WO2022008211A1 - Selbstoszillierender resonnanter push-pull wandler mit synchronem gleichrichter für phasenmodulierte bidirektionale kommunikation - Google Patents

Selbstoszillierender resonnanter push-pull wandler mit synchronem gleichrichter für phasenmodulierte bidirektionale kommunikation Download PDF

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Max Bauer
Peter Wehrli
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Definitions

  • the invention relates to a DC/DC converter circuit for phase-modulated, in particular bidirectional communication, a method for operating such a DC/DC converter circuit, a communication system for bidirectional galvanically isolated communication and a field device with such a communication system.
  • field devices are often used which are used to record and/or influence process variables.
  • Sensors such as level meters, flow meters, pressure and temperature meters, pH redox potential meters, conductivity meters, etc.
  • process variables which record the corresponding process variables level, flow rate, pressure, temperature, pH value or conductivity.
  • Actuators such as valves or pumps, which can be used to change the flow of a liquid in a pipeline section or the fill level in a container, are used to influence process variables.
  • field devices are also understood to mean, in particular, remote I/Os, radio adapters or devices in general that are arranged at the field level.
  • Endress+Hauser manufactures and sells a large number of such field devices.
  • field devices are available as so-called 2-wire versions.
  • the field device is supplied with energy via the same pair of wires that is also used for communication.
  • 4-wire devices require an additional pair of wires for the power supply, which of course increases the cabling effort.
  • the input voltage normally varies between 10 and 36 V.
  • a 4-20 mA current loop e.g. B. typically a minimum of 4 mA at an input voltage of about 12 V is available.
  • the "intrinsic safety" type of protection (Ex-i or Ex-ia) is based on the principle of current and voltage limitation in a circuit.
  • the energy of the circuit which could be able to ignite an explosive atmosphere, is limited in such a way that the surrounding explosive atmosphere cannot be ignited either by sparks or by impermissible heating of the electrical components.
  • the field device therefore usually consists of main electronics to which the 2-wire or, if necessary, the 4-wire is also connected and sensor electronics which are galvanically isolated from the main electronics and which determine the physical variable to be measured via a sensor element.
  • sensor electronics which are galvanically isolated from the main electronics and which determine the physical variable to be measured via a sensor element.
  • a number of galvanically isolated interfaces are usually provided between the main electronics and the sensor electronics for energy and data transmission.
  • galvanically isolated data interfaces which can be configured, for example, inductively, capacitively or optically.
  • measurement data which represent the detected physical variable, are transmitted from the sensor electronics to the main electronics and, above all, parameters are transmitted from the main electronics to the sensor electronics via the galvanically isolated interfaces.
  • An additional galvanically isolated DC/DC converter circuit is also provided for the power supply of the sensor electronics.
  • About the DC/DC converter circuit energy is transferred from the main electronics to the sensor electronics via an additional channel.
  • both circuit arrangements have become established according to the prior art. This is also due in particular to the low complexity of the circuit arrangements. Both circuit arrangements have a pull-push driver, a transformer connected to it, a diode rectifier, optionally a filter element in the form of a storage inductor and an output capacitor. With very low power ( ⁇ 5W) it is not uncommon to omit a possible storage choke for decoupling the output capacitor.
  • the output voltage is heavily dependent on the load due to the leakage inductance of the transformer (represented by the inductance Lo in FIG. 1) and due to the diode forward voltages in the rectifier. This is possible up to a factor of two between idling (peak value rectification) and full load.
  • Switching frequencies of up to approx. 1 MHz can become necessary if, for example, the switching frequency is also to be used as a reference channel for digital signal transmission. In this case, the performance of a conventional circuit must be greatly improved to ensure feasibility.
  • the invention is therefore based on the object of proposing a DC/DC converter circuit which has the same or only slightly higher complexity in accordance with the DC/DC converter circuits known from the prior art and at the same time has higher efficiency and improved load behavior and which additionally nor the switching frequency can be increased.
  • the DC/DC converter circuit according to the invention for phase-modulated, in particular bidirectional communication comprises: a push-pull driver to which a reference clock with a fixed predetermined frequency can be applied on the input side; a transformer with a primary and a secondary winding, the push-pull driver being connected to the primary winding on the output side; a synchronous rectifier which is connected on the AC side, preferably only to the secondary winding; a resonance circuit including at least a capacitance and an inductance, the resonance circuit being formed such that at least a part of the resonance circuit is formed on a primary side of the transformer and another part of the resonance circuit is formed on a secondary side of the transformer; a decoupling inductance connected downstream of the synchronous rectifier on a secondary side of the transformer, which is not part of the resonant circuit; and an output capacitance connected in series with the decoupling inductance, via which an output voltage is provided.
  • a DC/DC converter circuit that enables switching frequencies up to the MHz range, so that the circuit can also be combined for phase-modulated communication in addition to simply providing an output voltage for power supply on the secondary side of the transformer. Furthermore, the DC/DC converter circuit according to the invention has lower output voltage fluctuations between no-load and full load and a significantly better efficiency than the circuits known from the prior art, despite increased switching frequencies.
  • An advantageous embodiment of the DC/DC converter circuit according to the invention provides that the part of the resonant circuit formed on the secondary side of the transformer is connected to the synchronous rectifier on the DC side.
  • the synchronous rectifier comprises four controlled field effect transistors and the field effect transistors are connected directly to the secondary winding of the transformer via control lines, so that a transformer output voltage controls the field effect transistors and/or that the synchronous rectifier in a positive half consists of P-channel MOSFETs and formed in a negative half of N-channel MOSFETs.
  • An alternative embodiment of the DC/DC converter circuit according to the invention provides that the part of the resonant circuit formed on the secondary side of the transformer is connected to the synchronous rectifier on the AC side.
  • the configuration can provide that the synchronous rectifier comprises two controlled field effect transistors, and the field effect transistors are connected directly to the secondary winding of the transformer via control lines, so that a transformer output voltage drives the field effect transistors and/or that the output voltage is between the decoupling inductance and a center tap of the secondary winding of the transformer is tapped.
  • a further advantageous embodiment of the DC/DC converter circuit according to the invention provides that the DC/DC converter circuit according to one or more of the preceding claims, wherein the field effect transistors are connected to the secondary winding of the transformer in such a way that a drain connection is connected to a winding start and a gate connection is connected to the Field effect transistors are connected to a winding end of the secondary winding or that a drain connection is connected to a winding end and a gate connection is connected to a winding start of the secondary winding.
  • a further advantageous embodiment of the DC/DC converter circuit according to the invention provides that a winding ratio of the transformer of the DC/
  • DC converter circuit is selected so that the secondary-side transformer output voltage is less than 20 V.
  • a further advantageous embodiment of the DC/DC converter circuit according to the invention provides that there is an input capacitance for DC suppression on the primary side of the transformer, with the DC/DC converter circuit being designed in such a way that the input capacitance is not part of the resonant circuit.
  • the invention further relates to a method for operating a DC/DC converter circuit in accordance with one of the configurations described above, wherein, for operating the DC/DC converter circuit, a Reference clock is applied with a fixed frequency that is not changed during operation.
  • An advantageous embodiment of the method according to the invention provides that the frequency is greater than 100 kHz, particularly preferably approximately 450 kHz.
  • the invention further relates to a communication system for bidirectional galvanically isolated communication, comprising: a DC/DC converter circuit according to an embodiment described above, the DC/DC converter circuit having a first galvanic isolation due to the transformer and providing the output voltage for the energy supply on the secondary side of the transformer; a transmission transmission channel with a modulator unit which is connected in a data-conducting manner to a demodulation unit via a second electrical isolation; a reception transmission channel with a demodulator unit, which is connected to a modulator unit via a third galvanic isolation; wherein the DC/DC converter circuit also provides a reference clock required for modulation or demodulation on the primary side and secondary side for the modulation units or demodulation units.
