WO2021137328A1 - 무선 통신 시스템에서 레이트 매칭을 이용하여, 폴라 코딩에 기초한 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 레이트 매칭을 이용하여, 폴라 코딩에 기초한 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2021137328A1
WO2021137328A1 PCT/KR2019/018817 KR2019018817W WO2021137328A1 WO 2021137328 A1 WO2021137328 A1 WO 2021137328A1 KR 2019018817 W KR2019018817 W KR 2019018817W WO 2021137328 A1 WO2021137328 A1 WO 2021137328A1
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WO
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length
bits
signal
polar code
transmitting
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PCT/KR2019/018817
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English (en)
French (fr)
Inventor
노광석
김봉회
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엘지전자 주식회사
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication, and more particularly, to a method and apparatus for performing channel coding based on polar coding using rate matching.
  • Polar code has been recently studied by many researchers and has been adopted as a standard technology for 5G wireless communication systems. Although various studies on polar codes have been made in the existing literature, the following limitations exist.
  • the receiver of the wireless communication system measures the channel and performs decoding using the channel measurement value.
  • the transmitter needs to transmit a relatively large number of pilot signals for channel measurement, and thus the overhead is generally not small.
  • performance optimization can be considered from the overall system point of view by separately processing the pilot signal transmission problem and the error correction code problem.
  • the present disclosure provides a method and apparatus for performing channel coding using rate matching based on polar coding.
  • the first output bit stream having the length N includes the pilot bits having the length L and the coding bits having the length NL, and in the second output bit stream having the length M, two of the length L pilot bits are selected.
  • the distance between bits may be constant.
  • the position of each of the length L pilot bits in the second output bit stream having the length M may be determined according to the following equation.
  • Position S + function ( M / L ) * m.
  • the S may indicate a start position
  • the function may be a rounding function or a rounding function
  • m (0 ⁇ m ⁇ L ) may indicate an index of each of the pilot bits having the length L.
  • the size N polar code corresponds to the following N ⁇ N matrix G,
  • the following equation may be satisfied between the input bit string u having the length N and the first output bit string y having the length N.
  • the known bit stream having the length L may be sequentially filled from the highest index of the input bit stream u having the length N.
  • Some bits of the first output bit stream having the length N may be punctured, and the punctured bits may be sequentially arranged from a position having the smallest index of the first output bit string having the length N.
  • Some bits of the first output bit stream of length N may be shortened, and some of the shortened bits may be sequentially arranged from a position where an index of the first output bit string of length N is the largest.
  • the pilot bits having the length L corresponding to the known bits having the length L may be arranged from the next index of the shortened partial bits of the first output bit stream having the length N.
  • Some bits of the first output bit string having the length N may be repeated, and the first output bit string having the length N and the repeated partial bits may be included in the second output bit string having the length M(M>N).
  • a first apparatus for transmitting a signal using polar coding to a second apparatus includes: a transceiver; Memory; and at least one processor coupled to the transceiver and the memory, wherein the at least one processor comprises a data bit sequence of length K and a known bit sequence of length L.
  • the first device may be mounted on an autonomous driving device that communicates with at least one of a mobile terminal, a base station, and an autonomous driving vehicle.
  • channel coding can be efficiently performed by performing channel coding based on polar coding.
  • the present disclosure provides a method for improving the performance of a wireless communication system using polar coding.
  • a polar code-based HARQ method is provided for performance improvement.
  • the present disclosure proposes a method for effectively performing channel measurement and polar decoding at the same time.
  • the present disclosure may provide a method of improving performance by combining a non-orthogonal multiple access (NOMA) system, which has recently been spotlighted as a standard technology of a 5G wireless communication system, and polar coding.
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • FIG. 1A illustrates a communication system applied to the present invention.
  • FIG. 1B illustrates a wireless device that can be applied to the present invention.
  • FIG. 1C shows another example of a wireless device to which the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a frame structure in NR.
  • 3 shows an example of a resource grid in NR.
  • 4 is a diagram for explaining carrier aggregation.
  • 5 is a diagram for explaining cross-carrier scheduling.
  • FIG. 6 illustrates the states of cells in a system supporting carrier aggregation.
  • FIG. 7 is an exemplary diagram for explaining a channel coding method according to the present disclosure.
  • FIG 8 and 9 are exemplary views for explaining a modulation method according to the present disclosure.
  • 10A and 10B illustrate that, in the channel coding method using polar coding according to the present disclosure, when a pilot is used for a codeword of a polar code, performance is improved compared to when puncturing is used. It is an example diagram for
  • 11A and 11B are exemplary diagrams for explaining an operator for decoding a min-sum method of a successive cancellation algorithm (SC) of a polar code according to the present disclosure.
  • 12A and 12B are exemplary diagrams for explaining the minimum-sum decoding result by the minimum-sum decoding operator.
  • FIG. 13 is an exemplary diagram for explaining a physical channel of a 3GPP system and a general signal transmission/reception method using the same.
  • 14A is an exemplary diagram for explaining an SSB structure.
  • 15 is an exemplary diagram for explaining a channel combining process and a channel separation process in the encoding method of polar coding according to the present disclosure.
  • 16A, 16B, 16C, 16D, and 16E are exemplary views for explaining a polarization tendency according to a channel length N according to the present disclosure.
  • 17 is an exemplary diagram illustrating a base module in polar coding according to the present disclosure.
  • 19 is an HARQ method using non-systematic polar coding based on channel polarization maximization and selective retransmission when two information blocks are transmitted, the first information block is decoded without error, and the second information block is error-prone. It is an example diagram for explanation.
  • FIG. 20 illustrates an HARQ method using systematic polar coding combining channel polarization maximization and selective retransmission when the first information block is decoded without an error and an error occurs in the second information block in the case of transmitting two information blocks. It is an example diagram for
  • 21 is an exemplary diagram for explaining a method of increasing channel coding efficiency by combining channel estimation and systematic polar coding.
  • 22 is an exemplary diagram for explaining a method of combining channel measurement and a systematic polar code according to the present disclosure.
  • 23 is an exemplary diagram for explaining a method of combining channel measurement and an unsystematic polar code according to the present disclosure.
  • 24 is an exemplary diagram for explaining a method of applying puncturing or shortening to a circular buffer.
  • 25 is an exemplary diagram for explaining polar coding according to the present disclosure.
  • 26 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a puncturing method according to the present disclosure.
  • FIG. 27 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a shortening method according to the present disclosure.
  • FIG. 28 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a repetition method according to the present disclosure.
  • 29 is an exemplary diagram for explaining an interleaver for uniformly distributing pilot bits according to the present disclosure.
  • FIG. 30 is an exemplary diagram for explaining a method of transmitting a signal using a polar code according to the present disclosure.
  • 31 is an exemplary diagram for explaining a method of receiving a signal using a polar code according to the present disclosure.
  • a terminal refers to a mobile or fixed user end device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), and an advanced mobile station (AMS).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • the base station collectively refers to any node of a network end that communicates with the terminal, such as a Node B, an eNode B, a base station, and an access point (AP).
  • a terminal or user equipment may receive information from a base station through a downlink, and the terminal may also transmit information through an uplink.
  • Information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist depending on the type of information transmitted or received by the terminal and use.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • CDMA may be implemented with a radio technology such as Universal Terrestrial Radio Access (UTRA) or CDMA2000.
  • TDMA may be implemented with a radio technology such as Global System for Mobile communications (GSM)/General Packet Radio Service (GPRS)/Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • OFDMA may be implemented with a radio technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, Evolved UTRA (E-UTRA), and the like.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • 3GPP (3rd Generation Partnership Project) long term evolution (LTE) is a part of Evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, and employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced is an evolved version of 3GPP LTE.
  • FIG. 1A illustrates a communication system applied to the present invention.
  • a communication system 1 applied to the present invention includes a wireless device, a base station, and a network.
  • the wireless device refers to a device that performs communication using a radio access technology (eg, 5G NR (New RAT), LTE (Long Term Evolution)), and may be referred to as a communication/wireless/5G device.
  • a radio access technology eg, 5G NR (New RAT), LTE (Long Term Evolution)
  • the wireless device includes a robot 100a, a vehicle 100b-1, 100b-2, an eXtended Reality (XR) device 100c, a hand-held device 100d, and a home appliance 100e. ), an Internet of Things (IoT) device 100f, and an AI device/server 400 .
  • XR eXtended Reality
  • IoT Internet of Things
  • the vehicle may include a vehicle equipped with a wireless communication function, an autonomous driving vehicle, a vehicle capable of performing inter-vehicle communication, and the like.
  • the vehicle may include an Unmanned Aerial Vehicle (UAV) (eg, a drone).
  • UAV Unmanned Aerial Vehicle
  • XR devices include AR (Augmented Reality)/VR (Virtual Reality)/MR (Mixed Reality) devices, and include a Head-Mounted Device (HMD), a Head-Up Display (HUD) provided in a vehicle, a television, a smartphone, It may be implemented in the form of a computer, a wearable device, a home appliance, a digital signage, a vehicle, a robot, and the like.
  • the portable device may include a smart phone, a smart pad, a wearable device (eg, a smart watch, smart glasses), a computer (eg, a laptop computer), and the like.
  • Home appliances may include a TV, a refrigerator, a washing machine, and the like.
  • the IoT device may include a sensor, a smart meter, and the like.
  • the base station and the network may be implemented as a wireless device, and a specific wireless device 200a may operate as a base station/network node to other wireless devices.
  • the wireless devices 100a to 100f may be connected to the network 300 through the base station 200 .
  • AI Artificial Intelligence
  • the network 300 may be configured using a 3G network, a 4G (eg, LTE) network, or a 5G (eg, NR) network.
  • the wireless devices 100a to 100f may communicate with each other through the base station 200/network 300, but may also communicate directly (e.g. sidelink communication) without passing through the base station/network.
  • the vehicles 100b-1 and 100b-2 may perform direct communication (e.g. Vehicle to Vehicle (V2V)/Vehicle to everything (V2X) communication).
  • the IoT device eg, sensor
  • the IoT device may directly communicate with other IoT devices (eg, sensor) or other wireless devices 100a to 100f.
  • Wireless communication/connection 150a, 150b, and 150c may be performed between the wireless devices 100a to 100f/base station 200 and the base station 200/base station 200 .
  • the wireless communication/connection includes uplink/downlink communication 150a and sidelink communication 150b (or D2D communication), and communication between base stations 150c (eg relay, IAB (Integrated Access Backhaul)).
  • This can be done through technology (eg 5G NR)
  • Wireless communication/connection 150a, 150b, 150c allows the wireless device and the base station/radio device, and the base station and the base station to transmit/receive wireless signals to each other.
  • the wireless communication/connection 150a, 150b, and 150c may transmit/receive signals through various physical channels.
  • various signal processing processes eg, channel encoding/decoding, modulation/demodulation, resource mapping/demapping, etc.
  • resource allocation processes etc.
  • FIG. 1B illustrates a wireless device that can be applied to the present invention.
  • the first wireless device 100 and the second wireless device 200 may transmit/receive wireless signals through various wireless access technologies (eg, LTE, NR).
  • ⁇ first wireless device 100, second wireless device 200 ⁇ is ⁇ wireless device 100x, base station 200 ⁇ of FIG. 1A and/or ⁇ wireless device 100x, wireless device 100x) ⁇ can be matched.
  • the first wireless device 100 includes one or more processors 102 and one or more memories 104 , and may further include one or more transceivers 106 and/or one or more antennas 108 .
  • the processor 102 controls the memory 104 and/or the transceiver 106 and may be configured to implement the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods, and/or flow charts disclosed herein.
  • the processor 102 may process the information in the memory 104 to generate the first information/signal, and then transmit a wireless signal including the first information/signal through the transceiver 106 .
  • the processor 102 may receive the radio signal including the second information/signal through the transceiver 106 , and then store the information obtained from the signal processing of the second information/signal in the memory 104 .
  • the memory 104 may be connected to the processor 102 and may store various information related to the operation of the processor 102 .
  • the memory 104 may provide instructions for performing some or all of the processes controlled by the processor 102 , or for performing the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods, and/or operational flowcharts disclosed herein. may store software code including
  • the processor 102 and the memory 104 may be part of a communication modem/circuit/chip designed to implement a wireless communication technology (eg, LTE, NR).
  • a wireless communication technology eg, LTE, NR
  • the transceiver 106 may be coupled with the processor 102 , and may transmit and/or receive wireless signals via one or more antennas 108 .
  • the transceiver 106 may include a transmitter and/or a receiver.
  • the transceiver 106 may be used interchangeably with a radio frequency (RF) unit.
  • RF radio frequency
  • a wireless device may refer to a communication modem/circuit/chip.
  • the second wireless device 200 includes one or more processors 202 , one or more memories 204 , and may further include one or more transceivers 206 and/or one or more antennas 208 .
  • the processor 202 controls the memory 204 and/or the transceiver 206 and may be configured to implement the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods, and/or operational flowcharts disclosed herein.
  • the processor 202 may process the information in the memory 204 to generate third information/signal, and then transmit a wireless signal including the third information/signal through the transceiver 206 .
  • the processor 202 may receive the radio signal including the fourth information/signal through the transceiver 206 , and then store information obtained from signal processing of the fourth information/signal in the memory 204 .
  • the memory 204 may be connected to the processor 202 and may store various information related to the operation of the processor 202 .
  • the memory 204 may provide instructions for performing some or all of the processes controlled by the processor 202 , or for performing the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods, and/or operational flowcharts disclosed herein. may store software code including
  • the processor 202 and the memory 204 may be part of a communication modem/circuit/chip designed to implement a wireless communication technology (eg, LTE, NR).
  • a wireless communication technology eg, LTE, NR
  • the transceiver 206 may be coupled to the processor 202 and may transmit and/or receive wireless signals via one or more antennas 208 .
  • the transceiver 206 may include a transmitter and/or a receiver.
  • the transceiver 206 may be used interchangeably with an RF unit.
  • a wireless device may refer to a communication modem/circuit/chip.
  • one or more protocol layers may be implemented by one or more processors 102 , 202 .
  • one or more processors 102 , 202 may implement one or more layers (eg, functional layers such as PHY, MAC, RLC, PDCP, RRC, SDAP).
  • the one or more processors 102, 202 may be configured to process one or more Protocol Data Units (PDUs) and/or one or more Service Data Units (SDUs) according to the description, function, procedure, proposal, method, and/or operational flowcharts disclosed herein.
  • PDUs Protocol Data Units
  • SDUs Service Data Units
  • the one or more processors 102 , 202 may generate messages, control information, data, or information according to the description, function, procedure, proposal, method, and/or flow charts disclosed herein.
  • the one or more processors 102, 202 generate signals (eg, baseband signals) including PDUs, SDUs, messages, control information, data or information in accordance with the functions, procedures, proposals and/or methods disclosed herein. , to one or more transceivers 106 and 206 .
  • the one or more processors 102 , 202 may receive signals (eg, baseband signals) from one or more transceivers 106 , 206 , and may be described, functions, procedures, proposals, methods, and/or operational flowcharts disclosed herein. PDUs, SDUs, messages, control information, data, or information may be obtained according to them.
  • One or more processors 102 , 202 may be referred to as a controller, microcontroller, microprocessor, or microcomputer.
  • One or more processors 102, 202 may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs Application Specific Integrated Circuits
  • DSPs Digital Signal Processors
  • DSPDs Digital Signal Processing Devices
  • PLDs Programmable Logic Devices
  • FPGAs Field Programmable Gate Arrays
  • firmware or software which may be implemented to include modules, procedures, functions, and the like.
  • the descriptions, functions, procedures, proposals, methods, and/or flow charts disclosed herein provide that firmware or software configured to perform is included in one or more processors 102 , 202 , or stored in one or more memories 104 , 204 . It may be driven by the above processors 102 and 202 .
  • the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods, and/or flowcharts of operations disclosed herein may be implemented using firmware or software in the form of code, instructions, and/or a set of instructions.
  • One or more memories 104 , 204 may be coupled with one or more processors 102 , 202 and may store various forms of data, signals, messages, information, programs, code, instructions, and/or instructions.
  • One or more memories 104 , 204 may be comprised of ROM, RAM, EPROM, flash memory, hard drives, registers, cache memory, computer readable storage media, and/or combinations thereof.
  • One or more memories 104 , 204 may be located inside and/or external to one or more processors 102 , 202 .
  • one or more memories 104 , 204 may be coupled to one or more processors 102 , 202 through various technologies, such as wired or wireless connections.
  • One or more transceivers 106 , 206 may transmit user data, control information, radio signals/channels, etc. referred to in the methods and/or operational flowcharts herein, to one or more other devices.
  • One or more transceivers 106, 206 may receive user data, control information, radio signals/channels, etc. referred to in the descriptions, functions, procedures, suggestions, methods and/or flow charts, etc. disclosed herein, from one or more other devices. have.
  • one or more transceivers 106 , 206 may be coupled to one or more processors 102 , 202 and may transmit and receive wireless signals.
  • one or more processors 102 , 202 may control one or more transceivers 106 , 206 to transmit user data, control information, or wireless signals to one or more other devices.
  • one or more processors 102 , 202 may control one or more transceivers 106 , 206 to receive user data, control information, or wireless signals from one or more other devices.
  • one or more transceivers 106, 206 may be coupled to one or more antennas 108, 208, and the one or more transceivers 106, 206 may be coupled via one or more antennas 108, 208 to the descriptions, functions, and functions disclosed herein. , procedures, proposals, methods and/or operation flowcharts, etc.
  • one or more antennas may be a plurality of physical antennas or a plurality of logical antennas (eg, antenna ports).
  • the one or more transceivers 106, 206 convert the received radio signal/channel, etc. from the RF band signal to process the received user data, control information, radio signal/channel, etc. using the one or more processors 102, 202. It can be converted into a baseband signal.
  • One or more transceivers 106 and 206 may convert user data, control information, radio signals/channels, etc. processed using one or more processors 102 and 202 from baseband signals to RF band signals.
  • one or more transceivers 106 , 206 may include (analog) oscillators and/or filters.
  • FIG. 1C shows another example of a wireless device to which the present invention is applied.
  • the wireless device may be implemented in various forms according to use-examples/services (refer to FIG. 1A ).
  • wireless devices 100 and 200 correspond to wireless devices 100 and 200 of FIG. 1B , and include various elements, components, units/units, and/or modules. ) can be composed of
  • the wireless devices 100 and 200 may include a communication unit 110 , a control unit 120 , a memory unit 130 , and an additional element 140 .
  • the communication unit may include communication circuitry 112 and transceiver(s) 114 .
  • communication circuitry 112 may include one or more processors 102,202 and/or one or more memories 104,204 of FIG. 1B.
  • the transceiver(s) 114 may include one or more transceivers 106,206 and/or one or more antennas 108,208 of FIG. 1B.
  • the control unit 120 is electrically connected to the communication unit 110 , the memory unit 130 , and the additional element 140 , and controls general operations of the wireless device. For example, the controller 120 may control the electrical/mechanical operation of the wireless device based on the program/code/command/information stored in the memory unit 130 . In addition, the control unit 120 transmits the information stored in the memory unit 130 to the outside (eg, another communication device) through the communication unit 110 through a wireless/wired interface, or through the communication unit 110 to the outside (eg, Information received through a wireless/wired interface from another communication device) may be stored in the memory unit 130 .
  • the outside eg, another communication device
  • Information received through a wireless/wired interface from another communication device may be stored in the memory unit 130 .
  • the additional element 140 may be configured in various ways according to the type of the wireless device.
  • the additional element 140 may include at least one of a power unit/battery, an input/output unit (I/O unit), a driving unit, and a computing unit.
  • wireless devices include, but are not limited to, robots (FIGS. 1A, 100A), vehicles (FIGS. 1A, 100B-1, 100B-2), XR devices (FIGS. 1A, 100C), portable devices (FIGS. 1A, 100D), and consumer electronics. (FIG. 1A, 100e), IoT device (FIG.
  • the wireless device may be mobile or used in a fixed location depending on the use-example/service.
  • various elements, components, units/units, and/or modules in the wireless devices 100 and 200 may be entirely interconnected through a wired interface, or at least some of them may be wirelessly connected through the communication unit 110 .
  • the control unit 120 and the communication unit 110 are connected by wire, and the control unit 120 and the first unit (eg, 130 and 140 ) are connected to the communication unit 110 through the communication unit 110 . It can be connected wirelessly.
  • each element, component, unit/unit, and/or module within the wireless device 100 , 200 may further include one or more elements.
  • the controller 120 may be configured with one or more processor sets.
  • the controller 120 may be configured as a set of a communication control processor, an application processor, an electronic control unit (ECU), a graphic processing processor, a memory control processor, and the like.
  • the memory unit 130 may include random access memory (RAM), dynamic RAM (DRAM), read only memory (ROM), flash memory, volatile memory, and non-volatile memory. volatile memory) and/or a combination thereof.
  • An apparatus for performing channel coding using polar coding includes: a transceiver; Memory; and at least one processor connected to the transceiver and the memory.
  • the memory may store instructions that, when executed, cause the at least one processor to perform operations.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a frame structure in NR.
  • the NR system can support multiple numerologies.
  • the numerology may be defined by subcarrier spacing and cyclic prefix (CP) overhead.
  • the plurality of subcarrier spacings may be derived by scaling the basic subcarrier spacing by an integer N (or ⁇ ).
  • N or ⁇
  • the numerology used can be selected independently of the frequency band of the cell.
  • various frame structures according to a number of numerologies may be supported.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • NR supports multiple numerologies (eg, subcarrier spacing) to support various 5G services. For example, when the subcarrier spacing is 15 kHz, it supports a wide area in traditional cellular bands, and when the subcarrier spacing is 30 kHz/60 kHz, it is dense-urban, lower latency. latency) and wider carrier bandwidth, and when subcarrier spacing is 60 kHz or higher, a bandwidth greater than 24.25 GHz is supported to overcome phase noise.
  • numerologies eg, subcarrier spacing
  • the NR frequency band is defined by two types of frequency ranges, FR1 and FR2.
  • FR1 is a sub 6GHz range
  • FR2 is a millimeter wave (mmW) in the above 6GHz range.
  • mmW millimeter wave
  • Table 2 illustrates the definition of the NR frequency band.
  • T c 1/( ⁇ f max * N f ), which is a basic time unit for NR.
  • ⁇ f max 480*10 3 Hz
  • N f 4096, which is a value related to the size of a fast Fourier transform (FFT) or an inverse fast Fourier transform (IFFT).
  • FFT fast Fourier transform
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the slots are numbered n ⁇ s ⁇ ⁇ 0, ... , N slot, ⁇ subframe -1 ⁇ in increasing order within the subframe, and within the radio frame In ascending order, n ⁇ s,f ⁇ ⁇ 0, ...
  • N slot, ⁇ frame -1 ⁇ are numbered.
  • One slot consists of N ⁇ symb consecutive OFDM symbols, and N ⁇ symb depends on a cyclic prefix (CP).
  • the start of slot n ⁇ s in a subframe is temporally aligned with the start of OFDM symbol n ⁇ s * N ⁇ symb in the same subframe.
  • Table 3 shows the number of OFDM symbols per slot ( N slot symb ), the number of slots per frame ( N frame, ⁇ slot ), and the number of slots per subframe ( N subframe, ⁇ slot ) in the general CP
  • Table 4 shows In the extended CP, the number of OFDM symbols per slot, the number of slots per frame, and the number of slots per subframe are indicated.
  • one subframe may include four slots.
  • a mini-slot may contain 2, 4, or 7 symbols or may contain more or fewer symbols.
  • an antenna port (antenna port), a resource grid (resource grid), a resource element (resource element), a resource block (resource block), a carrier part (carrier part), etc.
  • antenna port antenna port
  • resource grid resource grid
  • resource element resource element
  • resource block resource block
  • carrier part carrier part
  • an antenna port is defined such that a channel through which a symbol on an antenna port is conveyed can be inferred from a channel through which another symbol on the same antenna port is conveyed.
  • the two antenna ports are QC/QCL (quasi co-located) Or, it can be said that there is a quasi co-location) relationship.
  • the wide range characteristics include delay spread, Doppler spread, frequency shift, average received power, received timing, average delay, It includes one or more of spatial (spatial) reception (Rx) parameters.
  • the spatial Rx parameter refers to a spatial (reception) channel characteristic parameter such as an angle of arrival.
  • 3 shows an example of a resource grid in NR.
  • a resource grid of N size, ⁇ grid *N RB sc subcarriers and 14 2 ⁇ OFDM symbols is defined, where N size, ⁇ grid is from the BS indicated by RRC signaling of N size, ⁇ grid may be different between uplink and downlink as well as subcarrier spacing setup ⁇ .
  • Each element of the resource grid for the subcarrier spacing setting ⁇ and the antenna port p is referred to as a resource element, and is uniquely identified by an index pair ( k , l ), where k is in the frequency domain.
  • the resource element ( k , l ) for the subcarrier spacing setting ⁇ and the antenna port p corresponds to a physical resource and a complex value a (p, ⁇ ) k,l .
  • the UE may not be able to support the wide bandwidth to be supported in the NR system at once, the UE may be configured to operate in a part of the frequency bandwidth of the cell (hereinafter, the bandwidth part (BWP)). .
  • BWP bandwidth part
  • resource blocks of the NR system there are physical resource blocks defined within the bandwidth part, and common resource blocks numbered from 0 upward in the frequency domain with respect to the subcarrier spacing setting ⁇ .
  • Point A is obtained as follows.
  • - PCell offsetToPointA for the downlink represents a frequency offset between the SS / PBCH block overlaps with the lowest resource lowest sub-carrier and the point A of the block used by the UE for initial cell selection, a 15kHz subcarrier spacing and FR2 for the FR1 It is expressed in resource block units assuming a 60 kHz subcarrier spacing;
  • ARFCN absolute radio-frequency channel number
  • the center of the subcarrier 0 of the common resource block 0 for the subcarrier spacing setting ⁇ coincides with the point A serving as a reference point for the resource grid.
  • the resource element (k,l) relationship for the common resource block number n ⁇ CRB and the subcarrier spacing configuration ⁇ is given by the following equation.
  • Physical resource blocks are numbered from 0 to N size BWP,i -1 within a bandwidth part (BWP), where i is the number of the BWP.
  • BWP bandwidth part
  • Equation 2 The relationship between the physical resource block n PRB and the common resource block n CRB in BWP i is given by Equation 2 below.
  • N start BWP,i is a common resource block in which the BWP starts relative to the common resource block 0.
  • 4 is a diagram for explaining carrier aggregation.
  • a cell may be understood as a combination of a downlink resource and an uplink resource.
  • the uplink resource is not an essential element, and thus the cell may consist of a downlink resource alone or a downlink resource and an uplink resource.
  • the downlink resource may be referred to as a downlink component carrier (DL CC) and the uplink resource may be referred to as an uplink component carrier (UL CC).
  • DL CC downlink component carrier
  • UL CC uplink component carrier
  • the DL CC and the UL CC may be expressed as a carrier frequency, and the carrier frequency means a center frequency in a corresponding cell.
  • a cell may be classified into a primary cell (PCell) operating at a primary frequency and a secondary cell (SCell) operating at a secondary frequency.
  • the PCell and the SCell may be collectively referred to as a serving cell.
  • a cell indicated by the UE performing an initial connection establishment process or a connection resetting process or a handover process may be the PCell. That is, the PCell can be understood as a control-related center cell in a carrier aggregation environment, which will be described later.
  • the UE may be allocated and transmit the PUCCH in its own PCell.
  • the SCell is configurable after a Radio Resource Control (RRC) connection is established and may be used to provide additional radio resources.
  • RRC Radio Resource Control
  • the remaining serving cells except for the PCell can be viewed as the SCell.
  • the SCell In the carrier aggregation environment, the remaining serving cells except for the PCell can be viewed as the SCell.
  • the SCell In the case of a UE in the RRC_CONNECTED state but carrier aggregation is not configured or does not support carrier aggregation, there is only one serving cell configured only with a PCell.
