WO2021259649A1 - Gradateur électronique - Google Patents

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WO2021259649A1
WO2021259649A1 PCT/EP2021/065577 EP2021065577W WO2021259649A1 WO 2021259649 A1 WO2021259649 A1 WO 2021259649A1 EP 2021065577 W EP2021065577 W EP 2021065577W WO 2021259649 A1 WO2021259649 A1 WO 2021259649A1
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WO
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switching
current
functional block
diode
dimmer
Prior art date
Application number
PCT/EP2021/065577
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Inventor
Sébastien Vallee
Original Assignee
Legrand France
Legrand Snc
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/36—Circuits for reducing or suppressing harmonics, ripples or electromagnetic interferences [EMI]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0009—AC switches, i.e. delivering AC power to a load
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
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    • H05B39/041—Controlling the light-intensity of the source
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    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/31—Phase-control circuits

Definitions

  • the technical field of the invention is that of current dimmers for power load, in particular a lamp, connected to an AC electrical network and more particularly the electrical compatibility of current dimmers.
  • a current dimmer is intended to reduce the active power delivered in an electrical device, such as a lamp, connected to an AC electrical network.
  • the current dimmer reduces the active power by cutting off the flow of current in the circuit during part of each half-wave of the electrical network. When the current flow is cut off, the current dimmer is in an off state and when the current is flowing, the current dimmer is in an on state. The current dimmer switches to pass from the blocked state to the on state.
  • a low-pass filter comprising a coil, in series with each triac or thyristor, in order to filter the transient voltage.
  • the low pass filtering cuts the high frequencies of the transient state, smoothing the switching and thus reducing the amplitude of the harmonics.
  • the coils used are generally bulky and have a high cost and generate little uncomfortable crackling for the user.
  • the difference between the saturation voltage at the terminals of the pre-switching functional block and at the terminals of the switching functional block during the relay passage can create a brief voltage drop, generating additional harmonics.
  • the invention offers a solution to the problems mentioned above, by providing a device making it possible to reduce the active power delivered within a load by an electrical network, the device making it possible in particular to reduce the amplitude of the harmonics on the network .
  • One aspect of the invention relates to a current dimmer intended to be connected to a supply conductor in series with a load connected to an AC electrical network by a first electrical terminal called phase and a second electrical terminal called load return , the current dimmer comprising: a pre-switching functional block configured to perform switching on at least one half wave of the electrical network, making the current dimmer switch from a blocked state to an on state, a switching functional block configured to take over from the pre-switching functional block and maintain the on state, an electrical adaptation means in series with the switching functional block, comprising a voltage at its terminals to reduce the voltage difference between the phase and the load feedback during the relay between the pre-switching functional block and the switching functional block.
  • the electrical adaptation means reduces the amplitude of the voltage drop during the relay passage between the pre-switching functional block and the switching functional block. As the voltage variation is smaller, the amplitude of the harmonics is reduced. If the electrical adaptation means completely eliminates the voltage drop during the passage of the relay then the generation of harmonics is suppressed.
  • the current dimmer according to the invention may have one or more additional characteristics among the following, considered individually or in any technically possible combination:
  • the switching functional block comprises a first thyristor and a second thyristor
  • the dimmer comprising: a first line connected between the phase and the load return, comprising the first thyristor connected so as to cut each negative half-wave; a second line connected between the phase and the load return, comprising the second thyristor connected so as to cut each positive half-wave;
  • the first line and the second line are connected so as to form a branch and the first thyristor and the second thyristor are connected so as to form a triac, the electrical adaptation means being connected in series with the triac within the branch;
  • the electrical adaptation means comprises a first diode connected in series within the first line and a second diode connected in series within the second line;
  • the switching functional unit comprises a triac forming a portion of a first and a second line according to the direction of the current in the triac and in that the electrical adaptation means is connected in series with the triac.
  • the pre-switching unit comprises: a transistor of MOSFET type or of bipolar type, comprising a bias, configured to smooth the switching; a rectifier bridge configured to rectify the negative half-waves of the electrical network in positive half-waves, comprising a first input, a second input, a rectified output and a ground, the first input and the second input being respectively connected to the phase and to the load return and the transistor being forward biased by the rectified output and the ground; according to an example of this embodiment and of the previous embodiment, the first diode and the second diode form part of the rectifier bridge; according to an example of this embodiment and of the example of the embodiment in which the first thyristor and the second thyristor form a triac, the first diode and the second diode are connected in head-to-tail parallel, in series with the triac ; according to one embodiment, the current dimmer comprises a control unit for controlling the pre-switching block and the switching block one after the other;
  • line is meant a portion of the circuit through which the current passes and where all the elements that this portion of the circuit comprises are connected in series. That is, a resistor in series with a set of two diodes mounted head-to-tail in parallel form two separate lines, a first row of the resistor and a diode and a second row of the other diode and the resistor.
  • branch is meant the union of two distinct lines meeting in a node to form only a single portion of the circuit.
  • the branch includes the resistor through which the current flows in the two lines each comprising a diode.
  • FIG. 1 schematically represents an implementation of a current dimmer according to a first embodiment of the invention.
  • FIG. 2 schematically shows a first switching curve of the current dimmer according to the first embodiment of the invention.
  • FIG. 3 schematically shows second and third switching curves of the current dimmer according to the first embodiment of the invention.
  • FIG. 4 schematically represents the current dimmer according to a first example of the first embodiment of the invention.
  • FIG. 5 schematically shows a fourth switching curve of the current dimmer according to the first example of the first embodiment of the invention and a fifth switching curve of a current dimmer according to the prior art.
  • FIG. 6 schematically represents the current dimmer according to a second example of the first embodiment of the invention.
  • FIG. 7 schematically represents the current dimmer according to a third embodiment of the invention.
  • FIG. 1 shows the diagram of a first embodiment of a current dimmer 100, connected within a supply conductor L, B, N of a load C, for example an incandescent lamp, connected to an alternating electrical network R via a first electrical terminal 110, called phase, and a second electrical terminal 120, called return load.
  • a current I circulates in the conductor L, B, N and a voltage V is present at the terminal of the current controller 100.
  • the network R can be a domestic electrical network, for example with an effective voltage of 220 V oscillating at a frequency of 50 Hz.
  • the current dimmer 100 in a blocked state 5, shown in [Fig. 3], cuts off the flow of current I in the supply conductor L, B, N of the load C.
  • the current dimmer 100 in an on state 9, shown in [Fig. 3], allows the flow of current I in the conductor L, B, N.
  • the current dimmer 100 goes from the blocked state to the on state by carrying out a commutation 4 shown in [FIG. 2] and [Fig. 3].
  • the current dimmer 100 comprises a pre-switching functional block 200 and a switching functional block 300.
  • the pre-switching functional block 200 is configured to perform switching 4, passing the current dimmer 100 of the off state 5 in the on state 9.
