WO2022149388A1 - 撮像装置および測距システム - Google Patents

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Definitions

  • This disclosure relates to an imaging device and a ranging system.
  • the signal line of the pixel signal is cut off during the boosting period of the FD, a voltage drop occurs in the comparator that processes the pixel signal. Due to this voltage decrease, the settling time may increase and the frame rate may decrease.
  • the present disclosure provides an imaging device and a ranging system capable of suppressing a decrease in frame rate while improving charge transfer efficiency.
  • the image pickup apparatus includes a photoelectric conversion element, a signal conversion unit that is boosted when the charge transferred from the photoelectric conversion element is converted into a pixel signal, and a pixel during the boost period of the signal conversion unit.
  • a selection transistor that cuts off the signal line of the signal, a non-inverting input terminal to which a pixel signal is input via the selection transistor, an inverting input terminal to which a lamp signal is input, and a comparison result between the pixel signal and the lamp signal. It includes a comparator having an output terminal for output, and a correction circuit for holding the potential of the non-inverting input terminal during the boosting period at the potential of the non-inverting input terminal before the boosting period.
  • the correction circuit A first transistor arranged between the selection transistor and the non-inverting input terminal, The first transistor, the pair of second transistors, and A first switch arranged between the gate of the first transistor and the gate of the second transistor, A second switch arranged between the source of the first transistor and the source of the second transistor, With a capacitor connected to the gate of the second transistor, During the boosting period, the first switch may be in the off state and the second switch may be in the on state.
  • the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor may be equal to the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor.
  • the first switch may be switched from the on state to the off state, and the second switch may be switched from the off state to the on state.
  • the selection transistor switches from the on state to the off state, the first switch switches from the on state to the off state, and the second switch changes from the off state to the on state. You may switch.
  • the first switch may be an N-channel MOSFET.
  • the photoelectric conversion element, the signal conversion unit, and the selection transistor may be arranged on the first semiconductor substrate, and the comparator and the correction circuit may be arranged on the second semiconductor substrate laminated on the first semiconductor substrate.
  • the photoelectric conversion element, the signal conversion unit, the selection transistor, the comparator, and the correction circuit may be arranged on one semiconductor substrate.
  • a plurality of the photoelectric conversion elements are arranged two-dimensionally,
  • the comparator and the correction circuit may be provided for each photoelectric conversion element.
  • the image pickup device may be a global shutter system in which the plurality of photoelectric conversion elements accumulate the electric charge at the same timing.
  • the image pickup device may be a rolling shutter system in which the plurality of photoelectric conversion elements accumulate the electric charges at different timings.
  • the distance measuring system includes a lighting device that irradiates the distance measuring light and an image pickup device that receives the reflected light of the distance measuring light.
  • the image pickup device has a photoelectric conversion element that photoelectrically converts the reflected light, a signal conversion unit that is boosted when the charge transferred from the photoelectric conversion element is converted into a pixel signal, and a pixel signal during the boost period of the signal conversion unit.
  • a selection transistor that cuts off the signal line, a non-inverting input terminal to which a pixel signal is input via the selection transistor, an inverting input terminal to which a lamp signal is input, and an output that outputs a comparison result between the pixel signal and the lamp signal. It has a comparator having a terminal, and a correction circuit that holds the potential of the non-inverting input terminal during the boosting period to the potential of the non-inverting input terminal before the boosting period.
  • the correction circuit A first transistor arranged between the selection transistor and the non-inverting input terminal, The first transistor, the pair of second transistors, and A first switch arranged between the gate of the first transistor and the gate of the second transistor, A second switch arranged between the source of the first transistor and the source of the second transistor, With a capacitor connected to the gate of the second transistor, During the boosting period, the first switch may be in the off state and the second switch may be in the on state.
  • the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor may be equal to the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor.
  • the first switch may be switched from the on state to the off state, and the second switch may be switched from the off state to the on state.
  • the photoelectric conversion element, the signal conversion unit, and the selection transistor may be arranged on the first semiconductor substrate, and the comparator and the correction circuit may be arranged on the second semiconductor substrate laminated on the first semiconductor substrate.
  • the photoelectric conversion element, the signal conversion unit, the selection transistor, the comparator, and the correction circuit may be arranged on one semiconductor substrate.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the circuit structure of the pixel and the signal processing circuit in 4th Embodiment. It is a timing chart of the image pickup apparatus which concerns on 4th Embodiment. It is a block diagram which shows an example of the schematic structure of a vehicle control system. It is explanatory drawing which shows an example of the installation position of the outside information detection unit and the image pickup unit.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an image pickup apparatus according to a first embodiment.
  • the image pickup apparatus 1 shown in FIG. 1 includes a vertical scanning circuit 10, a pixel array 20, a signal processing circuit 30, and a horizontal transfer scanning circuit 40.
  • the vertical scanning circuit 10 is composed of, for example, a shift register, and transmits a drive signal to the pixel array 20.
  • a plurality of pixels 21 are arranged in a two-dimensional shape (matrix shape) in the pixel array 20.
  • the plurality of pixels 21 are vertically scanned by the vertical scanning circuit 10. In other words, the plurality of pixels 21 are driven based on the drive signal input from the vertical scanning circuit 10 row by row.
  • the image pickup apparatus 1 functions as a global shutter type image sensor in which all the pixels 21 accumulate (expose) charges at the same timing.
  • the signal processing circuit 30 processes the signal output from the pixel array 20.
  • the signal processing circuit 30 is a column ADC (Analog to Digital Converter) that processes a pixel signal for each column of the pixel array 20.
  • the signal processing circuit 30 includes a comparator 31, a correction circuit 32, and a latch circuit 33.
  • the number of the comparator 31, the correction circuit 32, and the latch circuit 33 is the same as the number of columns of the pixel array 20.
  • the pixel signal read from the pixel 21 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31. Further, a triangular wave lamp signal RAMP is input to the inverting input terminal (-). Further, the output terminal outputs the result of comparing the voltage of the lamp signal and the voltage of the pixel signal to the latch circuit 33.
  • the correction circuit 32 is arranged between the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31 and the pixel array 20.
  • the correction circuit 32 corrects the potential of the non-inverting input terminal (+).
  • the latch circuit 33 temporarily stores the comparison result of the comparator 31. Further, the latch circuit 33 outputs the temporarily stored signal to the horizontal transfer scanning circuit 40 at a predetermined timing.
  • the horizontal transfer scanning circuit 40 is composed of, for example, a shift register and performs horizontal scanning. Specifically, the latch circuit 33 sends the signal stored in each latch circuit 33 to the signal line 50 according to the column order of the pixel array 20.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the pixel 21 and the correction circuit 32. First, the circuit configuration of the pixel 21 will be described.
  • the pixel 21 has a photodiode 211, a transfer transistor 212, an FD (Floating Diffusion) 213, a node 214, a reset transistor 215, an amplification transistor 216, a selection transistor 217, and an emission transistor 218.
  • FD Floating Diffusion
  • the photodiode 211 is an example of a photoelectric conversion element that converts incident light into electric charge and stores it by photoelectric conversion.
  • the anode of the photodiode 211 is grounded and the cathode is connected to the transfer transistor 212 and the emission transistor 218.
  • the transfer transistor 212 is composed of, for example, an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor).
  • a transfer signal TRG is input from the vertical scanning circuit 10 to the gate of the transfer transistor 212.
  • the transfer transistor 212 is driven based on the transfer signal TRG.
  • the transfer transistor 212 is turned on, the electric charge stored in the photodiode 211 is transferred to the FD 213.
  • the FD 213 is a floating diffusion region having a predetermined storage capacity connected to the gate of the amplification transistor 216.
  • the electric charge transferred from the photodiode 211 is temporarily stored in the FD 213.
  • the node 214 is a connection point between one end of the FD 213 and the gate of the amplification transistor 216.
  • the charge stored in the FD 213 is transferred to the amplification transistor 216 via the node 214.
  • the amplification transistor 216 is composed of, for example, an N-channel MOSFET.
  • the amplification transistor 216 outputs a pixel signal indicating a level corresponding to the amount of charge stored in the FD 213, in other words, a level indicating the level of the voltage VFD of the node 214.
  • the FD 213, the node 214, and the amplification transistor 216 function as a signal conversion unit that converts the electric charge stored in the photodiode 211 into a pixel signal at a level corresponding to the amount of the electric charge. Further, the node 214 can be boosted by making the voltage FDB at the other end of the FD 213 variable. As a result, the transfer efficiency of the charge stored in the photodiode 211 can be increased, and the saturated charge amount (Qs) can be further increased.
  • the reset transistor 215 is composed of, for example, an N-channel MOSFET.
  • a reset signal RST is input from the vertical scanning circuit 10 to the gate of the reset transistor 215.
  • the reset transistor 215 is driven based on the reset signal RST.
  • the reset transistor 215 is turned on, the electric charge stored in the node 214 is discharged to the power supply line VDDHPX, and the node 214 is reset.
  • the reset transistor 215 switches from the on state to the off state.
  • the selection transistor 217 is composed of, for example, an N-channel MOSFET.
  • a selection signal SEL is input from the vertical scanning circuit 10 to the gate of the selection transistor 217.
  • the selection transistor 217 switches whether or not to transmit an image signal to the signal processing circuit 30 based on the selection signal SEL.
  • the selection transistor 217 is turned on, the pixel signal can be output to the signal processing circuit 30 through the signal line SL1.
  • the selection transistor 217 is turned off, the transmission of the pixel signal through the signal line SL1 is cut off.
  • the emission transistor 218 is composed of, for example, an N-channel MOSFET.
  • the discharge transistor 218 is arranged in series between the photodiode 211 and the overflow drain OFD. Further, an emission signal OFG is input from the vertical scanning circuit 10 to the gate of the emission transistor 218. The emission transistor 218 is driven based on the emission signal OFG. When the emission transistor 218 is turned on, the electric charge accumulated in the photodiode 211 is discharged.
  • the correction circuit 32 includes a first transistor 321, a second transistor 322, a first switch 323, a second switch 324, and a capacitor 325.
  • the first transistor 321 is arranged between the selection transistor 217 and the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31.
  • the first transistor 321 is composed of, for example, an N-channel MOSFET, and the gate and drain are short-circuited. Further, the gate is connected to the first switch 323. The drain is connected to the source of the selection transistor 217. The source is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 31 and is grounded via the transistor 340.
  • the second transistor 322 is paired with the first transistor 321. That is, since the first transistor 321 and the second transistor 322 are manufactured to the same size by the same process, they have the same electrical characteristics.
  • the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor 322 is equivalent to the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor 321. It is desirable that this threshold voltage is as low as possible in order to avoid narrowing the dynamic range of the signal line SL1.
  • the first switch 323 is arranged between the gate of the first transistor 321 and the gate of the second transistor 322.
  • the first transistor 321 performs switching operation based on the control signal SW0 input from the control circuit (not shown) of the signal processing circuit 30.
  • the second switch is arranged between the source of the first transistor 321 and the source of the second transistor 322.
  • the second transistor 322 is also driven based on the control signal SW1 input from the control circuit. When one of the first transistor 321 and the second transistor 322 is in the on state, the other is in the off state.
  • One end of the capacitor 325 is connected to the gate of the second transistor 322, and the other end is grounded.
  • the capacitor 325 is charged when the selection transistor 217 and the first switch 323 are on.
  • the voltage of the signal line SL2 is held when the selection transistor 217 and the first switch 323 are in the off state and the second switch 324 is in the on state.
