WO2021137356A1 - 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법 - Google Patents

주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법 Download PDF

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photoacoustic
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강동열
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한밭대학교산학협력단
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    • G01N29/46—Processing the detected response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor by spectral analysis, e.g. Fourier analysis or wavelet analysis

Definitions

  • the incident beam is emitted through a light source located in the , and irradiated to the light diffusion medium.
  • the incident beam irradiated to the light diffusion medium is scattered inside the light diffusion medium, and accordingly, only a part of the incident beam is absorbed by the light absorber.
  • the photoacoustic signal For example, an ultrasonic signal
  • the photoacoustic signal generated by the optical absorber is measured with a photoacoustic measuring device located outside the optical diffusion medium, and the photoacoustic signal measured by the photoacoustic measuring device is processed through a processing device to obtain optical It is used to determine the position or characteristics of the absorber.
  • the intensity of the photoacoustic signal generated from the light absorber is proportional to the light absorption coefficient of the light absorber and the intensity of the incident beam reaching the light absorber.
  • the intensity of the incident beam emitted through the light source is limited, and since the intensity of the incident beam decreases exponentially due to scattering inside the light diffusion medium, the intensity of the photoacoustic signal generated from the light absorber is very weak. Do.
  • photoacoustic noise due to heat that is, photoacoustic thermal noise
  • Optoacoustic noise in the form of clutter is always present.
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter is very low, which becomes a great obstacle in obtaining high-resolution and ultra-sensitive photoacoustic signals and image information.
  • the form of an incident beam emitted from a light source located outside the light diffusion medium can be largely divided into a pulse signal and a signal in which the intensity of the incident beam continuously changes with time (hereinafter referred to as a 'continuously changing signal'). .
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by an optoacoustic meter is higher than when a continuously changing signal is used. Because of this high signal-to-noise ratio characteristic, so far almost all optoacoustic measurement applications have used a pulsed signal as an incident beam emitted from a light source.
  • lasers such as OPO (Optical Parametric Oscillator) that generate a tunable pulse signal for spectroscopic photoacoustic measurement are not only large in size but also very expensive.
  • the pulse repetition rate of such a laser is usually only about several tens of Hz, there is a problem in that it is very difficult to perform a fast measurement such as real-time monitoring of a light diffusion medium or a light absorber.
  • a conventional low-cost and small-sized laser diode can be used as a light source.
  • a laser diode has a very wide realizable wavelength range and a very fast operation speed, there is an advantage in that fast measurement such as real-time monitoring of a light diffusion medium or a light absorber is possible.
  • the simplest form of a continuously changing signal is a sinusoidal signal.
  • the sinusoidal wave signal has a low signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal measured by an optoacoustic measuring device compared to a pulse signal, and has disadvantages in that it is difficult to accurately determine the position of the optical absorber located inside the optical diffusion medium.
  • a chirp signal which is one of the continuously changing signal types, for photoacoustic measurement.
  • the signal-to-noise ratio of the optoacoustic signal measured by an optoacoustic meter is improved compared to the case of using a sinusoidal signal, and the position of the light absorber is also relatively accurately identified.
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by an optoacoustic meter is at least 20 to 40 dB lower than when the pulse signal is used as the incident beam. have.
  • the present invention has been devised to solve the above problems, and by using a continuously changing signal as an incident beam irradiated to a light diffusion medium, a low-cost and small-sized light source can be used, and a light diffusion medium or a light absorber It is an object of the present invention to provide a method for improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal measured by an optoacoustic meter while enabling fast measurement such as real-time monitoring of
  • the method for improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement includes (a) a periodic signal to be emitted through a light source by a processing device (eg, a sinusoidal wave signal, a square wave signal, a sawtooth signal, etc.) selecting a plurality of different frequencies; (b) emitting, by the light source, each of the periodic signals having a plurality of frequencies selected by the processing device to an optical diffusion medium, and absorbing it into a light absorber located inside the optical diffusion medium; (c) measuring, by a photoacoustic meter, a plurality of photoacoustic signals generated as each of the periodic signals having the plurality of frequencies is absorbed by the optical absorber; and (d) processing, by the processing device, a plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter in the frequency domain.
  • a processing device eg, a sinusoidal wave signal, a square wave signal, a saw
  • the step (d) includes: (d11) calculating a sum value of the photoacoustic signal by summing the plurality of photoacoustic signals in the frequency domain; and (d12) performing matched filtering on the sum of the photoacoustic signals using the periodic signals having the plurality of frequencies.
  • step (d12) matched filtering processing of the summed value of the photoacoustic signal is performed by the sum of the conjugate values of the periodic signals obtained by summing the conjugate values of each of the periodic signals having the plurality of frequencies in the frequency domain.
  • step (d21) unit optoacoustic by performing matched filtering processing on each of the plurality of photoacoustic signals in the frequency domain using the periodic signal resulting from generating the respective photoacoustic signals calculating a plurality of spectra; and (d22) summing up the plurality of unit photoacoustic spectra.
  • matched filtering processing of the respective photoacoustic signals may be performed by the conjugate values of the periodic signals resulting from the generation of the respective photoacoustic signals in the frequency domain.
  • the method for improving the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal in the frequency domain photoacoustic measurement according to the second embodiment of the present invention is (a') that the processing device emits through a light source.
  • the step (d') includes: (d11') calculating a sum value of the photoacoustic signal by summing the plurality of photoacoustic signals in the frequency domain; and (d12') performing matched filtering on the sum of the photoacoustic signals using the chirped signals having the plurality of frequency ranges.
  • step (d12') matched filtering of the optoacoustic signal sum value by the conjugate sum value of the chir signal summing the conjugate values of each of the chirp signals having the plurality of frequency ranges in the frequency domain processing may be performed.
  • each of the plurality of photoacoustic signals in the frequency domain is subjected to matched filtering processing using the chirped signal resulting from generating each of the photoacoustic signals. calculating a plurality of photoacoustic spectra; and (d22') summing up a plurality of the unit photoacoustic spectra.
  • matched filtering processing of each photoacoustic signal may be performed by the conjugate value of the chirped signal resulting from generating each of the photoacoustic signals in the frequency domain.
  • a periodic signal or a chirp signal which is a continuously changing signal, is configured to be used as an incident beam irradiated to the light diffusion medium
  • a low-cost and small-sized light source can be used, and real-time monitoring of the light diffusion medium or the light absorber It has the advantage of being able to measure quickly, such as
  • a plurality of periodic signals or a plurality of chirped signals are absorbed by an optical absorber, and the processing device processes the photoacoustic signal generated in the optical absorber and measured by a photoacoustic meter in the frequency domain (specifically, , a coherent summing method or a non-coherent summing method) is configured to perform a matched filtering process), so there is an advantage in that the signal-to-noise ratio of the optoacoustic signal can be improved.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a system for realizing a method for improving a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to the present invention
  • FIG. 3 shows the shape of the photoacoustic meter and the shape of the light absorber when the spherical light absorber 20 having a radius of 2 mm is measured with a photoacoustic meter having a spherical focus with a focal length of 20 mm and a numerical aperture (NA) of 0.35.
  • Spatial optoacoustic spectrum determined by shape is a diagram showing
  • 4A and 4B are graphs schematically illustrating a chirp signal according to Equation (10).
  • 5A and 5B are graphs schematically illustrating a sinusoidal signal according to Equation (11).
  • FIG. 6 is a graph showing a sine wave signal, a square wave signal, and a sawtooth wave signal having a frequency of 1 MHz.
  • FIG. 9 is a flowchart of a method for improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a coherent summing method after absorbing sinusoidal signals having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a sinusoidal wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a coherent summing method after absorbing a square wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • 15 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a square wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • 16 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherent summation method after absorbing a sawtooth wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • 17 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a sawtooth wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • FIG. 18 is a flowchart of a method for improving a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to a second embodiment of the present invention.
  • 19 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherent summing method after absorbing chirped signals having a plurality of different frequency ranges in an optical absorber.
  • 20 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing chirped signals having a plurality of different frequency ranges in an optical absorber.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a system for realizing a method for improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to the present invention, wherein the system comprises a light source 100, an optoacoustic meter 200 and a processing device ( 300) may be included.
  • the light source 100 emits an incident beam to the light diffusion medium 10 , and the incident beam may be a periodic signal or a chirped signal, as will be described later.
  • the incident beam emitted from the light source 100 to the light diffusion medium 10 propagates and diffuses in the light diffusion medium 10 , and its intensity is exponential by the effective scattering coefficient ⁇ eff of the light diffusion medium 10 . It is gradually attenuated and reaches the light absorber 20 .
  • the intensity of the incident beam changes with time.
  • the incident beam emitted to the light diffusion medium 10 is absorbed by the light absorber 20 located inside the light diffusion medium 10 .
  • the light absorber 20 absorbs the incident beam, it physically expands and contracts due to thermal expansion, and in this process, a photoacoustic signal (eg, an ultrasonic signal) is generated.
  • the photoacoustic meter 200 is located outside the light diffusion medium 10 and measures the photoacoustic signal generated from the light absorber 20 .
  • the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 includes an ideal photoacoustic signal (that is, a photoacoustic signal that does not contain noise) generated by the light absorber 20 and a noise value (that is, a light to be described later). means acoustic noise values) are mixed.
  • the surface distribution function of the photoacoustic meter 200 having a spherical focus to assume that Surface distribution function of the photoacoustic meter 200 in denotes a vector from an arbitrary origin of the light diffusion medium 10 (circle in FIG. 1 ) to the surface of the photoacoustic meter 200 .
  • the photoacoustic signal g(t) generated in the light absorber 20 and measured by the photoacoustic meter 200 can be expressed as the following Equation 1 by the solution of the Green function of the Helmholtz equation. have.
  • Equation 1 ⁇ is the Gruneigen constant, and c s is the speed of the ultrasonic wave. In the following simulations, ⁇ was set to 0.24 and c s to 1500 m/s in consideration of a typical living tissue (light diffusion medium).
  • d 3 r o is an integral symbol for three-dimensional integration from an arbitrary origin (circle in FIG. 1 ) of the light diffusion medium 10 to the light absorber 20
  • d 3 r d is the light It is an integral symbol for three-dimensional integration from an arbitrary origin of the diffusion medium 10 (circle in FIG. 1 ) to the surface of the photoacoustic meter 200 .
  • Equation 2 Spatial distribution of light energy absorbed by the light absorber 20 in Equation 1 can be expressed as in Equation 2 below.
  • Equation 2 ⁇ a is the light absorption coefficient of the light absorber 20, is a function representing the spatially distributed light absorber 20, and in the following simulation, the light absorber 20 is assumed to be a sphere having a radius of 2 mm. As shown in Equation 2, the light absorption distribution is exponential according to the depth z of the light diffusion medium 10 because the incident beam irradiated to the light diffusion medium 10 is scattered by the light diffusion medium 10 . was assumed to decrease.
  • Equation 1 the intensity of the incident beam Considering that , Equation 1 can be expressed as Equation 3 below. here, is the incident beam spectrum obtained by Fourier transforming the intensity I(t) of the incident beam in the frequency domain, ⁇ represents frequency and t represents time, respectively.
  • Equation 4 The transfer function of the photoacoustic meter 200 And, if the photoacoustic signal g(t) of Equation 3 is expressed in the frequency domain, the spectrum of the photoacoustic signal as in Equation 4 (ie, the photoacoustic spectrum) can be obtained.
  • the spectrum of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 has a transfer function of the photoacoustic meter 200 .
  • Equation 4 is defined as in Equation 5 below.
  • Equation 5 is a point of the light absorber 20
  • the photoacoustic signal generated from the surface distribution function represents a value measured by the photoacoustic meter 200 having .