  • An advantageous embodiment of the communication system according to the invention provides that the reference clock is implemented on the primary side by a tap at the output of the push-pull driver of the DC/DC converter circuit and the reference clock is implemented on the secondary side by a tap at the output of the transformer of the DC/DC converter circuit .
  • a further advantageous embodiment of the communication system according to the invention provides that a phase shift unit for shifting the phase of the reference clock by 90° is introduced on the secondary side.
  • the invention also relates to a field device for automation technology for use in a potentially explosive area, in particular an Ex-ia and/or Ex-d area, having main electronics and sensor electronics galvanically isolated therefrom, the main electronics being connected to the sensor electronics via a communication system according to a previously described configuration is connected data-conducting.
  • Fig. 4 typical voltage forms and curves of the voltages at the synchronous rectifier
  • Fig. 5 the typical voltage curve or forms of the transformer input or output voltage
  • Fig. 6 a circuit simulation to illustrate the difference between the AC and DC side arrangement of the resonant capacitance C r o,
  • FIG. 8 shows a block diagram of a field device used in automation technology, which is designed with the aid of a communication system according to the invention for use in a potentially explosive area, in particular an Ex-ia and/or Ex-d area.
  • FIG. 2 shows a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit arrangement comprises a push-pull driver with an inverting driver (indicated by a dot at the output in FIG. 2) and a non-inverting driver, which are connected in parallel and at whose input a reference clock ref_clk is or can be applied.
  • the circuit arrangement includes a transformer whose primary winding is connected to the respective outputs of the driver stages.
  • the circuit arrangement can also have a capacitor CD C for DC suppression, which is connected between the primary winding and an output of the non-inverting operational amplifier. Leakage inductance caused by operation of the transformer is also accounted for by Lo on the primary side of the transformer and is shown in FIG.
  • a synchronous rectifier is connected to the secondary side of the transformer. As shown in FIG. 2, the synchronous rectifier can be constructed using four MOSFETs being. In the positive half there are P-channel, in the negative half N-channel MOSFETs.
  • the gates of the MOSFETs are connected directly to the secondary side of the transformer, so the transformer output voltage drives the MOSFETs.
  • the MOSFETs are preferably driven via crossed control lines.
  • the MOSFETS 41-44 are connected to the secondary winding 32 of the transformer 30 in such a way that a drain connection is connected to a winding start and a gate connection of the MOSFETS 41-44 is connected to a winding end of the secondary winding 32 or that a drain connection is connected to a winding end and in each case a gate connection is connected to a winding start of the secondary winding 32 .
  • an output capacitor Cout is connected in parallel to the output of the synchronous rectifier.
  • the output capacitor Cout is decoupled from the synchronous rectifier with an inductance which has a value greater than 200 microhenrys (pH).
  • the inductance and the output capacitor Cout form a filter at the output of the synchronous rectifier.
  • This decoupling is necessary because the voltage at the rectifier output U br pulsates through the resonant circuit.
  • 4 shows examples of typical voltage forms or curves of the voltages at the synchronous rectifier input Ui_eg and at the synchronous rectifier output Ubr. The pulsing of the output voltage U br can be seen clearly in the upper half of the diagram.
  • an additional inductor L1 is arranged on the primary side, which is connected ransformer in series with the T and which forms a resonance inductor L r, together with the leakage inductance Lc.
  • the resonant inductance L r forms a resonant circuit together with a resonant capacitance C r o arranged on the secondary side, which acts in parallel with a load.
  • the resonant capacitance CrO also has an inductance LrO acting parasitically in series with the resonant capacitance CrO, which is also shown in FIG. It should be mentioned here that the capacitor arranged on the primary side for DC suppression CDC is not part of the resonant circuit.
  • the resonant circuit can be dimensioned, for example, via corresponding simulations or experimentally.
  • FIG. 5 shows an example of the result of such a circuit simulation. From Fig. 5 it can be seen how, due to the resonance circuit Lr / CrO, the square-wave voltage excitation at the transformer input UCDC results in a sinusoidal output voltage Ui_eg on the secondary side of the transformer.
  • the resonant frequency of LrO / CrO « Lr/CrO affects the commutation behavior, typically LrO is parasitic and can or should be minimized.
  • a ratio of (LrO/CrO)/(Lr/CrO) ⁇ 10 has proven to be particularly favorable for the design of the circuit.
  • the resonance capacitance C r o can be arranged before or after the synchronous rectifier, ie on the AC or DC side of the synchronous rectifier.
  • the resonance capacitance C r o is arranged on the DC side of the synchronous rectifier.
  • the arrangement on the DC side has lower commutation losses, as will be described below.
  • Another advantage of this configuration is the simpler implementation of the transformer.
  • FIG. 3 shows a second embodiment of a DC/DC converter circuit according to the invention.
  • the DC/DC converter circuit is largely the same as the DC/DC converter circuit shown in FIG. The difference, however, is that the synchronous rectifier is not designed as a four-way rectifier but as a full-wave rectifier with a center tap on the secondary winding of the transformer for the voltage supply.
  • the two DC/DC converter circuits differ in the arrangement of the resonant capacitance C r o with the associated parasitic inductance LrO. According to the second embodiment according to the invention, this is arranged between the transformer output side and a synchronous rectifier input side, ie on the AC side of the synchronous rectifier.
  • the two gates of the MOSFETs are in turn connected to the secondary winding of the transformer for control via crossed control lines.
  • Such a crossed control of the gates of the MOSFETs is appropriate, according to the first as well as the second embodiment, in particular when the DC/DC converter circuit is designed in such a way that an output voltage of the transformer is less than approximately 20 V. This can be implemented, for example, via an appropriate winding ratio of the transformer.
  • Fig. 6 shows a circuit simulation to illustrate the difference between the AC and DC side arrangement of the resonant capacitance C r o (with the associated parasitic inductance LrO) once after the synchronous rectifier, ie on the DC side (left diagram) and one before the synchronous rectifier, ie on the AC side (diagram on the right).
  • the applied voltages Um and UT r 2 represent while the voltages on the secondary side of the transistor once a winding start order and once in the Wcklungsende UT r 2.
  • a current impressed by the resonant circuit in the transformer causes a non-sinusoidal rapid rise in the transformer output voltage during commutation. This leads to faster switching on and off of the MOSFETs at the zero crossing of the transformer secondary voltage. This effect is shown on the left diagram in FIG. 6 and is identified by two circles.
  • the DC/DC converter circuit according to the invention offers the following advantages over the DC/DC converter circuit known from the prior art and shown in FIG. 1:
  • a switching frequency up to the MHz range is possible.
  • the two configurations of a DC/DC converter circuit according to the invention can be integrated into a robust, galvanically isolated, bidirectional communication system.
  • the switching frequency also serves as a reference signal for a modulation or a demodulation (+- 90° phase modulation).
  • the communication system includes two communication channels via which data can be sent and received, as well as a DC/DC converter circuit.
  • the DC/DC converter circuit 1 can be embodied either according to the first or second embodiment of the invention.
  • the output voltage Uout is provided on the secondary side via the DC/DC converter circuit 1 .
  • the two communication channels, one of which is in the form of a transmission transmission channel Tx_data and one is in the form of a transmission transmission channel Rx_data, are each designed in such a way that they have galvanic isolation. According to the embodiment shown in FIG. 7, this is implemented by a transformer in each case.