  • the voltage of the signal line SL2 corresponds to the voltage of the inverting input terminal (+) of the comparator 31.
  • the switch 341 is connected to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31, and the switch 342 is connected to the inverting input terminal (-).
  • a transistor 343 is connected to the switch 341.
  • the transistor 343 is a P-channel MOSFET. The drain of the transistor 343 is connected to the power supply line VDDHCM and the source is connected to the current source 344.
  • the switch 342 is connected to the output terminal of the comparator 31. That is, in the comparator 31, the inverting input terminal ( ⁇ ) and the output terminal are connected to each other via the switch 342.
  • the switch 341 and the switch 342 are driven based on the auto zero signal AZ input from the control circuit (not shown) of the signal processing circuit 30.
  • FIG. 3 is a layout diagram showing an example of the positional relationship between the pixel array 20 and the signal processing circuit 30.
  • the pixel array 20 is formed on the first semiconductor substrate (pixel chip) 110.
  • a plurality of pixels 21 are arranged two-dimensionally.
  • a second semiconductor substrate (logic chip) 120 is laminated on the first semiconductor substrate 110.
  • the second semiconductor substrate 120 has a region 120a facing the pixel array 20.
  • a signal processing circuit 30 is formed in this region 120a.
  • the elements of the signal processing circuit 30 are arranged so as not to interfere with the light reception of the photodiode 211 of each pixel 21.
  • the first semiconductor substrate 110 and the second semiconductor substrate 120 are joined to each other by, for example, a copper pad, a bump, or a TSV (Through Silicon Via).
  • the pixel array 20 and the signal processing circuit 30 are not limited to the above-mentioned two-layer structure, and both may be formed on the first semiconductor substrate 110.
  • the signal processing circuit 30 is arranged around the pixel array 20. When the pixel array 20 and the signal processing circuit 30 are formed on one semiconductor substrate in this way, the substrate bonding process becomes unnecessary.
  • FIG. 4 is a timing chart of the image pickup device 1 described above. Hereinafter, the operation of the image pickup apparatus 1 will be described with reference to FIG.
  • the reset transistor 215 When the high-level reset signal RST is input to the gate of the reset transistor 215 of the pixel 21, the reset transistor 215 is turned on. As a result, the voltage VFD of the node 214 rises. At this time, the selection transistor 217 is also turned on based on the high-level selection signal SEL. Further, the first switch 323 of the correction circuit 32 is on based on the high level control signal SW0, and the second switch 324 is off based on the low level control signal SW1. Therefore, the voltage VHOLD of the capacitor 325 and the voltage VSL2 of the signal line SL2 also increase.
  • the switch 341 and the switch 342 connected to the comparator 31 are turned on based on the high-level auto-zero signal.
  • the switch 341 and the switch 342 switch from the on state to the off state.
  • the comparator 31 outputs the comparison result between the pixel signal output from the pixel 21 after the reset signal RST and the lamp signal RAMP.
  • This pixel signal contains only the charge component stored in advance in the FD 213, and does not include the charge component stored in the photodiode 211.
  • the voltage VFD is boosted as the voltage FDB at the other end of the FD 213 is boosted.
  • the selection transistor 217 is turned off based on the low-level selection signal SEL.
  • the first switch 323 switches from the on state to the off state as the control signal SW0 changes from the high level to the low level.
  • the second switch 324 switches from the off state to the on state as the control signal SW1 changes from the low level to the high level.
  • the voltage of the signal line SL2 is held by the capacitor 325.
  • the transfer transistor 212 is turned on based on the high-level transfer signal TRG.
  • the electric charge stored in the photodiode 211 is transferred to the FD 213.
  • the selection transistor 217 is switched from the off state to the on state, so that the pixel signal including the charge component stored in the photodiode 211 is sent to the non-inverting input terminal of the comparator 31 through the correction circuit 32. It is input to +).
  • the comparator 31 outputs the result of comparing the pixel signal and the lamp signal to the latch circuit 33.
  • the voltage VFD of the node 214 is boosted when the electric charge stored in the photodiode 211 is transferred to the FD 213. As a result, the charge transfer efficiency can be improved.
  • the voltage VFD rises, the voltage VSL2 of the signal line SL2 also rises. If this amount of increase is large, a leak current may flow from the non-inverting input terminal (+) to the transistor 343 through the switch 341.
  • the selection transistor 217 is in the off state during the FD boost period T3.
  • the signal line SL1 is cut off, so that the potential increase of the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31 can be avoided.
  • the signal line SL1 is cut off, the potential of the non-inverting input terminal (+) drops. Therefore, the settling time for returning the potential increases, and there is a concern that the frame rate of the captured image may decrease.
  • the correction circuit 32 is provided.
  • the first switch 323 is in the on state and the second switch 324 is in the off state before the FD boost period T3.
  • the voltage VSL2 of the signal line SL2 is represented by the following equation (1).
  • VSL2 VSL1-Vth1 (1)
  • VSL1 is the voltage of the signal line SL1
  • Vth1 is the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor 321.
  • VSL2 VHOLD-Vth2 (2)
  • VHOLD is the voltage of the capacitor 325
  • Vth2 is the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor 322.
  • the capacitor 325 since the capacitor 325 is charged until it reaches the same potential as the voltage VSL1 before the FD boost period T3, the voltage VHOLD during the FD boost period T3 has the same potential as the voltage VSL1. Further, since the size of the second transistor 322 is the same as the size of the first transistor 321, the threshold voltage between the gate and the source of both transistors is also the same. As a result, the voltage VSL2 during the FD boost period T3 is maintained at the voltage before the FD boost period T3.
  • the fluctuation of the voltage VSL2 during the FD boost period T3 can be suppressed. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the frame rate of the captured image while improving the charge transfer efficiency from the photodiode 211 to the node 214.
  • the threshold voltage Vth1 between the gate and the source of the first transistor 321 fluctuates due to temperature, manufacturing process, etc.
  • this fluctuation is caused by the gate of the second transistor 322 in the correction circuit 32.
  • It is offset by the threshold voltage Vth2 between the sources. Therefore, a power supply circuit that adjusts the voltage of the signal line VSL2 according to the fluctuation of the threshold voltage Vth1 becomes unnecessary. Therefore, it is possible to improve the charge transfer efficiency and suppress the decrease in the frame rate of the captured image at the same time with a simple and compact circuit configuration. Further, the power consumption can be reduced.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the image pickup apparatus according to the second embodiment.
  • the same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the image pickup device 2 shown in FIG. 5 has a correction circuit 32a.
  • the first switch 323 is composed of an N-channel MOSFET.
  • the drain of the first switch 323 is connected to the gate of the first transistor 321 and the source is connected to the gate of the second transistor 322.
  • the first switch 323 performs a switching operation based on the control signal SW0 input to the gate.
  • FIG. 6 is a timing chart of the image pickup apparatus 2 according to the present embodiment. Hereinafter, the operation of the image pickup apparatus 1 will be described with reference to FIG. 6, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the selection transistor 217 is switched from the on state to the off state, the first switch 323 is switched from the on state to the off state, and the second switch 324 is switched from the off state to the on state. Switch to the state.
  • the first switch 323 is composed of an N-channel MOSFET as described above. Therefore, the voltage VHOLD of the capacitor 325 is held at a potential lower than the voltage VSL1 of the signal line SL1 due to the influence of charge injection and feedthrough due to the falling edge of the signal. How much the voltage VHOLD is lower than the voltage VSL1 is determined by the ratio of the holding capacity of the capacitor 325 to the channel area of the first switch 323 and the falling slew rate of the first switch 323.
  • the comparator 31 is stored in the photodiode 211 as in the first embodiment while maintaining the states of the selection transistor 217, the first switch 323, and the second switch 324.
  • the comparison result between the pixel signal containing no charged charge component and the lamp signal RAMP is output.
  • the selection transistor 217, the first switch 323, and the second switch 324 are maintained in the same state as the auto zero period T1.
  • the states of the selection transistor 217, the first switch 323, and the second switch 324 are switched to the FD boost period T3 during the D phase period. That is, the selection transistor 217 is switched from the off state to the on state, the first switch 323 is switched from the off state to the on state, and the second switch 324 is switched from the on state to the off state.
  • the correction circuit 32a has a correction function for sunspots by starting control for switching the states of the selection transistor 217, the first switch 323, and the second switch 324 from the auto zero period T1 as described above. Sunspots occur because a large amount of light enters the photodiode 211 and the voltage VFD and voltage VSL2 drop during the P-phase period T2. Sunspots affect the quality of the output image.
  • the correction circuit 32a holds the voltage VSL2 immediately after the reset signal RST, that is, during the auto zero period T1. Therefore, the output image is not affected by sunspots.
  • the voltage VHOLD is slightly lower than the voltage VSL1 due to the influence of charge injection and feedthrough. This amount of variation can also affect the quality of the output image. As a solution to this, for example, it is desirable to slow down the falling slew rate of the first switch 323. Further, it is desirable to set the voltage at the falling edge of the first switch 323 to a value slightly lower than the voltage VSL1 in the auto zero period T1 and the P phase period T2 instead of 0V in the P phase period T2 and the FD boost period T3. ..
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an image pickup device of the image pickup device according to the third embodiment.
  • the same components as those in the first embodiment described above are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the image pickup apparatus 3 functions as a rolling shutter type image sensor having different timings for accumulating (exposing) charges among a plurality of pixels 21.
  • the configuration of each pixel 21 is the same as that of the pixel 21 (see FIG. 3) described in the first embodiment except that it does not have the emission transistor 218.
  • the operation in the auto zero period T1, the P phase period T2, the FD boost period T3, and the D phase period is the same as in the first embodiment. Therefore, the voltage VSL2 during the FD boost period T3 is held at the voltage of the P phase period T2 before the FD boost period T3. Therefore, also in this embodiment, it is possible to suppress a decrease in the frame rate while improving the charge transfer efficiency.
  • control for switching each state of the selection transistor 217, the first switch 323, and the second switch 324 may be started from the auto zero period T1. In this case, it is possible to avoid deterioration of the quality of the output image with respect to sunspots.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the ranging system according to the fourth embodiment.
  • the distance measuring system 4 shown in FIG. 4 is a system for taking a distance image by using a ToF (Time of Flight) method, and includes a lighting device 41 and an image pickup device 42.
  • ToF Time of Flight
  • the lighting device 41 includes a lighting control unit 411 and a light emitting element 412.
  • the illumination control unit 411 controls the pattern in which the light emitting element 412 irradiates the ranging light based on the control of the control unit 422. Specifically, the illumination control unit 411 controls the pattern in which the light emitting element 412 irradiates the ranging light according to the irradiation code included in the irradiation signal supplied from the control unit 422.
  • the irradiation code consists of two values, "1" (High) and "0" (Low).
  • the illumination control unit 411 turns on the light emitting element 412 when the value of the irradiation code is "1", and turns off the light emitting element 412 when the value of the irradiation code is "0".
  • the light emitting element 412 emits range-finding light in a predetermined wavelength range based on the control of the illumination control unit 411.
  • the light emitting element 412 is, for example, an infrared laser diode.
  • the type of the light emitting element 412 and the wavelength range of the ranging light can be arbitrarily set according to the application of the ranging system 4.
  • the image pickup device 42 receives the reflected light reflected by the subject 401 and the subject 402 for the distance measuring light.
  • the image pickup device 42 includes an image pickup unit 421, a control unit 422, a display unit 423, and a storage unit 424.