  • the switching functional block 300 is configured to take over from the pre-switching functional block 200, following switching 4 and to maintain the on state 9.
  • the pre-switching functional block switching 200 and the switching functional block 300 are connected in parallel, between phase 110 and load return 120.
  • the current dimmer 100 is remarkable in that it also comprises an electrical adaptation means 500 in series with the switching functional unit 300.
  • the electrical adaptation means 500 comprises a voltage at its terminals to reduce the voltage difference V between phase 110 and the load return 120 during the relay between the pre-switching functional block 200 and the switching functional block 300.
  • the electrical adaptation means 500 can be an inductive circuit or a diode or else an electronic switch.
  • the current dimmer 100 makes it possible to reduce the active power at the load terminal C by reducing the effective current delivered by the network R.
  • FIG. 2 shows schematically the evolution of the current I as a function of time, flowing between the phase 110 and the return load 120.
  • the active power is not reduced, that is to say that the current controller 100 is in the on state, and the current I exhibits a sinusoidal tendency of period T, centered on 0 V.
  • the active power is reduced.
  • the current I is cut for a cutoff time T1 for each positive 2 and negative 3 half-wave.
  • the current controller 100 is in the blocked state 5.
  • the current cut I starts with each change of sign of the voltage V, called cutting mode on rising edge or "leading edge" in English.
  • the alternation is said to be positive if the voltage V between phase 110 and the return load 120 is positive.
  • the half-wave is said to be negative if the voltage V between phase 110 and the return load 120 is negative.
  • the current dimmer 100 according to the first embodiment shown in [Fig. 1] is initially in a blocked state 5.
  • the voltage V imposed by the electrical network R between phase 110 and load return 120 is non-zero.
  • the switching 4 extends over a switching duration T4, and is carried out by the pre-switching functional block 200, gradually causing the current dimmer 100 to pass from the off state 5 to the on state 9.
  • the current I follows a continuous and smooth variation.
  • the current dimmer 100 remains in the on state 9 for a period of time T2 following which the current controller 100 returns to the off state 5.
  • the time on T2 generally ends when the voltage V changes of sign, passing from positive half-wave 2 to negative half-wave 3.
  • the switching functional block 300 takes over so as to maintain the on state 9, leaving the current I to flow between the phase 110 and the return load 120.
  • the [ Fig. 4] shows schematically the current dimmer 100 according to a first example of the first embodiment.
  • the pre-switching functional block 200 comprises a rectifier bridge 400 configured to rectify the negative half-waves 3 of the electrical network R.
  • the rectifier bridge 400 comprises a first and a second input respectively connected to the phase 110 and to the load return 120
  • the rectifier bridge 400 also comprises a first output called the rectified output and a second output called the ground 405.
  • the rectifier bridge 400 is configured such that the voltage between the rectified output and the ground 405 is positive.
  • the rectifier bridge 400 can for example comprise a first rectifier diode 401, a second rectifier diode 402, a third rectifier diode 403 and a fourth rectifier diode 404, connected so as to rectify the negative alternations 3.
  • the diodes 401, 402, 403, 404 may for example be of the PN type, called standard diodes, or Schottky.
  • the pre-switching functional block 200 comprises a transistor 201.
  • the transistor 201 of the first example is in this case an insulated gate field effect transistor, more commonly referred to as a MOSFET.
  • transistor 201 can also be a bipolar transistor.
  • the collector of transistor 201 also called drain, is connected to the rectified output of rectifier bridge 400.
  • the emitter of transistor 201 also called source, is connected to ground 405 of rectifier bridge 400.
  • the base of transistor 201 also called a gate, is connected to a pre-switching drive 206 configured to apply a drive current based on transistor 201.
  • the pre-switching functional block 200 can include an emitter resistor 202, connected between the emitter of transistor 201 and the ground of rectifier bridge 400.
  • the transistor 201 can pass from the off state to the saturated state by linear operation.
  • no current I passes through the pre-switching functional block 200.
  • the current I flows through the pre-switching functional block 200.
  • the current I passing through the pre-switching functional block 200 is proportional to the control current of the pre-switching control 206.
  • the variation of the control current of the pre-switching control 206 directly influences the passage of current I and therefore the switching time T4. So the more the The variation of the control current is small (slow) and the more the generation of harmonics is reduced.
  • the pre-switching command 206 is triggered by a control unit (not shown), such as a control circuit or a microcontroller.
  • a control unit such as a control circuit or a microcontroller.
  • the switching functional block 300 is turned on in order to conduct the current I and maintain the on state 9 for the on-going period T2.
  • the switching functional block 300 comprises a first thyristor 301 and a second thyristor 302.
  • the dimmer comprises: a first line 310 connected between the phase 110 and the load return 120, comprising the first thyristor 301 connected in series so as to cut each negative half-wave 3; a second line 320 connected between phase 110 and load return 120, comprising the second thyristor 302 connected in series so as to cut each positive half-wave 2;
  • the first line 310 and the second line 320 are connected in parallel, each between the phase 110 and the return load 120.
  • the cathode of the first thyristor 301 is oriented towards the return load 120 and the anode of the first thyristor 301 is oriented towards the phase 110.
  • each negative half-wave 3 polarizes the first thyristor 301 in reverse which goes into a blocked state .
  • the cathode of the second thyristor 302 is oriented towards phase 110 and the anode of the second thyristor 302 is oriented towards the return load 120.
  • each positive half-wave 2 polarizes the second thyristor 302 in reverse which passes into a blocked state.
  • the trigger of the first thyristor 301 and the trigger of the second thyristor 302 are connected respectively to a first switching control 305 and a second switching control 306.
  • the first and second switching controls 305, 306 are configured to pass the first and second thyristors 301, 302 in the on state.
  • the first order of switching 305 is preferentially triggered when a positive half-wave 2 is present between phase 110 and the return load 120 and the second switching command 306 is preferentially triggered for a negative half-wave 3.
  • the first and second switching commands 305, 306 are triggered immediately after switching 4, for the duration T2.
  • the first and second commands 305, 306 are triggered by the control unit.
  • the electrical adaptation means 500 is connected in series on the first line 310 and on the second line 320.
  • the electrical adaptation means 500 comprises, in this first example of the first embodiment, a first diode 501 connected on the first line 310 and a second diode 502 connected on the second line 320.
  • the first diode 501 is connected in series with the first thyristor 301 within the first line 310.
  • the cathode of the first diode 501 is oriented towards the return load 120 and the anode of the first diode 501 is oriented towards the phase 110.
  • each negative half-wave 3 biases the first diode 501 in reverse which goes into an off state.
  • the second diode 502 is connected in series with the second thyristor 302 within the second line 320.
  • the cathode of the second diode 502 is oriented towards phase 110 and the anode of the second diode 502 is oriented towards the return load 120 Thus, each positive half-wave 2 biases the second diode 502 in reverse which goes into an off state.
