WO2020213525A1 - アンテナデバイス、ビームステアリングシステム、レーダ装置、及びレーダ装置を用いたセンサ - Google Patents

アンテナデバイス、ビームステアリングシステム、レーダ装置、及びレーダ装置を用いたセンサ Download PDF

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WO2020213525A1
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靖明 門内
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学校法人慶應義塾
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    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/08—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart the units being spaced along or adjacent to a rectilinear path

Definitions

  • the present invention relates to an antenna technology capable of beam steering, a radar device using the antenna technology, and a sensor.
  • Millimeter-wave radar can roughly detect the presence or absence of a car or a person, but the accuracy of distance measurement is not so high.
  • a laser radar using a light wave near infrared light
  • terahertz waves between radio waves and light waves, it is possible to detect and discriminate objects with a resolution that is one digit or more higher than millimeter waves, and to reduce the required antenna size by one digit or more.
  • terahertz radar The technical barriers to the realization of terahertz radar are the difficulty of beam scanning and the difficulty of separating transmitted and transmitted waves. Beam scanning is difficult because there is currently no low-loss, integrateable phase shifter. Separation of transmitted and received waves is difficult because there is currently no low-loss, high-isolation circulator.
  • a general-purpose terahertz radar has not yet been realized, and for the purpose of research and development, a large-scale optical system and a reflector are combined to perform beam scanning by mechanical drive.
  • Non-Patent Document 1 In order to perform beam scanning without using a phase shifter or mechanical drive, a terahertz radar that scans a beam in a certain angle range using a microstrip-based leak wave antenna has been proposed (for example, Non-Patent Document 1). reference).
  • the terahertz radar using the above-mentioned leaky wave antenna uses one leaky wave antenna, and the receiver and the oscillator are arranged at the same position. Therefore, a circulator or a directional coupler is required, which increases the size and cost. In addition, the beam scanning angle range of a single leaky wave antenna may not be sufficient.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device which has a small size and can be integrated and is suitable for beam scanning over a wider angle, and a radar device using the antenna device.
  • one or two or more antennas are used in the embodiment.
  • the antenna device comprises a waveguide having an incident end, a first antenna connected to the waveguide, and a second antenna.
  • the first antenna has at least one of a first signal radiated from the first antenna and reflected externally and returned, and a second signal radiated from the second antenna and reflected externally and returned. It is received in a direction in which the return light to the incident end is not generated in one antenna, and the received signal is combined with the first reference light that remains in the first antenna without being radiated from the first antenna.
  • the terahertz radar using this antenna structure has a higher resolution than the millimeter wave radar.
  • the scanning range of the beam is extended with a simple configuration by combining a single or two or more leaky wave antennas in different directions or in the same direction.
  • the receiver and oscillator can be arranged separately, eliminating the need for a means for separating transmitted and received waves such as a circulator, and reducing the size.
  • the emissivity adjustment mechanism is used to increase the efficiency of homodyne detection.
  • the antenna device of the embodiment is satisfactorily applied to a radar device, a biological sensor such as a heartbeat / pulse measurement, a sensor for measuring the mechanical properties of a measurement object, a gesture recognition of a finger, and the like.
  • FIG. 1A is a schematic view of a beam steering system 10A using a fast wave line type antenna device 20A
  • FIG. 1B is a schematic view of a beam steering system 10B using a slow wave line type antenna device 20B.
  • 1A and 1B show configuration examples in which the two antennas are oriented in different directions.
  • the antenna device 20A is different from the waveguide 11 extending from the first port P1 which is the incident end, the first antenna 12 extending in the first direction from the waveguide 11, and the first direction from the waveguide 11. It has a second antenna 13 extending in the second direction.
  • the first direction and the second direction may be 180 ° opposite to each other from the viewpoint of expanding the beam scanning range, but are necessarily 180 ° opposite depending on the nature, position, behavior, etc. of the object to be detected. It does not have to be the direction.
  • it may be an antenna extending in another direction at an angle of 120 °. From the viewpoint of detecting the structural anisotropy or the refractive index anisotropy of the object to be detected, it may be arranged at an angle of 90 ° so that the vibration directions of the electric field are orthogonal to each other.
  • the first detector 15 as a receiver is connected to the end of the first antenna 12.
  • a second detector 16 as a receiver is connected to the end of the second antenna 13.
  • the antenna device 20A has a three-port configuration having a first port connected to the frequency variable oscillator 14 and two ports connected to the first detector 15 and the second detector 16.
  • the frequency variable oscillator 14 is used as the oscillator and a general photodetector is used as the receiver, but the present invention is not limited to this example.
  • a wideband oscillator can be used as the oscillator, and a detector capable of frequency decomposition can be used as the receiver.
  • the beam steering system 10A includes an antenna device 20A and a frequency variable oscillator 14. By sweeping the frequency with the frequency variable oscillator 14, the beam emitted from the antenna device 20A is scanned in the xz plane.
  • the frequency band of the frequency variable oscillator 14 is, for example, a terahertz band (wavelength is 3 ⁇ m to 3 mm) covering from the mid-infrared region to the electromagnetic wave region, but is not limited thereto.
  • a frequency band of near-infrared light or visible light may be used in place of the terahertz wave or in addition to the terahertz wave.
  • the operation of the beam steering system 10A is as follows.
  • the light wave (for example, terahertz wave) output from the frequency variable oscillator 14 propagates through the waveguide 11 and is branched, and is incident on the first antenna 12 and the second antenna 13.
  • a part of the light wave propagating through the first antenna 12 leaks from the first antenna 12 and is radiated as synchrotron radiation DR1.
  • the remaining light is not emitted from the first antenna 12, stays in the first antenna 12 as the local light LO1, enters the first detector 15, and is used as the first reference signal.
  • Synchrotron radiation DR1 is emitted at a radiation angle ⁇ .
  • the radiation angle ⁇ is an angle formed by the normal of the propagation direction of the light wave and the radiation direction of the synchrotron radiation DR1.
  • Synchrotron radiation DR1 is emitted in the traveling direction and is emitted in a range from an acute angle to a right angle when viewed from the propagation direction.
  • the synchrotron radiation DR1 emitted from the first antenna 12 is reflected by an object existing in the environment, and is received by the second antenna 13 as a reflected signal RS1.