  • the UE in the RRC_CONNECTED state and carrier aggregation is configured one or more serving cells exist, and the entire serving cell includes the PCell and the entire SCell.
  • the network may configure one or more SCells in addition to the PCells initially configured in the connection establishment process.
  • Carrier aggregation is a technology introduced to allow a wider band to be used in order to meet the demand for high-speed data rates.
  • Carrier aggregation may be defined as an aggregation of two or more component carriers (CCs) having different carrier frequencies.
  • CCs component carriers
  • FIG. 4(a) shows a subframe when one CC is used in the existing LTE system
  • FIG. 4(b) shows a subframe when carrier aggregation is used.
  • FIG. 4(b) illustrates that three CCs of 20 MHz are used to support a total bandwidth of 60 MHz.
  • each CC may be continuous or may be non-contiguous.
  • the UE may simultaneously receive and monitor downlink data through a plurality of DL CCs.
  • Linkage between each DL CC and UL CC may be indicated by system information.
  • the DL CC/UL CC link may be fixed in the system or configured semi-statically.
  • a frequency band that a specific UE can monitor/receive may be limited to M ( ⁇ N) CCs.
  • Various parameters for carrier aggregation may be configured in a cell-specific, UE group-specific, or UE-specific manner.
  • 5 is a diagram for explaining cross-carrier scheduling.
  • Cross-carrier scheduling is, for example, including all downlink scheduling assignment information of other DL CCs in the control region of one DL CC among a plurality of serving cells, or DL CC of any one of a plurality of serving cells. This means including all uplink scheduling grant information for a plurality of UL CCs linked to the DL CC in the control region.
  • the CIF may or may not be included in the DCI format transmitted through the PDCCH as described above, and when included, indicates that cross-carrier scheduling is applied.
  • cross-carrier scheduling is not applied, downlink scheduling assignment information is valid on a DL CC through which downlink scheduling assignment information is currently transmitted.
  • the uplink scheduling grant is valid for one UL CC linked to a DL CC through which downlink scheduling assignment information is transmitted.
  • the CIF indicates a CC related to downlink scheduling assignment information transmitted through a PDCCH in any one DL CC.
  • downlink allocation information for DL CC B and DL CC C that is, information on PDSCH resources, is transmitted through the PDCCH in the control region on DL CC A.
  • the UE can monitor the DL CC A and know the resource region of the PDSCH and the corresponding CC through the CIF.
  • Whether or not the CIF is included in the PDCCH may be semi-statically configured and may be activated in a UE-specific manner by higher layer signaling.
  • a PDCCH on a specific DL CC may allocate a PDSCH resource on the same DL CC, and may allocate a PUSCH resource on a UL CC linked to a specific DL CC.
  • the same coding scheme as the existing PDCCH structure, CCE-based resource mapping, DCI format, etc. may be applied.
  • a PDCCH on a specific DL CC may allocate a PDSCH/PUSCH resource on one DL/UL CC indicated by the CIF among a plurality of merged CCs.
  • the CIF may be additionally defined in the existing PDCCH DCI format, and may be defined as a fixed 3-bit field, or the CIF position may be fixed regardless of the DCI format size. Even in this case, the same coding scheme as the existing PDCCH structure, CCE-based resource mapping, DCI format, etc. may be applied.
  • the base station may allocate a DL CC set to monitor the PDCCH. Accordingly, the burden of blind decoding on the terminal may be reduced.
  • the PDCCH monitoring CC set is a part of the entire merged DL CC, and the UE may perform detection/decoding of the PDCCH only in the corresponding CC set. That is, in order to schedule the PDSCH/PUSCH for the UE, the base station may transmit the PDCCH only on the PDCCH monitoring CC set.
  • the PDCCH monitoring DL CC set may be configured as UE-specific or UE group-specific or cell-specific. For example, when three DL CCs are merged as in the example of FIG.
  • DL CC A may be set as a PDCCH monitoring DL CC.
  • the PDCCH on each DL CC may schedule only the PDSCH on the DL CC A.
  • the PDCCH on DL CC A can schedule not only DL CC A but also PDSCH on other DL CCs.
  • DL CC A is configured as a PDCCH monitoring CC, PDSCCH is not transmitted to DL CC B and DL CC C.
  • the terminal may receive a plurality of PDSCHs through a plurality of downlink carriers, and in this case, the terminal may receive ACK/NACK for each data in one subframe.
  • transmission is required on the UL CC.
  • ACK/NACK bundling or ACK/NACK multiplexing may be applied.
  • a large number of downlink data according to the application of carrier aggregation and/or ACK/NACK information for a large number of downlink data transmitted in a plurality of DL subframes in a TDD system are transmitted through PUCCH in one subframe
  • the above methods cannot properly transmit ACK/NACK information.
  • a carrier sensing-based communication method such as Wifi
  • L-band the communication method used in the licensed band
  • L-band technology for protecting communication methods such as Wifi or Bluetooth, which is an existing U-band technology
  • Wifi or Bluetooth which is an existing U-band technology
  • the cellular communication technique in the U-band may operate as a carrier aggregation technique between the L-band and the U-band, or may operate in the U-band band alone (standalone).
  • the L-band carrier may be referred to as a primary component carrier (Primary CC; PCC or PCell), and the U-band carrier as a secondary component carrier (Secondary CC; SCC or SCell or Ucell (unlicensed band CC or cell)).
  • Primary CC Primary component carrier
  • SCC or SCell secondary component carrier
  • Ucell unlicensed band CC or cell
  • the present invention is not necessarily limited thereto, and the following descriptions are applicable even in a situation where a plurality of L-bands and a plurality of U-bands are used as a carrier aggregation technique.
  • the base station may first perform carrier sensing (CS) before data transmission/reception. It checks whether the current channel state of the SCell is busy or idle, and if it is determined that it is idle, the base station transmits a scheduling grant through the (E)PDCCH of the PCell (when cross-carrier aggregation is applied) or the PDCCH of the SCell. and data transmission/reception can be attempted. In this case, a transmission opportunity (TxOP) (or reserved resource period (RRP)) period composed of M consecutive subframes may be configured.
  • TxOP transmission opportunity
  • RRP reserved resource period
  • the base station may inform the UE of the M values and the uses of the M subframes in advance through higher layer signaling (via PCell) or a physical control/data channel.
  • FIG. 6 illustrates the states of cells in a system supporting carrier aggregation.
  • a configured cell is a cell in which carrier aggregation is performed for a UE based on a measurement report from another eNB or UE among cells of the eNB, and is configured for each UE.
  • a cell configured for the UE may be referred to as a serving cell from the viewpoint of the UE.
  • resources for ACK/NACK transmission for PDSCH transmission are reserved in advance.
  • An activated cell is a cell configured to be actually used for PDSCH/PUSCH transmission among cells configured in the UE, and is performed on a cell in which CSI reporting and SRS transmission for PDSCH/PUSCH transmission are activated.
  • a deactivated cell is a cell configured not to be used for PDSCH/PUSCH transmission by an eNB command or a timer operation.
  • CSI reporting and SRS transmission are also stopped in the corresponding cell.
  • the serving cell index is a short identity used to identify a serving cell, for example, any one of integers from 0 to 'the maximum number of carrier frequencies that can be set to the UE at one time - 1' may be assigned to one serving cell as a serving cell index. That is, the serving cell index can be said to be a logical index used to identify a specific serving cell only among cells allocated to the UE rather than a physical index used to identify a specific carrier frequency among all carrier frequencies.
  • the term “cell” used in carrier aggregation is distinguished from the term “cell” that refers to a certain geographic area in which a communication service is provided by one eNB or one antenna group.
  • a cell referred to in the present invention means a cell of carrier aggregation that is a combination of UL CC and DL CC.
  • the PDCCH carrying the UL/DL grant and the corresponding PUSCH/PDSCH are transmitted in the same cell.
  • a PDCCH for a DL grant for a PDSCH to be transmitted in a specific DL CC is transmitted in the specific CC
  • a PDSCH for a UL grant for a PUSCH to be transmitted in a specific UL CC is the specific It is transmitted in the DL CC linked to the UL CC.
  • a PDCCH for a DL grant for a PDSCH to be transmitted in a specific CC is transmitted in the specific CC
  • a PDSCH for a UL grant for a PUSCH to be transmitted in a specific CC is transmitted in the specific CC.
  • a multi-carrier system since a plurality of serving cells may be configured, it may be allowed to transmit the UL/DL grant in a serving cell having a good channel condition.
  • a cell carrying a UL/DL grant, which is scheduling information is different from a cell in which UL/DL transmission corresponding to the UL/DL grant is performed, this is referred to as cross-carrier scheduling.
  • a case in which a cell is scheduled by the corresponding cell itself that is, a case in which the cell is scheduled by itself and a case in which the cell is scheduled by another cell, are referred to as self-CC scheduling and cross-CC scheduling, respectively.
  • 3GPP LTE/LTE-A may support merging of multiple CCs and a cross-carrier-scheduling operation based thereon for data rate improvement and stable control signaling.
  • a carrier indicator field may be introduced.
  • the CIF exists in the PDCCH may be configured in a semi-static and UE-specific (or UE group-specific) manner by higher layer signaling (eg, RRC signaling).
  • PDCCH on DL CC can allocate PDSCH/PUSCH resources on a specific DL/UL CC among a plurality of merged DL/UL CCs using CIF
  • One or more scheduling cells may be configured for one UE, and one scheduling cell may be a PCC dedicated to specific DL control signaling and UL PUCCH transmission.
  • the scheduling cell set may be configured in a UE-specific, UE group-specific or cell-specific manner. In the case of a scheduling cell, at least it may be configured to directly schedule itself. That is, the scheduling cell may be its own scheduled cell.
  • a cell carrying a PDCCH is called a scheduling cell, a monitoring cell, or an MCC
  • a cell carrying a PDSCH/PUSCH scheduled by the PDCCH is called a scheduled cell.
  • the scheduling cell is a part of all carriers aggregated cells and includes a DL CC, and the UE detects/decodes the PDCCH only on the DL CC.
  • the PDSCH/PUSCH of the scheduling cell or the non-scheduled cell means a PDSCH/PUSCH configured to be transmitted on the corresponding cell
  • the PHICH of the scheduling cell or the non-scheduled cell is ACK/NACK for PUSCH transmitted on the corresponding cell.
  • the present invention proposes a method for effectively transmitting uplink ACK/NACK information.
  • terms used in relation to transmission of uplink ACK/NACK information of the present invention are summarized.
  • HARQ-ACK Hybrid Automatic Repeat reQuest Acknowledgment: Receive response result for downlink transmission (eg, PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) or SPS release PDCCH (Semi-Persistent Scheduling release Physical Downlink Control Channel))), that is, ACK (Acknowledgement)/NACK (Negative ACK)/DTX (Discontinuous Transmission) response (simply, ACK/NACK response, ACK/NACK, A/N response, A/N) is indicated.
  • ACK/NACK response means ACK, NACK, DTX or NACK/DTX.
  • HARQ-ACK for CC or HARQ-ACK for CC indicates an ACK/NACK response for downlink transmission associated with the CC (eg, scheduled for the CC).
  • the PDSCH may be replaced with a transport block or a codeword.
  • ⁇ PDSCH means a PDSCH corresponding to a DL grant PDCCH.
  • PDSCH is used interchangeably with PDSCH w/PDCCH (PDSCH with PDCCH).
  • SPS release PDCCH means a PDCCH indicating SPS release.
  • the UE feeds back ACK/NACK information for the SPS release PDCCH uplink.
  • SPS PDSCH It means a PDSCH transmitted through DL using a resource semi-statically configured by the SPS.
  • the SPS PDSCH does not have a corresponding DL grant PDCCH.
  • SPS PDSCH is mixed with PDSCH w/o PDCCH (PDSCH without PDCCH).
  • ⁇ PUCCH (Physical Uplink Control Channel) index Corresponds to the PUCCH resource.
  • the PUCCH index indicates, for example, a PUCCH resource index.
  • the PUCCH resource index is mapped to at least one of an orthogonal cover (OC), a cyclic shift (CS), and a PRB.
  • ARI Used for indicating PUCCH resources.
  • ARI may be used to inform a resource modification value (eg, offset) for a specific PUCCH resource (group) (configured by a higher layer).
  • ARI may be used to inform a specific PUCCH resource (group) index within a PUCCH resource (group) set (configured by a higher layer).
  • the ARI may be included in the Transmit Power Control (TPC) field of the PDCCH corresponding to the PDSCH on the SCC. PUCCH power control is performed through the TPC field in the PDCCH scheduling the PCC (ie, the PDCCH corresponding to the PDSCH on the PCC).
  • the ARI may be included in the TPC field of the remaining PDCCHs except for the PDCCH scheduling a specific CC (eg, PCC) while having an initial value of a Downlink Assignment Index (DAI).
  • PCC Physical Downlink Assignment Index
  • DAI Downlink Assignment Index
  • ARI is used interchangeably with the term HARQ-ACK resource indicator.
  • ⁇ DAI Downlink Assignment Index: included in DCI transmitted through PDCCH.
  • the DAI may indicate an order value or a counter value of the PDCCH.
  • DL DAI the value indicated by the DAI field of the DL grant PDCCH
  • UL DAI the value indicated by the DAI field in the UL grant PDCCH
  • Implicit PUCCH resource indicates a PUCCH resource / index linked to the lowest (lowest) CCE index of the PDCCH that is scheduled or transmitted through the PCC.
  • Explicit PUCCH resource may be indicated using ARI.
  • ⁇ PDCCH scheduling a CC Indicates a PDCCH scheduling a PDSCH or PUSCH on a corresponding CC. That is, it indicates a PDSCH or a PDCCH corresponding to a PUSCH on the CC.
  • PCC PDCCH indicates a PDCCH for scheduling PCC. That is, the PCC PDCCH indicates a PDCCH corresponding to the PDSCH or PUSCH on the PCC. Assuming that cross-CC scheduling is not allowed for PCC, PCC PDCCH is transmitted only on PCC.
  • SCC (Secondary Component Carrier) PDCCH Indicates a PDCCH scheduling SCC. That is, the SCC PDCCH indicates a PDCCH corresponding to a PDSCH or a PUSCH on the SCC.
  • the SCC PDCCH may be transmitted on a CC other than the corresponding SCC (eg, PCC or other SCC). If cross-CC scheduling is not allowed for the SCC, the SCC PDCCH is transmitted only on the corresponding SCC.
  • Cross-CC scheduling means an operation in which a PDCCH scheduling an SCC is transmitted through a CC other than the corresponding SCC (eg, PCC or another SCC).
  • a PCC and an SCC it means an operation in which all PDCCHs are scheduled/transmitted through only one PCC.
  • Non-Cross-CC Scheduling This refers to an operation in which a PDCCH scheduling each CC is scheduled/transmitted through the corresponding CC.
  • Cellular communication systems such as the 3GPP LTE/LTE-A system also utilize an unlicensed band such as the 2.4 GHz band used by the existing WiFi system or an unlicensed band such as the 5 GHz band, which is newly attracting attention, for traffic offloading. plan is being considered.
  • an unlicensed band such as the 2.4 GHz band used by the existing WiFi system or an unlicensed band such as the 5 GHz band, which is newly attracting attention, for traffic offloading. plan is being considered.
  • the unlicensed band assumes a method of wireless transmission and reception through contention between each communication node. Therefore, before each communication node transmits a signal, channel sensing is performed to check that other communication nodes do not transmit signals. that is required This is called clear channel assessment (CCA), and the eNB or UE of the LTE system may also need to perform CCA for signal transmission in an unlicensed band (hereinafter, referred to as an LTE-U band).
  • CCA clear channel assessment
  • LTE-U band unlicensed band
  • other communication nodes such as WiFi should also perform CCA so as not to cause interference.
  • the CCA threshold is specified as -62 dBm for a non-WiFi signal and -82 dBm for a WiFi signal.
  • a signal other than WiFi is received with power of -62dBm or higher, it means that the signal is not transmitted so as not to cause interference.
  • CCA may be performed and signal transmission may be performed.
  • a CSMA-based system to which embodiments of the present invention can be applied will be described in detail using an IEEE 802.11 system as an example.
  • the IEEE 802.11 system is described as an example of a CSMA-based system, but embodiments of the present invention may be applied to other CSMA-based systems.
  • FIG. 7 is an exemplary diagram for explaining a channel coding method according to the present disclosure.
  • a transport block data to be subjected to channel coding is referred to as a transport block, and in general, the transport block is divided into code blocks having a predetermined size or less according to the efficiency of channel coding.
  • the code block may be 6144 bits or less.
  • the code block is 8448 bits or less (in case of base graph 1) or 3840 bits or less (in case of base graph 2).
  • a code block may be at least 32 bits and at most 8192 bits or less.
  • a code block may be further subdivided into sub-blocks.
  • the input bit sequence 265, c r0 , c r1 , ... , c r(Kr-1) ) is interleaved, and the interleaved input bit sequence ( Not shown in the drawings, c' r0 , c' r1 , ... , c' r(Kr-1) ) may be encoded using a polar code. It is possible to rate-match the encoded bit sequence 270 , d r0 , d r1 , ... , d r(Nr-1) .
  • Rate matching the encoded bit sequence 270 includes further subdividing the encoded bit sequence into sub-blocks, interleaving for each of the sub-blocks, and for each of the interleaved sub-blocks, bit selection ( bit selection), and interleaving the coded bits once more.
  • bit selection bit selection
  • performing bit selection may include repeating some bits, puncturing some bits, or shortening some bits.
  • a channel coding method includes the steps of attaching a CRC code to a transport block (S205); dividing the code into blocks (S210); encoding the divided code blocks (S215); rate matching the encoded code blocks (S220); and concatenating the rate-matched code blocks ( S225 ).
  • parity bits of length L are attached to the transport blocks 255 , a 0 , ... , a A-1 .
  • the length L may be at least one of 6, 11, 16, 24. Parity bits are generated, typically using cyclic generator polynomials.
  • the output bits 260, b 0 , ..., b B-1 according to the CRC attachment process may be subjected to a scrambling operation using a radio network temporary identifier (RNTI). According to the scrambling operation, a scrambling sequence and an exclusive OR operation may be applied to the corresponding bit.
  • RNTI radio network temporary identifier
  • the output bits 260 , b 0 , ... , b B-1 according to the CRC attachment process are divided into code blocks 265 according to the code block size ( S210 ). This is called code block segmentation.
  • the code block size is determined according to the channel coding method. A code block size for efficiently performing each channel coding method may be determined theoretically or experimentally. For example, based on polar coding, each of the separated code blocks 265, c r0 , ... , c r(Kr-1) ) has coded bits 270, d r0 , ... , d r (Nr-1) ).
  • Each of the code blocks 265, c r0 , ... , c r(Kr-1) is subjected to channel coding (S215), so that the coded bits 270, d r0 , ... , d r(Nr-1) ) is generated.
  • the generated encoded bits 270 may be rate-matched through shortening and puncturing processes.
  • the encoded bits 270 may be rate-matched by performing a sub-block interleaving process, a bit selection process, and an interleaving process. That is, the coded bits 270, d r0 , ... , d r(Nr-1 ) are converted into rate-matched bits 275, f r0 , ...
  • interleaving refers to a process of changing the order of a bit sequence. By the interleaving process, it is possible to disperse the occurrence of errors. In consideration of efficient deinterleaving, an interleaving process is designed.
  • the sub-block interleaving process may be a process of dividing a code block into a plurality of sub-blocks (eg, 32 sub-blocks) and allocating bits to each sub-block according to an interleaving method.
  • the bit sequence may be increased by repeating bits, or the bit sequence may be decreased according to a method such as shortening or puncturing.
  • the interleaving process may interleave the coded bits after the bit selection process.
  • the rate matching process may include a bit selection process and an interleaving process.
  • the sub-block interleaving process is not essential.
  • a code block concatenation process ( S225 ) is performed to concatenate the code blocks 275 to generate codewords 280 , g 0 , ... , g G-1 ( S225 ). )can do.
  • One generated codeword 280 may correspond to one transport block 255 .
  • FIG 8 and 9 are exemplary views for explaining a modulation method according to the present disclosure.
  • one or more codewords are input and scrambled (S305 and S405).
  • the scrambling process may be performed based on an exclusive OR operation with the bit sequence in which the input bit sequence is determined.
  • the scrambled bits are modulated (S310 and S410), and the modulated symbols are mapped to a layer (S315, S415).
  • the symbols mapped to the layer are precoded to be mapped to the antenna port (S320, S420), and the precoded symbols are mapped to the resource element (S325, S425).
  • the mapped symbols are generated as OFDM signals (S330 and S430) and transmitted through an antenna.
  • the most important problem in a digital communication system is to transmit information in the form of bits from a transmitter to a receiver without errors.
  • many error correction codes have been proposed, and the polar code recently developed by Arikan is one of the best performing codes.
  • the first polar code developed was a non-systematic polar code, and after that, a systematic polar code was developed.
  • Polar code has been recently studied by many researchers and has been adopted as a standard technology for 5G wireless communication systems. Although various studies on polar codes have been made in the existing literature, the following limitations exist.
  • a receiver of a wireless communication system measures a channel and performs decoding using this channel measurement value.
  • the transmitter needs to transmit a relatively large number of pilot signals for channel measurement, and thus the overhead is generally not small.
  • the problem of transmission of the pilot signal and the problem of the error correction code are considered separately, so that performance optimization has not been made in terms of the overall system.
  • the present disclosure proposes a polar code-based HARQ scheme that effectively combines a polar code and HARQ to minimize the number of retransmissions and improve error correction performance.
  • the present disclosure proposes a method for improving the performance of a communication system by simultaneously optimizing transmission of a pilot signal and transmission of a polar code for channel measurement at a receiving end.
  • 10A and 10B illustrate that, in the channel coding method using polar coding according to the present disclosure, when a pilot is used for a codeword of a polar code, performance is improved compared to when puncturing is used. It is an example diagram for
  • a polar code is a linear block error correction code.
  • the code structure is based on multiple recursive concatenations of short kernel codes that transform physical channels into virtual outer channels.
  • the generation matrix can be easily determined and the operation of calculating the inverse matrix can be relatively fast due to the characteristics of the generation matrix of the polar code, there is an advantage in that decoding is fast.
  • N means the block length of the polar code
  • K means the length of the message.
  • N means the block length of the polar code
  • F denotes a frozen bit
  • '0' is used as the frozen bit
  • '1' may be used as the frozen bit. If the frozen bit is '1', output values are changed according to the position and number of the frozen bits, and thus the number of operations may increase, so that '0' may be generally used as the frozen bit.
  • Pilot values (pilot value) is known in advance, because if, as Y 8 and using a value (or a value infinitely ( ⁇ )), using puncturing, and Y 8 is assumed to be zero.
  • Y 4 may be used as a received value by reversing the sign of the LLR value.
  • 11A and 11B are exemplary diagrams for explaining an operator for decoding a min-sum method of a successive cancellation algorithm (SC) of a polar code according to the present disclosure.
  • an output value L c f(L a , L b ) is determined for input values L a and L b .
  • f(L a , L b ) follows the following formula.
  • an output value L c f(L a , L b ) is determined for input values L a and L b .
  • f(L a , L b ) follows the following formula.
  • 12A and 12B are exemplary diagrams for explaining the minimum-sum decoding result by the minimum-sum decoding operator.
  • Fig. 12A shows a case in which pilot is used
  • Fig. 12B shows a case in which puncturing is used
  • Fig. 12A shows a normal decoding result
  • Fig. 12B shows a result in which an error occurs.
  • Using the pilot of FIG. 12A may perform better than using the puncturing of FIG. 12B.
  • a pilot signal may be allocated to Y 8 .
  • Y 8 can be punctured.
  • the PDCCH is a downlink control channel that transmits control information for PDSCH/PUSCH transmission for a specific UE and transmits a power control command for multiple UEs.
  • the PDCCH occupies a maximum of 4 OFDM symbols in the time domain, and the PCFICH indicates the number of OFDM symbols allocated to the PDCCH.
  • the PCFICH indicates the number of OFDM symbols allocated to the PDCCH.
  • transmission is performed over the entire system band, and QPSK is used for modulation.
  • a resource used for transmitting the PDCCH is referred to as a control channel element (CCE), and consists of 36 resource elements, so that 72 bits can be transmitted through one CCE.
  • the amount of control information transmitted on the PDCCH varies depending on the transmission mode. Control information according to each transmission mode is defined in DCI format.
  • the UE determines whether PDSCH/PUSCH is transmitted or not according to the PDCCH decoding result, which is PDCCH scrambling is performed by UE id information (C-RNTI) of the corresponding UE. That is, when the UE detects the DCI format scrambling and transmitted by its UE id, it receives the PDSCH or transmits the PUSCH according to the PDCCH control information.
  • C-RNTI UE id information
  • the UE since there are a plurality of PDCCHs that can be transmitted in one subframe, the UE must perform decoding on the plurality of PDCCHs to check whether or not control information has been transmitted to it.
  • the complexity is greatly increased to perform decoding on all transmittable PDCCHs, so that the number of decodings is limited.
  • CCE aggregation When control information is transmitted through the PDCCH, one or more CCEs may be concatenated to transmit control information, which is called CCE aggregation.
  • the currently allowed CCE aggregation levels are 1, 2, 4, and 8, and the meaning of CCE aggregation level 4 is to transmit control information of the corresponding UE by concatenating four CCEs.
  • the UE may limit the number of decodings for each aggregation level.
  • the table below shows the PDCCH aggregation level and the number of decodings.
  • the UE performs decoding No. 4 and No. 2 on the PDCCH transmitted in aggregation levels 4 and 8 to determine whether control information is transmitted.
  • a specific CCE constituting the PDCCH is common to all terminals. corresponds to the known domain.
  • the PDCCH transmitted at aggregation levels 1, 2, 4, 8 is decoded 6, 6, 2, and 2 times to determine whether control information is transmitted.
  • the CCE used at this time is set differently for each UE. This is expressed by the formula below.
  • PMI/RI feedback may be set in a higher layer.
  • the transmission mode 9 terminal in which PMI/RI feedback is configured may make an assumption about the granularity of a physical resource block that applies the same precoding to the PDSCH and the DM RS. That is, it is possible to improve channel estimation performance by performing channel estimation on the assumption that the same precoding is applied to the precoding resource block group (PRG) according to the system bandwidth.
  • PRG precoding resource block group
  • the table below is a value indicating the size of the PRG according to the system bandwidth (system bandwidth).
  • FIG. 13 is an exemplary diagram for explaining a physical channel of a 3GPP system and a general signal transmission/reception method using the same.
  • the UE performs an initial cell search operation such as synchronizing with the BS when power is turned on or when a new cell is entered ( S201 ).
  • the UE receives a primary synchronization channel (P-SCH) and a secondary synchronization channel (S-SCH) from the BS, synchronizes with the BS, and acquires information such as cell ID can do.
  • the P-SCH and the S-SCH are called a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS), respectively.
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • the UE may receive a physical broadcast channel (PBCH) from the BS to obtain broadcast information in the cell.
  • PBCH physical broadcast channel
  • the UE may check the downlink channel state by receiving a downlink reference signal (DL RS) in the initial cell search step.
  • DL RS downlink reference signal
  • the UE After the initial cell search, the UE receives a physical downlink control channel (PDCCH) and a physical downlink shared channel (PDSCH) according to information carried on the PDCCH to obtain more specific system information. It can be done (S202).
  • a physical downlink control channel (PDCCH)
  • a physical downlink shared channel (PDSCH)
  • the UE may perform a random access procedure (RACH) to the BS (steps S203 to S206).
  • RACH random access procedure
  • the UE transmits a specific sequence as a preamble through a physical random access channel (PRACH) (S203 and S205), and a random access response to the preamble through the PDCCH and the corresponding PDSCH (random access response, RAR) message may be received (S204 and S206).
  • PRACH physical random access channel
  • RAR random access response
  • a contention resolution procedure may be additionally performed.
  • the UE receives PDCCH/PDSCH (S207) and a physical uplink shared channel (PUSCH)/physical uplink control channel as a general uplink/downlink signal transmission process.
  • Uplink control channel, PUCCH) transmission (S208) may be performed.