  • the image pickup unit 421 has a lens 431, a pixel array 432, and a signal processing circuit 433.
  • the lens 431 forms an image of the incident light on the pixel array 432.
  • the configuration of the lens 431 is arbitrary, and for example, the lens 431 can be configured by a plurality of lens groups.
  • the pixel array 432 captures the subject 401, the subject 402, and the like based on the control of the control unit 422. Further, the pixel array 432 outputs the pixel signal obtained by imaging to the signal processing circuit 433.
  • a plurality of pixels 21 are arranged two-dimensionally as in the pixel array 20 described in the first embodiment.
  • the signal processing circuit 433 processes the pixel signal of the pixel array 432 based on the control of the control unit 422. For example, the signal processing circuit 433 detects the distance to the subject based on the pixel signal of the pixel array 432 and generates a distance image showing the distance to the subject.
  • the comparator 31 and the correction circuit 32 described in the first embodiment are arranged.
  • the control unit 422 is composed of, for example, a control circuit such as an FPGA (Field Programmable Gate Array), a DSP (Digital Signal Processor), a processor, or the like.
  • the control unit 422 controls the illumination control unit 411, the pixel array 432, and the signal processing circuit 433.
  • the display unit 423 includes, for example, a panel-type display device such as a liquid crystal display device or an organic EL (ElectroLuminescence) display device.
  • a panel-type display device such as a liquid crystal display device or an organic EL (ElectroLuminescence) display device.
  • the storage unit 424 can be configured by any storage device, storage medium, or the like, and stores a distance image or the like.
  • FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of the pixel 21 and the signal processing circuit 433 in this embodiment.
  • the pixel 21 has a detection circuit 210a and a detection circuit 210b.
  • the detection circuit 210a and the detection circuit 210b are connected to the cathode of the photodiode 211, respectively, and detect the charges accumulated in the photodiode 211 at different timings from each other.
  • the detection circuit 210a includes a transfer transistor 212, an FD 213, a node 214, a reset transistor 215, an amplification transistor 216, and a selection transistor 217.
  • the detection circuit 210b is paired with the detection circuit 210a and has a transfer transistor 212, an FD 213, a node 214, a reset transistor 215, an amplification transistor 216, and a selection transistor 217. Since these elements are described in detail in the first embodiment, the description thereof will be omitted.
  • the correction circuit 32 is connected to the source of the selection transistor 217 of the detection circuit 210a and the detection circuit 210b, respectively. Since the circuit configuration of each correction circuit 32 is the same as that of the first embodiment, the description thereof will be omitted.
  • each correction circuit 32 is connected to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31 as in the first embodiment. Further, a switch 341, a switch 342, a transistor 343, and a current source 344 are also provided around each comparator 31 as in the first embodiment.
  • the pixel array 432 is formed on the first semiconductor substrate 110, and the signal processing circuit 433 is formed on the second semiconductor substrate 120 bonded to the first semiconductor substrate 110.
  • the pixel array 432 and the signal processing circuit 433 are not limited to the above-mentioned two-layer structure, and both may be formed on the first semiconductor substrate 110.
  • FIG. 10 is a timing chart of the distance measuring system 4 according to the present embodiment. Hereinafter, the operation of the ranging system 4 will be described with reference to FIG.
  • the high-level reset signal RST is simultaneously input to the gates of the reset transistors 215 of the detection circuit 210a and the detection circuit 210b. At this time, since each reset transistor 215 is turned on, the voltage VFD0 of the node 214 of the detection circuit 210a and the voltage VFD1 of the node 214 of the detection circuit 210b rise.
  • the high-level transfer signal TRG0 is input to the transfer transistor 212 of the detection circuit 210a at a predetermined cycle. Further, the high-level transfer signal TRG1 is input to the transfer transistor 212 of the detection circuit 210b at a predetermined cycle. The high-level transfer signal TRG0 and the high-level transfer signal TRG1 are alternately input to the transfer transistor 212 of each detection circuit.
  • the period during which the transfer signal TRG0 is at a high level is the FD boost period T3a of the detection circuit 210a.
  • the voltage VFD1 of the node 214 of the detection circuit 210b is boosted as the voltage FDB1 at the other end of the FD 213 is boosted in the detection circuit 210b. Therefore, the period during which the transfer signal TRG1 is at a high level is the FD boost period T3b of the detection circuit 210b.
  • the first switch 323 Before the FD boost period T3a, in the correction circuit 32 connected to the detection circuit 210a, the first switch 323 is in the on state and the second switch 324 is in the off state. Further, during the FD boost period T3a, in the correction circuit 32, the first switch 323 is turned off and the second switch 324 is turned on. Therefore, as in the first embodiment, the voltage VSL2 during the FD boost period T3a is maintained at the voltage before the FD boost period T3a.
  • the first switch 323 is in the on state and the second switch 324 is in the off state. Further, during the FD boost period T3b, in the correction circuit 32, the first switch 323 is turned off and the second switch 324 is turned on. Therefore, as in the first embodiment, the voltage VSL2 during the FD boost period T3b is also held at the voltage before the FD boost period T3b.
  • the pixel signal output from the detection circuit 210a is read by the signal processing circuit 433 at the timing when the voltage VFD0 becomes lower than the predetermined value. Further, after the FD boost period T3b, the pixel signal output from the detection circuit 210b is read by the signal processing circuit 433 at the timing when the voltage VFD1 becomes lower than the predetermined value. After that, the distance from the distance measuring system 4 to the subjects 401 and 402 can be measured by calculating the difference between the image signals read by each detection circuit.
  • the voltage fluctuation of the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31 can be suppressed during the FD boost period, as in the other embodiments. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the frame rate while improving the charge transfer efficiency.
  • the technique according to the present disclosure can be applied to various products.
  • the technology according to the present disclosure is realized as a device mounted on a moving body of any kind such as an automobile, an electric vehicle, a hybrid electric vehicle, a motorcycle, a bicycle, a personal mobility, an airplane, a drone, a ship, and a robot. You may.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration example of a vehicle control system, which is an example of a mobile control system to which the technique according to the present disclosure can be applied.
  • the vehicle control system 12000 includes a plurality of electronic control units connected via the communication network 12001.
  • the vehicle control system 12000 includes a drive system control unit 12010, a body system control unit 12020, an outside information detection unit 12030, an in-vehicle information detection unit 12040, and an integrated control unit 12050.
  • a microcomputer 12051, an audio image output unit 12052, and an in-vehicle network I / F (Interface) 12053 are shown as a functional configuration of the integrated control unit 12050.
  • the drive system control unit 12010 controls the operation of the device related to the drive system of the vehicle according to various programs.
  • the drive system control unit 12010 has a driving force generator for generating a driving force of a vehicle such as an internal combustion engine or a driving motor, a driving force transmission mechanism for transmitting the driving force to the wheels, and a steering angle of the vehicle. It functions as a control device such as a steering mechanism for adjusting and a braking device for generating braking force of the vehicle.
  • the body system control unit 12020 controls the operation of various devices mounted on the vehicle body according to various programs.
  • the body system control unit 12020 functions as a keyless entry system, a smart key system, a power window device, or a control device for various lamps such as headlamps, back lamps, brake lamps, turn signals or fog lamps.
  • the body system control unit 12020 may be input with radio waves transmitted from a portable device that substitutes for the key or signals of various switches.
  • the body system control unit 12020 receives inputs of these radio waves or signals and controls a vehicle door lock device, a power window device, a lamp, and the like.
  • the outside information detection unit 12030 detects information outside the vehicle equipped with the vehicle control system 12000.
  • the image pickup unit 12031 is connected to the vehicle outside information detection unit 12030.
  • the vehicle outside information detection unit 12030 causes the image pickup unit 12031 to capture an image of the outside of the vehicle and receives the captured image.
  • the out-of-vehicle information detection unit 12030 may perform object detection processing or distance detection processing such as a person, a vehicle, an obstacle, a sign, or a character on the road surface based on the received image.
  • the image pickup unit 12031 is an optical sensor that receives light and outputs an electric signal according to the amount of the light received.
  • the image pickup unit 12031 can output an electric signal as an image or can output it as distance measurement information. Further, the light received by the image pickup unit 12031 may be visible light or invisible light such as infrared light.
  • the in-vehicle information detection unit 12040 detects the in-vehicle information.
  • a driver state detection unit 12041 that detects the driver's state is connected to the in-vehicle information detection unit 12040.
  • the driver state detection unit 12041 includes, for example, a camera that images the driver, and the in-vehicle information detection unit 12040 determines the degree of fatigue or concentration of the driver based on the detection information input from the driver state detection unit 12041. It may be calculated, or it may be determined whether the driver has fallen asleep.
  • the microcomputer 12051 calculates the control target value of the driving force generator, the steering mechanism, or the braking device based on the information inside and outside the vehicle acquired by the vehicle exterior information detection unit 12030 or the vehicle interior information detection unit 12040, and the drive system control unit.
  • a control command can be output to 12010.
  • the microcomputer 12051 realizes ADAS (Advanced Driver Assistance System) functions including vehicle collision avoidance or impact mitigation, follow-up driving based on inter-vehicle distance, vehicle speed maintenance driving, vehicle collision warning, vehicle lane deviation warning, and the like. It is possible to perform cooperative control for the purpose of.
  • ADAS Advanced Driver Assistance System
  • the microcomputer 12051 controls the driving force generating device, the steering mechanism, the braking device, and the like based on the information around the vehicle acquired by the vehicle exterior information detection unit 12030 or the vehicle interior information detection unit 12040. It is possible to perform coordinated control for the purpose of automatic driving that runs autonomously without depending on the operation.
  • the microcomputer 12051 can output a control command to the body system control unit 12030 based on the information outside the vehicle acquired by the vehicle outside information detection unit 12030.
  • the microcomputer 12051 controls the headlamps according to the position of the preceding vehicle or the oncoming vehicle detected by the outside information detection unit 12030, and performs cooperative control for the purpose of anti-glare such as switching the high beam to the low beam. It can be carried out.
  • the audio image output unit 12052 transmits an output signal of at least one of audio and an image to an output device capable of visually or audibly notifying information to the passenger or the outside of the vehicle.
  • an audio speaker 12061, a display unit 12062, and an instrument panel 12063 are exemplified as output devices.
  • the display unit 12062 may include, for example, at least one of an onboard display and a heads-up display.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the installation position of the imaging unit 12031.
  • the image pickup units 12101, 12102, 12103, 12104, and 12105 are provided.
  • the image pickup units 12101, 12102, 12103, 12104, 12105 are provided at positions such as, for example, the front nose, side mirrors, rear bumpers, back doors, and the upper part of the windshield in the vehicle interior of the vehicle 12100.
  • the image pickup unit 12101 provided on the front nose and the image pickup section 12105 provided on the upper part of the windshield in the vehicle interior mainly acquire an image in front of the vehicle 12100.
  • the image pickup units 12102 and 12103 provided in the side mirror mainly acquire images of the side of the vehicle 12100.
  • the image pickup unit 12104 provided in the rear bumper or the back door mainly acquires an image of the rear of the vehicle 12100.
  • the image pickup unit 12105 provided on the upper part of the windshield in the vehicle interior is mainly used for detecting a preceding vehicle, a pedestrian, an obstacle, a traffic light, a traffic sign, a lane, or the like.
  • FIG. 12 shows an example of the shooting range of the imaging units 12101 to 12104.
