WO2021153459A1 - マルチプレクサ - Google Patents

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WO2021153459A1
WO2021153459A1 PCT/JP2021/002277 JP2021002277W WO2021153459A1 WO 2021153459 A1 WO2021153459 A1 WO 2021153459A1 JP 2021002277 W JP2021002277 W JP 2021002277W WO 2021153459 A1 WO2021153459 A1 WO 2021153459A1
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filter
transmission
resonator
band
resonators
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PCT/JP2021/002277
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康政 谷口
浩司 野阪
中川　亮
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/6469—Coupled resonator filters having two acoustic tracks being electrically coupled via two connecting electrodes
    • H03H9/6476—Coupled resonator filters having two acoustic tracks being electrically coupled via two connecting electrodes the tracks being electrically parallel

Definitions

  • the present invention relates generally to a multiplexer, and more particularly to a multiplexer including a transmit filter and a receive filter.
  • the multiplexer described in Patent Document 1 includes a plurality of filters having different frequency bands (first transmission filter, first reception filter, second transmission filter, and second reception filter).
  • the first transmission filter, the first reception filter, the second transmission filter, and the second reception filter are connected to a common terminal connected to the antenna.
  • the first transmission filter is, for example, a transmission filter having a transmission band (1710 MHz-1785 MHz) of Band 3 of the LTE (Long Term Evolution) standard as a pass band.
  • the first reception filter is, for example, a reception filter having a Band 3 reception band (1805 MHz-1880 MHz) as a pass band.
  • the second transmission filter is, for example, a transmission filter having a Band 1 transmission band (1920 MHz-1980 MHz) as a pass band.
  • the second reception filter is, for example, a reception filter having a Band 1 reception band (2110 MHz-2170 MHz) as a pass band.
  • the center frequency of the pass band of the first reception filter is between the center frequency of the pass band of the first transmission filter and the center frequency of the second transmission filter.
  • Each of the plurality of filters is composed of a ladder type filter having a parallel arm resonator and a series arm resonator.
  • the communication device including the multiplexer described in Patent Document 1 can support carrier aggregation (2 uplink carrier aggregation) in which two frequency bands are used simultaneously in the uplink.
  • carrier aggregation (2 uplink carrier aggregation)
  • IMD Intermodulation Distortion
  • An object of the present invention is to provide a multiplexer capable of suppressing the occurrence of IMD.
  • the multiplexer includes a common terminal and a plurality of filters.
  • the plurality of filters are connected to the common terminal.
  • Each of the plurality of filters has a plurality of resonators.
  • the plurality of filters include a first transmission filter, a second transmission filter, and a first reception filter.
  • the first transmission filter has a pass band including a first transmission band.
  • the second transmission filter has a pass band including a second transmission band different from the first transmission band.
  • the first reception filter has a pass band including the first reception band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • the electric equivalent circuit of a specific resonator among the plurality of resonators in each of the plurality of filters is a parallel circuit of an equivalent resistor, an equivalent inductor, an equivalent capacitance, and a braking capacitance.
  • the current flowing through the series circuit is the acoustic path current
  • the phase of the acoustic path current on the common terminal side of the first transmission filter at the frequency within the first transmission band is ⁇ 1 Tx
  • the second is the second.
  • the phase of the acoustic path current on the common terminal side of the first transmission filter at the frequency within the transmission band is ⁇ 2 Tx
  • the acoustic path current on the common terminal side of the first reception filter at the frequency within the first transmission band is ⁇ 2 Rx
  • the multiplexer satisfies the first condition or the second condition. ..
  • the first condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the second condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the multiplexer includes a common terminal and a plurality of filters.
  • the plurality of filters are connected to the common terminal.
  • Each of the plurality of filters has a plurality of resonators.
  • the plurality of filters include a first transmission filter, a second transmission filter, and a first reception filter.
  • the first transmission filter has a pass band including a first transmission band.
  • the second transmission filter has a pass band including a second transmission band different from the first transmission band.
  • the first reception filter has a pass band including the first reception band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • each of the plurality of filters the resonator closest to the common terminal among the plurality of resonators is designated as a specific resonator.
  • Each of the first transmission filter, the second transmission filter, and the first reception filter is a ladder type filter, and includes a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators as the plurality of resonators.
  • the specific resonator is a plurality of parallel arm resonators.
  • the specific resonator is one of the plurality of series arm resonators in a filter having a center frequency of a relatively low passing band.
  • the capacitance of the braking capacitance of the specific resonator of one of the first transmitting filter and the second transmitting filter is larger than the capacitance of the braking capacitance of the specific resonator of the first receiving filter.
  • the area of the specific resonator of one of the first transmission filter and the second transmission filter is larger than the area of the specific resonator of the first reception filter.
  • the number of a plurality of split resonators included in the specific resonator of one of the first transmission filter and the second transmission filter and connected in series is the specific number of the first receive filter. It is larger than the number of multiple split resonators included in the resonators and connected in series.
  • each of the plurality of resonators of the first transmission filter has an IDT electrode
  • each of the plurality of resonators of the first reception filter has an IDT electrode
  • the duty of the IDT electrode of the specific resonator is different from the duty of the IDT electrode of the specific resonator of the first receiving filter.
  • each of the plurality of resonators of the first transmission filter has an IDT electrode
  • each of the plurality of resonators of the first reception filter has an IDT electrode
  • the first transmission filter has an IDT electrode
  • each of the plurality of resonators of the first reception filter has an IDT electrode, and the first transmission filter.
  • the IDT electrode of the specific resonator is a polycrystalline metal electrode
  • the IDT electrode of the specific resonator of the first receiving filter is a metal epitaxial layer electrode.
  • each of the plurality of resonators of the first transmission filter has an IDT electrode
  • each of the plurality of resonators of the first reception filter has an IDT electrode
  • the first transmission filter contains one or more of Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W
  • the material of the IDT electrode of the specific resonator of the first transmission filter contains one or more of Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W
  • the content of one or more materials among Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W is higher than the content of the one or more materials in the IDT electrode of the particular resonator of the first receiving filter.
  • the multiplexer according to each of the above aspects of the present invention can suppress the occurrence of IMD.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a filter in the same multiplexer.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a filter in the same multiplexer.
  • FIG. 4A is a plan view of the resonator of the filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 4B is a cross-sectional view taken along the line AA of FIG. 4A.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the resonator of the filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the same multiplexer.
  • FIG. 7 is an impedance-frequency characteristic diagram of the resonator of the filter in the same multiplexer.
  • FIG. 8 is a current-frequency characteristic diagram of the resonator of the filter in the same multiplexer.
  • FIG. 9 is a phase-frequency characteristic diagram of the resonator of the filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 10 is a voltage-frequency characteristic diagram of the resonator of the filter in the same multiplexer.
  • FIG. 11A is a level-frequency characteristic diagram of the third order nonlinear distortion (IMD3) of the first transmission filter in the same multiplexer.
  • FIG. 11B is a level-frequency characteristic diagram of the IMD3 of the second transmission filter in the same multiplexer.
  • FIG. 11C is a level-frequency characteristic diagram of the IMD3 of the first receive filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. IMD3 third order nonlinear distortion
  • FIG. 11D is a level-frequency characteristic diagram of the IMD3 of the second reception filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of IMD3 of specific resonators of a plurality of filters in the same multiplexer.
  • FIG. 13A is a plan view of a specific resonator of the first transmission filter in the same multiplexer.
  • FIG. 13B is a plan view of a specific resonator of the first receive filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 14A is a plan view of a specific resonator of the first transmission filter in the multiplexer according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 14B is a plan view of a specific resonator of the first receive filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 15A is a circuit diagram of the first transmission filter in the multiplexer according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 15B is a plan view of a specific resonator in the first transmission filter of the same.
  • FIG. 16A is a circuit diagram of the first receive filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 16B is a plan view of a specific resonator in the first receiving filter of the same.
  • FIG. 17A is a plan view of a specific resonator of the first transmission filter in the multiplexer according to the third modification of the first embodiment.
  • FIG. 17B is a plan view of a specific resonator of the first receive filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 18A is a cross-sectional view of a specific resonator of the first transmission filter in the multiplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 18B is a cross-sectional view of a particular resonator of the first receive filter in the same multiplexer.
  • FIG. 19A is a cross-sectional view of a specific resonator of the first transmission filter in the multiplexer according to the third embodiment.
  • FIG. 19B is an explanatory diagram of a method of forming a specific resonator of the first receiving filter in the multiplexer of the same.
  • FIG. 19C is a cross-sectional view of a particular resonator of the first receive filter in the same multiplexer.
  • FIG. 20A is a cross-sectional view of a specific resonator of the first transmission filter in the multiplexer according to the fourth embodiment.
  • FIG. 20B is a cross-sectional view of a particular resonator of the first receive filter in the same multiplexer.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of the multiplexer according to the fifth embodiment.
  • the multiplexer 1 is used, for example, in a carrier aggregation compatible mobile phone (for example, a smartphone), a wearable terminal (for example, a smart watch), or the like.
  • a carrier aggregation compatible mobile phone for example, a smartphone
  • a wearable terminal for example, a smart watch
  • the multiplexer 1 includes a common terminal 2 and a plurality of filters 3. Further, the multiplexer 1 further includes a plurality of phase shift circuits 8 having a one-to-one correspondence with the plurality of filters 3.
  • the plurality of filters 3 include a first transmission filter 31, a second transmission filter 33, and a first reception filter 32. Further, the plurality of filters 3 further include a second reception filter 34.
  • the plurality of filters 3 are connected to the common terminal 2.
  • the common terminal 2 is connected to the antenna 9.
  • the plurality of filters 3 are connected to the common terminal 2 via the phase shift circuit 8 having a one-to-one correspondence among the plurality of phase shift circuits 8.
  • the plurality of phase shift circuits 8 include a first phase shift circuit 81, a second phase shift circuit 82, a third phase shift circuit 83, and a fourth phase shift circuit 84.
  • the first phase shift circuit 81 is connected between the common terminal 2 and the first transmission filter 31.
  • the second phase shift circuit 82 is connected between the common terminal 2 and the first reception filter 32.
  • the third phase shift circuit 83 is connected between the common terminal 2 and the second transmission filter 33.
  • the fourth phase shift circuit 84 is connected between the common terminal 2 and the second reception filter 34.
  • Each of the plurality of filters 3 has a plurality of resonators 4.
  • the first transmission filter 31 has an input terminal 311 and an output terminal 312. In the first transmission filter 31, the output terminal 312 is connected to the common terminal 2.
  • the second transmission filter 33 has an input terminal 331 and an output terminal 332. In the second transmission filter 33, the output terminal 332 is connected to the common terminal 2.
  • the first reception filter 32 has an input terminal 321 and an output terminal 322. In the first reception filter 32, the input terminal 321 is connected to the common terminal 2.
  • the second reception filter 34 has an input terminal 341 and an output terminal 342. In the second reception filter 34, the input terminal 341 is connected to the common terminal 2.
  • the first transmission filter 31 is a bandpass filter having a first transmission band as a pass band.
  • the second transmission filter 33 is a bandpass filter having a second transmission band different from the first transmission band as a pass band.
  • the first reception filter 32 is a bandpass filter having a first reception band as a pass band.
  • the second reception filter 34 is a bandpass filter having a second reception band as a pass band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • the first transmission band is, for example, the uplink frequency band (1920 MHz-1980 MHz) of Band 1 of the 3GPP (Third Generation Partnership Project) LTE (Long Term Evolution) standard.
  • the second transmission band is, for example, the 3GPP LTE standard Band 3 uplink frequency band (1710 MHz-1785 MHz).
  • the first reception band is, for example, the downlink frequency band (1805 MHz-1880 MHz) of Band 3 of the 3GPP LTE standard.
  • the second reception band is, for example, the downlink frequency band (2110 MHz-2170 MHz) of Band 1 of the 3GPP LTE standard.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • the first transmission filter 31 is a bandpass filter having a first transmission band as a pass band, but is not limited to this, and may be a bandpass filter having a pass band including the first transmission band.
  • the second transmission filter 33 is a bandpass filter having a second transmission band as a pass band, but is not limited to this, and may be a bandpass filter having a pass band including the second transmission band.
  • the first reception filter 32 is a bandpass filter having a first reception band as a pass band, but is not limited to this, and may be a bandpass filter having a pass band including the first reception band.
  • the second reception filter 34 is a bandpass filter having a second reception band as a pass band, but is not limited to this, and may be a bandpass filter having a pass band including the second reception band.
  • the pass bands of the plurality of filters 3 do not overlap each other. Therefore, the pass band of the first transmission filter 31 does not overlap with the pass band of each of the second transmission filter 33, the first reception filter 32, and the second reception filter 34. Further, the pass band of the second transmission filter 33 does not overlap with the pass band of each of the first transmission filter 31, the first reception filter 32, and the second reception filter 34. Further, the pass band of the first reception filter 32 does not overlap with the pass band of each of the first transmission filter 31, the second transmission filter 33, and the second reception filter 34. Further, the pass band of the second reception filter 34 does not overlap with the pass band of each of the first transmission filter 31, the second transmission filter 33, and the first reception filter 32.
  • the multiplexer 1 includes, for example, a transmission signal in the pass band of the first transmission filter 31 input to the input terminal 311 of the first transmission filter 31 and a second transmission filter 33 input to the input terminal 331 of the second transmission filter 33. It is possible to simultaneously transmit the transmission signal in the pass band of the above from the common terminal 2. That is, the multiplexer 1 is capable of supporting 2 uplink carrier aggregation.
  • the first transmission filter 31 is, for example, a ladder type filter, and has a plurality of (for example, four) series arm resonators S11 to S14 and a plurality (for example, four) as a plurality of (for example, eight) resonators 4. Includes parallel arm resonators P11 to P14.
  • the plurality of series arm resonators S11 to S14 are provided on a path 310 (hereinafter, also referred to as a series arm path 310) between the input terminal 311 and the output terminal 312.
  • the plurality of series arm resonators S11 to S14 are connected in series on the series arm path 310.
  • a plurality of series arm resonators S11 to S14 are arranged in the order of the series arm resonator S11, the series arm resonator S12, the series arm resonator S13, and the series arm resonator S14 from the input terminal 311 side. I'm out.
  • the parallel arm resonator P11 is provided between the node N11 on the series arm path 310 and the ground (ground terminal).
  • the node N11 is located between the series arm resonator S11 and the series arm resonator S12 on the series arm path 310.
  • the parallel arm resonator P12 is provided between the node N12 on the series arm path 310 and the ground.
  • the node N12 is located between the series arm resonator S12 and the series arm resonator S13 on the series arm path 310.
  • the parallel arm resonator P13 is provided between the node N13 on the series arm path 310 and the ground.
  • the node N13 is located between the series arm resonator S13 and the series arm resonator S14 on the series arm path 310.
  • the parallel arm resonator P14 is provided between the node N14 on the series arm path 310 and the ground.
  • the node N14 is located between the series arm resonator S14 and the output terminal 312 on the series arm path 310.
  • a ⁇ -type filter is configured by two parallel arm resonators P14 and P13 and one series arm resonator S14 on the output terminal 312 side. Therefore, in the multiplexer 1, the resonator 4 is not connected between the common terminal 2 and the parallel arm resonator P14 of the first transmission filter 31.
  • the second transmission filter 33 is, for example, a ladder type filter, and has a plurality of (for example, four) series arm resonators S31 to S34 and a plurality (for example, four) as a plurality of (for example, eight) resonators 4. Includes parallel arm resonators P31 to P34.
  • the plurality of series arm resonators S31 to S34 are provided on the path 330 (hereinafter, also referred to as the series arm path 330) between the input terminal 331 and the output terminal 332.
  • the plurality of series arm resonators S31 to S34 are connected in series on the series arm path 330.
  • a plurality of series arm resonators S31 to S34 are arranged in the order of the series arm resonator S31, the series arm resonator S32, the series arm resonator S33, and the series arm resonator S34 from the input terminal 331 side. I'm out.
  • the parallel arm resonator P31 is provided between the node N31 on the series arm path 330 and the ground (ground terminal).
  • the node N31 is located between the input terminal 331 and the series arm resonator S31 on the series arm path 330.
  • the parallel arm resonator P32 is provided between the node N32 on the series arm path 330 and the ground.
  • the node N32 is located between the series arm resonator S31 and the series arm resonator S32 on the series arm path 330.
  • the parallel arm resonator P33 is provided between the node N33 on the series arm path 330 and the ground.
  • the node N33 is located between the series arm resonator S32 and the series arm resonator S33 on the series arm path 330.
  • the parallel arm resonator P34 is provided between the node N34 on the series arm path 330 and the ground.
  • the node N34 is located between the series arm resonator S33 and the series arm resonator S34 on the series arm path 330.
  • a T-type filter is configured by two series arm resonators S34 and S33 and one parallel arm resonator P34 on the output terminal 332 side.
  • the first reception filter 32 is, for example, a ladder type filter, and has a plurality of (for example, four) series arm resonators S41 to S44 and a plurality (for example, four) as a plurality of (for example, eight) resonators 4. Includes parallel arm resonators P41 to P44.
  • a plurality of series arm resonators S41 to S44 are provided on a path 320 (hereinafter, also referred to as a series arm path 320) between the input terminal 321 and the output terminal 322.
  • the plurality of series arm resonators S41 to S44 are connected in series on the series arm path 320.
  • a plurality of series arm resonators S41 to S44 are arranged in the order of the series arm resonator S41, the series arm resonator S42, the series arm resonator S43, and the series arm resonator S44 from the output terminal 322 side. I'm out.
  • the parallel arm resonator P41 is provided between the node N41 on the series arm path 320 and the ground (ground terminal).
  • the node N41 is located between the output terminal 322 and the series arm resonator S41 on the series arm path 320.
  • the parallel arm resonator P42 is provided between the node N42 on the series arm path 320 and the ground.
  • the node N42 is located between the series arm resonator S41 and the series arm resonator S42 on the series arm path 320.
  • the parallel arm resonator P43 is provided between the node N43 on the series arm path 320 and the ground.
  • the node N43 is located between the series arm resonator S42 and the series arm resonator S43 on the series arm path 320.
  • the parallel arm resonator P44 is provided between the node N44 on the series arm path 320 and the ground.
  • the node N44 is located between the series arm resonator S43 and the series arm resonator S44 on the series arm path 320.
  • a T-type filter is configured by two series arm resonators S44 and S43 and one parallel arm resonator P44 on the input terminal 321 side.
  • the second reception filter 34 is, for example, a ladder type filter, and has a plurality of (for example, four) series arm resonators S21 to S24 and a plurality (for example, four) as a plurality of (for example, eight) resonators 4. Includes parallel arm resonators P21 to P24.
  • a plurality of series arm resonators S21 to S24 are provided on a path 340 (hereinafter, also referred to as a series arm path 340) between the input terminal 341 and the output terminal 342.
  • the plurality of series arm resonators S21 to S24 are connected in series on the series arm path 340.
  • a plurality of series arm resonators S21 to S24 are arranged in the order of the series arm resonator S21, the series arm resonator S22, the series arm resonator S23, and the series arm resonator S24 from the output terminal 342 side. I'm out.
  • the parallel arm resonator P21 is provided between the node N21 on the series arm path 340 and the ground (ground terminal).
  • the node N21 is located between the output terminal 342 and the series arm resonator S21 on the series arm path 340.
  • the parallel arm resonator P22 is provided between the node N22 on the series arm path 340 and the ground.
  • the node N22 is located between the series arm resonator S21 and the series arm resonator S22 on the series arm path 340.
  • the parallel arm resonator P23 is provided between the node N23 on the series arm path 340 and the ground.
  • the node N23 is located between the series arm resonator S22 and the series arm resonator S23 on the series arm path 340.
  • the parallel arm resonator P24 is provided between the node N24 on the series arm path 340 and the ground.
  • the node N24 is located between the series arm resonator S23 and the series arm resonator S24 on the series arm path 340.
  • a T-type filter is configured by two series arm resonators S24 and S23 and one parallel arm resonator P24 on the input terminal 341 side.
  • one resonator 4 closest to the common terminal 2 among the plurality of resonators 4 is defined as a specific resonator 4A.
  • the specific resonator 4A is a parallel arm resonator closest to the common terminal 2.
  • the specific resonator 4A is a series arm resonator closest to the common terminal 2.
  • Each of the plurality of filters 3 is, for example, an elastic wave filter, and each of the plurality of resonators 4 is composed of elastic wave resonators.