  • the UE receives downlink control information (DCI) through the PDCCH.
  • DCI downlink control information
  • the UE monitors a set of PDCCH candidates in monitoring opportunities set in one or more control element sets (CORESETs) on a serving cell according to corresponding search space configurations.
  • the set of PDCCH candidates to be monitored by the UE is defined in terms of search space sets, which may be a common search space set or a UE-specific search space set.
  • CORESET consists of a set of (physical) resource blocks with a time duration of 1 to 3 OFDM symbols.
  • the network may configure the UE to have multiple CORESETs.
  • the UE monitors PDCCH candidates in one or more search space sets.
  • monitoring means trying to decode PDCCH candidate(s) in the search space.
  • the UE determines that the PDCCH is detected in the corresponding PDCCH candidate, and performs PDSCH reception or PUSCH transmission based on the DCI in the detected PDCCH.
  • the PDCCH may be used to schedule DL transmissions on PDSCH and UL transmissions on PUSCH.
  • the DCI on the PDCCH is a downlink assignment (ie, DL grant) including at least modulation and coding format and resource allocation information related to a downlink shared channel, or an uplink shared channel and It includes an uplink grant containing related, modulation and coding format and resource allocation information.
  • DCI has different formats depending on its purpose of use.
  • Table 7 illustrates DCI formats in the NR system.
  • DCI format 0_0 and DCI format 1_0 are also called fallback DCI formats, and DCI format 0_0 and DCI format 1_0 do not have a carrier indicator field. Since there is no carrier indicator field in DCI format 0_0 and DCI format 1_0, a UE detecting DCI format 0_0 and DCI format 1_0 in a cell may determine that a PUSCH or a PDSCH is scheduled in the cell. Meanwhile, DCI format 0_1 and DCI format 1_1 include a carrier indicator field, and the UE may determine that a PUSCH or a PDSCH is scheduled on a carrier indicated by the carrier indicator field.
  • control information transmitted by the UE to the BS through the uplink or received by the UE from the BS includes a downlink/uplink ACK/NACK signal, CSI, and the like.
  • the UE may transmit the above-described CSI through PUSCH and/or PUCCH.
  • 14A is an exemplary diagram for explaining an SSB structure.
  • the UE may perform cell search, system information acquisition, beam alignment for initial access, DL measurement, and the like based on the SSB.
  • the SSB is mixed with an SS/PBCH (Synchronization Signal/Physical Broadcast channel) block.
  • SS/PBCH Synchronization Signal/Physical Broadcast channel
  • the SSB is composed of PSS, SSS and PBCH.
  • the SSB is configured in four consecutive OFDM symbols, and PSS, PBCH, SSS/PBCH or PBCH are transmitted for each OFDM symbol.
  • PSS and SSS consist of 1 OFDM symbol and 127 subcarriers, respectively, and PBCH consists of 3 OFDM symbols and 576 subcarriers.
  • the PBCH is encoded/decoded based on a polar code, and modulated/demodulated according to Quadrature Phase Shift Keying (QPSK).
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the PBCH in the OFDM symbol consists of data resource elements (REs) to which a complex modulation value of the PBCH is mapped, and DMRS REs to which a demodulation reference signal (DMRS) for the PBCH is mapped.
  • REs data resource elements
  • DMRS REs demodulation reference signal
  • Cell discovery refers to a process in which the UE acquires time/frequency synchronization of a cell, and detects a cell ID (Identifier) (eg, Physical layer Cell ID, PCI) of the cell.
  • PSS is used to detect a cell ID within a cell ID group
  • SSS is used to detect a cell ID group.
  • PBCH is used for SSB (time) index detection and half-frame detection.
  • a cell discovery process of the UE may be organized as shown in the table below.
  • the SSB is transmitted periodically according to the SSB period (periodicity).
  • the SSB basic period assumed by the UE during initial cell discovery is defined as 20 ms.
  • the SSB period may be set to one of ⁇ 5ms, 10ms, 20ms, 40ms, 80ms, 160ms ⁇ by the network (eg, BS).
  • a set of SSB bursts is constructed at the beginning of the SSB period.
  • the SSB burst set consists of a 5 ms time window (ie, half-frame), and the SSB can be transmitted up to L times within the SS burst set.
  • the maximum number of transmissions L of the SSB can be given as follows according to the frequency band of the carrier. One slot includes up to two SSBs.
  • the temporal position of the SSB candidate within the SS burst set may be defined according to the subcarrier interval.
  • the temporal positions of SSB candidates are indexed from 0 to L-1 (SSB index) in temporal order within the SSB burst set (ie, half-frame).
  • SSBs may be transmitted within a frequency span of a carrier wave. Physical layer cell identifiers of these SSBs need not be unique, and different SSBs may have different physical layer cell identifiers.
  • the UE may acquire DL synchronization by detecting the SSB.
  • the UE may identify the structure of the SSB burst set based on the detected SSB (time) index, and may detect the symbol/slot/half-frame boundary accordingly.
  • the frame/half-frame number to which the detected SSB belongs may be identified using system frame number (SFN) information and half-frame indication information.
  • SFN system frame number
  • the UE may obtain a 10-bit SFN for a frame to which the PBCH belongs from the PBCH.
  • the UE may obtain 1-bit half-frame indication information. For example, when the UE detects a PBCH in which the half-frame indication bit is set to 0, it may determine that the SSB to which the PBCH belongs belongs to the first half-frame in the frame, and the half-frame indication bit is 1 When the PBCH set to ' is detected, it can be determined that the SSB to which the PBCH belongs belongs to the second half-frame in the frame. Finally, the UE may obtain the SSB index of the SSB to which the PBCH belongs based on the DMRS sequence and the PBCH payload carried by the PBCH.
  • the SI is divided into a master information block (MIB) and a plurality of system information blocks (SIB).
  • SI System information
  • SIB System information other than the MIB may be referred to as Remaining Minimum System Information (RMSI).
  • RMSI Remaining Minimum System Information
  • the - MIB includes information/parameters for monitoring of PDCCH scheduling PDSCH carrying SIB1 (SystemInformationBlock1) and is transmitted by BS through PBCH of SSB. For example, the UE may check whether a Control Resource Set (CORESET) for the Type0-PDCCH common search space exists based on the MIB.
  • the Type0-PDCCH common search space is a type of PDCCH search space, and is used to transmit a PDCCH scheduling an SI message.
  • the UE When the Type0-PDCCH common search space exists, the UE is based on information in the MIB (eg, pdcch-ConfigSIB1) (i) a plurality of contiguous resource blocks constituting the CORESET and one or more contiguous (consecutive) Symbols and (ii) a PDCCH opportunity (eg, a time domain location for PDCCH reception) may be determined.
  • pdcch-ConfigSIB1 provides information about a frequency location in which SSB/SIB1 exists and a frequency range in which SSB/SIB1 does not exist.
  • SIB1 includes information related to availability and scheduling (eg, transmission period, SI-window size) of the remaining SIBs (hereinafter, SIBx, where x is an integer greater than or equal to 2).
  • SIB1 may indicate whether SIBx is periodically broadcast or provided at the request of the UE in an on-demand manner.
  • SIB1 may include information necessary for the UE to perform an SI request.
  • SIB1 is transmitted through the PDSCH
  • the PDCCH scheduling SIB1 is transmitted through the Type0-PDCCH common search space
  • SIB1 is transmitted through the PDSCH indicated by the PDCCH.
  • Each SI message is transmitted within a periodically occurring time window (ie, an SI-window).
  • a maximum of L SSBs may be transmitted, and the number/location of SSBs actually transmitted may vary for each BS/cell.
  • the number/location in which the SSB is actually transmitted is used for rate-matching and measurement, and information about the actually transmitted SSB is provided to the UE.
  • a polar code is known as a code capable of achieving a channel capacity for a binary-input discrete memoryless channel (B-DMC). That is, if the size N of the code block is infinitely large, the channel capacity can be achieved.
  • the encoder of the polar code may perform two processes of channel combining and channel splitting.
  • 15 is an exemplary diagram for explaining a channel combining process and a channel separation process in the encoding method of polar coding according to the present disclosure.
  • 16A, 16B, 16C, 16D, and 16E are exemplary views for explaining a polarization tendency according to a channel length N according to the present disclosure.
  • CDF according to the channel capacity 64
  • Frozen bits, which are missing bits, can be transmitted.
  • 17 is an exemplary diagram illustrating a base module in polar coding according to the present disclosure.
  • B-DMC channels may be connected in parallel through a channel combining process.
  • the size of the code block may be determined through a channel combining process.
  • the base module according to FIG. 17 may be expressed as a matrix (base matrix) F according to the following equation.
  • the subscript '2' of the channel W 2 corresponding to the base module indicates the size of the code block.
  • a base matrix F with a code block size of 2 becomes a 2x2 matrix.
  • the matrix F is the same as the matrix G of Equation (3).
  • u 1 , u 2 may be referred to as a binary-input source bit or an input bit sequence.
  • y 1 , y 2 may be referred to as an output coded bit or an output bit sequence.
  • an equivalent channel may be represented by W 2 .
  • two B-DMC channels, W may be combined.
  • N B-DMC channels are combined. Each channel may be expressed in a recursive form.
  • Code block size N has a limit of 2 n (n is a natural number).
  • the channel polarization process has the following characteristics.
  • the list-L decoding algorithm [5] is an algorithm that tracks L paths at the same time during decoding, and aims to detect an error-free path while checking the CRC for each path. However, it has excellent performance characteristics.
  • Codeword Y can be obtained using the following equation using the input vector U and the generating matrix G.
  • the general form of the matrix G corresponding to the mother code size N is as follows.
  • the matrix G is an N ⁇ N matrix.
  • 19 is an HARQ method using non-systematic polar coding based on channel polarization maximization and selective retransmission when two information blocks are transmitted, the first information block is decoded without error, and the second information block is error-prone. It is an example diagram for explanation.
  • the first information block (data 3, data 4) is decoded without an error
  • the second information block (data 1, data 2) is a case in which an error occurs.
  • an error may occur in both information blocks, or an error may occur only in the second information block as shown in FIG. 19 .
  • decoding at the receiving end may be different.
  • decoding is performed using bits included in the first information block as frozen bits. By checking CRC 1 at the time of initial transmission, it was confirmed that data 3 and data 4 were received correctly. Therefore, when processing data 3, data 4 and CRC 1 as frozen bits, more effective decoding can be performed, In the example of FIG. 19, the actual code rate becomes 3/16.
  • Decoding may use SIC decoding or BP decoding.
  • FIG. 20 illustrates an HARQ method using systematic polar coding combining channel polarization maximization and selective retransmission when the first information block is decoded without an error and an error occurs in the second information block in the case of transmitting two information blocks. It is an example diagram for
  • the first information block is decoded without an error, and when an error occurs in the second information block, decoding of the first block (data 4, data 3, CRC 1) of the two information blocks is successful and decoding of the second block (data 2, data 1, CRC 2) has failed.
  • log likelihood ratio (LLR) values of x 3 (1), x 4 (1), and x 5 (1) are set to infinity, and decoding can be performed. have.
  • 21 is an exemplary diagram for explaining a method of increasing channel coding efficiency by combining channel estimation and systematic polar coding.
  • a polar code having a length of 16 is generated by combining a systematic polar code having a length of 12 and four pilot signals is described.
  • the four pilot signals may simultaneously serve two functions as follows.
  • the actual length of the code becomes 16, and the code rate is 8/16.
  • the LLR value is infinite for the received symbols corresponding to the four pilot signals, the actual code rate is 4/16, which is less than 1/3. As a result, the reliability of the information bits can be improved.
  • pilot signals are transmitted at regular intervals. Transmitting the pilot signal at regular intervals as described above is optimal from the viewpoint of channel estimation when the channel changes according to time. However, from the viewpoint of a systematic polar code, it is not optimal to allocate a pilot signal in this way.
  • the 4th, 8th, 12th, and 16th input signals (Rank 11, 5, 4, 1) are used as parity check bits (coded bits) rather than frozen bits.
  • bits used as frozen bits in systematic polar coding are the 1st, 2nd, 3rd, 5th, 6th, 7th, 9th, and 10th input bits.
  • the bit channel capacity of the 10th input bit used as the frozen bit is 0.53274, which corresponds to the bit channel having the 8th highest bit channel capacity among 16 input bits.
  • the most basic concept of a polar code is to use an information bit for an input bit with a high bit channel capacity, and use a frozen bit for an input bit with a low bit channel capacity. Therefore, according to the method of FIG. 21, the position of the frozen bit (or the position of the information bit) is not optimally set.
  • 22 is an exemplary diagram for explaining a method of combining channel measurement and a systematic polar code according to the present disclosure.
  • FIG. 22 In order to solve the problem mentioned in FIG. 21 , reference may be made to FIG. 22 .
  • FIG. 22 is an exemplary diagram for explaining a method of combining a channel measurement and a systematic polar code based on a bit channel capacity according to the present disclosure.
  • the frozen bit is transmitted through only bit channels having the lowest bit channel capacity among all input bits.
  • the pilot signals may not be placed at regular intervals.
  • the pilot signals may be arranged at regular intervals using a permutation operation.
  • the LLR value when decoding, since pilot bits are known bits, the LLR value can be set to infinity.
  • FIGS. 21 and 22 A method of combining channel measurement and systematic polar coding according to the present disclosure is described in FIGS. 21 and 22 .
  • an unsystematic polar coding scheme may be used more frequently.
  • a method of combining channel measurement and non-systematic polar coding will be described.
  • 23 a method of combining channel measurement and non-systematic polar coding will be described in detail.
  • the output bit vector that is, the output bit vector x A,F in the codeword at the same position as , corresponds to the input bit vectors u A and u P .
  • the (i, j)th element G i,j may satisfy the following conditions: i ⁇ A ⁇ F, j ⁇ P
  • G AF,P G AF,AF : Defined in the same way as G AF,P.
  • u P is first obtained as follows, and x AF is obtained using this value.
  • Decoding of systematic polar coding is basically the same as decoding of non-systematic polar coding. However, since the receiving terminal already knows the values of symbols in the codeword corresponding to the pilot signal, the LLR values can be set to infinity.
  • 23 is an exemplary diagram for explaining a method of combining channel measurement and an unsystematic polar code according to the present disclosure.
  • u F , u A and x AF correspond, and u P and x P correspond.
  • the input bits are converted into output bits based on the generation matrix of the polar code.
  • Input bits set as frozen bits may have a bit value of '0'.
  • the pilot signal bits may be bit sequences used for the pilot signal.
  • the coded bits may be determined such that the pilot signal bits are bit sequences used for the pilot signal.
  • pilot signal bits among output bits obtained by polar coding may be known bits.
  • a method for receiving, by a decoder, a signal using polar coding is a plurality of information blocks from an encoder and a first cyclic redundancy check (CRC) corresponding to the plurality of information blocks.
  • receiving a first frame including transmitting, to the encoder, information on one or more information blocks that have failed to be decoded among the plurality of information blocks included in the first frame; and receiving a second frame generated based on information on the first frame and one or more information blocks that have failed to be decoded.
  • the first frame and the second frame may include output bits of a systematic polar code.
  • the plurality of information blocks may check whether decoding is successful by checking the first CRC.
  • the first frame may further include one or more frozen bits. A bit value of each frozen bit may be 0.
  • the second frame may be generated based on the setting of bits of one or more information blocks that have been successfully decoded among the plurality of information blocks included in the first frame as frozen bits.
  • the input bits of the second frame corresponding to the bits of the one or more information blocks that have succeeded in decoding set as the frozen bit may include a second CRC.
  • the second CRC may correspond to sub-information blocks obtained by subdividing one or more information blocks that have failed to be decoded. That is, the second CRC may include CRC values for each of the sub information blocks.
  • the input bits of the second frame may further include two or more bits included in the one or more information blocks that have failed to be decoded. That is, the second frame may include bits included in the one or more information blocks that have failed to be decoded at positions of bits allocated to the one or more information blocks that have been successfully decoded. As a result, the second frame may repeatedly include bits included in the one or more information blocks that have failed to be decoded.
  • a method of transmitting a signal using polar coding applies polar coding to a plurality of information blocks to which a first cyclic redundancy check (CRC) is added to obtain a first frame to do; transmitting the first frame to a decoder; receiving information on one or more information blocks that have been successfully decoded among the plurality of information blocks from the decoder; regenerating the plurality of information blocks by processing bits corresponding to one or more information blocks that have succeeded in decoding among the plurality of information blocks as frozen bits; generating a second frame by applying polar coding to the plurality of regenerated information blocks; concatenating a third frame having the same size as the second frame and the second frame, processing all input bits of the third frame as frozen bits; applying polar coding to the third frame contiguous with the second frame; transmitting the third frame to the decoder.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the third frame may further include a second CRC corresponding to one or more information blocks that have failed to be decoded among the plurality of information blocks.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the second frame may further include a second CRC corresponding to one or more information blocks that have failed to be decoded among the plurality of information blocks.
  • Bit pre-freezing means freezing all input bits corresponding to coded bits that are not transmitted.
  • 24 is an exemplary diagram for explaining a method of applying puncturing or shortening to a circular buffer.
  • Puncture is implemented by selecting bits from position (N-M) to position (N-1) in a circular buffer. The bits from position 0 to position (N-M-1) are not selected.
  • Shortening is implemented by selecting bits from position 0 to position M-1 of the circular buffer. The bits from position M to position N are not selected.
  • Repetition is implemented by selecting all bits from a circular buffer and additionally repeating consecutive bits (M-N) having the smallest index.
  • N the mother code size
  • M the size of bits actually transmitted.
  • M is the size of coded bits
  • N is the mother code size
  • the present disclosure provides a polar code configuration method for a case in which a known bit, such as a pilot for channel estimation, is used as a part of the output of the polar code in non-systematic polar coding.
  • the receiving end (receiver, receiving entity, receiving end, receiving terminal) has very accurate channel information.
  • a very large number of pilot signals must be used.
  • more pilot signals must be used.
  • the use of many pilot signals means that the amount of data that can be transmitted is reduced (reduction of throughput), the amount of pilot signals cannot be increased indefinitely.
  • channel estimation can be performed using a limited amount of pilot signals. In this case, the channel information measured at the receiving end may not be perfect, and there may always be some degree of channel measurement error.
  • the performance of information is not maximized.
  • the pilot position is ignored and reliability-based codewords are generated and then the pilots are spaced at equal intervals through permutation. can be placed
  • rate matching techniques such as shortening, puncturing, and repetition should be reflected. Since reliability depends on rate matching, it may be difficult to construct a fixed type of permutation.
  • the i-th input corresponding to the pilot codeword that is, G ii , i ⁇ ⁇ pilot bit position in codeword ⁇ , of the polar code generation matrix G, is newly calculated.
  • the present invention describes a method of inserting a pilot bit as an input bit without using a coded bit as an input bit.
  • 25 is an exemplary diagram for explaining polar coding according to the present disclosure.
  • U1, U2, U3, and U5 are frozen bits
  • U4, U 6, U7, and U8 are data bits.
  • the positions of the input bits are indicated by U1, U2, U3, U4, U5, U6, U7 and U8, and the positions of the output bits are Y1, Y2, Y3, Y4, Y5, Y6, Y7 and It is marked with Y8.
  • the input vector index starts from the higher side, for example, U8 in FIG. 25 (hereafter, the higher input index is U8). position, and the lower index refers to the position of the input that is multiplied by the first column of G, such as U1), and inserts a predetermined number of known bits.
  • the number of known bits may vary depending on N (mother code size), M (size of coding bits), a rate matching method, and the like.
  • the frozen bit and data bit locations are determined in the remaining area except for the location where the known bit is to be inserted. That is, before determining the frozen/data bit position in the NR standard, the known bit position is first determined.
  • 26 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a puncturing method according to the present disclosure.
  • 26 shows input and output bits according to before/after known bit use when puncturing is used.
  • F is a frozen bit
  • D is an information data bit
  • X is a punctured bit that is not transmitted
  • Y is an output bit that is transmitted
  • K is a known bit
  • 26 shows that known bits are filled from a side having a higher index.
  • positions F and D may be determined and inserted according to the NR standard.
  • Y (output bits of Y1 and Y2) may be transmitted instead of punctured bit X in order to make the actual number of transmitted coded bits the same or close to the actual number of coded bits. That is, since coded bits (output bits of Y1 and Y2) are generated due to polar encoding before puncturing, these bits can be transmitted without puncturing.
  • 26A shows an example of a polar code without inserting known bits.
  • 26B shows an example of a polar code after inserting known bits.
  • known bits are inserted into U7 and U8.
  • data bits input to U7 and U8 may be input to and transmitted to U5 and U6 based on the changed channel capacity by the insertion of the known bits. That is, by inserting known bits into U7 and U8, desired pilot bits can be generated (Y7 and Y8), and based on the channel capacity changed according to the insertion of the known bits, the input positions of data bits and frozen bits are determined. can decide
  • FIG. 27 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a shortening method according to the present disclosure.
  • Fig. 27A shows the arrangement of data bits (D) and frozen bits (F) in input bits when the shortening method is used.
  • known bits may be filled from a higher index.
  • the output bits of Y7 and Y8 will be pilot bits, and the bits of Y5 and Y6 will be shortened.
  • X in FIG. 27A has a value of 0, but in the case of FIG. 27B, output bits of Y5 and Y6 will have the same bits as pilot bits of Y7 and Y8.
  • the shortening bits have the same value as the corresponding pilot bits, and thus may be regarded as known bits. Meanwhile, even if the number of shortening bits and the number of pilot bits are different from each other, since the shortening bits can be easily obtained according to the polar coding method, they can still be regarded as known bits.
  • FIG. 28 is an exemplary diagram for explaining a known bit insertion method using a repetition method according to the present disclosure.
  • Repetition is a method in which the generated coded bit is additionally transmitted some of the coded bits through a circular buffer.
  • the known bit is set from a high input index, and the remaining coded bits except for the pilot can be repeatedly transmitted. .
  • coded bits including pilots may be repeatedly transmitted according to the number of pilots.
  • bits of Y1 and Y2 are repeatedly transmitted indicates to do
  • known bits K may be input from the high indexes U8 and U7 of the input bits.
  • pilot bits P can be generated by inputting data bits instead of frozen bits of U5 and U6 and inputting known bits K to positions of U7 and U8. have.
  • 29 is an exemplary diagram for explaining an interleaver for uniformly distributing pilot bits according to the present disclosure.
  • the above structure is a form in which the pilot is driven to one place and output. Therefore, as shown in FIG. 29, the output Y and the output P can be divided and stored. For uniform distribution, insert P between the output Ys when it is the P position shown in the following equation.
  • pilot bits are output bits of a high index, the pilot bits are not uniformly distributed, but are distributed with a bias toward the high index.
  • An interleaver or permutation operator may be further needed to evenly distribute the pilot bits to the output bits.
  • the position of each of the pilot bits may be determined according to the following equation.
  • the output bits of the entire polar code are stored separately as pilot bits and coded bits, and in the case of the position of the pilot bit (P position index) in the output buffer, the pilot bits are sequentially arranged, and the pilot bits are sequentially arranged.
  • the pilot bits can be uniformly distributed in the output buffer by sequentially arranging the encoding bits.
  • S indicates a start position for inserting a pilot, and may vary depending on a channel environment, a system configuration, and the like.
  • Func(x) may be a function such as a raising function or a floor function representing an integer value as a function of x.
  • FIG. 30 is an exemplary diagram for explaining a method of transmitting a signal using a polar code according to the present disclosure.
  • the first output bit stream having the length N includes the pilot bits having the length L and the coding bits having the length NL, and in the second output bit stream having the length M, two of the length L pilot bits are selected.
  • the distance between bits may be constant.
  • the position of each of the length L pilot bits in the second output bit stream having the length M may be determined according to the following equation.
  • Position S + function ( M / L ) * m.
  • the S may indicate a start position
  • the function may be a rounding function or a rounding function
  • m (0 ⁇ m ⁇ L ) may indicate an index of each of the pilot bits having the length L.
  • the size N polar code corresponds to the following N ⁇ N matrix G,
  • the following equation may be satisfied between the input bit string u having the length N and the first output bit string y having the length N.
  • the known bit stream having the length L may be sequentially filled from the highest index of the input bit stream u having the length N.
  • Some bits of the first output bit stream having the length N may be punctured, and the punctured bits may be sequentially arranged from a position having the smallest index of the first output bit string having the length N.
  • Some bits of the first output bit stream of length N may be shortened, and some of the shortened bits may be sequentially arranged from a position where an index of the first output bit string of length N is the largest.
  • the pilot bits having the length L corresponding to the known bits having the length L may be arranged from the next index of the shortened partial bits of the first output bit stream having the length N.
  • Some bits of the first output bit stream having the length N are shortened, and the length L pilot bits corresponding to the known bits having the length L are successively from the position where the index of the first output bit stream having the length N is the largest. can be placed.
  • Some of the shortened bits may be arranged starting from the next index of the pilot bits having the length L corresponding to the known bits having the length L of the first output bit stream having the length N.
  • Some bits of the first output bit string having the length N may be repeated, and the first output bit string having the length N and the repeated partial bits may be included in the second output bit string having the length M(M>N).
  • a first apparatus for transmitting a signal using polar coding to a second apparatus includes: a transceiver; Memory; and at least one processor coupled to the transceiver and the memory, wherein the at least one processor comprises a data bit sequence of length K and a known bit sequence of length L.
  • the first device may be mounted on an autonomous driving device that communicates with at least one of a mobile terminal, a base station, and an autonomous driving vehicle.
  • 31 is an exemplary diagram for explaining a method of receiving a signal using a polar code according to the present disclosure.
  • a method and apparatus for performing channel coding based on a polar code can be industrially used in various wireless communication systems such as 3GPP LTE/LTE-A systems and 5G communication systems.

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Abstract

제1 장치에 의하여, 제2 장치에게 폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법은, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득-단, K+L<N 이고, N=2 n 이고-; 상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득; 및 상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하는 것을 포함할 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 레이트 매칭을 이용하여, 폴라 코딩에 기초한 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로, 보다 상세하게는 레이트 매칭을 이용하여, 폴라 코딩에 기초한 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
디지털 통신 시스템에 있어서, 송신단에서 수신단까지 비트 형태로 되어 있는 정보를 에러 없이 전송하는 것이 중요하다. 이를 위하여 많은 에러 정정 코드들이 제안되었는데, 최근에 Arikan에 의하여 개발된 폴라 코드는 그 중에서 성능이 좋은 코드이다. 최초의 폴라 코드는 비체계적 형식의 폴라 코드(non-systematic polar code)였고, 그 이후 체계적 폴라 코드(systematic polar code)가 개발되었다.
폴라 코드는 최근에 많은 연구자들에 의해서 다양한 연구가 이루어지고 있으며, 5G 무선 통신 시스템의 표준 기술로도 채택되었다. 기존의 문헌에서 폴라 코드에 대한 다양한 연구가 이루어지기는 했으나, 다음과 같은 제한이 존재한다.
폴라 코드 기반의 여러 가지 HARQ (hybrid automatic repeat request) 방식들이 제안되었지만, 제안되었던 방식들에는 재전송 효율이 나쁘거나 폴라 코드의 채널 극화 (channel polarization) 효과를 최대로 활용하지 못하는 문제점들이 존재한다.
또한, 무선 통신 시스템의 수신기에서는 채널을 측정하여 이 채널 측정 값을 사용하여 디코딩을 수행하게 된다. 이때, 채널 측정을 위하여 송신단은 비교적 많은 파일럿 신호들 (pilot signals)을 전송해야 하는데, 이에 따른 부담(overhead)은 일반적으로 작지 않다. 기존의 문헌에서는 대부분, 이와 같은 파일럿 신호의 전송 문제와 에러 정정 코드의 문제를 분리하여 처리함으로써, 시스템 전체적인 관점에서 성능의 최적화를 고려할 수 있다.