  • the imaging range 12111 indicates the imaging range of the imaging unit 12101 provided on the front nose
  • the imaging range 1211212113 indicates the imaging range of the imaging units 12102 and 12103 provided on the side mirrors, respectively
  • the imaging range 12114 indicates the rear bumper or the rear bumper.
  • the imaging range of the imaging unit 12104 provided on the back door is shown. For example, by superimposing the image data captured by the imaging units 12101 to 12104, a bird's-eye view image of the vehicle 12100 can be obtained.
  • At least one of the image pickup units 12101 to 12104 may have a function of acquiring distance information.
  • at least one of the image pickup units 12101 to 12104 may be a stereo camera including a plurality of image pickup elements, or may be an image pickup element having pixels for phase difference detection.
  • the microcomputer 12051 has a distance to each three-dimensional object within the imaging range 12111 to 12114 based on the distance information obtained from the imaging unit 12101 to 12104, and a temporal change of this distance (relative speed with respect to the vehicle 12100). By obtaining can. Further, the microcomputer 12051 can set an inter-vehicle distance to be secured in advance in front of the preceding vehicle, and can perform automatic braking control (including follow-up stop control), automatic acceleration control (including follow-up start control), and the like. In this way, it is possible to perform coordinated control for the purpose of automatic driving or the like in which the vehicle runs autonomously without depending on the operation of the driver.
  • automatic braking control including follow-up stop control
  • automatic acceleration control including follow-up start control
  • the microcomputer 12051 converts three-dimensional object data related to a three-dimensional object into two-wheeled vehicles, ordinary vehicles, large vehicles, pedestrians, electric poles, and other three-dimensional objects based on the distance information obtained from the image pickup units 12101 to 12104. It can be classified and extracted and used for automatic avoidance of obstacles. For example, the microcomputer 12051 distinguishes obstacles around the vehicle 12100 into obstacles that are visible to the driver of the vehicle 12100 and obstacles that are difficult to see. Then, the microcomputer 12051 determines the collision risk indicating the risk of collision with each obstacle, and when the collision risk is equal to or higher than the set value and there is a possibility of collision, the microcomputer 12051 via the audio speaker 12061 or the display unit 12062. By outputting an alarm to the driver and performing forced deceleration and avoidance steering via the drive system control unit 12010, driving support for collision avoidance can be provided.
  • At least one of the image pickup units 12101 to 12104 may be an infrared camera that detects infrared rays.
  • the microcomputer 12051 can recognize a pedestrian by determining whether or not a pedestrian is present in the captured image of the imaging unit 12101 to 12104.
  • recognition of a pedestrian is, for example, a procedure for extracting feature points in an image captured by an image pickup unit 12101 to 12104 as an infrared camera, and a pattern matching process for a series of feature points showing the outline of an object to determine whether or not the pedestrian is a pedestrian. It is done by the procedure to determine.
  • the audio image output unit 12052 determines the square contour line for emphasizing the recognized pedestrian.
  • the display unit 12062 is controlled so as to superimpose and display. Further, the audio image output unit 12052 may control the display unit 12062 so as to display an icon or the like indicating a pedestrian at a desired position.
  • the above is an example of a vehicle control system to which the technique according to the present disclosure can be applied.
  • the technique according to the present disclosure may be applied to, for example, the image pickup unit 12031 among the configurations described above.
  • the image pickup unit 421 can be applied to the image pickup unit 12031.
  • the present technology can have the following configurations.
  • Photoelectric conversion element and A signal conversion unit that is boosted when converting the charge transferred from the photoelectric conversion element into a pixel signal, and A selection transistor that cuts off the signal line of the pixel signal during the boosting period of the signal conversion unit. It has a non-inverting input terminal to which the pixel signal is input via the selection transistor, an inverting input terminal to which a lamp signal is input, and an output terminal for outputting a comparison result between the pixel signal and the lamp signal.
  • An image pickup apparatus comprising a correction circuit for holding the potential of the non-inverting input terminal during the boosting period to the potential of the non-inverting input terminal before the boosting period.
  • the correction circuit is A first transistor arranged between the selection transistor and the non-inverting input terminal, The first transistor, the pair of second transistors, and A first switch arranged between the gate of the first transistor and the gate of the second transistor, A second switch arranged between the source of the first transistor and the source of the second transistor, With a capacitor connected to the gate of the second transistor,
  • the image pickup apparatus according to (1) wherein the first switch is in the off state and the second switch is in the on state during the boosting period.
  • the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor is equivalent to the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor.
  • the photoelectric conversion element, the signal conversion unit, and the selection transistor are arranged on the first semiconductor substrate, and the comparator and the correction circuit are arranged on the second semiconductor substrate laminated on the first semiconductor substrate. , (1).
  • the signal processing circuit is a column ADC (Analog to Digital Converter) that processes the pixel signal for each row of the plurality of pixels.
  • the image pickup apparatus which is a rolling shutter system in which the plurality of photoelectric conversion elements accumulate the electric charges at different timings.
  • a lighting device that irradiates range-finding light, An image pickup device that receives the reflected light of the distance measuring light is provided.
  • the image pickup device A photoelectric conversion element that photoelectrically converts the reflected light and A signal conversion unit that is boosted when converting the charge transferred from the photoelectric conversion element into a pixel signal, and A selection transistor that cuts off the signal line of the pixel signal during the boosting period of the signal conversion unit.