  • the surface acoustic wave filter is, for example, a SAW (Surface Acoustic Wave) filter that utilizes surface acoustic waves.
  • each of the plurality of resonators 4 is a SAW resonator.
  • the filter 3 includes a piezoelectric substrate 40 and a plurality of IDT (Interdigital Transducer) electrodes 50 provided on the piezoelectric substrate 40. Note that, in FIGS. 4A and 4B, only one IDT electrode 50 out of the plurality of IDT electrodes 50 is shown.
  • the plurality of IDT electrodes 50 have a one-to-one correspondence with the plurality of resonators 4.
  • Each of the plurality of IDT electrodes 50 is a component of the corresponding resonator 4 among the plurality of resonators 4.
  • the filter 3 is, for example, a one-chip elastic wave filter, and each of a plurality of series arm resonators and a plurality of parallel arm resonators is composed of elastic wave resonators.
  • the piezoelectric substrate 40 is, for example, a piezoelectric substrate.
  • the material of the piezoelectric substrate is, for example, lithium tantalate (LiTaO 3 ).
  • the piezoelectric substrate is formed from, for example, a ⁇ ° Y-cut X-propagated LiTaO 3 piezoelectric single crystal.
  • the ⁇ ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal has the X-axis as the central axis in the direction from the Y-axis to the Z-axis when the three crystal axes of the LiTaO 3 piezoelectric single crystal are the X-axis, the Y-axis, and the Z-axis.
  • ⁇ and ⁇ ⁇ 180 ⁇ n are synonymous.
  • n is a natural number.
  • the piezoelectric substrate is not limited to the ⁇ ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal, and may be, for example, ⁇ ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric ceramics.
  • the piezoelectric substrate 40 has a first main surface 41 and a second main surface 42 facing each other.
  • the first main surface 41 and the second main surface 42 face each other in the thickness direction of the piezoelectric substrate 40.
  • the piezoelectric substrate 40 has a rectangular shape in a plan view from the thickness direction of the piezoelectric substrate 40, but the piezoelectric substrate 40 is not limited to this, and may be, for example, a square shape.
  • the material of the piezoelectric substrate is not limited to lithium tantalate (LiTaO 3 ), and is, for example, lithium niobate (LiNbO 3 ), zinc oxide (ZnO), aluminum nitride (AlN), or lead zirconate titanate (PZT). There may be.
  • the single crystal material and the cut angle of the piezoelectric substrate may be appropriately determined according to, for example, the required specifications of the filter (passing characteristics, attenuation characteristics, temperature characteristics, filter characteristics such as bandwidth) and the like.
  • the IDT electrode 50 is provided on the piezoelectric substrate 40. More specifically, the IDT electrode 50 is provided on the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40.
  • the IDT electrode 50 has a first bus bar 51, a second bus bar 52, a plurality of first electrode fingers 53, and a plurality of second electrode fingers 54.
  • the second bus bar 52 faces the first bus bar 51.
  • the plurality of first electrode fingers 53 are connected to the first bus bar 51 and extend to the second bus bar 52 side.
  • the plurality of first electrode fingers 53 are formed integrally with the first bus bar 51 and are separated from the second bus bar 52.
  • the lengths of the plurality of first electrode fingers 53 are the same as each other.
  • the widths of the plurality of first electrode fingers 53 are the same as each other.
  • the plurality of second electrode fingers 54 are connected to the second bus bar 52 and extend to the first bus bar 51 side.
  • the plurality of second electrode fingers 54 are formed integrally with the second bus bar 52 and are separated from the first bus bar 51.
  • the lengths of the plurality of second electrode fingers 54 are the same as each other.
  • the lengths of the plurality of second electrode fingers 54 are the same as each other.
  • the length of the plurality of second electrode fingers 54 is the same as the length of the plurality of first electrode fingers 53.
  • the width of the plurality of second electrode fingers 54 is the same as the width of the plurality of first electrode fingers 53.
  • the first bus bar 51 and the second bus bar 52 of the IDT electrode 50 have a long shape whose longitudinal direction is the second direction D2 orthogonal to the first direction D1 along the thickness direction of the piezoelectric substrate 40.
  • the first bus bar 51 and the second bus bar 52 of the IDT electrode 50 have a long shape with the second direction D2, which is the elastic wave propagation direction, as the longitudinal direction.
  • the first bus bar 51 and the second bus bar 52 face each other in the third direction D3 orthogonal to both the first direction D1 and the second direction D2.
  • a plurality of first electrode fingers 53 and a plurality of second electrode fingers 54 are arranged so as to be separated from each other in the second direction D2.
  • the plurality of first electrode fingers 53 and the plurality of second electrode fingers 54 are alternately arranged one by one in the second direction D2 so as to be separated from each other, but the present invention is not limited thereto.
  • the adjacent first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 are separated from each other.
  • a group of electrode fingers including a plurality of first electrode fingers 53 and a plurality of second electrode fingers 54 a plurality of first electrode fingers 53 and a plurality of second electrode fingers 54 are separated from each other in the second direction D2.
  • the configuration may be such that the plurality of first electrode fingers 53 and the plurality of second electrode fingers 54 are alternately arranged but not separated from each other. For example, a region in which the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 are lined up one by one, and a region in which the first electrode finger 53 or the second electrode finger 54 are lined up in the second direction D2. And may be mixed.
  • the first bus bar 51 is a conductor portion for making a plurality of first electrode fingers 53 have the same potential (equal potential).
  • the second bus bar 52 is a conductor portion for making a plurality of second electrode fingers 54 have the same potential (equal potential).
  • the IDT electrode 50 has an intersecting region 55 defined by a plurality of first electrode fingers 53 and a plurality of second electrode fingers 54.
  • the intersecting region 55 is an area between the envelope at the tips of the plurality of first electrode fingers 53 and the envelope at the tips of the plurality of second electrode fingers 54.
  • the IDT electrode 50 excites elastic waves in the intersecting region 55.
  • the electrode finger pitch P1 of the IDT electrode 50 is, for example, the distance between the center lines of two adjacent first electrode fingers 53 among the plurality of first electrode fingers 53, or adjacent to each other among the plurality of second electrode fingers 54. It is defined by the distance between the centerlines of the two second electrode fingers 54. The distance between the center lines of the two adjacent second electrode fingers 54 is the same as the distance between the center lines of the two adjacent first electrode fingers 53. Further, as shown in FIG. 4A, the width of the first electrode finger 53 in the second direction D2 is W1, and the distance between the adjacent first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 in the second direction D2 is G1. Then, the duty of the IDT electrode 50 is defined by W1 / (W1 + G1). Further, the thickness H1 of the IDT electrode 50 is defined by, for example, the thicknesses of the plurality of first electrode fingers 53 and the plurality of second electrode fingers 54.
  • the logarithm of the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 is 100 pairs as an example. That is, the IDT electrode 50 has 100 first electrode fingers 53 and 100 second electrode fingers 54 as an example.
  • the numbers of the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 are reduced in order to make the drawings easier to see.
  • the IDT electrode 50 is a normal type IDT electrode, but is not limited to this, and may be, for example, an IDT electrode to which apodization weighting is applied, or an inclined IDT electrode.
  • the crossing width increases from one end in the propagation direction of the elastic wave toward the center, and decreases as the crossing width approaches from the center to the other end in the propagation direction of the elastic wave.
  • the filter 3 has a plurality of wiring portions 7.
  • the plurality of wiring units 7 include a first wiring unit 71 connected to the first bus bar 51 of the IDT electrode 50, and a second wiring unit 72 connected to the second bus bar 52 of the IDT electrode 50.
  • the first wiring portion 71 extends from the first bus bar 51 to the side opposite to the plurality of first electrode finger 53 sides.
  • the second wiring portion 72 extends from the second bus bar 52 to the side opposite to the side of the plurality of second electrode fingers 54.
  • FIG. 5 is an electrical equivalent circuit diagram of an mBVD model corresponding to a specific resonator 4A.
  • the current input to a specific resonator 4A from the AC power supply when connected to the AC power supply across the electrical equivalent circuit of a particular resonator 4A is defined as Iw, equivalent resistance R m and the equivalent inductor
  • Iac The current flowing in the series circuit of L m and the equivalent capacitance C m
  • Ie the current flowing in the braking capacitance C0
  • the series circuit of the equivalent resistor R m , the equivalent inductor L m, and the equivalent capacitance C m is referred to as an acoustic path 43
  • the current Iac flowing through the acoustic path 43 is also referred to as an acoustic path current.
  • the path including the braking capacitance C0 and connected in parallel to the acoustic path 43 is referred to as an electric path 44, and the current Ie flowing through the electric path 44 is also referred to as an electric path current.
  • the particular resonator 4A includes an acoustic path 43 and an electrical path 44. The acoustic path 43 and the electric path 44 are connected in parallel.
  • the strain generated by the non-linearity of the elastic constant of the elastic wave resonator has a proportional relationship with the magnitude of excitation per unit area of the elastic wave resonator.
  • the magnitude of excitation per unit area of the resonator 4A has a correlation with the magnitude of current per unit area of the acoustic path 43. Therefore, the strain generated by the non-linearity of the elastic constant of the resonator 4A has a proportional relationship with the magnitude of the current per unit area of the acoustic path 43.
  • the unit area of the acoustic path 43 is proportional to the capacitance of the braking capacitance C0.
  • the current density Jac the value obtained by dividing the current value of the acoustic path current Iac by the capacitance of the braking capacitance C0 is defined as the current density Jac.
  • the non-linearity generated by the non-linearity of the elastic constant of the resonator 4A is compared with the current density Jac. Distortions can be compared.
  • the smaller the current density Jac the smaller the strain generated by the non-linearity of the elastic constant of the resonator 4A.
  • the unit of the current value of the acoustic path current Iac is mA and the unit of the capacitance of the braking capacitance C0 is pF
  • the unit of the current density Jac is mA / pF.
  • FIG. 7 is a diagram showing impedance-frequency characteristics with respect to the resonator 4A of FIG.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is impedance.
  • the impedance Zw of the resonator 4A has a minimum value at the resonance frequency fr and a maximum value at the antiresonance frequency fa.
  • the impedance Zw of the resonator 4A moves clockwise on the Smith chart and becomes a capacitive impedance.
  • the frequency characteristic of the impedance Zw of the resonator 4A is shown by a solid line
  • the frequency characteristic of the impedance Ze of the electric path 44 is shown by a dash-dotted line
  • the frequency characteristic of the impedance Zac of the acoustic path 43 is shown by a broken line.
  • the impedance Zw of the resonator 4A and the impedance Zac of the acoustic path 43 are almost 0 at the resonance frequency fr.
  • the resonance frequency fr is expressed by the following equation (1), where L 1 is the inductance of the equivalent inductor L m included in the acoustic path 43 and C 1 is the capacitance of the equivalent capacitance C m.
  • the impedance Zw of the resonator 4A becomes a maximum value at the antiresonance frequency fa.
  • the impedance Zac becomes inductive. Therefore, at the anti-resonance frequency fa, the acoustic path 43 can be regarded as one inductive element, and the resonator 4A can be regarded as an LC parallel resonance circuit of the inductive element and the braking capacitance C0.
  • the inductance of the inductive element is Lac and the capacitance of the braking capacitance C0 of the electric path 44 is C0e
  • the antiresonance frequency fa is expressed by the following equation (2).
  • FIG. 8 is a diagram showing the current-frequency characteristics of the resonator 4A.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is current.
  • the frequency characteristic of the current Iw passing through the resonator 4A is shown by a solid line
  • the frequency characteristic of the current Ie flowing through the electric path 44 is shown by a dash-dotted line
  • the frequency characteristic of the current Iac flowing through the acoustic path 43 is shown by a broken line. There is.
  • the current Iw passing through the resonator 4A at the antiresonance frequency fa becomes the minimum. Further, at the anti-resonance frequency fa, the current Ie flowing through the electric path 44 and the current Iac flowing through the acoustic path 43 have almost the same magnitude. This is because the current circulates inside the resonator 4A in a closed circuit including the acoustic path 43 and the electric path 44. In this case, the current Ie of the electric path 44 and the current Iac of the acoustic path 43 are in an opposite phase relationship. At the anti-resonance frequency fa, there is almost no current Iw passing through the resonator 4A, but a relatively large current flows inside the resonator 4A.
  • FIG. 9 is a diagram showing the phase-frequency characteristics of the resonator 4A of FIG.
  • the horizontal axis is the frequency and the vertical axis is the phase.
  • the phase ⁇ w of the current Iw passing through the resonator 4A is shown by a solid line
  • the phase ⁇ e of the current Ie flowing through the electric path 44 is shown by a dash-dotted line
  • the phase ⁇ ac of the current Iac flowing through the acoustic path 43 is shown by a broken line. There is.
  • the phase of the current Iac flowing in the acoustic path 43 at the antiresonance frequency fa is the phase in which the phase of the current Ie flowing in the electric path 44 is inverted.
  • the current value of the current Iac flowing in the acoustic path 43 at the antiresonance frequency fa is Iac fa
  • the current value of the current Ie flowing in the electric path 44 at the antiresonance frequency fa is Ie fa
  • the Q of the resonator 4A at the antiresonance frequency fa is the phase of the current Iac flowing in the acoustic path 43 at the antiresonance frequency fa.
  • the current value of the current Iw passing through the resonator 4A at the antiresonance frequency fa is the reference current value Iw fa
  • the imaginary unit is j
  • the Iac fa and Ie fa are the following equations (3), respectively.
  • the current value Iac fa of the current Iac flowing in the acoustic path 43 at the antiresonance frequency fa is Qa times the reference current value Iw fa. Therefore, in order to reduce the non-linear distortion generated by the non-linearity of the elastic constant of the resonator 4A, it is necessary to reduce the reference current value Iw fa.
  • FIG. 10 is a diagram showing the voltage-frequency characteristics of the resonator 4A of FIG.
  • the horizontal axis is frequency and the vertical axis is voltage.
  • the frequency characteristic of the voltage Vw of the resonator 4A is shown by a solid line.
  • the voltage of the electric path 44 and the voltage of the acoustic path 43 are the same as the voltage of the resonator 4A.
  • the larger the capacitance of the braking capacitance C0 the smaller the impedance Zw of the resonator 4A.
  • the larger the capacitance of the braking capacitance C0 the larger the current Iac flowing through the acoustic path 43.
  • the larger the capacitance of the braking capacitance C0 the smaller the current density of the current Iac flowing through the acoustic path 43.
  • the capacitance of the current Iac and the braking capacitance C0 flowing in the acoustic path 43 in the equivalent electric circuit of the resonator 4A can be confirmed by, for example, the following method.
  • the circuit simulator such as ADS (Advanced Design System)
  • ADS Advanced Design System
  • the circuit constants of the equivalent inductor L m , the equivalent capacitance C m , the equivalent resistor R m, and the braking capacitance C0 are determined by the characteristic fitting. Thereby, the capacitance of the braking capacitance C0 is determined.
  • the current value of the acoustic path current Iac can be confirmed by calculating the current flowing through the acoustic path 43 of the resonator 4A with the ammeter of the circuit simulator. By dividing the current value of the acoustic path current Iac by the capacitance of the braking capacitance C0, the current density Jac of the acoustic path current Iac can be derived.
  • the capacitance of the braking capacity C0 can also be confirmed by the following method.
  • a probe is applied to each of the first bus bar 51 and the second bus bar 52 of the resonator 4A, or connected to the first bus bar 51 of the resonator 4A.
  • a probe is applied to each of the first wiring portion 71 and the second wiring portion 72 connected to the second bus bar 52, the impedance of the resonator 4A is measured, and the distance from the resonance frequency fr to the anti-resonance frequency fa is separated.
  • the magnitude of the capacitance of the braking capacitance C0 can be compared. It is also possible to obtain the capacitance of the braking capacitance C0 of the resonator 4A by applying a DC voltage to the resonator 4A.
  • the level and phase of IMD3 of each resonator 4A can be expressed by the following equations (5) and (6) using the current density and the capacitance of the braking capacitance C0.
  • J B1TX represents the acoustic path current density (complex number) in the Band 1 transmission band
  • represents the magnitude of the acoustic path current in the Band 1 transmission band
  • J B3TX represents the acoustic path current density (complex number) in the Band 3 transmission band
  • represents the magnitude of the acoustic path current in the Band 3 transmission band.
  • C0 TX represents the capacitance of the braking capacitance C0.
  • Unit level IMD3 is A 3 / pF 2.
  • ⁇ B1TX represents the phase of the acoustic path current in the band 1 transmission band.
  • ⁇ B3TX represents the phase of the acoustic path current in the transmission band of Band 3.
  • FIG. 11A shows the frequency characteristics of the level of IMD3 generated in the reception band of the second reception filter 34 in the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) of the first transmission filter 31 having a pass band including the transmission band of Band 1. Is shown.
  • FIG. 11B shows the frequency characteristics of the level of IMD3 generated in the reception band of the second reception filter 34 in the specific resonator 4A (series arm resonator S34) in the second transmission filter 33 having a pass band including the transmission band of Band 3. Is shown.
  • FIG. 11A shows the frequency characteristics of the level of IMD3 generated in the reception band of the second reception filter 34 in the specific resonator 4A (series arm resonator S34) in the second transmission filter 33 having a pass band including the transmission band of Band 3. Is shown.
  • FIG. 11C shows the frequency characteristics of the level of IMD3 generated in the reception band of the second reception filter 34 in the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first reception filter 32 having a pass band including the reception band of Band 3. Is shown.
  • FIG. 11D shows the frequency characteristics of the level of IMD3 generated in the reception band of the second reception filter 34 in the specific resonator 4A (series arm resonator S24) of the second reception filter 34 having a pass band including the reception band of Band1. Is shown.
  • 11A to 11D show the reception band of Band 1 (2110 MHz) when the power of +26 dBm is input to the transmission band of Band 1 to the multiplexer 1 and the signal in the transmission band of Band 3 is input from the common terminal 2 with the power of +10 dBm. This is the result of evaluating the IMD generated at -2170 MHz).
  • the multiplexer 1 since the pass bands of the filters 3 are close to each other, not only the first transmission filter 31 and the second transmission filter 33 but also the specific resonator 4A of the first reception filter 32 are displayed at the time of inputting high power. It can be a source of IMD.
  • the parallel arm resonator P14 which is a specific resonator 4A of the first transmission filter 31 corresponding to the transmission band of Band 1
  • the specific resonator 4A of the first reception filter 32 corresponding to the reception band of Band 3 are in series.
  • the arm resonator S44 has a resonance frequency and an antiresonance frequency close to each other. Therefore, the tendency of the level of IMD3 that occurs is similar.
  • the IMD 3 becomes higher as the frequency becomes higher. The levels tend to be smaller, and the tendencies are similar to each other.
  • the level of IMD3 tends to increase as the frequency increases, and the level of Band 1 tends to increase. The tendency is different from that of the first transmission filter 31 having a pass band including a transmission band.
  • the level of the IMD3 of the first transmission filter 31 see B1Tx of FIG. 11A
  • the level of the IMD3 of the first reception filter 32 see B3Rx of FIG. 11C
  • the level is higher than the level of IMD3 of the second transmission filter 33 (B3Tx in FIG. 11B) and the level of IMD3 of the second reception filter 34 (see B1Rx in FIG. 11D).
  • I1 TX1 , I2 TX1 , C0 TX1 , I1 TX2 , I2 TX2 , C0 TX2 , I1 RX1 , I2 RX1 , C0 RX1 , I1 RX2 , I2 RX2 , and C0 RX2 are defined as follows.
  • I1 TX1 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at a frequency within the first transmission band.
  • I2 TX1 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at a frequency within the second transmission band.
  • C0 TX1 is the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A in the first transmission filter 31.
  • I1 TX2 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the second transmission filter 33 at a frequency within the first transmission band.
  • I2 TX2 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the second transmission filter 33 at a frequency within the second transmission band.
  • C0 TX2 is the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A in the second transmission filter 33.
  • I1 RX1 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the first reception filter 32 at a frequency within the first transmission band.
  • I2 RX1 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the first reception filter 32 at a frequency within the second transmission band.
  • C0 RX1 is the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A in the first receiving filter 32.
  • I1 RX2 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the second reception filter 34 at a frequency within the first transmission band.
  • I2 RX2 is the density of the acoustic path current on the common terminal 2 side of the second reception filter 34 at a frequency within the second transmission band.
  • C0 RX2 is the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A in the second receiving filter 34.
  • the multiplexer 1 satisfies the third condition, the fourth condition, the fifth condition, and the sixth condition.