  • the invention is not limited to a transformer as a galvanic isolation.
  • the galvanic isolation can also be implemented optically or capacitively just as well.
  • the two data transmission channels each have a modulator unit and a demodulator unit, which are separated from one another by the electrical isolation.
  • a reference clock required for data communication is provided by the DC/DC converter circuit:
  • the communication system is designed in such a way that the reference clock is tapped on the primary side after the push-pull driver and sent to the modulator unit of the transmission transmission channel or to the Demodulator unit of the reception transmission channel is performed.
  • the reference clock is realized by a tap at the output of the transformer 30 and is routed to the demodulator unit of the transmission transmission channel and to the modulator unit of the transmission transmission channel.
  • a phase shift unit 90 for shifting the phase of the reference clock by 90° can preferably also be provided on the secondary side, which is arranged between the tap on the secondary side of the transformer and the demodulator unit or the modulator unit, so that the primary side is modulated with the reference clock and the secondary side with a 90 ° phase-shifted reference clock is demodulated.
  • the phase shift unit 90 for shifting the phase can also be arranged on the primary side, so that the primary side is modulated with the reference clock phase-shifted by 90° and the secondary side is demodulated with the reference clock.
  • FIG. 7 shows a block diagram of such a field device F1 of automation technology and a receiving unit EE, for example a programmable logic controller (PLC) in more detail. Communication between the receiving unit and the field device takes place via a 2-wire current loop LS. A measured value recorded by the field device F1 can be transmitted via this to the receiving unit EE as a 4-20 mA current signal IS.
  • PLC programmable logic controller
  • the field device F1 consists essentially of main electronics HE, a communication system 1 and a load circuit VS, for example sensor electronics of a sensor module for detecting a physical process variable.
  • the communication system 1 is designed as described above and ensures the galvanic isolation between the primary circuit and the consumer circuit on the secondary side. Furthermore, the communication system 1 provides the supply voltage for the consumer circuit VS and the reference clock, so that communication between the main electronics unit HE and the consumer circuit VS can take place via the communication system. In this case, measurement data, in particular, which represent the detected physical quantity, are transmitted from the sensor electronics in a galvanically isolated manner to the main electronics and from the main electronics, in particular, parameters to the sensor electronics VS via the communication system.
  • the field device can be used in a potentially explosive area, in particular an Ex-ia and/or Ex-d area, as a result of the galvanic isolation implemented by means of the communication system.
  • EE receiving unit e.g. PLC
  • VS consumer circuit e.g. sensor or actuator module

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Abstract

DC / DC Wandlerschaltung zur phasenmodulierten Kommunikation, aufweisend: - einen Push-Pull Treiber (2) an den eingangsseitig ein Referenztakt (ref_clk) mit einer fest vorgegeben Frequenz anlegbar ist; - einen Transformator (3) mit einer Primär- und Sekundärwicklung (31, 32), wobei der Push-Pull Treiber (2) ausgangsseitig mit der Primärwicklung (31) verbunden ist; - einen Synchrongleichrichter (4), der AC-seitig nur mit der Sekundärwicklung verbunden ist; - einen Resonanzkreis (Cr0, Lr) umfassend zumindest eine Kapazität (Cr0) und eine Induktivität (Lr), wobei der Resonanzkreis (Cr0, Lr) derartig ausgebildet ist, dass zumindest ein Teil des Resonanzkreises (Lr) auf einer Primärseite (33) des Transformators (30) und ein anderer Teil (Cro) des Resonanzkreises auf einer Sekundärseite (34) des Transformators (30) ausgebildet ist; - einer auf einer Sekundärseite (33) des Transformators (30) dem Synchrongleichrichter (40) nachgeschalteten Entkopplungsinduktivität (L0), welche nicht Teil des Resonanzkreises ist; und - eine in Serie zu der Entkopplungsinduktivität (L0) geschaltet Ausgangskapazität (Cout) über die eine Ausgangsspannung (Uout) bereitgestellt wird.

Description

SELBSTOSZILLIERENDER RESONNANTER PUSH-PULL WANDLER MIT SYNCHRONEM GLEICHRICHTER FÜR PHASENMODULIERTE BIDIREKTIONALE KOMMUNIKATION
Die Erfindung bezieht sich auf eine DC / DC Wandlerschaltung zur phasenmodulierten, insbesondere bidirektionalen Kommunikation, ein Verfahren zum Betreiben einer solchen DC / DC Wandlerschaltung, ein Kommunikationssystem zur bidirektionalen galvanisch getrennten Kommunikation sowie ein Feldgerät mit einem solchen Kommunikationssystem.
In der Automatisierungstechnik, insbesondere in der Prozessautomatisierungstechnik werden vielfach Feldgeräte eingesetzt, die zur Erfassung und/oder Beeinflussung von Prozessvariablen dienen. Zur Erfassung von Prozessvariablen dienen Sensoren, wie beispielsweise Füllstandsmessgeräte, Durchflussmessgeräte, Druck- und Temperaturmessgeräte, pH-Redoxpotentialmessgeräte, Leitfähigkeitsmessgeräte, usw., welche die entsprechenden Prozessvariablen Füllstand, Durchfluss, Druck, Temperatur, pH-Wert bzw. Leitfähigkeit erfassen. Zur Beeinflussung von Prozessvariablen dienen Aktoren, wie zum Beispiel Ventile oder Pumpen, über die der Durchfluss einer Flüssigkeit in einem Rohrleitungsabschnitt bzw. der Füllstand in einem Behälter geändert werden kann. Als Feldgeräte werden im Prinzip alle Geräte bezeichnet, die prozessnah eingesetzt werden und die prozessrelevante Informationen liefern oder verarbeiten. Im Zusammenhang mit der Erfindung werden unter Feldgeräten also insbesondere auch Remote I/Os, Funkadapter bzw. allgemein Geräte verstanden, die auf der Feldebene angeordnet sind.
Eine Vielzahl solcher Feldgeräte wird von der Firma Endress + Hauser hergestellt und vertrieben.
Viele Feldgeräte sind als sogenannte 2-Leiter Versionen erhältlich. Hierbei erfolgt die Energieversorgung des Feldgeräts über das gleiche Leitungspaar, über das auch die Kommunikation erfolgt.
Im Gegensatz zu 2-Leiter-Geräten benötigen 4-Leiter-Geräte ein zusätzliches Leitungspaar für die Energieversorgung, dadurch erhöht sich natürlich der Verkabelungsaufwand. Bei 2-Leiter-Geräten unterliegt die zur Verfügung stehende Leistung meist gewissen Einschränkungen. Die Eingangsspannung variiert normalerweise zwischen 10 und 36 V. Bei einer 4-20 mA Stromschleife stehen z. B. typischerweise minimal 4 mA bei einer Eingangsspannung von ca. 12 V zur Verfügung.
Insbesondere in der Prozessindustrie müssen physikalische oder technische Größen durch die Feldgeräte oftmals in Bereichen gemessen bzw. ermittelt werden, in denen potentiell Explosionsgefahr besteht, sogenannte explosionsgefährdete Bereiche. Durch geeignete Maßnahmen in den Feldgeräten und Auswertesystemen (wie z. B. Spannungs und Strombegrenzung) kann die elektrische Energie, die im System zum Übermitteln der Signale vorhanden ist, so begrenzt werden, dass unter keinen Umständen (Kurzschluss, Unterbrechungen, thermische Effekte, ...) eine Explosion ausgelöst werden kann. Hierfür sind in der IEC EN DIN 60079-ff entsprechende Schutzprinzipien festgelegt worden.