  • It has a non-inverting input terminal to which the pixel signal is input via the selection transistor, an inverting input terminal to which a lamp signal is input, and an output terminal for outputting a comparison result between the pixel signal and the lamp signal.
  • a comparator A ranging system comprising a correction circuit for holding the potential of the non-inverting input terminal during the boosting period to the potential of the non-inverting input terminal before the boosting period.
  • the correction circuit is A first transistor arranged between the selection transistor and the non-inverting input terminal, The first transistor, the pair of second transistors, and A first switch arranged between the gate of the first transistor and the gate of the second transistor, A second switch arranged between the source of the first transistor and the source of the second transistor, With a capacitor connected to the gate of the second transistor,
  • the distance measuring system according to (12) wherein the first switch is in the off state and the second switch is in the on state during the boosting period.
  • the threshold voltage between the gate and the source of the first transistor is equivalent to the threshold voltage between the gate and the source of the second transistor.
  • Image pickup device 4 Distance measurement system 20: Pixel array 21: Pixel 30: Signal processing circuit 31: Comparator 32, 32a: Correction circuit 41: Lighting device 42: Image pickup device 110: First semiconductor substrate 120: Second Semiconductor substrate 211: Photodiode 213: FD 214: Node 216: Amplification transistor 217: Selective transistor 3211: First transistor 322: Second transistor 323: First switch 324: Second switch 325: Capacitor 432: Pixel array 433: Signal processing circuit

Landscapes

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  • Signal Processing (AREA)
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Abstract

［課題］電荷の転送効率を向上させつつ、フレームレートの低下を抑制することが可能な撮像装置を提供する。 ［解決手段］本開示の一実施形態に係る撮像装置は、光電変換素子と、光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、信号変換部の昇圧期間に、画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、選択トランジスタを介して画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、画素信号とランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、昇圧期間における非反転入力端子の電位を、昇圧期間前の非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を備える。

Description

撮像装置および測距システム
　本開示は、撮像装置および測距システムに関する。
　撮像装置や測距システム用途では、画素アレイの光電変換素子に蓄積された電荷の転送効率を高めるために、電荷を保持するＦＤ（Floating Diffusion）を昇圧することが知られている。このとき、黒浮き（フレア）を回避するために、昇圧期間中に画素信号の信号線を遮断する場合がある。
特表２００８－５４４６５６号公報
　ＦＤの昇圧期間中に画素信号の信号線を遮断すると、画素信号を処理するコンパレータにおいて、電圧低下が発生する。この電圧低下によって、セトリング時間が増加してフレームレートが低下するおそれがある。
　本開示は、電荷の転送効率を向上させつつ、フレームレートの低下を抑制することが可能な撮像装置および測距システムを提供する。
　本開示の一実施形態に係る撮像装置は、光電変換素子と、光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、信号変換部の昇圧期間に、画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、前記選択トランジスタを介して画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、画素信号とランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、昇圧期間における非反転入力端子の電位を、昇圧期間前の非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を備える。
　前記補正回路は、
　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態であってもよい。
　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等であってもよい。
　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わってもよい。
　前記昇圧期間よりも前の前記コンパレータのオートゼロ期間に、前記選択トランジスタがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第１スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第２スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わってもよい。
　前記第１スイッチが、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであってもよい。
　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第1半導体基板に積層される第２半導体基板に配置されてもよい。
　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置されてもよい。
　複数の前記光電変換素子が二次元状に配置され、
　前記コンパレータおよび前記補正回路が、前記光電変換素子ごとに設けられてもよい。
　撮像装置は、前記前記複数の光電変換素子が同じタイミングで前記電荷を蓄積するグローバルシャッタ方式であってもよい。
　撮像装置は、前記前記複数の光電変換素子が異なるタイミングで前記電荷を蓄積するローリングシャッタ方式であってもよい。
　本開示の一実施形態に係る測距システムは、測距光を照射する照明装置と、測距光の反射光を受光する撮像装置と、を備える。撮像装置は、反射光を光電変換する光電変換素子と、光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、信号変換部の昇圧期間に、画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、選択トランジスタを介して画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、画素信号とランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、昇圧期間における非反転入力端子の電位を、昇圧期間前の非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を有する。
　前記補正回路は、
　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態であってもよい。
　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等であってもよい。
　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わってもよい。
　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第1半導体基板に積層される第２半導体基板に配置されてもよい。
　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置されてもよい。
第１実施形態に係る撮像装置の構成を示す図である。 画素と補正回路の回路構成を示す図である。 画素アレイと信号処理回路の位置関係の一例を示すレイアウト図である。 第１実施形態に係る撮像装置のタイミングチャートである。 第２実施形態に係る撮像装置の回路図である。 第２実施形態に係る撮像装置のタイミングチャートである。 第３実施形態に係る撮像装置の撮像装置の回路図である。 第４実施形態に係る測距システムの構成例を示すブロック図である。 第４実施形態における画素および信号処理回路の回路構成を示す図である。 第４実施形態に係る撮像装置のタイミングチャートである。 車両制御システムの概略的な構成の一例を示すブロック図である。 車外情報検出部および撮像部の設置位置の一例を示す説明図である。
　（第１実施形態）
　図１は、第１実施形態に係る撮像装置の構成を示す図である。図１に示す撮像装置１は、垂直走査回路１０と、画素アレイ２０と、信号処理回路３０と、水平転送走査回路４０と、を備える。
　垂直走査回路１０は、例えばシフトレジスタで構成され、画素アレイ２０へ駆動信号を送信する。画素アレイ２０には、複数の画素２１が２次元状（行列状）に配置されている。複数の画素２１は、垂直走査回路１０によって垂直走査される。換言すると、複数の画素２１は、垂直走査回路１０から行ごとに入力される駆動信号に基づいて駆動する。撮像装置１は、全ての画素２１が同じタイミングで電荷を蓄積する（露光する）グローバルシャッタ方式のイメージセンサとして機能する。
　信号処理回路３０は、画素アレイ２０から出力された信号を処理する。本実施形態では、信号処理回路３０は、画素アレイ２０の列ごとに画素信号を処理するカラムＡＤＣ（Analog to Digital Converter）である。信号処理回路３０には、コンパレータ３１と、補正回路３２と、ラッチ回路３３と、を有する。コンパレータ３１、補正回路３２、およびラッチ回路３３の数は、画素アレイ２０の列数と同じである。
　コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）には、画素２１から読み出した画素信号が入力される。また、反転入力端子（－）には、三角波のランプ信号ＲＡＭＰが入力される。さらに、出力端子は、ランプ信号の電圧と画素信号の電圧とを比較した結果をラッチ回路３３へ出力する。
　補正回路３２は、コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）と画素アレイ２０との間に配置されている。補正回路３２は、この非反転入力端子（＋）の電位を補正する。
　ラッチ回路３３は、コンパレータ３１の比較結果を一時的に記憶する。また、ラッチ回路３３は、一時記憶した信号を所定のタイミングで水平転送走査回路４０へ出力する。
　水平転送走査回路４０は、例えばシフトレジスタで構成され、水平走査を行う。具体的には、ラッチ回路３３は、各ラッチ回路３３に記憶された信号を画素アレイ２０の列順に従って信号線５０に送出する。
　図２は、画素２１と補正回路３２の回路構成を示す図である。まず、画素２１の回路構成について説明する。
　図２に示すように、画素２１は、フォトダイオード２１１、転送トランジスタ２１２、ＦＤ（Floating Diffusion）２１３、ノード２１４、リセットトランジスタ２１５、増幅トランジスタ２１６、選択トランジスタ２１７、および排出トランジスタ２１８を有する。
　フォトダイオード２１１は、光電変換により入射光を電荷に変換して蓄積する光電変換素子の一例である。フォトダイオード２１１のアノードは接地され、カソードは転送トランジスタ２１２および排出トランジスタ２１８に接続されている。
　転送トランジスタ２１２は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。転送トランジスタ２１２のゲートには、垂直走査回路１０から転送信号ＴＲＧが入力される。転送トランジスタ２１２は、転送信号ＴＲＧに基づいて駆動する。転送トランジスタ２１２がオン状態になると、フォトダイオード２１１に蓄積されている電荷がＦＤ２１３に転送される。
　ＦＤ２１３は、増幅トランジスタ２１６のゲートに接続された所定の蓄積容量を有する浮遊拡散領域である。ＦＤ２１３には、フォトダイオード２１１から転送される電荷が一時的に蓄積される。
　ノード２１４は、ＦＤ２１３の一端と増幅トランジスタ２１６のゲートとの接続箇所である。ＦＤ２１３に蓄積された電荷は、ノード２１４を介して増幅トランジスタ２１６へ転送される。
　増幅トランジスタ２１６は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。増幅トランジスタ２１６は、ＦＤ２１３に蓄積されている電荷量に応じたレベル、換言するとノード２１４の電圧ＶＦＤのレベルを示す画素信号を出力する。
　ＦＤ２１３、ノード２１４および増幅トランジスタ２１６は、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷を、その電荷量に応じたレベルの画素信号に変換する信号変換部として機能する。また、ＦＤ２１３の他端の電圧ＦＤＢを可変にすることで、ノード２１４を昇圧することができる。これにより、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷の転送効率を高め、さらに飽和電荷量（Ｑｓ）を増加させることができる。