  • k is the wave number of the ultrasound (that is, ).
  • matched filtering processing is performed in the frequency domain on the photoacoustic signal measured by the photoacoustic measuring device 200 , and this matched filtering process may be performed by the processing device 300 .
  • the matched filtering process performed by the processing device 300 is specifically the photoacoustic spectrum measured by Equation (4).
  • the matched filtering function This can be done by multiplying
  • the final photoacoustic spectrum on which the matched filtering process is performed by the processing device 300 is expressed by the following Equation (6).
  • Equation 6 the square bracket part denotes a spatial photoacoustic spectrum determined according to the shape of the photoacoustic meter 200 and the shape of the light absorber 20 , which to be defined as remind may be previously stored in the processing device 300 .
  • Equation 8 is the optoacoustic noise spectrum, is the matched filtering function.
  • the photoacoustic noise spectrum of Equation 8 ie, white Gaussian noise at all frequencies
  • its value was set to 0.001.
  • the signal-to-noise ratio (SNR) of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 can be expressed as Equation 9 below using Equations 7 and 8 above.
  • the numerator means the maximum value of the ideal optoacoustic signal in the frequency domain
  • the denominator represents the time average of the optoacoustic noise in the frequency domain (ie, dispersion of the optoacoustic noise value).
  • Equation 7 the transfer function of the photoacoustic meter 200 It is known that when the photoacoustic meter 200 is a type that measures photoacoustic with a piezo material, it is well described by a KrimholtLeedom Matthaei (KLM) model.
  • KLM KrimholtLeedom Matthaei
  • FIG. 2 The transfer function of the photoacoustic meter 200 with a center frequency of 3 MHz by this KLM model is shown in FIG. 2 .
  • real[ ] is the real part of the transfer function
  • imag[ ] is the imaginary part of the transfer function
  • abs[ ] is the absolute value (magnitude) of the transfer function.
  • the incident beam emitted from the light source 100 and irradiated to the light diffusion medium 10 may be a chirp signal as shown in Equation 10 below.
  • Equation 10 I chirp (t) is the intensity of the chirp signal, F FD is the radiant exposure of the chirp signal, ⁇ c is the center frequency of the chirp signal, b is the linear frequency increase rate of the chirp signal, and denotes a spherical function with duration T.
  • FIGS. 4A and 4B are graphs schematically showing a chirp signal according to Equation 10, and more specifically , a chirp signal I chirp (t) having a center frequency ⁇ c of 3 MHz and a bandwidth bT of 4 MHz is a graph schematically showing a graph .
  • the x-axis represents time
  • the y-axis represents frequency
  • the slope represents the linear frequency increase rate b of the chirp signal.
  • the x-axis represents time
  • the y-axis represents the intensity of the chirp signal.
  • T represents the line width of the chirp signal.
  • 4a and 4b schematically show a chirped signal whose frequency gradually increases and the envelope is constant during the linewidth T. As shown in FIG.
  • the incident beam emitted from the light source 100 and irradiated to the light diffusion medium 10 may be a periodic signal as shown in Equation 11 below.
  • the periodic signal means a signal having a fixed period and continuously varying in intensity with time
  • the periodic signal may include a sine wave signal, a square wave signal, a sawtooth signal, and the like.
  • Equation 11 shows a sinusoidal signal among periodic signals, I i (t) is the intensity of the sinusoidal signal, F FD is the light radiation exposure of the sinusoidal signal, ⁇ i is the frequency of the sinusoidal signal, and denotes a spherical function with line width T.
  • 5A and 5B are graphs schematically illustrating a sinusoidal signal according to Equation 11, and more specifically, a graph illustrating a sinusoidal signal I i (t) having a frequency ⁇ c of 1 MHz.
  • the x-axis represents time and the y-axis represents frequency.
  • the x-axis represents time and the y-axis represents the intensity of a sinusoidal signal.
  • T represents the line width of the sinusoidal signal.
  • FIG. 6 is a graph showing a sinusoidal signal ('cos' in FIG. 6), a square wave signal ('rect' in FIG. 6), and a sawtooth signal ('sawtooth' in FIG. 6) having a frequency of 1 MHz.
  • a method of improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal measured by a photoacoustic meter using a periodic signal eg, a sine wave signal, a square wave signal, and a sawtooth wave signal
  • the amount of light radiation exposure represents the energy of the incident beam allowed per unit area.
  • the maximum value of such light radiation exposure is determined according to the maximum permissible exposure for human skin set by the American National Standards Institute (ANSI).
  • ANSI American National Standards Institute
  • F FD the maximum allowable exposure amount for an incident beam having a line width between 10 -7 and 10 seconds in a wavelength range of 400 to 1400 nm is expressed by Equation 12 below.
  • Equation 12 the unit of the maximum allowable exposure amount F FD is [J/m 2 ].
  • C A is a constant that varies depending on the wavelength, and in the simulation below, it is approximated to 1 by assuming 400-700 nm, which is a wavelength band of visible light. and T represents the line width of the incident beam (eg, a periodic signal or a chirped signal).
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 was calculated.
  • FIG. 7 shows the signal-to-noise ratio (SNR chirp; 1 to 5 MHz ) of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 when the line width T of the chirp signal emitted through the light source 100 is 0.25 to 1.5 msec. ) and the result of averaging the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal (Ave SNR chirp ).
  • SNR chirp signal-to-noise ratio
  • Equation 7 is that the processing device 300 emits a single chirped signal whose frequency linearly increases from 1 MHz to 5 MHz in any one line width of 0.25 to 1.5 msec through the light source 100,
  • the photoacoustic signal measured by the acoustic measuring instrument 200 is calculated using Equations 7 and 8, and the signal-to-noise ratio (SNR) of the photoacoustic signal by substituting the calculation results of Equations 7 and 8 into Equation 9 chirp ) is calculated.
  • the calculation of Equations 7 and 8 made by the processing device 300 is performed by Fourier transforming the intensity I chirp (t) of the chirp signal according to Equation 10 to the incident beam spectrum After calculating , the matched filtering function shown in Equations 7 and 8 was made by
  • the frequency of the chirped signal must be continuously changed within a given linewidth T.
  • the sampling rate of the chir signal emitted from the light source 100 is limited, for example, the light source 100 that emits a chirp signal varying from 1 MHz to 5 MHz at a line width of 0.25 msec. very difficult
  • the line width of the chirped signal is generally 1 msec or more.
  • the processing device 300 processes the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 It is a diagram showing an optoacoustic signal including noise when matched filtering is performed.
  • the processing device 300 may set a specific frequency section of the sine wave signal to be emitted through the light source 100 to, for example, 1 to 5 MHz. Thereafter, the processing device 300 selects N frequencies (here, N is a natural number greater than or equal to 2) within the specific frequency section, and emits each of the sine wave signals having the selected plurality of frequencies through the light source 100 . can That is, the processing device 300 may select a plurality of different frequencies of the sinusoidal signal to be emitted through the light source 100 .
  • the light source 100 emits each sinusoidal wave signal having a plurality of frequencies selected by the processing device 300 to the light diffusion medium 10 and is absorbed by the light absorber 20 located inside the light diffusion medium 10 .
  • the optical absorber 20 generates a sinusoidal photoacoustic signal
  • the photoacoustic meter 200 generates a plurality of sinusoidal signals having the plurality of frequencies as each of the sinusoidal signals is absorbed by the optical absorber 20 .
  • Optoacoustic signals can be measured.
  • the processing device 300 performs matched filtering on the plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain, thereby obtaining the final value of the photoacoustic signal generated by the light absorber 20 . .
  • the processing device 300 As a method for the processing device 300 to perform matched filtering on a plurality of sinusoidal photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 , there are a coherent summing method and an incoherent summing method.
  • the coherence summing method is a plurality of photoacoustic signals measured by the processing device 300 by the photoacoustic meter 200 (here, each photoacoustic signal includes a light absorber 20 ), as shown in Equations 13 and 14 below. ), an ideal photoacoustic signal without noise, and an optoacoustic noise value are mixed) in the frequency domain to calculate the summed value of the photoacoustic signal, and then the summed value of the photoacoustic signal is transmitted through the light source 100
  • This is a method of matched filtering processing using a sinusoidal signal having a plurality of frequencies emitted.
  • the matched filtering process is a sine wave signal obtained by summing the conjugate values of each of the sine wave signals having a plurality of frequencies emitted by the processing device 300 through the light source 100 in the frequency domain, as will be described below. It can be achieved by the sum of the conjugates of .
  • Equation 13 relates to a method for the processing device 300 to perform matched filtering processing using a coherent summation method on an ideal photoacoustic signal without noise among the photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain.
  • Equation 13 From Equation 13 is a value that has been matched filtered for an ideal optoacoustic signal without noise, is the ideal optoacoustic signal summation value obtained by summing multiple ideal optoacoustic signals in the frequency domain, is the sum of the matched filtering functions.
  • a matched filtering function for matched filtering It is preferable to be, and accordingly, the matched filtering function in Equation 13 is It is preferable to here is the Fourier transform of the intensity I(t) of the incident beam in the frequency domain. (ie, the incident beam spectrum) is the conjugate value. That is, the processing device 300 is a sinusoidal signal conjugate summation value obtained by summing the conjugate values of each of the sinusoidal wave signals having a plurality of frequencies in the frequency domain. By , the sum of a plurality of ideal optoacoustic signals of matched filtering processing can be performed.
  • Equation 14 relates to a method in which the processing device 300 performs matched filtering on the photoacoustic noise value of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic measuring device 200 in the frequency domain by the coherent summation method.
  • Equation 14 is a value that has been matched filtered for the optoacoustic noise value, is the summed value of optoacoustic noise obtained by summing multiple sinusoidal optoacoustic noise values in the frequency domain, is the sum of the matched filtering functions.
  • the matched filtering function may be, and thus the sum of the matched filtering functions is can be here, is the Fourier transform of the intensity I(t) of the incident beam in the frequency domain. (ie, the incident beam spectrum) is the conjugate value. That is, the processing device 300 is the sum of the conjugate values of each of the sine wave signals having a plurality of frequencies in the frequency domain. by , the sum of optoacoustic noise of matched filtering processing can be performed.
  • the non-coherent summing method uses a sinusoidal signal resulting from the processing device 300 generating each of a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain and each of the photoacoustic signals as shown in Equations 15 and 16 below.
  • This is a method of calculating a plurality of unit photoacoustic spectra by performing matched filtering processing, and summing the calculated plurality of unit photoacoustic spectra.
  • the matched filtering processing of each of the photoacoustic signals may be performed by a conjugate value of a sinusoidal signal resulting from generating each of the photoacoustic signals.
  • Equation 15 is a method for the processing device 300 to perform matched filtering processing by a non-coherent summing method on an ideal photoacoustic signal without noise among the photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain. It's about
  • Equation 15 is a value that has been matched filtered for an ideal optoacoustic signal without noise, is an ideal photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 due to a sinusoidal signal having each frequency, is a matched filtering function for matched filtering the ideal optoacoustic signal.
  • Equation 15 is the matched filtering function of the ideal photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 It is a unit photoacoustic spectrum subjected to matched filtering processing with is the sum of a plurality of unit photoacoustic spectra (ie, N).
  • a matched filtering function for matched filtering Preferably, where is the Fourier transform of the intensity I(t) of the incident beam in the frequency domain. (ie, the incident beam spectrum) is the conjugate value.
  • the processing device 300 performs matched filtering processing of each ideal photoacoustic signal by the conjugate value of the sinusoidal signal resulting from generating each ideal photoacoustic signal in the frequency domain, thereby performing an ideal unit photoacoustic spectrum. A plurality of pieces can be calculated, and then the ideal unit photoacoustic spectrum A final photoacoustic signal may be obtained by summing a plurality of them.
