WO2022058534A1 - Source de tension et procédé de calibration de cette source de tension - Google Patents

Source de tension et procédé de calibration de cette source de tension Download PDF

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WO2022058534A1
WO2022058534A1 PCT/EP2021/075681 EP2021075681W WO2022058534A1 WO 2022058534 A1 WO2022058534 A1 WO 2022058534A1 EP 2021075681 W EP2021075681 W EP 2021075681W WO 2022058534 A1 WO2022058534 A1 WO 2022058534A1
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control signal
voltage source
frequency
amplitude
voltage
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Application number
PCT/EP2021/075681
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Inventor
Caglar Girit
Jean-Loup SMIRR
Original Assignee
Paris Sciences Et Lettres
Centre National De La Recherche Scientifique
College De France
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
    • G01R1/28—Provision in measuring instruments for reference values, e.g. standard voltage, standard waveform
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
    • G01R35/007—Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden references"
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/92—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of superconductive devices

Definitions

  • the present invention relates to the technical field of voltage sources, more specifically high-precision voltage sources, in particular of metrological precision.
  • the invention relates to a voltage source and a method for calibrating the voltage source.
  • these sources do not allow a continuous adjustment of the voltage that it delivers, or at the very least do not allow a sufficiently fine or discontinuity-free adjustment.
  • the adjustment step of these sources is less than the adjustment step of certain conventional, or non-metrological, voltage sources, that is to say, for example, a resolution less good than 10 microvolts for 1 volt.
  • sources of the PJVS type (“Programmable Josephson Voltage Standard” in English, or “programmable Josephson voltage standard” in French)
  • the adjustment of such sources generates signals which may have imprecise transient states.
  • the present invention provides a solution to the aforementioned problems.
  • an electrical voltage source comprising
  • an integrated circuit comprising a first input terminal and a second input terminal configured to receive an electrical control signal, a first output terminal and a second output terminal configured to deliver an output voltage, a junction module comprising at least one Josephson junction and which is coupled to the first and second input terminals and to the first and second output terminals in such a way that the value of the output voltage depends on the frequency of the electrical control signal,
  • cryogenic module configured to maintain the integrated circuit under conditions in which the integrated circuit is in a superconducting state
  • a microwave generator coupled to the first and second input terminals and configured to deliver the electric control signal
  • the electric voltage source comprises an adjustment module configured to adjust the amplitude of the electric signal command according to its frequency according to a predetermined rule.
  • the predetermined rule comprises the association of at least certain frequency values of the control signal with a respective optimum amplitude value.
  • the predetermined rule comprises the association of each frequency of a set of frequencies of the control signal with an optimal amplitude of the control signal for which a Shapiro current of the junction module is non-zero. and preferably greater than a predetermined threshold.
  • the predetermined threshold is determined based on the load coupled to the voltage source and/or based on current fluctuations through the junction module caused by its electromagnetic environment. This predetermined threshold is preferably greater than the current consumed by the load, and typically by at least 10 nA in a laboratory cryostat at a temperature of 10 mK.
  • the adjustment module is configured to adjust the frequency of the electrical control signal in a predetermined frequency band.
  • the predetermined frequency band has a width of at least 5 GHz.
  • the predetermined frequency band covers frequencies between 9 and 40 GHz.
  • the adjustment module is configured to adjust the frequency of the electrical control signal with an adjustment step less than or equal to 100 kHz.
  • the adjustment step is less than or equal to 1 Hz.
  • the junction module is coupled to the first and second input terminals via a broadband coupling circuit.
  • a broadband coupling circuit is understood here as a circuit configured to transmit a microwave frequency signal with an attenuation variation rate of less than 5dB/10MHz throughout the predetermined frequency band.
  • the broadband coupling circuit comprises an electrical path which couples the junction module to the first and second input terminals and whose length is less than the wavelength of the control signal in the integrated circuit, at the maximum frequency of said predetermined frequency band.
  • the first input terminal and the second input terminal are coupled to the microwave generator via a microwave transmission line.
  • a transmission line is understood here as a material means of transmitting a microwave frequency signal, characterized by a constant characteristic impedance along its length, thus avoiding the appearance of internal reflections creating longitudinal modes, therefore resonances.
  • a transmission line may include components such as attenuators or amplifiers, provided that they do not produce an impedance discontinuity.
  • the transmission line is a coaxial cable, for example having a characteristic impedance of 50 Ohm.
  • the junction module comprises a first junction electrode coupled to the first output terminal and coupled to the first input terminal via a first decoupling capacitor, and a second junction electrode coupled to the second output terminal and coupled to the second input terminal via a second decoupling capacitor.
  • the decoupling capacitors can be made directly on the integrated circuit or by any other method ensuring good coupling of the alternating signal between the transmission line and the junction module, while minimizing the coupling of the direct current.
  • the junction module comprises a plurality of Josephson junctions.
  • At least two of the junctions of the plurality of junctions are mounted in parallel. This makes it possible to increase the maximum current delivered by the source.
  • At least two of the junctions of the plurality of junctions are connected in series. This makes it possible to increase the voltage delivered by the source.
  • the predetermined rule comprises the association of at least certain frequency values of the control signal with a respective optimum amplitude value by the use of a correspondence table, the modulus of the adjustment being configured to change the voltage source from a first configuration in which the control signal has a first frequency value and a first corresponding optimum amplitude value of the correspondence table, to a second configuration in which the control signal has a second frequency and a corresponding second optimum amplitude from the look-up table.
  • a correspondence table is particularly advantageous for linking frequency and amplitude values of the control signal in the absence of a mathematical relationship between these two quantities.
  • the adjustment module is configured to interpolate an intermediate amplitude value as a function of at least two amplitude values associated with consecutive frequency values in the correspondence table.
  • a method for calibrating a voltage source comprising, for each frequency of a set of frequencies of the control signal, a determination of an optimal amplitude of the signal control for which a Shapiro current of the junction module 12 is non-zero, for example greater than a predetermined threshold, and preferably maximum, and the establishment of a predetermined rule making it possible to associate each frequency with an optimal amplitude corresponding.
  • the predetermined threshold is determined based on the load coupled to the voltage source and/or based on current fluctuations through the junction module caused by its electromagnetic environment.
  • This predetermined threshold is preferably greater than the current consumed by the load, and typically by at least 10 nA in a laboratory cryostat at a temperature of 10 mK.
  • the predetermined rule comprises the association of at least certain frequency values of the control signal with a respective optimum amplitude value by the use of a correspondence table.
  • the Shapiro current is a Shapiro current of order 1 or a Shapiro current of order 2.
  • the Shapiro current of order n of a Josephson junction is the direct current which circulates between the electrodes of a Josephson junction when an alternating voltage is applied to said electrodes in the presence of a direct component of the voltage between the electrodes of the junction equal to
  • Vn n ⁇ f
  • the determination of the optimum amplitude comprises a. a polarization of the junction module so that the output voltage is zero and that a non-zero current passes through the junction module, b. a measurement of the output voltage, the measurement being characterized by a measurement uncertainty, c. a determination of a minimum amplitude value of the control signal at which the output voltage varies with a predetermined amplitude, d. an application of a predetermined coefficient to the minimum amplitude value so as to obtain said optimum amplitude value.
  • the predetermined amplitude is equal to four times the measurement uncertainty.
  • said frequencies of the set of frequencies are spaced apart by a maximum of 100 MHz.
  • Figure 1 is a diagram illustrating a voltage source according to the invention
  • Figure 2 is an electrical diagram of an integrated circuit of a voltage source according to the invention which supplies an electronic device
  • Figure 3 illustrates a first mask used in a manufacturing step of the integrated circuit of Figure 2
  • Figure 4 illustrates a second mask used in a second manufacturing step of the integrated circuit of Figure 2
  • Figure 5 is a topographic top view of the integrated circuit of Figure 2
  • Figure 6 illustrates a first face of a printed circuit board incorporating the integrated circuit of Figure 2
  • Figure 7 illustrates a second face of the printed circuit board of Figure 6,
  • FIG. 8 illustrates a bias circuit employed in a method for calibrating the voltage source according to the invention
  • FIG. 9 illustrates a voltage source calibration system according to the invention
  • FIG. 10 illustrates a method for calibrating the voltage source according to the invention
  • FIG. 11 illustrates the evolution of the output voltage of the voltage source and of the switching threshold of a junction during an implementation of the method according to the invention
  • FIG. 12 illustrates current-voltage characteristics of a junction module of the voltage source of FIG. 1 for different frequency values of the control signal
  • Figure 13 illustrates the result of an indirect measurement of the accuracy of the voltage source of Figure 1
  • Figure 14 illustrates the results of measurements of the voltage delivered by the voltage source of Figure 1
  • Figure 15 illustrates an alternative embodiment of the integrated circuit of Figure 2
  • Figure 16 illustrates another alternative embodiment of the integrated circuit of Figure 2.
  • the voltage source 1 illustrated in FIG. 1 comprises an integrated circuit 2 placed inside a cryogenic module 3, a microwave generator 4 and an adjustment module 5.
  • An electrical device DUT is here powered by voltage source 1.
  • the integrated circuit 2 is produced on a semiconductor or insulating substrate, for example here undoped silicon, and comprises conductive portions, for example here aluminum, and insulating portions, for example here aluminum oxide.
  • the materials of the integrated circuit 2 are chosen here so that the integrated circuit 2 can be in a superconducting state, subject to suitable temperature conditions imposed in particular by the cryogenic module.
  • This circuit 2 is configured to deliver an output voltage Vs and will be described in more detail below.
  • the cryogenic module 3 is here a dilution cryostat conventionally comprising a thermally insulating box housing a vacuum chamber comprising a mixing space fed by a circuit for pumping and circulating fluids.
  • the fluids used here are conventionally two isotopes of helium, helium 3 and helium 4.
  • the cryogenic module 3 makes it possible to reach, in its lower part comprising the integrated circuit 2, temperatures below 100 mK, in particular here a temperature of lOmK.
  • the integrated circuit 2 is in a superconducting state, that is to say a state in which its conductive elements do not present any electrical resistance.
  • the integrated circuit 2 is controlled by the microwave generator 4 which delivers a control signal 6, here an alternating voltage, which can take on frequency values below 300 GHz.
  • the adjustment module 5 is here configured to adjust the amplitude of the electrical control signal 6 as a function of its frequency, according to a predetermined rule.
  • the adjustment module 5 is configured to control the microwave generator 4, in particular by imposing the frequency and the amplitude of the control signal 6.
  • the adjustment module 5 is a computer conventionally comprising a processor, a memory housing a program code, and a man-machine interface allowing a user to enter certain parameters, in particular the value of the voltage desired Vs output.
  • the program code is configured to implement an algorithm translating the desired output voltage value Vs, entered by the user, into a pair of frequency and optimal amplitude values of the control signal 6, linked together by the predetermined rule.
  • the adjustment module is configured to deliver to the microwave generator an adjustment signal 7 comprising adjustment instructions relating to the values of the frequency-amplifier pair. optimal study of the control signal 6.
  • the possible values of the optimum frequency-amplitude couple of the control signal are here recorded in a correspondence table stored in the memory of the adjustment module 5.
  • the correspondence table here defines the predetermined rule.
  • the correspondence table comprises a list of frequencies included in a predetermined frequency band whose width is at least 5 GHz, and in particular here whose width is 40 GHz and which extends in this example between 0 and 40 GHz.
  • the frequencies of the correspondence table are spaced here by a step of 100 MHz, each of these frequencies being associated with a corresponding optimum amplitude.
  • the adjustment module 5 is here configured to interpolate the intermediate frequencies, that is to say the frequencies included in the predetermined frequency band but not present in the correspondence table, as well as the intermediate optimum amplitudes corresponding at intermediate frequencies.
  • the adjustment module 5 can adjust the control signal with other frequency and amplitude values than those present in the table correspondence, by means of an interpolation using the amplitude values associated respectively with at least two frequencies of the correspondence table, for example here two frequencies.
  • the adjustment module 5 is configured to adjust the frequency of the control signal with a step of 10 KHz.
  • the microwave generator 4 is configured to generate the control signal 6 in the predetermined frequency band.
  • the integrated circuit 2 illustrated schematically in Figure 2, comprises a first input terminal 8 and a second input terminal 9 configured to receive the control signal 6.
  • the integrated circuit 2 further comprises a first output terminal 10 and a second output terminal 11 configured to deliver the output voltage Vs.
  • the integrated circuit 2 comprises a junction module 12 here comprising a Josephson junction 13, of which a first junction electrode 14 is conductively coupled, that is to say by a connection with contact (non-capacitive) to the first output terminal 10 and to the first input terminal 8 via a first decoupling capacitor 16, and of which a second electrode junction 15 is conductively coupled to the second output terminal 11 and to the second input terminal 9 via a second decoupling capacitor 17.