　リセットトランジスタ２１５は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。リセットトランジスタ２１５のゲートには、垂直走査回路１０からリセット信号ＲＳＴが入力される。リセットトランジスタ２１５は、リセット信号ＲＳＴに基づいて駆動する。リセットトランジスタ２１５がオン状態になると、ノード２１４に蓄積されている電荷が電源線ＶＤＤＨＰＸに排出されて、ノード２１４がリセットされる。ノード２１４のリセットが完了すると、リセットトランジスタ２１５はオン状態からオフ状態に切り替わる。
　選択トランジスタ２１７は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。選択トランジスタ２１７のゲートには、垂直走査回路１０から選択信号ＳＥＬが入力される。選択トランジスタ２１７は、選択信号ＳＥＬに基づいて、画像信号を信号処理回路３０へ伝送するか否かを切り替える。選択トランジスタ２１７がオン状態になると、画素信号が、信号線ＳＬ１を通じて信号処理回路３０へ出力可能となる。一方、選択トランジスタ２１７がオフ状態になると、信号線ＳＬ１を通じた画素信号の伝送が遮断される。
　排出トランジスタ２１８は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成される。排出トランジスタ２１８は、フォトダイオード２１１とオーバーフロードレインＯＦＤとの間に直列的に配置される。また、排出トランジスタ２１８のゲートには、垂直走査回路１０から排出信号ＯＦＧが入力される。排出トランジスタ２１８は、排出信号ＯＦＧに基づいて駆動する。排出トランジスタ２１８がオン状態になると、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷が排出される。
　次に、補正回路３２の回路構成について説明する。図２に示すように、補正回路３２は、第１トランジスタ３２１と、第２トランジスタ３２２と、第１スイッチ３２３と、第２スイッチ３２４と、キャパシタ３２５と、を有する。
　第１トランジスタ３２１は、選択トランジスタ２１７とコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）との間に配置される。第１トランジスタ３２１は、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成され、ゲートとドレインは短絡している。また、ゲートは、第１スイッチ３２３に接続されている。ドレインは、選択トランジスタ２１７のソースに接続されている。ソースは、コンパレータ３１の非反転入力端子に接続されているとともに、トランジスタ３４０を介して接地されている。
　第２トランジスタ３２２は、第１トランジスタ３２１と一対である。すなわち、第１トランジスタ３２１および第２トランジスタ３２２は、同じプロセスによって同じサイズに製造されているため、同等の電気的特性を有する。本実施形態では、第２トランジスタ３２２のゲート－ソース間のしきい値電圧は、第１トランジスタ３２１のゲート－ソース間のしきい値電圧と同等である。なお、このしきい値電圧は、信号線ＳＬ１のダイナミックレンジが狭くなることを回避するために、可能な限り低いことが望ましい。
　第１スイッチ３２３は、第１トランジスタ３２１のゲートと第２トランジスタ３２２のゲートとの間に配置されている。第１トランジスタ３２１は、信号処理回路３０の制御回路（不図示）から入力される制御信号ＳＷ０に基づいてスイッチング動作する。
　第２スイッチは、第１トランジスタ３２１のソースと第２トランジスタ３２２のソースとの間に配置されている。第２トランジスタ３２２も、上記制御回路から入力される制御信号ＳＷ１に基づいて駆動する。なお、第１トランジスタ３２１および第２トランジスタ３２２の一方がオン状態のときに他方はオフ状態となる。
　キャパシタ３２５の一端は、第２トランジスタ３２２のゲートに接続され、他端は接地されている。選択トランジスタ２１７および第１スイッチ３２３がオン状態のときにキャパシタ３２５は充電される。また、選択トランジスタ２１７および第１スイッチ３２３がオフ状態で第２スイッチ３２４がオン状態のときに、信号線ＳＬ２の電圧を保持する。信号線ＳＬ２の電圧は、コンパレータ３１の反転入力端子（＋）の電圧に相当する。
　本実施形態では、図２に示すように、コンパレータ３１において、非反転入力端子（＋）に入力される信号と、反転入力端子（－）に入力される信号との基準を設定するオートゼロを行うために複数の回路素子がコンパレータ３１の周辺に配置されている。ここで、各回路素子について説明する。
　コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）には、スイッチ３４１が接続され、反転入力端子（－）にはスイッチ３４２が接続されている。スイッチ３４１には、トランジスタ３４３が接続されている。トランジスタ３４３は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。トランジスタ３４３のドレインは、電源線ＶＤＤＨＣＭに接続され、ソースは電流源３４４に接続されている。
　一方、スイッチ３４２は、コンパレータ３１の出力端子に接続されている。すなわち、コンパレータ３１において、反転入力端子（－）と出力端子は、スイッチ３４２を介して互いに接続されている。スイッチ３４１およびスイッチ３４２は、信号処理回路３０の制御回路（不図示）から入力されたオートゼロ信号ＡＺに基づいて駆動する。
　図３は、画素アレイ２０と信号処理回路３０の位置関係の一例を示すレイアウト図である。本実施形態では、図３に示すように、画素アレイ２０は、第１半導体基板（画素チップ）１１０に形成される。第１半導体基板１１０上では、複数の画素２１が、二次元状に配置されている。
　第１半導体基板１１０には、第２半導体基板（ロジックチップ）１２０が積層される。第２半導体基板１２０は、画素アレイ２０に対向する領域１２０ａを有する。この領域１２０ａには、信号処理回路３０が形成される。信号処理回路３０の素子は、各画素２１のフォトダイオード２１１の受光を妨げないように配置される。第１半導体基板１１０および第２半導体基板１２０は、例えば銅パッド、バンプ、またはＴＳＶ（Through Silicon Via）で互いに接合される。本実施形態のように、画素アレイ２０と信号処理回路３０とを別の半導体基板に配置する２層構造にすることによって、フォトダイオード２１１の受光面積を十分に確保することができる。
　なお、画素アレイ２０および信号処理回路３０は、上述した２層構造に限定されず、共に第１半導体基板１１０に形成されていてもよい。この場合、信号処理回路３０は、画素アレイ２０の周辺に配置される。このように画素アレイ２０および信号処理回路３０を一つの半導体基板に形成すると、基板の接合処理が不要になる。
　図４は、上述した撮像装置１のタイミングチャートである。以下、図４を参照して撮像装置１の動作を説明する。
　ハイレベルのリセット信号ＲＳＴが、画素２１のリセットトランジスタ２１５のゲートに入力されと、リセットトランジスタ２１５はオン状態となる。これにより、ノード２１４の電圧ＶＦＤは上昇する。このとき、選択トランジスタ２１７も、ハイレベルの選択信号ＳＥＬに基づいてオン状態となる。さらに、補正回路３２の第１スイッチ３２３は、ハイレベルの制御信号ＳＷ０に基づいてオン状態であるとともに、第２スイッチ３２４は、ローレベルの制御信号ＳＷ１に基づいてオフ状態である。そのため、キャパシタ３２５の電圧ＶＨＯＬＤおよび信号線ＳＬ２の電圧ＶＳＬ２も上昇する。
　続いて、コンパレータ３１のオートゼロを行うオートゼロ（ＡＺ）期間Ｔ１では、コンパレータ３１に接続されたスイッチ３４１およびスイッチ３４２が、ハイレベルのオートゼロ信号に基づいてオン状態となる。オートゼロ期間Ｔ１が経過すると、スイッチ３４１およびスイッチ３４２は、オン状態からオフ状態に切り替わる。
　続いて、Ｐ（Pre charge）相期間Ｔ２では、コンパレータ３１が、リセット信号ＲＳＴ後に画素２１から出力された画素信号とランプ信号ＲＡＭＰとの比較結果を出力する。この画素信号には、ＦＤ２１３に予め蓄積された電荷成分のみが含まれ、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷成分は含まれない。
　続いて、ＦＤブースト期間Ｔ３では、ＦＤ２１３の他端の電圧ＦＤＢが昇圧されるのに伴って電圧ＶＦＤが昇圧される。このとき、選択トランジスタ２１７は、ローレベルの選択信号ＳＥＬに基づいてオフ状態となる。また、ＦＤブースト期間Ｔ３（昇圧期間）の直前に、制御信号ＳＷ０がハイレベルからローレベルに変化するのに伴って、第１スイッチ３２３は、オン状態からオフ状態に切り替わる。同時に、制御信号ＳＷ１がローレベルからハイレベルに変化するのに伴って第２スイッチ３２４は、オフ状態からオン状態に切り替わる。これにより、信号線ＳＬ２の電圧は、キャパシタ３２５によって保持される。
　さらに、ＦＤブースト期間Ｔ３の後半には、転送トランジスタ２１２は、ハイレベルの転送信号ＴＲＧに基づいてオン状態となる。これにより、フォトダイオード２１１に蓄積されている電荷がＦＤ２１３に転送される。その後、Ｄ（Ｄａｔａ）相では、選択トランジスタ２１７が、オフ状態からオン状態に切り替わるため、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷成分を含む画素信号が、補正回路３２を通じてコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）に入力される。コンパレータ３１は、この画素信号とランプ信号とを比較した結果をラッチ回路３３へ出力する。
　上述した本実施形態に係る撮像装置１では、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷をＦＤ２１３に転送するときに、ノード２１４の電圧ＶＦＤが昇圧される。これにより、電荷の転送効率が高めることができる。電圧ＶＦＤが上昇すると、信号線ＳＬ２の電圧ＶＳＬ２も上昇する。この上昇量が大きいと、非反転入力端子（＋）からスイッチ３４１を通じてトランジスタ３４３へリーク電流が流れる場合がある。
　しかし、本実施形態では、図４に示すように、ＦＤブースト期間Ｔ３では、選択トランジスタ２１７がオフ状態となっている。これにより、信号線ＳＬ１が遮断されるため、コンパレータ３１の非反転入力端子（＋）の電位上昇を回避できる。その一方で、信号線ＳＬ１が遮断されると、非反転入力端子（＋）の電位が低下する。そのため、電位を戻すためのセトリング時間が増加して、撮影画像のフレームレートの低下が懸念される。
　これに対し、本実施形態では、補正回路３２が設けられている。補正回路３２によれば、ＦＤブースト期間Ｔ３前には第１スイッチ３２３はオン状態であるとともに第２スイッチ３２４がオフ状態である。このとき、信号線ＳＬ２の電圧ＶＳＬ２は、下記の式（１）で示される。
ＶＳＬ２＝ＶＳＬ１－Ｖｔｈ１　　　（１）
　式（１）において、ＶＳＬ１は信号線ＳＬ１の電圧であり、Ｖｔｈ１は第１トランジスタ３２１のゲート－ソース間のしきい値電圧である。
　一方、ＦＤブースト期間Ｔ３中には、第１スイッチ３２３はオフ状態であるとともに第２スイッチ３２４はオン状態である。このとき、信号線ＳＬ２の電圧ＶＳＬ２は、下記の式（２）で示される。
ＶＳＬ２＝ＶＨＯＬＤ－Ｖｔｈ２　　　（２）
　式（２）において、ＶＨＯＬＤはキャパシタ３２５の電圧であり、Ｖｔｈ２は、第２トランジスタ３２２のゲート－ソース間のしきい値電圧である。
　本実施形態では、ＦＤブースト期間Ｔ３前に、キャパシタ３２５は、電圧ＶＳＬ１と同電位になるまで充電されるため、ＦＤブースト期間Ｔ３中の電圧ＶＨＯＬＤは、電圧ＶＳＬ１と同電位である。また、第２トランジスタ３２２のサイズは、第１トランジスタ３２１のサイズと同じであるため、両トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧も同じになる。これにより、ＦＤブースト期間Ｔ３中の電圧ＶＳＬ２は、ＦＤブースト期間Ｔ３前の電圧に保持される。
　本実施形態によれば、ＦＤブースト期間Ｔ３における電圧ＶＳＬ２の変動を抑制することができる。よって、フォトダイオード２１１からノード２１４への電荷の転送効率を向上させつつ、撮影画像のフレームレートの低下を抑制することが可能となる。
　また、本実施形態では、第１トランジスタ３２１のゲート－ソース間のしきい値電圧Ｖｔｈ１が温度や製造プロセス等で変動しても、補正回路３２において、この変動は、第２トランジスタ３２２のゲート－ソース間のしきい値電圧Ｖｔｈ２で相殺される。そのため、しきい値電圧Ｖｔｈ１の変動に応じて信号線ＶＳＬ２の電圧を調整する電源回路は不要になる。そのため、簡易で小型の回路構成で電荷の転送効率の向上と、撮影画像のフレームレートの低下抑制とを両立することができる。さらに、消費電力も小さくすることができる。
　（第２実施形態）
　図５は、第２実施形態に係る撮像装置の回路図である。第１実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。
　図５に示す撮像装置２は、補正回路３２ａを有する。補正回路３２ａでは、第１スイッチ３２３が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成されている。第１スイッチ３２３のドレインは、第１トランジスタ３２１のゲートに接続され、ソースは、第２トランジスタ３２２のゲートに接続されている。第１スイッチ３２３は、ゲートに入力された制御信号ＳＷ０に基づいてスイッチング動作する。
　図６は、本実施形態に係る撮像装置２のタイミングチャートである。以下、図６を参照して撮像装置１の動作について、第１実施形態と異なる点を中心に説明する。
　本実施形態では、コンパレータ３１のオートゼロ（ＡＺ）期間Ｔ１に、選択トランジスタ２１７がオン状態からオフ状態に切り替わり、第１スイッチ３２３がオン状態からオフ状態に切り替わり、第２スイッチ３２４がオフ状態からオン状態に切り替わる。
　第１スイッチ３２３は、上述したようにＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成されている。そのため、信号の立下りによるチャージインジェクションおよびフィードスルーの影響によって、キャパシタ３２５の電圧ＶＨＯＬＤは、信号線ＳＬ１の電圧ＶＳＬ１よりも低い電位に保持される。電圧ＶＨＯＬＤが、どの程度電圧ＶＳＬ１よりも低くなるかは、キャパシタ３２５の保持容量と第１スイッチ３２３のチャネル面積の比、および第１スイッチ３２３の立下りスルーレートで決まる。
　オートゼロ期間Ｔ１に続くＰ相期間Ｔ２では、選択トランジスタ２１７、第１スイッチ３２３、および第２スイッチ３２４の各状態を維持したまま、コンパレータ３１は、第１実施形態と同様に、フォトダイオード２１１に蓄積された電荷成分を含まない画素信号とランプ信号ＲＡＭＰとの比較結果を出力する。
　Ｐ相期間Ｔ２に続くＦＤブースト期間Ｔ３でも、選択トランジスタ２１７、第１スイッチ３２３、および第２スイッチ３２４は、オートゼロ期間Ｔ１と同じ状態に維持される。その後、ＦＤブースト期間Ｔ３にＤ相期間において、選択トランジスタ２１７、第１スイッチ３２３、および第２スイッチ３２４の各状態が切り替わる。すなわち、選択トランジスタ２１７がオフ状態からオン状態に切り替わり、第１スイッチ３２３がオフ状態からオン状態に切り替わり、第２スイッチ３２４がオン状態からオフ状態に切り替わる。
　補正回路３２ａは、上記のように選択トランジスタ２１７、第１スイッチ３２３、および第２スイッチ３２４の各状態を切り替える制御をオートゼロ期間Ｔ１から開始することによって、太陽黒点に対する補正機能を有する。太陽黒点は、光量の大きな光がフォトダイオード２１１に入射し、電圧ＶＦＤおよび電圧ＶＳＬ２がＰ相期間Ｔ２中に低下することが原因で発生する。太陽黒点は、出力画像の品質に影響を及ぼす。
　しかし、本実施形態によれば、補正回路３２ａが、リセット信号ＲＳＴの直後、すなわちオートゼロ期間Ｔ１に電圧ＶＳＬ２を保持する。そのため、出力画像は、太陽黒点による影響を受けなくなる。
　なお、本実施形態では、チャージインジェクションおよびフィードスルーの影響により、電圧ＶＨＯＬＤは電圧ＶＳＬ１よりも若干低くなる。この変動量も、出力画像の品質に影響を及ぼし得る。この解決策として、例えば、第１スイッチ３２３の立下りのスルーレートを遅くすることが望ましい。また、Ｐ相期間Ｔ２およびＦＤブースト期間Ｔ３に、第１スイッチ３２３の立下り時の電圧を、０Ｖではなくオートゼロ期間Ｔ１およびＰ相期間Ｔ２における電圧ＶＳＬ１よりも少し低い値に設定することが望ましい。