  • synchrotron radiation DR2 a part of the light waves propagating through the second antenna 13 leaks from the second antenna 13 and is radiated into the air as synchrotron radiation DR2.
  • the radiation direction of the synchrotron radiation DR2 also forms an acute angle with respect to the propagation direction.
  • the other part of the light is not emitted from the second antenna 13, but stays in the second antenna 13 as the local light LO2, enters the second detector 16, and is used as the second reference signal.
  • the synchrotron radiation DR2 emitted from the second antenna 13 is reflected by an object existing in the environment and is received by the first antenna 12 as a reflected signal RS2.
  • the reflected signal RS2 having the same frequency and the local light LO1 used as the first reference light are combined, mixed by the first detector 15, and the reflected signal RS2 is homodyne-detected.
  • the reflected signal RS1 having the same frequency and the local light LO2 used as the second reference light are combined, mixed by the second detector 16, and the reflected signal RS1 is homodyne-detected.
  • the first antenna 12, which is a leakage wave antenna receives the reflected signal RS2 in a direction in which the return light to the light source, that is, the frequency variable oscillator 14 does not occur, and combines with the local light LO1 staying in the first antenna 12. To do.
  • the second antenna 13 which is a leaky wave antenna, receives the reflected signal RS1 in a direction in which return light to the light source, that is, the frequency variable oscillator 14 does not occur, and combines with the local light LO2 staying in the second antenna 13.
  • the first detector 15 and the second detector 16 may be non-linear elements such as a Schottky barrier diode.
  • the radiation angles ⁇ of the synchrotron radiation DR1 and the synchrotron radiation DR2 change in the xz plane, and the radiation is emitted in different scanning directions.
  • the reflected signal RS2 is mixed with the first reference signal (local light LO1) by the first detector 15 and homodyne detected.
  • the reflected signal RS1 is mixed with the second reference signal (local light LO2) by the second detector 16 and homodyne detected.
  • the ratio of the synchrotron radiation radiated from the antenna and the reference light (or local light LO) that remains in the antenna without being radiated can be adjusted.
  • the slow wave line type antenna device 20B of FIG. 1B has a 3-port configuration similar to the antenna device 20A.
  • the antenna device 20B has a waveguide 11 extending from the first port P1, a first antenna 12A extending from the waveguide 11 in the first direction, and a second antenna 13A extending in a second direction different from the first direction. ..
  • the end of the first antenna 12A is the second port, and the end of the second antenna 13A is the third port.
  • the first antenna 12A has a leading waveguide 120 extending to the first detector 15 and a diffraction grating 126.
  • the lead waveguide 120 and the diffraction grating 126 may be formed, for example, as a conductive pattern on a polymer film.
  • the second antenna 13A also has a leading waveguide leading to the second detector 16 and a diffraction grating, like the first antenna 12A.
  • the diffraction grating 126 is formed by a branch pattern in the y direction provided alternately on both sides of the leading waveguide 120 extending in the x direction.
  • the pitch P of the branch pattern is set at an interval capable of diffracting the light wave propagating through the antenna.
  • the length l of the branch line is designed so that the power ratio of the waveguide light waveguideing through the leading waveguide 120 and the synchrotron radiation emitted in the air is an appropriate ratio.
  • the diffraction grating 126 may be formed of protrusions, slits, or the like in addition to the metal strip. Further, not only the branch pattern but also an arbitrary pattern capable of diffracting light waves such as a ladder pattern, a corrugated pattern, and a mianda pattern may be adopted.
  • the diffraction grating 126 radiates light waves into the air along the leading waveguide 120 with a constant phase delay distribution.
  • the synchrotron radiation DR1 emitted from the first antenna 12A is emitted at a radiation angle ⁇ in the direction opposite to the propagation direction.
  • the radial direction forms an obtuse angle with the propagation direction.
  • the synchrotron radiation DR2 emitted from the second antenna 13A is emitted at a radiation angle ⁇ in the direction opposite to the propagation direction by the diffraction grating provided on the second antenna 13A.
  • the radial direction forms an obtuse angle with the propagation direction.
  • the operation of the beam steering system 10B using the antenna device 20B is as follows.
  • the light wave output from the frequency variable oscillator 14 propagates through the waveguide 11 and is branched, and is incident on the first antenna 12A and the second antenna 13A.
  • a part of the light wave propagating through the first antenna 12A leaks from the first antenna 12A and is radiated as synchrotron radiation DR1 behind the propagation direction.
  • the other part of the light is not emitted from the first antenna 12A but stays in the first antenna 12A (local light LO1), enters the first detector 15, and is used as the first reference light.
  • the synchrotron radiation DR1 radiated from the first antenna 12A in the direction opposite to the propagation direction is reflected by an object existing in the environment, and is incident on the second antenna 13A from the side of the second detector 16 as a reflected signal RS1.
  • the reflected signal RS1 propagates toward the second detector 16 by the diffraction grating 126 of the second antenna 13A.
  • a part of the light wave propagating through the second antenna 13A leaks from the second antenna 13A and is radiated as synchrotron radiation DR2 behind the propagation direction.
  • the other part of the light is not emitted from the second antenna 13A but stays in the second antenna 13A (local light LO2), enters the second detector 16 and is used as the second reference light.
  • the synchrotron radiation DR2 radiated from the second antenna 13A in the direction opposite to the propagation direction is reflected by an object existing in the environment, and is incident on the first antenna 12A from the side of the first detector 15 as a reflected signal RS2.
  • the reflected signal RS2 is propagated toward the first detector 15 by the diffraction grating 126 of the first antenna 12A.
  • the reflected signal RS2 of the same frequency and the first reference light (local LO1) are mixed and homodyne detected.
  • the reflected signal RS1 having the same frequency and the second reference light (local LO2) are mixed and homodyne detected.
  • the synchrotron radiation angles ⁇ of the synchrotron radiation DR1 and DR2 change and are radiated in another scanning direction.
  • the reflected signal RS2 is mixed with the local light LO1 and homodyne detected by the first detector 15, and the reflected signal RS1 is mixed with the local light LO2 and homodyne detected by the second detector 16.