  • the first decoupling capacitor 16 here has a capacitance of 10 pF and the second decoupling capacitor 17 here has a capacitance of 10 pF.
  • a capacitive module 18 is coupled between the first output terminal 10 and the second output terminal 11.
  • the capacitive module 18 comprises a third capacitor 19 and a fourth capacitor 20 coupled in series between the first output terminal 10 and the second output terminal 11.
  • the role of the capacitive module 18 is to reduce the AC component of the current flowing through the junction module by providing a low impedance path to the high frequency signals, thus reducing the possible chaotic effects resulting from the feedback between the junction module and the control signal.
  • the third capacitor 19 and the fourth capacitor 20 have values at least 100 times greater than the value of the intrinsic capacitance of the junction module 12, for example here values of at least 10 picofarads.
  • Vs is the DC component of the voltage between the junction electrodes 14 and 15.
  • the first and second input terminals 8, 9 are coupled to the microwave generator 4 via a microwave transmission line 21 comprising a first conductor 22 coupled to the first input terminal. 8 and a second conductor 23 coupled to the second input terminal 9 and to ground GND.
  • the transmission line 21 is a coaxial cable with an impedance of 50 Ohms.
  • the first output terminal 10 and the second output terminal 11 are here coupled to the electronic device DUT so that it is powered by the voltage source 1.
  • the output voltage Vs depends on the frequency of the control signal 6.
  • the output voltage Vs depends on the frequency of the control signal in such a way that a variation of 1 Hz in the frequency of the control signal 6 causes a variation in the output voltage Vs of 2.06783383 femtovolts.
  • Figures 3 to 5 illustrate the manufacturing steps of the integrated circuit 2.
  • a first stack of the circuit is deposited through a first mask M1 (shown in FIG. 3) made up of two layers of superimposed resins, the lower layer having a thickness of about 2 ⁇ m and the upper layer, of a thickness of about 1.5 ⁇ m, being photosensitive.
  • the mask M1 has a first opening M10 and a second opening M11 produced by optical lithography followed by development.
  • the two-layer structure of the first mask M1 allows the formation of a bridge PT formed by the upper resin layer, that is to say an area of approximately 1 ⁇ m by 4 ⁇ m which separates the two openings M10 and Mil, with the bottom resin layer fully dissolved below deck.
  • This bridge known in particular under the name "Dolan bridge” allows the realization of a Josephson junction, as described below.
  • the formation of the first stack of the circuit comprises a deposition of a first sub-layer of aluminum 30 nanometers thick at a non-zero deposition angle, so that part of the deposition takes place under the bridge PT.
  • the deposition angle is an angle of +26°, defined by rotation around the longitudinal axis of the bridge PT, the zero angle corresponding to a direction perpendicular to the substrate.
  • the first manufacturing step further comprises oxidation of the first aluminum sub-layer under 200 millibars of oxygen for 10 minutes, so as to form a layer of aluminum oxide on the first aluminum sub-layer.
  • a first portion of the first stack of the circuit, located above a first zone of the substrate corresponding to the first opening M10, will form, once the manufacturing process is completed, the first output terminal 10, a first electrode of the first capacitor 16, a first electrode of the third capacitor 19, and the first junction electrode 14.
  • a second portion of the first stack of the circuit, located above a second zone of the substrate corresponding to the second opening Mil, will form the second output terminal 11, a first electrode of the second capacitor 17, a first electrode of the fourth capacitor 20, and the second junction electrode 15.
  • two successive depositions are carried out using a second mask M2 (shown in FIG. 4) comprising a first opening M20, a second opening M21 and a third opening M22 , a second stack of the circuit comprising a lower insulating layer with a thickness of 100 nanometers, for example here an aluminum oxide layer, and an upper layer with a thickness of 200 nanometers, for example here an aluminum layer.
  • a second mask M2 shown in FIG. 4
  • the mask M2 is then dissolved in order to get rid of the material evaporated during the second step on the undeveloped areas of the mask.
  • a first portion of the second stack of the circuit forms the first input terminal 8 and forms, where it partially covers the first portion of the first stack of the circuit above the first zone of the substrate, the dielectric and a second electrode of the first capacitor 16.
  • a second portion of the second stack of the circuit forms the second input terminal 9 and forms, where it partially covers the second portion of the first stack of the circuit above the second zone of the substrate, the dielectric and the second electrode of the second capacitor 17.
  • a third portion of the second stack of the circuit partially covers the first portion and partially the second portion of the first stack above a third zone 34 of the substrate corresponding to the third opening M22 and thus forms the second electrode of the third capacitor 19 and the second electrode of the fourth capacitor 20°.
  • FIG. 5 A top view of the integrated circuit 2 obtained by the manufacturing process described above is illustrated in Figure 5.
  • the integrated circuit 2 extends here over a surface of 280x205 square micrometers, and could as a variant extend over any surface insofar as the circuit allows broadband coupling of the control signal between the input terminals 8, 9 and the junction electrodes 14, 15.
  • the dimensions of the openings of the masks M1 and M2, and therefore the dimensions of the integrated circuit 2 are chosen in such a way that an electric signal flowing between the first input terminal 8 or the second input terminal 9 and the junction module 12 travel a distance less than the wavelength of the control signal 6 at the maximum frequency of the band of predetermined frequencies (here 40 GHz). For example here, this distance is equal to 140 micrometers.
  • Figures 6 and 7 respectively illustrate a first face 35 and a second face 36 of a printed circuit board 37 to which the integrated circuit 2 is fixed and connected.
  • the printed circuit board 37 can be equipped connectors and placed in a protection and electrical shielding box.
  • the first output terminal 10 and the second output terminal 11 are here electrically coupled respectively to a first metal track 38 of the card 37 via a first conductive wire 40 and to a second metal track 39 of the card 37 by a second conductive wire 41.
  • the metal tracks 38, 39 are here made of copper and the conductive wires 40, 41 are here made of aluminum and made by micro-welding.
  • the wires 45 and 46 have a length of less than 1 millimeter.
  • the first and second metal tracks 38, 39 extend here on the first face 35 of the printed circuit board 37, respectively up to a first crossing via 42 and a second crossing via 43 configured to allow electrical contact. from the second face 36 of the card.
  • the through vias 42, 43 are for example here configured to allow the connection of a connector on the second face 36 of the card.
  • the first input terminal 8 and the second input terminal 9 are each coupled to a connector 44 for a microwave transmission line, here a connector for coaxial cable, respectively by a third conductive wire 45 and a fourth conductive wire 46, for example here aluminum wires produced by microwelding.
  • the connector 44 is here connected at the surface by compression at the level of the second face 36, and electrically coupled to the first face 35 by a via suitable for transmitting microwave frequency signals.
  • FIG. 8 illustrates a bias circuit 47 configured to be coupled to the integrated circuit 2 during a calibration method according to the invention.
  • the bias circuit 47 is in particular configured to cause a current to flow through the junction module 12 and to vary the value of this current.
  • the bias circuit 47 comprises a first bias terminal 48 and a second bias terminal 49 configured to be coupled respectively to the first output terminal 10 and to the second output terminal 11.
  • the bias circuit 47 is here coupled to a voltage generator 50 configured to deliver a bias voltage Vb and comprises a first resistor R1 and a second resistor R2 with a value of 10 kilo-ohms each, a third resistor R3 and a fourth resistor R4 with a value of 50 ohms each, and a fifth resistor R5 with a value of 20 ohms.
  • a first terminal BC1 of the fifth resistor R5 is common to the first resistor R1 and to the third resistor R3 and a second terminal BC2 of the fifth resistor R5 is common to the second resistor R2 and to the fourth resistor R4.
  • a second terminal of the first resistor R1 is coupled to the positive terminal of the voltage generator 50, a second terminal of the second resistor R2 is coupled to the negative terminal of the voltage generator.
  • a second terminal of third resistor R3 is coupled to first bias terminal 48 and a second terminal of fourth resistor R4 is coupled to second bias terminal 49.
  • the calibration system 51 illustrated in FIG. 9 comprises the voltage source 1 as previously described in connection with FIG. 1, a calibration box 52 comprising the bias circuit 47, the voltage generator 50, a module measurement 54, here an oscilloscope, configured to measure the output voltage Vs and the current through the junction module 12, which is equal to the voltage across the terminals of the resistor R3 divided by the value of the resistor R3, and to transmit the measured values to the adjustment module 5, as well as a switching module 53 configured to switch the system from a first configuration in which the system 51 can be calibrated to a second configuration in which the system 51 is, from a functional point of view, identical to the current source 1 illustrated in figure 1.
  • a calibration box 52 comprising the bias circuit 47, the voltage generator 50, a module measurement 54, here an oscilloscope, configured to measure the output voltage Vs and the current through the junction module 12, which is equal to the voltage across the terminals of the resistor R3 divided by the value of the resistor R3, and to transmit the measured values to the adjustment module 5, as well as a switching
  • the switching module 53 comprises for example an electrical system for controlling an electromechanical relay making it possible to simultaneously open or close the electrical path between terminal 48 of the polarization module and terminal 10 of the junction module, and the electrical path between terminal 49 of the bias module and terminal 11 of the junction module.
  • the switching module 53 controls the coupling of the bias circuit 47 to the integrated circuit 2.
  • the voltage generator 50 and the switching module 53 are controlled by the adjustment module 5.
  • the voltage source 1 calibration method is implemented here by the calibration system 51. It comprises, for each frequency of the control signal 6 in the predetermined frequency band, a determination of the optimum amplitude of the control signal 6 for which the Shapiro current of order 1 of the junction module 12 is maximum, or alternatively greater than a predetermined threshold, for example a threshold chosen according to the current fluctuations through the junction module caused by its electromagnetic environment.
  • a predetermined threshold for example a threshold chosen according to the current fluctuations through the junction module caused by its electromagnetic environment.
  • This predetermined threshold is preferably greater than the current consumed by the load, and typically by at least 10 nA in a laboratory cryostat at a temperature of 10 mK.
  • the method further comprises a recording in a correspondence table stored in the memory of the computer 50 of each optimal frequency-amplitude pair thus determined.
  • FIG. 10 illustrates steps E1 to E7 of an example of implementation of the method according to the invention.
  • the amplitude of the control signal 6 is set to a zero value.
  • the amplitude is adjusted by adjustment module 5 via adjustment signal 7, which deactivates microwave source 4.
  • the adjustment module 5 adjusts the voltage generator 50 so that the bias voltage Vb is such that the junction module has a zero voltage between its electrodes 14, 15 and is traversed by a low current, or calibration current Ib.
  • the bias voltage Vb is chosen so that the value of the current Ib is less than the critical current Ie of the junction, for example less than a tenth of the critical current Ie of the junction.
  • the calibration current is equal to one thirtieth of the value of the critical current Ie, that is to say here equal to a value of 10 nA.
  • the output voltage Vs is thus zero.
  • the value of the bias voltage Vb is for example determined according to the values of the resistors R1, R2, R3, R4 and R5 of the bias circuit 47, the characteristics of the junction module 12, in particular the number of junctions, the material and the dimensions of each junction and according to the performance of the measurement system 54.
  • the critical current Ie of a Josephson junction is conventionally defined as being the maximum supercurrent value that can cross the junction or the junction module, that is to say here the maximum value of the current that can flow between the junction electrodes 14 and 15 at zero voltage.
  • the value of the critical current of the junction module 12 is equal to 300 nanoamperes.
  • the adjustment module 5 adjusts the frequency of the control signal 6 so that the control signal has a current frequency whose value is chosen from the predetermined frequency band.
  • the adjustment module 5 varies the amplitude of the control signal 6, between an initial amplitude value Ai, for example here -60 dBm and a final amplitude value Af, for example here 0 dBm.
  • the amplitude variation can be done continuously, or discretely, for example by choosing the amplitude values from a pre-established list.
  • the variation can be linear or logarithmic between the initial amplitude value Ai and the final value Af.
  • the application of the control signal 6 to the junction module 12 has the effect of modifying the switching threshold 10 of the supercurrent, that is to say the supercurrent threshold for which the junction module switches.
  • the switching of a Josephson junction initially traversed by a Shapiro current of order n corresponds to a change of state of the junction during which, in particular, the DC component of the voltage between the electrodes of the junction , here the output voltage Vs, changes from its current value Vn, here the zero value, to another value.
  • the switchover is triggered by an increase in the Shapiro current of order n, here the supercurrent (order 0), so as to reach the switchover threshold.
  • the switching threshold 10 of the supercurrent is varied.
  • the curve with a solid line represents the evolution of the switching threshold 10 of the supercurrent as a function of the amplitude A of the control signal 6; the broken line curve schematically represents the evolution of the output voltage Vs as a function of the amplitude A.