  • the third condition is (I1 Tx1 ) 2 ⁇ (I2 Tx1 ) ⁇ C0 Tx1 > (I1 Tx2 ) 2 ⁇ (I2 Tx2 ) ⁇ C0 Tx2 It is a condition.
  • the fourth condition is (I1 Tx1 ) 2 ⁇ (I2 Tx1 ) ⁇ C0 Tx1 > (I1 Rx2 ) 2 ⁇ (I2 Rx2 ) ⁇ C0 Rx2 It is a condition.
  • the fifth condition is (I1 Rx1 ) 2 ⁇ (I2 Rx1 ) ⁇ C0 Rx1 > (I1 Tx2 ) 2 ⁇ (I2 Tx2 ) ⁇ C0 Tx2 It is a condition.
  • the sixth condition is (I1 Rx1 ) 2 ⁇ (I2 Rx1 ) ⁇ C0 Rx1 > (I1 Rx2 ) 2 ⁇ (I2 Rx2 ) ⁇ C0 Rx2 It is a condition.
  • the resonator 4 closest to the common terminal 2 is often the dominant factor.
  • the level of the IMD3 of the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 and the level of the IMD3 of the specific resonator 4A of the first reception filter 32 are set to the other filters 3 (second). It is higher than the level of IMD3 of the specific resonator 4A of the transmission filter 33 and the second reception filter 34). Therefore, in the case of the multiplexer 1 according to the first embodiment, the IMD3 of the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 and the IMD3 of the specific resonator 4A of the first reception filter 32 are the dominant factors. Often.
  • the phase of the IMD3 of the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 and the specific resonator 4A of the first reception filter 32 is 180 ° ⁇ 90 ° ( ⁇ 90 ° is ⁇ 90 ° to + 90 °. Therefore, if the phase of the IMD3 is 90 ° or more and 270 ° or less), the IMD3 of the multiplexer 1 as a whole can be improved. If the IMD3 levels are substantially the same, the IMD3 of the multiplexer 1 as a whole can be further improved.
  • the multiplexer 1 if the generation levels of IMD from the two sources of IMD are about the same and the phases are almost opposite (180 ° out of phase), the IMDs are canceled and almost invisible.
  • the level of IMD3 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) of the first transmission filter 31 and the level of IMD3 of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first reception filter 32 are as described above. Since the tendency is similar to, IMD3 can be reduced if the level of IMD3 can be adjusted and the phases can be substantially reversed.
  • the level of the IMD 3 is changed by changing the capacitance of the braking capacitance C0 between the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 and the specific resonator 4A of the first reception filter 32. I'm changing. If the capacitance of the braking capacitance C0 is increased, the level of IMD3 is decreased, and if the capacitance of the braking capacitance C0 is decreased, the level of IMD3 is increased.
  • the first transmission filter 31 and the first reception filter 32 have the same capacitance of the braking capacitance C0 of each specific resonator 4A, the first transmission filter 31 and the first reception filter 32
  • the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 to which a larger power is input is larger than the specific resonator 4A of the first reception filter 32. Therefore, for example, the capacitance of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receive filter 32 is larger than the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31.
  • the level of IMD3 is made uniform between the specific resonator 4A of the first transmission filter 31 and the specific resonator 4A of the first reception filter 32 (the difference in the level of IMD3 is reduced). )be able to.
  • Table 1 shows an example of the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A of each filter 3.
  • B3Tx indicates the second transmission filter 33
  • B3Rx indicates the first reception filter 32
  • B1Tx indicates the first transmission filter 31
  • B1Rx indicates the second reception filter 34.
  • S34 indicates a series arm resonator S34
  • S44 indicates a series arm resonator S44
  • P14 indicates a parallel arm resonator P14
  • S24 indicates a series arm resonator S24.
  • the areas are the intersection width of the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 (width W55 of the intersection region 55 in the third direction D3), and the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54. It shows the product of the logarithm of and. That is, the magnitude relationship of the area in Table 1 is the same as the magnitude relationship of the area of the intersection region 55.
  • the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 is 3.946 pF
  • the capacitance of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first receive filter 32 is 3.946 pF. It can be seen that the capacitance of the braking capacitance C0 of the series arm resonator S44) is 1.946 pF.
  • FIG. 12 is a vector representation of the size and phase of the IMD3 of the specific resonator 4A of each filter 3 at the frequency generated by the IMD3 with respect to the multiplexer 1.
  • the horizontal axis represents the real part of IMD3 represented by a complex number
  • the vertical axis represents the imaginary part of IMD3.
  • B1Tx indicates the vector of IMD3 of the first transmission filter
  • B3Tx indicates the vector of IMD3 of the second transmission filter 33
  • B3Rx indicates the vector of IMD3 of the first reception filter 32.
  • B1Rx indicate the vector of IMD3 of the second reception filter 34. From FIG.
  • the phases of the IMD3 are substantially opposite between the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first receiving filter 32 and the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) of the first transmitting filter 31. It can be seen that the sizes are almost the same. As a result, in the multiplexer 1, the IMD3s of the two filters 3 having the higher IMD3 levels among the plurality of filters 3 are canceled, and the total IMD3 level becomes smaller.
  • the phase of the IMD has a one-to-one correspondence with the plurality of filters 3 and can be adjusted by a plurality of phase shift circuits 8 connected between the plurality of filters 3 and the common terminal 2. Since the IMD 3 generated by the specific resonator 4A of each filter 3 passes through the phase shift circuit 8 and reaches the second reception filter 34 including the frequency band in which the IMD 3 is generated in the pass band, the common terminal 2 with each filter 3 is reached. By providing the phase shift circuit 8 between the and, the phase of the IMD 3 can be changed.
  • the phase shift circuit 8 may be an inductor or a capacitor, a circuit in which an inductor and a capacitor are combined, or a wiring (transmission line).
  • Each phase shift circuit 8 is provided to adjust the phase of the IMD 3 from the corresponding filter 3 to the common terminal 2, but it is not always provided.
  • the first phase shift circuit 81 between the first transmission filter 31 and the common terminal 2 is provided. This is because the first transmission filter 31 is a filter 3 to which the strongest power of the plurality of filters 3 is input and has a large influence on the IMD3, so that the IMD3 can be easily adjusted by the phase adjustment.
  • FIG. 13A is a plan view of a specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31, and FIG. 13B is a plan view of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first reception filter 32. It is a plan view of.
  • the intersection width of the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 is larger than that in the specific resonator 4A (FIG. 13A) in the first transmitting filter 31. Is small, and the area of the intersection region 55 is small.
  • the braking of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receiving filter 32 is more than the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmitting filter 31. It becomes easy to reduce the capacitance of the capacitance C0.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal 2 and a plurality of filters 3.
  • the plurality of filters 3 are connected to the common terminal 2.
  • Each of the plurality of filters 3 has a plurality of resonators 4.
  • the plurality of filters 3 include a first transmission filter 31, a second transmission filter 33, and a first reception filter 32.
  • the first transmission filter 31 has a pass band including the first transmission band.
  • the second transmission filter 33 has a pass band including a second transmission band different from the first transmission band.
  • the first reception filter 32 has a pass band including the first reception band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • the electric equivalent circuit of the specific resonator 4A among the plurality of resonators 4 in each of the plurality of filters 3 is braked by a series circuit of the equivalent resistance R m , the equivalent inductor L m, and the equivalent capacitance C m.
  • the current flowing through the braking capacitance C0 is the acoustic path current Iac when represented by a parallel circuit with the capacitance C0
  • the acoustic path current Iac on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at a frequency within the first transmission band.
  • the phase of is ⁇ 1 Tx
  • the phase of the acoustic path current Iac on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at the frequency in the second transmission band is ⁇ 2 Tx
  • the phase of the acoustic path current Iac is common to the first reception filter 32 at the frequency in the first transmission band.
  • the multiplexer 1 according to the first embodiment can suppress the occurrence of IMD. As a result, in the multiplexer 1 according to the first embodiment, it is possible to suppress a decrease in the reception sensitivity of the reception filter (first reception filter 32).
  • the multiplexer 1 according to the first embodiment for example, when the level of IMD3 is the same in the first transmission filter 31 and the first reception filter 32, the phase of the IMD3 of the first transmission filter 31 and the IMD3 of the first reception filter 32 If the difference from the phase is 180 °, the IMD3 of the first transmission filter 31 and the IMD3 of the first reception filter 32 are cancelled.
  • the total IMD3 level can be made smaller.
  • the multiplexer 1 according to the first embodiment further includes the second reception filter 34, the IMD generated in the second reception band of the second reception filter 34 can be suppressed, so that the second reception filter 34 It is possible to suppress a decrease in the reception sensitivity of.
  • FIG. 14A is a plan view of a specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31, and FIG. 14B is a plan view of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first reception filter 32. It is a plan view of.
  • the logarithm of the first electrode finger 53 and the second electrode finger 54 is larger than that in the specific resonator 4A (FIG. 14A) in the first transmitting filter 31.
  • the area of the intersection area 55 is small.
  • the braking of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receiving filter 32 is more than the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmitting filter 31.
  • the capacitance of the capacitance C0 can be reduced.
  • the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmitting filter 31 and the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receiving filter 32 By making the area of the parallel arm resonator P14 larger than the area of the series arm resonator S44 even if the capacitance of the parallel arm resonator P14 is the same, the power density of the parallel arm resonator P14 can be reduced and the level of the IMD3 is reduced. be able to.
  • FIG. 15A is a circuit diagram in which a specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 is composed of three divided resonators 401
  • FIG. 15B is a circuit diagram showing a specific resonance in the first transmission filter 31. It is a top view of the child 4A.
  • the three split resonators 401 are resonators in which a specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) is divided, without interposing another resonator 4 between them, and another. It is connected in series without going through a connection node with a path including the resonator 4.
  • FIG. 16A is a circuit diagram in which a specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receiving filter 32 is composed of two divided resonators 401
  • FIG. 16B is a circuit diagram showing a specific resonance in the first receiving filter 32. It is a top view of the child 4A.
  • the two split resonators 401 are resonators in which a specific resonator 4A (series arm resonator S44) is divided, without interposing another resonator 4 between them, and another. It is connected in series without going through a connection node with a path including the resonator 4.
  • 15B is the total area of the areas of the three intersecting regions 55.
  • the area of the particular resonator 4A in FIG. 16B is the total area of the areas of the two intersecting regions 55.
  • the area of the intersection region 55 of each split resonator 401 is the same.
  • the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmitting filter 31 and the specific resonator 4A in the first receiving filter 32 Even if the capacitance of the braking capacitance C0 of the (series arm resonator S44) is the same, the power of the parallel arm resonator P14 is increased by making the area of the parallel arm resonator P14 larger than the area of the series arm resonator S44. The density can be reduced and the level of IMD3 can be reduced.
  • the plurality of divided resonators 401 in the specific resonator 4 have the same area of the intersecting region 55, but the area of the intersecting region 55 is not limited to this, and the area of the intersecting region 55 may be substantially the same.
  • the number of divisions of the specific resonator 4A in the first transmission filter 31 may be larger than the number of divisions of the specific resonator 4A in the first reception filter 32.
  • the number of divisions of the specific resonator 4A in the transmission filter 31 and the number of divisions of the specific resonator 4A in the first reception filter 32 are not particularly limited.
  • FIG. 17A is a plan view of a specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31, and FIG. 17B is a plan view of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first reception filter 32. It is a plan view of.
  • the width of the first electrode finger 53 in the second direction D2 is set to W12, and the width of the first electrode finger 53 and the second electrode finger adjacent to each other in the second direction D2.
  • the braking of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) in the first receiving filter 32 is more than the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmitting filter 31.
  • the capacitance of the capacitance C0 can be reduced.
  • the duty of the specific resonator 4A in the first receiving filter 32 is 0.3, and the duty of the specific resonator 4A in the first transmitting filter 31 is 0.5.
  • these values are examples and are not limited to these values.
  • the duty of the specific resonator 4A in the first receiving filter 32 is smaller than the duty of the specific resonator 4A in the first transmitting filter 31, but the duty is not limited to this.
  • the duty of the specific resonator 4A in the first receiving filter 32 may be larger than the duty of the specific resonator 4A in the first transmitting filter 31.
  • the level of IMD3 of the first reception filter 32 can be increased by increasing the duty of the specific resonator 4A in the first reception filter 32. As a result, it is easy to reduce the difference between the level of IMD3 of the first reception filter 32 and the level of IMD3 of the first transmission filter 31, and it is easy to obtain a cancel effect between IMD3s.
  • the thickness H1 (see FIG. 18A) of the IDT electrode 50 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 is specified in the first reception filter 32. It is smaller than the thickness H2 (see FIG. 18B) of the IDT electrode 50 of the resonator 4A (series arm resonator S44).
  • the capacitance of the braking capacitance C0 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 and the specific resonator 4A (in parallel arm resonator P14) in the first reception filter 32 is specified in the first reception filter 32. It is smaller than the thickness H2 (see FIG. 18B) of the IDT electrode 50 of the resonator 4A (series arm resonator S44).
  • the level of IMD3 in the first transmission filter 31 can be reduced. Therefore, in the multiplexer 1 according to the second embodiment, the level of the IMD3 in the first transmission filter 31 can be brought close to the level of the IMD3 in the first reception filter 32, so that the level of the IMD3 can be reduced.
  • the IDT electrode 50 (see FIG. 19A) of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 is used as a polycrystalline metal electrode, and the identification in the first reception filter 32.
  • the IDT electrode 50 (see FIG. 19C) of the resonator 4A (series arm resonator S44) is used as a metal epitaxial layer.
  • the IDT electrode 50 of the parallel arm resonator P14 has, for example, an adhesion layer 501 made of a first polycrystalline layer on the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40 and a first on the adhesion layer 501.
  • a main electrode layer 502 composed of two polycrystalline layers.
  • the first polycrystalline layer is, for example, a polycrystalline Ti layer.
  • the second polycrystalline layer is, for example, a polycrystalline Al layer.
  • the IDT electrode 50 of the series arm resonator S44 has, for example, an adhesion layer 511 composed of a first epitaxial layer on the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40 and a second adhesion layer 511.
  • the piezoelectric substrate 40 is a piezoelectric substrate polarized along the Z axis.
  • the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40 before growing the Ti epitaxial layer and the Al epitaxial layer has a concavo-convex structure (stepped structure) including a Z surface 411 orthogonal to the Z axis direction.
  • stepped structure concavo-convex structure
  • the adhesion layer 511 made of the Ti epitaxial layer has a Z axis on the Z plane 411 of the piezoelectric substrate 40 so that the Ti (001) plane, which is a crystal growth plane, is parallel to the Z plane 411 of the piezoelectric substrate 40, for example. It is an epitaxial growth layer that is epitaxially grown in the direction. Further, the main electrode layer 512 composed of the Al epitaxial layer has a surface of the adhesion layer 511 so that the Al (111) plane, which is the crystal growth plane, is parallel to the Z plane 411 and the Ti (001) plane of the piezoelectric substrate 40. It is an epitaxial growth layer that is epitaxially grown upward in the Z-axis direction.
  • a main electrode layer 512 composed of an Al epitaxial layer whose crystal orientation is oriented in the Z-axis direction of the piezoelectric substrate 40 is formed on the piezoelectric substrate 40. Therefore, the IDT electrode 50 of the series arm resonator S44 is an electrode formed on the piezoelectric substrate 40 so that the Al (111) plane is parallel to the crystal plane of the piezoelectric substrate 40. In other words, in the IDT electrode 50 of the series arm resonator S44, the [111] direction orthogonal to the Al (111) plane of the main electrode layer 512 is parallel to the Z axis (c axis) of the piezoelectric substrate 40.
  • the main electrode layer 502 made of a polycrystalline Al layer is, for example, a polycrystalline Al layer that does not satisfy the conditions of the Al epitaxial layer constituting the main electrode layer 512.
  • the main electrode layer 502 made of the polycrystalline Al layer for example, either the c-axis, the a-axis, or the b-axis is randomly oriented.
  • the IDT electrode 50 (see FIG. 19A) of the parallel arm resonator P14 is used as a polycrystalline metal electrode
  • the IDT electrode 50 (see FIG. 19C) of the series arm resonator S44 is used as a metal epitaxial layer.
  • the level of the IMD 3 can be reduced.
  • the materials of the IDT electrode 50 (see FIG. 20A) of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 are Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and so on.
  • the content is higher than the content of one or more materials in the IDT electrode 50 of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first receiving filter 32.
  • Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W are materials having a Young's modulus larger than that of Al, and in the multiplexer 1 according to the fourth embodiment, the strain generated by the IDT electrode 50 can be reduced.
  • the IDT electrode 50 of the specific resonator 4A (parallel arm resonator P14) in the first transmission filter 31 is, for example, a Ti layer on the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40 and an AlCu layer on the Ti layer. And consists of.
  • the IDT electrode 50 of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first receiving filter 32 includes a Ti layer on the first main surface 41 of the piezoelectric substrate 40 and an Al layer on the Ti layer. Consists of.
  • each IDT electrode 50 may include, for example, a Cr layer instead of the Ti layer.
  • the multiplexer 1 according to the fourth embodiment as described above, one of Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W in the IDT electrode 50 of the specific resonator (parallel arm resonator P14) of the first transmission filter 31.
  • the content of the above materials is higher than the content of the above one or more materials in the IDT electrode 50 of the specific resonator 4A (series arm resonator S44) of the first receiving filter 32.
  • the multiplexer 1a according to the fifth embodiment includes a first reception filter 32a and a second reception filter 34a in place of the first reception filter 32 and the second reception filter 34 in the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • the first receiving filter 32a has a parallel circuit of a vertically coupled resonator 402 and a vertically coupled resonator 403 between the series arm resonator S44, which is a specific resonator 4A, and the parallel arm resonator P41. It differs from the first reception filter 32 in that it is provided. Further, the second receiving filter 34a is different from the second receiving filter 34 in that a vertically coupled resonator 404 is provided between the series arm resonator S23 and the parallel arm resonator P21.
  • the multiplexer 1a has a phase of the acoustic path current Iac on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at a frequency within the first transmission band, ⁇ 1 Tx , and a second.
  • the phase of the acoustic path current Iac on the common terminal 2 side of the first transmission filter 31 at the frequency within the transmission band is ⁇ 2 Tx
  • the first condition or the second condition is satisfied.
  • the first condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the second condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the multiplexer 1a according to the fifth embodiment can suppress the generation of IMD as in the multiplexer 1 according to the first embodiment.
  • the combination of two up-carrier aggregations that can be supported by the multiplexers 1 and 1a is not limited to the combination of the Band 1 transmission band and the Band 3 transmission band, and is, for example, a combination of Band 5 and Band 7, Band 5 and Band 3, Band 4 and Band 7, and the like. It is also possible to correspond to.
  • the plurality of phase shift circuits 8 are not essential components, and at least one of the plurality of filters 3 may be connected to the common terminal 2 without going through the phase shift circuit 8.
  • the multiplexers 1 and 1a include a plurality of filters 3, at least the first transmission filter 31, the first reception filter 32, and the second transmission filter 33 may be provided. Further, the number of the plurality of filters 3 is not limited to 3 or 4, and may be 5 or more.
  • each of the plurality of filters 3 is an elastic wave filter that utilizes an elastic surface wave, but the present invention is not limited to this, and for example, an elastic wave filter that utilizes an elastic boundary wave, a plate wave, or the like. There may be.
  • each of the plurality of series arm resonators and the plurality of parallel arm resonators is not limited to the SAW resonator, and may be, for example, a BAW (Bulk Acoustic Wave) resonator.
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • the multiplexer (1; 1a) includes a common terminal (2) and a plurality of filters (3).
  • the plurality of filters (3) are connected to the common terminal (2).
  • Each of the plurality of filters (3) has a plurality of resonators (4).
  • the plurality of filters (3) include a first transmission filter (31), a second transmission filter (33), and a first reception filter (32; 32a).
  • the first transmission filter (31) has a pass band including the first transmission band.
  • the second transmission filter (33) has a pass band including a second transmission band different from the first transmission band.
  • the first reception filter (32; 32a) has a pass band including the first reception band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • the electric equivalent circuit of a specific resonator (4A) among the plurality of resonators (4) in each of the plurality of filters (3) is converted into an equivalent resistor (R m ) and an equivalent inductor (L).
  • R m equivalent resistor
  • L equivalent inductor
  • the current flowing through the braking capacitance (C0) is defined as the acoustic path current (Iac).