  • the fast wave line type antenna device 20A can distribute almost all of the light waves output from the frequency variable oscillator 14 to synchrotron radiation and local light, and the loss is small. However, since the waveguide 11, the first antenna 12, and the second antenna 13 are composed of a waveguide, they are bulkier than the antenna device 20B.
  • the slow-wave line type antenna device 20B can be formed as a conductive pattern or the like on a polymer film, and is thinner and smaller than the antenna device 20A, but some loss occurs due to the slow-wave line. ..
  • Either configuration of the antenna devices 20A and 20B may be adopted depending on the application of the antenna device 20, the allowable manufacturing conditions, and the like. Both the antenna devices 20A and 20B are suitable for beam steering.
  • FIG. 2 shows the appearance of the antenna device 20.
  • the antenna device 20A of FIG. 1A will be described as an example, but the principles of homodyne detection and beam steering also apply to the antenna device 20B of FIG. 1B.
  • a waveguide A, a waveguide B, and a waveguide C are formed inside the main body 21, and the antenna device 20 is covered with a cover 25.
  • the waveguide A corresponds to the waveguide 11 of FIG. 1A, and is, for example, an EIA standard waveguide (WR2.2).
  • the waveguide B corresponds to the first antenna 12 in FIG. 1A.
  • the waveguide C corresponds to the second antenna 13 of FIG. 1A.
  • the input end of the waveguide A corresponds to the first port P1 in FIG. 1A and is connected to the frequency variable oscillator 14.
  • the end of the waveguide B is connected to the exit end by the waveguide D and is connected to the first detector 15.
  • the end of the waveguide C is connected to the exit end by the waveguide E and is connected to the second detector 16.
  • Slits are formed on the upper surface of the main body 21 and the cover 25, and leakage waves are radiated from the slits.
  • FIG. 3 shows the radiation principle of the fast wave line type antenna device 20A.
  • the first antenna 12 of the pair of antennas is taken as an example, but the second antenna 13 also has the same configuration and radiation principle except that the propagation direction is reversed.
  • the first antenna 12 is formed of a waveguide (for example, a metal waveguide) 123 whose phase velocity exceeds the speed of light.
  • a waveguide for example, a metal waveguide
  • directional radiation is generated in the direction determined by the frequency (indicated by the synchrotron radiation "DR1" in the figure).
  • the remaining components remain in the first antenna as the local light LO1 and are used as the first reference light as described above. Since the local light LO1 is in the TE10 mode, it propagates while repeating multiple reflections in the xz plane in the waveguide 123.
  • K 0 is the wave number in the air
  • K g is the wave number in the waveguide 123.
  • Kp is the wave number of the diffraction grating 126.
  • each antenna is provided with an emissivity adjustment mechanism that makes it possible to adjust the ratio of the synchrotron radiation emitted from the antenna and the light that remains in the antenna and is used as reference light without being emitted.
  • an emissivity adjustment mechanism that makes it possible to adjust the ratio of the synchrotron radiation emitted from the antenna and the light that remains in the antenna and is used as reference light without being emitted.
  • it is necessary to enter the detector with a local light LO having a power suitable for detection as a reference light. This is because if the light wave is excessively radiated before reaching the detector, the power of the local light LO incident on the detector becomes insufficient, and it becomes difficult to detect the reflected signal RS.
  • the emissivity mechanism is configured by providing a fixed ratio of openings along the waveguide.
  • FIG. 4 is a schematic view of the film 22 as an example of the emissivity adjusting mechanism.
  • the film 22 is arranged, for example, on the slit 121 of the waveguide 123.
  • the film 22 has a carrier film 221 and a metal pattern 222 formed on one surface of the carrier film 221.
  • the film 22 is arranged so that the surface on which the metal pattern 222 is formed faces the surface 122 of the main body 21.
  • the carrier film 221 is a film that is transparent to a wavelength used, for example, a terahertz wave, and for example, a polymer film can be used. Thin plates such as non-doped silicon, Teflon®, quartz and the like may be used.
  • the metal pattern 222 is made of a material that is opaque to the wavelength used, for example, terahertz waves, and for example, copper, silver, gold, aluminum, indium, tin, zinc, etc. are used.
  • the metal pattern 222 has a periodic opening or grid 223. This pattern is formed by patterning a metal thin film by photolithography or the like.
  • the grid 223 is a grid extending in a direction parallel to the vibration direction of the electric field.
  • the grid 223 is formed periodically, but unlike the diffraction grating, it is formed at a period sufficiently smaller than the wavelength. Therefore, the opening of the grid 223 is in a cutoff state with respect to the local light LO1 propagating in the TE10 mode, and contributes to confining the local light LO1 in the waveguide 123 and lowering the emissivity.
  • the period and width of the grid 223 are set, for example, to divide the components of the synchrotron radiation and the waveguide light in half (1: 1), but are not limited to this ratio.
  • the metal pattern 222 does not necessarily have to be formed on the entire back surface of the carrier film 221.
  • the grid 223 may be formed only at the position corresponding to the slit 121. The details will be described later.
  • the metal pattern 222 does not necessarily have to be periodic.
  • the size, shape, number, and the like of the openings of the grid 223 may change non-uniformly in a range sufficiently smaller than the wavelength.
  • the emissivity can also be adjusted by adjusting the width of the slit 121 of the waveguide 123. In this case, since the slit 121 itself serves as an emissivity adjusting mechanism, the metal pattern 222 of the film 22 is unnecessary, but the film 22 may be used for the purpose of protecting the waveguide 123.
  • a mechanism in which an opening is integrally molded on a waveguide by 3D printing or injection molding may be used.
  • the amount of radiation can be adjusted by the length l of the branch line of the diffraction grating 126, and the film 22 does not necessarily have to be provided as the emissivity adjustment mechanism. ..
  • FIG. 5 is a diagram illustrating wave propagation inside the main body of the antenna device 20 of the embodiment.
  • the lower end of the waveguide A extending in the height direction (z direction) of the main body 21 is the first port P1 connected to the frequency variable oscillator 14, and a light wave of a desired band is input.
  • the width W in the cross section of the waveguide A is, for example, 570 ⁇ m and the length is 285 ⁇ m.
  • the waveguide A branches into a waveguide B serving as the first antenna 12 and a waveguide C serving as the second antenna 13.