Gemäß dieser Norm sind basierend auf den anzuwendenden Zündschutzarten konstruktive und schaltungstechnische Maßnahmen für die Feldgeräte zur Verwendung in explosionsgefährdeten Bereichen definiert. Zwei dieser Zündschutzarten stellen die Zündschutzart „Druckfeste Kapselung“ (Kennzeichnung Ex-d, IEC EN DIN 60079-1) und die Zündschutzart „Eigensicherheit“ (Kennzeichnung Ex-i bzw. Ex-ia, IEC EN DIN 60079- 11) dar.
Die Zündschutzart „Eigensicherheit“ (Ex-i bzw. Ex-ia) basiert auf dem Prinzip der Strom- und Spannungsbegrenzung in einem Stromkreis. Die Energie des Stromkreises, die in der Lage sein könnte, eine explosionsfähige Atmosphäre zum Zünden zu bringen, wird dabei so begrenzt, dass weder durch Funken noch durch unzulässige Erwärmung der elektrischen Bauteile die Zündung der umgebenden explosionsfähigen Atmosphäre stattfinden kann.
Für gewöhnlich besteht das Feldgerät deswegen aus einer Hauptelektronik, an die der 2- Leiter oder ggfls. auch der 4-Leiter angeschlossen wird und einer von der Hauptelektronik galvanisch getrennten Sensorelektronik, welche über ein Sensorelement die zu erfassende physikalische Größe bestimmt. Zur Energie- und Datenübertragung sind zwischen Hauptelektronik und Sensorelektronik üblicherweise mehrere galvanisch getrennte Schnittstellen vorgesehen.
Um eine Datenkommunikation zwischen der Hauptelektronik und der Sensorelektronik zu ermöglichen, weisen derartige Feldgeräte galvanisch getrennte Datenschnittstellen auf, welche beispielsweise induktiv, kapazitiv oder optisch ausgestaltet sein können.
In der Regel werden von der Sensorelektronik Messdaten, welche die erfasste physikalische Größe repräsentieren, an die Hauptelektronik und von der Hauptelektronik vor allem Parameter an die Sensorelektronik über die galvanisch getrennten Schnittstellen übertragen.
Zur Energieversorgung der Sensorelektronik ist ferner eine zusätzliche galvanisch getrennte DC / DC Wandlerschaltung vorgesehen. Über die DC / DC Wandlerschaltung wird von der Hauptelektronik Energie zu der Sensorelektronik über einen zusätzlichen Kanal übertragen.
Bei derartigen DC / DC Wandlern, die zur Potentialtrennung bei Feldgeräten mit kleinster Leistung vorgesehen sind, sind im Wesentlichen zwei Vorgaben für die Umsetzbarkeit entscheidend.
Zum einen die Größe eines möglichen Aufbaues einer solchen DC / DC Wandlerschaltung sowie eine möglichst geringe Komplexität. Zum anderen der Wirkungsgrad und die Schaltperformance in Relation zum Realisationsaufwand.
Durch diese Vorgaben haben sich die zwei in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnungen gemäß dem Stand der Technik etabliert. Dies insbesondere auch aufgrund der geringen Komplexität der Schaltungsanordnungen. So weisen beide Schaltungsanordnungen, einen Pull-Push-Treiber, einen daran anschließenden Transformator, einen Dioden-Gleichrichter, optional ein Filterelement in Form einer Speicherdrossel und ein Ausgangskondensator auf. Bei Kleinstleistungen (<5W) ist es nicht unüblich, eine mögliche Speicherdrossel zur Entkopplung des Ausgangskondensators wegzulassen.
Die beiden in Fig. 1 dargestellten DC / DC Wandlerschaltungen weisen jedoch insbesondere bei kleinen Leistungen bezüglich des Wirkungsgrades und des Lastverhaltens erhebliche Nachteile auf:
Durch die Streuinduktivität des Transformators (in Fig. 1 durch die Induktivität Lo dargestellt) sowie aufgrund der Dioden-Flussspannungen im Gleichrichter ist die Ausgangsspannung stark lastabhängig. Dies ist bis zu einem Faktor zwei zwischen Leerlauf (Spitzenwertgleichrichtung) und Volllast möglich.
Bei höheren Schaltfrequenzen, ab ca. 100kHz sinkt der Wirkungsgrad der Schaltung durch die Kommutierungsverluste im Gleichrichter, da alle Dioden kurzzeitig leitend sind. Dieser Effekt verschärft sich zusätzlich noch, wenn die Dioden durch aktive Schaltelemente ersetzt werden (Synchrongleichrichter).
Je höher die Schaltfrequenz liegen soll / muss, umso mehr verschlechtert sich die Performance der Schaltung (Kommutierungsverluste, Einfluss Streuinduktivität, Leerlauf / Volllast Verhalten). Schaltfrequenzen bis ca. 1 MHz können notwendig werden, wenn z.B. die Schaltfrequenz zugleich als Referenzkanal für eine digitale Signalübertragung genutzt werden soll. Für diesen Fall muss die Performance einer konventionellen Schaltung stark verbessert werden, um die Machbarkeit zu gewährleisten. Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine DC / DC Wandlerschaltung vorzuschlagen, die eine gleiche oder nur geringfügig höhere Komplexität gemäß der aus dem Stand der Technik bekannten DC / DC Wandlerschaltungen aufweist und gleichzeitig einen höheren Wirkungsgrad und ein verbessertes Lastverhalten hat und bei der zusätzlich noch die Schaltfrequenz erhöht werden kann.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die DC / DC Wandlerschaltung gemäß Patentanspruch 1 , das Verfahren gemäß Patentanspruch 11 , das Kommunikationssystem gemäß Patentanspruch 13 sowie dem Feldgerät gemäß Patentanspruch 16.
Die erfindungsgemäße DC / DC Wandlerschaltung zur phasenmodulierten, insbesondere bidirektionalen Kommunikation, umfasst: einen Push-Pull T reiber an den eingangsseitig ein Referenztakt mit einer fest vorgegeben Frequenz anlegbar ist; einen Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung, wobei der Push-Pull Treiber ausgangsseitig mit der Primärwicklung verbunden ist; einen Synchrongleichrichter, der AC-seitig, vorzugsweise nur mit der Sekundärwicklung verbunden ist; einen Resonanzkreis, umfassend zumindest eine Kapazität und eine Induktivität, wobei der Resonanzkreis derartig ausgebildet ist, dass zumindest ein Teil des Resonanzkreises auf einer Primärseite des Transformators und ein anderer Teil des Resonanzkreises auf einer Sekundärseite des Transformators ausgebildet ist; einer auf einer Sekundärseite des Transformators dem Synchrongleichrichter nachgeschalteten Entkopplungsinduktivität, welche nicht Teil des Resonanzkreises ist; und eine in Serie zu der Entkopplungsinduktivität geschaltet Ausgangskapazität über die eine Ausgangsspannung bereitgestellt wird.