  • the phase of the acoustic path current (Iac) on the common terminal (2) side of the first transmission filter (31) at the frequency within the first transmission band is ⁇ 1 Tx
  • the phase of the first transmission filter (31) at the frequency within the second transmission band The phase of the acoustic path current (Iac) on the common terminal (2) side is ⁇ 2 Tx
  • the multiplexer (1; 1a) satisfies the first condition or the second condition.
  • the first condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the second condition is
  • 180 ° ⁇ 90 °.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the first aspect can suppress the generation of IMD.
  • the plurality of filters (3) further include a second reception filter (34; 34a).
  • the second reception filter (34; 34a) has a pass band including a second reception band different from the first reception band.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the second aspect can suppress the IMD generated in the second reception band, and can suppress the decrease in the reception sensitivity of the second reception filter (34; 34a).
  • the multiplexer (1; 1a) has a common terminal (2) of the first transmission filter (31) at a frequency within the first transmission band with respect to the first transmission filter (31).
  • the density of the acoustic path current on the side is I1 TX1
  • the density of the acoustic path current on the common terminal (2) side of the first transmission filter (31) at the frequency within the second transmission band is I2 TX1 , the first transmission filter (31).
  • the capacitance of the braking capacitance (C0) of the specific resonator (4A) in the above is set to C0 TX1, and the common terminal (2) of the second transmission filter (33) at the frequency within the first transmission band with respect to the second transmission filter (33).
  • the density of the acoustic path current on the) side is I1 TX2
  • the density of the acoustic path current on the common terminal (2) side of the second transmission filter (33) at the frequency within the second transmission band is I2 TX2
  • the capacitance of the braking capacitance (C0) of the specific resonator (4A) in the first reception filter (32; 32a) is set to C0 RX1, and the frequency in the first transmission band with respect to the second reception filter (34; 34a).
  • the density of the acoustic path current on the common terminal (2) side of the second reception filter (34; 34a) is I1 RX2 , and the common terminal (2) side of the second reception filter (34; 34a) at the frequency within the second transmission band.
  • the multiplexer (1; 1a) is The third condition, the fourth condition, the fifth condition and the sixth condition are satisfied.
  • the third condition is (I1 Tx1 ) 2 ⁇ (I2 Tx1 ) ⁇ C0 Tx1 > (I1 Tx2 ) 2 ⁇ (I2 Tx2 ) ⁇ C0 Tx2 It is a condition.
  • the fourth condition is (I1 Tx1 ) 2 ⁇ (I2 Tx1 ) ⁇ C0 Tx1 > (I1 Rx2 ) 2 ⁇ (I2 Rx2 ) ⁇ C0 Rx2 It is a condition.
  • the fifth condition is (I1 Rx1 ) 2 ⁇ (I2 Rx1 ) ⁇ C0 Rx1 > (I1 Tx2 ) 2 ⁇ (I2 Tx2 ) ⁇ C0 Tx2 It is a condition.
  • the sixth condition is (I1 Rx1 ) 2 ⁇ (I2 Rx1 ) ⁇ C0 Rx1 > (I1 Rx2 ) 2 ⁇ (I2 Rx2 ) ⁇ C0 Rx2 It is a condition.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the third aspect can suppress the generation of IMD.
  • the multiplexer (1; 1a) has a common terminal for a specific resonator (4A) among the plurality of resonators (4) in each of the plurality of filters (3). It is the resonator closest to (2).
  • I1 Tx1 is the density of the acoustic path current flowing at a frequency within the first transmission band in the specific resonator (4A) of the first transmission filter (31).
  • I2 Tx1 is the density of the acoustic path current flowing at a frequency within the second transmission band in the specific resonator (4A) of the first transmission filter (31).
  • I1 Rx1 is the density of the acoustic path current flowing at a frequency within the first transmission band in the specific resonator (4A) of the first reception filter (32; 32a).
  • I2 Rx1 is the density of the acoustic path current flowing at a frequency within the second transmission band in the specific resonator (4A) of the first receive filter (32; 32a).
  • (I1 Tx1 ) 2 , (I2 Tx1 ), and C0 Tx1 are values within ⁇ 75% of (I1 Rx2 ) 2 , (I2 Rx1 ), and C0 Rx1, or (I1).
  • Rx2 ) 2 ⁇ (I2 Rx1 ) ⁇ C0 Rx1 is a value within ⁇ 75% of (I1 Tx1 ) 2 ⁇ (I2 Tx1 ) ⁇ C0 Tx1.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the fourth aspect can further suppress the generation of IMD.
  • the capacitance of the braking capacitance (C0) of the specific resonator (4A) in the first transmitting filter (31) is the capacitance of the first receiving filter (32). It is larger than the capacitance (C0) of the braking capacitance (C0) of the specific resonator (4A) in 32a).
  • the multiplexer (1; 1a) according to the fifth aspect can further suppress the generation of IMD.
  • the multiplexer (1; 1a) has a specific resonator (4A) area of the first transmission filter (31) that is specific to the first reception filter (32; 32a). It is larger than the area of the resonator (4A).
  • the multiplexer (1; 1a) according to the sixth aspect can further suppress the generation of IMD.
  • the specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) connects a plurality of divided resonators (401) connected in series.
  • the particular resonator (4A) of the first receive filter (32; 32a) includes a plurality of split resonators (401) connected in series.
  • the number of split resonators (401) included in the specific resonator (4A) of the first transmit filter (31) is the split resonance included in the specific resonator (4A) of the first receive filter (32; 32a). More than the number of children (401).
  • the multiplexer (1; 1a) according to the seventh aspect can further suppress the generation of IMD.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the eighth aspect is based on any one of the first to fourth aspects.
  • the specific resonator (4A) among the plurality of resonators (4) is the resonator (4) closest to the common terminal (2).
  • Each of the first transmission filter (31), the second transmission filter (33), and the first reception filter (32) is a ladder type filter, and a plurality of series arm resonators (S11 to S11) are used as a plurality of resonators (4).
  • the specific resonator (4A) is one of the plurality of parallel arm resonators (P11 to P14), the parallel arm resonator (P14), and has a relatively low center frequency of the passing band.
  • the specific resonator (4A) is the series arm resonator (S44) which is one of the plurality of series arm resonators (S41 to S44).
  • the capacitance of the braking capacitance (C0) of one specific resonator (4A) of the first transmitting filter (31) and the second transmitting filter (33) is the capacitance of the first receiving filter (32; It is larger than the capacitance (C0) of the braking capacitance (C0) of the specific resonator (4A) of 32a).
  • the area of one specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) and the second transmission filter (33) is the specific resonance of the first reception filter (32). It is larger than the area of the child (4A).
  • a plurality of split resonators (401) included in one specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) and the second transmission filter (33) and connected in series. ) Is larger than the number of the plurality of split resonators (401) included in the specific resonator (4A) of the first reception filter (32) and connected in series.
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and a plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and a plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and a plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • the IDT electrode (50) of the specific resonator (4A) is a metal epitaxial layer electrode.
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and a plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • the multiplexer (1; 1a) according to the eighth aspect can further suppress the generation of IMD.
  • the multiplexer (1) includes a common terminal (2) and a plurality of filters (3).
  • the plurality of filters (3) are connected to the common terminal (2).
  • Each of the plurality of filters (3) has a plurality of resonators (4).
  • the plurality of filters (3) include a first transmission filter (31), a second transmission filter (33), and a first reception filter (32).
  • the first transmission filter (31) has a pass band including the first transmission band.
  • the second transmission filter (33) has a pass band including a second transmission band different from the first transmission band.
  • the first reception filter (32) has a pass band including the first reception band.
  • the center frequency of the first reception band is between the center frequency of the first transmission band and the center frequency of the second transmission band.
  • each of the plurality of filters (3) the resonator closest to the common terminal (2) among the plurality of resonators (4) is designated as a specific resonator (4A).
  • Each of the first transmission filter (31), the second transmission filter (33), and the first reception filter (32) is a ladder type filter, and a plurality of series arm resonators (S11 to S11) are used as a plurality of resonators (4).
  • S14, S31 to S34 and S41 to S44) and a plurality of parallel arm resonators (P11 to P14, P31 to P34 and P41 to P44) are included.
  • first transmission filter (31) and the second transmission filter (33) are filters having a relatively high center frequency in the pass band (first transmission filter).
  • the specific resonator (4A) is one of the plurality of parallel arm resonators (P11 to P14), the parallel arm resonator (P14), and has a relatively low center frequency of the passing band.
  • the specific resonator (4A) is the series arm resonator (S44) which is one of the plurality of series arm resonators (S41 to S44).
  • the capacitance (C0) of the braking capacitance (C0) of one specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) and the second transmission filter (33) specifies the first reception filter (32). It is larger than the capacitance of the braking capacitance (C0) of the resonator (4A) of.
  • the area of one specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) and the second transmission filter (33) is the specific resonator (32) of the first reception filter (32). It is larger than the area of 4A).
  • the number is larger than the number of the plurality of split resonators (401) included in the specific resonator (4A) of the first reception filter (32) and connected in series.
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and the plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • each has an IDT electrode (50), and the duty of the IDT electrode (50) of the specific resonator (4A) of the first transmitting filter (31) is the specific resonator (4A) of the first receiving filter (32). ) Is different from the duty of the IDT electrode (50).
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and the plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • Each has an IDT electrode (50), and the thickness of the IDT electrode (50) in the specific resonator (4A) of the first transmitting filter (31) is the specific resonator (32) of the first receiving filter (32).
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and the plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • the IDT electrode (50) of the particular resonator (4A) of the first transmit filter (31) is a polycrystalline metal electrode
  • the IDT electrode (50) of the resonator (4A) is a metal epitaxial layer electrode.
  • each of the plurality of resonators (4) of the first transmission filter (31) has an IDT electrode (50) and the plurality of resonators (4) of the first reception filter (32).
  • Each has an IDT electrode (50)
  • the material of the IDT electrode (50) of the specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) is one of Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W.
  • the content of one or more of Pt, Mo, Au, Ag, Cu, and W in the IDT electrode (50) of the specific resonator (4A) of the first transmission filter (31) is determined. It is higher than the content of one or more materials in the IDT electrode (50) of the particular resonator (4A) of the first receive filter (32).
  • the multiplexer (1) according to the ninth aspect can suppress the occurrence of IMD.
  • the multiplexer (1; 1a) according to the tenth aspect further includes a first phase shift circuit (81) and a second phase shift circuit (82) in any one of the first to ninth aspects. ..
  • the first phase shift circuit (81) is connected between the common terminal (2) and the first transmission filter (31).
  • the second phase shift circuit (82) is connected between the common terminal (2) and the first reception filter (32).
  • the absolute value of the phase shift amount of the first phase shift circuit (81) is larger than the absolute value of the phase shift amount of the second phase shift circuit (82).
  • the multiplexer (1; 1a) according to the tenth aspect can further suppress the occurrence of IMD.

Abstract

ＩＭＤの発生を抑制する。各フィルタ３において特定の共振子４Ａの電気等価回路における等価抵抗と等価インダクタと等価容量とを含む直列回路に流れる電流を音響パス電流とすると、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流の位相をθ１Ｔｘ、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流の位相をθ２Ｔｘ、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流の位相をθ１Ｒｘ、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流の位相をθ２Ｒｘとした場合、マルチプレクサ１は、第１条件：｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°、又は、第２条件：｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°を満たす。

Description

マルチプレクサ
　本発明は、一般にマルチプレクサに関し、より詳細には、送信フィルタと受信フィルタとを備えるマルチプレクサに関する。