본 개시는 폴라 코딩에 기초한 레이트 매칭을 이용하여, 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
제1 장치에 의하여, 제2 장치에게 폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법은, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득-단, K+L<N 이고, N=2 n 이고-; 상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득; 및 상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하는 것을 포함할 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열은 상기 길이 L인 파일럿 비트들과 길이 (N-L)인 부호화 비트들을 포함하고, 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서, 상기 길이 L인 파일럿 비트들 중 2개의 비트들 사이의 거리는 일정할 수 있다.
상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서의 위치는 다음 수식에 따라서 결정될 수 있다.
위치 = S + function ( M / L ) * m.
상기 S는 시작 위치를 나타내고, 상기 function은 올림 함수 또는 내림 함수이고, 상기 m (0 ≤ m < L )은 상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 인덱스를 나타낼 수 있다.
상기 크기 N인 폴라 코드는 하기의 N × N 행렬 G에 대응되고,
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000001
상기 길이 N인 입력 비트열 u와 상기 길이 N인 제1 출력 비트열 y 사이에는 다음의 수식을 만족할 수 있다.
u G = y.
상기 길이 L인 알려진 비트열은, 상기 길이 N인 입력 비트열 u의 가장 높은 인덱스부터 순차적으로 채워질 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 펑처링되고, 상기 펑처링되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 작은 위치부터 연속적으로 배치될 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 쇼트닝되고, 상기 쇼트닝되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 큰 위치부터 연속적으로 배치될 수 있다.
상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 상기 쇼트닝되는 일부 비트들의 다음 인덱스부터 배치될 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 반복되고, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열과 상기 반복되는 일부 비트들은 상기 길이 M(M>N)인 제2 출력 비트열에 포함될 수 있다.
제2 장치에게 폴라 코딩을 이용한 신호를 송신하는 제1 장치는, 송수신기; 메모리; 및 상기 송수신기 및 상기 메모리와 연결되는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득하고, 단, K+L<N 이고, N=2 n 이고, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득하고, 상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하도록 구성될 수 있다.
상기 제1 장치는, 이동 단말기, 기지국 및 자율 주행 차량 중 적어도 하나와 통신하는 자율 주행 장치에 탑재될 수 있다.
본 발명의 제안에 따라, 폴라 코딩에 기초한 채널 코딩을 수행함으로써, 효율적으로 채널 코딩을 수행할 수 있다.
본 개시는 폴라 코딩을 사용하는 무선 통신 시스템의 성능을 향상시키기 위한 방법을 제공한다.
폴라 코드가 HARQ (hybrid automatic repeat request)에 사용되는 경우, 성능 향상을 위한 폴라 코드 기반의 HARQ 방법을 제공한다.
무선 통신 시스템의 수신기에서, 디코딩을 위하여 채널 정보를 측정할 필요가 있다. 본 개시는 채널 측정과 폴라 디코딩을 동시에 효과적으로 수행하는 방법을 제안한다.
본 개시는 최근에 5G 무선 통신 시스템의 표준 기술로서 각광 받고 있는 NOMA (non-orthogonal multiple access) 시스템과 폴라 코딩을 결합하여, 그 성능을 향상시키는 방법을 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1A는 본 발명에 적용되는 통신 시스템을 예시한다.
도 1B는 본 발명에 적용될 수 있는 무선 기기를 예시한다.
도 1C는 본 발명에 적용되는 무선 기기의 다른 예를 나타낸다.
도 2은 NR에서의 프레임 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 3은 NR에서의 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 4은 반송파 병합을 설명하기 위한 도면이다.
도 5은 크로스 반송파 스케줄링을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 반송파 집성을 지원하는 시스템에서 셀들의 상태를 예시한 것이다.
도 7는 본 개시에 따른 채널 코딩 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 8 및 도 9는 본 개시에 따른 변조(modulation) 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 10A 및 도 10B는 본 개시에 따른 폴라 코딩을 이용한 채널 코딩 방법에 있어서, 폴라 코드의 코드워드에 파일럿(pilot)을 사용한 경우, 펑처링(puncturing)을 사용한 경우보다 성능이 개선되는 것을 설명하기 위한 예시도이다.
도 11A 및 도 11B는 본 개시에 따른 폴라 코드의 SC 알고리즘(successive cancellation algorithm)의 최소-합 (min-sum) 방식의 디코딩을 위한 연산자를 설명하기 위한 예시도이다.
도 12A 및 도 12B는 최소-합 디코딩 연산자에 의한 최소-합 디코딩 결과를 설명하기 위한 예시도이다.
도 13은 3GPP 시스템의 물리 채널 및 이를 이용한 일반적인 신호 전송/수신 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 14A은 SSB 구조를 설명하기 위한 예시도이다.
도 14B는 SSB 전송을 예시한다.
도 15은 본 개시에 따른 폴라 코딩의 인코딩 방법에 있어서, 채널 결합 과정과 채널 분리 과정을 설명하기 위한 예시도이다.
도 16A, 도 16B, 도 16C, 도 16D 및 도 16E는 본 개시에 따른 채널 길이 N에 따른 양극화 경향을 설명하기 위한 예시도들이다.
도 17은 본 개시에 따른 폴라 코딩에 있어서, 베이스 모듈을 설명하기 예시도이다.
도 18은 N(=2 n)개의 B-DMC 채널 W들이 결합되는 것을 설명하기 위한 예시도이다.
도 19는 두 개의 정보 블럭을 전송하는 경우에 있어서, 첫번째 정보 블록은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블럭은 에러가 발생한 경우, 채널 극화 최대화 및 선택적 재전송에 기초하는 비체계적 폴라 코딩을 이용한 HARQ 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 20는 두 개의 정보 블럭을 전송하는 경우에 있어서, 첫번째 정보 블록은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블럭은 에러가 발생한 경우, 채널 극화 최대화와 선택적 재전송을 결합한 체계적 폴라 코딩을 이용한 HARQ 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 21은 채널 추정과 체계적 폴라 코딩을 결합함으로써, 채널 코딩의 효율을 증가시키는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 22는 본 개시에 따른 채널 측정과 체계적 폴라 코드를 결합한 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 23은 본 개시에 따른 채널 측정과 비체계적 폴라 코드를 결합한 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 24는 순환 버퍼에 펑처링 또는 쇼트닝을 적용하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 25는 본 개시에 따른 폴라 코딩을 설명하기 위한 예시도이다.
도 26은 본 개시에 따른 펑처링(puncturing) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 27은 본 개시에 따른 쇼트닝(shortening) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 28은 본 개시에 따른 반복(repetition) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 29는 본 개시에 따른, 파일럿 비트들을 균일하게 분포시키기 위한 인터리버를 설명하기 위한 예시도이다.
도 30는 본 개시에 따른, 폴라 코드를 이용하여, 신호를 전송하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 31는 본 개시에 따른, 폴라 코드를 이용하여, 신호를 수신하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시 형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시 형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE, LTE-A 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE, LTE-A의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
이동 통신 시스템에서 단말 혹은 사용자 기기(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced 데이터 Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로서 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화된 버전이다.
또한, 이하의 설명에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
도 1A는 본 발명에 적용되는 통신 시스템을 예시한다.
도 1A를 참조하면, 본 발명에 적용되는 통신 시스템(1)은 무선 기기, 기지국 및 네트워크를 포함한다. 여기서, 무선 기기는 무선 접속 기술(예, 5G NR(New RAT), LTE(Long Term Evolution))을 이용하여 통신을 수행하는 기기를 의미하며, 통신/무선/5G 기기로 지칭될 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(100a), 차량(100b-1, 100b-2), XR(eXtended Reality) 기기(100c), 휴대 기기(Hand-held device)(100d), 가전(100e), IoT(Internet of Thing) 기기(100f), AI기기/서버(400)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 차량은 무선 통신 기능이 구비된 차량, 자율 주행 차량, 차량간 통신을 수행할 수 있는 차량 등을 포함할 수 있다. 여기서, 차량은 UAV(Unmanned Aerial Vehicle)(예, 드론)를 포함할 수 있다. XR 기기는 AR(Augmented Reality)/VR(Virtual Reality)/MR(Mixed Reality) 기기를 포함하며, HMD(Head-Mounted Device), 차량에 구비된 HUD(Head-Up Display), 텔레비전, 스마트폰, 컴퓨터, 웨어러블 디바이스, 가전 기기, 디지털 사이니지(signage), 차량, 로봇 등의 형태로 구현될 수 있다. 휴대 기기는 스마트폰, 스마트패드, 웨어러블 기기(예, 스마트워치, 스마트글래스), 컴퓨터(예, 노트북 등) 등을 포함할 수 있다. 가전은 TV, 냉장고, 세탁기 등을 포함할 수 있다. IoT 기기는 센서, 스마트미터 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, 기지국, 네트워크는 무선 기기로도 구현될 수 있으며, 특정 무선 기기(200a)는 다른 무선 기기에게 기지국/네트워크 노드로 동작할 수도 있다.
무선 기기(100a~100f)는 기지국(200)을 통해 네트워크(300)와 연결될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)에는 AI(Artificial Intelligence) 기술이 적용될 수 있으며, 무선 기기(100a~100f)는 네트워크(300)를 통해 AI 서버(400)와 연결될 수 있다. 네트워크(300)는 3G 네트워크, 4G(예, LTE) 네트워크 또는 5G(예, NR) 네트워크 등을 이용하여 구성될 수 있다. 무선 기기(100a~100f)는 기지국(200)/네트워크(300)를 통해 서로 통신할 수도 있지만, 기지국/네트워크를 통하지 않고 직접 통신(e.g. 사이드링크 통신(sidelink communication))할 수도 있다. 예를 들어, 차량들(100b-1, 100b-2)은 직접 통신(e.g. V2V(Vehicle to Vehicle)/V2X(Vehicle to everything) communication)을 할 수 있다. 또한, IoT 기기(예, 센서)는 다른 IoT 기기(예, 센서) 또는 다른 무선 기기(100a~100f)와 직접 통신을 할 수 있다.
무선 기기(100a~100f)/기지국(200), 기지국(200)/기지국(200) 간에는 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)이 이뤄질 수 있다. 여기서, 무선 통신/연결은 상향/하향링크 통신(150a)과 사이드링크 통신(150b)(또는, D2D 통신), 기지국 간 통신(150c)(e.g. relay, IAB(Integrated Access Backhaul)과 같은 다양한 무선 접속 기술(예, 5G NR)을 통해 이뤄질 수 있다. 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)을 통해 무선 기기와 기지국/무선 기기, 기지국과 기지국은 서로 무선 신호를 송신/수신할 수 있다. 예를 들어, 무선 통신/연결(150a, 150b, 150c)은 다양한 물리 채널을 통해 신호를 송신/수신할 수 있다. 이를 위해, 본 발명의 다양한 제안들에 기반하여, 무선 신호의 송신/수신을 위한 다양한 구성 정보 설정 과정, 다양한 신호 처리 과정(예, 채널 인코딩/디코딩, 변조/복조, 자원 매핑/디매핑 등), 자원 할당 과정 등 중 적어도 일부가 수행될 수 있다.
도 1B는 본 발명에 적용될 수 있는 무선 기기를 예시한다.
도 1B를 참조하면, 제1 무선 기기(100)와 제2 무선 기기(200)는 다양한 무선 접속 기술(예, LTE, NR)을 통해 무선 신호를 송수신할 수 있다. 여기서, {제1 무선 기기(100), 제2 무선 기기(200)}은 도 1A의 {무선 기기(100x), 기지국(200)} 및/또는 {무선 기기(100x), 무선 기기(100x)}에 대응할 수 있다.
제1 무선 기기(100)는 하나 이상의 프로세서(102) 및 하나 이상의 메모리(104)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(106) 및/또는 하나 이상의 안테나(108)을 더 포함할 수 있다. 프로세서(102)는 메모리(104) 및/또는 송수신기(106)를 제어하며, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(102)는 메모리(104) 내의 정보를 처리하여 제1 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(106)을 통해 제1 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(102)는 송수신기(106)를 통해 제2 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제2 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(104)에 저장할 수 있다. 메모리(104)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 프로세서(102)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(104)는 프로세서(102)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(102)와 메모리(104)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(106)는 프로세서(102)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(108)를 통해 무선 신호를 송신 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(106)는 송신기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다. 송수신기(106)는 RF(Radio Frequency) 유닛과 혼용될 수 있다. 본 발명에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.
제2 무선 기기(200)는 하나 이상의 프로세서(202), 하나 이상의 메모리(204)를 포함하며, 추가적으로 하나 이상의 송수신기(206) 및/또는 하나 이상의 안테나(208)를 더 포함할 수 있다. 프로세서(202)는 메모리(204) 및/또는 송수신기(206)를 제어하며, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 구현하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(202)는 메모리(204) 내의 정보를 처리하여 제3 정보/신호를 생성한 뒤, 송수신기(206)를 통해 제3 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 전송할 수 있다. 또한, 프로세서(202)는 송수신기(206)를 통해 제4 정보/신호를 포함하는 무선 신호를 수신한 뒤, 제4 정보/신호의 신호 처리로부터 얻은 정보를 메모리(204)에 저장할 수 있다. 메모리(204)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 프로세서(202)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리(204)는 프로세서(202)에 의해 제어되는 프로세스들 중 일부 또는 전부를 수행하거나, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들을 수행하기 위한 명령들을 포함하는 소프트웨어 코드를 저장할 수 있다. 여기서, 프로세서(202)와 메모리(204)는 무선 통신 기술(예, LTE, NR)을 구현하도록 설계된 통신 모뎀/회로/칩의 일부일 수 있다. 송수신기(206)는 프로세서(202)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 안테나(208)를 통해 무선 신호를 송신 및/또는 수신할 수 있다. 송수신기(206)는 송신기 및/또는 수신기를 포함할 수 있다 송수신기(206)는 RF 유닛과 혼용될 수 있다. 본 발명에서 무선 기기는 통신 모뎀/회로/칩을 의미할 수도 있다.
이하, 무선 기기(100, 200)의 하드웨어 요소에 대해 보다 구체적으로 설명한다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 하나 이상의 프로토콜 계층이 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 계층(예, PHY, MAC, RLC, PDCP, RRC, SDAP와 같은 기능적 계층)을 구현할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 하나 이상의 PDU(Protocol Data Unit) 및/또는 하나 이상의 SDU(Service Data Unit)를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 메시지, 제어 정보, 데이터 또는 정보를 생성할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 본 문서에 개시된 기능, 절차, 제안 및/또는 방법에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어 정보, 데이터 또는 정보를 포함하는 신호(예, 베이스밴드 신호)를 생성하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)에게 제공할 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)로부터 신호(예, 베이스밴드 신호)를 수신할 수 있고, 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들에 따라 PDU, SDU, 메시지, 제어 정보, 데이터 또는 정보를 획득할 수 있다.
하나 이상의 프로세서(102, 202)는 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 또는 마이크로 컴퓨터로 지칭될 수 있다. 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다. 일 예로, 하나 이상의 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), 하나 이상의 DSP(Digital Signal Processor), 하나 이상의 DSPD(Digital Signal Processing Device), 하나 이상의 PLD(Programmable Logic Device) 또는 하나 이상의 FPGA(Field Programmable Gate Arrays)가 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있고, 펌웨어 또는 소프트웨어는 모듈, 절차, 기능 등을 포함하도록 구현될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 수행하도록 설정된 펌웨어 또는 소프트웨어는 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 포함되거나, 하나 이상의 메모리(104, 204)에 저장되어 하나 이상의 프로세서(102, 202)에 의해 구동될 수 있다. 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도들은 코드, 명령어 및/또는 명령어의 집합 형태로 펌웨어 또는 소프트웨어를 사용하여 구현될 수 있다.
하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 다양한 형태의 데이터, 신호, 메시지, 정보, 프로그램, 코드, 지시 및/또는 명령을 저장할 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 ROM, RAM, EPROM, 플래시 메모리, 하드 드라이브, 레지스터, 캐쉬 메모리, 컴퓨터 판독 저장 매체 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다. 하나 이상의 메모리(104, 204)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)의 내부 및/또는 외부에 위치할 수 있다. 또한, 하나 이상의 메모리(104, 204)는 유선 또는 무선 연결과 같은 다양한 기술을 통해 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있다.
하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치에게 본 문서의 방법들 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 전송할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 다른 장치로부터 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)와 연결될 수 있고, 무선 신호를 송수신할 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치에게 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 전송하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 프로세서(102, 202)는 하나 이상의 송수신기(106, 206)가 하나 이상의 다른 장치로부터 사용자 데이터, 제어 정보 또는 무선 신호를 수신하도록 제어할 수 있다. 또한, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)와 연결될 수 있고, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 안테나(108, 208)를 통해 본 문서에 개시된 설명, 기능, 절차, 제안, 방법 및/또는 동작 순서도 등에서 언급되는 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 송수신하도록 설정될 수 있다. 본 문서에서, 하나 이상의 안테나는 복수의 물리 안테나이거나, 복수의 논리 안테나(예, 안테나 포트)일 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 수신된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리하기 위해, 수신된 무선 신호/채널 등을 RF 밴드 신호에서 베이스밴드 신호로 변환(Convert)할 수 있다. 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 하나 이상의 프로세서(102, 202)를 이용하여 처리된 사용자 데이터, 제어 정보, 무선 신호/채널 등을 베이스밴드 신호에서 RF 밴드 신호로 변환할 수 있다. 이를 위하여, 하나 이상의 송수신기(106, 206)는 (아날로그) 오실레이터 및/또는 필터를 포함할 수 있다.
도 1C는 본 발명에 적용되는 무선 기기의 다른 예를 나타낸다.
무선 기기는 사용-예/서비스에 따라 다양한 형태로 구현될 수 있다(도 1A 참조).
도 1C를 참조하면, 무선 기기(100, 200)는 도 1B의 무선 기기(100,200)에 대응하며, 다양한 요소(element), 성분(component), 유닛/부(unit), 및/또는 모듈(module)로 구성될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200)는 통신부(110), 제어부(120), 메모리부(130) 및 추가 요소(140)를 포함할 수 있다. 통신부는 통신 회로(112) 및 송수신기(들)(114)을 포함할 수 있다. 예를 들어, 통신 회로(112)는 도 1B의 하나 이상의 프로세서(102,202) 및/또는 하나 이상의 메모리(104,204) 를 포함할 수 있다. 예를 들어, 송수신기(들)(114)는 도 1B의 하나 이상의 송수신기(106,206) 및/또는 하나 이상의 안테나(108,208)을 포함할 수 있다. 제어부(120)는 통신부(110), 메모리부(130) 및 추가 요소(140)와 전기적으로 연결되며 무선 기기의 제반 동작을 제어한다. 예를 들어, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 프로그램/코드/명령/정보에 기반하여 무선 기기의 전기적/기계적 동작을 제어할 수 있다. 또한, 제어부(120)는 메모리부(130)에 저장된 정보를 통신부(110)을 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로 무선/유선 인터페이스를 통해 전송하거나, 통신부(110)를 통해 외부(예, 다른 통신 기기)로부터 무선/유선 인터페이스를 통해 수신된 정보를 메모리부(130)에 저장할 수 있다.
추가 요소(140)는 무선 기기의 종류에 따라 다양하게 구성될 수 있다. 예를 들어, 추가 요소(140)는 파워 유닛/배터리, 입출력부(I/O unit), 구동부 및 컴퓨팅부 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 무선 기기는 로봇(도 1A, 100a), 차량(도 1A, 100b-1, 100b-2), XR 기기(도 1A, 100c), 휴대 기기(도 1A, 100d), 가전(도 1A, 100e), IoT 기기(도 1A, 100f), 디지털 방송용 단말, 홀로그램 장치, 공공 안전 장치, MTC 장치, 의료 장치, 핀테크 장치(또는 금융 장치), 보안 장치, 기후/환경 장치, AI 서버/기기(도 1A, 400), 기지국(도 1A, 200), 네트워크 노드 등의 형태로 구현될 수 있다. 무선 기기는 사용-예/서비스에 따라 이동 가능하거나 고정된 장소에서 사용될 수 있다.
도 1C에서 무선 기기(100, 200) 내의 다양한 요소, 성분, 유닛/부, 및/또는 모듈은 전체가 유선 인터페이스를 통해 상호 연결되거나, 적어도 일부가 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 예를 들어, 무선 기기(100, 200) 내에서 제어부(120)와 통신부(110)는 유선으로 연결되며, 제어부(120)와 제1 유닛(예, 130, 140)은 통신부(110)를 통해 무선으로 연결될 수 있다. 또한, 무선 기기(100, 200) 내의 각 요소, 성분, 유닛/부, 및/또는 모듈은 하나 이상의 요소를 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 하나 이상의 프로세서 집합으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 제어부(120)는 통신 제어 프로세서, 어플리케이션 프로세서(Application processor), ECU(Electronic Control Unit), 그래픽 처리 프로세서, 메모리 제어 프로세서 등의 집합으로 구성될 수 있다. 다른 예로, 메모리부(130)는 RAM(Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), ROM(Read Only Memory), 플래시 메모리(flash memory), 휘발성 메모리(volatile memory), 비-휘발성 메모리(non-volatile memory) 및/또는 이들의 조합으로 구성될 수 있다.
본 개시에 따른 폴라 코딩을 이용한 채널 코딩을 수행하는 장치는, 송수신기; 메모리; 및 상기 송수신기 및 상기 메모리와 연결되는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.
상기 메모리는, 실행될 때, 상기 적어도 하나의 프로세서가 동작들을 수행하는 명령들(instructions)을 저장할 수 있다.
도 2은 NR에서의 프레임 구조의 일례를 나타낸 도이다.
NR 시스템은 다수의 뉴머롤로지들을 지원할 수 있다. 여기에서, 뉴머롤로지는 부반송파 간격(subcarrier spacing)과 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP) 오버헤드에 의해 정의될 수 있다. 이 때, 다수의 부반송파 간격은 기본 부반송파 간격을 정수 N(또는, μ)으로 스케일링(scaling) 함으로써 유도될 수 있다. 또한, 매우 높은 반송파 주파수에서 매우 낮은 부반송파 간격을 이용하지 않는다고 가정할지라도, 이용되는 뉴머롤로지는 셀의 주파수 대역과 독립적으로 선택될 수 있다. 또한, NR 시스템에서는 다수의 뉴머롤로지에 따른 다양한 프레임 구조들이 지원될 수 있다.
이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 뉴머롤로지 및 프레임 구조를 살펴본다. NR 시스템에서 지원되는 다수의 OFDM 뉴머롤로지들은 표 1과 같이 정의될 수 있다. 대역폭 파트에 대한 μ 및 순환 프리픽스는 BS에 의해 제공되는 RRC 파라미터들로부터 얻어진다.
[표 1]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000002
NR은 다양한 5G 서비스들을 지원하기 위한 다수의 뉴머롤러지(예, 부반송파 간격(subcarrier spacing))를 지원한다. 예를 들어, 부반송파 간격이 15kHz인 경우, 전통적인 셀룰러 밴드들에서의 넓은 영역(wide area)를 지원하며, 부반송파 간격이 30kHz/60kHz인 경우, 밀집한-도시(dense-urban), 더 낮은 레이턴시(lower latency) 및 더 넓은 반송파 대역폭(wider carrier bandwidth)를 지원하며, 부반송파 간격이 60kHz 또는 그보다 높은 경우, 위상 잡음(phase noise)를 극복하기 위해 24.25GHz보다 큰 대역폭을 지원한다.
NR 주파수 대역(frequency band)은 FR1과 FR2라는 2가지 타입의 주파수 범위(frequency range)로 정의된다. FR1은 sub 6GHz 범위이며, FR2는 above 6GHz 범위로 밀리미터 웨이브(millimeter wave, mmW)를 의미할 수 있다.
아래 표 2는 NR 주파수 대역의 정의를 예시한다.
[표 2]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000003
NR 시스템에서의 프레임 구조(frame structure)와 관련하여, 시간 도메인의 다양한 필드들의 크기는 NR용 기본 시간 유닛(basic time unit)인 T c = 1/(△ f max* N f)의 배수로 표현된다. 여기서, △ f max = 480*10 3 Hz이고, 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT) 혹은 역 고속 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform, IFFT) 크기와 관련이 있는 값인 N f = 4096이다. T c는 LTE용 기반 시간 유닛이자 샘플링 시간인 T s = 1/((15kHz)*2048)와 다음의 관계를 갖는다: T s/ T c = 64. 하향링크 및 상향링크(uplink) 전송들은 T f = (△ f max* N f/100)* T c = 10ms 지속기간(duration)의 (무선) 프레임들로 조직화(organize)된다. 여기서, 각 무선 프레임은 각각이 T sf = (△ f max* N f/1000)* T c = 1ms 지속기간을 가지는 10 개의 서브프레임(subframe)들로 구성된다. 상향링크에 대한 한 세트의 프레임들 및 하향링크에 대한 한 세트의 프레임들이 존재할 수 있다. 뉴머롤로지 μ에 대하여, 슬롯(slot)들은 서브프레임 내에서는 오름차순(increasing order)으로 n μ s ∈ {0, ... , N slot,μ subframe-1}로 번호가 매겨지고, 무선 프레임 내에서는 오름차순으로 n μ s,f ∈ {0, ... , N slot,μ frame-1}으로 번호가 매겨진다. 하나의 슬롯은 N μ symb개의 연속하는(consecutive) OFDM 심볼들로 구성되고, N μ symb는 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)에 의존한다. 서브프레임에서 슬롯 n μ s의 시작은 동일 서브프레임 내에서 OFDM 심볼 n μ s* N μ symb의 시작과 시간적으로 정렬된다. 표 3은 일반 CP에서 슬롯 별 OFDM 심볼의 개수( N slot symb), 프레임 별 슬롯의 개수( N frame,μ slot), 서브프레임 별 슬롯의 개수( N subframe,μ slot)를 나타내며, 표 4는 확장 CP에서 슬롯 별 OFDM 심볼의 개수, 프레임 별 슬롯의 개수, 서브프레임별 슬롯의 개수를 나타낸다.
[표 3]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000004
[표 4]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000005
도 2은, μ=2인 경우(즉, 부반송파 간격이 60kHz)의 일례로서, 표 3을 참고하면 1개 서브프레임은 4개의 슬롯(slot)들을 포함할 수 있다. 도 2에 도시된 1개 서브프레임 = {1,2,4}개 슬롯들은 예시이며, 1개 서브프레임에 포함될 수 있는 슬롯(들)의 개수는 표 3 또는 표 4와 같이 정의된다.
또한, 미니-슬롯은 2, 4 또는 7개 심볼들을 포함할 수 있거나 그 보다 더 많은 또는 더 적은 심볼들을 포함할 수 있다.
NR 시스템에서의 물리 자원(physical resource)과 관련하여, 안테나 포트(antenna port), 자원 그리드(resource grid), 자원 요소(resource element), 자원 블록(resource block), 반송파 파트(carrier part) 등이 고려될 수 있다. 이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 상기 물리 자원들에 대해 구체적으로 살펴본다.
먼저, 안테나 포트와 관련하여, 안테나 포트는 안테나 포트 상의 심볼이 운반(convey)되는 채널이 동일한 안테나 포트 상의 다른 심볼이 운반되는 채널로부터 추론될 수 있도록 정의된다. 하나의 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널의 광범위 특성(large-scale property)이 다른 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널로부터 유추될 수 있는 경우, 상기 2개 안테나 포트들은 QC/QCL(quasi co-located 혹은 quasi co-location) 관계에 있다고 할 수 있다. 여기서, 상기 광범위 특성은 딜레이 확산(delay spread), 도플러 확산(Doppler spread), 주파수 쉬프트(frequency shift), 평균 수신 파워(average received power), 수신 타이밍(received Timing), 평균 딜레이(average delay), 공간(spatial) 수신(reception, Rx) 파라미터 중 하나 이상을 포함한다. 공간 Rx 파라미터는 도착 앵글(angle of arrival)과 같은 공간적인 (수신) 채널 특성 파라미터를 의미한다.
도 3은 NR에서의 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.