  • Equation 16 relates to a method in which the processing device 300 performs matched filtering processing using a non-coherent summing method on the photoacoustic noise values among the photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain.
  • Equation 16 is a value that has been matched filtered for the optoacoustic noise value, is the photoacoustic noise value measured by the photoacoustic meter 200, is the matched filtering function.
  • the matched filtering function can be, where is the Fourier transform of the intensity I(t) of the incident beam in the frequency domain. (ie, the incident beam spectrum) is the conjugate value.
  • the processing device 300 performs matched filtering processing on each optoacoustic noise value by the conjugate value of the sinusoidal signal resulting from generating each optoacoustic noise value in the frequency domain, and the unit optoacoustic noise spectrum It is possible to calculate a plurality of pieces, and then the unit photoacoustic noise spectrum An optoacoustic noise value may be obtained by summing a plurality of them.
  • FIG. 9 is a flowchart of a method for improving the signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to the first embodiment of the present invention.
  • the processing apparatus 300 may set the frequency range of the sinusoidal signal to be emitted through the light source 100 to 1 to 5 MHz, similar to the frequency range of the chirp signal shown in FIG. 7 . Thereafter, the processing apparatus 300 may differently select N frequencies (where N is a natural number equal to or greater than 2) to be emitted through the light source 100 within the frequency range of 1 to 5 MHz (S110). In this case, the light source 100 sequentially emits each sinusoidal wave signal having a plurality of frequencies selected by the processing device 300 to the optical diffusion medium 10 , and the light located inside the optical diffusion medium 10 . It can be absorbed by the absorber 20 (S120).
  • the light source 100 emits each sinusoidal wave signal having a plurality of frequencies selected by the processing device 300 to the light diffusion medium 10 , the light absorber 20 located inside the light diffusion medium 10 . ), a sinusoidal photoacoustic signal is generated.
  • the photoacoustic meter 200 measures a plurality of photoacoustic signals generated as each of the sinusoidal wave signals having the plurality of frequencies is absorbed by the optical absorber 20 ( S130 ).
  • the processing device 300 processes the plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain (S140), thereby improving the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal in the frequency domain photoacoustic measurement. have.
  • the processing device 300 sums a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain to calculate the photoacoustic signal summation value (S141) , thereafter, the summed value of the photoacoustic signal may be subjected to matched filtering using the sinusoidal signal having the plurality of frequencies (S142).
  • the processing device 300 may perform matched filtering processing of the summed value of the optoacoustic signal by the sum of the conjugate values of the sinusoidal signal obtained by summing the conjugate values of each of the sinusoidal signals having the plurality of frequencies in the frequency domain. have.
  • the processing device 300 generates each of a plurality of optoacoustic signals in the frequency domain as described through Equations 15 and 16 (ie, a non-coherent summing method).
  • a plurality of unit photoacoustic spectra may be calculated by performing matched filtering processing using the sine wave signal (S143).
  • the processing device 300 performs matched filtering of each of the photoacoustic signals by the conjugate value of the sinusoidal signal resulting from generating each of the photoacoustic signals in the frequency domain, and the unit photoacoustic spectrum is can be calculated. Thereafter, the processing device 300 may sum the plurality of unit photoacoustic spectra (S144).
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherent summing method after absorbing sinusoidal signals having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • SNR coherent signal-to-noise ratio
  • FIG. 11 is a view showing a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a sinusoidal wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • Equation 15 the signal-to-noise ratio (SNR incoherent ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation results of Equations 15 and 16 into Equation 9.
  • the line width of the sinusoidal signal can be set to be very short compared to the line width of the chirped signal. Accordingly, in the case of FIGS. 10 and 11, the line width T of the sine wave signal was set to 0.02 to 0.5 msec.
  • a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a coherence summing method after absorbing a plurality of (eg, 51 or 71) sinusoidal signals having different frequencies in the optical absorber 20 It can be seen that (SNR coherent ) is larger than the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20 .
  • the signal-to-noise ratio is the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal calculated after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20, and the photoacoustic signal shown in FIG. It can be seen that the signal-to-noise ratio (SNR coherent ) is very large.
  • the value at the position of 13.33 ⁇ sec is the peak value of the ideal optoacoustic signal, and the value having a smaller peak than the peak value of the ideal optoacoustic signal on the right is the correlation between each optoacoustic signal and the matched filtering function ( correlation) process.
  • the value at the position of 13.33 ⁇ sec is the peak value of the ideal optoacoustic signal
  • a plurality of sinusoidal signals may be absorbed by the light absorber 20, but instead of a plurality of sinusoidal signals, other types of periodic signals such as a plurality of square wave signals or a plurality of sawtooth signals are absorbed by the light absorber 20,
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal may be improved by the processing apparatus processing a plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter in the frequency domain.
  • the processing device 300 may set the frequency section of the square wave signal (or sawtooth signal) to be emitted through the light source 100 to 1 to 5 MHz, similarly to the frequency section of the chirped signal shown in FIG. 7 . Thereafter, the processing device 300 may differently select N frequencies (where N is a natural number equal to or greater than 2) to be emitted through the light source 100 within the frequency range of 1 to 5 MHz. In this case, the light source 100 sequentially emits each square wave signal (or sawtooth signal) having a plurality of frequencies selected by the processing device 300 to the optical diffusion medium 10 , and the optical diffusion medium 10 . It can be absorbed by the light absorber 20 located inside the.
  • the A photoacoustic signal of a square wave shape (or a sawtooth wave shape) is generated in the positioned light absorber 20 .
  • the photoacoustic meter 200 measures a plurality of photoacoustic signals generated as each of the square wave signals (or sawtooth wave signals) having the plurality of frequencies is absorbed by the optical absorber 20 .
  • the processing device 300 may improve the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal in the frequency domain photoacoustic measurement by processing the plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic measuring device 200 in the frequency domain.
  • the processing device 300 calculates the summed value of the photoacoustic signal by summing a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain in the same manner as described through Equations 13 and 14 (that is, the coherent summation method), Thereafter, the summed value of the photoacoustic signal may be subjected to matched filtering using the square wave signal (or sawtooth signal) having the plurality of frequencies.
  • the processing device 300 is a square wave signal (or sawtooth signal) obtained by summing the conjugate values of each of the square wave signals (or sawtooth signal) having the plurality of frequencies in the frequency domain. By the conjugate sum of the square wave signal (or sawtooth signal), the Matched filtering of the photoacoustic signal sum values can be performed.
  • the processing device 300 generates each of a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain in the same manner as described through Equations 15 and 16 (that is, a non-coherent summing method) to generate the respective photoacoustic signals.
  • a plurality of unit photoacoustic spectra can be calculated by performing matched filtering processing using the resulting square wave signal (or sawtooth signal).
  • the processing device 300 performs matched filtering of each of the photoacoustic signals by the conjugate value of the square wave signal (or sawtooth signal) resulting from generating each of the photoacoustic signals in the frequency domain.
  • a plurality of unit photoacoustic spectra can be calculated. Thereafter, the processing device 300 may sum the plurality of unit photoacoustic spectra.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a coherent summation method after absorbing a square wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • SNR coherent signal-to-noise ratio
  • FIG. 15 is a view showing a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a square wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • Equation 15 the signal-to-noise ratio (SNR incoherent ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation results of Equations 15 and 16 into Equation 9.
  • the square wave signal does not change in frequency with time, so the line width of the square wave signal can be set to be very short compared to the line width of the chirped signal. Accordingly, in the case of FIGS. 14 and 15 , the line width T of the square wave signal was set to 0.02 to 0.5 msec.
  • a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a coherence summing method after absorbing square wave signals having multiple (eg, 51 or 71) different frequencies in the optical absorber 20 It can be seen that (SNR coherent ) is larger than the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20 .
  • a plurality of square wave signals having different frequencies are absorbed by the optical absorber 20 and then the photoacoustic signal obtained by the non-coherent summing method.
  • the signal-to-noise ratio (SNR incoherent ) is the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20, and the photoacoustic signal shown in FIG. It can be seen that the signal-to-noise ratio (SNR coherent ) is very large.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherent summation method after absorbing a sawtooth wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • Equation 13 the signal-to-noise ratio (SNR coherent ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation results of Equations 13 and 14 into Equation 9.
  • FIG. 17 is a view showing a signal-to-noise ratio of a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a sawtooth wave signal having a plurality of different frequencies in an optical absorber.
  • Equation 15 the signal-to-noise ratio (SNR incoherent ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation results of Equations 15 and 16 into Equation 9.
  • the sawtooth signal does not change in frequency with time, so the line width of the sawtooth signal may be set to be very short compared to the line width of the chirp signal. Accordingly, in the case of FIGS. 16 and 17, the line width T of the sawtooth signal was set to 0.02 to 0.5 msec.
  • a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherence summing method after absorbing a sawtooth wave signal having a plurality (eg, 51 or 71) different frequencies in the optical absorber 20 It can be seen that (SNR coherent ) is larger than the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20 .
  • the signal-to-noise ratio (SNR incoherent ) is the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20, and the photoacoustic signal shown in FIG. It can be seen that the signal-to-noise ratio (SNR coherent ) is very large.
  • the processing device 300 processes the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 by the coherent summing method or the non-coherent summing method.
  • the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 can be improved compared to the case where the chirped signal is absorbed by the light absorber 20 (refer to FIG. 7 ).
  • FIG. 18 is a flowchart of a method for improving a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal in frequency domain optoacoustic measurement according to a second embodiment of the present invention.
  • a plurality of periodic signals are absorbed by the light absorber 20
  • the processing apparatus 300 may first select a plurality of different frequency ranges of the chirp signal to be emitted through the light source 100 ( S210 ). For example, the processing apparatus 300 may select a frequency range of each chirped signal to be emitted through the light source 100 divided by M within 1 to 5 MHZ. If M is 8, the processing device 300 sets the frequency range of each chirp signal to be emitted through the light source 100 in the range of 1 to 1.5 MHz, 1.5 to 2 MHz, 2 to 2.5 MHz, 2.5 to 3 MHz, and 3 to 3.5 MHz. , 3.5 ⁇ 4MHz, 4 ⁇ 4.5MHz, 4.5 ⁇ 5MHz.
  • the processing unit 300 sets the frequency range of each chirped signal to be emitted through the light source 100 from 1 to 1.25 MHz, 1.25 to 1.5 MHz, 1.5 to 1.75 MHz, 1.75 to 2 MHz, and 2 to 2.25. MHz, 2.25 ⁇ 2.5MHz, 2.5 ⁇ 2.75MHz, 2.75 ⁇ 3MHz, 3 ⁇ 3.25MHz, 3.25 ⁇ 3.5MHz, 3.5 ⁇ 3.75MHz, 3.75 ⁇ 4MHz, 4 ⁇ 4.25MHz, 4.25 ⁇ 4.5MHz, 4.5 ⁇ 4.75MHz, You can select something like 4.75-5MHz.
  • the light source 100 sequentially emits each of the chirp signals having a plurality of frequency ranges selected by the processing device 300 to the optical diffusion medium 10, and is located inside the optical diffusion medium 10. It can be absorbed by the light absorber 20 (S220) .
  • the photoacoustic meter 200 measures a plurality of photoacoustic signals generated as each of the chirped signals having the plurality of frequency ranges is absorbed by the optical absorber 20 (S230). Thereafter, the processing device 300 processes the plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 in the frequency domain (S240), thereby improving the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal in the frequency domain photoacoustic measurement. have.
  • a coherent summing method and a non-coherent summing method as a method for the processing device 300 to perform matched filtering on a plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic measuring device 200 .