　従来、複数のバンドの送信フィルタ及び受信フィルタを備えるマルチプレクサが知られている（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１に記載されたマルチプレクサは、周波数帯域の異なる複数のフィルタ（第１送信フィルタ、第１受信フィルタ、第２送信フィルタ及び第２受信フィルタ）を備えている。第１送信フィルタ、第１受信フィルタ、第２送信フィルタ及び第２受信フィルタは、アンテナに接続される共通端子に接続されている。第１送信フィルタは、例えば、ＬＴＥ（Long Term Evolution）規格のＢａｎｄ３の送信帯域（１７１０ＭＨｚ－１７８５ＭＨｚ）を通過帯域とする送信フィルタである。第１受信フィルタは、例えば、Ｂａｎｄ３の受信帯域（１８０５ＭＨｚ－１８８０ＭＨｚ）を通過帯域とする受信フィルタである。第２送信フィルタは、例えば、Ｂａｎｄ１の送信帯域（１９２０ＭＨｚ－１９８０ＭＨｚ）を通過帯域とする送信フィルタである。第２受信フィルタは、例えば、Ｂａｎｄ１の受信帯域（２１１０ＭＨｚ－２１７０ＭＨｚ）を通過帯域とする受信フィルタである。第１受信フィルタの通過帯域の中心周波数は、第１送信フィルタの通過帯域の中心周波数と第２送信フィルタの中心周波数との間にある。複数のフィルタの各々は、並列腕共振子と直列腕共振子とを有するラダー型フィルタで構成されている。
国際公開第２０１８／１２３５４５号
　特許文献１に記載されたマルチプレクサを備える通信装置は、アップリンクで２つの周波数帯域を同時に用いるキャリアアグリゲーション（２アップリンクキャリアアグリゲーション）に対応可能である。しかしながら、通信装置では、特許文献１に記載されたマルチプレクサを用いて周波数帯域の異なる２つの信号を同時に送信する２アップリンクキャリアアグリゲーションを行うと、ＩＭＤ（Intermodulation Distortion）が発生して受信フィルタの受信感度が劣化する恐れがあった。
　本発明の目的は、ＩＭＤの発生を抑制することが可能なマルチプレクサを提供することにある。
　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、複数のフィルタと、を備える。前記複数のフィルタは、前記共通端子に接続されている。前記複数のフィルタの各々が複数の共振子を有する。前記複数のフィルタは、第１送信フィルタと、第２送信フィルタと、第１受信フィルタと、を含む。前記第１送信フィルタは、第１送信帯域を含む通過帯域を有する。前記第２送信フィルタは、前記第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する。前記第１受信フィルタは、第１受信帯域を含む通過帯域を有する。前記第１受信帯域の中心周波数は、前記第１送信帯域の中心周波数と前記第２送信帯域の中心周波数との間にある。前記マルチプレクサでは、前記複数のフィルタの各々において前記複数の共振子のうち特定の共振子の電気等価回路を、等価抵抗と等価インダクタと等価容量との直列回路と、制動容量と、の並列回路で表したときに、前記直列回路に流れる電流を音響パス電流とすると、前記第１送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ１Ｔｘ、前記第２送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ２Ｔｘ、前記第１送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ１Ｒｘ、前記第２送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ２Ｒｘとした場合、前記マルチプレクサは、第１条件又は第２条件を満たす。前記第１条件は、｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。前記第２条件は、｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。
　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子と、複数のフィルタと、を備える。前記複数のフィルタは、前記共通端子に接続されている。前記複数のフィルタの各々が複数の共振子を有する。前記複数のフィルタは、第１送信フィルタと、第２送信フィルタと、第１受信フィルタと、を含む。前記第１送信フィルタは、第１送信帯域を含む通過帯域を有する。前記第２送信フィルタは、前記第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する。前記第１受信フィルタは、第１受信帯域を含む通過帯域を有する。前記第１受信帯域の中心周波数は、前記第１送信帯域の中心周波数と前記第２送信帯域の中心周波数との間にある。前記複数のフィルタの各々において、前記複数の共振子のうち前記共通端子に最も近い共振子を特定の共振子とする。前記第１送信フィルタ、前記第２送信フィルタ及び前記第１受信フィルタの各々は、ラダー型フィルタであり、前記複数の共振子として複数の直列腕共振子と複数の並列腕共振子とを含む。前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方と、前記第１受信フィルタとについて、相対的に高い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の並列腕共振子のうち１つの並列腕共振子であり、相対的に低い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の直列腕共振子のうち１つの直列腕共振子である。前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスよりも大きい。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の面積が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の面積よりも大きい。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数よりも多い。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティとは異なる。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さよりも小さい。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が多結晶金属電極であり、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が金属のエピタキシャル層電極である。あるいは、前記マルチプレクサでは、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極の材料は、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率は、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極における前記１以上の材料の含有率よりも高い。
　本発明の上記各態様に係るマルチプレクサは、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。
図１は、実施形態１に係るマルチプレクサの回路図である。 図２は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの回路図である。 図３は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの回路図である。 図４Ａは、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子の平面図である。図４Ｂは、図４ＡのＡ－Ａ線断面図である。 図５は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子の等価回路図である。 図６は、同上のマルチプレクサの等価回路図である。 図７は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子のインピーダンス－周波数特性図である。 図８は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子の電流－周波数特性図である。 図９は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子の位相－周波数特性図である。 図１０は、同上のマルチプレクサにおけるフィルタの共振子の電圧－周波数特性図である。 図１１Ａは、同上のマルチプレクサにおける第１送信フィルタの３次非線形歪（Third order Intermodulation Distortion：ＩＭＤ３）のレベル－周波数特性図である。図１１Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第２送信フィルタのＩＭＤ３のレベル－周波数特性図である。図１１Ｃは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタのＩＭＤ３のレベル－周波数特性図である。図１１Ｄは、同上のマルチプレクサにおける第２受信フィルタのＩＭＤ３のレベル－周波数特性図である。 図１２は、同上のマルチプレクサにおける複数のフィルタの特定の共振子のＩＭＤ３の説明図である。 図１３Ａは、同上のマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の平面図である。図１３Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の平面図である。 図１４Ａは、実施形態１の変形例１に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の平面図である。図１４Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の平面図である。 図１５Ａは、実施形態１の変形例２に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの回路図である。図１５Ｂは、同上の第１送信フィルタにおける特定の共振子の平面図である。 図１６Ａは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの回路図である。図１６Ｂは、同上の第１受信フィルタにおける特定の共振子の平面図である。 図１７Ａは、実施形態１の変形例３に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の平面図である。図１７Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の平面図である。 図１８Ａは、実施形態２に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の断面図である。図１８Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の断面図である。 図１９Ａは、実施形態３に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の断面図である。図１９Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の形成方法の説明図である。図１９Ｃは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の断面図である。 図２０Ａは、実施形態４に係るマルチプレクサにおける第１送信フィルタの特定の共振子の断面図である。図２０Ｂは、同上のマルチプレクサにおける第１受信フィルタの特定の共振子の断面図である。 図２１は、実施形態５に係るマルチプレクサの回路図である。
　（実施形態１）
　以下、実施形態１に係るマルチプレクサ１について、図１～１３Ｂを参照して説明する。
　（１．１）マルチプレクサの基本構成
　実施形態１に係るマルチプレクサ１は、例えば、キャリアアグリゲーション対応の携帯電話（例えば、スマートフォン）、ウェアラブル端末（例えば、スマートウォッチ）等に用いられる。
　マルチプレクサ１は、共通端子２と、複数のフィルタ３と、を備える。また、マルチプレクサ１は、複数のフィルタ３に一対一に対応する複数の移相回路８を更に備える。
　複数のフィルタ３は、第１送信フィルタ３１と、第２送信フィルタ３３と、第１受信フィルタ３２と、を含む。また、複数のフィルタ３は、第２受信フィルタ３４を更に含む。
　複数のフィルタ３は、共通端子２に接続されている。共通端子２は、アンテナ９に接続される。複数のフィルタ３は、複数の移相回路８のうち一対一に対応する移相回路８を介して共通端子２に接続されている。複数の移相回路８は、第１移相回路８１と、第２移相回路８２と、第３移相回路８３と、第４移相回路８４と、を含む。第１移相回路８１は、共通端子２と第１送信フィルタ３１との間に接続されている。第２移相回路８２は、共通端子２と第１受信フィルタ３２との間に接続されている。第３移相回路８３は、共通端子２と第２送信フィルタ３３との間に接続されている。第４移相回路８４は、共通端子２と第２受信フィルタ３４との間に接続されている。複数のフィルタ３の各々は、複数の共振子４を有する。
　第１送信フィルタ３１は、入力端子３１１と、出力端子３１２と、を有する。第１送信フィルタ３１では、出力端子３１２が共通端子２に接続される。第２送信フィルタ３３は、入力端子３３１と、出力端子３３２と、を有する。第２送信フィルタ３３では、出力端子３３２が共通端子２に接続される。第１受信フィルタ３２は、入力端子３２１と、出力端子３２２と、を有する。第１受信フィルタ３２では、入力端子３２１が共通端子２に接続される。第２受信フィルタ３４は、入力端子３４１と、出力端子３４２と、を有する。第２受信フィルタ３４では、入力端子３４１が共通端子２に接続される。
　第１送信フィルタ３１は、第１送信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタである。第２送信フィルタ３３は、第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタである。第１受信フィルタ３２は、第１受信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタである。第２受信フィルタ３４は、第２受信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタである。第１受信帯域の中心周波数は、第１送信帯域の中心周波数と第２送信帯域の中心周波数との間にある。第１送信帯域は、例えば、３ＧＰＰ（Third Generation Partnership Project）　ＬＴＥ（Long Term Evolution）規格のＢａｎｄ１のアップリンク周波数帯域（１９２０ＭＨｚ－１９８０ＭＨｚ）である。第２送信帯域は、例えば、３ＧＰＰ　ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３のアップリンク周波数帯域（１７１０ＭＨｚ－１７８５ＭＨｚ）である。第１受信帯域は、例えば、３ＧＰＰ　ＬＴＥ規格のＢａｎｄ３のダウンリンク周波数帯域（１８０５ＭＨｚ－１８８０ＭＨｚ）である。第２受信帯域は、例えば、３ＧＰＰ　ＬＴＥ規格のＢａｎｄ１のダウンリンク周波数帯域（２１１０ＭＨｚ－２１７０ＭＨｚ）である。第１受信帯域の中心周波数は、第１送信帯域の中心周波数と第２送信帯域の中心周波数との間にある。なお、第１送信フィルタ３１は、第１送信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタであるが、これに限らず、第１送信帯域を含む通過帯域を有するバンドパスフィルタであればよい。また、第２送信フィルタ３３は、第２送信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタであるが、これに限らず、第２送信帯域を含む通過帯域を有するバンドパスフィルタであればよい。また、第１受信フィルタ３２は、第１受信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタであるが、これに限らず、第１受信帯域を含む通過帯域を有するバンドパスフィルタであればよい。また、第２受信フィルタ３４は、第２受信帯域を通過帯域として有するバンドパスフィルタであるが、これに限らず、第２受信帯域を含む通過帯域を有するバンドパスフィルタであればよい。
　複数のフィルタ３の通過帯域は、互いに重ならない。したがって、第１送信フィルタ３１の通過帯域は、第２送信フィルタ３３、第１受信フィルタ３２及び第２受信フィルタ３４それぞれの通過帯域とは重ならない。また、第２送信フィルタ３３の通過帯域は、第１送信フィルタ３１、第１受信フィルタ３２及び第２受信フィルタ３４それぞれの通過帯域とは重ならない。また、第１受信フィルタ３２の通過帯域は、第１送信フィルタ３１、第２送信フィルタ３３及び第２受信フィルタ３４それぞれの通過帯域とは重ならない。また、第２受信フィルタ３４の通過帯域は、第１送信フィルタ３１、第２送信フィルタ３３及び第１受信フィルタ３２それぞれの通過帯域とは重ならない。
　マルチプレクサ１は、例えば、第１送信フィルタ３１の入力端子３１１に入力された第１送信フィルタ３１の通過帯域の送信信号と、第２送信フィルタ３３の入力端子３３１に入力された第２送信フィルタ３３の通過帯域の送信信号と、を共通端子２から同時に送信可能である。すなわち、マルチプレクサ１は、２アップリンクキャリアアグリゲーションに対応可能である。
　第１送信フィルタ３１は、例えば、ラダー型フィルタであり、複数（例えば、８つ）の共振子４として複数（例えば、４つ）の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４と複数（例えば、４つ）の並列腕共振子Ｐ１１～Ｐ１４とを含む。
　複数の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４は、入力端子３１１と出力端子３１２との間の経路３１０（以下、直列腕経路３１０ともいう）上に設けられている。複数の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４は、直列腕経路３１０上において、直列に接続されている。第１送信フィルタ３１では、入力端子３１１側から、直列腕共振子Ｓ１１、直列腕共振子Ｓ１２、直列腕共振子Ｓ１３及び直列腕共振子Ｓ１４の順に、複数の直列腕共振子Ｓ１１～Ｓ１４が並んでいる。
　並列腕共振子Ｐ１１は、直列腕経路３１０上のノードＮ１１とグランド（グランド端子）との間に設けられている。ノードＮ１１は、直列腕経路３１０上において、直列腕共振子Ｓ１１と直列腕共振子Ｓ１２との間に位置する。並列腕共振子Ｐ１２は、直列腕経路３１０上のノードＮ１２とグランドとの間に設けられている。ノードＮ１２は、直列腕経路３１０上において、直列腕共振子Ｓ１２と直列腕共振子Ｓ１３との間に位置する。並列腕共振子Ｐ１３は、直列腕経路３１０上のノードＮ１３とグランドとの間に設けられている。ノードＮ１３は、直列腕経路３１０上において、直列腕共振子Ｓ１３と直列腕共振子Ｓ１４との間に位置する。並列腕共振子Ｐ１４は、直列腕経路３１０上のノードＮ１４とグランドとの間に設けられている。ノードＮ１４は、直列腕経路３１０上において、直列腕共振子Ｓ１４と出力端子３１２との間に位置する。要するに、第１送信フィルタ３１では、出力端子３１２側において２つの並列腕共振子Ｐ１４，Ｐ１３と１つの直列腕共振子Ｓ１４とでπ型フィルタが構成されている。したがって、マルチプレクサ１では、共通端子２と第１送信フィルタ３１の並列腕共振子Ｐ１４との間には、共振子４が接続されていない。
　第２送信フィルタ３３は、例えば、ラダー型フィルタであり、複数（例えば、８つ）の共振子４として複数（例えば、４つ）の直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３４と複数（例えば、４つ）の並列腕共振子Ｐ３１～Ｐ３４とを含む。
　複数の直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３４は、入力端子３３１と出力端子３３２との間の経路３３０（以下、直列腕経路３３０ともいう）上に設けられている。複数の直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３４は、直列腕経路３３０上において、直列に接続されている。第２送信フィルタ３３では、入力端子３３１側から、直列腕共振子Ｓ３１、直列腕共振子Ｓ３２、直列腕共振子Ｓ３３及び直列腕共振子Ｓ３４の順に、複数の直列腕共振子Ｓ３１～Ｓ３４が並んでいる。
　並列腕共振子Ｐ３１は、直列腕経路３３０上のノードＮ３１とグランド（グランド端子）との間に設けられている。ノードＮ３１は、直列腕経路３３０上において、入力端子３３１と直列腕共振子Ｓ３１との間に位置する。並列腕共振子Ｐ３２は、直列腕経路３３０上のノードＮ３２とグランドとの間に設けられている。ノードＮ３２は、直列腕経路３３０上において、直列腕共振子Ｓ３１と直列腕共振子Ｓ３２との間に位置する。並列腕共振子Ｐ３３は、直列腕経路３３０上のノードＮ３３とグランドとの間に設けられている。ノードＮ３３は、直列腕経路３３０上において、直列腕共振子Ｓ３２と直列腕共振子Ｓ３３との間に位置する。並列腕共振子Ｐ３４は、直列腕経路３３０上のノードＮ３４とグランドとの間に設けられている。ノードＮ３４は、直列腕経路３３０上において、直列腕共振子Ｓ３３と直列腕共振子Ｓ３４との間に位置する。要するに、第２送信フィルタ３３では、出力端子３３２側において２つの直列腕共振子Ｓ３４、Ｓ３３と１つの並列腕共振子Ｐ３４とでＴ型フィルタが構成されている。
　第１受信フィルタ３２は、例えば、ラダー型フィルタであり、複数（例えば、８つ）の共振子４として複数（例えば、４つ）の直列腕共振子Ｓ４１～Ｓ４４と複数（例えば、４つ）の並列腕共振子Ｐ４１～Ｐ４４とを含む。
　複数の直列腕共振子Ｓ４１～Ｓ４４は、入力端子３２１と出力端子３２２との間の経路３２０（以下、直列腕経路３２０ともいう）上に設けられている。複数の直列腕共振子Ｓ４１～Ｓ４４は、直列腕経路３２０上において、直列に接続されている。第１受信フィルタ３２では、出力端子３２２側から、直列腕共振子Ｓ４１、直列腕共振子Ｓ４２、直列腕共振子Ｓ４３及び直列腕共振子Ｓ４４の順に、複数の直列腕共振子Ｓ４１～Ｓ４４が並んでいる。
　並列腕共振子Ｐ４１は、直列腕経路３２０上のノードＮ４１とグランド（グランド端子）との間に設けられている。ノードＮ４１は、直列腕経路３２０上において、出力端子３２２と直列腕共振子Ｓ４１との間に位置する。並列腕共振子Ｐ４２は、直列腕経路３２０上のノードＮ４２とグランドとの間に設けられている。ノードＮ４２は、直列腕経路３２０上において、直列腕共振子Ｓ４１と直列腕共振子Ｓ４２との間に位置する。並列腕共振子Ｐ４３は、直列腕経路３２０上のノードＮ４３とグランドとの間に設けられている。ノードＮ４３は、直列腕経路３２０上において、直列腕共振子Ｓ４２と直列腕共振子Ｓ４３との間に位置する。並列腕共振子Ｐ４４は、直列腕経路３２０上のノードＮ４４とグランドとの間に設けられている。ノードＮ４４は、直列腕経路３２０上において、直列腕共振子Ｓ４３と直列腕共振子Ｓ４４との間に位置する。要するに、第１受信フィルタ３２では、入力端子３２１側において２つの直列腕共振子Ｓ４４、Ｓ４３と１つの並列腕共振子Ｐ４４とでＴ型フィルタが構成されている。
　第２受信フィルタ３４は、例えば、ラダー型フィルタであり、複数（例えば、８つ）の共振子４として複数（例えば、４つ）の直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４と複数（例えば、４つ）の並列腕共振子Ｐ２１～Ｐ２４とを含む。
　複数の直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４は、入力端子３４１と出力端子３４２との間の経路３４０（以下、直列腕経路３４０ともいう）上に設けられている。複数の直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４は、直列腕経路３４０上において、直列に接続されている。第２受信フィルタ３４では、出力端子３４２側から、直列腕共振子Ｓ２１、直列腕共振子Ｓ２２、直列腕共振子Ｓ２３及び直列腕共振子Ｓ２４の順に、複数の直列腕共振子Ｓ２１～Ｓ２４が並んでいる。
　並列腕共振子Ｐ２１は、直列腕経路３４０上のノードＮ２１とグランド（グランド端子）との間に設けられている。ノードＮ２１は、直列腕経路３４０上において、出力端子３４２と直列腕共振子Ｓ２１との間に位置する。並列腕共振子Ｐ２２は、直列腕経路３４０上のノードＮ２２とグランドとの間に設けられている。ノードＮ２２は、直列腕経路３４０上において、直列腕共振子Ｓ２１と直列腕共振子Ｓ２２との間に位置する。並列腕共振子Ｐ２３は、直列腕経路３４０上のノードＮ２３とグランドとの間に設けられている。ノードＮ２３は、直列腕経路３４０上において、直列腕共振子Ｓ２２と直列腕共振子Ｓ２３との間に位置する。並列腕共振子Ｐ２４は、直列腕経路３４０上のノードＮ２４とグランドとの間に設けられている。ノードＮ２４は、直列腕経路３４０上において、直列腕共振子Ｓ２３と直列腕共振子Ｓ２４との間に位置する。要するに、第２受信フィルタ３４では、入力端子３４１側において２つの直列腕共振子Ｓ２４、Ｓ２３と１つの並列腕共振子Ｐ２４とでＴ型フィルタが構成されている。
　複数のフィルタ３の各々において、複数の共振子４のうち共通端子２に最も近い１つの共振子４を特定の共振子４Ａとして規定する。フィルタ３が図２に示すように共通端子２側にπ型フィルタが構成されているラダー型フィルタの場合、特定の共振子４Ａは、共通端子２に最も近い並列腕共振子とする。また、フィルタ３が図３に示すように共通端子２側にＴ型フィルタが構成されているラダー型フィルタの場合、特定の共振子４Ａは、共通端子２に最も近い直列腕共振子とする。
　（１．２）フィルタの構造
　複数のフィルタ３の各々は、例えば、弾性波フィルタであり、複数の共振子４の各々が弾性波共振子により構成されている。弾性波フィルタは、例えば、弾性表面波を利用するＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタである。この場合、複数の共振子４の各々は、ＳＡＷ共振子である。
　以下、フィルタ３の構造の一例について、図４Ａ及び４Ｂに基づいて説明する。
　フィルタ３は、圧電性基板４０と、圧電性基板４０上に設けられた複数のＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極５０と、を備える。なお、図４Ａ及び４Ｂでは、複数のＩＤＴ電極５０のうち１つのＩＤＴ電極５０のみを図示してある。複数のＩＤＴ電極５０は、複数の共振子４に一対一に対応する。複数のＩＤＴ電極５０の各々は、複数の共振子４のうち対応する共振子４の構成要素である。フィルタ３は、例えば、１チップの弾性波フィルタであり、複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子の各々が弾性波共振子により構成されている。
　圧電性基板４０は、例えば、圧電基板である。圧電基板の材料は、例えば、リチウムタンタレート（ＬｉＴａＯ３）である。圧電基板は、例えば、Γ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶から形成されている。Γ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶は、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶の３つの結晶軸をＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸とした場合に、Ｘ軸を中心軸としてＹ軸からＺ軸方向にΓ°回転した軸を法線とする面で切断したＬｉＴａＯ３単結晶であって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶である。圧電基板のカット角は、カット角をΓ［°］、圧電基板のオイラー角を（φ，θ，ψ）をすると、θ＝Γ＋９０°である。ただし、Γと、Γ±１８０×ｎは同義である。ここにおいて、ｎは、自然数である。圧電基板は、Γ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶に限定されず、例えば、Γ°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電セラミックスであってもよい。
　圧電性基板４０は、互いに対向する第１主面４１及び第２主面４２を有する。第１主面４１と第２主面４２とは、圧電性基板４０の厚さ方向において対向している。圧電性基板４０の厚さ方向からの平面視で、圧電性基板４０は長方形状であるが、これに限らず、例えば正方形状であってもよい。
　圧電基板の材料は、リチウムタンタレート（ＬｉＴａＯ３）に限定されず、例えば、リチウムニオベイト（ＬｉＮｂＯ３）、酸化亜鉛（ＺｎＯ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）、又はチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）であってもよい。なお、圧電基板の単結晶材料、カット角については、例えば、フィルタの要求仕様（通過特性、減衰特性、温度特性及び帯域幅等のフィルタ特性）等に応じて、適宜、決定すればよい。
　ＩＤＴ電極５０は、圧電性基板４０上に設けられている。より詳細には、ＩＤＴ電極５０は、圧電性基板４０の第１主面４１上に設けられている。
　ＩＤＴ電極５０は、第１バスバー５１と、第２バスバー５２と、複数の第１電極指５３と、複数の第２電極指５４と、を有する。第２バスバー５２は、第１バスバー５１に対向している。
　複数の第１電極指５３は、第１バスバー５１に接続され第２バスバー５２側に延びている。複数の第１電極指５３は、第１バスバー５１と一体に形成されており、第２バスバー５２とは離れている。圧電性基板４０の厚さ方向からの平面視で、複数の第１電極指５３と第２バスバー５２との間には、ギャップがある。例えば、複数の第１電極指５３の長さは、互いに同じである。また、複数の第１電極指５３の幅は、互いに同じである。
　複数の第２電極指５４は、第２バスバー５２に接続され第１バスバー５１側に延びている。複数の第２電極指５４は、第２バスバー５２と一体に形成されており、第１バスバー５１とは離れている。圧電性基板４０の厚さ方向からの平面視で、複数の第２電極指５４と第１バスバー５１との間には、ギャップがある。例えば、複数の第２電極指５４の長さは、互いに同じである。また、複数の第２電極指５４の長さは、互いに同じである。図４Ａの例では、複数の第２電極指５４の長さは、複数の第１電極指５３の長さと同じである。また、図４Ａの例では、複数の第２電極指５４の幅は、複数の第１電極指５３の幅と同じである。
　ＩＤＴ電極５０の第１バスバー５１及び第２バスバー５２は、圧電性基板４０の厚さ方向に沿った第１方向Ｄ１に直交する第２方向Ｄ２を長手方向とする長尺状である。言い換えれば、ＩＤＴ電極５０の第１バスバー５１及び第２バスバー５２は、弾性波伝搬方向である第２方向Ｄ２を長手方向とする長尺状である。ＩＤＴ電極５０では、第１バスバー５１と第２バスバー５２とは、第１方向Ｄ１と第２方向Ｄ２との両方に直交する第３方向Ｄ３において対向し合っている。