  • the waveguide B and the waveguide C are grooves formed at the upper end of the main body 21, and the height h (that is, the depth of the groove) of the waveguide is, for example, 400 to 450 ⁇ m.
  • a waveguide is formed by covering this groove with a cover 25 having a slit 251.
  • the T junction 214 is formed by the protrusion 215 provided on the bottom surface side of the cover 25, and is divided into the waveguide B and the waveguide C.
  • the height of the protrusion 215 is about several tens of ⁇ m to 100 ⁇ m, and the width d in the propagation direction (x direction) is about 300 ⁇ m.
  • the light wave guided through the waveguide B is incident on the first detector 15 from the second port P2, which is a connection port with the first detector 15.
  • the light wave guided through the waveguide C is incident on the second detector 16 from the third port P3, which is a connection port with the second detector 16.
  • the waveguide B and the waveguide C near the upper surface of the main body 21 are connected to the second port P2 and the third port P3 by the waveguide D and the waveguide E that bend in an L shape inside the main body 21.
  • the second port P2 and the third port P3 may be arranged at positions where the waveguide B and the waveguide C are connected by a straight line.
  • FIG. 6A is an exploded perspective view of the antenna device 20 of FIG. A film 22 constituting an emissivity adjusting mechanism is inserted between the main body 21 and the cover 25.
  • the pattern of the grid 223 of the film 22 (see FIG. 4) and the slit 251 of the cover 25 are located above the first antenna 12 and the second antenna 13 extending on both sides of the T junction 214 in the main body 21.
  • FIG. 6B (a) is a perspective view of a state in which the film 22 constituting the emissivity adjusting mechanism is arranged on the upper surface 21t of the main body 21, and FIG. 6B (b) is a schematic perspective view of the film 22.
  • a metal pattern 222 having a periodic grid 223 is formed on the back surface of the carrier film 221 (the surface facing the upper surface 21t of the main body 21).
  • FIG. 6C is a perspective view showing a state in which the main body 21 is covered with the cover 25.
  • a film 22 constituting an emissivity adjusting mechanism is arranged between the main body 21 and the cover 25.
  • the leakage wave radiated from the opening of the metal pattern 222 of the film 22 is radiated into the air from the slit 251 of the cover 25.
  • FIG. 7 is a diagram of an electromagnetic field simulation of the antenna device 20 having the configuration of FIG. It can be seen from the waveguide B and the waveguide C that the beam is radiated in the direction determined by the frequency.
  • FIG. 8 shows an example of the metal pattern 222 of the film 22 constituting the emissivity adjusting mechanism.
  • the metal pattern 222A of FIG. 8A has a pattern of stripes 223A that repeats in the x direction, which is the propagation direction. Each stripe 223A is formed over the entire width direction (y direction) of the carrier film 221.
  • the metal pattern 222A allows synchrotron radiation to be extracted from between the stripes at a desired power ratio to waveguide light, but each stripe 223A may act as a metal line and leak in the y direction.
  • the metal pattern 222B has a grid 223B forming a ladder pattern 224 in order to prevent leakage in the y direction.
  • the length of the grid 223B in the y direction (vibration direction of the electric field) to a certain range, there is an air gap between the surface 122 of the main body 21 and the carrier film 221 or between the carrier film 221 and the cover 25.
  • FIG. 9 shows the periodic structure of the film 22 that constitutes the emissivity adjustment mechanism.
  • FIG. 9A is a pattern of the designed grid 223, and
  • FIG. 9B is a microscopic image of the actually produced grid.
  • the periodic structure that repeats in the x direction is determined to satisfy the following at the same time.
  • the period T of the stripe is reduced to the extent that the primary diffracted wave is not generated, that is, the pattern of the grid 223 does not function as a diffraction grating;
  • the ratio of the aperture width p and the stripe width q is adjusted so that the ratio of the power of the synchrotron radiation to the power of the waveguide light (local light) reaching the detector is 1: 1 or close to it.
  • the stripe width q should not be made too small in order to suppress the metal loss caused by the grid 223 of the stripe.
  • the opening width p is designed to be 140 ⁇ m
  • the stripe width q is designed to be 90 ⁇ m
  • the period T is designed to be 230 ⁇ m so as to satisfy the above conditions.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the antenna operation when the emissivity adjusting mechanism (for example, the film 22 described above) is provided in the slit of the main body 21.
  • the emissivity adjusting mechanism for example, the film 22 described above.
  • the synchrotron radiation DR1 is reflected by an object in the environment, and the reflected signal RS1 returned from the same direction as the radiation direction is waveguideed to the third port P3 through the waveguide C.
  • the synchrotron radiation DR2 is reflected by an object in the environment, and the reflected signal RS2 returned from the same direction as the radiation direction is waveguideed to the second port P2 through the waveguide B.
  • the local light LO1 and the reflected signal RS2 are obtained at the second port P2, and the local light LO2 and the reflected signal RS1 are obtained at the third port P3.
  • the reflected signal RS2 and the reflected signal RS1 use the local lights LO1 and LO2 as the first reference light and the second reference light, respectively, for homodyne detection. Will be done.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of a radar device 100 using the antenna device 20.
  • the radar device includes the antenna device 20, the frequency variable oscillator 14 connected to the first port of the antenna device 20, and the first detector 15 and the second detector connected to the second port and the third port of the antenna device 20, respectively. It has a detector 16 and a processor 30 connected to the outputs of the first detector 15 and the second detector 16.
  • the frequency variable oscillator 14 is also connected to the processor 30 to control the sweep frequency and the sweep timing.
  • the antenna device 20 has a first antenna 12 and a second antenna 13 that are combined in different directions.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 are leaky wave antennas (LWA: Leaky-Wave Antenna), and may be either a fast wave line type or a slow wave line type.
  • LWA Leaky-Wave Antenna
  • the frequency variable oscillator 14 may be an electronic circuit or a variable wavelength laser.
  • a frequency multiplier 31 may be inserted between the frequency variable oscillator 14 and the antenna device 20.
  • a wideband oscillator may be used as the oscillator, and a detector capable of frequency decomposition may be used as the first detector 15 and the second detector 16.
  • the first detector 15 and the second detector 16 are, for example, Schottky barrier diodes, from an object in the environment using the local light LO as the reference light, as described with reference to FIGS. 1A and 1B.