Erfindungsgemäß wird eine DC / DC Wandlerschaltung vorgeschlagen, die Schaltfrequenzen bis in den MHz Bereich ermöglicht, sodass die Schaltung neben dem reinen Bereitstellen einer Ausgangspannung zur Energieversorgung auf der Sekundärseite des Transformators auch zur phasenmodulierten Kommunikation kombiniert werden kann. Ferner weist die erfindungsgemäße DC / DC Wandlerschaltung eine geringere Ausgangsspannungsschwankungen zwischen Leerlauf und Volllast auf sowie einen wesentlich besseren Wirkungsgrad trotz erhöhter Schaltfrequenzen als die aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungen auf.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung sieht vor, dass der auf der Sekundärseite des Transformators ausgebildete Teil des Resonanzkreises DC-seitig mit dem Synchrongleichrichter verbunden ist. Insbesondere kann die Ausgestaltung vorsehen, dass der Synchrongleichrichter vier gesteuerte Feldeffekttransistoren umfasst und die Feldeffekttransistoren über Steuerleitungen mit der Sekundärwicklung des Transformators direkt verbunden sind, sodass eine Transformator- Ausgangsspannung die Feldeffekttransistoren ansteuert und/oder dass der Synchrongleichrichter in einer positiven Hälfte aus P-Kanal MOSFETs und in einer negativen Hälfte aus N-Kanal MOSFETs ausgebildet ist.
Eine alternative Ausgestaltung der erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung sieht vor, dass der auf der Sekundärseite des Transformators ausgebildete Teil des Resonanzkreises AC-seitig mit dem Synchrongleichrichter verbunden ist. Insbesondere kann die Ausgestaltung vorsehen, dass der Synchrongleichrichter zwei gesteuerte Feldeffekttransistoren umfasst, und die Feldeffekttransistoren über Steuerleitungen mit der Sekundärwicklung des Transformators direkt verbunden sind, sodass eine Transformator-Ausgangsspannung die Feldeffekttransistoren ansteuert und/oder dass die Ausgangsspannung zwischen der Entkopplungsinduktivität und einer Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators abgegriffen wird.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung sieht vor, dass DC / DC Wandlerschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Feldeffekttransistoren derartig mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden sind, dass jeweils ein Drainanschluss an einen Wicklungsanfang und jeweils ein Gateanschluss der Feldeffekttransistoren an ein Wicklungsende der Sekundärwicklung oder dass jeweils ein Drainanschluss an ein Wicklungsende und jeweils ein Gateanschluss an ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung angeschlossen ist.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung sieht vor, dass ein Wicklungsverhältnis des Transformators der DC /
DC Wandlerschaltung so gewählt ist, dass die sekundärseitige Transformator- Ausgangsspannung kleiner 20 V ist.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung sieht vor, dass auf der Primärseite des T ransformators eine Eingangskapazität zur DC Unterdrückung vorhanden ist, wobei die DC / DC Wandlerschaltung so ausgebildet ist, dass die Eingangskapazität nicht Teil des Resonanzkreises ist.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Betreiben einer DC / DC Wandlerschaltung gemäß einer der zuvor beschriebenen Ausgestaltungen, wobei zum Betreiben der DC / DC Wandlerschaltung an den Push-Pull Treiber eingangsseitig ein Referenztakt mit einer fest vorgegeben und während des Betriebs nicht veränderten Frequenz angelegt wird.
Eine vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens sieht vor, dass die Frequenz größer als 100 kHz ist, besonders bevorzugt bei ca. 450 kHz liegt.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Kommunikationssystem zur bidirektionalen galvanisch getrennten Kommunikation umfassend: eine DC / DC Wandlerschaltung gemäß einer zuvor beschriebenen Ausgestaltung, wobei die DC / DC Wandlerschaltung durch den Transformator eine erste galvanische Trennung aufweist und die Ausgangspannung zur Energieversorgung auf der Sekundärseite des Transformators bereitstellt; einen Sende-Übertragungskanal mit einer Modulatoreinheit, die über eine zweite galvanische Trennung datenleitend mit einer Demodulationseinheit verbunden ist; einen Empfangs-Übertragungskanal mit einer Demodulatoreinheit, die über eine dritte galvanische Trennung mit einer Modulatoreinheit verbunden ist; wobei die DC / DC Wandlerschaltung ferner primärseitig und sekundärseitig für die Modulationseinheiten bzw. Demodulationseinheiten einen zur Modulation bzw. Demodulation notwendigen Referenztakt bereitstellt.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Kommunikationssystems sieht vor, dass der Referenztakt primärseitig durch einen Abgriff am Ausgang des Push-Pull Treibers der DC / DC Wandlerschaltung realisiert ist und der Referenztakt sekundärseitig durch einen Abgriff an dem Ausgang des T ransformators der DC / DC Wandlerschaltung realisiert ist.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Kommunikationssystems sieht vor, dass sekundärseitig eine Phasenshifteinheit zum Verschieben der Phase des Referenztaktes um 90° eingebracht ist.
Die Erfindung betrifft weiterhin ein Feldgerät der Automatisierungstechnik zum Einsatz in einem explosionsgefährdeten Bereich, insbesondere einem Ex-ia und/oder Ex-d Bereich, aufweisend eine Hauptelektronik und eine davon galvanisch getrennte Sensorelektronik, wobei die Hauptelektronik mit der Sensorelektronik über ein Kommunikationssystem gemäß einer zuvor beschriebenen Ausgestaltung datenleitend verbunden ist.
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 : zwei aus dem Stand der Technik bekannte DC / DC Wandlerschaltungen, Fig. 2: eine erste Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung,
Fig. 3: eine zweite Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung,
Fig. 4: typische Spannungsformen bzw. -Verläufe der Spannungen am Synchrongleichrichter,
Fig. 5: den typischen Spannungsverlauf bzw- formen der Transformator Eingangs- bzw. Ausgangsspannung,
Fig. 6: eine Schaltungssimulation zum Verdeutlichen des Unterschieds zwischen der AC- und DC-seitigen Anordnung der Resonanzkapazität Cro,
Fig. 7: ein erfindungsgemäßes Kommunikationssystem zur bidirektionalen galvanisch getrennten Kommunikation, und
Fig. 8: ein Blockschaltbild eines Feldgerät der Automatisierungstechnik, welches mit Hilfe eines erfindungsgemäßen Kommunikationssystems zum Einsatz in einem explosionsgefährdeten Bereich, insbesondere einem Ex-ia und/oder Ex-d Bereich, ausgebildet ist.
Fig. 1 zeigt zwei aus dem Stand der Technik bekannte DC / DC Wandlerschaltungen, auf die eingangs schon eingegangen wurde.
Figur 2 zeigt eine erste Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Die Schaltungsanordnung umfasst eingangsseitig einen Push-Pull Treiber mit einem invertierenden (in Fig. 2 durch einen Punkt am Ausgang gekennzeichnet) und einem nicht invertierenden Treiber, die parallel zueinander geschaltet sind und an deren Eingang ein Refereztakt ref_clk angelegt bzw. anlegbar ist.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung einen Transformator, dessen Primärwicklung mit den jeweiligen Ausgängen der Treiberstufen verbunden sind. Optional kann die Schaltungsanordnung auch einen Kondensator zur DC Unterdrückung CDC aufweisen, der zwischen die Primärwicklung und einem Ausgang des nicht invertierenden Operationsverstärkers geschaltet ist. Eine durch den Betrieb des Transformators hervorgerufene Streuinduktivität ist ebenfalls auf der Primärseite des Transformators durch Lo berücksichtigt und in Fig. 2 dargestellt.
An den Transformator ist sekundärseitig ein Synchrongleichrichter angeschlossen. Der Synchrongleichrichter kann, wie in Fig. 2 dargestellt, mittels vier MOSFETs aufgebaut sein. In der positiven Hälfte sind es P-Kanal, in der negativen Hälfte N-Kanal MOSFETs.