  • the value of the output voltage Vs is measured so as to determine the minimum amplitude value of the control signal 6 for which the switching threshold 10 of the supercurrent is equal to or less than the value of the calibration current Ib flowing in the junction, here called the first cancellation amplitude.
  • the junction module 12 switches, that is to say here behaves like an open circuit, and the voltage between junction electrodes 14, 15 increases and becomes non-zero.
  • non-zero voltage values Vs are measured here around three amplitude values A1, A2, A3. More precisely here, around each of these three amplitude values A1, A2, A3, the voltage Vs presents a measurable deviation forming a voltage plateau. Thus, at these points, the junction module behaves like an open circuit and the output voltage Vs is non-zero. It can therefore be deduced that around these three amplitude values Al, A2, A3, the switching threshold 10 of the supercurrent is less than or equal to the calibration current Ib.
  • the minimum amplitude value is the Al value.
  • the values Al, A2 and A3 can be estimated as the values located in the middle of each of the tension plates.
  • the Al value is a reasonable approximation of the first cancellation amplitude.
  • a first predetermined coefficient is applied to the first cancellation amplitude Al, so as to obtain the optimum amplitude value for which, at the current frequency, the Shapiro current of order 1 of the junction module is maximum, or alternatively greater than the predetermined threshold.
  • the first predetermined coefficient is determined heuristically at the start of calibration at any frequency value and corresponds to the ratio between the first optimum amplitude and the first cancellation amplitude.
  • the predetermined coefficient is identical for all the frequencies of the predetermined frequency band.
  • the predetermined coefficient is less than 1.
  • the heuristic determination of the predetermined coefficient can be made on the basis of a measurement of the current-voltage characteristic of the junction module, as a function of the amplitude of the control signal, by iteratively searching for the amplitude of the control signal that minimizes the supercurrent.
  • a good starting value for the search for the predetermined coefficient is for example 0.7656.
  • the current-voltage characteristic of a junction module is defined as the set of points (l,V) such that V is the DC voltage across the terminals of the junction module and I is the DC current passing through the junction module. , equal to the voltage across resistor R3 divided by the value of resistor R3 of bias circuit 47.
  • the current-voltage characteristic is obtained by measuring the values l,V for several values of the bias voltage Vb produced by the generator 50 in an appropriate assembly.
  • a suitable set of bias voltages Vb for measuring the current-voltage characteristic is for example a set of 1000 values between a minimum value and a maximum value, the minimum value and the maximum value being preferably opposite, the maximum value resulting in a voltage value at the terminals of the junction module equal to at least 2*D/e, with e the load of the electron and D the energy of the superconducting gap of the material of the electrodes of the junction module.
  • the current frequency/optimal amplitude pair is recorded in the correspondence table.
  • a seventh step E7 if the value of the current frequency is not equal to the maximum frequency value of the predetermined frequency band, the value of the current frequency is incremented and the method resumes at the third step.
  • the incrementation of the value of the current frequency is here an incrementation of 100 MHz, but can take any value suitable for the implementation of an interpolation, for example 50 Hz, 10 KHz or even 1 Hz.
  • the calibration method ends when steps E3 to E6 have been implemented for all the possible frequency values of the predetermined frequency band, taking into account the chosen incrementation.
  • the voltage source 1 as described previously can be used according to the following steps.
  • the failover module disconnects the bias circuit 47 from the voltage source 1.
  • a desired output voltage value Vss is entered via the adjustment module 5, for example via the man-machine interface of the adjustment module 5.
  • the control signal 6 having the frequency f and the cancellation amplitude Al is applied to the junction module 12, in order to minimize the supercurrent switching threshold.
  • the zero voltage switching threshold being zero
  • the current fluctuations, in particular the parasitic fluctuations produced by the experimental environment cause the junction to switch to a non-zero voltage state.
  • the amplitude of the control signal 6 is then adjusted to the optimum value, so that the switching threshold of the Shapiro current of order 1 is maximum, which allows the voltage source 1 to supply a current maximum.
  • the presence of a maximum current minimizes the source's susceptibility to spurious fluctuations that could cause the junction module to switch to a different, undefined voltage, thus preventing a malfunction of voltage source 1.
  • the adjustment module selects an optimum frequency/amplitude pair from the correspondence table and applies the control signal having these frequency and amplitude values.
  • the passage time from one pair of values to another is preferably less than 1 ms.
  • FIG. 12 illustrates the current-voltage characteristics of the junction module 12 for five frequency values: one curve (No MW) corresponds to the absence of a control signal and four other curves correspond to frequency values of 10 GHZ, 20 GHz, 30 GHz and 40 GHz, where at each frequency the amplitude of this signal is adjusted to maximize the Shapiro current of order 1.
  • Each curve superimposes two current-voltage characteristics: one measured at voltage Vs increasing, the other at decreasing voltage Vs. They differ due to the hysteretic nature of the Josephson junctions.
  • FIG. 12 four broken lines represent the current-voltage values for which a Shapiro current of order 1 appears. Only seven features are shown in Figure 12 for simplicity; however, measurements carried out for all the possible frequencies of the control signal make it possible to deduce that at least for any frequency greater than or equal to 8 GHz, it is possible to maintain a non-zero Shapiro current, making possible the step of locking previously described.
  • Figure 13 illustrates the result of a measurement of the accuracy of the voltage source
  • a measurement device is coupled between the first output terminal 10 and the second output terminal 11, instead of the electrical device DUT.
  • the measuring device is here configured to receive a direct voltage and to deliver an alternating voltage, the spectral density of which is representative of the precision of the voltage source 1.
  • the measurement module operates analogously to the voltage source, with the difference that its input signal is a direct voltage and that it delivers an alternating voltage.
  • An emission peak is observed here at approximately 15380 MHz which corresponds to a voltage Vs of 31.8 pV.
  • the width of this emission peak is proportional to the DC voltage noise provided by voltage source 1. It can be deduced from the width at mid-height emission peak, here 60 kHz, that the relative precision of the source of voltage is at least 4*10 -6 , that is to say that the voltage source provides a noise of 125 picovolts for 31.8 microvolts of signal.
  • FIG. 14 represents two measurements of the output voltage of voltage source 1 as a function of time when the frequency of the control signal is varied.
  • a first curve El relates to a measurement carried out over a period of approximately 70 seconds when the voltage source operates according to the embodiment described previously, that is to say when the current of Shapiro of order 1 of the junction module is maximal, when the frequency of the control signal varies from 12 GHz to 40 GHz.
  • the duration of 70 seconds corresponds to the duration of data acquisition and does not indicate a time limit for latching the voltage source.
  • the mode of implementation of the calibration method described here is in no way limiting and it is possible to apply the calibration method to a higher order Shapiro current.
  • the use of a Shapiro current of order n makes it possible to divide by n the frequency of the control signal required to obtain the same voltage
  • the calibration method according to the invention comprises, for each frequency of the control signal 6 in the predetermined frequency band, a determination of the optimum amplitude of the control signal 6 for which the second-order Shapiro current of the junction module 12 is maximum.
  • step E6 a second optimal value is determined, which corresponds to the amplitude of the control signal which maximizes the second order Shapiro current, or alternatively for which the second order Shapiro current is greater than a second predetermined threshold.
  • the second optimum value is equal to the first cancellation amplitude to which a second predetermined coefficient has been applied, which is determined analogously to the first predetermined coefficient, with the difference that it corresponds to the ratio between the second amplitude optimal and the first cancellation amplitude.
  • An indicative value of this coefficient is 1.2700.
  • the second optimal amplitude values are recorded in the correspondence table so as to be each associated with their respective current frequency.
  • voltage source 1 can be used analogously to what was described previously in connection with operation on a Shapiro current of order 1, with the difference that:
  • the control signal 6 having the frequency f and the first cancellation amplitude is applied to the junction module 12, in order to minimize the supercurrent switching threshold.
  • An additional step includes a minimization of the Shapiro current of order 1 by applying a second cancellation amplitude, that is to say here the non-zero minimum amplitude of the control signal 6 which cancels the Shapiro current of order 1.
  • the Shapiro current of order 2 is non-zero and current fluctuations cause the junction to switch to a stable state at the desired voltage value.
  • the second cancellation amplitude is equal to the first cancellation amplitude to which a third predetermined coefficient has been applied.
  • the third coefficient is determined analogously to the first predetermined coefficient, except that it corresponds to the ratio between the second cancellation amplitude and the first cancellation amplitude.
  • An indicative value of this coefficient is 1.5933.
  • the Shapiro current of order 2 is maximized by adjusting the amplitude of the control signal 6 to the second optimum value.
  • the adjustment module 5 selects an optimum frequency/second amplitude pair in the table correspondence and applies the control signal having these values.
  • the curve E2 of FIG. 14 relates to a measurement of the output voltage Vs carried out for approximately 8 seconds when the voltage source 1 operates according to this last embodiment, that is to say when the current second order Shapiro of the junction module is maximal, by varying the frequency of the control signal from 9 to 39.5 GHz. It is observed that the output voltage Vs varies from approximately 37 microvolts to approximately 163 microvolts, according to a second metrological proportionality coefficient equal to 2*h/2e*f. The duration of 8 seconds corresponds to the duration of data acquisition and does not indicate a time limit for latching the voltage source. The part of the curve E2 close to zero voltage comes from the fact that the data acquisition started a fraction of a second before locking.
  • the correspondence tables described previously comprise the optimal frequency/amplitude pairs, the optimal amplitudes of each pair being obtained by applying a predetermined coefficient to the first cancellation values. Go- laughing, it would be possible for the correspondence tables to include the frequency/first cancellation amplitude pairs, and for the adjustment means to be configured to automatically apply the adapted predetermined coefficient during operation of the voltage source.
  • the source so that it sequentially delivers different output voltage values, each output voltage value being obtained by the method described previously.
  • the junction module 12 comprises a single Josephson junction 13.
  • the junction module 12 could comprise a plurality of Josephson junctions connected in series or, as shown in Figure 16 the junction module 12 could comprise a plurality of Josephson junctions connected in parallel.
  • the junction module 12 may also comprise both Josephson junctions mounted in series and Josephson junctions mounted in parallel.
  • the Josephson junctions are preferably made so as to be identical to each other so that the switching events occur. simultaneously for all junctions of the module.
  • the invention is compatible with any type of cryostat insofar as this makes it possible to place the integrated circuit 2 in a state superconductor, that is to say subject to possibly adapting the materials of the integrated circuit 2.
  • the invention is for example compatible with a helium bath cryostat and with a pulsed tube cryostat which make it possible to achieve temperatures close to 4K, the conductive elements of the integrated circuit then being made for example of Nobium.
  • the procedure for producing the insulating barrier separating the two electrodes 14, 15 from the junction 12 can then include depositing a few nanometers of insulating material, or depositing a few nanometers of aluminum followed by total or almost total oxidation.
  • the adjustment module 5 described previously makes it possible to adjust the amplitude and the frequency of the control signal by controlling the microwave generator 4.
  • the adjustment module 5 does not not control the microwave generator 4 but comprises attenuators and/or amplifiers configured to receive the control signal 6, to carry out amplification and/or attenuation operations, and to transmit the amplified control signal and /or attenuated to the integrated circuit 2.
  • the adjustment module 5 comprises a computer which controls said attenuators and/or said amplifiers.
  • the calibration method described above comprises a measurement of the output voltage Vs and a detection of a variation of the output voltage Vs which corresponds, after application of a predetermined coefficient, to a optimum amplitude value for which the Shapiro current of order 1 of the junction module 12 is maximum
  • it would be possible, in order to determine this amplitude value to determine the current-voltage characteristic of the junction module for each amplitude possible or for a plurality of possible amplitudes of each current frequency of the control signal, and to determine for each frequency value, the current-voltage characteristic established having the highest Shapiro current value of order 1 in order to obtain the optimal amplitude directly.

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Abstract

L'invention concerne une source de tension électrique (1) comprenant - un circuit intégré (2) comportant deux bornes d'entrée configurées pour recevoir un signal électrique de commande, deux bornes de sortie configurées pour délivrer une tension de sortie (Vs), au moins une jonction de Josephson et qui est couplé aux bornes d'entrées et aux bornes de sortie de façon que la valeur de la tension de sortie (Vs) dépende de la fréquence du signal électrique de commande (6), - un module cryogénique (3), - un générateur de micro-ondes (4) configuré pour délivrer le signal électrique de commande (6). La source de tension électrique (1) comporte un module d'ajustement (5) configuré pour ajuster l'amplitude du signal électrique de commande (6) en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée. L'invention concerne en outre un procédé de calibration d'une telle source.