  • the processing device 300 calculates the summed value of the photoacoustic signal by summing a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain in the same manner as described through Equations 13 and 14 (that is, the coherent summation method) ( After S241), the summed value of the photoacoustic signal may be subjected to matched filtering using the chirped signal having the plurality of frequency ranges (S242).
  • the processing device 300 performs matched filtering processing of the summed value of the optoacoustic signal by the sum of the conjugate values of the chirped signals obtained by summing the conjugate values of each of the chirped signals having the plurality of frequency ranges in the frequency domain.
  • the processing device 300 generates each of a plurality of photoacoustic signals in the frequency domain in the same manner as described through Equations 15 and 16 (non-coherent summing method), resulting from generating each of the photoacoustic signals.
  • a plurality of unit photoacoustic spectra may be calculated by performing matched filtering processing using the chirp signal (S243).
  • the processing device 300 performs matched filtering of each of the photoacoustic signals by the conjugate value of the chirped signal resulting from generating each of the photoacoustic signals in the frequency domain, and performs a plurality of unit photoacoustic spectra can be calculated. Thereafter, the processing device 300 may sum the plurality of unit photoacoustic spectra ( S244 ).
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a coherent summing method after absorbing chirped signals having a plurality of different frequency ranges in an optical absorber.
  • a plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 are calculated by Equations 13 and 14, and Equations 13 and
  • the signal-to-noise ratio (coherent SNR chirp ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation result of 14 into Equation 9.
  • FIG. 20 is a view showing a signal-to-noise ratio of an optoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing chirped signals having a plurality of different frequency ranges in an optical absorber. Specifically, FIG.
  • a plurality of photoacoustic signals measured by the photoacoustic meter 200 are calculated using Equations 15 and 16, and Equations 15 and
  • the signal-to-noise ratio (incoherent SNR chirp ) of the photoacoustic signal is calculated by substituting the calculation result of 16 into Equation 9.
  • a plurality of (eg, 8 or 16) chirped signals having different frequency ranges are absorbed by the optical absorber 20 and then the signal of the optoacoustic signal obtained by the coherence summing method It can be seen that the noise ratio (coherent SNR chirp ) is larger than the signal-to-noise ratio (SNR chirp ) of the photoacoustic signal obtained after absorbing the single chirp signal shown in FIG. 7 by the optical absorber 20 .
  • a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a plurality of (eg, 8 or 16) chirped signals having different frequency ranges in the optical absorber 20 a photoacoustic signal obtained by a non-coherent summing method after absorbing a plurality of (eg, 8 or 16) chirped signals having different frequency ranges in the optical absorber 20 .
  • the signal-to-noise ratio (incoherent SNR chirp) the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal obtained after having absorbed a single one chirp signal on the light absorber (20) (SNR chirp)
  • SNR chirp the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal obtained after having absorbed a single one chirp signal on the light absorber (20)
  • photoacoustic shown in Fig. 19 shown in Fig. 7 It can be seen that the signal-to-noise ratio (coherent S
  • the processing device 300 can set the frequency section of the chirped signal to be emitted through the light source 100 to a section other than 1 to 5 MHz, the number of frequencies can be variously selected, and a plurality of frequency ranges must be selected. It is not necessary to select at equal intervals, and it is not necessary that the frequency phases in a plurality of frequency ranges to be selected are also necessarily equal.
  • a plurality of chirped signals having different frequency ranges are optically After absorption by the absorber 20, when the processing device 300 processes the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 by a coherent or non-coherent summing method, a single chirped signal is applied to the optical absorber 20 It was confirmed that the signal-to-noise ratio of the photoacoustic signal measured by the photoacoustic meter 200 can be improved compared to the case where it is absorbed in the ray (see FIG. 7 ).
  • processing unit 300 300: processing unit

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Abstract

본 발명에 의하면, 다수 개의 주기 신호 또는 다수 개의 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시키고, 상기 광 흡수체에서 발생하여 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호를, 처리장치가 주파수 영역에서 결맞음 합산 방법 또는 비결맞음 합산 방법을 이용해서 정합 필터링 처리를 하도록 구성됨에 따라, 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있게 된다.

Description

주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법
본 발명은 광 흡수체의 위치나 특성 등을 파악하기 위해서 광 흡수체에 입사빔을 흡수시키는 경우에, 상기 광 흡수체에서 발생하여 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있는 방법에 관한 것이다.
일반적인 광음향 측정에서는, 광 확산 매체(예를 들어, 생체 조직 등)의 내부에 위치하는 광 흡수체(예를 들어, 혈관, 종양 등)의 위치나 특성 등을 파악하기 위해서, 광 확산 매체의 외부에 위치하는 광원을 통해 입사빔을 방출시켜 광 확산 매체에 조사한다. 광 확산 매체에 조사되는 입사빔은 광 확산 매체 내부에서 산란이 일어나게 되며, 이에 따라 광 흡수체에는 입사빔 중 일부만이 흡수되게 된다.
광원을 통해 방출되는 입사빔의 세기가 시간에 따라 변하게 되면, 상기 입사빔을 흡수하는 광 흡수체는 열 팽창 현상으로 인해 물리적으로 팽창과 수축을 반복하게 되고, 이 과정에서 광 흡수체에서는 광음향 신호(예를 들어, 초음파 신호)가 발생하게 된다. 광음향 측정에서는, 이와 같이 광 흡수체에서 발생하는 광음향 신호를 광 확산 매체의 외부에 위치하는 광음향 측정기로 측정하며, 상기 광음향 측정기에 의해 측정된 광음향 신호를 처리장치를 통해 처리함으로써 광 흡수체의 위치나 특성 등을 파악하는데 이용한다.
광 흡수체에서 발생하는 광음향 신호의 세기는 광 흡수체의 광 흡수계수, 그리고 상기 광 흡수체에 도달하는 입사빔의 세기에 각각 비례한다. 다만, 광원을 통해 방출되는 입사빔의 세기는 제한적이고, 광 확산 매체 내부에서는 산란 등으로 인해 입사빔의 세기가 지수함수적으로 감소하기 때문에, 광 흡수체에서 발생하는 광음향 신호의 세기는 매우 미약하다. 또한, 광음향 측정 시, 열에 의한 광음향 잡음(즉, 광음향 열 잡음)이 항상 존재하기 마련이며, 광 흡수체에서 발생된 광음향 신호가 광 확산 매체의 경계면이나 다른 광 흡수체에 의해 반사나 굴절되는 클러터(clutter) 형태의 광음향 잡음도 항상 존재하기 마련이다. 따라서, 통상적인 광음향 측정에서는 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비가 매우 낮으며, 이는 고해상도와 초민감도의 광음향 신호 및 영상 정보를 획득하는데 있어서 커다란 장애물이 된다.
광 확산 매체의 외부에 위치하는 광원에서 방출되는 입사빔의 형태는 크게 펄스 신호와, 시간에 따라 입사빔의 세기가 연속적으로 변하는 신호(이하, '연속적으로 변하는 신호'라 함)로 나눌 수 있다.
우선, 광원에서 방출되는 입사빔으로서 펄스 신호를 사용하게 되면, 연속적으로 변하는 신호를 사용하는 경우에 비해, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비가 높다. 이 높은 신호 대 잡음비 특성 때문에 지금까지 거의 모든 광음향 측정의 응용 분야들에서는 광원에서 방출되는 입사빔으로서 펄스 신호를 사용해왔다. 하지만 분광학적 광음향 측정을 위해 파장 가변형의 펄스 신호를 생성하는 OPO(Optical Parametric Oscillator) 등의 레이저는 크기가 클 뿐만 아니라 가격도 매우 고가이다. 더구나 이와 같은 레이저의 펄스 반복률(repetition rate)은 통상 수십 Hz 정도에 불과하기 때문에, 광 확산 매체 또는 광 흡수체의 실시간 모니터링과 같은 빠른 측정이 매우 어렵다는 문제점이 있다.
이에 반해, 광원에서 방출되는 입사빔으로서 연속적으로 변하는 신호를 사용하게 되면, 기존의 저가 및 소형의 레이저 다이오드를 광원으로 이용할 수 있다. 그리고 이러한 레이저 다이오드는 구현 가능한 파장대가 매우 넓고, 동작 속도 또한 매우 빠르기 때문에, 광 확산 매체 또는 광 흡수체의 실시간 모니터링과 같은 빠른 측정이 가능한 이점이 있다.
연속적으로 변하는 신호의 가장 간단한 형태는 정현파 신호이다. 다만, 정현파 신호는 펄스 신호에 비해 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비가 낮을 뿐만 아니라, 광 확산 매체의 내부에 위치하는 광 흡수체의 위치를 정확하게 파악해내기 어렵다는 단점이 있다.
이러한 단점을 보완하기 위해 최근 들어 연속적으로 변하는 신호의 형태 중 하나인 처프(chirp) 신호를 광음향 측정에 사용하는 것이 고려되었다. 광원에서 방출되는 입사빔으로서 처프 신호를 사용하게 되면, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비가 정현파 신호를 사용하는 경우에 비해 향상될 뿐만 아니라, 광 흡수체의 위치 역시 비교적 정확하게 파악해낼 수 있다. 하지만 이와 같이 입사빔으로서 처프 신호를 사용하는 경우라 하더라도, 입사빔으로서 펄스 신호를 사용하는 경우에 비해서는 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비가 적어도 20~40dB 정도 낮다는 문제점이 있다.
[선행기술문헌]
[특허문헌]
KR 1730816 B1 (2017.04.21)
본 발명은 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 연속적으로 변하는 신호를 광 확산 매체에 조사되는 입사빔으로 사용함으로써, 저가 및 소형의 광원을 이용할 수 있도록 하고, 광 확산 매체 또는 광 흡수체의 실시간 모니터링과 같은 빠른 측정이 가능하도록 함과 동시에, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있는 방법을 제공하는 것에 그 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 제1 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법은, (a) 처리장치가 광원을 통해 방출될 주기 신호(예를 들어, 정현파 신호, 구형파 신호 또는 톱니파 신호 등)의 주파수를 상이하게 다수 개 선택하는 단계; (b) 상기 광원이 상기 처리장치에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각을 광 확산 매체로 방출하여, 상기 광 확산 매체의 내부에 위치하는 광 흡수체에 흡수시키는 단계; (c) 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각이 상기 광 흡수체에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 광음향 측정기가 측정하는 단계; 및 (d) 상기 처리장치가 상기 광음향 측정기에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 (d) 단계는, (d11) 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하는 단계; 및 (d12) 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호를 이용해서 정합 필터링 처리하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, (d12) 단계는, 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 주기 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것일 수 있다.
또는, 상기 (d) 단계는, (d21) 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 주기 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출하는 단계; 및 (d22) 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 (d21) 단계는, 상기 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 주기 신호의 컨쥬게이트값에 의해, 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것일 수 있다.
또한, 상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 제2 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법은, (a') 처리장치가 광원을 통해 방출될 처프 신호의 주파수 범위를 상이하게 다수 개 선택하는 단계; (b') 상기 광원이 상기 처리장치에 의해 선택된 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각을 광 확산 매체로 방출하여, 상기 광 확산 매체의 내부에 위치하는 광 흡수체에 흡수시키는 단계; (c') 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각이 상기 광 흡수체에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 광음향 측정기가 측정하는 단계; 및 (d') 상기 처리장치가 상기 광음향 측정기에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 (d') 단계는, (d11') 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하는 단계; 및 (d12') 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 (d12') 단계는, 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 처프 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것일 수 있다.
또는, 상기 (d') 단계는, (d21') 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출하는 단계; 및 (d22') 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 (d21') 단계는, 상기 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 처프 신호의 컨쥬게이트값에 의해, 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것일 수 있다.