  • FIG. 5 schematically shows in solid lines the variation of the voltage V between phase 110 and the load return 120 of the current dimmer 100 according to the first example of the first embodiment.
  • the [Fig. 5] is in particular centered by an amplitude enlargement on the end of the switching time T4 and the start of the passing time T2, when the pre-switching functional block 200 passes the relay to the switching functional block 300.
  • the voltage V corresponds to the voltage across the terminals of the dimmer 100.
  • the voltage V shows a plateau corresponding to the saturation of the transistor 201.
  • the passing time T2 begins, the voltage V marks a discontinuity.
  • FIG. 5 exhibits a first voltage drop 10 when the relay passes between the pre-switching functional block 200 and the switching functional block 300.
  • the first voltage drop 10 corresponds to the difference between a first voltage across the functional block. pre-switching 200 and a second voltage at the terminals of the switching functional unit 300 and of the electrical adaptation means 500 according to the first example of the first embodiment of the current dimmer 100 according to the invention.
  • V 201 When the transistor 201 of the pre-switching functional block 200 is saturated, the voltage at its terminals V 201 is typically between approximately 0.2 V and / x R where R is the equivalent resistance of the transistor 201.
  • V 20 2 is the voltage across resistor 202.
  • the voltages: across diode 401 is called V 401
  • across diode 402 is called V 402
  • across diode 403 is called V 403
  • V 404 across diode 404 .
  • the threshold voltages across the rectifier diodes 401, 402, 403, 404 are generally approximately between 0.65 V and 0.7 V.
  • the threshold voltages are of the order of 0.4 V, making it possible in particular to reduce heating.
  • V pc The voltage V at the terminals of the current dimmer 100 when the current I passes through the pre-switching functional block 200, which will be noted V pc , is equal: if the current I has a positive half-wave 2, to : if the current I presents a negative half-wave 3, to: For example, for a resistance value of the emitter resistor 202 equal to 22 hiW UNDER a current of 0.5 A, the voltage V pc is approximately between 1.5 V and 2.1 V.
  • the saturation voltages of the first and second thyristors are generally between approximately 1 V and 1.2 V.
  • the electrical adaptation means 500 according to the first example of the first embodiment shown in [Fig. 4], comprising the first and second diodes 501, 502.
  • the threshold voltages V 501 , V 502 of the first and second diodes 501, 502 are generally between approximately 0.65 V and 0.7 V.
  • the voltage V c is approximately between 1.65 V and 1.9 V.
  • the first voltage drop 10 is approximately between 0 V and 0.46 V.
  • FIG. 5 also has a second voltage drop 11 in dotted lines, which corresponds to the difference between the first voltage at the terminals of the pre-switching functional block 200 and the second voltage at the terminals of the switching functional block 300 of the current dimmer 100 without means electrical adaptation 500.
  • the current dimmer 100 corresponds to a current dimmer according to the prior art.
  • the voltage V at the terminals of the current controller 100 when the current I passes through the single switching functional unit 300 (without electrical adaptation means 500), which will be noted V ⁇ , is between IV and 1.2 V .
  • the second voltage drop 11 is between 0.3 V and 1.11 V.
  • the maximum value of the first voltage drop 10, thanks to the implementation of the electrical adaptation means 500, is lower than the maximum value of the second voltage drop 11 of the prior art.
  • the electrical adaptation means 500 makes it possible to reduce the amplitude of the harmonics caused by the relay between the pre-switching functional block 200 and the switching functional block 300.
  • FIG. 6 shows the current dimmer 100 according to a second example of the first embodiment.
  • the switching functional block 300 includes a triac 330.
  • the trigger of the triac 330 is connected to the first switching control 305.
  • the first line 310 and the second line 320 form a first branch 3120. within which the triac 330 is mounted in series with the electrical adaptation means 500.
  • the first and second thyristors 301, 302 can be connected so as to form the triac 330.
  • the first and second thyristors 301, 302 are mounted head-to-tail.
  • the anode of the first thyristor 301 is connected to the cathode of the second thyristor 302.
  • the anode of the second thyristor 302 is connected to the cathode of the first thyristor 301.
  • the gates of the first and second thyristors 301, 302 are connected together and linked. at the first switching command 305.
  • the electrical adaptation means 500 is the block connected in series, following the triac 330, within the first branch 3120.
  • the electrical adaptation means 500 comprises the first and the second diode 501, 502.
  • the first diode 501, in the first line 310, is mounted head-to-tail with the second diode 502, in the second line 320.
  • the anode of the first diode 501 is connected to the cathode of the second diode 502 and the anode of the second diode 502 is connected to the cathode of the first diode 501.
  • the first diode 501 and the second diode 502 thus form an assembly connected in series within the first branch 3120.
  • the use of the triac 330 makes it possible to eliminate the second switching command 306, reducing the number of connections and the complexity of producing the control unit.
  • FIG. 7 presents the current dimmer 100 according to a third example of this first embodiment in which the adaptation means 500 forms part of the rectifier bridge 400 of the pre-switching block 200.
  • the first line 310 connecting the phase 110 to the mass 405, forms a second branch 3210 with the second line 320, connecting the load return 120 to the mass 405.
  • the first line 310 connects the anode of the first thyristor 301 at phase 110 and the cathode of the first thyristor 301 at ground 405 of the rectifier bridge 400 by, in this case, the second branch 3210.
  • the first line 310 further comprises the second rectifier diode 402 which connects the mass 405 of the rectifier bridge 400 to the load return 120.
  • the second rectifier diode 402 in series with the first thyristor 301 between phase 110 and load return 120, also adapts the voltage V between phase 110 and load return 120.
  • the second rectifying diode 402 is the first diode 501 of the adaptation means 500.
  • the second rectifying diode 402 has the function of the first diode 501 of the adaptation means 500 of the second and third preceding embodiments.
  • the second line 320 connects the anode of the second thyristor 302 to the load return 120 and the cathode of the second thyristor 302 to ground 405 of the rectifier bridge 400 via the second branch 3210.
  • the second line 320 comprises in addition the third rectifier diode 403 which connects the mass 405 to the phase 110.
  • the third rectifier diode 403 in series with the second thyristor 302 between the return load 120 and the phase 110, adapts the voltage V between the phase 110 and the return loads 120.
  • the third rectifying diode 403 is the second diode 502 of the adaptation means 500.
  • the third rectifying diode 403 functions as the second diode 502 of the adaptation means 500 of the second and third previous embodiments.
  • the adaptation means 500 forming part of the rectifier bridge 400 makes it possible to reduce the total number of diodes necessary for the production of the current dimmer 100.
  • the current dimmer is three-wire.
  • the various examples of the first embodiment apply to the current dimmer of the second embodiment except in that the dimmer comprises a third terminal intended to be connected to neutral N at the other terminal of the load.
  • the dimmer control unit is therefore adapted to be in parallel with the load and thus to be supplied independently of the states of the switching and pre-switching functional blocks.