Description

Source de tension et procédé de calibration de cette source de tension
Domaine technique
[0001] La présente invention concerne le domaine technique des sources de tension, plus précisément des sources de tension de haute précision, notamment de précision métro- logique.
[0002] En particulier, l'invention concerne une source de tension et un procédé de calibration de la source de tension.
Arrière-plan technologique
[0003] Dans le domaine ci-dessus, il existe des sources de tension comportant un circuit intégré placé dans un état supraconducteur et comportant une ou plusieurs jonctions dites « de Josephson ». Ces sources de tension, dont le fonctionnement est basé sur l'effet Josephson alternatif, permettent de fournir une tension électrique avec une très haute précision, typiquement une précision d'au moins 100 picovolts pour 1 volt . Ces sources sont notamment utilisées pour fournir une valeur standard du volt. L'utilisation de l'effet Josephson alternatif pour produire des tensions électriques est décrit notamment dans l'article « Sidney Shapiro, Josephson Currents in Superconducting Tunneling: The Effect of Microwaves and Other Observations, Phys. Rev. Lett. 11, 80, 1963 ».
[0004] Toutefois, ces sources ne permettent pas un ajustement continu de la tension qu'elle délivre, ou à tout le moins ne permettent pas un ajustement suffisamment fin ou exempt de discontinuités. En particulier, le pas de réglage de ces sources est inférieur au pas de réglage de certaines sources de tension classiques, ou non métrologiques, c'est-à- dire par exemple une résolution moins bonne que 10 microvolts pour 1 volt. Par ailleurs, pour les sources de type PJVS (« Programmable Josephson Voltage Standard » en langue anglaise, ou « étalon de tension Josephson programmable » en langue française), l'ajustement de telles sources génère des signaux qui peuvent présenter des états transitoires imprécis.
[0005] Ainsi il n'est pas possible d'employer ces sources à haute précision en tant que générateur de fonctions arbitraires afin notamment de fournir des signaux arbitraires à des dispositifs électriques en fonctionnement. [0006] Bien que certaines sources, notamment les sources de type JAWS (« Josephson Arbitrary Waveform Synthesizer » en langue anglaise, ou « Synthétiseur de formes d'ondes arbitraires Josephson » en langue française), permettent la génération de tensions variables d'amplitude RMS de précision métrologique, elles présentent d'autres défauts, notamment une précision inférieure et une discrétisation résiduelle dans la variation de la tension, ce qui limite la résolution. En outre, cette technique ne permet pas de produire une tension strictement continue.
[0007] Dans certains domaines, notamment celui de la physique mésoscopique ou celui des ordinateurs quantiques, le manque de précision des sources de tension ajustables classiques et les défauts des sources de tension métrologiques sont des freins à l'amélioration des performances des dispositifs électroniques.
Résumé de l'invention
[0008] La présente invention propose une solution aux problèmes susmentionnés.
[0009] Selon un aspect, il est proposé une source de tension électrique comprenant
- un circuit intégré comportant une première borne d'entrée et une deuxième borne d'entrée configurées pour recevoir un signal électrique de commande, une première borne de sortie et une deuxième borne de sortie configurées pour délivrer une tension de sortie, un module à jonction comportant au moins une jonction de Josephson et qui est couplé aux première et deuxième bornes d'entrées et aux première et deuxième bornes de sortie de telle façon que la valeur de la tension de sortie dépende de la fréquence du signal électrique de commande,
- un module cryogénique configuré pour maintenir le circuit intégré dans des conditions dans lesquelles le circuit intégré est dans un état supraconducteur,
- un générateur de micro-ondes couplé aux première et deuxième bornes d'entrée et configuré pour délivrer le signal électrique de commande, caractérisé en ce que la source de tension électrique comporte un module d'ajustement configuré pour ajuster l'amplitude du signal électrique de commande en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée. [0010] Un tel dispositif permet avantageusement de fournir une tension ajustable avec une précision métrologique. En particulier, la présence d'une jonction de Josephson et l'ajustement de la fréquence en lien avec l'amplitude du signal de commande permettent un ajustement stable de la tension de sortie pour une large bande de fréquence du signal de commande.
[0011] Selon un mode de réalisation, la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d'amplitude optimale respective.
[0012] Selon un mode de réalisation, la règle prédéterminée comporte l'association de chaque fréquence d'un ensemble de fréquences du signal de commande à une amplitude optimale du signal de commande pour laquelle un courant de Shapiro du module à jonction est non nul et de préférence supérieur à un seuil prédéterminé. Par exemple, le seuil prédéterminé est déterminé en fonction de la charge couplée à la source de tension et/ou en fonction des fluctuations de courant à travers le module à jonctions causées par son environnement électromagnétique. Ce seuil prédéterminé est de préférence plus grand que le courant consommé par la charge, et typiquement d'au moins 10 nA dans un cryostat de laboratoire à une température de 10 mK.
[0013] Selon un mode de réalisation, le module d'ajustement est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande dans une bande de fréquence prédéterminée.
[0014] Selon un mode de réalisation, la bande de fréquence prédéterminée présente une largeur d'au moins 5 GHz.
[0015] Selon un mode de réalisation, la bande de fréquence prédéterminée couvre des fréquences comprises entre 9 et 40 GHz.
[0016] Selon un mode de réalisation, le module d'ajustement est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande avec un pas d'ajustement inférieur ou égal à 100 kHz. Par exemple, dans un mode de réalisation, le pas d'ajustement est inférieur ou égal à 1 Hz.
[0017] Selon un mode de réalisation, une variation d'1 Hz de la fréquence du signal de commande entraîne une variation de 1 Hz * h/2e = 2.06783383 femtovolts de la tension de sortie, où h est la constante de Planck et e la charge de l'électron. Avec un signal de commande de fréquence maximum 40 GHz, ceci correspond à une résolution de 2.5*10A- 11.
[0018] Selon un mode de réalisation, le module à jonction est couplé aux première et deuxième bornes d'entrée par l'intermédiaire d'un circuit de couplage large bande.
[0019] Un circuit de couplage large bande est entendu ici comme un circuit configuré pour transmettre un signal de fréquence micro-onde avec un taux de variation de l'atténuation inférieur à 5dB/10MHz dans toute la bande de fréquence prédéterminée.
[0020] Selon un mode de réalisation, le circuit de couplage large bande comporte un chemin électrique qui couple le module à jonction aux première et deuxième bornes d'entrée et dont la longueur est inférieure à la longueur d'onde du signal de commande dans le circuit intégré, à la fréquence maximale de ladite bande de fréquence prédéterminée.
[0021] Selon un mode de réalisation, la première borne d'entrée et la deuxième borne d'entrée sont couplées au générateur de micro-ondes par l'intermédiaire d'une ligne de transmission micro-onde.
[0022] Une ligne de transmission est entendue ici comme un moyen matériel de transmission d'un signal de fréquence micro-onde, caractérisé par une impédance caractéristique constante sur sa longueur, évitant ainsi l'apparition de réflexions internes créant des modes longitudinaux, donc des résonances.
[0023] Une ligne de transmission peut inclure des composants tels que des atténuateurs ou des amplificateurs, sous réserve qu'ils ne produisent pas de discontinuité d'impédance.
[0024] Préférentiellement, la ligne de transmission est un câble coaxial, présentant par exemple une impédance caractéristique de 50 Ohm.
[0025] Selon un mode de réalisation, le module à jonction comporte une première électrode de jonction couplée à la première borne de sortie et couplée à la première borne d'entrée par l'intermédiaire d'un premier condensateur de découplage, et une deuxième électrode de jonction couplée à la deuxième borne de sortie et couplée à la deuxième borne d'entrée par l'intermédiaire d'un deuxième condensateur de découplage.
[0026] Les condensateurs de découplage peuvent être réalisés directement sur le circuit intégré ou par toute autre méthode assurant un bon couplage du signal alternatif entre la ligne de transmission et le module à jonction, tout en minimisant le couplage du courant continu. [0027] Selon un mode de réalisation, le module à jonction comporte une pluralité de jonctions de Josephson.
[0028] Selon un mode de réalisation, au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en parallèle. Cela permet d'augmenter le courant maximum délivré par la source.
[0029] Selon un mode de réalisation, au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en série. Cela permet d'augmenter la tension délivrée par la source.
[0030] Selon un mode de réalisation, la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d'amplitude optimale respective par l'emploi d'une table de correspondance, le module d'ajustement étant configuré pour faire passer la source de tension d'une première configuration dans laquelle le signal de commande présente une première valeur de fréquence et une première valeur d'amplitude optimale correspondante de la table de correspondance, à une deuxième configuration dans laquelle le signal de commande présente une deuxième fréquence et une deuxième amplitude optimale correspondante de la table de correspondance.
[0031] Une table de correspondance est particulièrement avantageuse pour lier des valeurs de fréquence et d'amplitude du signal de commande en l'absence de relation mathématique entre ces deux grandeurs.
[0032] Selon un mode de réalisation, le module d'ajustement est configuré pour interpoler une valeur d'amplitude intermédiaire en fonction d'au moins deux valeurs d'amplitude associées à des valeurs de fréquences consécutives dans la table de correspondance.
[0033] Cela permet avantageusement de réduire la taille de la table de correspondance, qui ne contient alors que certaines fréquences de la bande de fréquences prédéterminée, en densité suffisante pour permettre l'interpolation. Par exemple, un espacement maximal des fréquences consécutives dans la table de correspondance de 100MHz convient à l'interpolation de valeurs intermédiaire. Un espacement maximal différent, par exemple 200MHz, 40 Mhz ou 20Mhz peut aussi convenir. L'homme du métier saura choisir l'espacement maximal en fonction de la méthode d'interpolation employée et des caractéristiques du chemin électrique entre le générateur du signal de commande et le module à jonction. [0034] Selon un aspect, il est proposé un procédé de calibration d'une source de tension selon l'invention, comportant, pour chaque fréquence d'un ensemble de fréquences du signal de commande, une détermination d'une amplitude optimale du signal de commande pour laquelle un courant de Shapiro du module à jonction 12 est non-nul, par exemple supérieur à un seuil prédéterminé, et de préférence maximal, et l'établissement d'une règle prédéterminée permettant d'associer chaque fréquence à une amplitude optimale correspondante.
[0035] Par exemple, le seuil prédéterminé est déterminé en fonction de la charge couplée à la source de tension et/ou en fonction des fluctuations de courant à travers le module à jonctions causées par son environnement électromagnétique. Ce seuil prédéterminé est de préférence plus grand que le courant consommé par la charge, et typiquement d'au moins 10 nA dans un cryostat de laboratoire à une température de 10 mK.
[0036] Selon un mode de mise en œuvre, la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d'amplitude optimale respective par l'emploi d'une table de correspondance.
[0037] Selon un mode de réalisation, le courant de Shapiro est un courant de Shapiro d'ordre 1 ou un courant de Shapiro d'ordre 2.
[0038] Le courant de Shapiro d'ordre n d'une jonction de Josephson est le courant continu qui circule entre les électrodes d'une jonction de Josephson lorsqu'on applique une tension alternative auxdites électrodes en présence d'une composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction égale à
[0039] [Math. 1]
[0040] Vn = n^f
[0041] avec h la constante de Planck, e la charge élémentaire d'un électron et f la fréquence de la tension alternative, ici le signal de commande.
[0042] Le courant de Shapiro d'ordre 0, pour lequel la composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction est nulle, est classiquement appelé « supercourant ».
[0043] Selon un mode de mise en œuvre, la détermination de l'amplitude optimale comporte a. une polarisation du module à jonction de façon que la tension de sortie soit nulle et qu'un courant non nul traverse le module à jonction, b. une mesure de la tension de sortie, la mesure étant caractérisée par une incertitude de mesure, c. une détermination d'une valeur minimale d'amplitude du signal de commande à laquelle la tension de sortie varie avec une amplitude prédéterminée, d. une application d'un coefficient prédéterminé à la valeur minimale d'amplitude de façon à obtenir ladite valeur d'amplitude optimale.
[0044] Selon un mode de mise en œuvre, l'amplitude prédéterminée est égale à quatre fois l'incertitude de mesure.
[0045] Selon un mode de mise en œuvre, lesdites fréquences de l'ensemble de fréquences sont espacées au maximum de 100 MHz.
[0046] Cela permet avantageusement de déduire de façon précise, par exemple par interpolation, des valeurs de fréquences intermédiaires qui n'ont pas été mesurées et les valeurs d'amplitude optimale qui y sont associées. Ainsi, il n'est pas nécessaire d'obtenir une table de correspondance contenant toutes les fréquences de la bande de fréquence prédéterminée et le procédé de calibration est donc simplifié.