도 3을 참고하면, 각 부반송파 간격 설정 및 반송파에 대해, N size,μ grid*N RB sc개 부반송파들 및 14 ·2 μ OFDM 심볼들의 자원 그리드가 정의되며, 여기서 N size,μ grid는 BS로부터의 RRC 시그널링에 의해 지시된다. N size,μ grid는 부반송파 간격 설정 μ뿐만 아니라 상향링크와 하향링크 간에도 달라질 수 있다. 부반송파 간격 설정 μ, 안테나 포트 p 및 전송 방향(상향링크 또는 하향링크)에 대해 하나의 자원 그리드가 있다. 부반송파 간격 설정 μ 및 안테나 포트 p에 대한 자원 그리드의 각 요소는 자원 요소(resource element)로 지칭되며, 인덱스 쌍 ( k, l)에 의해 고유하게(uniquely) 식별되며, 여기서 k는 주파수 도메인에서의 인덱스이고 l은 참조 포인트에 상대적인 주파수 도메인 내 심볼 위치를 지칭한다. 부반송파 간격 설정 μ 및 안테나 포트 p에 대한 자원 요소 ( k, l)은 물리 자원 및 복소 값(complex value) a (p,μ) k,l에 해당한다. 자원 블록(resource block, RB)는 주파수 도메인에서 N RB sc=12개의 연속적인(consecutive) 부반송파들로 정의된다.
NR 시스템에서 지원될 넓은 대역폭을 UE가 한 번에 지원할 수 없을 수 있다는 점을 고려하여, UE가 셀의 주파수 대역폭 중 일부(이하, 대역폭 파트(bandwidth part, BWP))에서 동작하도록 설정될 수 있다.
NR 시스템의 자원 블록들에는 대역폭 파트 내에서 정의되는 물리 자원 블록들과, 부반송파 간격 설정 μ에 대해 주파수 도메인에서 0부터 상향방향으로(upward)로 번호 매겨지는 공통 자원 블록들이 있다.
포인트(point) A는 다음과 같이 획득된다.
- PCell 하향링크를 위한 offsetToPointA는 초기 셀 선택을 위해 UE에 의해 사용된 SS/PBCH 블록과 겹치는 가장 낮은 자원 블록의 가장 낮은 부반송파와 포인트 A 간의 주파수 오프셋을 나타내며, FR1에 대해 15kHz 부반송파 간격 및 FR2에 대해 60kHz 부반송파 간격을 가정한 자원 블록 단위(unit)들로 표현되고;
- 다른 경우들에 대해서는 absoluteFrequencyPointA가 ARFCN(absolute radio-frequency channel number)에서와 같이 표현된 포인트 A의 주파수-위치를 나타낸다.
부반송파 간격 설정 μ에 대한 공통 자원 블록 0의 부반송파 0의 중심은 자원 그리드를 위한 참조 포인트로서 역할하는 포인트 A와 일치한다(coincide). 주파수 도메인에서 공통 자원 블록 번호 n μ CRB와 부반송파 간격 설정 μ에 대한 자원 요소 (k,l) 관계는 아래 수학식과 같이 주어진다.
[수학식 1]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000006
여기서 k는 k=0이 포인트 A 중심으로 하는 부반송파에 해당하도록 포인트 A에 상대적으로 정의된다. 물리 자원 블록들은 대역폭 파트(bandwidth part, BWP) 내에서 0부터 0부터 N size BWP,i-1까지 번호가 매겨지며, 여기서 i는 BWP의 번호이다. BWP i에서 물리 자원 블록 n PRB 와 공통 자원 블록 n CRB 간의 관계는 아래 수학식 2에 의해 주어진다.
[수학식 2]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000007
여기서 N start BWP,i는 BWP가 공통 자원 블록 0에 상대적으로 시작하는 공통 자원 블록이다.
반송파 병합
도 4은 반송파 병합을 설명하기 위한 도면이다.
반송파 병합을 설명하기에 앞서 LTE-A에서 무선자원을 관리하기 위해 도입된 셀(Cell)의 개념에 대해 먼저 설명한다. 셀은 하향링크 자원과 상향링크 자원의 조합으로 이해될 수 있다. 여기서 상향링크 자원은 필수 요소는 아니며 따라서 셀은 하향링크 자원 단독 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 이루어질 수 있다. 다만, 이는 현재 LTE-A 릴리즈 10에서의 정의이며 반대의 경우, 즉 셀이 상향링크 자원 단독으로 이루어지는 것도 가능하다. 하향링크 자원은 하향링크 구성 반송파(Downlink component carrier, DL CC)로 상향링크 자원은 상향링크 구성 반송파(Uplink component carrier, UL CC)로 지칭될 수 있다. DL CC 및 UL CC는 반송파 주파수(carrier frequency)로 표현될 수 있으며, 반송파 주파수는 해당 셀에서의 중심주파수(center frequency)를 의미한다.
셀은 프라이머리 주파수(primary frequency)에서 동작하는 프라이머리 셀(primary cell, PCell)과 세컨더리 주파수(secondary frequency)에서 동작하는 세컨더리 셀(secondary cell, SCell)로 분류될 수 있다. PCell과 SCell은 서빙 셀(serving cell)로 통칭될 수 있다. PCell은 단말이 초기 연결 설정(initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재설정 과정 또는 핸드오버 과정에서 지시된 셀이 PCell이 될 수 있다. 즉, PCell은 후술할 반송파 병합 환경에서 제어관련 중심이 되는 셀로 이해될 수 있다. 단말은 자신의 PCell에서 PUCCH를 할당 받고 전송할 수 있다. SCell은 RRC(Radio Resource Control) 연결 설정이 이루어진 이후 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 반송파 병합 환경에서 PCell을 제외한 나머지 서빙 셀을 SCell로 볼 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 반송파 병합이 설정되지 않았거나 반송파 병합을 지원하지 않는 단말의 경우, PCell로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 반송파 병합이 설정된 단말의 경우, 하나 이상의 서빙 셀이 존재하고, 전체 서빙 셀에는 PCell과 전체 SCell이 포함된다. 반송파 병합을 지원하는 단말을 위해 네트워크는 초기 보안 활성화(initial security activation) 과정이 개시된 이후, 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 PCell에 부가하여 하나 이상의 SCell을 구성할 수 있다.
이하, 도 4을 참조하여 반송파 병합에 대해 설명한다. 반송파 병합은 높은 고속 전송률에 대한 요구에 부합하기 위해 보다 넓은 대역을 사용할 수 있도록 도입된 기술이다. 반송파 병합은 반송파 주파수가 서로 다른 2개 이상의 구성 반송파(component carrier, CC)들의 집합(aggregation)으로 정의될 수 있다. 도 4을 참조하면, 도 4(a)는 기존 LTE 시스템에서 하나의 CC를 사용하는 경우의 서브프레임을 나타내고, 도 4(b)는 반송파 병합이 사용되는 경우의 서브프레임을 나타낸다. 도 4(b)에는 예시적으로 20MHz의 CC 3개가 사용되어 총 60MHz의 대역폭을 지원하는 것을 도시하고 있다. 여기서 각 CC는 연속적일 수도 있고, 또한 비 연속적일 수도 있다.
단말은 하향링크 데이터를 복수개의 DL CC를 통해 동시에 수신하고 모니터할 수 있다. 각 DL CC와 UL CC 사이의 링키지(linkage)는 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. DL CC/UL CC 링크는 시스템에 고정되어 있거나 반-정적으로 구성될 수 있다. 또한, 시스템 전체 대역이 N개의 CC로 구성되더라도 특정 단말이 모니터링/수신할 수 있는 주파수 대역은 M(<N)개의 CC로 한정될 수 있다. 반송파 병합에 대한 다양한 파라미터는 셀 특정(cell-specific), 단말 그룹 특정(UE group-specific) 또는 단말 특정(UE-specific) 방식으로 설정될 수 있다.
도 5은 크로스 반송파 스케줄링을 설명하기 위한 도면이다.
크로스 반송파 스케줄링이란, 예를 들어, 복수의 서빙 셀 중 어느 하나의 DL CC의 제어영역에 다른 DL CC의 하향링크 스케줄링 할당 정보를 모두 포함하는 것, 또는 복수의 서빙 셀 중 어느 하나의 DL CC의 제어영역에 그 DL CC와 링크되어 있는 복수의 UL CC에 대한 상향링크 스케줄링 승인 정보를 모두 포함하는 것을 의미한다.
먼저 반송파 지시자 필드(carrier indicator field, CIF)에 대해 설명한다.
CIF는 앞서 설명된 바와 같이 PDCCH를 통해 전송되는 DCI 포맷에 포함되거나 또는 불포함 수 있으며, 포함된 경우 크로스 반송파 스케줄링이 적용된 것을 나타낸다. 크로스 반송파 스케줄링이 적용되지 않은 경우에는 하향링크 스케줄링 할당 정보는 현재 하향링크 스케줄링 할당 정보가 전송되는 DL CC상에서 유효하다. 또한 상향링크 스케줄링 승인은 하향링크 스케줄링 할당 정보가 전송되는 DL CC 와 링크된 하나의 UL CC에 대해 유효하다.
크로스 반송파 스케줄링이 적용된 경우, CIF는 어느 하나의 DL CC에서 PDCCH를 통해 전송되는 하향링크 스케줄링 할당 정보에 관련된 CC를 지시한다. 예를 들어, 도 5을 참조하면 DL CC A 상의 제어 영역 내 PDCCH를 통해 DL CC B 및 DL CC C에 대한 하향링크 할당 정보, 즉 PDSCH 자원에 대한 정보가 전송된다. 단말은 DL CC A를 모니터링하여 CIF를 통해 PDSCH의 자원영역 및 해당 CC를 알 수 있다.
PDCCH에 CIF가 포함되거나 또는 포함되지 않는지는 반-정적으로 설정될 수 있고, 상위 계층 시그널링에 의해서 단말-특정으로 활성화될 수 있다. CIF가 비활성화(disabled)된 경우에, 특정 DL CC 상의 PDCCH는 해당 동일한 DL CC 상의 PDSCH 자원을 할당하고, 특정 DL CC에 링크된 UL CC 상의 PUSCH 자원을 할당할 수 있다. 이 경우, 기존의 PDCCH 구조와 동일한 코딩 방식, CCE 기반 자원 매핑, DCI 포맷 등이 적용될 수 있다.
한편, CIF가 활성화(enabled)되는 경우에, 특정 DL CC 상의 PDCCH는 복수개의 병합된 CC들 중에서 CIF가 지시하는 하나의 DL/UL CC 상에서의 PDSCH/PUSCH 자원을 할당할 수 있다. 이 경우, 기존의 PDCCH DCI 포맷에 CIF가 추가적으로 정의될 수 있으며, 고정된 3 비트 길이의 필드로 정의되거나, CIF 위치가 DCI 포맷 크기에 무관하게 고정될 수도 있다. 이 경우에도, 기존의 PDCCH 구조와 동일한 코딩 방식, CCE 기반 자원 매핑, DCI 포맷 등이 적용될 수 있다.
CIF가 존재하는 경우에도, 기지국은 PDCCH를 모니터링할 DL CC 세트를 할당할 수 있다. 이에 따라, 단말의 블라인드 디코딩의 부담이 감소할 수 있다. PDCCH 모니터링 CC 세트는 전체 병합된 DL CC의 일부분이고 단말은 PDCCH의 검출/디코딩을 해당 CC 세트에서만 수행할 수 있다. 즉, 단말에 대해서 PDSCH/PUSCH를 스케줄링하기 위해서, 기지국은 PDCCH를 PDCCH 모니터링 CC 세트 상에서만 전송할 수 있다. PDCCH 모니터링 DL CC 세트는 단말-특정 또는 단말 그룹-특정 또는 셀-특정으로 설정될 수 있다. 예를 들어, 도 5의 예시에서와 같이 3 개의 DL CC가 병합되는 경우에, DL CC A 가 PDCCH 모니터링 DL CC로 설정될 수 있다. CIF가 비활성화되는 경우, 각각의 DL CC 상의 PDCCH는 DL CC A에서의 PDSCH만을 스케줄링할 수 있다. 한편, CIF가 활성화되면 DL CC A 상의 PDCCH는 DL CC A는 물론 다른 DL CC에서의 PDSCH 도 스케줄링할 수 있다. DL CC A가 PDCCH 모니터링 CC로 설정되는 설정되는 경우에는 DL CC B 및 DL CC C 에는 PDSCCH가 전송되지 않는다.
전술한 바와 같은 반송파 병합이 적용되는 시스템에서, 단말은 복수개의 하향링크 반송파를 통해서 복수개의 PDSCH를 수신할 수 있고, 이러한 경우 단말은 각각의 데이터에 대한 ACK/NACK을 하나의 서브프레임에서 하나의 UL CC 상에서 전송하여야 하는 경우가 발생하게 된다. 하나의 서브프레임에서 복수개의 ACK/NACK을 PUCCH 포맷 1a/1b을 이용하여 전송하는 경우, 높은 전송 전력이 요구되며 상향링크 전송의 PAPR이 증가하게 되고 전송 전력 증폭기의 비효율적인 사용으로 인하여 단말의 기지국으로부터의 전송 가능 거리가 감소할 수 있다. 하나의 PUCCH를 통해서 복수개의 ACK/NACK을 전송하기 위해서는 ACK/NACK 번들링(bundling) 또는 ACK/NACK 다중화(multiplexing)이 적용될 수 있다.
또한, 반송파 병합의 적용에 따른 많은 개수의 하향링크 데이터 및/또는 TDD 시스템에서 복수개의 DL 서브프레임에서 전송된 많은 개수의 하향링크 데이터에 대한 ACK/NACK 정보가 하나의 서브프레임에서 PUCCH를 통해 전송되어야 하는 경우가 발생할 수 있다. 이러한 경우에서 전송되어야 할 ACK/NACK 비트가 ACK/NACK 번들링 또는 다중화로 지원가능한 개수보다 많은 경우에는, 위 방안들로는 올바르게 ACK/NACK 정보를 전송할 수 없게 된다.
일반적으로 비 면허 대역(Unlicensed band, U-band)에서는 Wifi와 같은 반송파 센싱 기반의 통신 방식이 사용되나, LTE와 같은 면허대역에서(Licensed band, L-band) 사용되는 통신 기법도 U-band에서 사용될 수 있다. 이러한 경우, 기존의 U-band 기술인 Wifi나 블루투스와 같은 통신 방식들을 보호하기 위한 L-band 기술이 적용되어야 한다. 또한 U-band에서는 기존 L-band와 달리 여러 개의 서로 다른 오퍼레이터가 U-band에서 동작할 가능성이 있고, 이때, 서로 다른 오퍼레이터간의 공존 문제도 해결되어야 한다.
U-band에서의 셀룰러 통신 기법은 L-band와 U-band간의 반송파 집성 (carrier aggregation) 기법으로 동작할 수도 있고, U-band 대역 단독(standalone)으로 동작할 수도 있다. 이하의 설명에서는 설명의 편의를 위해, UE가 L-band와 U-band 각각에서 두 개의 구성 반송파(CC)를 통하여 무선 통신을 수행 하는 상황을 가정하였다. 여기서, L-band의 반송파는 프라이머리 구성 반송파(Primary CC; PCC 또는 PCell), U-band의 반송파는 세컨더리 구성 반송파(Secondary CC; SCC 또는 SCell 또는 Ucell (unlicensed band CC or cell))로 부를 수 있다. 다만, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 이하의 설명들은 다수 개의 L-band와 다수 개의 U-band가 반송파 집성 기법으로 이용되는 상황에서도 적용이 가능하다.
U-band에서 기지국은 데이터 송수신 전에, 먼저 반송파 센싱 (CS)를 수행할 수 있다. SCell의 현재 채널 상태가 busy인지 idle인지를 체크하고 idle이라고 판단되면, 기지국은 PCell의 (E)PDCCH를 통해(크로스 반송파 병합이 적용된 경우) 또는 SCell의 PDCCH를 통해 스케줄링 승인(scheduling grant)을 전송하고, 데이터 송수신을 시도할 수 있다. 이 때, M개의 연속된 서브프레임으로 구성된 TxOP (transmission opportunity) (또는 reserved resource period (RRP)) 구간을 설정할 수 있다. 여기서, M 값 및 M개의 서브프레임 용도를 사전에 기지국이 UE에게 (PCell을 통한) 상위계층 시그널링이나 물리 제어/데이터 채널을 통해 알려줄 수 있다.
상술한 바와 같은 U-band 에서의 신호 송수신에서, 서로 다른 오퍼레이터가 동일한 물리 셀 ID를 사용하는 경우가 발생할 수 있다. L-band의 경우, 각 오퍼레이터들에 대해 주파수 할당(frequency assignment)이 이루어져 있으므로 문제가 없다. 다만, U-band의 경우 그 특성상, 동일/유사한 지역에서 여러 오퍼레이터들이 동일한 물리 셀 ID를 사용할 수 있다.
도 6은 반송파 집성을 지원하는 시스템에서 셀들의 상태를 예시한 것이다.
도 6에서, 설정된 셀(configured cell)이라 함은 eNB의 셀들 중에서 다른 eNB 혹은 UE로부터의 측정 보고를 근거로 UE를 위해 반송파 집성이 수행된 셀로서, UE별로 설정된다. UE에게 설정된 셀은 해당 UE의 관점에서는 서빙 셀이라고 할 수 있다. UE에 설정된 셀, 즉, 서빙 셀은 PDSCH 전송에 대한 ACK/NACK 전송을 위한 자원이 미리 예약된다. 활성화된 셀은 상기 UE에 설정된 셀들 중에서 실제로 PDSCH/PUSCH 전송에 이용되도록 설정된 셀로서, PDSCH/PUSCH 전송을 위한 CSI 보고와 SRS 전송이 활성화된 셀 상에서 수행된다. 비활성화된 셀은 eNB의 명령 혹은 타이머(timer)의 동작에 의해서 PDSCH/PUSCH 전송에 이용되지 않도록 설정된 셀로서, 해당 셀이 비활성화되면 CSI 보고 및 SRS 전송도 해당 셀에서 중단된다. 참고로 도 6에서 CI 는 서빙 셀 인덱스를 의미하며, CI=0 가 Pcell 을 위해 적용된다. 서빙 셀 인덱스는 서빙 셀을 식별하기 위해 사용되는 짧은 식별자(short identity)로서, 예를 들어, 0부터 'UE에게 한 번에 설정될 수 있는 반송파 주파수의 최대 개수 - 1'까지의 정수 중 어느 하나가 서빙 셀 인덱스로서 일 서빙 셀에 할당될 수 있다. 즉 서빙 셀 인덱스는 전체 반송파 주파수들 중에서 특정 반송파 주파수를 식별하는 데 사용되는 물리 인덱스라기 보다는 UE에게 할당된 셀들 중에서만 특정 서빙 셀을 식별하는 데 사용되는 논리 인덱스라고 할 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 반송파 집성에서 사용되는 셀이라는 용어는 일 eNB 혹은 일 안테나 그룹에 의해 통신 서비스가 제공되는 일정 지리적 영역을 지칭하는 셀이라는 용어와 구분된다.
특별한 언급이 없는 한, 본 발명에서 언급되는 셀은 UL CC와 DL CC의 조합인 반송파 집성의 셀을 의미한다.
한편, 단일 반송파를 이용한 통신의 경우, 단 하나의 서빙 셀만이 존재하므로, UL/DL 그랜트를 나르는 PDCCH와 해당 PUSCH/PDSCH는 동일한 셀에서 전송된다. 다시 말해, 단일 반송파 상황 하의 FDD의 경우, 특정 DL CC에서 전송될 PDSCH에 대한 DL 그랜트를 위한 PDCCH는 상기 특정 CC에서 전송되며, 특정 UL CC에서 전송될 PUSCH에 대한 UL 그랜트를 위한 PDSCH는 상기 특정 UL CC와 링크된 DL CC에서 전송된다. 단일 반송파 상황 하의 TDD의 경우, 특정 CC에서 전송될 PDSCH에 대한 DL 그랜트를 위한 PDCCH는 상기 특정 CC에서 전송되며, 특정 CC에서 전송될 PUSCH에 대한 UL 그랜트를 위한 PDSCH는 상기 특정 CC에서 전송된다.
이에 반해, 다중 반송파 시스템에서는, 복수의 서빙 셀이 설정될 수 있으므로, 채널상황이 좋은 서빙 셀에서 UL/DL 그랜트가 전송되는 것이 허용될 수 있다. 이와 같이, 스케줄링 정보인 UL/DL 그랜트를 나르는 셀과 UL/DL 그랜트에 대응하는 UL/DL 전송이 수행되는 셀이 다른 경우, 이를 크로스-반송파 스케줄링이라 한다.
이하에서는, 셀이 해당 셀 자체, 즉, 자기 자신으로부터 스케줄링되는 경우와 셀이 다른 셀로부터 스케줄링되는 경우를 각각 셀프-CC 스케줄링과 크로스-CC 스케줄링으로 칭한다.
3GPP LTE/LTE-A는 데이터 전송률 개선 및 안정적인 제어 시그널링을 위하여 복수 CC의 병합 및 이를 기반으로 한 크로스 반송파-스케줄링 동작을 지원할 수 있다.
크로스-반송파 스케줄링 (또는 크로스-CC 스케줄링)이 적용될 경우, DL CC B 또는 DL CC C를 위한 하향링크 할당, 즉, DL 그랜트를 나르는 PDCCH는 DL CC A로 전송되고, 해당 PDSCH는 DL CC B 또는 DL CC C로 전송될 수 있다. 크로스-CC 스케줄링을 위해, 반송파 지시 필드(carrier indicator field, CIF)가 도입될 수 있다. PDCCH 내에서 CIF의 존재 여부는 상위 레이어 시그널링(예, RRC 시그널링)에 의해 반-정적 및 UE-특정(또는 UE 그룹-특정) 방식으로 설정될 수 있다. PDCCH 전송의 베이스 라인을 요약하면 다음과 같다.
■ CIF 불활성화(disabled): DL CC 상의 PDCCH는 동일한 DL CC 상의 PDSCH 자원을 할당하거나 하나의 링크된 UL CC 상의 PUSCH 자원을 할당
■ CIF 없음
■ LTE PDCCH 구조(동일한 코딩, 동일한 CCE-기반 자원 매핑) 및 DCI 포맷과 동일
■ CIF 활성화(enabled): DL CC 상의 PDCCH는 CIF를 이용하여 복수의 병합된 DL/UL CC 중에서 특정 DL/UL CC 상의 PDSCH/PUSCH 자원을 할당 가능
● CIF를 가지는 확장된 LTE DCI 포맷
- CIF (설정될 경우)는 고정된 x-비트 필드(예, x=3)
- CIF (설정될 경우) 위치는 DCI 포맷 사이즈에 관계없이 고정됨
● LTE PDCCH 구조를 재사용 (동일한 코딩, 동일한 CCE-기반 자원 매핑)
하나의 UE에 대하여 하나 이상의 스케줄링 셀이 설정될 수 있으며, 이 중 1개의 스케줄링 셀이 특정 DL 제어 시그널링 및 UL PUCCH 전송을 전담하는 PCC가 될 수 있다. 스케줄링 셀 세트는 UE-특정, UE 그룹-특정 또는 셀-특정 방식으로 설정될 수 있다. 스케줄링 셀의 경우, 적어도 자기 자신을 직접 스케줄링할 수 있도록 설정될 수 있다. 즉, 스케줄링 셀은 자기 자신의 피스케줄링(scheduled) 셀이 될 수 있다. 본 발명에서는, PDCCH를 나르는 셀을 스케줄링 셀, 모니터링 셀 혹은 MCC로 칭하며, 상기 PDCCH에 의해 스케줄링된 PDSCH/PUSCH를 나르는 셀을 피스케줄링(scheduled) 셀이라고 칭한다.
스케줄링 셀은 반송파 집성된 전체 셀들 중 일부로서, DL CC를 포함하고, UE는 해당 DL CC 상에서만 PDCCH의 검출(detect)/복호(decode)를 수행한다. 여기서, 스케줄링 셀 혹은 피스케줄링 셀의 PDSCH/PUSCH라 함은 해당 셀 상에서 전송되도록 구성된 PDSCH/PUSCH를 의미하며, 스케줄링 셀 혹은 피스케줄링 셀의 PHICH라 함은 해당 셀 상에서 전송된 PUSCH에 대한 ACK/NACK을 나르는 PHICH를 의미한다.
M2M 기술, 다중 노드 시스템, 반송파 집성, TDD의 도입 등에 따라 많은 양의 ACK/NACK 정보를 한꺼번에 효과적으로 전송할 방법이 요구되고 있다. 본 발명은 상향링크 ACK/NACK 정보를 효과적으로 전송할 방법을 제안한다. 먼저 본 발명의 상향링크 ACK/NACK 정보 전송과 관련하여 사용되는 용어에 대해 정리한다.
● HARQ-ACK(Hybrid Automatic Repeat reQuest Acknowledgement): 하향링크 전송(예, PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 혹은 SPS 해제 PDCCH(Semi-Persistent Scheduling release Physical Downlink Control Channel))에 대한 수신응답결과, 즉, ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative ACK)/DTX(Discontinuous Transmission) 응답(간단히, ACK/NACK 응답, ACK/NACK, A/N 응답, A/N)을 나타낸다. ACK/NACK 응답은 ACK, NACK, DTX 또는 NACK/DTX를 의미한다. CC에 대한 HARQ-ACK 혹은 CC의 HARQ-ACK은 해당 CC와 연관된(예, 해당 CC에 스케줄링된) 하향링크 전송에 대한 ACK/NACK 응답을 나타낸다. PDSCH는 전송블록 혹은 코드워드로 대체될 수 있다.
● PDSCH: DL 그랜트 PDCCH에 대응하는 PDSCH를 의미한다. 본 명세서에서 PDSCH는 PDSCH w/ PDCCH(PDSCH with PDCCH)와 혼용된다.
● SPS 해제 PDCCH(SPS release PDCCH): SPS 해제를 지시하는 PDCCH를 의미한다. UE는 SPS 해제 PDCCH에 대한 ACK/NACK 정보를 상향링크 피드백한다.
● SPS PDSCH: SPS에 의해 반-정적으로 설정된 자원을 이용하여 DL 전송되는 PDSCH를 의미한다. SPS PDSCH는 대응되는 DL 그랜트 PDCCH가 없다. 본 명세서에서 SPS PDSCH는 PDSCH w/o PDCCH(PDSCH without PDCCH)와 혼용된다.
● PUCCH(Physical Uplink Control Channel) 인덱스: PUCCH 자원에 대응된다. PUCCH 인덱스는 예를 들어 PUCCH 자원 인덱스를 나타낸다. PUCCH 자원 인덱스는 직교 커버(orthogonal cover, OC), 순환 천이(cyclic shift, CS) 및 PRB 중 적어도 하나로 매핑된다.
● ARI(ACK/NACK Resource Indicator): PUCCH 자원을 지시하기 위한 용도로 사용된다. 일 예로, ARI는 (상위 계층에 의해 구성된) 특정 PUCCH 자원 (그룹)에 대한 자원 변형 값(예, 오프셋)을 알려주는 용도로 사용될 수 있다. 다른 예로, ARI는 (상위 계층에 의해 구성된) PUCCH 자원 (그룹) 세트 내에서 특정 PUCCH 자원 (그룹) 인덱스를 알려주는 용도로 사용될 수 있다. ARI는 SCC 상의 PDSCH에 대응하는 PDCCH의 TPC(Transmit Power Control) 필드에 포함될 수 있다. PUCCH 전력 제어는 PCC를 스케줄링하는 PDCCH (즉, PCC 상의 PDSCH에 대응하는 PDCCH) 내의 TPC 필드를 통해 수행된다. 또한, ARI는 DAI(Downlink Assignment Index) 초기 값을 가지면서 특정 CC(예, PCC)을 스케줄링하는 PDCCH를 제외하고 남은 PDCCH의 TPC 필드에 포함될 수 있다. ARI라는 용어는 HARQ-ACK 자원 지시자라는 용어와 혼용된다.
● DAI(Downlink Assignment Index): PDCCH를 통해 전송되는 DCI에 포함된다. DAI는 PDCCH의 순서 값 또는 카운터 값을 나타낼 수 있다. 편의상, DL 그랜트 PDCCH의 DAI 필드가 지시하는 값을 DL DAI라고 지칭하고, UL 그랜트 PDCCH 내의 DAI 필드가 지시하는 값을 UL DAI라고 지칭한다.