본 발명에 의하면, 연속적으로 변하는 신호인 주기 신호 또는 처프 신호를 광 확산 매체에 조사되는 입사빔으로 사용하도록 구성됨에 따라, 저가 및 소형의 광원을 이용할 수 있고, 광 확산 매체 또는 광 흡수체의 실시간 모니터링과 같은 빠른 측정이 가능하다는 이점이 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 다수 개의 주기 신호 또는 다수 개의 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시키고, 상기 광 흡수체에서 발생하여 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호를 처리장치가 주파수 영역에서 처리(구체적으로는, 결맞음 합산 방법 또는 비결맞음 합산 방법을 이용해서 정합 필터링 처리)하도록 구성됨에 따라, 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있는 이점이 있다.
도 1은 본 발명에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법을 실현하는 시스템의 개략도이다.
도 2는 중심 주파수가 3MHz인 광음향 측정기의 전달 함수
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000001
의 특성을 나타낸 도면이다.
도 3은 초점 거리가 20mm이고, 개구수(NA)가 0.35인 구면 초점을 갖는 광음향 측정기로 반지름이 2mm인 구형 광 흡수체(20)를 측정한 경우에, 광음향 측정기의 모양 및 광 흡수체의 모양에 따라 결정되는 공간적 광음향 스펙트럼
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000002
를 나타낸 도면이다.
도 4a 및 도 4b는 수학식 10에 따른 처프 신호를 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 5a 및 도 5b는 수학식 11에 따른 정현파 신호를 개략적으로 나타낸 그래프이다.
도 6은 주파수가 1MHz인 정현파 신호, 구형파 신호 및 톱니파 신호를 나타낸 그래프이다.
도 7은 광원을 통해 방출되는 처프 신호의 선폭 T가 0.25~1.5msec일 때, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비와, 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 평균한 결과를 나타낸 도면이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
도 8a는 선폭 T=250μsec일 때 주파수가 1MHz에서 5MHz까지 변하는 처프 신호가 광 흡수체에 흡수될 경우, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호를 처리장치가
Figure WO-DOC-FIGURE-33
로 정합 필터링을 하였을 때, 잡음이 포함되지 않은 이상적인 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
도 8b는 선폭 T=250μsec일 때 주파수가 1MHz에서 5MHz까지 변하는 처프 신호가 광 흡수체에 흡수될 경우, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호를 처리장치가
Figure WO-DOC-FIGURE-34
로 정합 필터링을 하였을 때, 잡음이 포함된 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법의 흐름도이다.
도 10은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 11은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 12a는 선폭 T=20μsec인 경우에 대해 결맞음 합산 방법으로 계산된 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 12b는 선폭 T=20μsec인 경우에 대해 결맞음 합산 방법으로 계산된 잡음이 포함된 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 13a는 선폭 T=20μsec인 경우에 대해 비결맞음 합산 방법으로 계산된 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 13b는 선폭 T=20μsec인 경우에 대해 비결맞음 합산 방법으로 계산된 잡음이 포함된 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 14는 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 15는 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 16은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 17은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법의 흐름도이다.
도 19는 다수 개의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
도 20은 다수 개의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법에 대해 상세하게 설명한다. 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대해서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법을 실현하는 시스템의 개략도로서, 상기 시스템은 광원(100), 광음향 측정기(200) 및 처리장치(300)를 포함하여 이루어질 수 있다.
광원(100)에서는 광 확산 매체(10)로 입사빔을 방출하며, 상기 입사빔은 후술하는 바와 같이 주기 신호 또는 처프 신호일 수 있다.
광원(100)에서 광 확산 매체(10)로 방출되는 입사빔은 광 확산 매체(10) 내에서 전파 및 확산되며, 광 확산 매체(10)의 유효산란계수(μ eff)에 의해 그 세기가 지수적으로 감쇄되면서 광 흡수체(20)에 도달하게 된다.
광원(100)에서 주기 신호 또는 처프 신호와 같은 입사빔이 방출될 경우 그 입사빔의 세기는 시간에 따라 변하게 된다. 광 확산 매체(10)로 방출되는 입사빔은 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수된다. 광 흡수체(20)는 입사빔을 흡수함에 따라 열 팽창 현상으로 인해 물리적으로 팽창과 수축을 반복하게 되며, 이 과정에서 광음향 신호(예를 들어, 초음파 신호)를 발생시키게 된다.
광음향 측정기(200)는 광 확산 매체(10)의 외부에 위치하며, 광 흡수체(20)에서 발생하는 광음향 신호를 측정한다. 광음향 측정기(200)가 측정하는 광음향 신호에는 광 흡수체(20)에서 발생하는 이상적인 광음향 신호(즉, 잡음이 포함되어 있지 않은 광음향 신호를 의미함)과 잡음값(즉, 후술하는 광음향 잡음값을 의미함)이 혼합되어 있다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
광원(100)에서 광 확산 매체(10)로 I(t)의 세기를 갖는 입사빔이 방출될 경우, 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수되는 광 에너지의 공간적 분포가
Figure WO-DOC-FIGURE-55-1
로 나타난다고 가정하기로 한다. 상기 광 흡수체(20)에 흡수되는 광 에너지의 공간적 분포
Figure WO-DOC-FIGURE-55-2
에서
Figure WO-DOC-FIGURE-55-3
는 광 확산 매체(10)의 임의의 원점(도 1의 ○)에서 광 흡수체(20)까지의 벡터를 나타낸다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
그리고 광 확산 매체(10)의 외부에 위치하며, 구면 초점을 갖는 광음향 측정기(200)의 표면 분포 함수를
Figure WO-DOC-FIGURE-56-1
라고 가정하기로 한다. 상기 광음향 측정기(200)의 표면 분포 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-56-2
에서
Figure WO-DOC-FIGURE-56-3
는 광 확산 매체(10)의 임의의 원점(도 1의 ○)에서 광음향 측정기(200) 표면까지의 벡터를 나타낸다.
광 흡수체(20)에서 발생하여 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호 g(t)는 헬름홀츠(Helmholtz) 방정식의 그린(Green) 함수의 해에 의해 다음의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-59
수학식 1에서 Γ는 그루나이젠 상수이고, c s는 초음파의 속력이다. 이하의 시뮬레이션에서는 통상적인 생체 조직(광 확산 매체)을 고려하여 Γ를 0.24, c s를 1500m/s로 정하였다. 또한, 수학식 1에서 d 3r o는 광 확산 매체(10)의 임의의 원점(도 1의 ○)에서 광 흡수체(20)까지의 3차원 적분을 위한 적분 기호이고, d 3r d는 광 확산 매체(10)의 임의의 원점(도 1의 ○)에서 광음향 측정기(200) 표면까지의 3차원 적분을 위한 적분 기호이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 1에서 광 흡수체(20)에 흡수되는 광 에너지의 공간적 분포
Figure WO-DOC-FIGURE-61
는 다음의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-63
수학식 2에서 μ a는 광 흡수체(20)의 광 흡수 계수이고,
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000014
는 공간적으로 분포한 광 흡수체(20)를 나타내는 함수로서, 이하의 시뮬레이션에서는 광 흡수체(20)를 반지름이 2mm인 구형으로 가정하였다. 수학식 2에 나타낸 바와 같이, 광 흡수 분포는 광 확산 매체(10)에 조사되는 입사빔이 광 확산 매체(10)에 의해 산란되기 때문에, 광 확산 매체(10)의 깊이 z에 따라 지수함수적으로 감소한다고 가정하였다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 1에서 입사빔의 세기
Figure WO-DOC-FIGURE-65
임을 고려하면, 수학식 1은 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure WO-DOC-FIGURE-65-2
는 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한 입사빔 스펙트럼이고, ν는 주파수를, t는 시간을 각각 나타낸다.
[수학식 3]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-67
광음향 측정기(200)의 전달 함수를
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000018
라 하고, 수학식 3의 광음향 신호 g(t)를 주파수 영역에서 나타내면, 다음의 수학식 4와 같은 광음향 신호의 스펙트럼(즉, 광음향 스펙트럼)
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000019
를 획득할 수 있다.
[수학식 4]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-70
수학식 4에 나타낸 바와 같이, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호의 스펙트럼에는 광음향 측정기(200)의 전달 함수
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000021
가 곱해져야 한다.
그리고 수학식 4에서
Figure PCTKR2020005271-appb-img-000022
는 다음의 수학식 5와 같이 정의하였다.
[수학식 5]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-74
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 5는 광 흡수체(20)의 한 점
Figure WO-DOC-FIGURE-75
에서 발생하는 광음향 신호가 표면 분포 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-75-1
를 갖는 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 값을 나타낸다. 수학식 5에서 k는 초음파의 파수이다(즉,
Figure WO-DOC-FIGURE-75-2
).
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
통상적인 광음향 측정에서는 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호에 대해 주파수 영역에서 정합 필터링 처리가 이루어지며, 이러한 정합 필터링 처리는 처리장치(300)에 의해 이루어질 수 있다. 처리장치(300)에 의해 이루어지는 정합 필터링 처리는, 구체적으로 수학식 4로 측정되는 광음향 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-76-1
에, 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-76-2
를 곱함으로써 이루어질 수 있다. 처리장치(300)에 의해 정합 필터링 처리가 이루어진 최종적인 광음향 스펙트럼은 다음의 수학식 6과 같다.
[수학식 6]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-78
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
참고로, 기존의 주파수 영역 광음향 측정에서는 정합 필터링을 위해 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-79-1
를 적용해왔으며, 여기서
Figure WO-DOC-FIGURE-79-2
은 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한
Figure WO-DOC-FIGURE-79-3
(즉, 입사빔 스펙트럼)의 컨쥬게이트값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 6에서 대괄호 부분인
Figure WO-DOC-FIGURE-80
은 광음향 측정기(200)의 모양 및 광 흡수체(20)의 모양에 따라 결정되는 공간적 광음향 스펙트럼을 의미하며, 이하에서는 이를
Figure WO-DOC-FIGURE-80-2
로 정의하기로 한다. 상기
Figure WO-DOC-FIGURE-80-3
는 처리장치(300) 내에 미리 저장되어 있을 수 있다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
정합 필터링된 잡음이 없는 이상적인 광음향 스펙트럼을
Figure WO-DOC-FIGURE-81-1
라 할 때,
Figure WO-DOC-FIGURE-81-2
는 다음의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 7]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-83
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
한편, 광음향 측정 시에는 광음향 열 잡음과 같은 광음향 잡음이 항상 존재하기 마련이다. 정합 필터링된 광음향 잡음 스펙트럼을
Figure WO-DOC-FIGURE-84-1
라 할 때,
Figure WO-DOC-FIGURE-84-2
는 다음의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 8]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-86
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 8에서
Figure WO-DOC-FIGURE-87-1
는 광음향 잡음 스펙트럼이며,
Figure WO-DOC-FIGURE-87-2
는 정합 필터링 함수이다. 이하의 시뮬레이션에서는 수학식 8의 광음향 잡음 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-87-3
로 정하였고(즉, 전체 주파수에서 백색 가우시안 잡음으로 정함), 그 값을 0.001로 하였다.
광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR)는 상기 수학식 7 및 8를 이용하여 다음의 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-90
수학식 9에서 분자는 주파수 영역에서 이상적인 광음향 신호의 최대값을 의미하고, 분모는 주파수 영역에서 광음향 잡음의 시간 평균을 나타낸다(즉, 광음향 잡음값의 분산).