　（第３実施形態）
　図７は、第３実施形態に係る撮像装置の撮像装置の回路図である。上述した第１実施形態と同様の構成要素には、同じ符号を付し、詳細な説明を省略する。
　本実施形態に係る撮像装置３は、複数の画素２１間で電荷を蓄積する（露光する）タイミングが異なるローリングシャッタ方式のイメージセンサとして機能する。各画素２１の構成は、図７に示すように、排出トランジスタ２１８を有さない点を除いて第１実施形態で説明した画素２１（図３参照）と同じである。
　また、本実施形態でも、オートゼロ期間Ｔ１、Ｐ相期間Ｔ２、ＦＤブースト期間Ｔ３、およびＤ相期間における動作は、第１実施形態と同様である。そのため、ＦＤブースト期間Ｔ３中の電圧ＶＳＬ２は、ＦＤブースト期間Ｔ３前のＰ相期間Ｔ２の電圧に保持される。よって、本実施形態においても、電荷の転送効率を向上させつつ、フレームレートの低下を抑制することが可能となる。
　また、上述した第２実施形態と同様に、選択トランジスタ２１７、第１スイッチ３２３、および第２スイッチ３２４の各状態を切り替える制御をオートゼロ期間Ｔ１から開始してもよい。この場合、太陽黒点に対する出力画像の品質低下を回避することが可能となる。
　（第４実施形態）
　図８は、第４実施形態に係る測距システムの構成例を示すブロック図である。図４に示す測距システム４は、ＴｏＦ(Time of Flight）法を用いて距離画像の撮影を行うシステムであり、照明装置４１および撮像装置４２を備える。
　照明装置４１は、照明制御部４１１および発光素子４１２を備える。照明制御部４１１は、制御部４２２の制御に基づいて、発光素子４１２が測距光を照射するパターンを制御する。具体的には、照明制御部４１１は、制御部４２２から供給される照射信号に含まれる照射コードに従って、発光素子４１２が測距光を照射するパターンを制御する。例えば、照射コードは、「１」（Ｈｉｇｈ）と「０」（Ｌｏｗ）の２値からなる。照明制御部４１１は、照射コードの値が「１」のとき発光素子４１２を点灯させ、照射コードの値が「０」のとき発光素子４１２を消灯させる。
　発光素子４１２は、照明制御部４１１の制御に基づいて、所定の波長域の測距光を発する。発光素子４１２は、例えば、赤外線レーザダイオードである。発光素子４１２の種類、および、測距光の波長域は、測距システム４の用途等に応じて任意に設定することが可能である。
　撮像装置４２は、測距光が被写体４０１および被写体４０２により反射された反射光を受光する。撮像装置４２は、撮像部４２１、制御部４２２、表示部４２３、および、記憶部４２４を備える。
　撮像部４２１は、レンズ４３１、画素アレイ４３２、および、信号処理回路４３３を有する。レンズ４３１は、入射光を画素アレイ４３２に結像させる。なお、レンズ４３１の構成は任意であり、例えば、複数のレンズ群によりレンズ４３１を構成することも可能である。
　画素アレイ４３２は、制御部４２２の制御に基づいて被写体４０１および被写体４０２等の撮像を行う。また、画素アレイ４３２は、撮像によって得られた画素信号を信号処理回路４３３へ出力する。画素アレイ４３２には、第１実施形態で説明した画素アレイ２０と同様に複数の画素２１が二次元状に配置されている。
　信号処理回路４３３は、制御部４２２の制御に基づいて、画素アレイ４３２の画素信号を処理する。例えば、信号処理回路４３３は、画素アレイ４３２の画素信号に基づいて、被写体までの距離を検出し、被写体までの距離を示す距離画像を生成する。信号処理回路４３３には、第１実施形態で説明したコンパレータ３１および補正回路３２等が配置されている。
　制御部４２２は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の制御回路やプロセッサ等により構成される。制御部４２２は、照明制御部４１１、画素アレイ４３２、および、信号処理回路４３３の制御を行う。
　表示部４２３は、例えば、液晶表示装置や有機ＥＬ（Electro Luminescence）表示装置等のパネル型表示装置からなる。
　記憶部４２４は、任意の記憶装置や記憶媒体等により構成することができ、距離画像等を記憶する。
　図９は、本実施形態における画素２１および信号処理回路４３３の回路構成を示す図である。
　まず、画素２１の回路構成について説明する。画素２１は、図９に示すように、検出回路２１０ａおよび検出回路２１０ｂを有する。検出回路２１０ａおよび検出回路２１０ｂは、フォトダイオード２１１のカソードにそれぞれ接続され、互いに異なるタイミングでフォトダイオード２１１に蓄積された電荷を検出する。
　検出回路２１０ａは、転送トランジスタ２１２、ＦＤ２１３、ノード２１４、リセットトランジスタ２１５、増幅トランジスタ２１６、選択トランジスタ２１７を有する。一方、検出回路２１０ｂは、検出回路２１０ａと一対であり、転送トランジスタ２１２、ＦＤ２１３、ノード２１４、リセットトランジスタ２１５、増幅トランジスタ２１６、選択トランジスタ２１７を有する。これらの素子については、第１実施形態で詳述しているため説明を省略する。
　次に、信号処理回路４３３の回路構成について説明する。信号処理回路４３３では、補正回路３２が、検出回路２１０ａおよび検出回路２１０ｂの選択トランジスタ２１７のソースにそれぞれ接続されている。各補正回路３２の回路構成は、第１実施形態と同様であるため説明を省略する。
　また、各補正回路３２は、第１実施形態と同様にコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）に接続されている。さらに、各コンパレータ３１の周辺にも、第１実施形態と同様に、スイッチ３４１、スイッチ３４２、およびトランジスタ３４３、および電流源３４４が設けられている。
　本実施形態では、第１実施形態と同様に、画素アレイ４３２は、第１半導体基板１１０に形成され、信号処理回路４３３は、第１半導体基板１１０と接合される第２半導体基板１２０に形成される。なお、画素アレイ４３２および信号処理回路４３３は、上述した２層構造に限定されず、共に第１半導体基板１１０に形成されていてもよい。
　図１０は、本実施形態に係る測距システム４のタイミングチャートである。以下、図１０を参照して、測距システム４の動作について説明する。
　まず、ハイレベルのリセット信号ＲＳＴが検出回路２１０ａおよび検出回路２１０ｂの各々のリセットトランジスタ２１５のゲートに同時に入力される。このとき、各リセットトランジスタ２１５はオン状態となるので、検出回路２１０ａのノード２１４の電圧ＶＦＤ０および検出回路２１０ｂのノード２１４の電圧ＶＦＤ１は上昇する。
　続いて、ハイレベルの転送信号ＴＲＧ０が所定の周期で検出回路２１０ａの転送トランジスタ２１２に入力される。また、ハイレベルの転送信号ＴＲＧ１が、所定の周期で検出回路２１０ｂの転送トランジスタ２１２に入力される。ハイレベルの転送信号ＴＲＧ０およびハイレベルの転送信号ＴＲＧ１は、交互に各検出回路の転送トランジスタ２１２に入力される。
　転送信号ＴＲＧ０がハイレベルの期間中には、検出回路２１０ａにおいて、ＦＤ２１３の他端の電圧ＦＤＢ０が昇圧されるのに伴ってノード２１４の電圧ＶＦＤ０が昇圧される。そのため、転送信号ＴＲＧ０がハイレベルの期間が、検出回路２１０ａのＦＤブースト期間Ｔ３ａとなる。一方、転送信号ＴＲＧ１がハイレベルの期間中には、検出回路２１０ｂにおいて、ＦＤ２１３の他端の電圧ＦＤＢ１が昇圧されるのに伴って検出回路２１０ｂのノード２１４の電圧ＶＦＤ１が昇圧される。そのため、転送信号ＴＲＧ１がハイレベルの期間が、検出回路２１０ｂのＦＤブースト期間Ｔ３ｂとなる。
　ＦＤブースト期間Ｔ３ａの前では、検出回路２１０ａに接続された補正回路３２において、第１スイッチ３２３はオン状態であるとともに、第２スイッチ３２４がオフ状態である。また、ＦＤブースト期間Ｔ３ａ中には、上記補正回路３２において、第１スイッチ３２３はオフ状態となるとともに、第２スイッチ３２４がオン状態となる。そのため、第１実施形態と同様に、ＦＤブースト期間Ｔ３ａ中の電圧ＶＳＬ２は、ＦＤブースト期間Ｔ３ａ前の電圧に保持される。
　また、ＦＤブースト期間Ｔ３ｂの前では、検出回路２１０ｂに接続された補正回路３２において、第１スイッチ３２３はオン状態であるとともに、第２スイッチ３２４がオフ状態である。また、ＦＤブースト期間Ｔ３ｂ中には、上記補正回路３２において、第１スイッチ３２３はオフ状態となるとともに、第２スイッチ３２４がオン状態となる。そのため、第１実施形態と同様に、ＦＤブースト期間Ｔ３ｂ中の電圧ＶＳＬ２も、ＦＤブースト期間Ｔ３ｂ前の電圧に保持される。
　ＦＤブースト期間Ｔ３ａの後、電圧ＶＦＤ０が所定値よりも低くなるタイミングで、検出回路２１０ａから出力された画素信号が信号処理回路４３３にて読み取られる。また、ＦＤブースト期間Ｔ３ｂの後、電圧ＶＦＤ１が所定値よりも低くなるタイミングで、検出回路２１０ｂから出力された画素信号が信号処理回路４３３にて読み取られる。その後、各検出回路で読み取った画像信号の差分を計算することによって、測距システム４から被写体４０１、４０２までの距離を測定することができる。
　以上説明した本実施形態によれば、他の実施形態と同様に、ＦＤブースト期間におけるコンパレータ３１の非反転入力端子（＋）の電圧変動を抑制することができる。よって、電荷の転送効率を向上させつつ、フレームレートの低下を抑制することが可能となる。
　＜移動体への応用例＞
　本開示に係る技術（本技術）は、様々な製品へ応用することができる。例えば、本開示に係る技術は、自動車、電気自動車、ハイブリッド電気自動車、自動二輪車、自転車、パーソナルモビリティ、飛行機、ドローン、船舶、ロボット等のいずれかの種類の移動体に搭載される装置として実現されてもよい。
　図１１は、本開示に係る技術が適用され得る移動体制御システムの一例である車両制御システムの概略的な構成例を示すブロック図である。
　車両制御システム１２０００は、通信ネットワーク１２００１を介して接続された複数の電子制御ユニットを備える。図１１に示した例では、車両制御システム１２０００は、駆動系制御ユニット１２０１０、ボディ系制御ユニット１２０２０、車外情報検出ユニット１２０３０、車内情報検出ユニット１２０４０、および統合制御ユニット１２０５０を備える。また、統合制御ユニット１２０５０の機能構成として、マイクロコンピュータ１２０５１、音声画像出力部１２０５２、および車載ネットワークＩ／Ｆ（Interface）１２０５３が図示されている。
　駆動系制御ユニット１２０１０は、各種プログラムにしたがって車両の駆動系に関連する装置の動作を制御する。例えば、駆動系制御ユニット１２０１０は、内燃機関又は駆動用モータ等の車両の駆動力を発生させるための駆動力発生装置、駆動力を車輪に伝達するための駆動力伝達機構、車両の舵角を調節するステアリング機構、および、車両の制動力を発生させる制動装置等の制御装置として機能する。
　ボディ系制御ユニット１２０２０は、各種プログラムにしたがって車体に装備された各種装置の動作を制御する。例えば、ボディ系制御ユニット１２０２０は、キーレスエントリシステム、スマートキーシステム、パワーウィンドウ装置、あるいは、ヘッドランプ、バックランプ、ブレーキランプ、ウィンカー又はフォグランプ等の各種ランプの制御装置として機能する。この場合、ボディ系制御ユニット１２０２０には、鍵を代替する携帯機から発信される電波又は各種スイッチの信号が入力され得る。ボディ系制御ユニット１２０２０は、これらの電波又は信号の入力を受け付け、車両のドアロック装置、パワーウィンドウ装置、ランプ等を制御する。
　車外情報検出ユニット１２０３０は、車両制御システム１２０００を搭載した車両の外部の情報を検出する。例えば、車外情報検出ユニット１２０３０には、撮像部１２０３１が接続される。車外情報検出ユニット１２０３０は、撮像部１２０３１に車外の画像を撮像させるとともに、撮像された画像を受信する。車外情報検出ユニット１２０３０は、受信した画像に基づいて、人、車、障害物、標識又は路面上の文字等の物体検出処理又は距離検出処理を行ってもよい。
　撮像部１２０３１は、光を受光し、その光の受光量に応じた電気信号を出力する光センサである。撮像部１２０３１は、電気信号を画像として出力することもできるし、測距の情報として出力することもできる。また、撮像部１２０３１が受光する光は、可視光であっても良いし、赤外線等の非可視光であっても良い。
　車内情報検出ユニット１２０４０は、車内の情報を検出する。車内情報検出ユニット１２０４０には、例えば、運転者の状態を検出する運転者状態検出部１２０４１が接続される。運転者状態検出部１２０４１は、例えば運転者を撮像するカメラを含み、車内情報検出ユニット１２０４０は、運転者状態検出部１２０４１から入力される検出情報に基づいて、運転者の疲労度合い又は集中度合いを算出してもよいし、運転者が居眠りをしていないかを判別してもよい。
　マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０又は車内情報検出ユニット１２０４０で取得される車内外の情報に基づいて、駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置の制御目標値を演算し、駆動系制御ユニット１２０１０に対して制御指令を出力することができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車両の衝突回避あるいは衝撃緩和、車間距離に基づく追従走行、車速維持走行、車両の衝突警告、又は車両のレーン逸脱警告等を含むＡＤＡＳ（Advanced Driver Assistance System）の機能実現を目的とした協調制御を行うことができる。
　また、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０又は車内情報検出ユニット１２０４０で取得される車両の周囲の情報に基づいて駆動力発生装置、ステアリング機構又は制動装置等を制御することにより、運転者の操作に拠らずに自律的に走行する自動運転等を目的とした協調制御を行うことができる。
　また、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０で取得される車外の情報に基づいて、ボディ系制御ユニット１２０３０に対して制御指令を出力することができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車外情報検出ユニット１２０３０で検知した先行車又は対向車の位置に応じてヘッドランプを制御し、ハイビームをロービームに切り替える等の防眩を図ることを目的とした協調制御を行うことができる。
　音声画像出力部１２０５２は、車両の搭乗者又は車外に対して、視覚的又は聴覚的に情報を通知することが可能な出力装置へ音声および画像のうちの少なくとも一方の出力信号を送信する。図１１の例では、出力装置として、オーディオスピーカ１２０６１、表示部１２０６２およびインストルメントパネル１２０６３が例示されている。表示部１２０６２は、例えば、オンボードディスプレイおよびヘッドアップディスプレイの少なくとも一つを含んでいてもよい。
　図１２は、撮像部１２０３１の設置位置の例を示す図である。
　図１２では、撮像部１２０３１として、撮像部１２１０１、１２１０２、１２１０３、１２１０４、１２１０５を有する。
　撮像部１２１０１、１２１０２、１２１０３、１２１０４、１２１０５は、例えば、車両１２１００のフロントノーズ、サイドミラー、リアバンパ、バックドアおよび車室内のフロントガラスの上部等の位置に設けられる。フロントノーズに備えられる撮像部１２１０１および車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部１２１０５は、主として車両１２１００の前方の画像を取得する。サイドミラーに備えられる撮像部１２１０２、１２１０３は、主として車両１２１００の側方の画像を取得する。リアバンパ又はバックドアに備えられる撮像部１２１０４は、主として車両１２１００の後方の画像を取得する。車室内のフロントガラスの上部に備えられる撮像部１２１０５は、主として先行車両又は、歩行者、障害物、信号機、交通標識又は車線等の検出に用いられる。