● 암묵적 PUCCH 자원(Implicit PUCCH resource): PCC를 스케줄링하는 혹은 PCC를 통해 전송되는 PDCCH의 최저(lowest) CCE 인덱스에 링크된 PUCCH 자원/인덱스를 나타낸다.
● 명시적 PUCCH 자원(Explicit PUCCH resource): 명시적 PUCCH 자원은 ARI를 이용하여 지시될 수 있다.
● CC를 스케줄링하는 PDCCH: 해당 CC 상의 PDSCH 혹은 PUSCH를 스케줄링하는 PDCCH를 나타낸다. 즉, 해당 CC 상의 PDSCH 혹은 PUSCH에 대응하는 PDCCH를 나타낸다.
● PCC(Primary Component Carrier) PDCCH: PCC를 스케줄링하는 PDCCH를 나타낸다. 즉, PCC PDCCH는 PCC 상의 PDSCH 혹은 PUSCH에 대응하는 PDCCH를 나타낸다. PCC에 대해서는 크로스-CC 스케줄링이 허용되지 않는다고 가정하면, PCC PDCCH는 PCC 상에서만 전송된다.
● SCC(Secondary Component Carrier) PDCCH: SCC를 스케줄링하는 PDCCH를 나타낸다. 즉, SCC PDCCH는 SCC 상의 PDSCH 혹은 PUSCH에 대응하는 PDCCH를 나타낸다. SCC에 대해 크로스-CC 스케줄링이 허용될 경우, SCC PDCCH는 해당 SCC가 아닌 다른 CC (예를 들어, PCC 혹은 다른 SCC) 상에서 전송될 수 있다. SCC에 대해 크로스-CC 스케줄링이 허용되지 않은 경우, SCC PDCCH는 해당 SCC 상에서만 전송된다.
● 크로스-CC 스케줄링: SCC를 스케줄링하는 PDCCH가 해당 SCC가 아닌 다른 CC (예를 들어, PCC 혹은 다른 SCC)를 통해서 전송되는 동작을 의미한다. PCC와 SCC의 2개 CC만 존재하는 경우 모든 PDCCH가 하나의 PCC를 통해서만 스케줄링/전송되는 동작을 의미한다.
● 비-크로스-CC 스케줄링: 각 CC를 스케줄링하는 PDCCH가 해당 CC를 통해 스케줄링/전송되는 동작을 의미한다.
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라서 차기 무선 통신 시스템에서 제한된 주파수 대역의 효율적 활용은 점점 더 중요한 요구가 되고 있다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템과 같은 셀룰라 통신 시스템도 기존의 WiFi 시스템이 사용하는 2.4GHz 대역과 같은 비면허(unlicensed) 대역이나 새로 주목 받고 있는 5GHz 대역과 같은 비면허 대역을 트래픽 오프로딩(offloading)에 활용하는 방안이 검토 중이다.
기본적으로 비면허 대역은 각 통신 노드 간의 경쟁을 통해 무선 송수신을 하는 방식을 가정하므로, 각 통신 노드가 신호를 전송하기 전에 채널 감지(channel sensing)을 수행하여 다른 통신 노드가 신호 전송을 하지 않음을 확인할 것이 요구된다. 이를 CCA(clear channel assessment)라고 부르며, LTE 시스템의 eNB나 UE도 비면허 대역(이하, LTE-U 대역으로 칭함)에서의 신호 전송을 위해서는 CCA를 수행해야 할 수 있다. 또한 LTE 시스템의 eNB나 UE가 신호를 전송할 때에 WiFi 등 다른 통신 노드들도 CCA를 수행하여 간섭을 일으키지 않아야 한다. 예를 들어서 WiFi 표준(예, 801.11ac)에서 CCA 임계치(threshold)는 비-WiFi(non-WiFi) 신호에 대하여 -62dBm, WiFi 신호에 대하여 -82dBm으로 규정되어 있으며, 이는 STA이나 AP는, 예를 들어서, WiFi 이외의 신호가 -62dBm 이상의 전력으로 수신되면 간섭을 일으키지 않도록 신호 전송을 하지 않음을 의미한다. 특징적으로 WiFi 시스템에서 STA나 AP는 4us 이상 동안 CCA 임계치 이상의 신호를 검출하지 않으면 CCA를 수행하고 신호 전송을 수행할 수 있다.
본 발명의 실시예들을 설명하기에 앞서 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있는 CSMA 기반 시스템을 IEEE 802.11 시스템을 예로 하여 구체적으로 설명한다. 설명의 편의를 위하여 IEEE 802.11 시스템이 CSMA 기반 시스템의 예로서 설명되나, 다른 CSMA 기반 시스템에도 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있다.
도 7는 본 개시에 따른 채널 코딩 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 7을 참조하면, 채널 코딩의 대상이 되는 데이터를 전송 블럭(transport block)이라 하고, 통상적으로 채널 코딩의 효율에 따라, 전송 블럭은 일정한 크기 이하의 코드 블럭으로 나뉘어진다. 예컨대, 3GPP TS 36.212의 터보 코딩에서, 코드 블럭은 6144 비트들 이하가 될 수 있다. 3GPP TS 38.212의 LDPC 코딩에서는 코드 블럭은 8448 비트들 이하(베이스 그래프 1의 경우) 또는 3840 비트들 이하(베이스 그래프 2의 경우)가 된다. 예컨대, Polar 코딩에서는 코드 블럭은 적어도 32 비트들 이상이고, 많아야 8192 비트들 이하 일 수 있다. 코드 블럭은 서브 블럭들로 더 세분화될 수 있다. 예컨대, 본 개시에 따른 Polar 코딩을 수행하는 방법에 있어서, 입력 비트 시퀀스(265, c r0, c r1, ... , c r(Kr-1) )를 인터리빙하고, 상기 인터리빙된 입력 비트 시퀀스(도면 미도시, c' r0, c' r1, ... , c' r(Kr-1) )를 폴라 코드를 이용하여 인코딩할 수 있다. 인코딩된 비트 시퀀스(270, d r0, d r1, ... , d r(Nr-1) )를 레이트매칭할 수 있다. 인코딩된 비트 시퀀스(270)를 레이트 매칭하는 것은, 인코딩된 비트 시퀀스를 서브 블럭들로 더 세분화하는 것, 상기 서브 블럭들 각각에 대하여 인터리빙하는 것, 인터리빙된 서브 블럭들 각각에 대하여, 비트 선택(bit selection)을 수행하는 것, 코딩된 비트들(coded bits)을 한번 더 인터리빙하는 것을 포함할 수 있다. 상기 인터리빙된 서브 블럭들 각각에 대하여, 비트 선택(bit selection) 수행하는 것은, 일부 비트들을 반복하거나, 일부 비트들을 펑처링하거나, 일부 비트들을 쇼트닝하는 것을 포함할 수 있다.
본 개시에 따른 채널 코딩 방법은 전송 블럭에 CRC 코드를 부착하는 단계(S205); 코드 블럭들로 분할하는 단계(S210); 상기 분할된 코드블럭들을 인코딩하는 단계(S215); 인코딩된 코드블럭들을 레이트 매칭하는 단계(S220); 및 레이트 매칭된 코드블럭들을 연접(concatenation)하는 단계(S225)를 포함할 수 있다.
S205 단계에서는, 전송 블럭(255, a 0, ... , a A-1)에 길이 L인 패리티 비트들이 부착된다. 길이 L은 6, 11, 16, 24 중 적어도 하나가 될 수 있다. 통상적으로 순환 생성 다항식(cyclic generator polynomials)을 이용하여, 패리티 비트들이 생성된다. 또한, CRC 부착 과정에 따른 출력 비트들(260, b 0, ... , b B-1)은 라디오 네트워크 임시 식별자(radio network temporary identifier, RNTI)를 이용하여 스크램블링 연산이 적용될 수 있다. 상기 스크램블링 연산에 따라서, 대응되는 비트에 대하여 스크램블링 시퀀스와 배타적 논리합(exclusive or) 연산이 적용될 수 있다.
CRC 부착 과정에 따른 출력 비트들(260, b 0, ... , b B-1)는 코드 블럭 크기에 따라, 코드 블럭들(265)로 분리(S210)된다. 이를 코드 블럭 조각화(code block segmentation)라고 부른다. 코드 블럭 크기는 채널 코딩 방법에 따라 결정된다. 각 채널 코딩 방법을 효율적으로 수행하기 위한 코드 블럭 크기는 이론적 또는 실험적으로 결정될 수 있다. 예컨대, 폴라 코딩에 기초하여, 상기 분리된 코드 블럭들 각각(265, c r0, ... , c r(Kr-1))은 부호화된 비트들(270, d r0, ... , d r(Nr-1))로 인코딩될 수 있다.
코드 블럭들 각각(265, c r0, ... , c r(Kr-1))은 채널 코딩이 수행(S215)되어, 부호화된 비트들(coded bits, 270, d r0, ... , d r(Nr-1))이 생성된다. 생성된 부호화된 비트들(270)은 쇼트닝 및 펑처링 과정을 거쳐서 레이트 매칭될 수 있다. 또는, 부호화된 비트들(270)은 서브 블럭 인터리빙 과정, 비트 선택(bit selection) 과정, 인터리빙 과정을 수행하여 레이트 매칭될 수 있다. 즉, 부호화된 비트들(270, d r0, ... , d r(Nr-1))은 레이트 매칭된 비트들(275, f r0, ... , f r(gr-1))로 변환(S220)된다. 통상적으로 인터리빙이란 비트 시퀀스의 순서를 변경하는 과정을 의미한다. 인터리빙 과정에 의하여, 오류 발생을 분산시킬 수 있다. 효율적인 디인터리빙을 고려하여, 인터리빙 과정이 설계된다.
서브 블럭 인터리빙 과정이란 코드 블럭을 복수의 서브 블럭(예컨대, 32개의 서브 블럭들)으로 분할하여, 각 서브 블럭에 인터리빙 방법에 따라 비트들을 할당하는 과정일 수 있다.
비트 선택 과정은 레이트 매칭하고자하는 비트의 개수에 맞추어, 비트들을 반복하여 비트열(bit sequence)을 증가시키거나, 쇼트닝 또는 펑처링 등의 방법에 따라 비트열(bit sequence)을 감소시킬 수 있다. 인터리빙 과정은, 비트 선택 과정 이후에 부호화된 비트들을 인터리빙할 수 있다.
본 개시에 따른 다른 방법으로, 레이트 매칭 과정은 비트 선택 과정과 인터리빙 과정을 포함할 수 있다. 서브 블럭 인터리빙 과정은 필수적인 과정이 아니다.
부호화된 비트들이 인터리빙된 후, 코드 블럭 연접 과정(S225)을 수행하여, 코드 블럭들(275)을 연접하여, 코드워드(280, g 0, ... , g G-1)를 생성(S225)할 수 있다. 생성된 하나의 코드워드(280)는 하나의 전송 블럭(255)과 대응될 수 있다.
도 8 및 도 9는 본 개시에 따른 변조(modulation) 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 8 및 도 9를 참조하면, 하나 이상의 코드워드들이 입력되고, 스크램블링(S305, S405)된다. 예컨대, 스크램블링 과정은, 입력된 비트 시퀀스가 정하여진 비트 시퀀스와 배타적 논리합(exclusive or) 연산에 기초하여, 수행될 수 있다. 스크램블링된 비트들은 변조(S310, S410)되고, 변조된 심볼들은 레이어에 매핑(S315, S415)된다. 레이어에 매핑된 심볼들은 안테나 포트에 매핑하기 위하여 프리코딩(S320, S420)되고, 프리코딩된 심볼들이 자원 엘리먼트(resource element)에 매핑(S325, S425)된다. 매핑된 심볼들은 OFDM 신호로 생성(S330, S430)되어 안테나를 통하여 전송된다.
디지털 통신 시스템에서 가장 중요한 문제는 송신단에서 수신단까지 비트 형태로 되어 있는 정보를 에러 없이 전송하는 것이다. 이를 위하여 많은 에러 정정 코드들이 제안되었는데, 최근에 Arikan에 의하여 개발된 폴라 코드는 그 중에서 성능이 좋은 코드이다. 처음으로 개발된 폴라 코드는 비체계적 형식의 폴라 코드(non-systematic polar code)였고, 그 이후 체계적 폴라 코드(systematic polar code)가 개발되었다.
폴라 코드는 최근에 많은 연구자들에 의해서 다양한 연구가 이루어지고 있으며, 5G 무선 통신 시스템의 표준 기술로도 채택되었다. 기존의 문헌에서 폴라 코드에 대한 다양한 연구가 이루어지기는 했으나, 다음과 같은 제한이 존재한다.
폴라 코드 기반의 여러 가지 HARQ (hybrid automatic repeat request) 방식들이 기존 문헌에서 제안되었지만, 기존의 방식들에는 재전송 효율이 나쁘다든지 혹은 폴라 코드의 채널 극화 (channel polarization) 효과를 최대로 활용하지 못한다든지 하는 여러가지 문제점들이 존재한다.
무선 통신 시스템의 수신기에서는 채널을 측정하여 이 채널 측정 값을 사용하여 디코딩을 수행하게 된다. 이때, 채널 측정을 위하여 송신단은 비교적 많은 파일럿 신호들 (pilot signals)을 전송해야 하는데, 이에 따른 부담(overhead)은 일반적으로 작지 않다. 기존의 문헌에서는 대부분, 이와 같은 파일럿 신호의 전송 문제와 에러 정정 코드의 문제를 분리하여 생각함으로써, 시스템 전체적인 관점에서 성능의 최적화가 이루어지지 않았다.
본 개시는 폴라 코드와 HARQ를 효과적으로 결합하여, 재전송의 횟수를 최소로 줄이면서, 에러 정정의 성능을 향상시키는 폴라 코드 기반의 HARQ 방식을 제안한다.
본 개시는 수신단에서 채널 측정을 위한 파일럿 신호의 전송과 폴라 코드의 전송을 동시에 최적화함으로써, 통신 시스템의 성능을 향상시키는 방법을 제안한다.
도 10A 및 도 10B는 본 개시에 따른 폴라 코딩을 이용한 채널 코딩 방법에 있어서, 폴라 코드의 코드워드에 파일럿(pilot)을 사용한 경우, 펑처링(puncturing)을 사용한 경우보다 성능이 개선되는 것을 설명하기 위한 예시도이다.
정보 이론에 있어서 폴라 코드는 선형 블럭 에러 정정 코드이다. 코드 구조는 물리 채널을 가상 외부 채널들로 변환하는 짧은 커널 코드의 다중 재귀적 연접에 기초한다.
폴라 코드의 블럭 길이(크기) N은 2의 거듭 제곱수(= 2 n)이다. 즉, N은 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128 등의 값을 가질 수 있다.
예컨대, N=2인 폴라 코드에 대응되는 생성 행렬은 다음 수식과 같을 수 있다.
[수학식 3]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000008
상기 수식을 이용하여 블럭 길이가 N=8인 폴라 코드에 대응되는 생성 행렬은 하기의 수식에 따라 정해질 수 있다.
[수학식 4]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000009
즉, 선형 블럭 코드인 폴라 코드의 생성 행렬은 폴라 코드의 블럭 길이 N (= 2 n)에 의하여 결정될 수 있다.
본 개시의 폴라 코딩 방법에 따르면, 생성 행렬을 쉽게 결정할 수 있고, 폴라 코드의 생성 행렬의 특성 상 역행렬을 계산하는 연산을 비교적 빠르게 할 수 있기 때문에, 디코딩이 빠르다는 장점이 있다.
도 10A 및 도 10B를 참조하면, N=8, K=4일 때, 입력 비트들은 벡터 U = (u 1, u 2, u 3, u 4, u 5, u 6, u 7, u 8)라고 하자. 여기서 N은 폴라 코드의 블럭 길이를 의미하고, K는 메시지의 길이를 의미한다. 본 개시에 있어서, N=8 또는 N=16인 경우의 예시를 들어, 주로 설명할 것이나, 본 개시에 따른 기술적 특징들은 폴라 코드의 특성 상 N = 2 n 인 경우로 확장하여 적용할 수 있다. 예컨대, 2bits에 적용되는 CRC는 4bits에 적용될 수도 있으며, 1 bit로 가정한 CRC가 2 bits 이상 이어도 무관하다. 도 10A 및 도 10B에서, F는 프로즌 비트(frozen bit)를 의미하고, frozen bit로서 '0'이 사용된다. 한편, 프로즌 비트로서 '1'이 사용될 수 있다. 만약, 프로즌 비트가 '1'일 경우, 프로즌 비트의 위치와 갯수에 따라, 출력값들이 변동되므로, 연산 횟수가 증가할 수 있어서, 통상적으로 프로즌 비트로서, '0'이 사용될 수 있다.
도 10A 및 도 10B를 참조하면, 수신단에서의 코드워드에 대한 LLR 값 (log likelihood ratio value)이 벡터 Y = (Y 1, Y 2, Y 3, Y 4, Y 5, Y 6, Y 7, Y 8)로 표시되어 있다.
파일럿 값(pilot value)은 미리 알려져 있기 때문에, Y 8로서 큰 값(또는 무한대값(∞))을 사용하고, puncturing을 사용하는 경우, Y 8은 0이라 가정한다. 또한, Y 4는 LLR 값의 부호를 반대로 하여 수신값으로 사용할 수 있다.
도 10A 및 도 10B를 참조하면, U = (u 1, u 2, u 3, u 4, u 5, u 6, u 7, u 8) = (0, 0, 0, 0, 1, 0, 1, 0)이고, Y = (Y 1, Y 2, Y 3, Y 4, Y 5, Y 6, Y 7, Y 8) = (0, 0, 1, 0, 0, 0, 1, 0)이다. 비트와 비트 사이를 연결하는
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000010
는 배타적 논리합(exclusive or, bitwise exclusive or, EOR) 연산을 의미한다. 도 10A에서는 Y 8을 파일럿 신호로서 사용할 수 있다. 도 10B에서는 Y 8을 펑처링할 수 있다.
도 11A 및 도 11B는 본 개시에 따른 폴라 코드의 SC 알고리즘(successive cancellation algorithm)의 최소-합 (min-sum) 방식의 디코딩을 위한 연산자를 설명하기 위한 예시도이다.
도 11A를 참조하면, 입력값 L a 및 L b에 대하여 출력값 L c = f(L a , L b )로 결정된다. f(L a , L b )는 하기의 수식을 따른다.
[수학식 5]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000011
도 11A를 참조하면, 입력값 L a 및 L b에 대하여 출력값 L c = f(L a , L b )로 결정된다. f(L a , L b )는 하기의 수식을 따른다.
[수학식 6]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000012
도 12A 및 도 12B는 최소-합 디코딩 연산자에 의한 최소-합 디코딩 결과를 설명하기 위한 예시도이다.
도 12A는 파일럿을 사용한 경우, 도 12B는 펑처링을 사용한 경우를 나타내며, 도 12A는 정상적인 디코딩 결과를 나타내고, 도 12B는 오류가 발생한 결과를 나타낸다.
도 12A의 파일럿을 사용한 것이 도 12B의 펑처링을 사용한 것보다 성능이 좋아질 수 있다.
도 12A를 참조하면, u 8에 대응되는 입력 비트는 프로즌 비트이므로, Y8은 비트값이 0이 될 것이다. Y 8에 파일럿 신호를 할당할 수 있다. 도 12B를 참조하면, u 8에 대응되는 입력 비트는 프로즌 비트이므로, Y8은 비트값이 0이 될 것이다. Y 8을 펑처링할 수 있다.
PDCCH transmission
PDCCH는 하향링크 제어 채널로 특정 단말을 위한 PDSCH/PUSCH 전송을 위한 제어 정보를 전송하고, 여러 단말을 위한 power control 명령을 전송하도록 되어 있다. PDCCH는 time domain에서는 최대 4개의 OFDM symbol을 차지하며 PCFICH로 PDCCH에 할당된 OFDM symbol 수를 지시한다. 한편, frequency domain에서는 시스템 전 대역에 걸쳐서 전송되며, 변조는 QPSK를 사용한다. PDCCH를 전송을 위하여 사용하는 자원은 CCE (control channel element)로 칭하며, 36개의 resource element로 구성되어 있어서 하나의 CCE를 통해서 72 bit를 전송할 수 있다. PDCCH에 전송되는 제어 정보의 양은 전송 mode에 따라서 달라진다. 각 전송 mode에 따른 제어 정보는 DCI format으로 규정된다. 단말은 PDSCH/PUSCH 전송 유무를 PDCCH decoding 결과에 따라서 판단하게 되는 데, 이는 PDCCH scrambling은 해당 단말의 UE id 정보 (C-RNTI)에 의해서 이루어진다. 즉, 단말은 자신의 UE id에 의해서 scrambling되어 전송된 DCI format을 detection하게 되는 경우 PDCCH 제어 정보에 의해서 PDSCH 수신 또는 PUSCH 송신을 하게 된다. 일반적으로 하나의 subframe에 전송 가능한 PDCCH 수가 다수 개 이므로, 단말은 다수 개의 PDCCH에 대해서 decoding을 수행하여 자신에게 전송된 제어 정보 유무를 확인해야 한다. 그러나, 모든 전송 가능한 PDCCH에 대해서 decoding을 수행하기에는 복잡도가 크게 증가하게 되어, decoding 수에 제한을 두게 된다. PDCCH를 통해서 제어 정보를 전송하게 되는 경우, CCE는 한 개 또는 다수 개를 연접하여 제어 정보를 전송할 수 있는 데, 이를 CCE aggregation이라고 한다. 현재 허용하고 있는 CCE aggregation level은 1, 2, 4, 8로서, CCE aggregation level 4의 의미는 4개의 CCE를 연접하여 해당 UE의 제어 정보를 전송하게 된다. 단말은 각 aggregation level마다 decoding 수를 제한할 수 있다. 하기의 표는 PDCCH 병합 수준과 디코딩 갯수를 나타낸다.
[표 5]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000013
표 5에서 common type의 경우 UE는 aggregation level 4와 8로 전송되는 PDCCH를 4번과 2번 decoding을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 되는 데, PDCCH를 구성하는 특정 CCE는 모든 단말에게 공통으로 알려진 영역에 해당한다. UE-specific type의 경우 common type과는 다르게 aggregation level 1, 2, 4, 8로 전송되는 PDCCH를 6, 6, 2, 2번 decoding을 수행하여 제어 정보 전송 유무를 판단하게 된다. 하지만, 이 때 사용되는 CCE는 단말별로 모두 다르게 설정된다. 이는 아래 수식에 의해 표현된다.
[수학식 7]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000014
여기서
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000015
,
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000016
,
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000017
and
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000018
,
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000019
는 radio frame 내에서 slot number이다.
2-4. Physical resource block (PRB) bundling
Transmission mode 9을 지원하는 단말의 경우, PMI/RI feedback을 higher layer에서 설정할 수 있다. PMI/RI feedback이 설정된 transmission mode 9 단말은 PDSCH와 DM RS에 동일한 precoding을 적용하는 physical resource block의 granularity에 대한 가정을 할 수 있다. 즉, system bandwidth에 따라 precoding resource block group (PRG)에는 동일한 precoding이 적용되는 것을 가정하여 channel estimation을 수행하여 channel estimation 성능을 향상시킬 수 있다. 하기의 표는 시스템 대역폭(system bandwidth)에 따른 PRG의 크기를 나타낸 값이다.
[표 6]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000020
도 13은 3GPP 시스템의 물리 채널 및 이를 이용한 일반적인 신호 전송/수신 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 13을 참고하면, UE는 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 BS와 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(initial cell search) 작업을 수행한다(S201). 이를 위해, UE는 BS로부터 1차 동기 채널(primary synchronization channel, P-SCH) 및 2차 동기 채널(secondary synchronization channel, S-SCH)을 수신하여 BS와 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. LTE 시스템과 NR 시스템에서 P-SCH와 S-SCH는 각각 1차 동기 신호(primary synchronization signal, PSS)와 2차 동기 신호(secondary synchronization signal, SSS)로 불린다. 그 후, UE는 BS로부터 물리 브로드캐스트 채널(physical broadcast channel, PBCH)를 수신하여 셀 내 브로드캐스트 정보를 획득할 수 있다. 한편, UE는 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(downlink reference Signal, DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
초기 셀 탐색을 마친 UE는 물리 하향링크 제어 채널(physical downlink control channel, PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(physical downlink shared Channel, PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S202).
한편, BS에 최초로 접속하거나 신호 전송을 위한 무선 자원이 없는 경우 UE는 BS에 대해 임의 접속 과정(random access procedure, RACH)을 수행할 수 있다(단계 S203 내지 단계 S206). 이를 위해, UE는 물리 임의 접속 채널(physical random access Channel, PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로서 전송하고(S203 및 S205), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 임의 접속 응답(random access response, RAR) 메시지를 수신할 수 있다(S204 및 S206). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 과정(contention resolution procedure)를 수행할 수 있다.
상술한 바와 같은 과정을 수행한 UE는 이후 일반적인 상향링크/하향링크 신호 전송 과정으로서 PDCCH/PDSCH 수신(S207) 및 물리 상향링크 공유 채널(physical uplink shared Channel, PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(physical uplink control channel, PUCCH) 전송(S208)을 수행할 수 있다. 특히 UE는 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(downlink control information, DCI)를 수신한다.
UE는 해당 탐색 공간 설정(configuration)들에 따라 서빙 셀 상의 하나 이상의 제어 요소 세트(control element set, CORESET)들에 설정된 모니터링 기회(occasion)들에서 PDCCH 후보(candidate)들의 세트를 모니터링한다. UE가 모니터할 PDCCH 후보들의 세트는 탐색 공간 세트들의 면에서 정의되며, 탐색 공간 세트는 공통 탐색 공간 세트 또는 UE-특정 탐색 공간 세트일 수 있다. CORESET은 1~3개 OFDM 심볼들의 시간 지속기간을 갖는 (물리) 자원 블록들의 세트로 구성된다. 네트워크는 UE가 복수의 CORESET들을 갖도록 설정할 수 있다. UE는 하나 이상의 탐색 공간 세트들 내 PDCCH 후보들을 모니터링한다. 여기서 모니터링이라 함은 탐색 공간 내 PDCCH 후보(들)에 대한 디코딩 시도하는 것을 의미한다. UE가 탐색 공간 내 PDCCH 후보들 중 하나에 대한 디코딩에 성공하면, 상기 UE는 해당 PDCCH 후보에서 PDCCH를 검출했다고 판단하고, 상기 검출된 PDCCH 내 DCI를 기반으로 PDSCH 수신 혹은 PUSCH 전송을 수행한다.
PDCCH는 PDSCH 상의 DL 전송들 및 PUSCH 상의 UL 전송들을 스케줄링하는 데 사용될 수 있다. 여기서 PDCCH 상의 DCI는 하향링크 공유 채널과 관련된, 변조(modulation) 및 코딩 포맷과 자원 할당(resource allocation) 정보를 적어도 포함하는 하향링크 배정(assignment)(즉, DL 그랜트), 또는 상향링크 공유 채널과 관련된, 변조 및 코딩 포맷과 자원 할당 정보를 포함하는 상향링크 그랜트를 포함한다. DCI는 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.
표 7은 NR 시스템에서의 DCI 포맷(format)들을 예시한 것이다.
[표 7]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000021
DCI 포맷 0_0와 DCI 포맷 1_0는 폴백(fallback) DCI 포맷으로도 불리며, DCI 포맷 0_0와 DCI 포맷 1_0에는 반송파 지시자 필드가 없다. DCI 포맷 0_0와 DCI 포맷 1_0에는 반송파 지시자 필드가 없으므로, 셀에서 DCI 포맷 0_0와 DCI 포맷 1_0를 검출한 UE는 상기 셀에 PUSCH 혹은 PDSCH가 스케줄링된다고 판단할 수 있다. 한편, DCI 포맷 0_1과 DCI 포맷 1_1에는 반송파 지시자 필드가 있으며, UE는 상기 반송파 지시자 필드에 의해 지시된 반송파 상에 PUSCH 혹은 PDSCH가 스케줄링된다고 판단할 수 있다.