[0047] Les différentes caractéristiques, variantes et formes de réalisation de l'invention peuvent être associées les unes avec les autres selon diverses combinaisons dans la mesure où elles ne sont pas incompatibles ou exclusives les unes des autres.
Brève description des figures
[0048] Diverses autres caractéristiques de l'invention ressortent de la description annexée effectuée en référence aux dessins qui illustrent des formes, non limitatives, de réalisation de l'invention et où :
[0049] la figure 1 est un diagramme illustrant une source de tension selon l'invention,
[0050] la figure 2 est un schéma électrique d'un circuit intégré d'une source de tension selon l'invention qui alimente un dispositif électronique,
[0051] la figure 3 illustre un premier masque employé dans une étape de fabrication du circuit intégré de la figure 2,
[0052] la figure 4 illustre un deuxième masque employé dans une deuxième étape de fabrication du circuit intégré de la figure 2,
[0053] la figure 5 est une vue topographique de dessus du circuit intégré de la figure 2, [0054] la figure 6 illustre une première face d'une carte à circuit imprimé intégrant le circuit intégré de la figure 2,
[0055] la figure 7 illustre une deuxième face de la carte à circuit imprimé de la figure 6,
[0056] la figure 8 illustre un circuit de polarisation employé dans un procédé de calibration de la source de tension selon l'invention,
[0057] la figure 9 illustre un système de calibration de la source de tension selon l'invention,
[0058] la figure 10 illustre un procédé de calibration de la source de tension selon l'invention,
[0059] la figure 11 illustre l'évolution de la tension de sortie de la source de tension et du seuil de basculement d'une jonction lors d'une mise en œuvre du procédé selon l'invention,
[0060] la figure 12 illustre des caractéristiques courant-tension d'un module à jonction de la source de tension de la figure 1 pour différentes valeurs de fréquence du signal de commande,
[0061] la figure 13 illustre le résultat d'une mesure indirecte de la précision de la source de tension de la figure 1,
[0062] la figure 14 illustre les résultats de mesures de la tension délivrée par la source de tension de la figure 1,
[0063] la figure 15 illustre une variante de réalisation du circuit intégré de la figure 2,
[0064] la figure 16 illustre une autre variante de réalisation du circuit intégré de la figure 2.
[0065] Il est à noter que sur ces figures les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différentes variantes peuvent présenter les mêmes références.
[0066] Diverses autres modifications peuvent être apportées à l'invention dans le cadre des revendications annexées.
Description détaillée
[0067] La source de tension 1 illustrée sur la figure 1 comporte un circuit intégré 2 placé à l'intérieur d'un module cryogénique 3, un générateur de micro-onde 4 et un module d'ajustement 5. Un dispositif électrique DUT est ici alimenté par la source de tension 1.
[0068] Le circuit intégré 2 est réalisé sur un substrat semi-conducteur ou isolant, par exemple ici du silicium non dopé, et comporte des portions conductrices, par exemple ici de l'aluminium, et des portions isolantes, par exemple ici de l'oxyde d'aluminium. Les matériaux du circuit intégré 2 sont ici choisis de façon que le circuit intégré 2 puisse être dans un état supraconducteur, sous réserve des conditions de température adaptées imposées notamment par le module cryogénique. Ce circuit 2 est configuré pour délivrer une tension de sortie Vs et sera décrit plus en détail ci-après.
[0069] Le module cryogénique 3 est ici un cryostat à dilution comportant classiquement un caisson thermiquement isolant abritant une chambre à vide comportant un espace de mélange alimenté par un circuit de pompage et de circulation de fluides. Les fluides employés sont ici classiquement deux isotopes de l'hélium, l'hélium 3 et l'hélium 4. Le module cryogénique 3 permet d'atteindre, dans sa partie inférieure comportant le circuit intégré 2, des températures inférieures à 100 mK, en particulier ici une température de lOmK.
[0070] A cette température, le circuit intégré 2 est dans un état supraconducteur, c'est-à- dire un état dans lequel ses éléments conducteurs ne présentent pas de résistance électrique.
[0071] Le circuit intégré 2 est commandé par le générateur de micro-ondes 4 qui délivre un signal de commande 6, ici une tension alternative, pouvant prendre des valeurs de fréquences inférieures à 300 GHz.
[0072] Le module d'ajustement 5 est ici configuré pour ajuster l'amplitude du signal électrique de commande 6 en fonction de sa fréquence, selon une règle prédéterminée. Ici, le module d'ajustement 5 est configuré pour commander le générateur de micro-ondes 4, notamment en imposant la fréquence et l'amplitude du signal de commande 6.
[0073] Par exemple ici, le module d'ajustement 5 est un ordinateur comprenant classiquement un processeur, une mémoire abritant un code programme, et une interface homme- machine permettant à un utilisateur d'entrer certains paramètres, notamment la valeur de la tension de sortie Vs souhaitée. Ici, le code programme est configuré pour implémenter un algorithme traduisant la valeur de tension de sortie Vs souhaitée, entrée par l'utilisateur, en un couple de valeurs de fréquence et d'amplitude optimale du signal de commande 6, liées entre elles par la règle prédéterminée. Par exemple, le module d'ajustement est configuré pour délivrer au générateur de micro-ondes un signal de réglage 7 comportant des instructions de réglage relatives aux valeurs du couple fréquence-ampli- tude optimale du signal de commande 6. Les valeurs possibles du couple fréquence-amplitude optimale du signal de commande sont ici enregistrées dans une table de correspondance mémorisée dans la mémoire du module d'ajustement 5. La table de correspondance définit ici la règle prédéterminée.
[0074] Par exemple ici, la table de correspondance comporte une liste de fréquences comprises dans une bande de fréquence prédéterminée dont la largeur est d'au moins 5 GHZ, et en particulier ici dont la largeur est de 40 GHz et qui s'étend dans cet exemple entre 0 et 40 GHz. Les fréquences de la table de correspondance sont ici espacées d'un pas de 100 MHz, chacune de ces fréquences étant associée à une amplitude optimale correspondante.
[0075] Le module d'ajustement 5 est ici configuré pour interpoler les fréquences intermédiaires, c'est-à-dire les fréquences comprises dans la bande de fréquence prédéterminée mais non présentes dans la table de correspondance, ainsi que les amplitudes optimales intermédiaires correspondant aux fréquences intermédiaires. Ainsi, bien que les fréquences de la table de correspondance soient séparées d'un pas de 100 MHz, le module d'ajustement 5 peut ajuster le signal de commande avec d'autres valeurs de fréquences et d'amplitude que celles présentes dans la table de correspondance, au moyen d'une interpolation utilisant les valeurs d'amplitude associées respectivement à au moins deux fréquences de la table de correspondance, par exemple ici deux fréquences. Par exemple, le module d'ajustement 5 est configuré pour ajuster la fréquence du signal de commande avec un pas de 10 KHz.
[0076] Dans la configuration de la source de tension 1 présentement illustrée, le générateur de micro-ondes 4 est configuré pour générer le signal de commande 6 dans la bande de fréquence prédéterminée.
[0077] Le circuit intégré 2, illustré de façon schématique sur la figure 2, comporte une première borne d'entrée 8 et une deuxième borne d'entrée 9 configurées pour recevoir le signal de commande 6. Le circuit intégré 2 comporte en outre une première borne de sortie 10 et une deuxième borne de sortie 11 configurées pour délivrer la tension de sortie Vs.
[0078] Le circuit intégré 2 comporte un module à jonction 12 comportant ici une jonction de Josephson 13, dont une première électrode de jonction 14 est couplée conductivement, c'est-à-dire par une connexion avec contact (non capacitive) à la première borne de sortie 10 et à la première borne d'entrée 8 par l'intermédiaire d'un premier condensateur de découplage 16, et dont une deuxième électrode de jonction 15 est couplée conductive- ment à la deuxième borne de sortie 11 et à la deuxième borne d'entrée 9 par l'intermédiaire d'un deuxième condensateur de découplage 17. Le premier condensateur de découplage 16 possède ici une capacité de 10 pF et le deuxième condensateur de découplage 17 possède ici une capacité de 10 pF.
[0079] Le chemin électrique allant des bornes d'entrée 8 et 9 jusqu'aux électrodes de jonctions 14 et 15, et comportant le premier condensateur 16 et le deuxième condensateur 17, forme ici un circuit de couplage large bande.
[0080] Un module capacitif 18 est couplé entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11. Ici, le module capacitif 18 comporte un troisième condensateur 19 et un quatrième condensateur 20 couplés en série entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11. Le rôle du module capacitif 18 est de réduire la composante alternative du courant circulant à travers le module à jonction en procurant un chemin de basse impédance aux signaux de haute fréquence, réduisant ainsi les éventuels effets chaotiques issus de la rétroaction entre le module à jonction et le signal de commande. Le troisième condensateur 19 et le quatrième condensateur 20 présentent des valeurs au moins 100 fois supérieures à la valeur de la capacité intrinsèque du module à jonction 12, par exemple ici des valeurs d'au moins 10 picofarads.
[0081] Ainsi la tension Vs est la composante continue de la tension entre les électrodes de jonction 14 et 15.
[0082] Les première et deuxième bornes d'entrée 8, 9 sont couplées au générateur de micro-onde 4 par l'intermédiaire d'une ligne de transmission micro-onde 21 comportant un premier conducteur 22 couplé à la première borne d'entrée 8 et un deuxième conducteur 23 couplée à la deuxième borne d'entrée 9 et à la masse GND. Par exemple ici, la ligne de transmission 21 est un câble coaxial d'impédance 50 Ohms.
[0083] La première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11 sont ici couplées au dispositif électronique DUT de façon qu'il soit alimenté par la source de tension 1.
[0084] Grâce au circuit intégré 2 qui vient d'être décrit et aux propriétés de la jonction de Josephson 13, la tension de sortie Vs dépend de la fréquence du signal de commande 6. Par exemple ici, la tension de sortie Vs dépend de la fréquence du signal de commande de telle façon qu'une variation de 1 Hz de la fréquence du signal de commande 6 entraîne une variation de la tension de sortie Vs de 2.06783383 femtovolts.
[0085] Les figure 3 à 5 illustrent des étapes de fabrication du circuit intégré 2.
[0086] Lors d'une première étape de fabrication, on réalise un dépôt d'un premier empilement du circuit au travers d'un premier masque Ml (représenté sur la figure 3) constitué de deux couches de résines superposées, la couche inférieure ayant une épaisseur d'environ 2 pm et la couche supérieure, d'épaisseur environ 1.5 pm, étant photosensible. Le masque Ml comporte une première ouverture M10 et une deuxième ouverture Mil réalisées par lithographie optique suivie d'un développement.
[0087] La structure bicouche du premier masque Ml permet la formation d'un pont PT formé par la couche de résine supérieure, c'est-à-dire une zone d'environ 1 pm par 4 pm qui sépare les deux ouvertures M10 et Mil, la couche de résine inférieure étant entièrement dissoute sous le pont. Ce pont, notamment connu sous l'appellation « pont de Dolan » permet la réalisation d'une jonction Josephson, comme décrit ci-après.
[0088] La formation du premier empilement du circuit comporte un dépôt d'une première sous-couche d'aluminium de 30 nanomètres d'épaisseur selon un angle de dépôt non nul, de façon qu'une partie du dépôt se fasse sous le pont PT. Par exemple ici, l'angle de dépôt est un angle de +26°, défini par rotation autour de l'axe longitudinal du pont PT, l'angle nul correspondant à une direction perpendiculaire au substrat. La première étape de fabrication comporte en outre une oxydation de la première sous-couche d'aluminium sous 200 millibars d'oxygène pendant 10 minutes, de façon à former une couche d'oxyde d'aluminium sur la première sous-couche d'aluminium, et un dépôt d'une deuxième sous- couche d'aluminium de 50 nanomètres d'épaisseur selon un deuxième angle de dépôt opposé au premier angle de dépôt, ici un angle de -26°, de façon qu'une partie du dépôt se fasse sous le pont PT, par-dessus la couche d'oxyde d'aluminium, formant ainsi sous le pont PT la jonction de Josephson 13. Cette étape de réalisation d'une jonction de Joseph- son, classique et connue en soi, est notamment décrite plus en détail dans l'article « Dolan, G. J. (Sep 1977). Offset masks for lift-off photoprocessing. Applied Physics Letters, 31(5),
337-339. » [0089] Le masque Ml est ensuite dissout afin de se débarrasser de la matière évaporée lors de la première étape sur les zones non-développées.