　ＩＤＴ電極５０では、複数の第１電極指５３及び複数の第２電極指５４が、第２方向Ｄ２において互いに離隔して並んでいる。ここにおいて、複数の第１電極指５３及び複数の第２電極指５４は、第２方向Ｄ２において、１本ずつ交互に互いに離隔して並んでいるが、これに限定されない。隣り合う第１電極指５３と第２電極指５４とは離れている。複数の第１電極指５３と複数の第２電極指５４とを含む一群の電極指は、複数の第１電極指５３と複数の第２電極指５４とが、第２方向Ｄ２において、離隔して並んでいる構成であればよく、複数の第１電極指５３と複数の第２電極指５４とが交互に互いに離隔して並んでいない構成であってもよい。例えば、第１電極指５３と第２電極指５４とが１本ずつ離隔して並んでいる領域と、第１電極指５３又は第２電極指５４が第２方向Ｄ２において２つ並んでいる領域と、とが混在してもよい。第１バスバー５１は、複数の第１電極指５３を同じ電位（等電位）にするための導体部である。第２バスバー５２は、複数の第２電極指５４を同じ電位（等電位）にするための導体部である。
　ＩＤＴ電極５０は、複数の第１電極指５３と複数の第２電極指５４とで規定される交差領域５５を有している。交差領域５５は、複数の第１電極指５３の先端の包絡線と複数の第２電極指５４の先端の包絡線との間の領域である。ＩＤＴ電極５０は、交差領域５５において、弾性波を励振する。
　ＩＤＴ電極５０の電極指ピッチＰ１は、例えば、複数の第１電極指５３のうち隣り合う２つの第１電極指５３の中心線間の距離、又は、複数の第２電極指５４のうち隣り合う２つの第２電極指５４の中心線間の距離で定義される。隣り合う２つの第２電極指５４の中心線間の距離は、隣り合う２つの第１電極指５３の中心線間の距離と同じである。また、図４Ａに示すように、第２方向Ｄ２における第１電極指５３の幅をＷ１と、第２方向Ｄ２において隣り合う第１電極指５３と第２電極指５４との間の間隔をＧ１とすると、ＩＤＴ電極５０のデューティは、Ｗ１／（Ｗ１＋Ｇ１）で定義される。また、ＩＤＴ電極５０の厚さＨ１は、例えば、複数の第１電極指５３及び複数の第２電極指５４の厚さで定義される。
　ＩＤＴ電極５０では、第１電極指５３と第２電極指５４との対数は、一例として１００対である。つまり、ＩＤＴ電極５０は、一例として、１００本の第１電極指５３と、１００本の第２電極指５４と、を有している。なお、図４Ａ及び４Ｂでは、図面を見やすくするために第１電極指５３及び第２電極指５４の各々の数を少なくしてある。
　ＩＤＴ電極５０は、正規型のＩＤＴ電極であるが、これに限らず、例えば、アポダイズ重み付けが施されているＩＤＴ電極であってもよいし、傾斜ＩＤＴ電極であってもよい。アポダイズ重み付けが施されているＩＤＴ電極では、弾性波の伝搬方向の一端部から中央に近づくにつれて交差幅が大きくなり、弾性波の伝搬方向の中央から他端部に近づくにつれて交差幅が小さくなる。
　フィルタ３は、複数の配線部７を有する。複数の配線部７は、ＩＤＴ電極５０の第１バスバー５１に接続された第１配線部７１と、ＩＤＴ電極５０の第２バスバー５２に接続された第２配線部７２と、を含む。
　第１配線部７１は、第１バスバー５１から複数の第１電極指５３側とは反対側へ延びている。第２配線部７２は、第２バスバー５２から複数の第２電極指５４側とは反対側へ延びている。
　（１．３）特定の共振子の電気等価回路
　複数のフィルタ３の各々において複数の共振子４のうち特定の共振子４Ａの電気等価回路は、図５及び６に示すように、等価抵抗Ｒｍと等価インダクタＬｍと等価容量Ｃｍとの直列回路と、制動容量Ｃ０と、の並列回路で表すことができる。図５は、特定の共振子４Ａに対応するｍＢＶＤモデルの電気等価回路図である。図５では、特定の共振子４Ａの電気等価回路の両端間に交流電源を接続したときに交流電源から特定の共振子４Ａに入力される電流をＩｗと定義し、等価抵抗Ｒｍと等価インダクタＬｍと等価容量Ｃｍとの直列回路に流れる電流をＩａｃと定義し、制動容量Ｃ０に流れる電流をＩｅと定義してある。以下では、等価抵抗Ｒｍと等価インダクタＬｍと等価容量Ｃｍとの直列回路を音響パス４３と称し、音響パス４３に流れる電流Ｉａｃを音響パス電流とも称する。また、制動容量Ｃ０を含み音響パス４３に並列接続された経路を電気パス４４と称し、電気パス４４に流れる電流Ｉｅを電気パス電流とも称する。特定の共振子４Ａは、音響パス４３と、電気パス４４と、を含む。音響パス４３と電気パス４４とは並列接続されている。
　弾性波共振子の弾性定数の非線形性によって発生する歪は、弾性波共振子の単位面積当たりの励振の大きさに対して比例関係を有することが知られている。共振子４Ａの単位面積当たりの励振の大きさは音響パス４３の単位面積当たりの電流の大きさに対して相関関係を有する。そのため、共振子４Ａの弾性定数の非線形性によって発生する歪は、音響パス４３の単位面積当たりの電流の大きさに対して比例関係を有する。音響パス４３の単位面積は制動容量Ｃ０のキャパシタンスに比例する。したがって、音響パス電流Ｉａｃの電流値を制動容量Ｃ０のキャパシタンスで除算して得られる値を電流密度Ｊａｃと定義すると、電流密度Ｊａｃの比較により、共振子４Ａの弾性定数の非線形性によって発生する非線形歪を比較することができる。電流密度Ｊａｃが小さいほど、共振子４Ａの弾性定数の非線形性によって発生する歪が小さくなる。音響パス電流Ｉａｃの電流値の単位をｍＡとし、制動容量Ｃ０のキャパシタンスの単位をｐＦとすると、電流密度Ｊａｃの単位は、ｍＡ／ｐＦである。
　図７は、図５の共振子４Ａに関するインピーダンス－周波数特性を示す図である。図７では、横軸が周波数であり、縦軸がインピーダンスである。共振子４ＡのインピーダンスＺｗは、共振周波数ｆｒにおいて極小値となり、反共振周波数ｆａにおいて極大値となる。周波数が反共振周波数ｆａより高くなると、共振子４ＡのインピーダンスＺｗは、スミスチャート上を時計回りに移動し、容量性のインピーダンスとなる。図７では、共振子４ＡのインピーダンスＺｗの周波数特性を実線で示し、電気パス４４のインピーダンスＺｅの周波数特性を一点鎖線で示し、音響パス４３のインピーダンスＺａｃの周波数特性を破線で示してある。
　図７に示されるように、共振周波数ｆｒにおいて共振子４ＡのインピーダンスＺｗ及び音響パス４３のインピーダンスＺａｃがほとんど０となる。共振周波数ｆｒは、音響パス４３に含まれる等価インダクタＬｍのインダクタンスをＬ１とし、等価容量ＣｍのキャパシタンスをＣ１とすると、以下の式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図７に示されるように反共振周波数ｆａにおいて、共振子４ＡのインピーダンスＺｗは極大値となる。共振周波数ｆｒよりも高い反共振周波数ｆａにおいては、インピーダンスＺａｃは誘導性となる。そのため、反共振周波数ｆａにおいては、音響パス４３は１つの誘導性素子とみなすことができ、共振子４Ａを誘導性素子と制動容量Ｃ０とのＬＣ並列共振回路とみなすことができる。ここで、誘導性素子のインダクタンスをＬａｃとし、電気パス４４の制動容量Ｃ０のキャパシタンスをＣ０ｅとすると、反共振周波数ｆａは、以下の式（２）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図８は、共振子４Ａに関する電流－周波数特性を示す図である。図８では、横軸が周波数であり、縦軸が電流である。図８では、共振子４Ａを通過する電流Ｉｗの周波数特性を実線で示し、電気パス４４を流れる電流Ｉｅの周波数特性を一点鎖線で示し、音響パス４３を流れる電流Ｉａｃの周波数特性を破線で示してある。
　図８に示されるように、共振周波数ｆｒにおいては、電気パス４４には電流Ｉｅがほとんど流れない。共振周波数ｆｒにおいて音響パス４３に流れる電流Ｉａｃは、共振子４Ａを通過する電流Ｉｗとほぼ同じである。
　図８に示されるように、反共振周波数ｆａにおいて共振子４Ａを通過する電流Ｉｗは極小となる。また、反共振周波数ｆａにおいて電気パス４４に流れる電流Ｉｅと音響パス４３に流れる電流Ｉａｃとはほぼ同じ大きさとなる。これは、共振子４Ａの内部において、音響パス４３と電気パス４４とを含む閉回路において電流が循環しているためである。この場合、電気パス４４の電流Ｉｅと音響パス４３の電流Ｉａｃとは逆位相の関係にある。反共振周波数ｆａにおいては、共振子４Ａを通過する電流Ｉｗはほとんどないが、共振子４Ａの内部においては比較的大きな電流が流れる。
　図９は、図５の共振子４Ａの位相－周波数特性を示す図である。図９では、横軸が周波数であり、縦軸が位相である。図９では、共振子４Ａを通過する電流Ｉｗの位相θｗを実線で示し、電気パス４４に流れる電流Ｉｅの位相θｅを一点鎖線で示し、音響パス４３を流れる電流Ｉａｃの位相θａｃを破線で示してある。
　図９から分るように、反共振周波数ｆａにおいて音響パス４３に流れる電流Ｉａｃの位相は、電気パス４４に流れる電流Ｉｅの位相が反転された位相である。反共振周波数ｆａにおいて音響パス４３に流れる電流Ｉａｃの電流値をＩａｃｆａとし、反共振周波数ｆａにおいて電気パス４４に流れる電流Ｉｅの電流値をＩｅｆａとし、反共振周波数ｆａにおける共振子４ＡのＱ値をＱａとし、反共振周波数ｆａにおいて共振子４Ａを通過する電流Ｉｗの電流値を基準電流値Ｉｗｆａとし、虚数単位をｊとすると、Ｉａｃｆａ、Ｉｅｆａは、それぞれ以下の式（３）、式（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　反共振周波数ｆａにおいて音響パス４３に流れる電流Ｉａｃの電流値Ｉａｃｆａは、基準電流値ＩｗｆａのＱａ倍となる。そのため、共振子４Ａの弾性定数の非線形性によって発生する非線形歪を低減するには、基準電流値Ｉｗｆａを小さくすることが必要である。
　また、図１０は、図５の共振子４Ａの電圧－周波数特性を示す図である。図１０では、横軸が周波数であり、縦軸が電圧である。図１０では、共振子４Ａの電圧Ｖｗの周波数特性を実線で示してある。電気パス４４の電圧及び音響パス４３の電圧は、共振子４Ａの電圧と同じである。
　共振子４Ａでは、制動容量Ｃ０のキャパシタンスが大きいほど、共振子４ＡのインピーダンスＺｗが小さい。また、共振子４Ａでは、制動容量Ｃ０のキャパシタンスが大きいほど、音響パス４３を流れる電流Ｉａｃは大きい。また、共振子４Ａでは、制動容量Ｃ０のキャパシタンスが大きいほど、音響パス４３を流れる電流Ｉａｃの電流密度は小さい。
　共振子４Ａの等価電気回路において音響パス４３に流れる電流Ｉａｃ及び制動容量Ｃ０のキャパシタンスは、例えば、以下の方法で確認することができる。
　ＡＤＳ（Advanced Design System）等の回路シミュレータで共振子４Ａを図５に示した等価回路モデル(ｍＢＶＤモデル)に置き換え、実測のインピーダンスの波形及びフィルタ特性に対して、等価回路モデルで特性フィッティングを行う。特性フィッティングにより、等価インダクタＬｍ、等価容量Ｃｍ、等価抵抗Ｒｍ及び制動容量Ｃ０それぞれの回路定数が決定される。これにより、制動容量Ｃ０のキャパシタンスが決定される。特定フィッティングの後、共振子４Ａの音響パス４３に流れる電流を回路シミュレータの電流計で計算することにより、音響パス電流Ｉａｃの電流値を確認することができる。音響パス電流Ｉａｃの電流値を制動容量Ｃ０のキャパシタンスで除算することによって、音響パス電流Ｉａｃの電流密度Ｊａｃを導くことができる。
　制動容量Ｃ０のキャパシタンスは、以下の方法でも確認できる。
　複数の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスを相対比較する場合は、共振子４Ａの第１バスバー５１及び第２バスバー５２それぞれにプローブを当てて、又は、共振子４Ａの第１バスバー５１に接続されている第１配線部７１及び第２バスバー５２に接続されている第２配線部７２それぞれにプローブを当てて、共振子４Ａのインピーダンスを測定し、共振周波数ｆｒ～反共振周波数ｆａ付近から離れた周波数領域の周波数特性を比較することにより、制動容量Ｃ０のキャパシタンスの大きさを比較することができる。また、共振子４Ａに直流電圧を印加することで、共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスを求めることも可能である。
　（１．４）マルチプレクサの３次のＩＭＤ（ＩＭＤ３）
　マルチプレクサ１では、共通端子２に近い共振子４ほど、弾性定数の非線形性によって発生する歪が大きい傾向がある。
　マルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１と第２送信フィルタ３３とを利用した２アップリンクキャリアアグリゲーションを行うとＩＭＤが発生する。第１送信フィルタ３１の通過帯域に含まれる周波数をｆ１とし、第２送信フィルタ３３の通過帯域に含まれる周波数をｆ２とすると、ｆ３＝２×ｆ１－ｆ２となるＩＭＤ３は第１送信帯域及び第２送信帯域の近傍に発生するため、第１受信フィルタ３２の通過帯域と第１送信フィルタ３１の通過帯域及び第２送信フィルタ３３の通過帯域とが比較的近い場合、ＩＭＤ３が問題となることが多い。第１送信フィルタ３１の通過帯域が１９２０ＭＨｚ－１９８０ＭＨｚであり、第２送信フィルタ３３の通過帯域が１７１０ＭＨｚ－１７８５ＭＨｚである場合、ＩＭＤ３が発生する周波数帯域は、２１３０ＭＨｚ－２１７５ＭＨｚである。
　マルチプレクサ１において、各共振子４ＡのＩＭＤ３のレベル及び位相は、電流密度と制動容量Ｃ０のキャパシタンスとを用いて、以下の式（５）及び式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（５）において、ＪＢ１ＴＸは、Ｂａｎｄ１の送信帯域における音響パス電流密度（複素数）を表しており、｜ＪＢ１ＴＸ｜は、Ｂａｎｄ１の送信帯域における音響パス電流の大きさを表している。また、ＪＢ３ＴＸは、Ｂａｎｄ３の送信帯域における音響パス電流密度（複素数）を表しており、｜ＪＢ３ＴＸ｜は、Ｂａｎｄ３の送信帯域における音響パス電流の大きさを表している。また、Ｃ０ＴＸは、制動容量Ｃ０のキャパシタンスを表している。ＩＭＤ３のレベルの単位は、Ａ３／ｐＦ２である。式（６）において、θＢ１ＴＸは、Ｂａｎｄ１の送信帯域における音響パス電流の位相を表している。また、θＢ３ＴＸは、Ｂａｎｄ３の送信帯域における音響パス電流の位相を表している。
　図１１Ａは、Ｂａｎｄ１の送信帯域を含む通過帯域を有する第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）において第２受信フィルタ３４の受信帯域で発生するＩＭＤ３のレベルの周波数特性を示す。図１１Ｂは、Ｂａｎｄ３の送信帯域を含む通過帯域を有する第２送信フィルタ３３において特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ３４）において第２受信フィルタ３４の受信帯域で発生するＩＭＤ３のレベルの周波数特性を示す。図１１Ｃは、Ｂａｎｄ３の受信帯域を含む通過帯域を有する第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）において第２受信フィルタ３４の受信帯域で発生するＩＭＤ３のレベルの周波数特性を示す。図１１Ｄは、Ｂａｎｄ１の受信帯域を含む通過帯域を有する第２受信フィルタ３４の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ２４）において第２受信フィルタ３４の受信帯域で発生するＩＭＤ３のレベルの周波数特性を示す。図１１Ａ～１１Ｄは、マルチプレクサ１に対してＢａｎｄ１の送信帯域に＋２６ｄＢｍの電力を入力し、共通端子２からＢａｎｄ３の送信帯域内の信号を＋１０ｄＢｍの電力で入力した場合に、Ｂａｎｄ１の受信帯域（２１１０ＭＨｚ－２１７０ＭＨｚ）に発生するＩＭＤを評価した結果である。マルチプレクサ１では、各フィルタ３の通過帯域が近接しているため、強電力の入力時には、第１送信フィルタ３１及び第２送信フィルタ３３だけでなく、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４ＡもＩＭＤの発生源となり得る。この場合、Ｂａｎｄ１の送信帯域に対応する第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａである並列腕共振子Ｐ１４とＢａｎｄ３の受信帯域に対応する第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａである直列腕共振子Ｓ４４は、共振周波数及び反共振周波数それぞれが近い。このため、発生するＩＭＤ３のレベルの傾向が似ている。図１１Ａ～１１Ｄから分るように、Ｂａｎｄ１の送信帯域を含む通過帯域を有する第１送信フィルタ３１及びＢａｎｄ３の受信帯域を含む通過帯域を有する第１受信フィルタ３２では、周波数が高くなるにつれてＩＭＤ３のレベルが小さくなる傾向にあり、互いの傾向が似ている。Ｂａｎｄ３の送信帯域を含む通過帯域を有する第２送信フィルタ３３及びＢａｎｄ１の受信帯域を含む通過帯域を有する第２受信フィルタ３４では、周波数が高くなるにつれてＩＭＤ３のレベルが大きくなる傾向にあり、Ｂａｎｄ１の送信帯域を含む通過帯域を有する第１送信フィルタ３１とは傾向が異なる。また、図１１Ａ～１１Ｄから、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３のレベル（図１１ＡのＢ１Ｔｘ参照）及び第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３のレベル（図１１ＣのＢ３Ｒｘ参照）が、他のフィルタ３のＩＭＤ３のレベル、つまり、第２送信フィルタ３３のＩＭＤ３のレベル（図１１ＢのＢ３Ｔｘ）及び第２受信フィルタ３４のＩＭＤ３のレベル（図１１ＤのＢ１Ｒｘ参照）よりも大きいことが分かる。
　マルチプレクサ１に関して、Ｉ１ＴＸ１、Ｉ２ＴＸ１、Ｃ０ＴＸ１、Ｉ１ＴＸ２、Ｉ２ＴＸ２、Ｃ０ＴＸ２、Ｉ１ＲＸ１、Ｉ２ＲＸ１、Ｃ０ＲＸ１、Ｉ１ＲＸ２、Ｉ２ＲＸ２、及びＣ０ＲＸ２を以下のように定義する。
　Ｉ１ＴＸ１は、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｉ２ＴＸ１は、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｃ０ＴＸ１は、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスである。Ｉ１ＴＸ２は、第１送信帯域内の周波数における第２送信フィルタ３３の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｉ２ＴＸ２は、第２送信帯域内の周波数における第２送信フィルタ３３の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｃ０ＴＸ２は、第２送信フィルタ３３における特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスである。Ｉ１ＲＸ１は、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｉ２ＲＸ１は、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｃ０ＲＸ１は、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスである。Ｉ１ＲＸ２は、第１送信帯域内の周波数における第２受信フィルタ３４の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｉ２ＲＸ２は、第２送信帯域内の周波数における第２受信フィルタ３４の共通端子２側の音響パス電流の密度である。Ｃ０ＲＸ２は、第２受信フィルタ３４における特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスである。
　マルチプレクサ１では、上述のように、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３のレベル及び第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３のレベルが、他のフィルタ３のＩＭＤ３のレベル、つまり、第２送信フィルタ３３のＩＭＤ３のレベル及び第２受信フィルタ３４のＩＭＤ３のレベルよりも大きい。このため、マルチプレクサ１は、第３条件、第４条件、第５条件及び第６条件を満たす。
第３条件は、
　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
という条件である。
第４条件は、
　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
という条件である。
第５条件は、
　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
という条件である。
第６条件は、
　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
という条件である。
　フィルタ３のＩＭＤ３は、共通端子２に最も近い共振子４が支配的な要因となることが多い。実施形態１に係るマルチプレクサ１の場合、第１送信フィルタ３１の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３のレベル及び第１受信フィルタ３２の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３のレベルが、他のフィルタ３（第２送信フィルタ３３及び第２受信フィルタ３４）の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３のレベルよりも大きい。このため、実施形態１に係るマルチプレクサ１の場合、第１送信フィルタ３１の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３及び第１受信フィルタ３２の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３が、支配的な要因となっていることが多い。したがって、第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａと第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａとで、ＩＭＤ３の位相が１８０°±９０°（±９０°は、－９０°から＋９０°を示す。したがって、ＩＭＤ３の位相が９０°以上２７０°以下の値）となっていれば、マルチプレクサ１全体としてのＩＭＤ３を改善することができる。ＩＭＤ３レベルが略同じであれば、マルチプレクサ１全体としてのＩＭＤ３を更に改善できる。
　マルチプレクサ１では、ＩＭＤの２つの発生源からのＩＭＤの発生レベルが同程度で位相がほぼ逆（１８０°ずれる）となっていれば、ＩＭＤ同士がキャンセルされほとんど見えなくなる。第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＭＤ３のレベルと第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＭＤ３のレベルとは上述のように傾向が似ているため、ＩＭＤ３のレベルを調整し、位相をほぼ逆にすることができればＩＭＤ３を低減できる。実施形態１に係るマルチプレクサ１では、例えば、第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａと第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａとで制動容量Ｃ０のキャパシタンスを変えることによって、ＩＭＤ３のレベルを変えている。制動容量Ｃ０のキャパシタンスを大きくすれば、ＩＭＤ３のレベルは小さくなり、制動容量Ｃ０のキャパシタンスを小さくすれば、ＩＭＤ３のレベルは大きくなる。ＩＭＤ３のレベルに関しては、第１送信フィルタ３１と第１受信フィルタ３２とで互いの特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスが同じであるとすると、第１送信フィルタ３１と第１受信フィルタ３２とのうち大きな電力が入力される第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａのほうが、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａよりも大きくなる。したがって、例えば、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスよりも、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスを小さくすることによって、第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａと第１受信フィルタ３２の特定の共振子４ＡとでＩＭＤ３のレベルを揃える（ＩＭＤ３のレベルの差を小さくする）ことができる。各フィルタ３の特定の共振子４Ａの制動容量Ｃ０のキャパシタンスの一例を表１に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　表１において、Ｂ３Ｔｘは第２送信フィルタ３３を示し、Ｂ３Ｒｘは第１受信フィルタ３２を示し、Ｂ１Ｔｘは第１送信フィルタ３１を示し、Ｂ１Ｒｘは第２受信フィルタ３４を示す。また、表１においてＳ３４は、直列腕共振子Ｓ３４を示し、Ｓ４４は、直列腕共振子Ｓ４４を示し、Ｐ１４は、並列腕共振子Ｐ１４を示し、Ｓ２４は、直列腕共振子Ｓ２４を示している。また、表１において、面積は、第１電極指５３と第２電極指５４との交差幅（第３方向Ｄ３における交差領域５５の幅Ｗ５５）と、第１電極指５３と第２電極指５４との対数と、の積を示している。つまり、表１の面積の大小関係は、交差領域５５の面積の大小関係と同じである。
　表１から、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスが３．９４６ｐＦであるのに対し、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスが１．９４６ｐＦとなっていることが分かる。
　図１２は、マルチプレクサ１に関し、ＩＭＤ３の発生する周波数における各フィルタ３の特定の共振子４ＡのＩＭＤ３の大きさと位相とをベクトル表示した図である。図１２において横軸は、複素数で表されるＩＭＤ３の実数部を示し、縦軸はＩＭＤ３の虚数部を示す。また、図１２において、Ｂ１Ｔｘは、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３のベクトルを示し、Ｂ３Ｔｘは、第２送信フィルタ３３のＩＭＤ３のベクトルを示し、Ｂ３Ｒｘは、第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３のベクトルを示し、Ｂ１Ｒｘは、第２受信フィルタ３４のＩＭＤ３のベクトルを示す。図１２から、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）と第１送信フィルタ３１の特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）とで、ＩＭＤ３の位相がほぼ逆となり、大きさもほぼ同じであることが分かる。これにより、マルチプレクサ１では、複数のフィルタ３のうちＩＭＤ３のレベルの大きな２つのフィルタ３のＩＭＤ３がキャンセルされ、トータルのＩＭＤ３のレベルが小さくなる。
　ＩＭＤの位相は、複数のフィルタ３に一対一に対応し複数のフィルタ３と共通端子２との間に接続する複数の移相回路８により調整することができる。各フィルタ３の特定の共振子４Ａで発生したＩＭＤ３は移相回路８を通って、ＩＭＤ３が発生する周波数帯を通過帯域に含む第２受信フィルタ３４に到達するので、各フィルタ３と共通端子２との間に移相回路８を設けることによって、ＩＭＤ３の位相を変えることができる。移相回路８は、インダクタ又はキャパシタ、又は、インダクタとキャパシタとを組み合わせた回路、又は、配線（伝送線路）であってもよい。各移相回路８は、対応するフィルタ３から共通端子２までにＩＭＤ３の位相を調整する為に設けられているが、必ずしも設けられている必要はない。ただし、マルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１と共通端子２との間の第１移相回路８１は設けられているほうが好ましい。第１送信フィルタ３１は、複数のフィルタ３のうち最も強い電力が入力されるフィルタ３であり、かつ、ＩＭＤ３への影響も大きいことから、位相調整によるＩＭＤ３の調整もし易い為である。
　（１．５）特定の共振子の構造
　実施形態１に係るマルチプレクサ１では、上述のように、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスよりも、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスが小さい。
　図１３Ａは、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の平面図であり、図１３Ｂは、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の平面図である。第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（図１３Ｂ）では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（図１３Ａ）と比べて第１電極指５３と第２電極指５４との交差幅が小さく、交差領域５５の面積が小さい。これにより、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスよりも、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスを小さくしやすくなる。
　（２）まとめ
　実施形態１に係るマルチプレクサ１は、共通端子２と、複数のフィルタ３と、を備える。複数のフィルタ３は、共通端子２に接続されている。複数のフィルタ３の各々が複数の共振子４を有する。複数のフィルタ３は、第１送信フィルタ３１と、第２送信フィルタ３３と、第１受信フィルタ３２と、を含む。第１送信フィルタ３１は、第１送信帯域を含む通過帯域を有する。第２送信フィルタ３３は、第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信フィルタ３２は、第１受信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信帯域の中心周波数は、第１送信帯域の中心周波数と第２送信帯域の中心周波数との間にある。マルチプレクサ１では、複数のフィルタ３の各々において複数の共振子４のうち特定の共振子４Ａの電気等価回路を、等価抵抗Ｒｍと等価インダクタＬｍと等価容量Ｃｍとの直列回路と、制動容量Ｃ０と、の並列回路で表したときに、制動容量Ｃ０に流れる電流を音響パス電流Ｉａｃとすると、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ１Ｔｘ、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ２Ｔｘ、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ１Ｒｘ、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ２Ｒｘとした場合、マルチプレクサ１は、第１条件又は第２条件を満たす。第１条件は、｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。第２条件は、｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。