  • the reflected signal RS is homodyne-detected.
  • the processor 30 calculates the position (distance and direction) of the object by using the detection results of the first detector 15 and the second detector 16.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the principle of radar operation.
  • the light wave input from the first port P1 branches and propagates to the first antenna 12 and the second antenna 13.
  • the object OB1 exists in the direction of the synchrotron radiation emitted from the first antenna 12
  • the light reflected by the object OB1 is reflected in the direction parallel to the synchrotron radiation and received by the second antenna 13.
  • the object OB2 exists in the direction of the synchrotron radiation emitted from the second antenna 13
  • the light reflected by the object OB2 is reflected in the direction parallel to the synchrotron radiation and received by the first antenna 12.
  • the background signal when there is no object in the environment is acquired in advance and stored in the internal or external memory of the processor 30.
  • the output voltages of the first detector 15 and the second detector 16 are acquired while sweeping the frequency with the frequency variable oscillator 14.
  • the frequency spectrum of the output of each detector is obtained by taking the difference between the output voltages of the first detector 15 and the second detector 16 and the background signal.
  • the left figure of FIG. 13 is an example of the frequency spectrum acquired by the detector.
  • a pair of detectors cover half of the space and the frequency spectra obtained from each are integrated.
  • the horizontal axis is the frequency to be swept, and the vertical axis is the output voltage of the detector. Since the beam angle radiated from the antenna device 20 changes with the frequency as shown in FIG. 17, the direction of the object can be calculated from the peak position of the frequency spectrum.
  • the first detector detects an object in the space on the side with the synchrotron radiation DR1
  • the second detector detects an object in the space on the side with the synchrotron radiation DR2.
  • a reflected signal on the time axis can be obtained as shown in the right figure of FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 13 is time, and the vertical axis is the output voltage of the detector.
  • the distance is calculated from the time when the peak of the reflected signal is given, for example, by calculating the round-trip propagation time to the object based on the Time of Flight (ToF) method, multiplying the speed of light and dividing by 2.
  • TOF Time of Flight
  • the direction and distance are determined by one frequency sweep, and the two-dimensional position of the object (for example, the position in the xz plane) is determined.
  • the angle range is ⁇ 50 ° to ⁇ 60 °, that is, 100 ° to 120 °. Can be covered.
  • the position of the object can be specified in real time. Since the frequency range and frequency interval to be swept determine the distance resolution and the maximum distance that can be measured, respectively, the optimum value can be determined from the balance between the measurement range, spatial resolution, and measurement time that are desired to be achieved according to the application. .. In particular, for continuous tracking of objects, the range and spacing of sweep frequencies may be changed dynamically. This shortens the time required for sweeping and enables faster measurement. As will be described later with reference to FIGS. 19 and later, when the displacement of the object is small, the displacement can be accurately measured based on the phase difference of the received signal.
  • Three-dimensional localization is also possible by arranging the antenna devices 20A or 20B of FIG. 1A or FIG. 1B in the y direction and synthesizing the detection results obtained at each position in the y direction.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the principle of homodyne detection performed by each of the first detector 15 and the second detector 16.
  • the first detector 15 will be focused on and described.
  • the electric field amplitude of the reference wave (local light) waveguideed through the waveguide B is ⁇ 1
  • the electric field amplitude of the signal wave (reflected signal) reflected and returned from the outside is ⁇ 2.
  • ⁇ is the angular frequency
  • c is the speed of light
  • R is the distance between the antenna and the object.
  • the first detector 15 and the second detector 16 are non-linear elements having square detection characteristics, and the output voltage V of the detector at the angular frequency ⁇ is represented by the equation (2).
  • the coefficient E1E2cos (2 ⁇ R / c) of the second term on the right side of the equation (2) represents the mixing of the reference wave (local light LO) and the signal wave (reflected signal RS). Since the output voltage V periodically fluctuates according to the angular frequency ⁇ , the unknown distance R is obtained by IFTing the angular frequency ⁇ with respect to the measured value of the output voltage V as shown in FIG.
  • FIG. 15 is a numerical simulation result of the radiation pattern by frequency sweep. This simulation result shows the magnitude of the absolute value of the instantaneous value of the electric field.
  • FIG. 16 shows the radiation pattern of the actually measured antenna.
  • 16 (A) shows a radiation pattern on the xz plane of FIG. 14, and
  • FIG. 16 (B) shows a cross section of each beam of the radiation pattern of FIG. 16 (A). It is confirmed that the radiation is as shown in the simulation of FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing theoretical values and experimental values of the radiation direction and beam width of the antenna device of the embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 17A is the frequency, and the vertical axis is the radiation angle. The more the frequency is swept to a higher frequency, the larger the beam's radiation angle (angle from the normal).
  • the theoretical value of the solid line and the experimental value shown by the data points here, the error bar represents the half width of the beam spread angle in FIG. 16A, not the error) are well fitted.
  • FIG. 17B is a model used in the calculation of the theoretical value of FIG.
  • the height a of the waveguide is 440 ⁇ m
  • the thickness d of the film 22 is 50 ⁇ m
  • the refractive index of the film 22 is n
  • the wave number in the direction along the trajectory when propagating while multiple reflections inside the waveguide is in the air.
  • ⁇ represents the phase change when the wave motion in the waveguide is reflected by the grid, and is a parameter determined by the height a of the waveguide, the thickness d of the film, the refractive index n, and the like.
  • ⁇ ⁇ -0.202 (radian) Is set to.
  • L is the distance between the antenna and the object.
  • the radiation angle ⁇ is designed to change over a wide range (scanning range is ⁇ 50 ° or more), and a relatively narrow beam width ⁇ w is realized.
  • FIG. 18 is a modified example of the slow wave line type antenna device of FIG. 1B.
  • the antenna device 20C has a waveguide 11 connected to the light source 44, a first antenna 12B branching from the waveguide 11 in the first direction, and a second antenna 13B branching in the second direction.
  • the first antenna 12B and the second antenna 13B are formed by a grating coupler.
  • the grating coupler can be obtained, for example, by forming a periodic structure of about a wavelength on the surface of an optical fiber or a silicon waveguide.