[0090] Une première portion du premier empilement du circuit, située au-dessus d'une première zone du substrat correspondant à la première ouverture M10, formera, une fois le procédé de fabrication achevé, la première borne de sortie 10, une première électrode du premier condensateur 16, une première électrode du troisième condensateur 19, et la première électrode de jonction 14. Une deuxième portion du premier empilement du circuit, située au-dessus d'une deuxième zone du substrat correspondant à la deuxième ouverture Mil, formera la deuxième borne de sortie 11, une première électrode du deuxième condensateur 17, une première électrode du quatrième condensateur 20, et la deuxième électrode de jonction 15.
[0091] Lors d'une deuxième étape de fabrication, on réalise par deux dépôts successifs à l'aide d'un deuxième masque M2 (représenté sur la figure 4) comportant une première ouverture M20, une deuxième ouverture M21 et une troisième ouverture M22, un deuxième empilement du circuit comprenant une couche inférieure isolante d'épaisseur 100 nanomètres, par exemple ici une couche d'oxyde d'aluminium, et une couche supérieure d'épaisseur 200 nanomètres, par exemple ici une couche d'aluminium.
[0092] Le masque M2 est ensuite dissout afin de se débarrasser de la matière évaporée lors de la deuxième étape sur les zones non-développées du masque.
[0093] Une première portion du deuxième empilement du circuit forme la première borne d'entrée 8 et forme, là où elle recouvre partiellement la première portion du premier empilement du circuit au-dessus de la première zone du substrat, le diélectrique et une deuxième électrode du premier condensateur 16.
[0094] Une deuxième portion du deuxième empilement du circuit forme la deuxième borne d'entrée 9 et forme, là où elle recouvre partiellement la deuxième portion du premier empilement du circuit au-dessus de la deuxième zone du substrat, le diélectrique et la deuxième électrode du deuxième condensateur 17.
[0095] Une troisième portion du deuxième empilement du circuit recouvre partiellement la première portion et partiellement la deuxième portion du premier empilement au-dessus d'une troisième zone 34 du substrat correspondant à la troisième ouverture M22 et forme ainsi la deuxième électrode du troisième condensateur 19 et la deuxième électrode du quatrième condensateur 20°.
[0096] Une vue de dessus du circuit intégré 2 obtenu par le procédé de fabrication précédemment décrit est illustré sur la figure 5. Le circuit intégré 2 s'étend ici sur une surface de 280x205 micromètres carrés, et pourrait en variante s'étendre sur toute surface dans la mesure où le circuit permet un couplage large bande du signal de commande entre les bornes d'entrée 8, 9 et les électrodes de jonction 14, 15.
[0097] Ici, les dimensions des ouvertures des masques Ml et M2, et donc les dimensions du circuit intégré 2, sont choisies de telle manière qu'un signal électrique circulant entre la première borne d'entrée 8 ou la deuxième borne d'entrée 9 et le module à jonction 12 parcourent une distance inférieure à la longueur d'onde du signal de commande 6 à la fréquence maximale de la bande de fréquences prédéterminées (ici 40 GHz). Par exemple ici, cette distance est égale à 140 micromètres.
[0098] Les figures 6 et 7 illustrent respectivement une première face 35 et une deuxième face 36 d'une carte à circuit imprimé 37 à laquelle est fixé et connecté le circuit intégré 2. Par exemple, la carte à circuit imprimé 37 peut être équipée de connecteurs et placée dans un boîtier de protection et de blindage électrique.
[0099] La première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11 sont ici électriquement couplées respectivement à une première piste métallique 38 de la carte 37 via un premier fil conducteur 40 et à une deuxième piste métallique 39 de la carte 37 par un deuxième fil conducteur 41. Les pistes métalliques 38, 39 sont ici réalisées en cuivre et les fils conducteurs 40, 41 sont ici en aluminium et réalisés par microsoudure. De préférence, les fils 45 et 46 présentent une longueur inférieure à 1 millimètre.
[0100] Les première et deuxième pistes métalliques 38, 39 s'étendent ici sur la première face 35 de la carte à circuit imprimé 37, jusqu'à respectivement un premier via traversant 42 et un deuxième via traversant 43 configurés pour permettre un contact électrique depuis la deuxième face 36 de la carte. Les vias traversants 42, 43 sont par exemple ici configurés pour permettre la connexion d'un connecteur sur la deuxième face 36 de la carte.
[0101] La première borne d'entrée 8 et la deuxième borne d'entrée 9 sont chacune couplée à un connecteur 44 pour ligne de transmission micro-ondes, ici un connecteur pour câble coaxial, respectivement par un troisième fil conducteur 45 et un quatrième fil conducteur 46, par exemple ici des fils d'aluminium réalisés par microsoudure. Le connecteur 44 est ici connecté en surface par compression au niveau de la deuxième face 36, et électriquement couplé à la première face 35 par un via adapté à transmettre des signaux de fréquences micro-onde.
[0102] La figure 8 illustre un circuit de polarisation 47 configuré pour être couplé au circuit intégré 2 lors d'un procédé de calibration selon l'invention. Le circuit de polarisation 47 est notamment configuré pour faire circuler un courant à travers le module à jonction 12 et pour faire varier la valeur de ce courant.
[0103] Le circuit de polarisation 47 comporte une première borne de polarisation 48 et une deuxième borne de polarisation 49 configurées pour être couplées respectivement à la première borne de sortie 10 et à la deuxième borne de sortie 11.
[0104] Le circuit de polarisation 47 est ici couplé à un générateur de tension 50 configuré pour délivrer une tension de polarisation Vb et comporte une première résistance RI et une deuxième résistance R2 d'une valeur de 10 kilo-ohms chacune, une troisième résistance R3 et une quatrième résistance R4 d'une valeur de 50 ohms chacune, et une cinquième résistance R5 d'une valeur de 20 ohms.
[0105] Une première borne BC1 de la cinquième résistance R5 est commune à la première résistance RI et à la troisième résistance R3 et une deuxième borne BC2 de la cinquième résistance R5 est commune à la deuxième résistance R2 et à la quatrième résistance R4. Une deuxième borne de la première résistance RI est couplée à la borne positive du générateur de tension 50, une deuxième borne de la deuxième résistance R2 est couplée à la borne négative du générateur de tension. Une deuxième borne de la troisième résistance R3 est couplée à la première borne de polarisation 48 et une deuxième borne de la quatrième résistance R4 est couplée à la deuxième borne de polarisation 49.
[0106] Le système de calibration 51 illustré sur la figure 9 comporte la source de tension 1 telle que décrite précédemment en lien avec la figure 1, un boîtier de calibration 52 comportant le circuit de polarisation 47, le générateur de tension 50, un module de mesure 54, ici un oscilloscope, configuré pour mesurer la tension de sortie Vs et le courant au travers du module à jonction 12, qui est égal à la tension aux bornes de la résistance R3 divisée par la valeur de la résistance R3, et pour transmettre les valeurs mesurées au module d'ajustement 5, ainsi qu'un module de commutation 53 configuré pour faire passer le système d'une première configuration dans laquelle le système 51 peut être calibré vers une deuxième configuration dans laquelle le système 51 est, d'un point de vue fonctionnel, identique à la source de courant 1 illustré sur la figure 1.
[0107] Le module de commutation 53 comporte par exemple un système électrique de contrôle d'un relais électromécanique permettant d'ouvrir ou de fermer simultanément le chemin électrique entre la borne 48 du module de polarisation et la borne 10 du module à jonction, et le chemin électrique entre la borne 49 du module de polarisation et la borne 11 du module à jonction. Ainsi le module de commutation 53 commande le couplage du circuit de polarisation 47 au circuit intégré 2.
[0108] Le générateur de tension 50 et le module de commutation 53 sont commandés par le module d'ajustement 5.
[0109] Le procédé de calibration de la source de tension 1 est mis en œuvre ici par le système de calibration 51. Il comporte, pour chaque fréquence du signal de commande 6 dans la bande de fréquences prédéterminée, une détermination de l'amplitude optimale du signal de commande 6 pour laquelle le courant de Shapiro d'ordre 1 du module à jonction 12 est maximal, ou en variante supérieur à un seuil prédéterminé, par exemple un seuil choisi en fonction des fluctuations de courant à travers le module à jonctions causées par son environnement électromagnétique. Ce seuil prédéterminé est de préférence plus grand que le courant consommé par la charge, et typiquement d'au moins 10 nA dans un cryostat de laboratoire à une température de 10 mK.
[0110] Le procédé comporte en outre un enregistrement dans une table de correspondance mémorisée dans la mémoire de l'ordinateur 50 de chaque couple fréquence-amplitude optimale ainsi déterminé.
[0111] La figure 10 illustre les étapes El à E7 d'un exemple de mise en œuvre du procédé selon l'invention.
[0112] Lors d'une première étape El, l'amplitude du signal de commande 6 est réglée sur une valeur nulle. Ici, l'amplitude est réglée par le module d'ajustement 5 via le signal de réglage 7, qui désactive la source micro-onde 4. [0113] Lors d'une deuxième étape E2, le module d'ajustement 5 règle le générateur de tension 50 de façon que la tension de polarisation Vb soit telle que le module à jonction présente une tension nulle entre ses électrodes 14, 15 et est traversé par un faible courant, ou courant de calibration Ib. La tension de polarisation Vb est choisie de façon que la valeur du courant Ib soit inférieure au courant critique le de la jonction, par exemple inférieur au dixième du courant critique le de la jonction. Dans cet exemple le courant de calibration est égal au trentième de la valeur du courant critique le, c'est-à-dire ici égal une valeur de 10 nA. La tension de sortie Vs est ainsi nulle. La valeur de la tension de polarisation Vb est par exemple déterminée selon les valeurs des résistances RI, R2, R3, R4 et R5 du circuit de polarisation 47, les caractéristiques du module à jonction 12, notamment le nombre de jonctions, le matériau et les dimensions de chaque jonction et selon les performances du système de mesure 54.
[0114] Le courant critique le d'une jonction de Josephson, ou ici du module à jonction 12, est classiquement définit comme étant la valeur maximale de supercourant pouvant traverser la jonction ou le module à jonction, c'est-à-dire ici la valeur maximale du courant pouvant circuler entre les électrodes de jonction 14 et 15 à tension nulle. Par exemple ici, la valeur du courant critique du module à jonction 12 est égale à 300 nanoampères.
[0115] Lors d'une troisième étape E3, le module d'ajustement 5 règle la fréquence du signal de commande 6 de façon que le signal de commande présente une fréquence courante dont la valeur est choisie dans la bande de fréquence prédéterminée.
[0116] Lors d'une quatrième étape E4, le module d'ajustement 5 fait varier l'amplitude du signal de commande 6, entre une valeur d'amplitude initiale Ai, par exemple ici -60 dBm et une valeur d'amplitude finale Af, par exemple ici 0 dBm.
[0117] La variation de l'amplitude peut se faire de façon continue, ou de façon discrète, par exemple en choisissant les valeurs d'amplitude dans une liste préétablie. La variation peut se faire de façon linéaire ou de façon logarithmique entre la valeur d'amplitude initiale Ai et la valeur finale Af.
[0118] L'application du signal de commande 6 au module à jonction 12 a pour effet de modifier le seuil de basculement 10 du supercourant, c'est-à-dire le seuil de supercourant pour lequel le module à jonction bascule. [0119] Le basculement d'une jonction de Josephson initialement traversée par un courant de Shapiro d'ordre n correspond à un changement d'état de la jonction lors duquel, en particulier, la composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction, ici la tension de sortie Vs, passe de sa valeur courante Vn, ici la valeur nulle, à une autre valeur. Le basculement est déclenché par une augmentation du courant de Shapiro d'ordre n, ici le supercourant (ordre 0), de façon à atteindre le seuil de basculement.
[0120] Et, en faisant varier l'amplitude du signal de commande, on fait varier le seuil de basculement 10 du supercourant. Sur la figure 11, la courbe en trait plein représente l'évolution du seuil de basculement 10 du supercourant en fonction de l'amplitude A du signal de commande 6 ; la courbe en trait discontinu représente schématiquement l'évolution de la tension de sortie Vs en fonction de l'amplitude A.
[0121] On observe sur cette courbe qu'en l'absence de signal de commande 6, ou en d'autres termes pour une valeur nulle d'amplitude du signal de commande 6, la valeur du seuil de basculement du supercourant est proche ou égale à sa valeur critique le, la différence entre le seuil de basculement et la valeur critique dépendant notamment des perturbations expérimentales. Par exemple, cet écart peut être de l'ordre de 10%.
[0122] Alors que l'amplitude du signal de commande 6 varie entre la valeur d'amplitude initiale Ai, ici égale à zéro et la valeur d'amplitude finale Af, on mesure la valeur de la tension de sortie Vs de façon à déterminer la valeur minimale d'amplitude du signal de commande 6 pour laquelle le seuil de basculement 10 du supercourant est égal ou inférieur à la valeur du courant de calibration Ib circulant dans la jonction, ici appelée première amplitude d'annulation.