Zur Ansteuerung sind die Gate-Anschlüsse der MOSFETs direkt mit der Sekundärseite des Transformators verbunden, sodass die Transformator Ausgangsspannung die MOSFETs ansteuert. Die Ansteuerung der MOSFETs erfolgt hierbei vorzugsweise über gekreuzte Steuerleitungen. Dies bedeutet, dass die MOSFETS 41-44 derartig mit der Sekundärwicklung 32 des Transformators 30 verbunden sind, dass jeweils ein Drainanschluss an einen Wicklungsanfang und jeweils ein Gateanschluss der MOSFETS 41-44 an ein Wicklungsende der Sekundärwicklung 32 oder dass jeweils ein Drainanschluss an ein Wicklungsende und jeweils ein Gateanschluss an ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung 32 angeschlossen ist.
An den Synchrongleichrichter ist DC-seitig ein Ausgangskondensator Cout parallel zum Ausgang des Synchrongleichrichters geschaltet. Der Ausgangskondensator Cout ist mit einer Induktivität , welche einen Wert grösser 200 Mikrohenry (pH) aufweist, vom Synchrongleichrichter entkoppelt.
Funktional bildet die Induktivität und der Ausgangskondensator Cout ein Filter am Ausgang des Synchrongleichrichters. Diese Entkopplung ist notwendig, da durch den Resonanzkreis die Spannung am Gleichrichterausgang Ubr pulsiert. Fig. 4 zeigt hierfür exemplarisch typische Spannungsformen bzw. -Verläufe der Spannungen am Synchrongleichrichter Eingang Ui_eg und am Synchrongleichrichter Ausgang Ubr. Gut zu erkennen ist das Pulsieren der Ausgangspannung Ubr in der oberen Hälfte des Diagramms.
Ferner ist primärseitig eine zusätzliche Induktivität L1 angeordnet, die in Serie mit dem T ransformator geschaltet ist und die zusammen mit der Streuinduktivität Lc eine Resonanzinduktivität Lr bildet. Die Resonanzinduktivität Lr bildet zusammen mit einer sekundärseitig angeordneten Resonanzkapazität Cro, die parallel zu einer Last wirkt, einen Resonanzkreis. Die Resonanzkapazität CrO weist ferner eine in Serie zu der Resonanzkapazität CrO parasitär wirkende Induktivität LrO auf, die ebenfalls in Fig. 2 dargestellt ist. Es sei hier erwähnt, dass der zur DC Unterdrückung CDC primärseitig angeordnete Kondensator nicht Teil des Resonanzkreises ist. Die Dimensionierung des Resonanzkreises kann beispielsweise über entsprechende Simulationen oder experimentell erfolgen.
Fig. 5 zeigt exemplarisch das Ergebnis einer solchen Schaltungssimulation. Aus Fig. 5 wird ersichtlich, wie aufgrund des Resonanzkreises Lr / CrO die rechteckförmige Spannungsanregung am Transformator-Eingang UCDC ZU einer sinusförmigen Ausgangsspannung Ui_eg auf der Sekundärseite des Transformators führt. Die Resonanzfrequenz von LrO / CrO « Lr/CrO beeinflusst das Kommutierungsverhalten, typischerweise ist LrO parasitär und kann bzw. sollte minimiert werden. Zur Auslegung der Schaltung hat sich ein Verhältnis von (LrO / CrO) / (Lr/CrO) < 10 als besonders günstig herausgestellt.
Die Resonanzkapazität Cro kann, je nach Ausprägung des Synchrongleichrichters, vor oder nach dem Synchrongleichrichter, d.h. AC- oder DC-seitig von dem Synchrongleichrichter, angeordnet sein. In der in Fig. 2 dargestellten Ausgestaltung ist die Resonanzkapazität Cro DC-seitig von dem Synchrongleichrichter angeordnet. Die DC- seitige Anordnung weist geringere Kommutierungsverluste auf, wie nachfolgend noch beschrieben wird. Ein weiterer Vorteil dieser Ausgestaltung ist die einfachere Realisierung des Transformators.
Fig. 3 zeigt eine zweite Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen DC / DC Wandlerschaltung. Die DC / DC Wandlerschaltung ist dabei in großen Teilen gleich wie die in Fig. 2 dargestellte DC / DC Wandlerschaltung ausgebildet. Unterschiedlich ist allerdings, dass der Synchrongleichrichter nicht als Vierweggleichrichter, sondern als Zweiweggleichrichter mit einer Mittenanzapfung an der Sekundärwicklung des Transformators zur Spannungsversorgung ausgebildet ist.
Ferner unterscheiden sich die beiden DC / DC Wandlerschaltungen durch die Anordnung der Resonanzkapazität Cro mit der dazugehörigen parasitären Induktivität LrO. Diese ist gemäß der zweiten erfindungsgemäßen Ausgestaltung zwischen der Transformator Ausgangsseite und einer Synchrongleichrichter Eingangsseite, d.h. AC-seitig von dem Synchrongleichrichter angeordnet. Die beiden Gates der MOSFETs sind wiederum über gekreuzte Steuerleitungen mit der Sekundärwicklung des Transformators zur Ansteuerung verbunden.
Eine derartige gekreuzte Ansteuerung der Gates der MOSFETs bietet sich, gemäß der ersten als auch der zweiten Ausgestaltung, insbesondere dann an, wenn die DC / DC Wandlerschaltung derartig ausgebildet ist, dass eine Ausgangsspannung des Transformators kleiner ca. 20 V ist. Dies kann beispielsweise über ein entsprechendes Wicklungsverhältnis des Transformators realisiert werden.
Wie zuvor erwähnt, beeinflusst die Anordnung der Resonanzkapazität Cro mit der zugehörigen parasitären Induktivität LrO (AC- oder DC-seitig) sowie die Schaltschwellen der MOSFETs des Synchrongleichrichters die Kommutierung. Fig. 6 zeigt eine Schaltungssimulation zum Verdeutlichen des Unterschieds zwischen der AC- und DC- seitigen Anordnung der Resonanzkapazität Cro (mit der zugehörigen parasitären Induktivität LrO) einmal nach dem Synchrongleichrichter, d.h. auf der DC-Seite (linkes Diagramm) und einem vor dem Synchrongleichrichter, d.h. auf der AC-seite (rechts Diagramm). Die aufgetragenen Spannungen U-m und UTr2 stellen dabei die Spannungen auf der Sekundärseite des Transistors einmal am Wicklungsanfang U-m und einmal am Wcklungsende UTr2 dar. Bei der DC-seitigen Anordnung der Resonanzkapazität Cro mit der zugehörigen parasitären Induktivität LrO gemäß der ersten Ausgestaltung bewirkt ein, durch den Resonanzkreis eingeprägten Strom im Transformator einen nicht sinusförmigen schnellen Anstieg der Transformator Ausgangsspannung während der Kommutierung. Dies führt zu einem schnelleren Ein- und Ausschalten der MOSFETs im Nulldurchgang der Transformator Sekundärspannung. Dieser Effekt ist in Fig. 6 auf dem linken Diagramm dargestellt und durch zwei Kreise kenntlich gemacht. Dieser Effekt ist nur bei der Vollbrücken-Synchrongleichrichter Variante gemäß der ersten Ausgestaltung nutzbar, da bei der Halbbrücken-Synchrongleichrichter Variante gemäß der zweiten Ausgestaltung zwischen zwei Wcklungen umgeschaltet und nicht eine Wcklung umgepolt wird. Weiterhin wird aus Fig. 6 ersichtlich, dass sich der Kommutierungsvorgang im Nulldurchgang der Spannung abspielt. Es ist also annähernd eine Zero Voltage Switching vorhanden.