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
한편, 수학식 7에서 광음향 측정기(200)의 전달 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-92
의 특성은 광음향 측정기(200)가 압전(piezo) 물질로 광음향을 측정하는 타입인 경우, KLM(KrimholtLeedom Matthaei) 모델로 잘 묘사된다고 알려져 있다. 이 KLM 모델에 의해 중심 주파수가 3MHz인 광음향 측정기(200)의 전달 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-92-2
가 도 2에 나타나 있다. 도 2에서 real[
Figure WO-DOC-FIGURE-92-3
]은 전달 함수의 실수부, imag[
Figure WO-DOC-FIGURE-92-4
]는 전달 함수의 허수부이며, abs[
Figure WO-DOC-FIGURE-92-5
]은 전달 함수의 절대값(크기)이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
그리고 초점 거리가 20mm이고, 개구수(NA)가 0.35인 구면 초점을 갖는 광음향 측정기(200)로 반지름이 2mm인 구형 광 흡수체(20)를 측정한
Figure WO-DOC-FIGURE-93-1
가 도 3에 나타나 있다. 실제
Figure WO-DOC-FIGURE-93-2
는 광음향 측정기(200)의 초점 거리 때문에 빠르게 진동하는 함수이므로, 도 3에서는
Figure WO-DOC-FIGURE-93-3
의 크기만을 나타내었다.
한편, 광원(100)에서 방출되어 광 확산 매체(10)에 조사되는 입사빔은 다음의 수학식 10과 같은 처프 신호일 수 있다.
[수학식 10]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-96
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 10에서 Ichirp(t) 는 처프 신호의 세기, F FD는 처프 신호의 광 방사 노광량(radiant exposure), ν c는 처프 신호의 중심 주파수, b는 처프 신호의 선형 주파수 증가율, 그리고
Figure WO-DOC-FIGURE-97
는 선폭(duration)이 T인 구형 함수를 나타낸다.
도 4a 및 도 4b는 수학식 10에 따른 처프 신호를 개략적으로 나타낸 그래프로서, 보다 구체적으로는 중심 주파수 ν c가 3MHz이고, 대역폭 bT가 4MHz인 처프 신호 I chirp(t)를 개략적으로 나타낸 그래프이다. 도 4a에서 x축은 시간을, y축은 주파수를 나타내고, 기울기는 처프 신호의 선형 주파수 증가율 b를 나타낸다. 그리고 도 4b에서 x축은 시간을, y축은 처프 신호의 세기를 나타낸다. 또한, 도 4a 및 도 4b에서 T는 처프 신호의 선폭을 나타낸다. 이들 도 4a 및 도 4b는 선폭 T 동안 주파수가 점차 증가하고 포락선이 일정한 처프 신호를 개략적으로 도시한 것이다.
한편, 광원(100)에서 방출되어 광 확산 매체(10)에 조사되는 입사빔은 다음의 수학식 11과 같은 주기 신호일 수 있다.
[수학식 11]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-101
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
본 발명에서 주기 신호는 고정된 주기를 가지고, 시간에 따라 세기가 연속적으로 변하는 신호를 의미하며, 상기 주기 신호로는 정현파 신호, 구형파 신호, 톱니파 신호 등이 이에 해당될 수 있다. 수학식 11은 주기 신호 중에서도 정현파 신호를 나타낸 것으로서, I i(t)는 정현파 신호의 세기, F FD는 정현파 신호의 광 방사 노광량, ν i는 정현파 신호의 주파수, 그리고
Figure WO-DOC-FIGURE-102
는 선폭이 T인 구형 함수를 나타낸다.
도 5a 및 도 5b는 수학식 11에 따른 정현파 신호를 개략적으로 나타낸 그래프로서, 보다 구체적으로는 주파수 ν c가 1MHz인 정현파 신호 I i(t)를 나타낸 그래프이다. 도 5a에서 x축은 시간을, y축은 주파수를 나타내고, 도 5b에서 x축은 시간을, y축은 정현파 신호의 세기를 나타낸다. 그리고 도 5a 및 도 5b에서 T는 정현파 신호의 선폭을 나타낸다.
나아가, 도 6은 주파수가 1MHz인 정현파 신호(도 6의 'cos'), 구형파 신호(도 6의 'rect') 및 톱니파 신호(도 6의 'sawtooth')를 나타낸 그래프이다. 이하에서는 도 6에 나타낸 바와 같은 주기 신호(예를 들어, 정현파 신호, 구형파 신호 및 톱니파 신호)를 이용하여, 광음향 측정기로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법에 대해 제안한다.
한편, 수학식 10 및 11에서 광 방사 노광량은 단위 면적당 허용되는 입사빔의 에너지를 나타낸다. 이러한 광 방사 노광량은 미국 국립 표준 협회(ANSI)에서 정한 인체 피부에 대한 최대 허용 노광량(maximum permissible exposure)에 따라 최대값이 정해져 있다. 예를 들어, 400~1400nm의 파장 영역대에서 선폭이 10 -7 ~ 10초 사이의 입사빔에 대한 최대 허용 노광량 F FD는 다음의 수학식 12와 같다.
[수학식 12]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-107
수학식 12에서 최대 허용 노광량 F FD의 단위는 [J/m 2]이다. C A는 파장에 따라 달라지는 상수인데, 이하의 시뮬레이션에서는 가시광선 파장대인 400~700nm를 가정하여 1로 근사화하였다. 그리고 T는 입사빔(예를 들어, 주기 신호 또는 처프 신호)의 선폭을 나타낸다.
먼저, 수학식 10의 처프 신호가 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수될 경우, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 계산하였다. 수학식 10 및 12의 처프 신호에서 중심 주파수 ν c=3MHz, 대역폭 bT=4MHz(즉, 1~5MHz로 처프 신호의 주파수가 선형적으로 증가)로 하여 계산한 신호 대 잡음비(SNR chirp)가 도 7에 나타나 있다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
구체적으로, 도 7은 광원(100)을 통해 방출되는 처프 신호의 선폭 T가 0.25~1.5msec일 때, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp;1~5MHz)와, 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 평균한 결과(Ave SNR chirp)를 나타낸 도면이다. 도 7의 결과는 0.25~1.5msec 중 어느 하나의 선폭에서, 주파수가 1MHz에서 5MHz로 선형적으로 증가하는 단일 개의 처프 신호를 처리장치(300)가 광원(100)을 통해 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 광음향 신호를 상기 수학식 7 및 8을 이용하여 계산하고, 상기 수학식 7 및 8의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp)를 계산한 것이다. 여기서, 처리장치(300)에 의해 이루어지는 상기 수학식 7 및 8의 계산은, 수학식 10에 따른 처프 신호의 세기 I chirp(t)를 푸리에 변환하여 입사빔 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-110
를 계산한 뒤, 수학식 7 및 8에 나타나 있는 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-110-2
로 하여 이루어진 것이다.
참고로, 처프 신호의 경우에는 주어진 선폭 T 안에서 처프 신호의 주파수가 연속적으로 변해야 한다. 다만, 광원(100)에서 방출되는 처프 신호의 샘플링 속도(sampling rate)는 한정적이기 때문에, 예를 들어 0.25msec의 선폭에서 1MHz에서 5MHz까지 변하는 처프 신호를 방출하는 광원(100)을 실제로 구현하기는 매우 어렵다. 이에 따라, 실제 주파수 영역 광음향 측정에서는 처프 신호의 선폭을 통상적으로 1msec 이상으로 한다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
도 8a는 선폭 T=250μsec일 때 주파수가 1MHz에서 5MHz까지 변하는 처프 신호가 광 흡수체(20)에 흡수될 경우, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호를 처리장치(300)가
Figure WO-DOC-FIGURE-112
로 정합 필터링을 하였을 때 잡음이 포함되지 않은 이상적인 광음향 신호를 나타낸 도면이다. 그리고 도 8b는 선폭 T=250μsec일 때 주파수가 1MHz에서 5MHz까지 변하는 처프 신호가 광 흡수체(20)에 흡수될 경우, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호를 처리장치(300)가
Figure WO-DOC-FIGURE-112-2
로 정합 필터링을 하였을 때 잡음이 포함된 광음향 신호를 나타낸 도면이다.
도 8a 및 도 8b에 의하면, 20mm의 초점 거리를 갖는 광음향 측정기(200)로 광음향 신호를 측정했기 때문에, 광음향 신호의 피크 값이 13.33μsec(= 20mm / 1500m/s)일 때 나타난다는 것을 확인할 수 있다.
앞에서는 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시켜 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 계산하였지만, 이번에는 수학식 11에 나타낸 정현파 신호 다수 개를 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 계산하였다.
상기 계산 과정에서는, 먼저 처리장치(300)가 광원(100)을 통해 방출될 정현파 신호의 특정 주파수 구간을 예를 들어 1~5MHz로 설정할 수 있다. 이후 처리장치(300)는 상기 특정 주파수 구간 내에서 N개(여기서, N은 2이상의 자연수)의 주파수를 선택해서, 그 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각을 광원(100)을 통해 방출되도록 할 수 있다. 즉, 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 정현파 신호의 주파수를 상이하게 다수 개 선택할 수 있다.
광원(100)은 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각을 광 확산 매체(10)로 방출하여, 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수시킬 수 있다. 이에 따라, 광 흡수체(20)에서는 정현파 형태의 광음향 신호가 발생하게 되며, 광음향 측정기(200)는 상기 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각이 광 흡수체(20)에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 측정할 수 있다. 이후 처리장치(300)는 광음향 측정기(200)에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 정합 필터링 처리함으로써, 광 흡수체(20)에서 발생하는 광음향 신호의 최종값을 획득할 수 있다.
광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 다수 개의 정현파 광음향 신호에 대해 처리장치(300)가 정합 필터링 처리를 하는 방법으로는 결맞음(coherent) 합산 방법과 비결맞음(incoherent) 합산 방법이 있다.
우선, 결맞음 합산 방법은 다음의 수학식 13 및 14와 같이, 처리장치(300)가 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 다수 개의 광음향 신호(여기서, 각각의 광음향 신호에는 광 흡수체(20)로부터 발생한 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호과, 광음향 잡음값이 혼합되어 있음)를 주파수 영역에서 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하고, 이후 상기 광음향 신호 합산값을 상기 광원(100)을 통해 방출되는 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호를 이용해서 정합 필터링 처리하는 방법이다. 여기서, 상기 정합 필터링 처리는, 아래에서 설명하는 바와 같이, 처리장치(300)가 주파수 영역에서 상기 광원(100)을 통해 방출되는 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 정현파 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해 이루어질 수 있다.
다음의 수학식 13은 처리장치(300)가 주파수 영역에서, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호 중 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호에 대해 결맞음 합산 방법으로 정합 필터링 처리하는 방법에 관한 것이다.
[수학식 13]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-122
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 13에서
Figure WO-DOC-FIGURE-123-1
는 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호에 대해 정합 필터링 처리된 값이고,
Figure WO-DOC-FIGURE-123-2
는 주파수 영역에서 다수 개의 이상적인 광음향 신호를 합산한 이상적인 광음향 신호 합산값이며,
Figure WO-DOC-FIGURE-123-3
는 정합 필터링 함수의 합산값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
상술한 바와 같이, 주파수 영역 광음향 측정에서는 정합 필터링을 위해 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-124-1
로 하는 것이 바람직하며, 이에 따라 수학식 13에서 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-124-00
는
Figure WO-DOC-FIGURE-124-01
로 하는 것이 바람직하다. 여기서
Figure WO-DOC-FIGURE-124-3
는 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한
Figure WO-DOC-FIGURE-124-4
(즉, 입사빔 스펙트럼)의 컨쥬게이트값이다. 즉, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 정현파 신호 컨쥬게이트 합산값
Figure WO-DOC-FIGURE-124-5
에 의해, 다수 개의 이상적인 광음향 신호 합산값
Figure WO-DOC-FIGURE-124-6
의 정합 필터링 처리를 할 수 있다.
그리고 다음의 수학식 14는 처리장치(300)가 주파수 영역에서, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호 중 광음향 잡음값에 대해 결맞음 합산 방법으로 정합 필터링 처리하는 방법에 관한 것이다.