[0123] En effet, lorsque la valeur du seuil de basculement 10 devient inférieure ou égale à la valeur du courant de polarisation, alors le module à jonction 12 bascule, c'est-à-dire ici se comporte comme un circuit ouvert, et la tension entre les électrodes de jonction 14, 15 augmente et devient non nulle.
[0124] Comme l'illustre la figure 11, on mesure ici des valeurs de la tension Vs non nulles autour de trois valeurs d'amplitude Al, A2, A3. Plus précisément ici, autour de chacune de ces trois valeurs d'amplitudes Al, A2, A3, la tension Vs présente une déviation mesurable formant un pallier de tension. Ainsi, en ces point, le module à jonction se comporte comme un circuit ouvert et la tension de sortie Vs est non nulle. [0125] On peut donc déduire qu'autour de ces trois valeurs d'amplitude Al, A2, A3, le seuil de basculement 10 du supercourant est inférieur ou égal au courant de calibration Ib. Ici, la valeur minimale d'amplitude est la valeur Al.
[0126] De plus, en tirant partie de la quasi-symétrie du profil d'évolution du seuil de basculement 10 autour des plateaux de tension non-nulle, on peut estimer les valeur Al, A2 et A3 comme les valeurs situées au milieu de chacun des plateaux de tension. La valeur Al est une approximation raisonnable de la première amplitude d'annulation.
[0127] Lors d'une sixième étape E6, on applique un premier coefficient prédéterminé à la première amplitude d'annulation Al, de façon à obtenir la valeur d'amplitude optimale pour laquelle, à la fréquence courante, le courant de Shapiro d'ordre 1 du module à jonction est maximal, ou en variante supérieur au seuil prédéterminé.
[0128] Le premier coefficient prédéterminé est déterminé heuristiquement en début de calibration à une valeur de fréquence quelconque et correspond au rapport entre la première amplitude optimale et la première amplitude d'annulation. Le coefficient prédéterminé est identique pour toutes les fréquences de la bande de fréquence prédéterminée. Le coefficient prédéterminé est inférieur à 1.
[0129] La détermination heuristique du coefficient prédéterminé peut se faire sur la base d'une mesure de la caractéristique courant-tension du module à jonction, en fonction de l'amplitude du signal de commande, par recherche de manière itérative l'amplitude du signal de commande qui minimise le supercourant.
[0130] Une bonne valeur de départ pour la recherche du coefficient prédéterminé est par exemple 0,7656.
[0131] La caractéristique courant-tension d'un module à jonction est définie comme l'ensemble des points (l,V) tels que V est la tension continue aux bornes du module à jonction et I le courant continu traversant le module à jonction, égal à la tension aux bornes de la résistance R3 divisée par la valeur de la résistance R3 du circuit de polarisation 47. On obtient la caractéristique courant-tension en mesurant les valeurs l,V pour plusieurs valeurs de la tension de polarisation Vb produite par le générateur 50 dans un ensemble approprié.
[0132] Un ensemble approprié de tensions de polarisation Vb pour la mesure de la caractéristique courant-tension est par exemple un ensemble de 1000 valeurs comprises entre une valeur minimale et une valeur maximale, la valeur minimale et la valeur maximale étant préférentiellement opposées, la valeur maximale entraînant une valeur de tension aux bornes du module à jonction égale à au moins 2*D/e, avec e la charge de l'électron et D l'énergie du gap supraconducteur du matériau des électrodes du module à jonction. Ici, les électrodes sont en aluminium et D = 200 peV environ.
[0133] On enregistre le couple fréquence courante / amplitude optimale dans la table de correspondance.
[0134] Lors d'une septième étape E7, si la valeur de la fréquence courante n'est pas égale à la valeur maximale de fréquence de la bande de fréquence prédéterminé, la valeur de la fréquence courante est incrémentée et le procédé reprend à la troisième étape.
[0135] L'incrémentation de la valeur de la fréquence courante est ici une incrémentation de 100MHz, mais peut prendre toute valeur adaptée à la mise en œuvre d'une interpolation, par exemple 50Hz, 10 KHz ou même 1Hz.
[0136] Le procédé de calibration prend fin lorsque les étapes E3 à E6 ont été mise en œuvre pour toutes les valeurs de fréquence possible de la bande de fréquences prédéterminée, compte tenu de l'incrémentation choisie.
[0137] Une fois le procédé de calibration achevé, la source de tension 1 telle que décrite précédemment peut être utilisée selon les étapes suivantes.
[0138] Le module de basculement déconnecte le circuit de polarisation 47 de la source de tension 1.
[0139] On renseigne une valeur de tension de sortie souhaitée Vss via le module d'ajustement 5, par exemple via l'interface homme machine du module d'ajustement 5. Le module d'ajustement 5 détermine la fréquence f correspondante à la tension de sortie souhaitée Vss, de façon que Vss=l*hf/2e.
[0140] Lors d'une étape dite de verrouillage, le signal de commande 6 ayant la fréquence f et l'amplitude d'annulation Al est appliqué au module à jonction 12, afin de minimiser le seuil de basculement du supercourant. Ainsi, le seuil de basculement à tension nulle étant zéro, les fluctuations de courant, notamment les fluctuation parasites produites par l'environnement expérimental entraînent un basculement de la jonction vers un état de tension non-nulle. En raison de l'absence de circuit de polarisation 47, donc de l'environnement à très haute impédance du module à jonction, la tension de sortie Vs bascule vers la valeur de tension de sortie souhaitée Vss=hf/2e, et un courant de Shapiro d'ordre 1 apparaît.
[0141] L'amplitude du signal de commande 6 est ensuite réglée à la valeur optimale, de façon que le seuil de basculement du courant de Shapiro d'ordre 1 soit maximal, ce qui permet à la source de tension 1 de fournir un courant maximum. La présence d'un courant maximum minimise la sensibilité de la source aux fluctuations parasites qui pourraient faire basculer le module à jonction vers une tension différente non définie, évitant ainsi un défaut de fonctionnement de la source de tension 1.
[0142] Lorsqu'une tension de sortie souhaitée différente est renseignée, le module d'ajustement sélectionne un couple fréquence/amplitude optimale dans la table de correspondance et applique le signal de commande présentant ces valeurs de fréquence et d'amplitude.
[0143] Le temps de passage d'un couple de valeurs à un autre est préférentiellement inférieur à 1 ms.
[0144] La figure 12 illustre les caractéristiques courant-tension du module à jonction 12 pour cinq valeurs de fréquence : une courbe (No MW) correspond à l'absence de signal de commande et quatre autres courbes correspondent à des valeurs de fréquence de 10 GHZ, 20 GHz, 30 GHz et 40 GHz, où à chaque fréquence l'amplitude de ce signal est ajustée pour maximiser le courant de Shapiro d'ordre 1. Chaque courbe superpose deux caractéristiques courant-tension : l'une mesurée à tension Vs croissante, l'autre à tension Vs décroissante. Elles diffèrent en raison de la nature hystérétique des jonctions Joseph- son.
[0145] Sur la figure 12, quatre lignes discontinues représentent les valeurs courant-tension pour lesquels un courant de Shapiro d'ordre 1 apparaît. Seules sept caractéristiques sont représentées sur la figure 12 à des fins de simplification ; toutefois, des mesures réalisées pour toutes les fréquences possibles du signal de commande permettent de déduire qu'au moins pour toute fréquence supérieure ou égale à 8 GHz, il est possible de maintenir un courant de Shapiro non-nul, rendant possible l'étape de verrouillage précédemment décrite.
[0146] La figure 13 illustre le résultat d'une mesure de la précision de la source de tension
1, [0147] Afin de réaliser cette mesure, un dispositif de mesure est couplé entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11, à la place du dispositif électrique DUT. Le dispositif de mesure est ici configuré pour recevoir une tension continue et pour délivrer une tension alternative, dont la densité spectrale est représentative de la précision de la source de tension 1. Par exemple ici, le dispositif de mesure comporte une jonction de Josephson couplée entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11 et la jonction du dispositif de mesure délivre un signal alternatif de fréquence f = Vs*2*e/h en raison de l'effet Josephson alternatif. Ainsi le module de mesure fonctionne de façon analogue à la source de tension, à la différence que son signal d'entrée est une tension continue et qu'il délivre une tension alternative.
[0148] On observe ici un pic d'émission à environ 15380 MHz qui correspond à une tension Vs de 31.8 pV. La largeur de ce pic d'émission est proportionnelle au bruit en tension continue fourni par la source de tension 1. On peut déduire de la largeur à mi-hauteur pic d'émission, ici 60 kHz, que la précision relative de la source de tension est d'au moins 4*10-6, c'est-à-dire que la source de tension fournit un bruit de 125 picovolts pour 31.8 microvolts de signal.
[0149] La figure 14 représente deux mesures de la tension de sortie de la source de tension 1 en fonction du temps lorsque l'on fait varier la fréquence du signal de commande.
[0150] Sur la figure 14, une première courbe El est relative à une mesure réalisée pendant une durée d'environ 70 secondes lorsque la source de tension fonctionne selon le mode de réalisation décrit précédemment, c'est-à-dire lorsque le courant de Shapiro d'ordre 1 du module à jonction est maximal, lorsque la fréquence du signal de commande varie de 12 GHz à 40 GHz. La durée de 70 secondes correspond à la durée d'acquisition des données et n'indique pas une durée limite de verrouillage de la source de tension.
[0151] On observe que la tension de sortie Vs varie d'environ 25 microvolts à environ 83 microvolts ; selon le coefficient de proportionnalité métrologique h/2e. La courbe E2 sera détaillée ci-après.
[0152] Le mode de mise en œuvre du procédé de calibration décrit ici n'est nullement limitatif et il est possible d'appliquer le procédé de calibration à un courant de Shapiro d'ordre supérieur. En particulier, l'utilisation d'un courant de Shapiro d'ordre n permet de diviser par n la fréquence du signal de commande requise pour obtenir une même tension
Vs.
[0153] Selon un exemple de mise en œuvre, le procédé de calibration selon l'invention comporte, pour chaque fréquence du signal de commande 6 dans la bande de fréquences prédéterminée, une détermination de l'amplitude optimale du signal de commande 6 pour laquelle le courant de Shapiro d'ordre 2 du module à jonction 12 est maximal.
[0154] Le procédé selon ce mode de réalisation se déroule de façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec la figure 10. Toutefois, à l'étape E6, on détermine une deuxième valeur optimale, qui correspond à l'amplitude du signal de commande qui maximise le courant de Shapiro d'ordre 2, ou en variante pour lequel le courant de Shapiro d'ordre 2 est supérieur à un deuxième seuil prédéterminé.
[0155] La deuxième valeur optimale est égale à la première amplitude d'annulation à laquelle on a appliqué un deuxième coefficient prédéterminé, qui est déterminé de façon analogue au premier coefficient prédéterminé, à la différence qu'il correspond au rapport entre la deuxième amplitude optimale et la première amplitude d'annulation. Une valeur indicative de ce coefficient est 1,2700.
[0156] Les deuxièmes valeurs d'amplitudes optimales sont enregistrées dans la table de correspondance de façon à être associées chacune à leur fréquence courante respective.
[0157] Une fois la procédure de calibration achevée, la source de tension 1 peut être utilisée de façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec le fonctionnement sur un courant de Shapiro d'ordre 1, à la différence que :
[0158] En fonctionnement, lors de l'étape de verrouillage, après déconnexion du circuit de polarisation 47 de la source de tension 1, on renseigne la valeur de tension de sortie souhaitée Vss via le module d'ajustement 5, et le module d'ajustement 5 détermine la fréquence f correspondante à la tension de sortie souhaitée Vss de façon que Vss = 2*hf/2e
[0159] Le signal de commande 6 ayant la fréquence f et la première amplitude d'annulation est appliqué au module à jonction 12, afin de minimiser le seuil de basculement du supercourant. De façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec le courant de Shapiro d'ordre 1, la tension de sortie Vs bascule vers la valeur de tension Vs=l*hf/2e. [0160] Une étape supplémentaire comporte une minimisation du courant de Shapiro d'ordre 1 par l'application d'une deuxième amplitude d'annulation, c'est-à-dire ici de l'amplitude minimale non nulle du signal de commande 6 qui annule le courant de Shapiro d'ordre 1. A cette amplitude, le courant de Shapiro d'ordre 2 est non-nul et les fluctuations de courant provoquent le basculement de la jonction vers un état stable à la valeur de tension souhaitée.
[0161] La deuxième amplitude d'annulation est égale à la première amplitude d'annulation à laquelle on a appliqué un troisième coefficient prédéterminé. Le troisième coefficient est déterminé de façon analogue au premier coefficient prédéterminé, à la différence qu'il correspond au rapport entre la deuxième amplitude d'annulation et la première amplitude d'annulation. Une valeur indicative de ce coefficient est 1,5933.