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Abstract

Un aspect de l'invention concerne un gradateur de courant (100) destiné à être connecté à un conducteur d'alimentation d'une charge branchée sur un réseau électrique alternatif par une première borne électrique (110) dite phase et une deuxième borne électrique (120) dite retour charge, le gradateur de courant (100) comprenant un bloc fonctionnel de pré-commutation (200) et un bloc fonctionnel de commutation (300), le bloc fonctionnel de pré-commutation (200) étant configuré pour réaliser une commutation sur au moins une alternance électrique du réseau électrique, faisant passer le gradateur de courant (100) d'un état bloqué à un état passant, le bloc fonctionnel de commutation (300) étant configuré pour prendre le relai du bloc fonctionnel de pré-commutation, dans lequel un moyen d'adaptation électrique (500) comprenant une tension à ses bornes pour réduire la différence de tension entre la phase (110) et le retour charge (120) lors du relai.

Description

DESCRIPTION
TITRE : GRADATEUR ÉLECTRONIQUE
DOMAINE TECHNIQUE DE L’INVENTION
[0001] Le domaine technique de l’invention est celui des gradateurs de courant pour charge de puissance, notamment une lampe, branchée sur un réseau électrique alternatif et plus particulièrement la compatibilité électrique des gradateurs de courant.
ARRIÈRE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L’INVENTION
[0002] Un gradateur de courant est destiné à réduire la puissance active délivrée dans un appareillage électrique, telle qu'une lampe, branchée à un réseau électrique alternatif. Le gradateur de courant réalise la diminution de la puissance active en coupant la circulation du courant dans le circuit pendant une partie de chaque alternance du réseau électrique. Lorsque la circulation de courant est coupée, le gradateur de courant est dans un état bloqué et lorsque le courant circule, le gradateur de courant est dans un état passant. Le gradateur de courant réalise une commutation pour passer de l'état bloqué à l'état passant.
[0003] Les gradateurs de courant comportent notamment un bloc fonctionnel de commutation, comportant par exemple un triac ou un ou plusieurs thyristors. Toutefois la commutation rapide et non maîtrisable, dite "tout ou rien", des blocs fonctionnel de commutation présente l'inconvénient de générer des harmoniques sur le réseau électriques. Afin de ne pas perturber les autres dispositifs électriques connectés au réseau électrique, la norme CIPSR 15°:2005 contraint l'amplitude des harmoniques lors de la commutation.
[0004] Il est connu de l'art antérieur de modifier le montage électrique du bloc fonctionnel de commutation en ajoutant un filtre passe-bas comprenant une bobine, en série avec chaque triac ou thyristor, afin de filtrer la tension transitoire. Le filtrage passe-bas coupe les hautes fréquences du régime transitoire, lissant la commutation et réduisant ainsi l'amplitude des harmoniques. Toutefois les bobines mises en oeuvre sont généralement volumineuses et présentent un coût élevé et peu généré un grésillement inconfortable pour l’utilisateur.
[0005] Afin de contourner l'utilisation d'une bobine, il est également connu de l'art antérieur de modifier le montage électrique en ajoutant un bloc fonctionnel de pré- commutation comportant par exemple un transistor piloté en régime linéaire. Le bloc fonctionnel de pré-commutation réalise la commutation de manière contrôlée et plus lente. Ainsi, l'amplitude des harmoniques est réduite, voir supprimée. Une fois la commutation réalisée et la circulation du courant électrique établie, le bloc fonctionnel de commutation prend le relai pour maintenir l'état passant.
[0006] Toutefois la différence entre la tension de saturation aux bornes du bloc fonctionnel de pré-commutation et aux bornes du bloc fonctionnel de commutation pendant le passage de relai peut créer une brève chute de tension, générant des harmoniques supplémentaires.
RÉSUMÉ DE L’INVENTION
[0007] L’invention offre une solution aux problèmes évoqués précédemment, en offrant un dispositif permettant de réduire la puissance active délivrée au sein d'une charge par un réseau électrique, le dispositif permettant notamment de réduire l'amplitude des harmoniques sur le réseau.
[0008] Un aspect de l’invention concerne un gradateur de courant destiné à être connecté à un conducteur d'alimentation en série avec une charge branchée sur un réseau électrique alternatif par une première borne électrique dite phase et une deuxième borne électrique dite retour charge, le gradateur de courant comprenant : un bloc fonctionnel de pré-commutation configuré pour réaliser une commutation sur au moins une alternance électrique du réseau électrique, faisant passer le gradateur de courant d'un état bloqué à un état passant, un bloc fonctionnel de commutation configuré pour prendre le relai du bloc fonctionnel de pré-commutation et maintenir l'état passant, un moyen d'adaptation électrique en série avec le bloc fonctionnel de commutation, comprenant une tension à ses bornes pour réduire la différence de tension entre la phase et le retour charge lors du relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation et le bloc fonctionnel de commutation.
[0009] Le moyen d'adaptation électrique réduit l'amplitude de la chute de tension lors du passage de relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation et le bloc fonctionnel de commutation. La variation de tension étant plus faible, l'amplitude des harmoniques est réduite. Si le moyen d'adaptation électrique supprime complètement la chute de tension lors du passage de relai alors la génération d'harmoniques est supprimée.
[0010] Outre les caractéristiques qui viennent d’être évoquées dans les paragraphes précédents, le gradateur de courant selon l’invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles :
Selon un mode de réalisation, le bloc fonctionnel de commutation comprend un premier thyristor et un deuxième thyristor, le gradateur comprenant : une première ligne connectée entre la phase et le retour charge, comportant le premier thyristor connecté de manière à couper chaque alternance négative ; une deuxième ligne connectée entre la phase et le retour charge, comportant le deuxième thyristor connecté de manière à couper chaque alternance positive ; selon un exemple de ce mode de réalisation, la première ligne et la deuxième ligne sont connectées de manière à former une branche et le premier thyristor et le deuxième thyristor sont connectés de manière à former un triac, le moyen d'adaptation électrique étant connecté en série avec le triac au sein de la branche ; selon un exemple du mode de réalisation précédent, le moyen d'adaptation électrique comprend une première diode connectée en série au sein de la première ligne et une deuxième diode connectée en série au sein de la deuxième ligne ;
Selon un mode de réalisation, le bloc fonctionnel de commutation comprend un triac formant une portion d’une première et d’une deuxième ligne selon le sens du courant dans le triac et en ce que le moyen d'adaptation électrique est connecté en série avec le triac.