[수학식 14]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-127
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 14에서
Figure WO-DOC-FIGURE-128-1
는 광음향 잡음값에 대해 정합 필터링 처리된 값이고,
Figure WO-DOC-FIGURE-128-2
는 주파수 영역에서 다수 개의 정현파 광음향 잡음값을 합산한 광음향 잡음 합산값이며,
Figure WO-DOC-FIGURE-128-3
는 정합 필터링 함수의 합산값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 14에서도 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-129-1
일 수 있으며, 이에 따라 정합 필터링 함수의 합산값
Figure WO-DOC-FIGURE-124-00
는
Figure WO-DOC-FIGURE-124-01
일 수 있다. 여기서,
Figure WO-DOC-FIGURE-124-3
는 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한
Figure WO-DOC-FIGURE-129-4
(즉, 입사빔 스펙트럼)의 컨쥬게이트값이다. 즉, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각의 컨쥬게이트값의 합산값
Figure WO-DOC-FIGURE-129-5
에 의해, 광음향 잡음 합산값
Figure WO-DOC-FIGURE-129-6
의 정합 필터링 처리를 할 수 있다.
다음으로, 비결맞음 합산 방법은 다음의 수학식 15 및 16과 같이, 처리장치(300)가 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 정현파 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출하고, 상기 산출한 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산하는 방법이다. 여기서, 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리는, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 정현파 신호의 컨쥬게이트값에 의해 이루어질 수 있다.
다음의 수학식 15는 처리장치(300)가 주파수 영역에서, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호 중 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호에 대해 비결맞음 합산 방법으로 정합 필터링 처리하는 방법에 관한 것이다.
[수학식 15]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-133
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 15에서
Figure WO-DOC-FIGURE-134-1
는 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호에 대해 정합 필터링 처리된 값이고,
Figure WO-DOC-FIGURE-134-2
는 각각의 주파수를 갖는 정현파 신호로 인해 광음향 측정기(200)로 측정되는 이상적인 광음향 신호이며,
Figure WO-DOC-FIGURE-134-3
는 상기 이상적인 광음향 신호를 정합 필터링하기 위한 정합 필터링 함수이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
그리고 수학식 15에서
Figure WO-DOC-FIGURE-135-1
는 광음향 측정기(200)로 측정되는 이상적인 광음향 신호를 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-135-2
로 정합 필터링 처리를 한 유닛 광음향 스펙트럼이고,
Figure WO-DOC-FIGURE-135-3
는 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개(즉, N개)를 합산한 값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
상술한 바와 같이, 주파수 영역 광음향 측정에서는 정합 필터링을 위해 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-136
로 하는 것이 바람직하며, 여기서
Figure WO-DOC-FIGURE-136-2
는 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한
Figure WO-DOC-FIGURE-136-3
(즉, 입사빔 스펙트럼)의 컨쥬게이트값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
즉, 처리장치(300)는 주파수 영역에서, 각각의 이상적인 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 정현파 신호의 컨쥬게이트값에 의해 각각의 이상적인 광음향 신호의 정합 필터링 처리를 하여 이상적인 유닛 광음향 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-137-1
다수 개를 산출할 수 있으며, 이후 상기 이상적인 유닛 광음향 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-137-2
다수 개를 합산하여 최종적인 광음향 신호를 획득할 수 있다.
다음의 수학식 16은 처리장치(300)가 주파수 영역에서, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 광음향 신호 중 광음향 잡음값에 대해 비결맞음 합산 방법으로 정합 필터링 처리를 하는 방법에 관한 것이다.
[수학식 16]
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
Figure WO-DOC-FIGURE-140
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 16에서
Figure WO-DOC-FIGURE-141-1
는 광음향 잡음값에 대해 정합 필터링 처리된 값이고,
Figure WO-DOC-FIGURE-141-2
는 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 잡음값이며,
Figure WO-DOC-FIGURE-141-3
는 정합 필터링 함수이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
수학식 16에서도 정합 필터링 함수
Figure WO-DOC-FIGURE-142-1
일 수 있으며, 여기서
Figure WO-DOC-FIGURE-142-2
는 입사빔의 세기 I(t)를 주파수 영역에서 푸리에 변환한
Figure WO-DOC-FIGURE-142-3
(즉, 입사빔 스펙트럼)의 컨쥬게이트값이다.
[규칙 제91조에 의한 정정 16.06.2020]　
즉, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 각각의 광음향 잡음값을 발생시키는데 기인한 정현파 신호의 컨쥬게이트값에 의해, 각각의 광음향 잡음값에 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 잡음 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-143-1
다수 개를 산출할 수 있으며, 이후 상기 유닛 광음향 잡음 스펙트럼
Figure WO-DOC-FIGURE-143-2
다수 개를 합산하여 광음향 잡음값을 획득할 수 있다.
도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법의 흐름도이다.
처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 정현파 신호의 주파수 구간을, 앞서 도 7에 나타낸 처프 신호의 주파수 구간과 마찬가지로 1~5MHz로 설정할 수 있다. 이후 처리장치(300)는 상기 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 광원(100)을 통해 방출될 N(여기서, N은 2이상의 자연수임)개의 주파수를 상이하게 선택할 수 있다(S110). 이 경우 광원(100)에서는 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각을 광 확산 매체(10)로 순차적으로 방출하여, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수시킬 수 있다(S120). 예를 들어, 처리장치(300)는 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 정현파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 할 수 있다.
광원(100)이 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각을 광 확산 매체(10)로 방출할 경우, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에서는 정현파 형태의 광음향 신호가 발생하게 된다. 이때 광음향 측정기(200)는 상기 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각이 상기 광 흡수체(20)에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 측정한다(S130). 이후 처리장치(300)는 상기 광음향 측정기(200)에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리함으로써(S140), 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있다.
구체적으로, 처리장치(300)는 상기 수학식 13 및 14를 통해 설명한 바와 같이(즉, 결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하고(S141), 이후 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호를 이용해서 정합 필터링 처리할 수 있다(S142). 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수를 갖는 정현파 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 정현파 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리를 할 수 있다.
또는, 처리장치(300)는 상기 수학식 15 및 16을 통해 설명한 바와 같이(즉, 비결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 정현파 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다(S143). 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 정현파 신호의 컨쥬게이트값에 의해 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리를 하여, 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다. 이후, 처리장치(300)는 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산할 수 있다(S144).
도 10은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 10은 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 cos fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 cos fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 정현파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 13 및 14로 계산하고, 상기 수학식 13 및 14의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)를 계산한 것이다.
그리고 도 11은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 11은 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 cos fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 cos fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 정현파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 15 및 16으로 계산하고, 상기 수학식 15 및 16의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)를 계산한 것이다.
정현파 신호는 처프 신호와 달리 시간에 따라 주파수의 변동이 없으므로, 정현파 신호의 선폭을 처프 신호의 선폭에 비해 매우 짧게 설정할 수 있다. 이에 따라, 도 10 및 도 11의 경우에는 정현파 신호의 선폭 T를 0.02~0.5msec로 정하였다.
도 10에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp)에 비해 크다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 11에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 비결맞음 합산 방법으로 계산한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 계산한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp), 그리고 도 9에 나타낸 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)에 비해 매우 크다는 것을 알 수 있다.
한편, 선폭 T=20μsec이고, 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 총 71개(Δν=0.057MHz)의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 결맞음 합산 방법으로 계산된, 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호(PA coherent signal)와 잡음이 포함된 광음향 신호(Noisy PA coherent signal)를 도 12a와 도 12b에 각각 나타냈다. 도 12a에서 13.33μsec의 위치에 있는 값은 이상적인 광음향 신호의 피크 값이고, 그 우측에서 상기 이상적인 광음향 신호의 피크 값보다 작은 피크를 갖는 값은 각각의 광음향 신호와 정합 필터링 함수 간의 연관(correlation) 과정에서 발생한 것이다. 도 12a 및 도 12b에 의하면, 20mm의 초점 거리를 갖는 광음향 측정기(200)로 광음향 신호를 측정했기 때문에, 광음향 신호의 피크 값이 13.33μsec(= 20mm / 1500m/s)일 때 나타난다는 것을 확인할 수 있다.
또한, 선폭 T=20μsec이고, 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 총 71개(Δν=0.057MHz)의 상이한 주파수를 갖는 정현파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 비결맞음 합산 방법으로 계산된, 잡음이 없는 이상적인 광음향 신호(PA incoherent signal)와 잡음이 포함된 광음향 신호(Noisy PA incoherent signal)를 도 13a와 도 13b에 각각 나타냈다. 도 13a에서 13.33μsec의 위치에 있는 값은 이상적인 광음향 신호의 피크 값이고, 그 우측에서 상기 이상적인 광음향 신호의 피크 값보다 작은 피크를 갖는 값은 각각의 광음향 신호와 정합 필터링 함수 간의 연관 과정에서 발생한 것이다. 도 13a 및 도 13b에 의하면, 20mm의 초점 거리를 갖는 광음향 측정기(200)로 광음향 신호를 측정했기 때문에, 광음향 신호의 피크 값이 13.33μsec(= 20mm / 1500m/s)일 때 나타난다는 것을 확인할 수 있다.
이와 같이 다수 개의 정현파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킬 수도 있지만, 다수 개의 정현파 신호 대신 다수 개의 구형파 신호나 다수 개의 톱니파 신호와 같이 다른 형태의 주기 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤, 처리장치가 광음향 측정기에 의해 측정되는 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리함으로써, 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수도 있다.
구체적으로, 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 구형파 신호(또는, 톱니파 신호)의 주파수 구간을, 앞서 도 7에 나타낸 처프 신호의 주파수 구간과 마찬가지로 1~5MHz로 설정할 수 있다. 이후 처리장치(300)는 상기 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 광원(100)을 통해 방출될 N(여기서, N은 2이상의 자연수임)개의 주파수를 상이하게 선택할 수 있다. 이 경우 광원(100)에서는 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호) 각각을 광 확산 매체(10)로 순차적으로 방출하여, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수시킬 수 있다. 예를 들어, 처리장치(300)는 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호) 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 할 수 있다.
광원(100)이 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호) 각각을 광 확산 매체(10)로 방출할 경우, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에서는 구형파 형태(또는, 톱니파 형태)의 광음향 신호가 발생하게 된다. 이때 광음향 측정기(200)는 상기 다수 개의 주파수를 갖는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호) 각각이 상기 광 흡수체(20)에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 측정한다. 이후 처리장치(300)는 상기 광음향 측정기(200)에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리함으로써, 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있다.
구체적으로, 처리장치(300)는 상기 수학식 13 및 14를 통해 설명한 바와 동일한 방식으로(즉, 결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하고, 이후 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수를 갖는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호)를 이용해서 정합 필터링 처리할 수 있다. 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수를 갖는 구형파 신호(또는, 톱니파 신호) 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 구형파 신호(또는, 톱니파 신호)의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리를 할 수 있다.
또는, 처리장치(300)는 상기 수학식 15 및 16을 통해 설명한 바와 동일한 방식으로(즉, 비결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 구형파 신호(또는, 톱니파 신호)를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다. 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 구형파 신호(또는, 톱니파 신호)의 컨쥬게이트값에 의해 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리를 하여, 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다. 이후, 처리장치(300)는 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산할 수 있다.
도 14는 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 14는 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 rect fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 rect fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 구형파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 13 및 14로 계산하고, 상기 수학식 13 및 14의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)를 계산한 것이다.
그리고 도 15는 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 15는 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 rect fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 rect fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 구형파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 15 및 16으로 계산하고, 상기 수학식 15 및 16의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)를 계산한 것이다.