　実施形態１に係るマルチプレクサ１では、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。これにより、実施形態１に係るマルチプレクサ１では、受信フィルタ（第１受信フィルタ３２）の受信感度の低下を抑制することが可能となる。実施形態１に係るマルチプレクサ１では、例えば、第１送信フィルタ３１と第１受信フィルタ３２とでＩＭＤ３のレベルが同じの場合、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３の位相と第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３の位相との差が１８０°であれば、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３と第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３とがキャンセルされる。また、第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３の位相と第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３の位相との差が１８０°である場合に限らず、９０°以上２７０°の範囲であれば、トータルのＩＭＤ３のレベルを小さくすることが可能となる。また、実施形態１に係るマルチプレクサ１は、第２受信フィルタ３４を更に備えているが、第２受信フィルタ３４の第２受信帯域に発生するＩＭＤを抑制することができるので、第２受信フィルタ３４の受信感度の低下を抑制することが可能となる。
　（３）変形例
　（３．１）変形例１
　実施形態１の変形例１に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と同じなので、図示及び説明を省略する。以下、変形例１に係るマルチプレクサ１について、図１４Ａ及び１４Ｂを参照して説明する。
　図１４Ａは、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の平面図であり、図１４Ｂは、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の平面図である。第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（図１４Ｂ）では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（図１４Ａ）と比べて第１電極指５３と第２電極指５４との対数が少なく、交差領域５５の面積が小さい。これにより、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスよりも、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスを小さくすることができる。
　また、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、を同じにしても、並列腕共振子Ｐ１４の面積を直列腕共振子Ｓ４４の面積よりも大きくすることにより、並列腕共振子Ｐ１４の電力密度を小さくでき、ＩＭＤ３のレベルを小さくすることができる。
　（３．２）変形例２
　実施形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と略同じなので、図示及び説明を省略する。以下、変形例１に係るマルチプレクサ１について、図１５Ａ、１５Ｂ、１６Ａ及び１６Ｂを参照して説明する。
　図１５Ａは、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）を３つの分割共振子４０１により構成した回路図であり、図１５Ｂは、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａの平面図である。ここにおいて、３つの分割共振子４０１は、特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）が分割された共振子であり、互いの間に他の共振子４を介することなく、かつ、他の共振子４を含む経路との接続ノードを介することなく、直列に接続されている。図１６Ａは、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）を２つの分割共振子４０１により構成した回路図であり、図１６Ｂは、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａの平面図である。ここにおいて、２つの分割共振子４０１は、特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）が分割された共振子であり、互いの間に他の共振子４を介することなく、かつ、他の共振子４を含む経路との接続ノードを介することなく、直列に接続されている。図１５Ｂの特定の共振子４Ａの面積は、３つの交差領域５５の面積の合計面積である。図１６Ｂの特定の共振子４Ａの面積は、２つの交差領域５５の面積の合計面積である。図１５Ｂ及び図１６Ｂにおいて、各分割共振子４０１の交差領域５５の面積は同じである。
　実施形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、を同じにしても、並列腕共振子Ｐ１４の面積を直列腕共振子Ｓ４４の面積よりも大きくすることにより、並列腕共振子Ｐ１４の電力密度を小さくでき、ＩＭＤ３のレベルを小さくすることができる。特定の共振子４における複数の分割共振子４０１は、互いに交差領域５５の面積が同じであるのが好ましいが、これに限らず、交差領域５５の面積がほぼ同じであってもよい。
　実施形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａの分割数が第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａの分割数よりも多ければよく、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａの分割数及び第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａの分割数は、特に限定されない。
　（３．３）変形例３
　実施形態１の変形例３に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と同じなので、図示及び説明を省略する。以下、変形例１に係るマルチプレクサ１について、図１７Ａ及び１７Ｂを参照して説明する。
　図１７Ａは、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の平面図であり、図１７Ｂは、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の平面図である。第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（図１７Ｂ）に関し、第２方向Ｄ２における第１電極指５３の幅をＷ１２と、第２方向Ｄ２において隣り合う第１電極指５３と第２電極指５４との間の間隔をＧ１２としたときのデューティ＝Ｗ１２／（Ｗ１２＋Ｇ１２）は、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（図１７Ａ）に関し、第２方向Ｄ２における第１電極指５３の幅をＷ１１と、第２方向Ｄ２において隣り合う第１電極指５３と第２電極指５４との間の間隔をＧ１１としたときのデューティ＝Ｗ１１／（Ｗ１１＋Ｇ１１）よりも小さい。これにより、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスよりも、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスを小さくすることができる。
　実施形態１の変形例３に係るマルチプレクサ１では、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａのデューティを０．３、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａのデューティを０．５としてあるが、これらの値は一例であり、これらの値に限定されない。実施形態１の変形例３に係るマルチプレクサ１では、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａのデューティが第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａのデューティよりも小さいが、これに限らない。第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａのデューティが第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａのデューティよりも大きくてもよい。この場合、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａのデューティを大きくすることによって、第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３のレベルを大きくすることができる。これにより、第１受信フィルタ３２のＩＭＤ３のレベルと第１送信フィルタ３１のＩＭＤ３のレベルとの差を小さくしやすく、ＩＭＤ３同士のキャンセル効果を出しやすい。
　（実施形態２）
　実施形態２に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と同じなので、図示及び説明を省略する。以下、実施形態２に係るマルチプレクサ１について、図１８Ａ及び１８Ｂを参照して説明する。
　実施形態２に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０の厚さＨ１（図１８Ａ参照）が、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＤＴ電極５０の厚さＨ２（図１８Ｂ参照）よりも小さい。これにより、実施形態２に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、を同じにしても、第１送信フィルタ３１におけるＩＭＤ３のレベルを小さくすることが可能となる。よって、実施形態２に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１におけるＩＭＤ３のレベルを第１受信フィルタ３２におけるＩＭＤ３のレベルに近づけることができるので、ＩＭＤ３のレベルを小さくすることができる。
　（実施形態３）
　実施形態３に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と同じなので、図示及び説明を省略する。以下、実施形態３に係るマルチプレクサ１について、図１９Ａ～１９Ｃを参照して説明する。
　実施形態３に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０（図１９Ａ参照）を多結晶金属電極とし、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＤＴ電極５０（図１９Ｃ参照）を金属のエピタキシャル層としてある。
　並列腕共振子Ｐ１４のＩＤＴ電極５０は、例えば、図１９Ａに示すように、圧電性基板４０の第１主面４１上の第１多結晶層からなる密着層５０１と、密着層５０１上の第２多結晶層からなる主電極層５０２と、を含む。第１多結晶層は、例えば、多結晶Ｔｉ層である。第２多結晶層は、例えば、多結晶Ａｌ層である。直列腕共振子Ｓ４４のＩＤＴ電極５０は、例えば、図１９Ｃに示すように、圧電性基板４０の第１主面４１上の第１エピタキシャル層からなる密着層５１１と、密着層５１１上の第２エピタキシャル層からなる主電極層５１２と、を含む。第１エピタキシャル層は、例えば、Ｔｉエピタキシャル層である。第２エピタキシャル層は、例えば、Ａｌエピタキシャル層である。圧電性基板４０は、Ｚ軸に沿って分極した圧電基板である。Ｔｉエピタキシャル層及びＡｌエピタキシャル層を成長させる前の圧電性基板４０の第１主面４１は、図１９Ｂに示すように、Ｚ軸方向に直交するＺ面４１１を含む凹凸構造（階段状構造）を有している。図１９Ｂにおいて圧電性基板４０の右側には、Ｘ軸、Ｙ軸、及び、Ｚ軸を図示してある。Ｔｉエピタキシャル層からなる密着層５１１は、例えば、結晶成長面であるＴｉ（００１）面が圧電性基板４０のＺ面４１１と平行になるように、圧電性基板４０のＺ面４１１上にＺ軸方向へエピタキシャル成長されたエピタキシャル成長層である。また、Ａｌエピタキシャル層からなる主電極層５１２は、結晶成長面であるＡｌ（１１１）面が圧電性基板４０のＺ面４１１及びＴｉ（００１）面と平行になるように、密着層５１１の表面上にＺ軸方向へエピタキシャル成長されたエピタキシャル成長層である。したがって、直列腕共振子Ｓ４４のＩＤＴ電極５０では、結晶方位が圧電性基板４０のＺ軸方向に配向したＡｌエピタキシャル層からなる主電極層５１２が圧電性基板４０上に形成されている。したがって、直列腕共振子Ｓ４４のＩＤＴ電極５０は、Ａｌ（１１１）面が圧電性基板４０の結晶面と平行になるように圧電性基板４０上に形成されている電極である。言い換えれば、直列腕共振子Ｓ４４のＩＤＴ電極５０では、主電極層５１２のＡｌ（１１１）面に直交する〔１１１〕方向が圧電性基板４０のＺ軸（ｃ軸）と平行になっている。一方、多結晶Ａｌ層からなる主電極層５０２は、例えば、主電極層５１２を構成するＡｌエピタキシャル層の条件を満たさない多結晶Ａｌ層である。ここにおいて、多結晶Ａｌ層からなる主電極層５０２は、例えば、ｃ軸又はａ軸又はｂ軸のいずれかがランダム配向となっている。
　実施形態３に係るマルチプレクサ１では、並列腕共振子Ｐ１４のＩＤＴ電極５０（図１９Ａ参照）を多結晶金属電極とし、直列腕共振子Ｓ４４のＩＤＴ電極５０（図１９Ｃ参照）を金属のエピタキシャル層とすることにより、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、第１受信フィルタ３２における特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）の制動容量Ｃ０のキャパシタンスと、を同じにしても、第１送信フィルタ３１におけるＩＭＤ３のレベルと第１受信フィルタ３２におけるＩＭＤ３のレベルとの差を小さくすることが可能となる。よって、実施形態３に係るマルチプレクサ１では、ＩＭＤ３のレベルを小さくすることができる。
　（実施形態４）
　実施形態４に係るマルチプレクサ１の回路構成は実施形態１に係るマルチプレクサ１（図１及び６参照）の回路構成と同じなので、図示及び説明を省略する。以下、実施形態３に係るマルチプレクサ１について、図２０Ａ及び２０Ｂを参照して説明する。
　実施形態４に係るマルチプレクサ１では、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０（図２０Ａ参照）の材料が、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、第１送信フィルタ３１の特定の共振子（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率が、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＤＴ電極５０における上記１以上の材料の含有率よりも高い。Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗは、Ａｌよりもヤング率の大きな材料であり、実施形態４に係るマルチプレクサ１では、ＩＤＴ電極５０により発生する歪を小さくすることができる。
　例えば、第１送信フィルタ３１における特定の共振子４Ａ（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０は、例えば、圧電性基板４０の第１主面４１上のＴｉ層と、Ｔｉ層上のＡｌＣｕ層と、で構成される。また、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＤＴ電極５０は、圧電性基板４０の第１主面４１上のＴｉ層と、Ｔｉ層上のＡｌ層と、で構成される。なお、第１受信フィルタ３２のＩＤＴ電極５０のＡｌ層の代わりにＡｌＣｕ層を採用する場合には、第１送信フィルタ３１のＩＤＴ電極５０におけるＡｌＣｕ層のＣｕの含有率を、第１受信フィルタ３２のＩＤＴ電極５０におけるＡｌＣｕ層のＣｕの含有率よりも高くすればよい。また、各ＩＤＴ電極５０は、Ｔｉ層の代わりに、例えば、Ｃｒ層を備えていてもよい。
　実施形態４に係るマルチプレクサ１では、上述のように、第１送信フィルタ３１の特定の共振子（並列腕共振子Ｐ１４）のＩＤＴ電極５０におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率が、第１受信フィルタ３２の特定の共振子４Ａ（直列腕共振子Ｓ４４）のＩＤＴ電極５０における上記１以上の材料の含有率よりも高い。これにより、実施形態４に係るマルチプレクサ１では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　（実施形態５）
　以下、実施形態５に係るマルチプレクサ１ａについて、図２１を参照して説明する。実施形態５に係るマルチプレクサ１ａに関し、実施形態１に係るマルチプレクサ１と同様の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。
　実施形態５に係るマルチプレクサ１ａは、実施形態１に係るマルチプレクサ１における第１受信フィルタ３２及び第２受信フィルタ３４の代わりに、第１受信フィルタ３２ａ及び第２受信フィルタ３４ａを備えている。
　第１受信フィルタ３２ａは、特定の共振子４Ａである直列腕共振子Ｓ４４と、並列腕共振子Ｐ４１と、の間に、縦結合型共振子４０２と縦結合型共振子４０３との並列回路を備えている点で、第１受信フィルタ３２と相違する。また、第２受信フィルタ３４ａは、直列腕共振子Ｓ２３と、並列腕共振子Ｐ２１と、の間に、縦結合型共振子４０４を備えている点で、第２受信フィルタ３４と相違する。
　実施形態５に係るマルチプレクサ１ａは、実施形態１に係るマルチプレクサ１と同様、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ１Ｔｘ、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ３１の共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ２Ｔｘ、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２ａの共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ１Ｒｘ、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ３２ａの共通端子２側の音響パス電流Ｉａｃの位相をθ２Ｒｘとした場合、第１条件又は第２条件を満たす。第１条件は、｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。第２条件は、｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。
　実施形態５に係るマルチプレクサ１ａでは、実施形態１に係るマルチプレクサ１と同様、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。
　上記の実施形態１及びその変形例１～３、実施形態２～５は、本発明の様々な実施形態の一つに過ぎない。上記の実施形態１～５等は、本発明の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能であり、適宜組み合わせ可能である。
　また、マルチプレクサ１、１ａで対応可能な２アップキャリアアグリゲーションの組み合わせは、Ｂａｎｄ１の送信帯域とＢａｎｄ３の送信帯域との組み合わせに限らず、例えば、Ｂａｎｄ５とＢａｎｄ７、Ｂａｎｄ５とＢａｎｄ３、Ｂａｎｄ４とＢａｎｄ７等の組み合わせにも対応可能である。
　例えば、マルチプレクサ１、１ａにおいて複数の移相回路８は必須の構成要素ではなく、複数のフィルタ３の少なくとも１つが、移相回路８を介さずに共通端子２に接続されていてもよい。
　また、マルチプレクサ１、１ａは、複数のフィルタ３を備えているが、少なくとも、第１送信フィルタ３１と第１受信フィルタ３２と第２送信フィルタ３３とを備えていればよい。また、複数のフィルタ３の数は、３つ又は４つに限らず、５つ以上でもよい。
　また、マルチプレクサ１、１ａでは、複数のフィルタ３の各々は、弾性表面波を利用する弾性波フィルタであるが、これに限らず、例えば、弾性境界波、板波等を利用する弾性波フィルタであってもよい。
　弾性波フィルタでは、複数の直列腕共振子及び複数の並列腕共振子の各々は、ＳＡＷ共振子に限らず、例えば、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）共振子であってもよい。
　（態様）
　本明細書には、以下の態様が開示されている。
　第１の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、共通端子（２）と、複数のフィルタ（３）と、を備える。複数のフィルタ（３）は、共通端子（２）に接続されている。複数のフィルタ（３）の各々が複数の共振子（４）を有する。複数のフィルタ（３）は、第１送信フィルタ（３１）と、第２送信フィルタ（３３）と、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）と、を含む。第１送信フィルタ（３１）は、第１送信帯域を含む通過帯域を有する。第２送信フィルタ（３３）は、第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信フィルタ（３２；３２ａ）は、第１受信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信帯域の中心周波数は、第１送信帯域の中心周波数と第２送信帯域の中心周波数との間にある。マルチプレクサ（１；１ａ）では、複数のフィルタ（３）の各々において複数の共振子（４）のうち特定の共振子（４Ａ）の電気等価回路を、等価抵抗（Ｒｍ）と等価インダクタ（Ｌｍ）と等価容量（Ｃｍ）との直列回路と、制動容量（Ｃ０）と、の並列回路で表したときに、制動容量（Ｃ０）に流れる電流を音響パス電流（Ｉａｃ）とすると、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ（３１）の共通端子（２）側の音響パス電流（Ｉａｃ）の位相をθ１Ｔｘ、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ（３１）の共通端子（２）側の音響パス電流（Ｉａｃ）の位相をθ２Ｔｘ、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流（Ｉａｃ）の位相をθ１Ｒｘ、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流（Ｉａｃ）の位相をθ２Ｒｘとした場合、マルチプレクサ（１；１ａ）は、第１条件又は第２条件を満たす。第１条件は、｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。第２条件は、｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°という条件である。
　第１の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。
　第２の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、第１の態様において、複数のフィルタ（３）は、第２受信フィルタ（３４；３４ａ）を更に含む。第２受信フィルタ（３４；３４ａ）は、第１受信帯域とは異なる第２受信帯域を含む通過帯域を有する。第２受信帯域は、第１送信帯域内の周波数の２倍の周波数から第２送信帯域内の周波数を減算して求められる周波数、又は、第２送信帯域内の周波数の２倍の周波数から第１送信帯域内の周波数を減算して求められる周波数、を含む。
　第２の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、第２受信帯域に発生するＩＭＤを抑制でき、第２受信フィルタ（３４；３４ａ）の受信感度の低下を抑制することができる。
　第３の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第２の態様において、第１送信フィルタ（３１）に関して、第１送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ（３１）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ１ＴＸ１、第２送信帯域内の周波数における第１送信フィルタ（３１）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ２ＴＸ１、第１送信フィルタ（３１）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスをＣ０ＴＸ１とし、第２送信フィルタ（３３）に関して、第１送信帯域内の周波数における第２送信フィルタ（３３）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ１ＴＸ２、第２送信帯域内の周波数における第２送信フィルタ（３３）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ２ＴＸ２、第２送信フィルタ（３３）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスをＣ０ＴＸ２とし、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）に関して、第１送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ１ＲＸ１、第２送信帯域内の周波数における第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ２ＲＸ１、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスをＣ０ＲＸ１とし、第２受信フィルタ（３４；３４ａ）に関して、第１送信帯域内の周波数における第２受信フィルタ（３４；３４ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ１ＲＸ２、第２送信帯域内の周波数における第２受信フィルタ（３４；３４ａ）の共通端子（２）側の音響パス電流の密度をＩ２ＲＸ２、第２受信フィルタ（３４；３４ａ）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスをＣ０ＲＸ２とした場合、マルチプレクサ（１；１ａ）は、第３条件、第４条件、第５条件及び第６条件を満たす。
第３条件は、
　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
という条件である。
第４条件は、
　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
という条件である。
第５条件は、
　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
という条件である。
第６条件は、
　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
という条件である。
　第３の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。
　第４の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第３の態様において、複数のフィルタ（３）の各々において、複数の共振子（４）のうち特定の共振子（４Ａ）は、共通端子（２）に最も近い共振子である。Ｉ１Ｔｘ１は、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）において第１送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度である。Ｉ２Ｔｘ１は、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）において第２送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度である。Ｉ１Ｒｘ１は、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）において第１送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度である。Ｉ２Ｒｘ１は、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）において第２送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度である。マルチプレクサ（１；１ａ）では、（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１は、（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１の±７５％以内の値である、又は、（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１は、（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１の±７５％以内の値である。
　第４の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　第５の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第４の態様において、第１送信フィルタ（３１）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスが第１受信フィルタ（３２；３２ａ）における特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスよりも大きい。