한편, UE가 상향링크를 통해 BS에 전송하는 또는 UE가 BS로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CSI 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, UE는 상술한 CSI를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 전송할 수 있다.
초기 접속 (Initial Access, IA) 과정
SSB(Synchronization Signal Block) 전송 및 관련 동작
도 14A은 SSB 구조를 설명하기 위한 예시도이다.
UE는 SSB에 기반하여 셀 탐색(search), 시스템 정보 획득, 초기 접속을 위한 빔 정렬, DL 측정 등을 수행할 수 있다. SSB는 SS/PBCH(Synchronization Signal/Physical Broadcast channel) 블록과 혼용된다.
도 14A를 참조하면, SSB는 PSS, SSS와 PBCH로 구성된다. SSB는 4개의 연속된 OFDM 심볼들에 구성되며, OFDM 심볼별로 PSS, PBCH, SSS/PBCH 또는 PBCH가 전송된다. PSS와 SSS는 각각 1개의 OFDM 심볼과 127개의 부반송파들로 구성되고, PBCH는 3개의 OFDM 심볼과 576개의 부반송파들로 구성된다. PBCH에는 폴라(Polar) 코드를 기반으로 인코딩/디코딩되고, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)에 따라 변조(modulation)/복조(demodulation)된다. OFDM 심볼 내 PBCH는 PBCH의 복소 변조 값이 매핑되는 데이터 자원 요소(resource element, RE)들과 상기 PBCH를 위한 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)가 매핑되는 DMRS RE들로 구성된다. OFDM 심볼의 자원 블록별로 3개의 DMRS RE가 존재하며, DMRS RE 사이에는 3개의 데이터 RE가 존재한다.
셀 탐색(search)
셀 탐색은 UE가 셀의 시간/주파수 동기를 획득하고, 상기 셀의 셀 ID(Identifier)(예, Physical layer Cell ID, PCI)를 검출하는 과정을 의미한다. PSS는 셀 ID 그룹 내에서 셀 ID를 검출하는데 사용되고, SSS는 셀 ID 그룹을 검출하는데 사용된다. PBCH는 SSB (시간) 인덱스 검출 및 하프-프레임 검출에 사용된다.
UE의 셀 탐색 과정은 하기 표와 같이 정리될 수 있다.
[표 8]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000022
336개의 셀 ID 그룹이 존재하고, 셀 ID 그룹 별로 3개의 셀 ID가 존재한다. 총 1008개의 셀 ID가 존재한다. 셀의 셀 ID가 속한 셀 ID 그룹에 관한 정보는 상기 셀의 SSS를 통해 제공/획득되며, 상기 셀 ID 내 336개 셀들 중 상기 셀 ID에 관한 정보는 PSS를 통해 제공/획득된다
도 14B는 SSB 전송을 예시한다.
SSB는 SSB 주기(periodicity)에 맞춰 주기적으로 전송된다. 초기 셀 탐색 시에 UE가 가정하는 SSB 기본 주기는 20ms로 정의된다. 셀 접속 후, SSB 주기는 네트워크(예, BS)에 의해 {5ms, 10ms, 20ms, 40ms, 80ms, 160ms} 중 하나로 설정될 수 있다. SSB 주기의 시작 부분에 SSB 버스트(burst) 세트가 구성된다. SSB 버스트 세트는 5ms 시간 윈도우(즉, 하프-프레임)로 구성되며, SSB는 SS 버스트 세트 내에서 최대 L번 전송될 수 있다. SSB의 최대 전송 횟수 L은 반송파의 주파수 대역에 따라 다음과 같이 주어질 수 있다. 하나의 슬롯은 최대 2개의 SSB를 포함한다.
- For frequency range up to 3 GHz, L = 4
- For frequency range from 3GHz to 6 GHz, L = 8
- For frequency range from 6 GHz to 52.6 GHz, L = 64
SS 버스트 세트 내에서 SSB 후보의 시간 위치가 부반송파 간격에 따라 정의될 수 있다. SSB 후보의 시간 위치는 SSB 버스트 세트(즉, 하프-프레임) 내에서 시간 순서에 따라 0 ~ L-1로 인덱싱된다(SSB 인덱스).
반송파의 주파수 폭(span) 내에서 다수의 SSB들이 전송될 있다. 이러한 SSB들의 물리 계층 셀 식별자들은 고유(unique)할 필요는 없으며, 다른 SSB들은 다른 물리 계층 셀 식별자를 가질 수 있다.
UE는 SSB를 검출함으로써 DL 동기를 획득할 수 있다. UE는 검출된 SSB (시간) 인덱스에 기반하여 SSB 버스트 세트의 구조를 식별할 수 있고, 이에 따라 심볼/슬롯/하프-프레임 경계를 검출할 수 있다. 검출된 SSB가 속하는 프레임/하프-프레임의 번호는 시스템 프레임 번호(system frame number, SFN) 정보와 하프-프레임 지시 정보를 이용하여 식별될 수 있다.
구체적으로, UE는 PBCH로부터 상기 PBCH가 속한 프레임에 대한 10 비트 SFN을 획득할 수 있다. 다음으로, UE는 1 비트 하프-프레임 지시 정보를 획득할 수 있다. 예를 들어, UE가 하프-프레임 지시 비트가 0으로 세팅된 PBCH를 검출한 경우에는 상기 PBCH가 속한 SSB가 프레임 내 첫 번째 하프-프레임에 속한다고 판단할 수 있고, 하프-프레임 지시 비트가 1로 세팅된 PBCH를 검출한 경우에는 상기 PBCH가 속한 SSB가 프레임 내 두 번째 하프-프레임에 속한다고 판단할 수 있다. 마지막으로, UE는 DMRS 시퀀스와 PBCH가 나르는 PBCH 페이로드에 기반하여 상기 PBCH가 속한 SSB의 SSB 인덱스를 획득할 수 있다.
시스템 정보 획득
SI는 마스터 정보 블록(master information block, MIB)와 복수의 시스템 정보 블록(system information block, SIB)들로 나눠진다. MIB 외의 시스템 정보(system information, SI)는 RMSI(Remaining Minimum System Information)으로 지칭될 수 있다. 자세한 사항은 다음을 참조할 수 있다.
- MIB는 SIB1(SystemInformationBlock1)을 나르는 PDSCH를 스케줄링하는 PDCCH의 모니터링을 위한 정보/파라미터를 포함하며 SSB의 PBCH를 통해 BS에 의해 전송된다. 예를 들어, UE는 MIB에 기반하여 Type0-PDCCH 공통 탐색 공간(common search space)을 위한 CORESET(Control Resource Set)이 존재하는지 확인할 수 있다. Type0-PDCCH 공통 탐색 공간은 PDCCH 탐색 공간의 일종이며, SI 메시지를 스케줄링하는 PDCCH를 전송하는 데 사용된다. Type0-PDCCH 공통 탐색 공간이 존재하는 경우, UE는 MIB 내의 정보(예, pdcch-ConfigSIB1)에 기반하여 (i) CORESET을 구성하는 복수의 인접(contiguous) 자원 블록들 및 하나 이상의 연속된(consecutive) 심볼들과 (ii) PDCCH 기회(occasion)(예, PDCCH 수신을 위한 시간 도메인 위치)를 결정할 수 있다. Type0-PDCCH 공통 탐색 공간이 존재하지 않는 경우, pdcch-ConfigSIB1은 SSB/SIB1이 존재하는 주파수 위치와 SSB/SIB1이 존재하지 않는 주파수 범위에 관한 정보를 제공한다.
- SIB1은 나머지 SIB들(이하, SIBx, x는 2 이상의 정수)의 가용성(availability) 및 스케줄링(예, 전송 주기, SI-윈도우 크기)과 관련된 정보를 포함한다. 예를 들어, SIB1은 SIBx가 주기적으로 브로드캐스트되는지 on-demand 방식에 의해 UE의 요청에 의해 제공되는지 여부를 알려줄 수 있다. SIBx가 on-demand 방식에 의해 제공되는 경우, SIB1은 UE가 SI 요청을 수행하는 데 필요한 정보를 포함할 수 있다. SIB1은 PDSCH를 통해 전송되며, SIB1을 스케줄링 하는 PDCCH는 Type0-PDCCH 공통 탐색 공간을 통해 전송되며, SIB1은 상기 PDCCH에 의해 지시되는 PDSCH를 통해 전송된다.
- SIBx는 SI 메시지에 포함되며 PDSCH를 통해 전송된다. 각각의 SI 메시지는 주기적으로 발생하는 시간 윈도우(즉, SI-윈도우) 내에서 전송된다.
채널 측정 및 레이트-매칭
SSB 버스트 세트 내에서 SSB는 최대 L개가 전송될 수 있으며, SSB가 실제로 전송되는 개수/위치는 BS/셀별로 달라질 수 있다. SSB가 실제로 전송되는 개수/위치는 레이트-매칭과 측정을 위해 사용되며, 실제로 전송된 SSB에 관한 정보가 UE에게 제공된다.
폴라 코드 (Polar Code)
폴라 코드는 이진 입력 이산 무기억 채널(binary-input discrete memoryless channel, B-DMC)에 대한 채널 용량(channel capacity)를 달성(achieve)할 수 있는 코드로 알려져 있다. 즉, 코드 블럭(code block)의 크기 N을 무한히 크게 하면 채널 용량을 달성할 수 있는 code이다. Polar code의 인코더(encoder)는 채널 결합(channel combining)과 채널 분리(channel splitting)의 두 가지 과정을 수행할 수 있다.
도 15은 본 개시에 따른 폴라 코딩의 인코딩 방법에 있어서, 채널 결합 과정과 채널 분리 과정을 설명하기 위한 예시도이다.
도 15를 참조하면, 채널을 적절히 결합(combine)하여 벡터 채널(vector channel)을 만든 후 양극화된 새로운 채널로 분리하게 되면, 무한한 길이의 채널에 대해 채널 용량 C(W)=1과 C(W)=0으로 구분될 수 있다.
도 16A, 도 16B, 도 16C, 도 16D 및 도 16E는 본 개시에 따른 채널 길이 N에 따른 양극화 경향을 설명하기 위한 예시도들이다.
도 16A는 채널 길이 N=2일 때, 채널 용량에 따른 누적 분포 함수(cumulative distributed function, CDF)을 나타내고, 도 16B는 채널 길이 N=4일 때, 채널 용량에 따른 CDF를 나타내고, 도 16C는 채널 길이 N=64일 때, 채널 용량에 따른 CDF를 나타내고, 도 16D는 채널 길이 N=128일 때, 채널 용량에 따른 CDF를 나타내고, 도 16E는 채널 길이 N=512일 때, 채널 용량에 따른 CDF를 나타낸다. 채널 길이 N이 커질수록, 양극화 경향이 더 뚜렷하게 나타나는 것을 알 수 있다.
이때, 채널 용량 C(W)=1인 채널을 통과하는 bit는 오류 없이 전송 가능하므로 information bit를 전송하고, 채널 용량 C(W)=0인 채널을 통과하는 bit는 정보 전송이 불가능하기 때문에 의미 없는 bit인 frozen bit를 전송할 수 있다.
도 17은 본 개시에 따른 폴라 코딩에 있어서, 베이스 모듈을 설명하기 예시도이다.
폴라 코딩 방법에 있어서, 채널 결합(channel combining) 과정에 의하여, B-DMC 채널이 병렬적으로(in parallel) 연결될 수 있다. 채널 결합 과정을 거쳐 코드 블럭의 크기가 결정될 수 있다.
도 17에 따른 베이스 모듈은 하기의 수식에 따라 행렬(베이스 행렬, base matrix) F로서 나타낼 수 있다. 베이스 모듈에 대응되는 채널 W 2의 밑첨자 '2'는 코드 블럭의 크기를 나타낸다.
코드 블럭의 크기가 2인 베이스 행렬 F는 2x2 행렬이 된다. 행렬 F는 수학식 3의 행렬 G와 동일하다.
여기서, u 1, u 2는 이진 입력 소스 비트(binary-input source bit) 또는 입력 비트열(input bit sequence)이라고 부를 수 있다. y 1, y 2는 출력 부호화 비트(output coded bit) 또는 출력 비트열(output bit sequence)라고 부를 수 있다. 이때, 동등 채널 (equivalent channel)을 W 2로 나타낼 수 있다.
도 17을 참조하면, B-DMC channel, W, 2개가 결합될 수 있다.
도 18은 N(=2 n)개의 B-DMC 채널 W들이 결합되는 것을 설명하기 위한 예시도이다.
도 18을 참조하면, 코드 블럭의 크기가 N인 때, N개의 B-DMC 채널이 결합된다. 각각의 채널은 재귀적 형태(recursive form)로 표현될 수 있다. Code block 크기, N은 2 n (n은 자연수)의 제한을 갖는다.
채널 양극화 과정에서는 다음과 같은 특성을 갖게 된다.
Conservation: C(W -) + C(W +) = 2C(W)
Extremization: C(W -) ≤ C(W) ≤ C(W +)
Polar code의 경우 list-L decoding 알고리즘 [5]은 decoding 시 L개 path를 동시에 추적하는 알고리즘으로써, 각 path에 대해 CRC를 확인하면서 오류 없는 path를 검출함을 목적으로 하며, successive cancellation 알고리즘에 비해 복잡하지만 성능이 우수한 특성을 갖는다.
블럭 길이가 N=8인 폴라 코드에 대응되는 생성 matrix G는 수학식 4와 동일할 수 있다.
Codeword Y는 입력 벡터 U와 생성 matrix G를 이용하여 다음 수식을 이용하여 구할 수 있다.
[수학식 8]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000023
한편, 마더 코드 사이즈 N은 2의 거듭제곱 꼴(2 n)이므로(N = 2 n), 마더 코드 사이즈 N에 대응하는, 상기 행렬 G의 일반적인 형태는 다음 수식과 같다.
[수학식 9]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000024
상기 행렬 G는 N × N 행렬이다.
도 19는 두 개의 정보 블럭을 전송하는 경우에 있어서, 첫번째 정보 블록은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블럭은 에러가 발생한 경우, 채널 극화 최대화 및 선택적 재전송에 기초하는 비체계적 폴라 코딩을 이용한 HARQ 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 19를 참조하면 두 개의 정보 블록 중에서 첫번째 정보 블록(data 3, data 4)은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블록(data 1, data 2)은 에러가 발생한 경우를 나타낸다. 송신단에서는 두 개의 정보 블록 모두에서 에러가 발생할 수도 있고, 도 19와 같이 두번째 정보 블럭에서만 에러가 발생할 수도 있다. 두 가지 경우 모두 동일하게 재전송을 실시한다. 하지만, 수신단에서의 디코딩은 달라질 수 있다. 두번째 정보블럭에서만 에러가 발생한 경우, 폴라 코드를 디코딩할 때, 첫번째 정보 블록에 속한 비트들을 프로즌 비트로 사용하여 디코딩을 수행한다. 최초의 전송 시 CRC 1을 체크함으로써, data 3 및 data 4 가 올바로 수신된 것을 확인하였으므로, data 3, data 4 및 CRC 1을 frozen bit로 사용하여 처리할 경우, 보다 효과적인 디코딩을 수행할 수 있으며, 도 19의 예에서 실질적인 코드율은 3/16이 된다. 디코딩은 SIC 디코딩 또는 BP 디코딩을 사용할 수 있다.
도 20는 두 개의 정보 블럭을 전송하는 경우에 있어서, 첫번째 정보 블록은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블럭은 에러가 발생한 경우, 채널 극화 최대화와 선택적 재전송을 결합한 체계적 폴라 코딩을 이용한 HARQ 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
두 개의 정보 블럭을 전송하는 경우에 있어서, 첫번째 정보 블록은 에러 없이 디코딩되고, 두번째 정보 블럭은 에러가 발생한 경우, 두 개의 정보 블록 중 첫번째 블록(data 4, data 3, CRC 1)의 디코딩은 성공하고, 두번째 블록(data 2, data 1, CRC 2)의 디코딩은 실패한 경우를 의미한다.
도 20는 도 19의 비체계적 폴라 코드 전송 방식을 체계적 폴라 코드에 적용한 경우를 나타낸다. 다만, 비체계적 폴라 코드의 경우, 수신단에 정확히 알려진 비트들을 프로즌 비트로 설정하고, 디코딩을 수행하지만, 체계적 폴라 코드의 경우, 수신단에 정확히 알려진 비트들은 수신된 코드워드 비트들의 일부이므로, 상기 정확히 알려진 코드워드 비트들의 LLR(log likelihood ratio) 값들을 무한(∞)으로 설정하고, 디코딩을 수행할 수 있다.
도 20을 참조하면, 첫번째 블록의 디코딩은 성공하였으므로, x 3(1), x 4(1), x 5(1)의 log likelihood ratio (LLR) 값을 무한대로 설정하고, 디코딩을 수행할 수 있다.
채널 측정과 폴라 코드의 결합
채널 측정과 체계적 폴라 코드의 결합
일반적으로, 흔히 수신단은 아주 정확한 채널 정보를 알고 있다고 가정한다. 그러나, 실제 환경에서는 채널을 추정해야하며, 정확한 채널 추정을 위해서, 매우 많은 파일럿 신호를 사용해야 한다. 특히, 안테나의 갯수가 많아지거나, 채널 환경이 빠르게 변화하는 경우, 더욱 많은 파일럿 신호를 사용해야 한다. 하지만, 많은 파일럿 신호를 사용한다는 의미는 보낼 수 있는 데이터의 양이 줄어든다는 것(throughput의 감소)이므로, 파일럿 신호의 양을 무한정 증가시킬 수는 없다. 결국, 제한된 양의 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다. 이 경우, 수신단에서 측정된 채널 정보는 완벽하지 않을 수 있으며, 어느 정도의 채널 측정 에러가 항상 존재할 수 있다. 실제 시스템에서는 채널 측정 에러를 줄이기 위하여, 적지 않은 양의 파일럿 신호를 전송하게 된다. 기존의 대부분의 문헌에 따르면, 파일럿 신호의 전송 문제와 에러 정정 코드의 문제를 분리하여 생각하였고, 2가지 문제는 별도로 최적화하는 경향이 있다. 그러나, 채널 측정과 체계적 폴라 코딩을 결합함으로써, 채널 코딩의 효율을 증가시킬 수 있다.
도 21은 채널 추정과 체계적 폴라 코딩을 결합함으로써, 채널 코딩의 효율을 증가시키는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 21을 참조하면, 길이 12인 체계적 폴라 코드와 4개의 파일럿 신호들을 결합하여, 길이 16인 폴라 코드를 생성한 경우가 설명되고 있다. 여기서 4개의 파일럿 신호들은 다음과 같이 2개의 기능을 동시에 담당할 수 있다.
1) 채널 측정을 수행한다.
2) 실질적인 코드의 길이를 증가시켜서, 전송되는 정보 비트들의 신뢰도를 향상시킨다.
만약, 파일럿 신호와 폴라 코드를 분리하여 전송하면, 폴라 코드의 길이는 12가 되고, 코딩율(coding rate)은 4/12 = 1/3이다. 하지만, 2개를 결합하여 전송하면, 실질적인 코드의 길이는 16이 되고, 코드율은 8/16이다. 하지만, 4개의 파일럿 신호에 해당하는 수신 심볼에 대하여는 LLR값이 무한이 되므로, 실질적인 코드율은 4/16이며, 이 값은 1/3보다 작다. 결국, 정보 비트들의 신뢰도가 향상될 수 있다.
채널 측정과 체계적 폴라 코드를 결합하는 방법
도 21을 참조하면, 4개의 파일럿 신호가 일정한 간격으로 전송된다. 이와 같이 일정한 간격으로 파일럿 신호를 전송하는 것은 시간에 따라서 채널이 변하는 경우, 채널 추정 관점에서는 최적이다. 하지만, 체계적 폴라 코드의 관점에서는 이와 같이 파일럿 신호를 할당하는 것이 최적이 아니다.
도 21의 방식은 4개의 파일럿 신호를 전송하기 위하여, 4번째, 8번째, 12번째, 16번째 입력 신호(Rank 11, 5, 4, 1)가 프로즌 비트가 아닌 패러티 체크 비트(coded bit)로 변환된다. 결국, 체계적 폴라 코딩에서 프로즌 비트로 사용되는 비트는 1, 2, 3, 5, 6, 7, 9, 10번째 입력 비트들이다. 그런데, 이 프로즌 비트들 중에서 프로즌 비트로 사용되는 10번째 입력 비트의 비트 채널 용량은 0.53274로서 16개의 입력 비트들 중에서 8번째로 비트 채널 용량이 높은 비트 채널에 해당된다. 폴라 코드의 가장 기본적인 개념은, 비트 채널 용량이 높은 입력 비트에는 정보 비트를 사용하고, 비트 채널 용량이 낮은 입력 비트에는 프로즌 비트를 사용하는 것이다. 그러므로, 도 21의 방법에 따르면, 프로즌 비트의 위치 (혹은 정보 비트의 위치)가 최적으로 설정된 것은 아니다.
도 22는 본 개시에 따른 채널 측정과 체계적 폴라 코드를 결합한 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 21에서 언급한 문제점을 해결하기 위하여, 도 22를 참조할 수 있다.
도 22는 본 개시에 따른, 비트 채널 용량에 기초하여, 채널 측정과 체계적 폴라 코드를 결합하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
우선, 프로즌 비트는 모든 입력 비트들 중에서 비트 채널 용량이 가장 낮은 비트 채널들만을 통하여 전송된다. 그러나, 이와 같이 프로즌 비트를 할당하는 경우에는 파일럿 신호들이 일정한 간격으로 놓이지 아니할 수 있다. 이 문제를 해결하기 위하여 순열 연산(permutation operation)을 이용하여 파일럿 신호가 일정한 간격으로 배치되도록 할 수 있다.
도 22의 방법에 따라서, 디코딩을 할 때, 파일럿 비트들은 알려진 비트들(known bits)이므로, LLR 값을 무한대로 설정할 수 있다.
채널 측정과 비체계적 폴라 코드를 결합하는 방법
도 21 및 도 22에서 본 개시에 따른 채널 측정과 체계적 폴라 코딩을 결합한 방법이 설명되고 있다. 하지만, 비체계적 폴라 코딩 방식이 더 빈번하게 사용될 수 있다. 이하, 채널 측정과 비체계적 폴라 코딩을 결합하는 방법을 설명한다. 도 23에서는 채널 측정과 비체계적 폴라 코딩을 결합하는 방법을 구체적으로 설명한다.
본 개시에 있어서, 사용되는 기호들은 하기와 같이 정의될 수 있다.
비트 채널 인덱스들
- A: 정보 비트들의 인덱스 집합
- P: 파일럿 신호 비트들의 인덱스 집합
- F: 프로즌 비트들의 인덱스 집합
출력 비트 벡터
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000025
: 폴라 코딩 출력 비트 벡터 (코드워드)
-
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000026
: 비트 인덱스에 대응되는 코드워드 중에서 파일럿 신호의 비트들의 집합 벡터, 입력 비트 벡터 u P와 동일한 위치에 있는 코드 워드 내의 출력 비트 벡터를 의미한다. 즉, 입력 비트 벡터 u P와 출력 비트 벡터 x P는 서로 대응된다.
-
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000027
: 입력 비트 벡터들
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000028
및
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000029
와 동일한 위치에 있는 코드워드 내의 출력 비트 벡터, 즉 출력 비트 벡터 x A,F는 입력 비트 벡터들 u A 및 u P와 대응된다.
입력 비트 벡터
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000030
: 전체 입력 비트 벡터
-
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000031
: 정보 비트들의 인덱스들에 대응하는 정보 비트 벡터
-
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000032
: 파일럿 신호 비트들의 인덱스들에 대응하는 코드워드 내에 파일럿 신호들과 동일한 위치에 있는 입력 비트들의 벡터
-
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000033
: 프로즌 비트들의 인덱스들에 대응하는 프로즌 비트 벡터
생성 행렬
- G : 폴라 코딩 생성 행렬
- G AF,P : G의 부행렬(sub matrix)로서, (i, j) 번째 원소 G i,j는 다음과 같은 조건을 만족할 수 있다: i ∈ A ∪F, j ∈ P
- G P,P, G P,AF, G AF,AF: G AF,P와 마찬가지의 방식으로 정의됨.
비체계적 폴라 코딩과 채널 측정을 결합기 위해서는 다음과 같이 인코딩이 이루어져야 한다. 우선, 폴라 코딩의 생성 행렬로부터 하기 수식과 같은 관계가 성립함을 알 수 있다.
[수학식 10]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000034
위의 관계에 근거하여, 우선 다음과 같이 u P를 먼저 구하고, 이 값을 사용하여, x AF를 구한다.
[수학식 11]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000035
체계적 폴라 코딩의 디코딩은, 비체계적 폴라 코딩의 디코딩과 기본적으로 동일하다. 다만, 파일럿 신호에 해당하는 코드워드 내의 심볼에 대해서는 수신단이 미리 값을 알고 있으므로, 그 LLR 값들을 무한으로 설정할 수 있다.
도 23은 본 개시에 따른 채널 측정과 비체계적 폴라 코드를 결합한 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
도 23은 위와 같은 방법으로 생성된 채널 측정과 비체계적 폴라 코드를 결합한 우리가 제안하는 방식을 나타내고 있다.
도 23을 참조하면, 상술한 바와 같이, u F, u A와 x AF가 대응되고, u P와 x P가 대응된다. 대응된다는 것은 입력 비트들(u F, u A, u P)의 위치와 출력 비트들(x AF, x P)위치가 서로 대응된다는 것을 의미한다. 도 23과 같이, 입력 비트들은 폴라 코드의 생성 행렬에 기초하여, 출력 비트들로 변환된다. frozen bit로서 설정되는 입력 비트들은 비트값 '0'일 수 있다. 파일럿 신호 비트들은 파일럿 신호에 사용되는 비트 시퀀스들일 수 있다. coded bit들은 상기 파일럿 신호 비트들이 파일럿 신호에 사용되는 비트 시퀀스들이 되도록 결정될 수 있다.
파일럿 신호에 사용되는 비트 시퀀스들은 알려진 값들이므로, 폴라 코딩에 의하여, 획득되는 출력 비트들 중 파일럿 신호 비트들은 알려진 비트들(known bits)이 될 수 있다.
본 개시에 따른, 디코더에 의하여, 폴라 코딩을 이용한 신호를 수신하는 방법은, 인코더로부터, 복수의 정보 블럭들과 상기 복수의 정보 블럭들에 대응되는 제1 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, CRC)들을 포함하는 제1 프레임을 수신하는 단계; 상기 인코더에게, 상기 제1 프레임에 포함된 상기 복수의 정보 블럭들 중 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 대한 정보를 송신하는 단계; 및 상기 제1 프레임 및 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 정보에 기초하여 생성된 제2 프레임을 수신하는 단계;를 포함할 수 있다.
상기 제1 프레임 및 상기 제2 프레임은 체계적 폴라 코드의 출력 비트들을 포함할 수 있다.
상기 복수의 정보 블럭들은 상기 제1 CRC를 체크함으로써, 디코딩의 성공 여부를 확인할 수 있다. 상기 제1 프레임은 하나 이상의 프로즌 비트들을 더 포함할 수 있다. 각 프로즌 비트의 비트값은 0 일 수 있다.
상기 제1 프레임에 포함된 상기 복수의 정보 블럭들 중 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들의 비트들을 프로즌 비트로 설정된 것에 기초하여 상기 제2 프레임이 생성될 수 있다. 프로즌 비트로 설정된 상기 디코딩에 성공한 상기 하나 이상의 정보 블럭들의 비트들에 대응되는 상기 제2 프레임의 입력 비트들은 제2 CRC를 포함할 수 있다. 상기 제2 CRC는 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들을 세분화한 서브 정보 블럭들에 대응될 수 있다. 즉, 상기 제2 CRC는 상기 서브 정보 블럭들 각각에 대한 CRC 값들을 포함할 수 있다.