  • the antenna device 20C is realized by arranging the grating couplers in opposite directions or different directions.
  • the beam steering system 10C includes an antenna device 20C and a light source 44 connected to the first port P1 of the antenna device 20C. By sweeping the frequency with the light source 44, the synchrotron radiation DR1 and DR2 emitted from the antennas 12B and 13B can be scanned in the xz plane.
  • the antenna end of the first antenna 12B is connected to the first receiver 45.
  • the antenna end of the second antenna 13B is connected to the second receiver 46.
  • SSOCT Sestrept Source Optical Coherent Tomography: a method of sweeping a single wavelength
  • SDOCT Spectrum Domain Optical Coherent Tomography: a method of dispersing a wide band wavelength
  • a tunable laser can be used for the light source 44, and a photodiode can be used for the receivers 45 and 46.
  • a super luminescent diode can be used for the light source 44, and a CCD spectroscope can be used for the receivers 45 and 46.
  • the scanned beam does not necessarily have to be a terahertz wave, and may be infrared light, visible light, or the like.
  • the principle of homodyne detection in the first receiver 45 and the second receiver 46 is as described above. By connecting the outputs of the first receiver 45 and the second receiver 46 to the processor, a small radar device having a wide beam scanning angle is realized.
  • homodyne detection is performed on the premise that the frequency of the signal light RS received by the antenna and the frequency of the reference light (local light LO) staying at the antenna are equal. This is valid when the frequency sweep rate is not very fast.
  • the frequency sweep speed increases, there is a frequency difference between the signal light that is reflected and returned at a distance and the reference light that is immediately output from the transmitter. In that case, heterodyne detection is performed.
  • the frequency of the AC signal (interference signal) output from the detector or receiver By detecting the frequency of the AC signal (interference signal) output from the detector or receiver, the distance to the object can be identified.
  • the method of distance measurement at this time is the same method as that of the frequency modulation continuous wave (FMCW) radar.
  • FMCW frequency modulation continuous wave
  • the antenna device and radar device of the embodiment are also applicable to heterodyne detection.
  • ⁇ Detection of minute displacement> 19 to 22 are diagrams for explaining a detection method when the displacement of the object is minute.
  • the reflected signal from the object OB is from cos [ ⁇ t ⁇ (2 ⁇ R / c)] to cos [ ⁇ t ⁇ (2 ⁇ (R + ⁇ R) /). c)] changes.
  • the received signal before IFT is the detector (diode) output obtained by subtracting the background signal.
  • the spectrum at position A is the same data as the spectrum in FIG.
  • c is the speed of light
  • FW is the bandwidth of the received radar signal.
  • the bandwidth FW of the received signal is about 80 GHz, it cannot be read when ⁇ R is 1.8 mm or less.
  • the phase of the IFT is acquired instead of the absolute value of the IFT, and the displacement is obtained from the phase difference ⁇ of the two received signals.
  • the vertical axis of FIG. 21 represents the phase of the IFT of the two received signals.
  • FIG. 22 shows the phase difference ⁇ of the IFT signal of FIG. 21. Unlike FIG. 20, the peak of the phase difference appears clearly. From this peak position, the reference distance before displacement can be calculated. This method is called "phase sensitive detection".
  • the horizontal axis “time” in FIG. 22 is read as the reference distance R before displacement, and the vertical axis “phase difference” is read as displacement.
  • the displacement ⁇ R is determined by using the phase difference ⁇ .
  • ⁇ R ( ⁇ c / 2 ⁇ 0) ⁇ It is calculated by.
  • ⁇ 0 is the central angle frequency of the received radar signal.
  • ⁇ R is about ⁇ 0.12 mm.
  • a minus sign indicates that the object is approaching the radar.
  • the measurement resolution is improved. In this way, by using the phase difference of the received signal, it is possible to detect a minute displacement.
  • the minute displacement may be given from the outside of the object.
  • FIG. 23 is a schematic view of the sensor 50 in which the radar device 100 and the exciter 51 of the embodiment are combined.
  • the conventional vibration sensor it was limited to the case where the surface of the object was exposed.
  • the sensor 50 of the embodiment can actively measure the vibration even if the surface of the object OB is not exposed. This is because terahertz waves pass through plastic and cloth.
  • Vibration may be applied to the object OB from the outside.
  • an ultrasonic source that irradiates ultrasonic waves, or the like can be used.
  • Photoacoustic excitation or photomechanical excitation can be applied to the object OB remotely and non-contactly.
  • the vibrating body may be brought into contact with the object OB to vibrate.
  • the sensor 50 By using the sensor 50, it is possible to inspect the vibration state inside the object and the physical property state. It can be used to grasp the situation in the living body in the medical field. In addition, it is possible to measure the degree of stiff shoulders and the hardness of the muscles of the limbs while wearing clothes.
  • the exciter 51 and the beam steering system 10 are connected to the processor 30 of the radar device 100. It is desirable that the exciter 51 and the beam steering system 10 operate synchronously under the control of the processor 30.
  • the processor 30 has a memory 301.
  • the memory 301 corresponds to the information regarding the vibration applied to the object OB by the exciter 51 and the outputs of the first detector 15 and the second detector 16 (see FIG. 11) of the radar device 100 after the vibration is applied. It may be attached and recorded.
  • FIGS. 21 and 22 show an example in which the detection of the minute displacement shown in FIGS. 21 and 22 is applied to the biosensor.
  • a frequency sweep type oscillator and detector based on the configuration of FIG. 11 are used.
  • the radar device 100 can be used as a non-contact sensor such as a gesture sensor in addition to the biosensor.
  • FIG. 24 shows heart rate measurements based on the phase sensitive detections of FIGS. 21 and 22.
  • the subject sits in his clothes so that his chest is located at an angle of about 45 ° from the radar device 100 at a distance of about 20 cm.
  • an electrocardiogram ECG: electrocardiogram
  • ECG electrocardiogram
  • FIG. 25A shows the radar measurement result (circle) and the electrocardiographic waveform (solid line) of subject A.
  • FIG. 25B shows the radar measurement result (circle) and the electrocardiographic waveform (solid line) of another subject B.
  • the vertical axis on the left side of the graph is the ECG voltage, and the vertical axis on the right side is the IFT phase difference of the embodiment. Chest displacement synchronized with the electrocardiogram waveform was observed in all subjects.