Selon un mode de réalisation, le bloc de pré-commutation comporte : un transistor de type MOSFET ou de type bipolaire, comprenant une polarisation, configuré pour lisser la commutation ; un pont redresseur configuré pour redresser les alternances négatives du réseau électrique en alternances positives, comprenant une première entrée, une deuxième entrée, une sortie redressée et une masse, la première entrée et la deuxième entrée étant respectivement connectées à la phase et au retour charge et le transistor étant polarisé en direct par la sortie redressée et la masse ; selon un exemple de ce mode de réalisation et du mode de réalisation précédent, la première diode et la deuxième diode font partie du pont redresseur ; selon un exemple de ce mode de réalisation et de l’exemple du mode de réalisation dans lequel le premier thyristor et le deuxième thyristor forment un triac, la première diode et la deuxième diode sont connectée en parallèle tête-bêche, en série avec le triac ; selon un mode de réalisation, le gradateur de courant comprend une unité de commande pour commander le bloc de pré-commutation et le bloc de commutation l’un après l’autre ;
[0011] Par "redresser une alternance", on entend changer le signe de l'alternance. Ainsi l'alternance négative redressée est positive.
[0012] Par "ligne", on entend une portion de circuit par lequel passe le courant et où tous les éléments que comporte cette portion de circuit sont connectés en série. Autrement dit, une résistance en série avec un ensemble de deux diodes montées tête-bêche en parallèles forment deux lignes distinctes, une première ligne de la résistance et une diode et une deuxième ligne de l’autre diode et la résistance.
[0013] Par "branche", on entend l'union de deux lignes distinctes se rejoignant dans un nœud pour ne former plus qu'une seule portion de circuit. Autrement dit, dans l’exemple précèdent, la branche comprend la résistance par lequel le courant circule dans les deux lignes comprenant chacune une diode.
[0014] L’invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l’examen des figures qui l’accompagnent. BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES
[0015] Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention.
[0016] [Fig. 1] représente schématiquement une mise en oeuvre d'un gradateur de courant selon un premier mode de réalisation de l'invention.
[0017] [Fig. 2] représente schématiquement une première courbe de commutation du gradateur de courant selon le premier mode de réalisation de l'invention.
[0018] [Fig. 3] représente schématiquement des deuxième et troisième courbes de commutation du gradateur de courant selon le premier mode de réalisation de l'invention.
[0019] [Fig. 4] représente schématiquement le gradateur de courant selon un premier exemple du premier mode de réalisation de l'invention.
[0020] [Fig. 5] représente schématiquement une quatrième courbe de commutation du gradateur de courant selon le premier exemple du premier mode de réalisation de l'invention et une cinquième courbe de commutation d'un gradateur de courant selon l'art antérieur.
[0021] [Fig. 6] représente schématiquement le gradateur de courant selon un deuxième exemple du premier mode de réalisation de l'invention.
[0022] [Fig. 7] représente schématiquement le gradateur de courant selon un troisième mode de réalisation de l'invention.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE
[0023] Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l’invention. Sauf précision contraire, un même élément apparaissant sur des figures différentes présente une référence unique. [0024] Dans la suite, par le terme "approximativement compris", on entend compris dans un intervalle à ±10 % près.
[0025] La [Fig. 1 ] représente la schématique d’un premier mode de réalisation d'un gradateur de courant 100, connecté au sein d'un conducteur d'alimentation L, B, N d'une charge C, par exemple une lampe à incandescence, branchée sur un réseau électrique alternatif R par une première borne électrique 110, dite phase, et une deuxième borne électrique 120, dite retour charge. Un courant I circule dans le conducteur L, B, N et une tension V est présente au borne du gradateur de courant 100.
[0026] Le réseau R peut être un réseau électrique domestique par exemple de tension efficace 220 V oscillant à une fréquence de 50 Hz.
[0027] Le gradateur de courant 100, dans un état bloqué 5, représenté sur la [Fig. 3], coupe la circulation du courant I dans le conducteur d'alimentation L, B, N de la charge C. Le gradateur de courant 100, dans un état passant 9, représenté sur la [Fig. 3], permet la circulation du courant I dans le conducteur L, B, N. Le gradateur de courant 100 passe de l'état bloqué à l'état passant en réalisant une commutation 4 représentée sur la [Fig. 2] et la [Fig. 3].
[0028] L'état bloqué 5, l'état passant 9 et la réalisation de la commutation 4 seront décrit plus particulièrement dans la [Fig. 3].
[0029] Le gradateur de courant 100 comprend un bloc fonctionnel de pré commutation 200 et un bloc fonctionnel de commutation 300. Le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 est configuré pour réaliser la commutation 4, faisant passer le gradateur de courant 100 de l'état bloqué 5 à l'état passant 9. Le bloc fonctionnel de commutation 300 est configuré pour prendre le relai du bloc fonctionnel de pré commutation 200, à la suite de la commutation 4 et maintenir l'état passant 9. Le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et le bloc fonctionnel de commutation 300 sont connecté en parallèle, entre la phase 110 et le retour charge 120.
[0030] Le gradateur de courant 100 est remarquable en ce qu'il comprend également un moyen d'adaptation électrique 500 en série avec le bloc fonctionnel de commutation 300. Le moyen d'adaptation électrique 500 comprend une tension à ses bornes pour réduire la différence de tension V entre la phase 110 et le retour charge 120 lors du relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et le bloc fonctionnel de commutation 300.
[0031] Le moyen d'adaptation électrique 500 peut être un circuit inductif ou une diode ou encore un interrupteur électronique.
[0032] Le gradateur de courant 100 selon le premier mode de réalisation représenté sur la [Fig. 1] permet de réduire la puissance active au borne de la charge C en réduisant le courant efficace délivré par le réseau R. La [Fig. 2] présente schématiquement l'évolution du courant I en fonction du temps, circulant entre la phase 110 et le retour charge 120. Sur une première partie 7 de la [Fig. 2] , la puissance active n'est pas réduite, c’est-à-dire que le gradateur de courant 100 est dans l'état passant, et le courant I présente une tendance sinusoïdale de période T, centrée sur 0 V. Sur la deuxième partie 6 de la [Fig. 2], la puissance active est réduite. Durant cette deuxième partie 6, le courant I est coupé pendant un temps de coupure T1 pour chaque alternance positive 2 et négative 3. Pendant la coupure de courant I, le gradateur de courant 100 est dans l'état bloqué 5. Dans ce mode de réalisation, la coupure de courant I démarre à chaque changement de signe de la tension V, dit mode de coupure sur front montant ou "leading edge" en anglais. [0033] L'alternance est dite positive si la tension V entre la phase 110 et le retour charge 120 est positive. L'alternance est dite négative si la tension V entre la phase 110 et le retour charge 120 est négative.
[0034] Sur la [Fig. 3], le gradateur de courant 100 selon le premier mode de réalisation représenté sur la [Fig. 1] est initialement dans un état bloqué 5. La tension V imposée par le réseau électrique R entre la phase 110 et le retour charge 120 est non-nulle. La commutation 4, s'étend sur une durée de commutation T4, et est réalisée par le bloc fonctionnel de pré-commutation 200, faisant passer graduellement le gradateur de courant 100 de l'état bloqué 5 à l'état passant 9. Le courant I suit une variation continue et lisse. [0035] Le gradateur de courant 100 reste dans l'état passant 9 pendant une durée passant T2 à la suite de laquelle le gradateur de courant 100 repasse dans l'état bloqué 5. La durée passant T2 prend généralement fin lorsque la tension V change de signe, passant de l'alternance positive 2 à l'alternance négative 3.
