射光を検出するまでの時間を短縮でき、発光してから反射光が到来するまでの間にノイズ光を計測する可能性を抑制することができ、ノイズ光が大きい環境下でも高感度画素Ｈで精度の良い時間計測が可能となる。
　信号処理部１２３は、高感度画素Ｈについて得られた計測結果に対して、隣接する低感度画素Ｌについて得られた計測結果に基づくオフセット補正を適用する。オフセット補正は、高感度画素Ｈについての計測結果２６１１に対し、隣接する低感度画素Ｌについての計測結果２７１１に基づいて、高感度画素Ｈの発光周期（計測周期）２６０２の定数倍を加えることである。
　高感度画素Ｈに隣接する低感度画素Ｌについての計測結果が２７１１であることから、高感度画素Ｈについても、発光した光の反射光が到来するまでの時間は、計測結果２７１１に近い値である可能性が高い。図１８Ｄおよび図１８Ｅの例では、低感度画素Ｌについての計測結果２７１１が、高感度画素Ｈについての発光周期２６０２の２倍より大きく３倍より小さい。そのため、オフセット補正において信号処理部１２３は、高感度画素Ｈの計測結果２６１１に発光周期２６０２の２倍の時間を加える。
　なお、オフセット補正量は、補正対象の高感度画素Ｈに隣接する２つ以上の低感度画素Ｌについて得られている計測結果に基づいて決定してもよい。例えば、水平方向および／または垂直方向に隣接する４つまたは２つの低感度画素Ｌについて得られている計測結果に基づいてオフセット補正量を決定してもよい。
　また、投光ユニット１１０の投光範囲を撮像する撮像ユニットを設け、撮像画像を用いて、オフセット補正量の決定に用いる低感度画素Ｌを特定してもよい。例えば、信号処理部１２３は、撮像画像に基づいて、補正対象の高感度画素Ｈと同じ被写体を測距していると考えられる１つ以上の隣接低感度画素Ｌを特定する。そして、信号処理部１２３は、特定された低感度画素Ｌについて得られている計測結果を用いて、オフセット補正量（もしくは高感度画素Ｈの発光周期に乗じる係数）を決定してもよい。
　本実施形態によれば、感度の異なる受光素子を用いることにより、ダイナミックレンジの広い受光装置を実現することができる。また、受光素子に付加する光学要素によって受光素子の感度を異ならせるようにした。そのため、同一構成の受光素子を用いることができ、製造容易性および特性のばらつき抑制の観点から有利である。また、低感度画素については高感度画素よりも時間計測の分解能を低くすることで、測距精度の低下を抑制しつつ、回路規模や消費電力を効率よく低減することができる。
（その他の実施形態）
　上述した測距装置は、距離情報を用いて所定の処理を実行する処理手段を有する任意の電子機器において実施可能である。このような電子機器には、撮像装置、コンピュータ機器（パーソナルコンピュータ、タブレットコンピュータ、メディアプレーヤ、ＰＤＡなど）、携帯電話機、スマートフォン、ゲーム機、ロボット、ドローン、車両などが含まれる。これらは例示であり、本発明に係る測距装置は他の電子機器においても実施可能である。
　本発明は、上述の実施形態の１以上の機能を実現するプログラムを、ネットワーク又は記憶媒体を介してシステム又は装置に供給し、そのシステム又は装置のコンピュータにおける１つ以上のプロセッサーがプログラムを読出し実行する処理でも実現可能である。また、１以上の機能を実現する回路（例えば、ＡＳＩＣ）によっても実現可能である。
　本発明は上述した実施形態の内容に制限されず、発明の精神および範囲から離脱することなく様々な変更及び変形が可能である。したがって、発明の範囲を公にするために請求項を添付する。
　本願は、２０２１年４月２６日提出の日本国特許出願特願２０２１－７４４１３を基礎として優先権を主張するものであり、その記載内容の全てを、ここに援用する。

Claims (12)

  1. 　光を照射してから反射光を検出するまでの時間差を計測することにより光を反射した物体までの距離を算出する測距装置に用いられる投光ユニットであって、
    　複数の発光素子が２次元に配列された光源アレイと、
    　前記光源アレイから出射される光の投光範囲を調整するための投光レンズと、
    　前記光源アレイと前記投光レンズとの相対的な位置を変更する駆動手段と、
    　前記光源アレイの位置が異なる状態で前記光源アレイを点灯させる光源制御手段と、
    を有することを特徴とする投光ユニット。
  2. 　さらに、コリメータレンズアレイを有することを特徴とする請求項１に記載の投光ユニット。
  3. 　前記コリメータレンズアレイが前記投光レンズの機能を備えることを特徴とする請求項２に記載の投光ユニット。
  4. 　前記駆動手段は、前記光源アレイを前記投光レンズの光軸に垂直な面内で移動させることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の投光ユニット。
  5. 　前記駆動手段は、前記光源アレイを前記投光レンズの光軸に垂直な面内で円状に移動させることを特徴とする請求項４に記載の投光ユニット。
  6. 　前記駆動手段は、前記光源アレイを前記投光レンズの光軸方向に移動させることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の投光ユニット。
  7. 　前記駆動手段は、前記投光レンズを光軸に垂直な面内で移動させることを特徴とする請求項１に記載の投光ユニット。
  8. 　前記光源制御手段は、前記光源アレイを一定周期で点灯させることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の投光ユニット。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の投光ユニットと、
    　複数の画素が２次元に配列された受光装置と、
    　前記投光ユニットが投光してから前記受光装置の前記複数の画素のそれぞれで光の入射が検出されるまでの時間を計測する計測手段と、
    　前記計測された時間に基づいて、前記複数の画素のそれぞれについての距離情報を算出する算出手段と、
    を有することを特徴とする測距装置。
  10. 　前記複数の画素が、第１の感度を有する第１の画素と、前記第１の感度よりも低い第２の感度を有する第２の画素を有することを特徴とする請求項９に記載の測距装置。
  11. 　前記第１の画素について計測された前記時間を、前記第１の画素に隣接する前記第２の画素について計測された前記時間に基づいて補正することを特徴とする請求項１０に記載の測距装置。
  12. 　請求項９から１１のいずれか１項に記載の測距装置と、
    　前記測距装置で得られる距離情報を用いて所定の処理を実行する処理手段と、
    を有することを特徴とする電子機器。
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