  • ⁇ R is the displacement of the chest (minus sign when approaching the radar device 100)
  • c is the light velocity
  • ⁇ 0 is the central angle frequency of the sweep bandwidth
  • ⁇ is the phase 1 of the IFT chest distance of the frequency sweep signal. It is the difference from the time before.
  • ⁇ 0 2 ⁇ ⁇ 440 GHz
  • ⁇ is acquired every 30 ms, and the chest displacement of about 40 ⁇ m is actually measured immediately after the occurrence of ECG.
  • the radar device of the embodiment can be suitably applied to a biosensor. It is also applicable not only to heartbeat / pulse, but also to other vital signs such as blinking and shaking of the head, health care monitoring, and gesture recognition of fingers.
  • 26 and 27 are diagrams for explaining the ambiguity of the arrangement determination in radar ranging.
  • FIG. 26 consider the case where the two objects OB1 and OB2 are in the positional relationship of the arrangement A and the case where they are in the positional relationship of the arrangement B.
  • the signals obtained in the arrangement A and the arrangement B become the same only by collectively processing the frequency sweep results, and it becomes difficult to distinguish between the two. In this case, as described with reference to FIG. 13, it is necessary to distinguish the plurality of peaks by some method.
  • the batch processing method and the divided scanning method are combined to specify the correct combination of the angle ⁇ and the distance r.
  • FIG. 28 is a schematic diagram of the divided scanning method.
  • the frequency sweep range is divided into N sections in a predetermined direction. IFT is performed individually for each divided section to detect the presence / absence of an object and the distance r.
  • FIG. 29 is a flowchart of signal processing performed by the radar device of the embodiment. This processing flow is executed by the processor 30. First, the frequency sweep range and the number of divisions N are determined (S101). Beam scan the entire range of the determined frequency sweep (S102). The entire frequency range of the received reflected signal is collectively IFTed to calculate the direction ⁇ and the distance r of the object (S103). The result obtained by batch processing is referred to as "result A".
  • the obtained frequency spectrum is subjected to IFT for each frequency section divided into N, and the direction ⁇ and the distance r of the object are calculated (S104).
  • the result obtained by the division process is referred to as "result B".
  • the processes of steps S103 and S104 are in no particular order, and may be performed at the same time if parallel processing is possible.
  • the final position (direction and distance) of the object is specified (S105).
  • FIG. 30 is a diagram of signals obtained in steps S103 to 105 of FIG. 29.
  • FIG. 30A is the result A obtained in step S103.
  • the frequency spectra are collectively IFTed to obtain angle information ⁇ 1 and ⁇ 2 and distance information r1 and r2. In this state, the correct combination of angle and distance is unknown.
  • (B) of FIG. 30 is the result B obtained in step S104.
  • a part of the position information obtained by IFTing the frequency spectrum for each division section is shown.
  • the signal is obtained in a certain range including the distance r2.
  • distance information is not obtained in the frequency section including the angle ⁇ 2.
  • (C) of FIG. 30 is a signal obtained in step S105.
  • the combination ( ⁇ 1, r2) showing the correct position information is specified.
  • step S104 the presence / absence and distance of an object are detected for each divided frequency section, so that ambiguity in the positional relationship can be avoided.
  • the frequency band is narrowed, the resolution in the depth direction is reduced to 1 / N at the worst in each frequency section. Therefore, the product of the calculation result obtained from the divided scan and the position calculation result obtained by batch processing (the ambiguity of the positional relationship remains, but the resolution in the depth direction is high) is taken. As a result, it is possible to eliminate the ambiguity of the positional relationship while preventing the resolution in the depth direction from being lowered.
  • Example of antenna arrangement for close range measurement> 31 to 34 show an example of antenna arrangement suitable for measurement at a close distance.
  • the antenna arrangements in FIGS. 1A, 1B, and 18 assume that the distance to the object is approximately several tens of centimeters. With this distance, the angles between each of the first antenna 12 and the second antenna 13 and the object are almost equal. Therefore, it is easy for the second antenna 13 to receive the recursive backscatter of the wave emitted from the first antenna 12 (see FIGS. 1A and 1B).
  • FIG. 31 shows the antenna arrangement of the radar device 100A used at a close distance.
  • the radar device 100A uses any one of the first antenna 12 and the second antenna 13. In the example of FIG. 31, only the first antenna 12 is used.
  • the light wave radiated from the first antenna 12 is reflected by the object OB3 and received by the first antenna 12 as a reflected signal RS. Since the object OB3 is in a close distance to the first antenna 12, the reflection on the object OB3 is dominated by a component close to specular reflection.
  • the first antenna 12 receives the reflected signal RS reflected by the object OB3 in a direction in which no return light is generated to the light source, that is, the frequency variable oscillator 14, and combines with the local light LO staying in the first antenna 12.
  • the combined signal is received by the receiver 47 and processed by the processor 30.
  • FIG. 32 shows the antenna arrangement of the radar device 100B used at a close distance.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 are used so as to face in the same direction.
  • the first antenna 12 positively utilizes not only the reflected signal RS2 radiated from the second antenna 13 and returned, but also the reflected signal RS1 radiated and returned from the own antenna.
  • the second antenna 13 positively utilizes not only the reflected signal RS1 radiated from the first antenna 12 and returned, but also the reflected signal RS2 radiated and returned from the own antenna.
  • the reflected signals RS1 and RS2 received by the first antenna 12 are combined with the local light LO1 staying in the first antenna 12 and received by the receiver 45.
  • the reflected signals RS1 and RS2 received by the second antenna 13 are combined with the local light LO2 staying in the second antenna 13 and received by the receiver 46.
  • the detection results by the receivers 45 and 46 are processed by the processor 30.
  • This configuration makes effective use of the reflected signal, so the reception intensity is high and the measurement accuracy is improved.
  • the signals detected by the receivers 45 and 46 are digitally converted so that they can be applied to digital differential measurement.
  • FIG. 33 shows the antenna arrangement of the radar device 100C used at a close distance.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 are used with the same direction, and are received by a single receiver 47.