[0162] Dans une dernière étape, le courant de Shapiro d'ordre 2 est maximisé en ajustant l'amplitude du signal de commande 6 à la deuxième valeur optimale.
[0163] Dès lors, la source de tension est verrouillée sur le courant de Shapiro d'ordre 2. Lorsqu'une autre valeur de tension souhaitée est renseignée, le module d'ajustement 5 sélectionne un couple fréquence/deuxième amplitude optimale dans la table de correspondance et applique le signal de commande présentant ces valeurs.
[0164] La courbe E2 de la figure 14 est relative à une mesure de la tension de sortie Vs réalisée pendant environ 8 secondes lorsque la source de tension 1 fonctionne selon ce dernier mode de réalisation, c'est-à-dire lorsque le courant de Shapiro d'ordre 2 du module à jonction est maximal, en faisant varier la fréquence du signal de commande de 9 à 39.5 GHz. On observe que la tension de sortie Vs varie d'environ 37 microvolts à environ 163 microvolts, selon un deuxième coefficient de proportionnalité métrologique égal à 2*h/2e*f. La durée de 8 secondes correspond à la durée d'acquisition des données et n'indique pas une durée limite de verrouillage de la source de tension. La partie de la courbe E2 proche d'une tension nulle provient du fait que l'acquisition de donnée a débuté une fraction de seconde avant le verrouillage.
[0165] Les tables de correspondance décrites précédemment comportent les couples fré- quence/amplitude optimale, les amplitudes optimales de chaque couple étant obtenues par application d'un coefficient prédéterminé aux premières valeurs d'annulation. En va- riante, il serait possible que les tables de correspondance comportent les couples fré- quence/première amplitude d'annulation, et que les moyens d'ajustement soient configurés pour appliquer automatiquement le coefficient prédéterminé adapté lors du fonctionnement de la source de tension.
[0166] Selon un mode de réalisation, il est possible de paramétrer la source de façon qu'elle délivre séquentiellement différentes valeurs de tension de sortie, chaque valeur de tension de sortie étant obtenue par le procédé décrit précédemment.
[0167] Dans la source de tension 1 décrite précédemment, le module à jonction 12 comporte une seule jonction de Josephson 13. En variante il serait parfaitement possible que le module jonction 12 comporte une pluralité de jonctions de Josephson. Par exemple, comme l'illustre la figure 15 le module à jonction pourrait comprendre une pluralité de jonctions de Josephson montées en série ou, comme l'illustre la figurel6 le module à jonction 12 pourrait comprendre une pluralité de jonctions de Josephson montées en parallèle. Le module à jonction 12 pourra en outre comprendre à la fois des jonctions de Josephson montées en série et des jonctions de Josephson montée en parallèle.
[0168] Dans le cas d'un module à jonction constitué d'une pluralité de jonctions en série et/ou en parallèle, les jonctions Josephson sont préférentiellement réalisées de façon à être identiques les unes aux autres afin que les événements de basculement se produisent simultanément pour toutes les jonctions du module.
[0169] Bien que l'invention ait été décrite en lien avec un module cryogénique étant un cryostat à dilution, l'invention est compatible avec tout type de cryostat dans la mesure où celui-ci permet de placer le circuit intégré 2 dans un état supraconducteur, c'est-à-dire sous réserve d'adapter éventuellement les matériaux du circuit intégré 2. L'invention est par exemple compatible avec un cryostat à bain d'hélium et avec un cryostat à tube pulsé qui permettent d'atteindre des températures proches de 4K, les éléments conducteurs du circuit intégré étant alors réalisés par exemple en Nobium. La procédure de réalisation de la barrière isolante séparant les deux électrodes 14, 15 de la jonction 12 peut alors comprendre un dépôt de quelques nanomètres de matériau isolant, ou le dépôt de quelques nanomètres d'aluminium suivi d'une oxydation totale ou quasi-totale de cette couche d'aluminium. [0170] Le module d'ajustement 5 décrit précédemment permet d'ajuster l'amplitude et la fréquence du signal de commande en commandant le générateur de micro-onde 4. En variante, il est parfaitement possible que le module d'ajustement 5 ne commande pas le générateur de micro-ondes 4 mais comporte des atténuateurs et/ou des amplificateurs configurés pour recevoir le signal de commande 6, pour réaliser des opérations d'amplification et/ou d'atténuation, et pour transmettre le signal de commande amplifié et/ou atténué au circuit intégré 2. Par exemple dans ce cas, le module d'ajustement 5 comprend un ordinateur qui commande lesdits atténuateurs et/ou lesdits amplificateurs.
[0171] Enfin, bien que le procédé de calibration décrit précédemment comporte une me- sure de la tension de sortie Vs et une détection d'une variation de la tension de sortie Vs qui correspond, après application d'un coefficient prédéterminé, à une valeur d'amplitude optimale pour laquelle le courant de Shapiro d'ordre 1 du module à jonction 12 est maximal, il serait possible, afin de déterminer cette valeur d'amplitude, de déterminer la caractéristique courant-tension du module à jonction pour chaque amplitude possible ou pour une pluralité d'amplitude possibles de chaque fréquence courante du signal de commande, et de déterminer pour chaque valeur de fréquence, la caractéristique courant- tension établie présentant la valeur de courant de Shapiro d'ordre 1 la plus haute afin d'obtenir directement l'amplitude optimale.

Claims

27 Revendications
1. Source de tension électrique (1) comprenant
- un circuit intégré (2) comportant une première borne d'entrée (8) et une deuxième borne d'entrée (9) configurées pour recevoir un signal électrique de commande (6), une première borne de sortie (10) et une deuxième borne de sortie (11) configurées pour délivrer une tension de sortie (Vs), un module à jonction (12) comportant au moins une jonction de Josephson (13) et qui est couplé aux première et deuxième bornes d'entrées (8, 9) et aux première et deuxième bornes de sortie (10, 11) de telle façon que la valeur de la tension de sortie (Vs) dépende de la fréquence du signal électrique de commande (6),
- un module cryogénique (3) configuré pour maintenir le circuit intégré (2) dans des conditions dans lesquelles le circuit intégré (2) est dans un état supraconducteur,
- un générateur de micro-ondes (4) couplé aux première et deuxième bornes d'entrée (8, 9) et configuré pour délivrer le signal électrique de commande (6), caractérisé en ce que la source de tension électrique (1) comporte un module d'ajustement (5) configuré pour ajuster l'amplitude du signal électrique de commande (6) en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée.
2. Source de tension selon la revendication 1, dans laquelle la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande (6) à une valeur d'amplitude optimale respective.
3. Source de tension selon la revendication 1 ou 2, dans laquelle le module d'ajustement (5) est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande (6) dans une bande de fréquence prédéterminée.
4. Source de tension selon la revendication 3, dans laquelle la bande de fréquence prédéterminée présente une largeur d'au moins 5 GHz.
5. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle le module d'ajustement (5) est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande (6) avec un pas d'ajustement inférieur ou égal à 100 KHz.
6. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans laquelle le module à jonction (12) est couplé aux première et deuxième bornes d'entrée (8, 9) par l'intermédiaire d'un circuit de couplage large bande.
7. Source de tension selon la revendication 6 prise dans la dépendance directe ou indirecte de la revendication 3, dans laquelle le circuit de couplage large bande comporte un chemin électrique qui couple le module à jonction aux première et deuxième bornes d'entrée (8, 9) et dont la longueur est inférieure à la longueur d'onde du signal de commande (6) dans le circuit intégré, à la fréquence maximale de ladite bande de fréquence prédéterminée.
8. Source de tension selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans laquelle la première borne d'entrée (8) et la deuxième borne d'entrée (9) sont couplées au générateur de micro-ondes (4) par l'intermédiaire d'une ligne de transmission micro-onde (21).
9. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à8, dans laquelle le module à jonction (12) comporte une première électrode de jonction (14) couplée à la première borne de sortie (10) et couplée à la première borne d'entrée (8) par l'intermédiaire d'un premier condensateur de découplage (16), et une deuxième électrode de jonction (15) couplée à la deuxième borne de sortie (11) et couplée à la deuxième borne d'entrée (9) par l'intermédiaire d'un deuxième condensateur de découplage (17).
10. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, dans laquelle le module à jonction (12) comporte une pluralité de jonctions de Josephson.
11. Source de tension selon la revendication 10, dans laquelle au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en parallèle.
12. Source de tension selon la revendication 10 ou 11, dans laquelle au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en série.
13. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 dans laquelle la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande (6) à une valeur d'amplitude optimale respective par l'emploi d'une table de correspondance, le module d'ajustement (5) étant configuré pour faire passer la source de tension (1) d'une première configuration dans laquelle le signal de commande (6) présente une première valeur de fréquence et une première valeur d'amplitude optimale correspondante de la table de correspondance, à une deuxième configuration dans laquelle le signal de commande (6) présente une deuxième fréquence et une deuxième amplitude optimale correspondante de la table de correspondance.
14. Source de tension selon la revendication 13, dans laquelle le module d'ajustement (5) est configuré pour interpoler une valeur d'amplitude intermédiaire en fonction d'au moins deux valeurs d'amplitude associées à des valeurs de fréquences consécutives dans la table de correspondance.
15. Procédé de calibration d'une source de tension (1) selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 comportant, pour chaque fréquence d'un ensemble de fréquences du signal de commande (6), une détermination d'une amplitude optimale du signal de commande (6) pour laquelle un courant de Shapiro du module à jonction (12) est non nul et l'établissement d'une règle prédéterminée permettant d'associer chaque valeur de fréquence à une amplitude optimale correspondante.
16. Procédé selon la revendication 15, dans lequel la règle prédéterminée comporte l'association d'au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d'amplitude optimale respective par l'emploi d'une table de correspondance.
17. Procédé de calibration selon la revendication 15 ou 16, dans lequel le courant de Shapiro est un courant de Shapiro d'ordre 1.
18. Procédé selon la revendication 17, dans lequel la détermination de l'amplitude optimale comporte a. une polarisation du module à jonction (12) de façon que la tension de sortie (Vs) soit nulle et qu'un courant non nul (Ib) traverse le module à jonction (12), b. une mesure de la tension de sortie (Vs), la mesure étant caractérisée par une incertitude de mesure, c. une détermination d'une valeur minimale (Al) d'amplitude du signal de commande (6) à laquelle la tension de sortie (Vs) varie d'une amplitude prédéterminée, d. une application d'un coefficient prédéterminé à ladite valeur minimale (Al) d'amplitude de façon à obtenir ladite amplitude optimale.
19. Procédé selon la revendication 18, dans lequel l'amplitude prédéterminé est au moins égale à quatre fois l'incertitude de mesure.
20. Procédé selon l'une quelconque des revendications 14 à 19, dans lequel lesdites fréquences de l'ensemble de fréquences sont espacées au maximum de 100 MHz.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55162065A (en) * 1979-06-04 1980-12-17 Yokogawa Hokushin Electric Corp Voltage measuring device
US5764048A (en) * 1995-04-24 1998-06-09 Advantest Corp. Ultra high accuracy voltage measurement system
CN211457087U (zh) * 2019-03-14 2020-09-08 Iqm芬兰有限公司 运行于微波频率的矢量信号发生器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI20205636A1 (en) * 2020-06-16 2021-12-17 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Oy Method and apparatus for generating voltage
FI20205635A1 (en) * 2020-06-16 2021-12-17 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Oy Cryogenic waveform source

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS55162065A (en) * 1979-06-04 1980-12-17 Yokogawa Hokushin Electric Corp Voltage measuring device
US5764048A (en) * 1995-04-24 1998-06-09 Advantest Corp. Ultra high accuracy voltage measurement system
CN211457087U (zh) * 2019-03-14 2020-09-08 Iqm芬兰有限公司 运行于微波频率的矢量信号发生器
WO2020183060A1 (fr) * 2019-03-14 2020-09-17 Iqm Finland Oy Générateur de signaux vectoriels fonctionnant dans des fréquences hyperfréquences, et procédé de génération de signaux vectoriels à commande temporelle dans des fréquences hyperfréquences

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
DOLAN, G.J.: "Offset masks for Uft-off photoprocessing", APPLIED PHYSICS LETTERS, vol. 31, no. 5, September 1977 (1977-09-01), pages 337 - 339, XP002375706, DOI: 10.1063/1.89690
SIDNEY SHAPIRO: "Josephson Currents in Superconducting Tunneling: The Effect of Microwaves and Other Observations", PHYS. REV. LETT., vol. 11, 1963, pages 80

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