상기 제2 프레임의 입력 비트들은 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 포함되는 비트들을 2개 이상 더 포함할 수 있다. 즉, 상기 제2 프레임은 상기 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들에 할당되었던 비트들의 위치에 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 포함되는 비트들을 포함시킬 수 있다. 결과적으로, 상기 제2 프레임은 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 포함되는 비트들 반복하여 포함할 수 있다.
본 개시에 따른, 인코더에 의하여, 폴라 코딩을 이용한 신호를 송신하는 방법은, 제1 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, CRC)가 부가된 복수의 정보 블럭에 폴라 코딩을 적용하여 제1 프레임을 획득하는 단계; 상기 제1 프레임을 디코더에게 송신하는 단계; 상기 디코더로부터 상기 복수의 정보 블럭 중 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들에 대한 정보를 수신하는 단계; 상기 복수의 정보 블럭들 중 상기 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들에 대응되는 비트들을 프로즌 비트로 처리함으로써, 상기 복수의 정보 블럭을 재생성하는 단계; 상기 재생성된 복수의 정보 블럭에 폴라 코딩을 적용하여 제2 프레임을 생성하는 단계; 상기 제2 프레임과 동일한 크기의 제3 프레임과 상기 제2 프레임을 연접하는 단계, 상기 제3 프레임의 모든 입력 비트들을 프로즌 비트로 처리되고; 상기 제2 프레임에 연접된 상기 제3 프레임에 폴라 코딩을 적용하는 단계; 상기 디코더에게 상기 제3 프레임을 전송하는 단계;를 포함할 수 있다.
상기 제3 프레임은 상기 복수의 정보 블럭들 중 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 대응되는 제2 CRC를 더 포함할 수 있다.
본 개시에 따른, 디코더에 의하여, 폴라 코딩을 이용한 신호를 수신하는 방법은, 인코더로부터, 순환 중복 검사(cyclic redundancy check, CRC)가 부가된 복수의 정보 블럭들에 폴라 코딩이 적용된 제1 프레임을 수신하는 단계; 상기 복수의 정보 블럭들의 CRC를 체크함으로써, 상기 복구의 정보 블럭들 각각의 디코딩 성공 여부를 확인하는 단계; 상기 인코더에게 상기 복수의 정보 블럭 중 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들에 대한 정보를 송신하는 단계; 상기 인코더로부터 상기 제1 프레임과 크기가 동일한 제2 프레임을 수신하는 단계; 및 상기 제1 프레임과 상기 제2 프레임은 상기 복수의 정보 블럭 중 상기 디코딩에 성공한 하나 이상의 정보 블럭들에 대응되는 비트들을 프로즌 비트로 처리된 것에 기초하여, 상기 제2 프레임을 디코딩하는 단계;를 포함할 수 있다.
상기 제2 프레임은 상기 복수의 정보 블럭들 중 상기 디코딩에 실패한 하나 이상의 정보 블럭들에 대응되는 제2 CRC를 더 포함할 수 있다.
레이트 매칭
용어 정의
- 펑처링은 부호화 비트들(coded bits)이 전송되지 않는 것을 나타낸다. 상기 전송되지 않는 비트들은 수신기에는 언노운(unknown)이 되고, 대응되는 LLRs은 0으로 설정된다.
- 쇼트닝은 입력 비트들을 알려진 값으로 설정하는 것 및 이러한 입력 비트들에 대응되는 부호화된 비트들은 전송되지 않는 것을 포함한다. 대응되는 LLRs은 수신기에게 큰 값으로 설정된다.
- 비트 프리 프라징은 전송되지 않는 부호화 비트들에 대응되는 모든 입력 비트들을 프리징하는 것을 의미한다.
도 24는 순환 버퍼에 펑처링 또는 쇼트닝을 적용하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
펑처링(puncturing)은 순환 버퍼에서 위치 (N-M) 부터 위치 (N-1)까지의 비트들을 선택함으로써 구현된다. 위치 0부터 위치 (N-M-1)까지의 비트들은 선택되지 않는 것이다.
쇼트닝(shortening)은 순환 버퍼의 위치 0 부터 위치 M-1까지의 비트들을 선택함으로써 구현된다. 위치 M부터 위치 N까지의 비트들은 선택되지 않는 것이다.
반복(repetition)은 순환 버퍼로부터 모든 비트들을 선택하고, 가장 작은 인덱스를 가지는 연속 비트들(M-N)을 추가적으로 반복함으로써 구현된다.
여기서 N은 마더 코드 사이즈를 의미하고, M은 실제 전송되는 비트들의 크기를 의미한다.
펑처링을 위하여, 추가적으로 하기의 수식을 만족하는 인덱스(u)를 가지는 언프로즌 비트를 프리징한다.
[수학식 12]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000036
M은 coded bits들의 크기이고, N은 마더 코드 사이즈를 나타낸다.
상기 수학식의 ceil을 올림을 나타내고, 인덱스 u은 0보다 크거나 같은 정수를 나타낸다.
본 개시는 비체계적 폴라 코딩(non-systematic polar coding) 에서 채널 추정 (channel estimation) 용 파일롯(pilot) 등과 같이 알려진 비트(known bit)를 polar code의 출력 일부로 사용하는 경우에 대한 polar code 구성 방법을 제안한다.
일반적으로, 흔히 수신단(receiver, receiving entity, receiving end, receiving terminal)은 아주 정확한 채널 정보를 알고 있다고 가정한다. 그러나, 실제 환경에서는 채널을 추정해야하며, 정확한 채널 추정을 위해서, 매우 많은 파일럿 신호를 사용해야 한다. 특히, 안테나의 갯수가 많아지거나, 채널 환경이 빠르게 변화하는 경우, 더욱 많은 파일럿 신호를 사용해야 한다. 하지만, 많은 파일럿 신호를 사용한다는 의미는 보낼 수 있는 데이터의 양이 줄어든다는 것(throughput의 감소)이므로, 파일럿 신호의 양을 무한정 증가시킬 수는 없다. 결국, 제한된 양의 파일럿 신호를 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다. 이 경우, 수신단에서 측정된 채널 정보는 완벽하지 않을 수 있으며, 어느 정도의 채널 측정 에러가 항상 존재할 수 있다. 실제 시스템에서는 채널 측정 에러를 줄이기 위하여, 적지 않은 양의 파일럿 신호를 전송하게 된다. 기존의 통신 기술들은 파일럿 신호의 전송 문제와 에러 정정 코드의 문제를 분리하여 처리하는 경향이 있고, 2가지 문제는 별도로 최적화하는 경향이 있다. 그러나, 채널 측정과 체계적 폴라 코딩을 결합함으로써, 효율적으로 채널 측정과 채널 코딩을 수행할 수 있다.
최근 채널 측정과 폴라 코딩을 결합시켜 채널 코딩 효율을 증가시킴과 동시에 파일럿을 추가 삽입한 것과 같은 효과를 얻기 위한 연구들이 진행되고 있다. Frozen bit를 known bit로 간주하는데, known bit인 파일롯으로 사용하자는 개념하에서, 파일롯을 codeword 측면에서 동일한 간격으로 배치하는 것이 channel estimation 성능이 향상되는 연구가 진행되었다. 그러나 이러한 방식은 polar code 구조상 input bit가 그대로 codeword의 일부로 나오게 되는 systematic code에서 수행되었다. 그 외에도 파일롯 위치를 다르게 정하는 방식들도 있지만, 동일하게 모두 systematic code에서 이루어졌다.
시스테매틱(systematic, 체계적) 방식으로 균일 간격 파일롯을 삽입하게 되면 information의 성능이 극대화 되지 않으니, 성능 극대화를 위해 파일롯 위치는 무시하고 reliability 기반의 codeword를 생성한 후 permutation을 통해 파일롯을 동일한 간격으로 배치할 수 있다. 그러나 input 크기와 codeword 크기가 달라지는 경우, shortening과 puncturing, repetition과 같은 rate matching 기법을 반영해야 한다. Reliability가 rate matching에 따라 달라지기 때문에 고정적인 형태의 permutation을 구성하기 어려운 방식일 수 있다. 또한, non-systematic 구조에서 reliability를 기반으로 하기 때문에 파일롯 codeword에 해당하는 즉, polar code의 생성 matrix G의 G ii, i∈{codeword 내 파일롯 비트 위치},에 곱해지는 i-th input이 새롭게 계산되어 입력되어야 하는 불편함이 있다. 예를 들어, 도 23을 참조하면, pilot에 해당하는 비트들의 rank들이 5, 8, 7, 6인 입력 비트들은 frozen 또는 known 비트가 아니라 전체 codeword를 고려하여 새롭게 계산된 coded bit가 입력으로 사용되게 된다.
본 발명에서는 coded bit를 입력 비트로 사용하지 않고, 파일롯 비트를 입력 비트로 삽입하는 방법에 대해 기술한다.
도 25는 본 개시에 따른 폴라 코딩을 설명하기 위한 예시도이다.
도 25를 참조하면, N=8 이고, M=4이다. U1, U2, U3, U5 가 프로즌 비트들이며, U4, U 6, U7, U8이 데이터 비트들이다.
예컨대, 수학식 11를 참고하면, M(=4) < 3N/4 (=6) 이므로, 0≤u<ceil(9N/16 - M/4)일 수 있다. 9N/16 - M/4 = 3.5 이므로, u = 0, 1, 2, 3 일 수 있고, Y1, Y2, Y3, Y4는 펑처링되어 전송되지 아니할 수 있다.
도 25를 참고하면, 입력 비트들의 위치들은 U1, U2, U3, U4, U5, U6, U7 및 U8로 표시되어 있고, 출력 비트들의 위치들은 Y1, Y2, Y3, Y4, Y5, Y6, Y7 및 Y8로 표시되어 있다.
Rate-matching을 고려한 input에 known bit 사용 방식
Codeword 생성을 용이하게 하기 위해 input에 coded bit 삽입 대신 input vector의 index가 높은 쪽부터, 예를 들어 도 25의 U8 (이하 input index가 높은 쪽은 U8과 같이 생성 행렬 G의 마지막 열에 곱해지는 input의 위치를 말하고, index가 낮은 쪽은 반대로 U1과 같이 G의 첫번째 열에 곱해지는 input의 위치를 말함)부터, 알려진 비트들(known bits)을 정해진 개수만큼 삽입한다. 이 때, known bit 개수는 N(마더 코드 사이즈), M(부호화 비트들의 크기) 및 레이트 매칭 방법 등에 따라 달라질 수 있다.
Known bit 위치가 결정된 후, known bit가 삽입될 위치를 제외한 나머지 영역에서 frozen bit와 data bit 위치를 결정한다. 즉, NR 표준에서의 frozen/data bit 위치를 결정하기 전에 우선 known bit 위치를 정한다.
도 26은 본 개시에 따른 펑처링(puncturing) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
Puncturing 사용 시
도 26에서는 puncturing 사용 시, known bit 사용 전/후에 따른 입력과 출력 비트를 나타낸다. F는 frozen bit, D는 information인 data bit, X는 puncturing 되어 전송되지 않는 비트, Y는 전송되는 출력 비트, K는 known bit, P는 전송되는 파일롯 비트를 나타낸다. N=8, M=6, K=2, data는 3개를 전송함을 가정하였다. 이 때, M은 실제 전송되는 비트 개수를 나타낸다.
도 26에서는 index가 높은 쪽부터 알려진 비트들(known bits)이 채워짐을 나타낸다. Known bit이 삽입될 U7, U8을 제외한 나머지 영역(U1 내지 U6)에서 F와 D를 NR 표준에 따라 위치를 정하여 삽입할 수 있다.
또는 전송되는 실제 coded bit 개수를 동일하게 하기 위해 또는 실제 coded bit 개수에 가깝게 하기 위해 punctured bit X 대신 Y(Y1 및 Y2의 출력 비트들)를 전송할 수 있다. 즉, Puncturing 되기 전 polar encoding으로 인해 coded bit(Y1 및 Y2의 출력 비트들)가 생성되기 때문에 이 비트를 puncturing 하지 않고 그대로 전송할 수 있다.
도 26A는 알려진 비트들을 삽입하지 않은 폴라 코드의 예시를 나타낸다.
도 26B는 알려진 비트들을 삽입한 후, 폴라 코드의 예시를 나타낸다.
도 26A를 참조하면, U1, U2, U3, U5 및 U6 에는 프로즌 비트들(frozen bits)이 입력되고, U4, U7 및 U8에는 데이터 비트들(data bits)이 입력된다. 데이터 비트들과 프로즌 비트들이 입력되는 위치들은 폴라 코딩 방법에 따른 채널 상태 및/또는 채널 용량에 따라서 결정될 수 있다. 일반적으로, 도 16A 내지 16E에서 설명한 바와 같이, 채널 용량 C(W) = 1 인 채널을 통하여 데이터 비트들을 전송하고, C(W) = 0인 채널을 이용하여 프로즌 비트들을 전송할 수 있다.
도 26B를 참조하면, U7 및 U8에 알려진 비트들(known bits)이 삽입된다. 도 26A에서 U7 및 U8에 입력되는 데이터 비트들은 상기 알려진 비트들의 삽입에 의하여, 변화된 채널 용량에 기초하여, U5 및 U6에 입력되어 전달될 수 있다. 즉, 알려진 비트들을 U7 및 U8에 삽입함으로써, 원하는 파일럿 비트들을 생성(Y7 및 Y8)할 수 있고, 상기 알려진 비트들의 삽입에 따라 변화된 채널 용량에 기초하여, 데이터 비트들과 프로즌 비트들의 입력 위치를 결정할 수 있다.
알려진 비트들을 입력 인덱스가 높은 위치(U7 및 U8, U8부터 순차적으로)에 삽입하되, 삽입되는 알려진 비트들의 갯수에 따른 채널 용량의 변화는 쉽게 계산할 수 있으므로, 변화된 채널 용량에 기초하여, 데이터 비트들과 프로즌 비트들의 입력 위치를 결정할 수 있다.
도 27은 본 개시에 따른 쇼트닝(shortening) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
Shortening 사용 시
도 27에서는 shortening 사용 시, known bit 사용 전/후에 따른 입력과 출력 비트를 나타낸다.
도 27A는 쇼트닝 방법을 사용하는 경우의 데이터 비트들(D)과 프로즌 비트들(F)의 입력 비트들에서의 배치를 나타낸다.
도 27A를 참조하면, Y7 및 Y8에서의 출력 비트들은 쇼트닝 될 것이므로, U7 및 U8의 입력 비트들은 프로즌 비트로 채워질 것이다.
도 27B는 puncturing 시와 마찬가지로 index가 높은 쪽부터 known bits가 채워질 수 있다. Y7 및 Y8의 출력 비트들이 파일럿 비트들이 될 것이며, Y5 및 Y6의 비트들은 쇼트닝될 것이다. 일반적으로 프로즌 비트는 0값을 가지므로, 도 27A의 X는 0값을 가지나, 도 27B의 경우에는 Y5 및 Y6의 출력 비트들은 Y7 및 Y8의 파일럿 비트들과 동일한 비트들을 가질 것이다. 만약, 쇼트닝 비트들의 갯수와 파일럿 비트들의 갯수가 2의 거듭제곱꼴(2 n)로 동일하다면, 쇼트닝 비트들은 대응되는 파일럿 비트들과 동일한 값을 가지게 되므로, 알려진 비트들로 간주할 수 있다. 한편, 쇼트닝 비트들의 갯수와 파일럿 비트들의 갯수가 서로 다르더라도, 폴라 코딩의 방법에 따라 쇼트닝 비트들을 쉽게 구할 수 있으므로, 여전히 알려진 비트들로 볼 수 있다.
상술한 바와 같이 도 27B의 경우, 출력 비트 X는 알려진 비트들이기는 하나, 폴라 코딩을 이용하여 디코딩을 하기 위해서는 쇼트닝 비트들(X)을 알아야 하기 때문에, 연산 복잡도가 증가하는 문제가 있다. 27C의 경우처럼, 쇼트닝 비트들에 대응되는 입력 비트들을 프로즌 비트들로 채우고, 쇼트닝 비트들 다음 위치(U5 및 U6)부터 알려진 비트들(K)을 채움으로써, 연산 복잡도를 낮출 수 있다. 도 27B 및 도 27C는 모두 frozen bit와 known bit 모두 알고 있는 비트라는 점에서 동일하나, 연산 복잡도에서 차이가 있다. 수신단에서는 프로즌 비트와 알려진 비트와 연관된 X와 P 모두 수신단에서 무한대 LLR로 처리할 수 있으므로 개념이 동일하게 되므로 F와 K 위치를 변경하여 사용할 수도 있다.
도 28은 본 개시에 따른 반복(repetition) 방법을 사용하여 알려진 비트들 삽입 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
Repetition 사용 시
도 28에서는 repetition 사용 시, known bit 사용 전/후에 따른 입력과 출력 비트를 나타낸다. Repetition은 생성된 coded bit를 circular buffer를 통해 추가적으로 coded bit 중 일부를 전송하는 방식으로써, coded bit 생성 시 puncturing과 마찬가지로 높은 input 인덱스부터 known bit를 설정하고 파일롯을 제외한 나머지 coded bit를 반복해서 전송할 수 있다. 또는 파일롯 개수에 따라 파일롯을 포함한 coded bit를 반복해서 전송할 수 있다.
도 28A를 참조하면, U1, U2, U3, U5 및 U6의 위치들에 프로즌 비트들을 채우고, U4, U7, U8에 데이터 비트들을 채워 입력 비트들을 구성하였을 때, Y1 및 Y2의 비트들은 반복하여 전송하는 것을 나타낸다.
도 28B를 참조하면, 도 27B와 유사하게, 입력 비트들의 높은 인덱스(U8 및 U7)부터 알려진 비트들(K)을 입력할 수 있다.
도 27B과 달리, 쇼트닝 되는 비트들은 없으므로, U5 및 U6의 프로즌 비트 대신 데이터 비트들을 입력하고, 알려진 비트들(K)을 U7 및 U8의 위치에 입력함으로써, 파일럿 비트들(P)을 생성할 수 있다.
파일롯 비트의 균일한 분포를 위한 인터리버 설계
도 29는 본 개시에 따른, 파일럿 비트들을 균일하게 분포시키기 위한 인터리버를 설명하기 위한 예시도이다.
상기와 같은 구조는 파일롯이 한 곳에 몰아서 출력되는 형태이다. 따라서 도 29와 같이 출력 Y와 출력 P를 구분하여 저장이 가능하다. 균일한 분포를 위해 출력 Y들 사이에 P를 다음 수식에서 나오는 P position 일 때 삽입한다.
도 26, 도 27 및 도 28의 경우, 파일럿 비트들은 높은 인덱스의 출력 비트들이므로, 파일럿 비트들이 균일하게 분포하지 않고, 높은 인덱스 쪽에 편중되어 분포하게 된다.
파일럿 비트들을 출력 비트들에 균일하게 분포하도록 인터리버 또는 순열 연산(permutation operator)이 더 필요할 수 있다.
하기의 수학식에 따라, 파일럿 비트들 각각의 위치를 결정할 수 있다.
[수학식 13]
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000037
즉, 전체 폴라 코드의 출력 비트들을 파일럿 비트들과 부호화 비트들(coded bits)로 구분하여 저장하고, 출력 버퍼에 파일럿 비트의 위치(P position index)인 경우, 순차적으로 파일럿 비트들을 배치하고, 파일럿 비트의 위치가 아닌 경우, 순차적으로 부호화 비트들을 배치함으로써, 출력 버퍼 내에서 파일럿 비트들이 균일하게 분포하도록 할 수 있다.
S는 파일롯을 삽입하기 위한 시작 위치를 나타내며, 채널 환경, 시스템 구성 등에 따라 달라질 수 있다. Func(x)는 x에 대한 함수로 정수값을 나타내는 올림 함수(ceiling function), 내림 함수(floor function) 등과 같은 함수일 수 있다.
도 30는 본 개시에 따른, 폴라 코드를 이용하여, 신호를 전송하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
본 개시에 따른, 제1 장치에 의하여, 제2 장치에게 폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법은, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득-단, K+L<N 이고, N=2 n 이고-; 상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득; 및 상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하는 것을 포함할 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열은 상기 길이 L인 파일럿 비트들과 길이 (N-L)인 부호화 비트들을 포함하고, 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서, 상기 길이 L인 파일럿 비트들 중 2개의 비트들 사이의 거리는 일정할 수 있다.
상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서의 위치는 다음 수식에 따라서 결정될 수 있다.
위치 = S + function ( M / L ) * m.
상기 S는 시작 위치를 나타내고, 상기 function은 올림 함수 또는 내림 함수이고, 상기 m (0 ≤ m < L )은 상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 인덱스를 나타낼 수 있다.
상기 크기 N인 폴라 코드는 하기의 N × N 행렬 G에 대응되고,
Figure PCTKR2019018817-appb-img-000038
상기 길이 N인 입력 비트열 u와 상기 길이 N인 제1 출력 비트열 y 사이에는 다음의 수식을 만족할 수 있다.
u G = y.
상기 길이 L인 알려진 비트열은, 상기 길이 N인 입력 비트열 u의 가장 높은 인덱스부터 순차적으로 채워질 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 펑처링되고, 상기 펑처링되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 작은 위치부터 연속적으로 배치될 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 쇼트닝되고, 상기 쇼트닝되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 큰 위치부터 연속적으로 배치될 수 있다.
상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 상기 쇼트닝되는 일부 비트들의 다음 인덱스부터 배치될 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 쇼트닝되고, 상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 큰 위치부터 연속적으로 배치될 수 있다.
상기 쇼트닝되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들의 다음 인덱스부터 배치될 수 있다.
상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 반복되고, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열과 상기 반복되는 일부 비트들은 상기 길이 M(M>N)인 제2 출력 비트열에 포함될 수 있다.
본 개시에 따른, 제2 장치에게 폴라 코딩을 이용한 신호를 송신하는 제1 장치는, 송수신기; 메모리; 및 상기 송수신기 및 상기 메모리와 연결되는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득하고, 단, K+L<N 이고, N=2 n 이고, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득하고, 상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하도록 구성될 수 있다.
본 개시에 따른, 상기 제1 장치는, 이동 단말기, 기지국 및 자율 주행 차량 중 적어도 하나와 통신하는 자율 주행 장치에 탑재될 수 있다.
도 31는 본 개시에 따른, 폴라 코드를 이용하여, 신호를 수신하는 방법을 설명하기 위한 예시도이다.
본 개시에 따른, 제2 장치에 의하여, 제1 장치로부터 폴라 코드를 이용하여 신호를 수신하는 방법은, 신호를 수신; 상기 수신된 신호에 기초하여, 길이 L인 알려진 비트들(known bit sequence)에 대응되는 균일하게 분포된 파일럿 비트들을 포함하는 길이 M인 제1 출력 비트열(first output bit sequence)을 획득; 펑처링, 쇼트닝, 반복 및 퍼뮤테이션 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 길이 M인 제1 출력 비트열에 기초하여, 길이 N인 제2 출력 비트열을 획득; 크기 N인 폴라 코드를 이용하여 상기 길이 N인 제2 출력 비트열에 기초하여, 길이 N인 입력 비트열을 획득; 상기 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 상기 길이 L인 알려진 비트열을 획득하고 단, K+L<N 이고, N=2 n 이고-, 상기 파일럿 비트들과 상기 길이 L인 알려진 비트열에 기초하여, 채널을 추정하는 것을 포함할 수 있다.
이상에서 설명된 제안들 및 실시예 들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
폴라 코드에 기초하여 채널 코딩을 수행하는 방법 및 장치는 3GPP LTE/LTE-A 시스템, 5G 통신 시스템 등과 같은 다양한 무선통신 시스템에서 산업상으로 이용이 가능하다.

Claims (15)

  1. 제1 장치에 의하여, 제2 장치에게 폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득-단, K+L<N 이고, N=2 n 이고-;
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득; 및
    상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하는 것을 포함하는
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열은 상기 길이 L인 파일럿 비트들과 길이 (N-L)인 부호화 비트들을 포함하고,
    상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서, 상기 길이 L인 파일럿 비트들 중 2개의 비트들 사이의 거리는 일정한 것인,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서의 위치는 다음 수식에 따라서 결정되는 것인,
    위치 = S + function ( M / L ) * m,
    상기 S는 시작 위치를 나타내고, 상기 function은 올림 함수 또는 내림 함수이고, 상기 m (0 ≤ m < L )은 상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 인덱스를 나타내는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 크기 N인 폴라 코드는 하기의 N × N 행렬 G에 대응되고,
    Figure PCTKR2019018817-appb-img-000039
    상기 길이 N인 입력 비트열 u와 상기 길이 N인 제1 출력 비트열 y 사이에는 다음의 수식을 만족하는,
    u G = y,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 길이 L인 알려진 비트열은, 상기 길이 N인 입력 비트열 u의 가장 높은 인덱스부터 순차적으로 채워지는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 펑처링되고,
    상기 펑처링되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 작은 위치부터 연속적으로 배치되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  7. 제4 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 쇼트닝되고,
    상기 쇼트닝되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 큰 위치부터 연속적으로 배치되고,
    상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 상기 쇼트닝되는 일부 비트들의 다음 인덱스부터 배치되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 방법.
  8. 제2 장치에게 폴라 코딩을 이용한 신호를 송신하는 제1 장치에 있어서,
    송수신기;
    메모리; 및
    상기 송수신기 및 상기 메모리와 연결되는 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    길이 K인 데이터 비트열 (data bit sequence) 및 길이 L인 알려진 비트열 (known bit sequence)을 포함하는 길이 N인 입력 비트열에 기초하여, 크기 N인 폴라 코드를 이용하여, 길이 N인 제1 출력 비트열을 획득하고, 단, K+L<N 이고, N=2 n 이고,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열에 기초하여, 상기 길이 L인 알려진 비트열에 대응되는 길이 L인 파일럿 비트들이 균일하게 분포되는 길이 M인 제2 출력 비트열을 획득하고,
    상기 길이 M인 제2 출력 비트열에 기초하여, 신호를 송신하도록 구성되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  9. 제8 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열은 상기 길이 L인 파일럿 비트들과 길이 (N-L)인 부호화 비트들을 포함하고,
    상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서, 상기 길이 L인 파일럿 비트들 중 2개의 비트들 사이의 거리는 일정한 것인,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 상기 길이 M인 제2 출력 비트열내에서의 위치는 다음 수식에 따라서 결정되는 것인,
    위치 = S + function ( M / L ) * m,
    상기 S는 시작 위치를 나타내고, 상기 function은 올림 함수 또는 내림 함수이고, 상기 m (0 ≤ m < L )은 상기 길이 L인 파일럿 비트들 각각의 인덱스를 나타내는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  11. 제8 항에 있어서,
    상기 크기 N인 폴라 코드는 하기의 N × N 행렬 G에 대응되고,
    Figure PCTKR2019018817-appb-img-000040
    상기 길이 N인 입력 비트열 u와 상기 길이 N인 제1 출력 비트열 y 사이에는 다음의 수식을 만족하는,
    u G = y,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 길이 L인 알려진 비트열은, 상기 길이 N인 입력 비트열 u의 가장 높은 인덱스부터 순차적으로 채워지는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 펑처링되고,
    상기 펑처링되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 작은 위치부터 연속적으로 배치되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  14. 제11 항에 있어서,
    상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 일부 비트들은 쇼트닝되고,
    상기 쇼트닝되는 일부 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 인덱스가 가장 큰 위치부터 연속적으로 배치되고,
    상기 길이 L인 알려진 비트들에 대응되는 상기 길이 L인 파일럿 비트들은, 상기 길이 N인 제1 출력 비트열의 상기 쇼트닝되는 일부 비트들의 다음 인덱스부터 배치되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
  15. 제 8항에 있어서,
    상기 제1 장치는, 이동 단말기, 기지국 및 자율 주행 차량 중 적어도 하나와 통신하는 자율 주행 장치에 탑재되는,
    폴라 코드를 이용하여 신호를 송신하는 제1 장치.
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