구형파 신호는 처프 신호와 달리 시간에 따라 주파수의 변동이 없으므로, 구형파 신호의 선폭을 처프 신호의 선폭에 비해 매우 짧게 설정할 수 있다. 이에 따라, 도 14 및 도 15의 경우에 구형파 신호의 선폭 T를 0.02~0.5msec로 정하였다.
도 14에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp)에 비해 크다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 15에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 구형파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp), 그리고 도 14에 나타낸 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)에 비해 매우 크다는 것을 알 수 있다.
도 16은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 16은 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 sawtooth fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 sawtooth fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 톱니파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 13 및 14로 계산하고, 상기 수학식 13 및 14의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)를 계산한 것이다.
그리고 도 17은 다수 개의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 17은 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 N=51개(주파수 간 간격 Δν=0.08MHz)의 주파수(51 sawtooth fcns) 또는 N=71개(Δν=0.057MHz)의 주파수(71 sawtooth fcns)를 선택해서, 각 주파수에 해당하는 톱니파 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 15 및 16으로 계산하고, 상기 수학식 15 및 16의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)를 계산한 것이다.
톱니파 신호는 처프 신호와 달리 시간에 따라 주파수의 변동이 없으므로, 톱니파 신호의 선폭을 처프 신호의 선폭에 비해 매우 짧게 설정할 수 있다. 이에 따라, 도 16 및 도 17의 경우에 톱니파 신호의 선폭 T를 0.02~0.5msec로 정하였다.
도 16에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp)에 비해 크다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 17에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 51개 또는 71개)의 상이한 주파수를 갖는 톱니파 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR incoherent)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp), 그리고 도 16에 나타낸 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR coherent)에 비해 매우 크다는 것을 알 수 있다.
앞에서는 처리장치(300)가 광원(100)을 통해 방출될 주기 신호(즉, 정현파 신호, 구형파 신호 또는 톱니파 신호)의 주파수 구간을 1~5MHz로 설정하였고, 그 주파수 구간 내에서 N=51개 또는 N=71개의 주파수를 동일한 간격으로 선택하였다. 하지만 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 상기 주기 신호의 주파수 구간을 1~5MHz 이외의 구간으로 설정할 수 있고, 주파수의 개수도 얼마든지 다양하게 선택할 수 있으며, 다수 개의 주파수를 반드시 동일한 간격으로 선택할 필요가 없고, 선택되는 다수 개 주파수의 위상 역시 반드시 동일하게 할 필요도 없다.
즉, 처리장치(300)가 주파수 구간, 주파수의 선택 개수, 다수 개의 주파수 간 간격 또는 다수 개 주파수의 위상을 앞서 설명한 예와 달리하더라도, 주기 신호(예를 들어, 정현파 신호, 구형파 신호 또는 톱니파 신호 등) 다수 개를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호를 처리장치(300)가 결맞음 합산 방법 또는 비결맞음 합산 방법으로 처리할 경우에는, 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시키는 경우(도 7 참고)에 비해, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있음이 확인되었다.
도 18은 본 발명의 제2 실시예에 따른 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법의 흐름도이다. 본 발명의 제1 실시예에서는 다수 개의 주기 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시켰으나, 본 발명의 제2 실시예에서는 다수 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시키는 점에서 차이가 있다.
처리장치(300)는 우선 광원(100)을 통해 방출될 처프 신호의 주파수 범위를 상이하게 다수 개 선택할 수 있다(S210). 예를 들어, 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 각 처프 신호의 주파수 범위를 1~5MHZ 내에서 M개로 나눈 것으로 선택할 수 있다. 만일 M이 8인 경우, 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 각 처프 신호의 주파수 범위를 1~1.5MHz, 1.5~2MHz, 2~2.5MHz, 2.5~3MHz, 3~3.5MHz, 3.5~4MHz, 4~4.5MHz, 4.5~5MHz와 같이 선택할 수 있다. 만일 M이 16인 경우, 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 각 처프 신호의 주파수 범위를 1~1.25MHz, 1.25~1.5MHz, 1.5~1.75MHz, 1.75~2MHz, 2~2.25MHz, 2.25~2.5MHz, 2.5~2.75MHz, 2.75~3MHz, 3~3.25MHz, 3.25~3.5MHz, 3.5~3.75MHz, 3.75~4MHz, 4~4.25MHz, 4.25~4.5MHz, 4.5~4.75MHz, 4.75~5MHz와 같이 선택할 수 있다.
이 경우 광원(100)에서는 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각을 광 확산 매체(10)로 순차적으로 방출하여, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에 흡수시킬 수 있다(S220) .
광원(100)이 상기 처리장치(300)에 의해 선택된 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각을 광 확산 매체(10)로 방출할 경우, 상기 광 확산 매체(10)의 내부에 위치하는 광 흡수체(20)에서는 처프 형태의 광음향 신호가 발생하게 된다. 이때 광음향 측정기(200)는 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각이 상기 광 흡수체(20)에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 측정한다(S230). 이후 처리장치(300)는 상기 광음향 측정기(200)에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리함으로써(S240), 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있다.
상술한 바와 같이, 광음향 측정기(200)에 의해 측정되는 다수 개의 광음향 신호에 대해 처리장치(300)가 정합 필터링 처리를 하는 방법으로는 결맞음 합산 방법과 비결맞음 합산 방법이 있다.
구체적으로, 처리장치(300)는 상기 수학식 13 및 14를 통해 설명한 바와 동일한 방식으로(즉, 결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하고(S241), 이후 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리할 수 있다(S242). 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 처프 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리를 할 수 있다.
또는, 처리장치(300)는 상기 수학식 15 및 16을 통해 설명한 바와 동일한 방식으로(비결맞음 합산 방법), 주파수 영역에서 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다(S243). 여기서, 처리장치(300)는 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 처프 신호의 컨쥬게이트값에 의해 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리를 하여, 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출할 수 있다. 이후, 처리장치(300)는 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산할 수 있다(S244).
도 19는 다수 개의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 19는 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 M=8개의 주파수 범위(8 chirp signals) 또는 M=16개의 주파수 범위(16 chirp signals)를 선택해서, 각 주파수 범위에 해당하는 처프 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 13 및 14로 계산하고, 상기 수학식 13 및 14의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(coherent SNR chirp)를 계산한 것이다.
그리고 도 20은 다수 개의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체에 흡수시킨 뒤, 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 20은 처리장치(300)가 1~5MHz의 주파수 구간 내에서 M=8개의 주파수 범위(8 Chirp signals) 또는 M=16개의 주파수 범위(16 Chirp signals)를 선택해서, 각 주파수 범위에 해당하는 처프 신호 다수 개가 광원(100)을 통해 순차적으로 방출되도록 한 뒤, 광음향 측정기(200)가 측정한 다수 개의 광음향 신호를 상기 수학식 15 및 16으로 계산하고, 상기 수학식 15 및 16의 계산 결과를 수학식 9에 대입하여 상기 광음향 신호의 신호 대 잡음비(incoherent SNR chirp)를 계산한 것이다.
도 19에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 8개 또는 16개)의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(coherent SNR chirp)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp)에 비해 크다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 20에서 알 수 있듯이, 다수 개(예를 들어, 8개 또는 16개)의 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 비결맞음 합산 방법으로 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(incoherent SNR chirp)는, 도 7에 나타낸 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤 획득한 광음향 신호의 신호 대 잡음비(SNR chirp), 그리고 도 19에 나타낸 광음향 신호의 신호 대 잡음비(coherent SNR chirp)에 비해 매우 크다는 것을 알 수 있다.
앞에서는 처리장치(300)가 광원(100)을 통해 방출될 처프 신호의 주파수 구간을 1~5MHz로 설정하였고, 그 주파수 구간 내에서 M=8개 또는 M=16개의 주파수 범위를 동일한 간격으로 선택하였다. 하지만 처리장치(300)는 광원(100)을 통해 방출될 처프 신호의 주파수 구간을 1~5MHz 이외의 구간으로 설정할 수 있고, 주파수의 개수도 얼마든지 다양하게 선택할 수 있으며, 다수 개의 주파수 범위를 반드시 동일한 간격으로 선택할 필요가 없고, 선택되는 다수 개 주파수 범위에서의 주파수 위상 역시 반드시 동일하게 할 필요도 없다.
즉, 처리장치(300)가 주파수 구간, 주파수의 선택 개수, 다수 개의 주파수 범위 간 간격 또는 다수 개 주파수 범위에서의 주파수 위상을 앞서 설명한 예와 달리하더라도, 상이한 주파수 범위를 갖는 처프 신호 다수 개를 광 흡수체(20)에 흡수시킨 뒤, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호를 처리장치(300)가 결맞음 또는 비결맞음 합산 방법으로 처리할 경우에는, 단일 개의 처프 신호를 광 흡수체(20)에 흡수시키는 경우(도 7 참고)에 비해, 광음향 측정기(200)로 측정되는 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시킬 수 있음이 확인되었다.
이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 청구범위의 의미, 범위 및 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 내지 변형된 형태는 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
[부호의 설명]
10: 광 확산 매체
20: 광 흡수체
100: 광원
200: 광음향 측정기
300: 처리장치

Claims (10)

  1. (a) 처리장치가 광원을 통해 방출될 주기 신호의 주파수를 상이하게 다수 개 선택하는 단계;
    (b) 상기 광원이 상기 처리장치에 의해 선택된 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각을 광 확산 매체로 방출하여, 상기 광 확산 매체의 내부에 위치하는 광 흡수체에 흡수시키는 단계;
    (c) 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각이 상기 광 흡수체에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 광음향 측정기가 측정하는 단계; 및
    (d) 상기 처리장치가 상기 광음향 측정기에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 (d) 단계는,
    (d11) 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하는 단계; 및
    (d12) 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호를 이용해서 정합 필터링 처리하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 (d12) 단계는,
    상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수를 갖는 주기 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 주기 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 (d) 단계는,
    (d21) 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 주기 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출하는 단계; 및
    (d22) 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 (d21) 단계는,
    상기 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 주기 신호의 컨쥬게이트값에 의해, 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  6. (a') 처리장치가 광원을 통해 방출될 처프 신호의 주파수 범위를 상이하게 다수 개 선택하는 단계;
    (b') 상기 광원이 상기 처리장치에 의해 선택된 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각을 광 확산 매체로 방출하여, 상기 광 확산 매체의 내부에 위치하는 광 흡수체에 흡수시키는 단계;
    (c') 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각이 상기 광 흡수체에 흡수됨에 따라 발생하는 다수 개의 광음향 신호를 광음향 측정기가 측정하는 단계; 및
    (d') 상기 처리장치가 상기 광음향 측정기에 의해 측정된 다수 개의 광음향 신호를 주파수 영역에서 처리하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 (d') 단계는,
    (d11') 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호를 합산하여 광음향 신호 합산값을 산출하는 단계; 및
    (d12') 상기 광음향 신호 합산값을, 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 (d12') 단계는,
    상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 주파수 범위를 갖는 처프 신호 각각의 컨쥬게이트값을 합산한 처프 신호의 컨쥬게이트 합산값에 의해, 상기 광음향 신호 합산값의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 (d') 단계는,
    (d21') 상기 주파수 영역에서 상기 다수 개의 광음향 신호 각각을, 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 처프 신호를 이용해서 정합 필터링 처리를 하여 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 산출하는 단계; 및
    (d22') 상기 유닛 광음향 스펙트럼 다수 개를 합산하는 단계;를 포함하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 (d21') 단계는,
    상기 주파수 영역에서 상기 각각의 광음향 신호를 발생시키는데 기인한 상기 처프 신호의 컨쥬게이트값에 의해, 상기 각각의 광음향 신호의 정합 필터링 처리가 이루어지는 것을 특징으로 하는 주파수 영역 광음향 측정에서 광음향 신호의 신호 대 잡음비를 향상시키는 방법.
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