Die erfindungsgemäße DC / DC Wandlerschaltung bietet gegenüber der aus dem Stand der Technik bekannten und in Fig. 1 dargestellten DC / DC Wandlerschaltung die Folgenden Vorteile:
Es ist eine Schaltfrequenz bis in den MHz Bereich möglich.
Geringere Schwankungen der Ausgangsspannung zwischen Leerlauf und Volllast.
Dank der Synchrongleichrichtung einen wesentlich besseren Wrkungsgrad trotz einer erhöhten Schaltfrequenz.
Die beiden erfindungsgemäßen Ausgestaltungen einer DC / DC Wandlerschaltung lassen sich in ein robustes galvanisch getrenntes bidirektionales Kommunikationssystem integrieren. Hierbei dient die Schaltfrequenz zugleich als ein Referenzsignal für eine Modulation bzw. eine Demodulation (+- 90° Phasenmodulation).
Fig. 7 zeigt ein solches galvanisch getrenntes bidirektionales Kommunikationssystem.
Das Kommunikationssystem umfasst zwei Kommunikationskanäle über die Daten gesendet und empfangen werden können sowie eine DC / DC Wandlerschaltung.
Die DC / DC Wandlerschaltung 1 kann entweder gemäß der ersten oder zweiten erfindungsgemäßen Ausgestaltung ausgebildet sein. Über die DC / DC Wandlerschaltung 1 wird die Ausgangsspannung Uout auf der Sekundärseite bereitgestellt. Die beiden Kommunikationskanäle von denen einer als Sende-Übertragungskanal Tx_data und einer als Empfangs-Übertragungskanal Rx_data ausgebildet ist, sind jeweils so ausgebildet, dass sie eine galvanische Trennung aufweisen. Dies wird gemäß der in Fig. 7 dargestellten Ausgestaltung durch jeweils einen Transformator realisiert. Die Erfindung ist hierbei nicht auf einen Transformator als galvanische Trennung beschränkt. Genauso gut kann die galvanische Trennung auch optisch oder kapazitiv realisiert sein.
Ferner weisen die beiden Daten-Übertragungskanäle jeweils eine Modulatoreinheit und eine Demodulatoreinheit auf, die durch die galvanische Trennung voneinander getrennt sind. Auf der Primärseite wird ein für die Datenkommunikation notwendiger Referenztakt durch die DC / DC Wandlerschaltung bereitgestellt: Hierzu ist das Kommunikationssystem derartig ausgestaltet, dass der Referenztakt primärseitig nach dem Push-Pull-Treiber abgegriffen wird und zu der Modulatoreinheit des Sende-Übertragungskanals bzw. zu der Demodulatoreinheit des Empfangs-Übertragungskanals geführt ist. Sekundärseitig wird der Referenztakt durch einen Abgriff an dem Ausgang des Transformators 30 realisiert und zu der Demodulatoreinheit des Sende-Übertragungskanals und zu der Modulatoreinheit des Empfangs-Übertragungskanals geführt. Sekundärseitig kann vorzugsweise ferner eine Phasenshifteinheit 90 zum Verschieben der Phase des Referenztaktes um 90° vorgesehen sein, welche zwischen den Abgriff an der Sekundärseite des Transformators und der Demodulatoreinheit bzw. der Modulatoreinheit angeordnet ist, sodass primärseitig mit dem Referenztakt moduliert und sekundärseitig mit einem um 90° phasenverschobenen Referenztakt demoduliert wird. Alternativ kann die Phasenshifteinheit 90 zum Verschieben der Phase auch primärseitig angeordnet sein, sodass primärseitig mit dem um 90° phasenverschobenen Referenztakt moduliert und sekundärseitig mit dem Referenztakt demoduliert wird.
Aus Fig. 7 wird ersichtlich, dass wenn der Referenztakt (Referenz für Modulation / Demodulation) zu klein ist, die erzielbare Datenrate gering ausfallen wird. Für eine robuste Signalübertragung ist es daher vorteilhaft, wenn mindestens die achtfache Frequenz der Datenrate als Frequenz für den Referenztrakt ref_clk verwendet wird.
Ferner wird aus Fig. 7 die geringe Komplexität eines derartigen bidirektionalen Kommunikationssystems 100 ersichtlich, da gegenüber den aus dem Stand der Technik bekannten Kommunikationssystem eine Übertragungskanal weniger benötigt wird oder auf die aufwändige Referenztakt Synchronisierung aus dem Datensignal zur Demodulation verzichtet werden kann . Dies liegt insbesondere an der erfindungsgemäß ausgestalteten DC / DC Wandlerschaltung, die sowohl zum galvanisch getrennten Übertragen der Ausgangsspannung zur Energieversorgung als auch zum galvanisch getrennten Bereitstellen des Referenztakes auf die Sekundärseite dient. Ein derartiges Kommunikationssystem kann insbesondere in den eingangs beschriebenen Feldgeräten der Automatisierungstechnik eingesetzt werden. Hierzu ist in Fig. 8 ein Blockschaltbild eines solchen Feldgeräts F1 der Automatisierungstechnik und einer Empfangseinheit EE, bspw. eine Speicherprogrammierbare Steuerung (SPS) näher dargestellt. Die Kommunikation zwischen Empfangseinheit und Feldgerät erfolgt über eine 2-Leiter-Stromschleife LS. Über diese kann ein Messwert, der von dem Feldgerät F1 aufgenommen wird, als 4-20 mA Stromsignal IS an die Empfangseinheit EE übertragen werden.
Das Feldgerät F1 besteht im Wesentlichen aus einer Hauptelektronik HE, einem Kommunikationssystem 1 und einer Verbraucherschaltung VS, bspw. einem Sensorelektronik eines Sensormoduls zum Erfassen einer physikalischen Prozessgröße.
Das Kommunikationssystem 1 , ist wie zuvor beschrieben ausgebildet und sorgt für die galvanische Trennung zwischen dem primärseitigen Stromkreis und dem Verbraucherstromkreis auf der Sekundärseite. Ferner sorgt das Kommunikationssystem 1 zur Bereitstellung der Versorgungspannung für die Verbraucherschaltung VS sowie dem Referenztakt, sodass eine Kommunikation zwischen der Hauptelektronik HE und der Verbraucherschaltung VS durch das Kommunikationssystem erfolgen kann. Hierbei werden von der Sensorelektronik insbesondere Messdaten, welche die erfasste physikalische Größe repräsentieren, an die Hauptelektronik und von der Hauptelektronik vor allem Parameter an die Sensorelektronik VS über das Kommunikationssystem galvanisch getrennt übertragen. Durch die mittels des Kommunikationssystems realisierte galvanische Trennung kann das Feldgerät in einem explosionsgefährdeten Bereich, insbesondere einem Ex-ia und/oder Ex-d Bereich eingesetzt werden.