　なお、図１２には、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮影範囲の一例が示されている。撮像範囲１２１１１は、フロントノーズに設けられた撮像部１２１０１の撮像範囲を示し、撮像範囲１２１１２１２１１３は、それぞれサイドミラーに設けられた撮像部１２１０２，１２１０３の撮像範囲を示し、撮像範囲１２１１４は、リアバンパ又はバックドアに設けられた撮像部１２１０４の撮像範囲を示す。例えば、撮像部１２１０１ないし１２１０４で撮像された画像データが重ね合わせられることにより、車両１２１００を上方から見た俯瞰画像が得られる。
　撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、距離情報を取得する機能を有していてもよい。例えば、撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、複数の撮像素子からなるステレオカメラであってもよいし、位相差検出用の画素を有する撮像素子であってもよい。
　例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４から得られた距離情報を基に、撮像範囲１２１１１ないし１２１１４内における各立体物までの距離と、この距離の時間的変化（車両１２１００に対する相対速度）を求めることにより、特に車両１２１００の進行路上にある最も近い立体物で、車両１２１００と略同じ方向に所定の速度（例えば、０km/h以上）で走行する立体物を先行車として抽出することができる。さらに、マイクロコンピュータ１２０５１は、先行車の手前に予め確保すべき車間距離を設定し、自動ブレーキ制御（追従停止制御も含む）や自動加速制御（追従発進制御も含む）等を行うことができる。このように運転者の操作に拠らずに自律的に走行する自動運転等を目的とした協調制御を行うことができる。
　例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４から得られた距離情報を元に、立体物に関する立体物データを、２輪車、普通車両、大型車両、歩行者、電柱等その他の立体物に分類して抽出し、障害物の自動回避に用いることができる。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、車両１２１００の周辺の障害物を、車両１２１００のドライバが視認可能な障害物と視認困難な障害物とに識別する。そして、マイクロコンピュータ１２０５１は、各障害物との衝突の危険度を示す衝突リスクを判断し、衝突リスクが設定値以上で衝突可能性がある状況であるときには、オーディオスピーカ１２０６１や表示部１２０６２を介してドライバに警報を出力することや、駆動系制御ユニット１２０１０を介して強制減速や回避操舵を行うことで、衝突回避のための運転支援を行うことができる。
　撮像部１２１０１ないし１２１０４の少なくとも１つは、赤外線を検出する赤外線カメラであってもよい。例えば、マイクロコンピュータ１２０５１は、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像中に歩行者が存在するか否かを判定することで歩行者を認識することができる。かかる歩行者の認識は、例えば赤外線カメラとしての撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像における特徴点を抽出する手順と、物体の輪郭を示す一連の特徴点にパターンマッチング処理を行って歩行者か否かを判別する手順によって行われる。マイクロコンピュータ１２０５１が、撮像部１２１０１ないし１２１０４の撮像画像中に歩行者が存在すると判定し、歩行者を認識すると、音声画像出力部１２０５２は、当該認識された歩行者に強調のための方形輪郭線を重畳表示するように、表示部１２０６２を制御する。また、音声画像出力部１２０５２は、歩行者を示すアイコン等を所望の位置に表示するように表示部１２０６２を制御してもよい。
　以上、本開示に係る技術が適用され得る車両制御システムの一例について説明した。本開示に係る技術は、以上説明した構成のうち、例えば撮像部１２０３１に適用され得る。具体的には、撮像部４２１は、撮像部１２０３１に適用することができる。本開示に係る技術を適用することにより、より測距精度の高い撮影画像を得ることができるため、安全性を向上することが可能になる。
　なお、本技術は以下のような構成を取ることができる。
（１）　光電変換素子と、
　前記光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、
　前記信号変換部の昇圧期間に、前記画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、
　前記選択トランジスタを介して前記画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、前記画素信号と前記ランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、
　前記昇圧期間における前記非反転入力端子の電位を、前記昇圧期間前の前記非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を有する、撮像装置。
（２）　前記補正回路は、
　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態である、（１）に記載の撮像装置。
（３）　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等である、（２）に記載の撮像装置。
（４）　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わる、（２）に記載の撮像装置。
（５）　前記昇圧期間よりも前の前記コンパレータのオートゼロ期間に、前記選択トランジスタがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第１スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第２スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わる、（２）に記載の撮像装置。
（６）　前記第１スイッチが、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである、（５）に記載の撮像装置。
（７）　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第1半導体基板に積層される第２半導体基板に配置される、（１）に記載の撮像装置。
（８）　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置される、（１）に記載の撮像装置。
（９）　前記信号処理回路が、前記複数の画素の列ごとに前記画素信号を処理するカラムＡＤＣ（Analog to Digital Converter）である、（１）に記載の撮像装置。
（１０）　前記前記複数の光電変換素子が同じタイミングで前記電荷を蓄積するグローバルシャッタ方式である、（９）に記載の撮像装置。
（１１）　前記前記複数の光電変換素子が異なるタイミングで前記電荷を蓄積するローリングシャッタ方式である、（９）に記載の撮像装置。
（１２）　測距光を照射する照明装置と、
　前記測距光の反射光を受光する撮像装置と、を備え、
　前記撮像装置が、
　前記反射光を光電変換する光電変換素子と、
　前記光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、
　前記信号変換部の昇圧期間に、前記画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、
　前記選択トランジスタを介して前記画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、前記画素信号と前記ランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、
　前記昇圧期間における前記非反転入力端子の電位を、前記昇圧期間前の前記非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を有する、測距システム。
（１３）　前記補正回路は、
　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態である、（１２）に記載の測距システム。
（１４）　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等である、（１３）に記載の測距システム。
（１５）　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わる、（１３）に記載の測距システム。
（１６）　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第1半導体基板に積層される第２半導体基板に配置される、（１２）に記載の測距システム。
（１７）　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置される、（１２）に記載の測距システム。
　１～３：撮像装置
　４：測距システム
　２０：画素アレイ
　２１：画素
　３０：信号処理回路
　３１：コンパレータ
　３２、３２ａ：補正回路
　４１：照明装置
　４２：撮像装置
　１１０：第１半導体基板
　１２０：第２半導体基板
　２１１：フォトダイオード
　２１３：ＦＤ
　２１４：ノード
　２１６：増幅トランジスタ
　２１７：選択トランジスタ
　３２１：第１トランジスタ
　３２２：第２トランジスタ
　３２３：第１スイッチ
　３２４：第２スイッチ
　３２５：キャパシタ
　４３２：画素アレイ
　４３３：信号処理回路

Claims (17)

  1. 　光電変換素子と、
    　前記光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、
    　前記信号変換部の昇圧期間に、前記画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、
    　前記選択トランジスタを介して前記画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、前記画素信号と前記ランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、
    　前記昇圧期間における前記非反転入力端子の電位を、前記昇圧期間前の前記非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を備える、撮像装置。
  2. 　前記補正回路は、
    　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
    　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
    　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
    　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
    　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
    　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態である、請求項１に記載の撮像装置。
  3. 　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等である、請求項２に記載の撮像装置。
  4. 　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わる、請求項２に記載の撮像装置。
  5. 　前記昇圧期間よりも前の前記コンパレータのオートゼロ期間に、前記選択トランジスタがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第１スイッチがオン状態からオフ状態に切り替わり、前記第２スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わる、請求項２に記載の撮像装置。
  6. 　前記第１スイッチが、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである、請求項５に記載の撮像装置。
  7. 　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第1半導体基板に積層される第２半導体基板に配置される、請求項１に記載の撮像装置。
  8. 　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置される、請求項１に記載の撮像装置。
  9. 　複数の前記光電変換素子が二次元状に配置され、
    　前記コンパレータおよび前記補正回路が、前記光電変換素子ごとに設けられている、請求項１に記載の撮像装置。
  10. 　前記前記複数の光電変換素子が同じタイミングで前記電荷を蓄積するグローバルシャッタ方式である、請求項９に記載の撮像装置。
  11. 　前記前記複数の光電変換素子が異なるタイミングで前記電荷を蓄積するローリングシャッタ方式である、請求項９に記載の撮像装置。
  12. 　測距光を照射する照明装置と、
    　前記測距光の反射光を受光する撮像装置と、を備え、
    　前記撮像装置が、
    　前記反射光を光電変換する光電変換素子と、
    　前記光電変換素子から転送された電荷を画素信号に変換するときに昇圧される信号変換部と、
    　前記信号変換部の昇圧期間に、前記画素信号の信号線を遮断する選択トランジスタと、
    　前記選択トランジスタを介して前記画素信号が入力される非反転入力端子と、ランプ信号が入力される反転入力端子と、前記画素信号と前記ランプ信号との比較結果を出力する出力端子と、を有するコンパレータと、
    　前記昇圧期間における前記非反転入力端子の電位を、前記昇圧期間前の前記非反転入力端子の電位に保持する補正回路と、を有する、測距システム。
  13. 　前記補正回路は、
    　前記選択トランジスタと前記非反転入力端子との間に配置された第１トランジスタと、
    　前記第１トランジスタと一対の第２トランジスタと、
    　前記第１トランジスタのゲートと前記第２トランジスタのゲートとの間に配置された第１スイッチと、
    　前記第１トランジスタのソースと前記第２トランジスタのソースとの間に配置された第２スイッチと、
    　前記第２トランジスタのゲートに接続されたキャパシタと、を有し、
    　前記昇圧期間に、前記第１スイッチはオフ状態であるとともに前記第２スイッチはオン状態である、請求項１２に記載の測距システム。
  14. 　前記第１トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧が、前記第２トランジスタのゲート－ソース間のしきい値電圧と同等である、請求項１３に記載の測距システム。
  15. 　前記昇圧期間の直前に、前記第１スイッチはオン状態からオフ状態に切り替わるとともに、前記第２スイッチはオフ状態からオン状態に切り替わる、請求項１３に記載の測距システム。
  16. 　前記光電変換素子、前記信号変換部、および前記選択トランジスタが第１半導体基板に配置され、前記コンパレータおよび前記補正回路が前記第１半導体基板に積層される第２半導体基板に配置される、請求項１２に記載の測距システム。
  17. 　前記光電変換素子、前記信号変換部、前記選択トランジスタ、前記コンパレータ、および前記補正回路が、一つの半導体基板に配置される、請求項１２に記載の測距システム。
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