　第５の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　第６の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第５の態様において、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）の面積が第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）の面積よりも大きい。
　第６の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　第７の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、第６の態様において、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）は、直列接続された複数の分割共振子（４０１）を含む。第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）は、直列接続された複数の分割共振子（４０１）を含む。第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）に含まれる分割共振子（４０１）の数が、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）に含まれる分割共振子（４０１）の数よりも多い。
　第７の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　第８の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第１～４の態様のいずれか一つに基づく。マルチプレクサ（１；１ａ）では、複数のフィルタ（３）の各々において、複数の共振子（４）のうち特定の共振子（４Ａ）は、共通端子（２）に最も近い共振子（４）である。第１送信フィルタ（３１）、第２送信フィルタ（３３）及び第１受信フィルタ（３２）の各々は、ラダー型フィルタであり、複数の共振子（４）として複数の直列腕共振子（Ｓ１１～Ｓ１４、Ｓ３１～Ｓ３４及びＳ４１～Ｓ４４）と複数の並列腕共振子（Ｐ１１～Ｐ１４、Ｐ３１～Ｐ３４及びＰ４１～Ｐ４４）とを含む。第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方（第１送信フィルタ３１）と、第１受信フィルタ（３２）とについて、相対的に高い通過帯域の中心周波数を有するフィルタ（第１送信フィルタ３１）において特定の共振子（４Ａ）が複数の並列腕共振子（Ｐ１１～Ｐ１４）のうち１つの並列腕共振子（Ｐ１４）であり、相対的に低い通過帯域の中心周波数を有するフィルタ（第１受信フィルタ３２）において特定の共振子（４Ａ）が複数の直列腕共振子（Ｓ４１～Ｓ４４）のうち１つの直列腕共振子（Ｓ４４）である。マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスが、第１受信フィルタ（３２；３２ａ）の特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスよりも大きい。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）の面積が、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）の面積よりも大きい。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）に含まれ直列接続されている複数の分割共振子（４０１）の数が、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）に含まれ直列接続されている複数の分割共振子（４０１）の数よりも多い。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）のデューティが、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）のデューティとは異なる。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）におけるＩＤＴ電極（５０）の厚さ（Ｈ１）が、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）におけるＩＤＴ電極（５０）の厚さ（Ｈ２）よりも小さい。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）が多結晶金属電極であり、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）が金属のエピタキシャル層電極である。あるいは、マルチプレクサ（１；１ａ）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）の材料は、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率は、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）における上記１以上の材料の含有率よりも高い。
　第８の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる。
　第９の態様に係るマルチプレクサ（１）は、共通端子（２）と、複数のフィルタ（３）と、を備える。複数のフィルタ（３）は、共通端子（２）に接続されている。複数のフィルタ（３）の各々が複数の共振子（４）を有する。複数のフィルタ（３）は、第１送信フィルタ（３１）と、第２送信フィルタ（３３）と、第１受信フィルタ（３２）と、を含む。第１送信フィルタ（３１）は、第１送信帯域を含む通過帯域を有する。第２送信フィルタ（３３）は、第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信フィルタ（３２）は、第１受信帯域を含む通過帯域を有する。第１受信帯域の中心周波数は、第１送信帯域の中心周波数と第２送信帯域の中心周波数との間にある。複数のフィルタ（３）の各々において、複数の共振子（４）のうち共通端子（２）に最も近い共振子を特定の共振子（４Ａ）とする。第１送信フィルタ（３１）、第２送信フィルタ（３３）及び第１受信フィルタ（３２）の各々は、ラダー型フィルタであり、複数の共振子（４）として複数の直列腕共振子（Ｓ１１～Ｓ１４、Ｓ３１～Ｓ３４及びＳ４１～Ｓ４４）と複数の並列腕共振子（Ｐ１１～Ｐ１４、Ｐ３１～Ｐ３４及びＰ４１～Ｐ４４）とを含む。第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方（第１送信フィルタ３１）と、第１受信フィルタ（３２）とについて、相対的に高い通過帯域の中心周波数を有するフィルタ（第１送信フィルタ３１）において特定の共振子（４Ａ）が複数の並列腕共振子（Ｐ１１～Ｐ１４）のうち１つの並列腕共振子（Ｐ１４）であり、相対的に低い通過帯域の中心周波数を有するフィルタ（第１受信フィルタ３２）において特定の共振子（４Ａ）が複数の直列腕共振子（Ｓ４１～Ｓ４４）のうち１つの直列腕共振子（Ｓ４４）である。マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスが、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）の制動容量（Ｃ０）のキャパシタンスよりも大きい。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）の面積が、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）の面積よりも大きい。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）及び第２送信フィルタ（３３）の一方の特定の共振子（４Ａ）に含まれ直列接続されている複数の分割共振子（４０１）の数が、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）に含まれ直列接続されている複数の分割共振子（４０１）の数よりも多い。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）のデューティが、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）のデューティとは異なる。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）におけるＩＤＴ電極（５０）の厚さが、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）におけるＩＤＴ電極（５０）の厚さよりも小さい。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）が多結晶金属電極であり、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）が金属のエピタキシャル層電極である。あるいは、マルチプレクサ（１）では、第１送信フィルタ（３１）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有するとともに第１受信フィルタ（３２）の複数の共振子（４）の各々がＩＤＴ電極（５０）を有し、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）の材料は、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、第１送信フィルタ（３１）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率は、第１受信フィルタ（３２）の特定の共振子（４Ａ）のＩＤＴ電極（５０）における１以上の材料の含有率よりも高い。
　第９の態様に係るマルチプレクサ（１）では、ＩＭＤの発生を抑制することが可能となる。
　第１０の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）は、第１～９の態様のいずれか一つにおいて、第１移相回路（８１）と、第２移相回路（８２）と、を更に備える。第１移相回路（８１）は、共通端子（２）と第１送信フィルタ（３１）との間に接続されている。第２移相回路（８２）は、共通端子（２）と第１受信フィルタ（３２）との間に接続されている。第１移相回路（８１）の移相量の絶対値が、第２移相回路（８２）の移相量の絶対値よりも大きい。
　第１０の態様に係るマルチプレクサ（１；１ａ）では、ＩＭＤの発生をより抑制することが可能となる
　１、１ａ　マルチプレクサ
　２　共通端子
　３　フィルタ
　３１　第１送信フィルタ
　３１０　経路（直列腕経路）
　３１１　入力端子
　３１２　出力端子
　３２、３２ａ　第１受信フィルタ
　３２０　経路（直列腕経路）
　３２１　入力端子
　３２２　出力端子
　３３　第２送信フィルタ
　３３０　経路（直列腕経路）
　３３１　入力端子
　３３２　出力端子
　３４、３４ａ　第２受信フィルタ
　３４０　経路（直列腕経路）
　３４１　入力端子
　３４２　出力端子
　４　共振子
　４Ａ　特定の共振子
　４０　圧電性基板
　４１　第１主面
　４２　第２主面
　４３　音響パス
　４４　電気パス
　４０１　分割共振子
　４０２　縦結合型共振子
　４０３　縦結合型共振子
　４０４　縦結合型共振子
　５０　ＩＤＴ電極
　５１　第１バスバー
　５２　第２バスバー
　５３　第１電極指
　５４　第２電極指
　５５　交差領域
　５０１　密着層
　５０２　主電極層
　５１１　密着層
　５１２　主電極層
　７　配線部
　７１　第１配線部
　７２　第２配線部
　８　移相回路
　８１　第１移相回路
　８２　第２移相回路
　８３　第３移相回路
　８４　第４移相回路
　Ｄ１　第１方向
　Ｄ２　第２方向
　Ｄ３　第３方向
　Ｃｍ　等価容量
　Ｃ０　制動容量
　Ｃ０ＴＸ１　キャパシタンス
　Ｃ０ＴＸ２　キャパシタンス
　Ｇ１、Ｇ１１、Ｇ１２　間隔
　Ｈ１　厚さ
　Ｈ２　厚さ
　Ｉａｃ　電流（音響パス電流）
　Ｉｅ　電流
　Ｉｗ　電流
　Ｌｍ　等価インダクタ
　Ｎ１１～Ｎ１４　ノード
　Ｎ２１～Ｎ２４　ノード
　Ｎ３１～Ｎ３４　ノード
　Ｎ４１～Ｎ４４　ノード
　Ｐ１　電極指ピッチ
　Ｐ１１～Ｐ１４　並列腕共振子
　Ｐ２１～Ｐ２４　並列腕共振子
　Ｐ３１～Ｐ３４　並列腕共振子
　Ｐ４１～Ｐ４４　並列腕共振子
　Ｒｍ　等価抵抗
　Ｓ１１～Ｓ１４　直列腕共振子
　Ｓ２１～Ｓ２４　直列腕共振子
　Ｓ３１～Ｓ３４　直列腕共振子
　Ｓ４１～Ｓ４４　直列腕共振子
　Ｗ１、Ｗ１１、Ｗ１２、Ｗ５５　幅
　Ｚａｃ　インピーダンス
　Ｚｅ　インピーダンス
　Ｚｗ　インピーダンス

Claims (10)

  1. 　共通端子と、
    　前記共通端子に接続されており、各々が複数の共振子を有する複数のフィルタと、を備えるマルチプレクサであって、
    　前記複数のフィルタは、
    　　第１送信帯域を含む通過帯域を有する第１送信フィルタと、
    　　前記第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する第２送信フィルタと、
    　　第１受信帯域を含む通過帯域を有する第１受信フィルタと、を含み、
    　前記第１受信帯域の中心周波数は、前記第１送信帯域の中心周波数と前記第２送信帯域の中心周波数との間にあり、
    　前記複数のフィルタの各々において前記複数の共振子のうち特定の共振子の電気等価回路を、等価抵抗と等価インダクタと等価容量との直列回路と、制動容量と、の並列回路で表したときに、前記直列回路に流れる電流を音響パス電流とすると、
    　前記第１送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ１Ｔｘ、前記第２送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ２Ｔｘ、前記第１送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ１Ｒｘ、前記第２送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の位相をθ２Ｒｘとした場合、前記マルチプレクサは、第１条件又は第２条件を満たし、
    　前記第１条件は、
    　　｜（２・θ１Ｔｘ―θ２Ｔｘ）－（２・θ１Ｒｘ―θ２Ｒｘ）｜＝180°±90°
    　　という条件であり、
    　前記第２条件は、
    　　｜（２・θ２Ｔｘ―θ１Ｔｘ）－（２・θ２Ｒｘ―θ１Ｒｘ）｜＝180°±90°
    　　という条件である、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記複数のフィルタは、
    　　前記第１受信帯域とは異なる第２受信帯域を含む通過帯域を有する第２受信フィルタを更に含み、
    　前記第２受信帯域は、
    　　前記第１送信帯域内の周波数の２倍の周波数から前記第２送信帯域内の周波数を減算して求められる周波数、又は、前記第２送信帯域内の周波数の２倍の周波数から前記第１送信帯域内の周波数を減算して求められる周波数、を含む、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　前記第１送信フィルタに関して、
    　　前記第１送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ１ＴＸ１、
    　　前記第２送信帯域内の周波数における前記第１送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ２ＴＸ１、
    　　前記第１送信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスをＣ０ＴＸ１とし、
    　前記第２送信フィルタに関して、
    　　前記第１送信帯域内の周波数における前記第２送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ１ＴＸ２、
    　　前記第２送信帯域内の周波数における前記第２送信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ２ＴＸ２、
    　　前記第２送信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスをＣ０ＴＸ２とし、
    　前記第１受信フィルタに関して、
    　　前記第１送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ１ＲＸ１、
    　　前記第２送信帯域内の周波数における前記第１受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ２ＲＸ１、
    　　前記第１受信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスをＣ０ＲＸ１とし、
    　前記第２受信フィルタに関して、
    　　前記第１送信帯域内の周波数における前記第２受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ１ＲＸ２、
    　　前記第２送信帯域内の周波数における前記第２受信フィルタの前記共通端子側の音響パス電流の密度をＩ２ＲＸ２、
    　　前記第２受信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスをＣ０ＲＸ２とした場合、
    　前記マルチプレクサは、第３条件、第４条件、第５条件及び第６条件を満たし、
    　前記第３条件は、
    　　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
    　　という条件であり、
    　前記第４条件は、
    　　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
    　　という条件であり、
    　前記第５条件は、
    　　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｔｘ２）２・（Ｉ２Ｔｘ２）・Ｃ０Ｔｘ２
    　　という条件であり、
    　前記第６条件は、
    　　（Ｉ１Ｒｘ１）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１＞（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ２）・Ｃ０Ｒｘ２
    　　という条件である、
    　請求項２に記載のマルチプレクサ。
  4. 　前記複数のフィルタの各々において、前記複数の共振子のうち前記特定の共振子は、前記共通端子に最も近い共振子であり、
    　前記Ｉ１Ｔｘ１は、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子において前記第１送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度であり、
    　前記Ｉ２Ｔｘ１は、前記第１送信フィルタの前記特定の共振子において前記第２送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度であり、
    　前記Ｉ１Ｒｘ１は、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子において前記第１送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度であり、
    　前記Ｉ２Ｒｘ１は、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子において前記第２送信帯域内の周波数で流れる音響パス電流の密度であり、
    　前記マルチプレクサでは、
    　　（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１は、（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１の±７５％以内の値である、
    　　又は、（Ｉ１Ｒｘ２）２・（Ｉ２Ｒｘ１）・Ｃ０Ｒｘ１は、（Ｉ１Ｔｘ１）２・（Ｉ２Ｔｘ１）・Ｃ０Ｔｘ１の±７５％以内の値である、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記第１送信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスが前記第１受信フィルタにおける前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスよりも大きい、
    　請求項４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の面積が前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の面積よりも大きい、
    　請求項５に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子は、直列接続された複数の分割共振子を含み、
    　前記第１受信フィルタの前記特定の共振子は、直列接続された複数の分割共振子を含み、
    　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子に含まれる分割共振子の数が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子に含まれる分割共振子の数よりも多い、
    　請求項６に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記複数のフィルタの各々において、前記複数の共振子のうち前記特定の共振子は、前記共通端子に最も近い共振子であり、
    　前記第１送信フィルタ、前記第２送信フィルタ及び前記第１受信フィルタの各々は、ラダー型フィルタであり、前記複数の共振子として複数の直列腕共振子と複数の並列腕共振子とを含み、
    　前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方と、前記第１受信フィルタとについて、相対的に高い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の並列腕共振子のうち１つの並列腕共振子であり、相対的に低い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の直列腕共振子のうち１つの直列腕共振子であり、
    　前記マルチプレクサでは、
    　　前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスよりも大きい、
    　　又は、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の面積が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の面積よりも大きい、
    　　又は、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数よりも多い、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティとは異なる、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さよりも小さい、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が多結晶金属電極であり、
    　　　前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が金属のエピタキシャル層電極である、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極の材料は、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率は、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極における前記１以上の材料の含有率よりも高い、
    　請求項１～４のいずれか一項に記載のマルチプレクサ。
  9. 　共通端子と、
    　前記共通端子に接続されており、各々が複数の共振子を有する複数のフィルタと、を備えるマルチプレクサであって、
    　前記複数のフィルタは、
    　　第１送信帯域を含む通過帯域を有する第１送信フィルタと、
    　　前記第１送信帯域とは異なる第２送信帯域を含む通過帯域を有する第２送信フィルタと、
    　　第１受信帯域を含む通過帯域を有する第１受信フィルタと、を含み、
    　前記第１受信帯域の中心周波数は、前記第１送信帯域の中心周波数と前記第２送信帯域の中心周波数との間にあり、
    　前記複数のフィルタの各々において、前記複数の共振子のうち前記共通端子に最も近い共振子を特定の共振子とし、
    　前記第１送信フィルタ、前記第２送信フィルタ及び前記第１受信フィルタの各々は、ラダー型フィルタであり、前記複数の共振子として複数の直列腕共振子と複数の並列腕共振子とを含み、
    　前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方と、前記第１受信フィルタとについて、相対的に高い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の並列腕共振子のうち１つの並列腕共振子であり、相対的に低い通過帯域の中心周波数を有するフィルタにおいて前記特定の共振子が前記複数の直列腕共振子のうち１つの直列腕共振子であり、
    　前記マルチプレクサでは、
    　　前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の制動容量のキャパシタンスよりも大きい、
    　　又は、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子の面積が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の面積よりも大きい、
    　　又は、前記第１送信フィルタ及び前記第２送信フィルタの一方の前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数が、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子に含まれ直列接続されている複数の分割共振子の数よりも多い、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子のＩＤＴ電極のデューティとは異なる、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さが、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子におけるＩＤＴ電極の厚さよりも小さい、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が多結晶金属電極であり、
    　　　前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極が金属のエピタキシャル層電極である、
    　　又は、前記第１送信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有するとともに前記第１受信フィルタの前記複数の共振子の各々がＩＤＴ電極を有し、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極の材料は、Ｐｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料を含み、
    　　　前記第１送信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極におけるＰｔ、Ｍｏ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｗのうち１以上の材料の含有率は、前記第１受信フィルタの前記特定の共振子の前記ＩＤＴ電極における前記１以上の材料の含有率よりも高い、
    　マルチプレクサ。
  10. 　前記共通端子と前記第１送信フィルタとの間に接続された第１移相回路と、前記共通端子と前記第１受信フィルタとの間に接続された第２移相回路と、を更に備え、
    　　前記第１移相回路の移相量の絶対値が、前記第２移相回路の移相量の絶対値よりも大きい、
    　請求項１～９のいずれか一項に記載のマルチプレクサ。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019022164A (ja) * 2017-07-20 2019-02-07 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
JP2019106622A (ja) * 2017-12-12 2019-06-27 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP2019220877A (ja) * 2018-06-21 2019-12-26 株式会社村田製作所 マルチプレクサ
JP2020102814A (ja) * 2018-12-25 2020-07-02 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012147175A (ja) 2011-01-11 2012-08-02 Murata Mfg Co Ltd 弾性波分波器
JP6790907B2 (ja) 2017-02-23 2020-11-25 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、送信装置および受信装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019022164A (ja) * 2017-07-20 2019-02-07 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
JP2019106622A (ja) * 2017-12-12 2019-06-27 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP2019220877A (ja) * 2018-06-21 2019-12-26 株式会社村田製作所 マルチプレクサ
JP2020102814A (ja) * 2018-12-25 2020-07-02 株式会社村田製作所 マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、および通信装置

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