Bezugszeichenliste
1 DC / DC Wandlerschaltung
20 Push Pull Treiber
30 Transformator
31 Primärwicklung des Transformators
32 Sekundärwicklung des Transformators
33 Primärseite des Transformators
34 Sekundärseite des Transformators
35 Mittenanzapfung
40 Synchrongleichrichter
41-44 Feldeffekttransistoren
45 Steuerleitung
46 Steuerleitung
50 Modulatoreinheit
60 Zweite galvanische Trennung
70 Dritte galvanische Trennung
80 Demodulationseinheit
90 Phasenshifteinheit
100 Kommunikationssystem
Lr Induktivität
CrO Kapazität l_o sekundärseitig angeordnete Entkopplungsinduktivität
Uout Ausgangsspannung ref_clk Referenztakt
Ubr T ransformator-Ausgangsspannung
U-m Spannung auf der Sekundärseite des Transistors am Wicklungsanfang
UTr2 Spannung auf der Sekundärseite des Transistors am Wicklungsende
HE Hauptelektronik
F Feldgerät
EE Empfangseinheit, z.B. SPS
VS Verbraucherschaltung, z.B. Sensor- oder Aktormodul
LS 2-Leiter_Stromschleife
IS Stromsignal (4 - 20 mA)

Claims

Patentansprüche
1 . DC / DC Wandlerschaltung zur phasenmodulierten, insbesondere bidirektionalen Kommunikation, aufweisend: einen Push-Pull Treiber (2) an den eingangsseitig ein Referenztakt (ref_clk) mit einer fest vorgegeben Frequenz anlegbar ist; einen Transformator (3) mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung (31 , 32), wobei der Push-Pull Treiber (2) ausgangsseitig mit der Primärwicklung (31) verbunden ist; einen Synchrongleichrichter (4), der AC-seitig, vorzugsweise nur mit der Sekundärwicklung verbunden ist; einen Resonanzkreis (CrO, Lr) umfassend zumindest eine Kapazität (CrO) und eine Induktivität (Lr), wobei der Resonanzkreis (CrO, Lr) derartig ausgebildet ist, dass zumindest ein Teil des Resonanzkreises (Lr) auf einer Primärseite (33) des Transformators (30) und ein anderer Teil (Cro) des Resonanzkreises auf einer Sekundärseite (34) des Transformators (30) ausgebildet ist; einer auf einer Sekundärseite (33) des Transformators (30) dem Synchrongleichrichter (40) nachgeschalteten Entkopplungsinduktivität (Lo), welche nicht Teil des Resonanzkreises ist; und eine in Serie zu der Entkopplungsinduktivität (Lo) geschaltet Ausgangskapazität (Cout) über die eine Ausgangsspannung (Uout) bereitgestellt wird.
2. DC / DC Wandlerschaltung nach Anspruch 1 , wobei der auf der Sekundärseite (32) des Transformators (30) ausgebildete Teil des Resonanzkreises (CrO, Lr) DC-seitig mit dem Synchrongleichrichter (40) verbunden ist.
3. DC / DC Wandlerschaltung nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei der Synchrongleichrichter (40) vier gesteuerte Feldeffekttransistoren (41-45) umfasst und die Feldeffekttransistoren (41-45) über Steuerleitungen (46, 47) mit der Sekundärwicklung (32) des Transformators (30) direkt verbunden sind, sodass eine Transformator- Ausgangsspannung (Ubr) die Feldeffekttransistoren (41-45) ansteuert.
4. DC / DC Wandlerschaltung nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei der Synchrongleichrichter (40) in einer positiven Hälfte aus P-Kanal MOSFETs (42, 43) und in einer negativen Hälfte aus N-Kanal MOSFETs (44, 45) ausgebildet ist.
5. DC / DC Wandlerschaltung nach Anspruch 1 , wobei der auf der Sekundärseite (34) des Transformators (30) ausgebildete Teil des Resonanzkreises (CrO, Lr) AC-seitig mit dem Synchrongleichrichter (40) verbunden ist.
6. DC / DC Wandlerschaltung nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei der Synchrongleichrichter (40) zwei gesteuerte Feldeffekttransistoren (42, 44) umfasst, und die Feldeffekttransistoren (42, 44) über Steuerleitungen (46, 47) mit der Sekundärwicklung (32) des Transformators (30) direkt verbunden sind, sodass eine Transformator-Ausgangsspannung (Ubr) die Feldeffekttransistoren ansteuert.
7. DC / DC Wandlerschaltung nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei die Ausgangsspannung (Uout) zwischen der Entkopplungsinduktivität ( ) und einer Mittenanzapfung (35) der Sekundärwicklung (32) des Transformators (30) abgegriffen wird.
8. DC / DC Wandlerschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Feldeffekttransistoren (41-44) derartig mit der Sekundärwicklung (32) des Transformators (30) verbunden sind, dass jeweils ein Drainanschluss an einen Wicklungsanfang und jeweils ein Gateanschluss der Feldeffekttransistoren (41-44) an ein Wicklungsende der Sekundärwicklung (32) oder dass jeweils ein Drainanschluss an ein Wicklungsende und jeweils ein Gateanschluss an ein Wicklungsanfang der Sekundärwicklung (32) angeschlossen ist.
9. DC / DC Wandlerschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Wicklungsverhältnis des Transformators (30) der DC / DC Wandlerschaltung (1) so gewählt ist, dass die sekundärseitige Transformator- Ausgangsspannung (Ubr) kleiner 20 V ist.
10. DC / DC Wandlerschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, wobei auf der Primärseite (33) des Transformators eine Eingangskapazität (UCDC) zur DC Unterdrückung vorhanden ist, wobei die DC / DC Wandlerschaltung (1) so ausgebildet ist, dass die Eingangskapazität (UCDC) nicht Teil des Resonanzkreises (CrO,
Lr) ist.
11 . Verfahren zum Betreiben einer DC / DC Wandlerschaltung nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei zum Betreiben der DC / DC Wandlerschaltung (1) an den Push-Pull Treiber (2) eingangsseitig ein Referenztakt (ref_clk) mit einer fest vorgegeben und während des Betriebs nicht veränderten Frequenz angelegt wird.
12. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei die Frequenz größer als 100 kHz ist, besonders bevorzugt bei ca. 450 kHz liegt.
13. Kommunikationssystem zur bidirektionalen galvanisch getrennten Kommunikation umfassend: eine DC / DC Wandlerschaltung nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die DC / DC Wandlerschaltung (1) durch den Transformator (30) eine erste galvanische Trennung aufweist und die Ausgangspannung (Uout) zur Energieversorgung auf der Sekundärseite des Transformators (30) bereitstellt; einen Sende-Übertragungskanal (Tx_data) mit einer ersten Modulatoreinheit (50), die über eine zweite galvanische Trennung (60) datenleitend mit einer ersten Demodulatoreinheit (80) verbunden ist; einen Empfangs-Übertragungskanal (Rx_dat) mit einer zweiten Demodulatoreinheit (80), die über eine dritte galvanische Trennung (70) mit einer zweiten Modulatoreinheit (50) verbunden ist; wobei die DC / DC Wandlerschaltung (1 ) ferner primärseitig und sekundärseitig für die Modulationseinheiten bzw. Demodulationseinheiten zur Modulation bzw.
Demodulation notwendigen Referenztakt (ref_clk, ref_clk_90deg) bereitstellt.
14. Kommunikationssystem nach dem vorhergehenden Anspruch, wobei der Referenztakt (clk_ref) primärseitig durch einen Abgriff am Ausgang des Push-Pull Treibers (20) der DC / DC Wandlerschaltung (1) realisiert ist und der Referenztakt (clk_ref_90deg) sekundärseitig durch einen Abgriff an dem Ausgang des Transformators (30) der DC / DC Wandlerschaltung (1) realisiert ist.
15. Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 13 oder 14, wobei sekundärseitig eine Phasenshifteinheit (90) zum Verschieben der Phase des Referenztaktes um 90° eingebracht ist.
16. Feldgerät der Automatisierungstechnik zum Einsatz in einem explosionsgefährdeten Bereich, insbesondere einem Ex-ia und/oder Ex-d Bereich, aufweisend eine Hauptelektronik und eine davon galvanisch getrennte Sensorelektronik, wobei die Hauptelektronik mit der Sensorelektronik über ein Kommunikationssystem nach einem der Ansprüche 13 bis 15 datenleitend verbunden ist.
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