[0036] Plus la variation de courant I en fonction du temps est faible et plus les harmoniques générées par la commutation 4 sont faibles. Autrement dit, plus le temps de commutation T4 est long et plus l'amplitude des harmoniques est réduite.
[0037] À la suite de la commutation 4, le bloc fonctionnel de commutation 300 prend le relai de manière à maintenir l'état passant 9, laissant le courant I circuler entre la phase 110 et le retour charge 120. [0038] La [Fig. 4] présente schématiquement le gradateur de courant 100 selon un premier exemple du premier mode de réalisation. [0039] Le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 comprend un pont redresseur 400 configuré pour redresser les alternances négatives 3 du réseau électrique R. Le pont redresseur 400 comprend une première et une deuxième entrées respectivement connectées à la phase 110 et au retour charge 120. Le pont redresseur 400 comprend également une première sortie dite sortie redressée et une deuxième sortie dite masse 405. Le pont redresseur 400 est configuré tel que la tension entre la sortie redressée et la masse 405 soit positive.
[0040] Le pont redresseur 400 peut par exemple comprendre une première diode de redressement 401 , une deuxième diode de redressement 402, une troisième diode de redressement 403 et une quatrième diode de redressement 404, connectées de manière à redresser les alternances négatives 3. Les diodes 401 , 402, 403, 404 peuvent être par exemple de type P-N, dites diodes standard, ou Schottky.
[0041] Le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 comprend un transistor 201. Le transistor 201 du premier exemple est en l’occurrence un transistor à effet de champ à grille isolée, plus couramment appelé MOSFET. Avantageusement, le transistor 201 peut également être un transistor bipolaire. Le collecteur du transistor 201 , également appelé drain, est connecté sur la sortie redressée du pont redresseur 400. L'émetteur du transistor 201 , également appelé source, est connecté sur la masse 405 du pont redresseur 400. La base du transistor 201 , également appelée grille, est connectée à une commande de pré-commutation 206 configurée pour appliquer un courant de commande sur la base du transistor 201 . Avantageusement, le bloc fonctionnel de pré commutation 200 peut comporter une résistance d'émetteur 202, connectée entre l'émetteur du transistor 201 et la masse du pont redresseur 400.
[0042] Selon le courant de commande appliqué sur la base, le transistor 201 peut passer de l'état bloqué à l'état saturé par un fonctionnement linéaire. Lorsque le transistor 201 est dans l'état bloqué, aucun courant I ne passe par le bloc fonctionnel de pré-commutation 200. Lorsque le transistor 201 est dans l'état saturé, le courant I passe par le bloc fonctionnel de pré-commutation 200. En fonctionnement linéaire, le courant I passant par le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 est proportionnel au courant de commande de la commande de pré-commutation 206. Ainsi la variation du courant de commande de la commande de pré-commutation 206 influence directement le passage du courant I et donc la durée de commutation T4. Ainsi plus la variation du courant de commande est faible (lente) et plus la génération d’harmoniques est réduite.
[0043] Préférentiellement la commande de pré-commutation 206 est déclenchée par une unité de commande (non représentée), tel qu'un circuit de commande ou un microcontrôleur.
[0044] Une fois la commutation 4 réalisée par le bloc fonctionnel de pré commutation 200, le bloc fonctionnel de commutation 300 est rendu passant afin de conduire le courant I et maintenir l'état passant 9 pendant la durée passant T2.
[0045] Selon ce premier exemple de ce premier mode de réalisation, le bloc fonctionnel de commutation 300 comprend un premier thyristor 301 et un deuxième thyristor 302. Le gradateur comprend: une première ligne 310 connectée entre la phase 110 et le retour charge 120, comportant le premier thyristor 301 connecté en série de manière à couper chaque alternance négative 3 ; une deuxième ligne 320 connectée entre la phase 110 et le retour charge 120, comportant le deuxième thyristor 302 connecté en série de manière à couper chaque alternance positive 2 ;
[0046] La première ligne 310 et la deuxième ligne 320 sont connectées en parallèle, chacune entre la phase 110 et le retour charge 120.
[0047] La cathode du premier thyristor 301 est orientée vers le retour charge 120 et l'anode du premier thyristor 301 est orientée vers la phase 110. Ainsi, chaque alternance négative 3 polarise le premier thyristor 301 en inverse qui passe dans un état bloqué. De la même manière, la cathode du deuxième thyristor 302 est orientée vers la phase 110 et l'anode du deuxième thyristor 302 est orientée vers le retour charge 120. Ainsi, chaque alternance positive 2 polarise le deuxième thyristor 302 en inverse qui passe dans un état bloqué.
[0048] La gâchette du premier thyristor 301 et la gâchette du deuxième thyristor 302 sont connectés respectivement à une première commande de commutation 305 et une deuxième commande de commutation 306. Les première et deuxième commandes de commutation 305, 306 sont configurées pour faire passer les premier et deuxième thyristors 301, 302 dans l'état passant. La première commande de commutation 305 est déclenchée préférentiellement lorsqu'une alternance positive 2 est présente entre la phase 110 et le retour charge 120 et la deuxième commande de commutation 306 est préférentiellement déclenchée pour une alternance négative 3.
[0049] Lorsque les premier et deuxième thyristors 301 , 302 sont bloqués, aucun courant I ne circule à travers le bloc fonctionnel de commutation 300. Lorsque le premier thyristor 301 est passant, chaque alternance positive 2 du courant I peut circuler à travers le bloc fonctionnel de commutation 300. Lorsque le deuxième thyristor 302 est passant, chaque alternance négative 3 du courant I peut circuler à travers le bloc fonctionnel de commutation 300.
[0050] Les première et deuxième commandes de commutation 305, 306 sont déclenchées immédiatement après la commutation 4, pour la durée passant T2.
[0051] Préférentiellement les première et deuxième commandes 305, 306 sont déclenchées par l'unité de commande.
[0052] Le moyen d'adaptation électrique 500 est connecté en série sur la première ligne 310 et sur la deuxième ligne 320. Le moyen d'adaptation électrique 500 comprend, dans ce premier exemple du premier mode de réalisation, une première diode 501 connectée sur la première ligne 310 et une deuxième diode 502 connectée sur la deuxième ligne 320. La première diode 501 est connectée en série avec le premier thyristor 301 au sein de la première ligne 310. La cathode de la première diode 501 est orientée vers le retour charge 120 et l'anode de la première diode 501 est orientée vers la phase 110. Ainsi, chaque alternance négative 3 polarise la première diode 501 en inverse qui passe dans un état bloqué. La deuxième diode 502 est connectée en série avec le deuxième thyristor 302 au sein de la deuxième ligne 320. La cathode de la deuxième diode 502 est orientée vers la phase 110 et l'anode de la deuxième diode 502 est orientée vers le retour charge 120. Ainsi, chaque alternance positive 2 polarise la deuxième diode 502 en inverse qui passe dans un état bloqué.
[0053] La [Fig. 5] présente schématiquement en trait plein la variation de la tension V entre la phase 110 et le retour charge 120 du gradateur de courant 100 selon le premier exemple du premier mode de réalisation. La [Fig. 5] est notamment centrée par un agrandissement en amplitude sur la fin du temps de commutation T4 et le début de la durée passant T2, lorsque le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 passe le relai au bloc fonctionnel de commutation 300. Pendant le temps de commutation T4, la tension V correspond à la tension aux bornes aux bornes du gradateur 100. À la fin du temps de commutation T4, la tension V montre un plateau correspondant à la saturation du transistor 201 . Lorsque la durée passant T2 débute, la tension V marque une discontinuité.
[0054] La [Fig. 5] présente une première chute de tension 10 lors du passage de relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et le bloc fonctionnel de commutation 300. La première chute de tension 10 correspond à la différence entre une première tension aux bornes du bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et une deuxième tension aux bornes du bloc fonctionnel de commutation 300 et du moyen d'adaptation électrique 500 selon le premier exemple du premier mode de réalisation du gradateur de courant 100 selon l'invention.
[0055] Lorsque le transistor 201 du bloc fonctionnel de pré-commutation 200 est saturé, la tension à ses bornes V201 est typiquement comprise approximativement entre 0,2 V et / x R où R est la résistance équivalente du transistor 201 . V202 est la tension aux bornes de la résistance 202. Dans la suite les tensions : aux bornes de la diode 401 est appelée V401, aux bornes de la diode 402 est appelée V402, aux bornes de la diode 403 est appelée V403, aux bornes de la diode 404 est appelée V404.
Lorsque les diodes sont de type P-N, les tensions de seuil aux bornes des diodes de redressement 401 , 402, 403, 404 sont généralement comprises approximativement entre 0,65 V et 0,7 V. Lorsque les diodes de redressement 401 , 402, 403, 404 sont de type Schottky, les tensions de seuil sont de l'ordre de 0.4 V, permettant notamment de réduire réchauffement.
[0056] La tension V aux bornes du gradateur de courant 100 lorsque le courant I passe par le bloc fonctionnel de pré-commutation 200, que l'on notera Vpc, est égale : si le courant I présente une alternance positive 2, à :
Figure imgf000013_0001
si le courant I présente une alternance négative 3, à :
Figure imgf000013_0002
[0057] Par exemple, pour une valeur de résistance de la résistance d'émetteur 202 égale à 22 hiW SOUS un courant de 0,5 A, la tension Vpc est comprise approximativement entre 1,5 V et 2,1 V.
[0058] Les tensions de saturation des premier et deuxième thyristors sont généralement comprises approximativement entre 1 V et 1.2 V. Dans cet exemple nous considérons le moyen d'adaptation électrique 500 selon le premier exemple du premier mode de réalisation représenté en [Fig. 4], comprenant les première et deuxième diodes 501 , 502. La tension V aux bornes du gradateur de courant 100 lorsque le courant I passe par le bloc fonctionnel de commutation 300 et le moyen d'adaptation électrique 500, que l'on notera Vc, est égale : si le courant I présente une alternance positive 2, à :
K: = ^301 + ^501 ou si le courant I présente une alternance négative 3, à :
K: = ^302 + ^502
[0059] Les tensions de seuil V501, V502 des première et deuxième diodes 501 , 502 sont en générale comprises approximativement entre 0,65 V et 0,7 V. Ainsi, la tension Vc est comprise approximativement entre 1,65 V et 1,9 V.
[0060] Au passage de relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et le bloc fonctionnel de commutation 300, la première chute de tension 10 est comprise approximativement entre 0 V et 0,46 V.
[0061] Afin de matérialiser l'effet technique de l'invention, la [Fig. 5] présente également une deuxième chute de tension 11 en pointillé, qui correspond à la différence entre la première tension aux bornes du bloc fonctionnel de pré commutation 200 et la deuxième tension aux bornes du bloc fonctionnel de commutation 300 du gradateur de courant 100 sans moyen d'adaptation électrique 500. Ainsi le gradateur de courant 100 correspond à un gradateur de courant selon l'art antérieur. La tension V aux bornes du gradateur de courant 100 lorsque le courant I passe par le seul bloc fonctionnel de commutation 300 (sans moyen d'adaptation électrique 500), que l'on notera V^, est comprise entre I V et 1,2 V.
[0062] Ainsi, la deuxième chute de tension 11 est comprise entre 0,3 V et 1,11 V. [0063] La valeur maximum de la première chute de tension 10, grâce à la mise en œuvre du moyen d'adaptation électrique 500, est plus faible que la valeur maximum de la deuxième chute de tension 11 de l’art antérieur. Ainsi, le moyen d'adaptation électrique 500 permet de réduire l'amplitude des harmoniques causées par le relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation 200 et le bloc fonctionnel de commutation 300.
[0064] Une comparaison réalisée par les inventeurs entre le gradateur de courant 100 selon l'invention et un gradateur de courant selon l'art antérieur montre une réduction de l'amplitude entre la première chute de tension 10 et la deuxième chute de tension 11 d'environ -45%, soit une baisse d'environ 5 άBmn à 6 άBmn.
[0065] La [Fig. 6] présente le gradateur de courant 100 selon un deuxième exemple du premier mode de réalisation. Dans ce deuxième exemple de ce mode de réalisation, le bloc fonctionnel de commutation 300 comporte un triac 330. La gâchette du triac 330 est connectée à la première commande de commutation 305. La première ligne 310 et la deuxième ligne 320 forment une première branche 3120 au sein de laquelle le triac 330 est monté en série avec le moyen d'adaptation électrique 500.
[0066] Selon un exemple, les premier et deuxième thyristors 301 , 302 peuvent être connectés de manière à former le triac 330. Auquel cas les premier et deuxième thyristors 301 , 302 sont montés en tête-bêche. L'anode du premier thyristor 301 est connecté à la cathode du deuxième thyristor 302. L'anode du deuxième thyristor 302 est connecté à la cathode du premier thyristor 301. Les gâchettes des premier et deuxième thyristors 301 , 302 sont connectées entre elles et reliées à la première commande de commutation 305.
[0067] Le moyen d'adaptation électrique 500 est le bloc connecté en série, à la suite du triac 330, au sein de la première branche 3120. Dans cet exemple, le moyen d'adaptation électrique 500 comporte la première et la deuxième diode 501 , 502. La première diode 501 , dans la première ligne 310, est montée en tête-bêche avec la deuxième diode 502, dans la deuxième ligne 320. L'anode de la première diode 501 est connecté à la cathode de la deuxième diode 502 et l'anode de la deuxième diode 502 est connecté à la cathode de la première diode 501 . La première diode 501 et la deuxième diode 502 forment ainsi un ensemble connecté en série au sein de la première branche 3120. [0068] L'utilisation du triac 330 permet de supprimer la deuxième commande de commutation 306, réduisant le nombre de connexion et la complexité de réalisation de l’unité de commande.
[0069] La [Fig. 7] présente le gradateur de courant 100 selon un troisième exemple de ce premier mode de réalisation dans lequel le moyen d'adaptation 500 fait partie du pont redresseur 400 du bloc de pré-commutation 200.
[0070] La première ligne 310, reliant la phase 110 à la masse 405, forme une deuxième branche 3210 avec la deuxième ligne 320, reliant le retour charge 120 à la masse 405. [0071] La première ligne 310 relie l'anode du premier thyristor 301 à la phase 110 et la cathode du premier thyristor 301 à la masse 405 du pont redresseur 400 par, en l’occurrence, la deuxième branche 3210. La première ligne 310 comprend en outre la deuxième diode de redressement 402 qui relie la masse 405 du pont redresseur 400 au retour charge 120. La deuxième diode de redressement 402, en série avec le premier thyristor 301 entre la phase 110 et le retour charge 120, adapte également la tension V entre la phase 110 et le retour charge 120. Ainsi la deuxième diode de redressement 402 est la première diode 501 du moyen d'adaptation 500. Autrement dit la deuxième diode de redressement 402 a la fonction de la première diode 501 du moyen d'adaptation 500 des deuxième et troisième modes de réalisation précédents. [0072] De la même manière, la deuxième ligne 320 relie l'anode du deuxième thyristor 302 au retour charge 120 et la cathode du deuxième thyristor 302 à la masse 405 du pont redresseur 400 par la deuxième branche 3210. La deuxième ligne 320 comprend en outre la troisième diode de redressement 403 qui relie la masse 405 à la phase 110. La troisième diode de redressement 403, en série avec le deuxième thyristor 302 entre le retour charge 120 et la phase 110, adapte la tension V entre la phase 110 et le retour charge 120. Ainsi la troisième diode de redressement 403 est la deuxième diode 502 du moyen d'adaptation 500. Autrement dit la troisième diode de redressement 403 a la fonction de la deuxième diode 502 du moyen d'adaptation 500 des deuxième et troisième modes de réalisation précédents. [0073] Le moyen d'adaptation 500 faisant partie du pont redresseur 400 permet de réduire le nombre de diode total nécessaire à la réalisation du gradateur de courant 100. [0074] Selon un deuxième mode de réalisation, le gradateur de courant est à trois fils. Les différents exemples du premier mode de réalisation, s’applique au gradateur de courant du deuxième mode de réalisation sauf en ce que le gradateur comprend une troisième borne destinée à être reliée au neutre N à l’autre borne de la charge. L’unité de commande du gradateur est donc adaptée à être en parallèle à la charge et ainsi être alimenté indépendamment des états des blocs fonctionnels de commutations et pré-commutation.

Claims

REVENDICATIONS
[Revendication 1] Gradateur de courant (100) destiné à être connecté à un conducteur d'alimentation (L, B, N) en série avec une charge (C) branchée sur un réseau électrique alternatif (R) par une première borne électrique (110) dite phase et une deuxième borne électrique (120) dite retour charge, le gradateur de courant (100) comprenant :
- un bloc fonctionnel de pré-commutation (200) configuré pour réaliser une commutation (4) sur au moins une alternance électrique du réseau électrique (R), faisant passer le gradateur de courant (100) d'un état bloqué (5) à un état passant (9),
- un bloc fonctionnel de commutation (300) configuré pour prendre le relai du bloc fonctionnel de pré-commutation (200) et maintenir l'état passant (9),
- un moyen d'adaptation électrique (500) en série avec le bloc fonctionnel de commutation (300), comprenant une tension à ses bornes pour réduire la différence de tension entre la phase (110) et le retour charge (120) lors du relai entre le bloc fonctionnel de pré-commutation (200) et le bloc fonctionnel de commutation (300).
[Revendication 2] Gradateur de courant (100) selon la revendication précédente, dans lequel le bloc de pré-commutation (200) comporte :
- un transistor (201 ) de type MOSFET ou de type bipolaire, comprenant une polarisation, configuré pour lisser la commutation (4) ;
- un pont redresseur (400) configuré pour redresser les alternances négatives (3) du réseau électrique (R) en alternances positives (2), comprenant une première entrée, une deuxième entrée, une sortie redressée et une masse (405), la première entrée et la deuxième entrée étant respectivement connectées à la phase (110) et au retour charge (120) et le transistor (201 ) étant polarisé en direct par la sortie redressée et la masse (405).
[Revendication 3] Gradateur de courant (100) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le bloc fonctionnel de commutation (300) comprend un triac formant une portion d’une première et d’une deuxième ligne selon le sens du courant dans le triac et en ce que le moyen d'adaptation électrique (500) est connecté en série avec le triac (330).
[Revendication 4] Gradateur de courant (100) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le bloc fonctionnel de commutation (300) comprend un premier thyristor (301 ) et un deuxième thyristor (302), le gradateur comprenant :
- une première ligne (310) connectée entre la phase (110) et le retour charge (120), comportant le premier thyristor (301 ) connecté de manière à couper chaque alternance négative ;
- une deuxième ligne (320) connectée entre la phase (110) et le retour charge (120), comportant le deuxième thyristor (302) connecté de manière à couper chaque alternance positive.
[Revendication s] Gradateur de courant (100) selon la revendication précédente, dans lequel la première ligne (310) et la deuxième ligne (320) sont connectées de manière à former une branche (3120) et le premier thyristor (301 ) et le deuxième thyristor (302) sont connectés de manière à former un triac (330), le moyen d'adaptation électrique (500) étant connecté en série avec le triac (330) au sein de la branche (3120).
[Revendication 6] Gradateur de courant (100) selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, dans lequel le moyen d'adaptation électrique comprend une première diode (501 ) connectée en série au sein de la première ligne (310) et une deuxième diode (502) connectée en série au sein de la deuxième ligne (320).
[Revendication 7] Gradateur de courant (100) selon les revendications 2 et 6, dans lequel la première diode (501 ) et la deuxième diode (502) font partie du pont redresseur (400).
[Revendication s] Gradateur de courant (100) selon la revendication 6 combinée avec l'une quelconque des revendications 3 ou 5, dans lequel, la première diode (501 ) et la deuxième diode (502) sont connectée en parallèle tête-bêche, en série avec le triac (330).
[Revendication 9] Gradateur de courant (100) selon l’une des revendications précédentes, comprenant une unité de commande pour commander le bloc de pré commutation (200) et le bloc de commutation (300) l’un après l’autre.
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