  • the first antenna 12 positively utilizes not only the reflected signal RS2 radiated from the second antenna 13 and returned, but also the reflected signal RS1 radiated and returned from the own antenna.
  • the second antenna 13 positively utilizes not only the reflected signal RS1 radiated from the first antenna 12 and returned, but also the reflected signal RS2 radiated and returned from the own antenna.
  • the difference from FIG. 32 is that the signal obtained by the first antenna 12 and the signal obtained by the second antenna 13 are superposed and detected by one receiver 47.
  • the signal detected by the receiver 47 includes a beat component including a sum and a difference between the signal received by the first antenna 12 and the signal received by the second antenna 13. If you want to extract only the difference from the beat signal, you may pass it through an analog low-pass filter.
  • FIG. 34 shows the antenna arrangement of the radar device 100D used at a close distance.
  • the signal obtained by the first antenna 12 and the signal obtained by the second antenna 13 are analog-synthesized by a synthesizer 55 such as a hybrid coupler, a magic tee, and a rat race coupler, and separated into two signals.
  • the receiver 45 and the receiver 46 detect the sum (A + B) and the difference (AB) of the two signals, for example, the signal A obtained by the first antenna 12 and the signal B obtained by the second antenna 13. ..
  • the difference or sum is calculated after the two received signals are digitally converted.
  • the analog synthesis result is digitally converted with higher accuracy without being affected by the DC offset. Can be measured.
  • the configuration that takes the difference between the two signals can be applied to three-dimensional measurement and differential measurement.
  • FIGS. 31 to 34 enable measurement at a close distance.
  • a pin badge type sensor incorporating a radar device 100 can be attached to the chest of clothing to measure heartbeat and the like. If it is a terahertz wave, it penetrates the clothes, so it is possible to measure non-contact with clothes.
  • FIGS. 32 to 34 as will be described later, light waves having different frequencies and phases may be emitted from the first antenna 12 and the second antenna 13. In this case, noise can be reduced.
  • ⁇ Other configuration examples> 35 to 37 show a configuration example using a reflector. These configuration examples are applied to measurements other than close range measurements.
  • FIG. 35 shows the antenna arrangement of the radar device 100E.
  • the radar device 100E uses one antenna (for example, the first antenna 12) and the reflector 56.
  • the first antenna 12 has a fast wave line.
  • the light wave output from the light source, for example, the frequency variable oscillator 14 and propagating through the first antenna 12 leaks from the fast wave line of the first antenna 12, is reflected by the reflector 56, and is emitted (synchrotron radiation DR).
  • the reflected light RS that is reflected and returned by a distant object is incident on the first antenna 12.
  • the reflected light RS incident on the first antenna 12 propagates in a direction that does not return to the frequency variable oscillator 14, and is combined with the local light LO that remains in the first antenna 12.
  • the signal in which the reflected light RS and the local light LO are superimposed is detected by the receiver 47.
  • one receiver 47 can measure the space on one side.
  • FIG. 36 is a schematic view of the antenna device 20E provided with the reflector 56.
  • 36A is a perspective view and FIG. 36B is a side view.
  • the first antenna 12 of the antenna device 20 has a slit 121 and a waveguide 123.
  • the light wave in the TE10 mode propagates in the waveguide 123, and a part of the propagated light leaks from the slit 121 at an angle ⁇ .
  • the leaked wave is reflected by the reflector 56 and radiated as synchrotron radiation DR.
  • the synchrotron radiation DR is reflected at a distance and the reflected light RS returns to the first antenna 12.
  • the reflected light RS is incident on the waveguide 123 from the slit 121, superposed on the local light LO, and detected by the receiver 47 (see FIG. 35).
  • the processing of the detected signal is as described with reference to FIG. With this configuration, one-sided space can be measured with a single receiver 47.
  • the leaked wave can be reflected by the reflector 56 to obtain synchrotron radiation DR.
  • FIG. 37 shows the antenna arrangement of the radar device 100F.
  • the radar device 100F is a combination of a configuration using the reflector 56 and the analog composite reception of FIG. 34.
  • a reflector 57 and a reflector 58 are provided on the first antenna 12 and the second antenna 13 facing the same direction, respectively.
  • the leaked wave of the first antenna 12 is reflected by the reflector 57 and becomes synchrotron radiation DR1.
  • the leaked wave of the second antenna 13 is reflected by the reflector 58 and becomes synchrotron radiation DR2.
  • the synchrotron radiation DR1 is reflected by a distant object, and the reflected light RS1 returns to the radar device 100F.
  • the reflected light DR2 is reflected by the same object, and the reflected light RS2 returns to the radar device 100F.
  • the reflected light RS1 and RS2 are incident on the first antenna 12 and are superposed on the local light LO1 that stays in the first antenna 12.
  • the first signal received by the first antenna 12 is input to the synthesizer 55 such as a hybrid coupler together with the local optical LO1.
  • the reflected lights RS1 and RS2 are incident on the second antenna 13 and are superposed on the local light LO2 that stays in the second antenna 13.
  • the second signal received by the second antenna 13 is incident on the synthesizer 55 together with the local light LO2.
  • the synthesizer 55 analog-synthesizes the signal obtained from the first antenna 12 and the signal obtained from the second antenna 13, and outputs two signals (the sum and difference of the first signal and the second signal).
  • the two outputs of the synthesizer 55 are detected by the receivers 45 and 46, respectively.
  • the detection sensitivity can be increased by increasing the intensity of the synchrotron radiation in the same direction and also using the reflected signal of the light wave radiated from the other antenna.
  • ⁇ Structure with a detour> 38 and 39 show a configuration in which a detour is provided in the antenna device so that the frequencies and phases of the synchrotron radiation emitted from the two antennas are different from each other.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 are directed in different directions.
  • the mode of interference between the reflected light RS and the local light LO is the same as in FIG. 1A.
  • a detour 111a having a length l is provided between the frequency variable oscillator 14 and the second antenna 13.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 are directed in the same direction.
  • the mode of interference between the reflected light RS and the local light is the same as in FIG. 32.
  • a detour 111b having a length l is provided between the frequency variable oscillator 14 and the second antenna 13.
  • the sweep frequency f of the transmitter is expressed as f (t) as a function of time t.
  • f (t) Assuming that the phase velocity of the light wave propagating in the detour 111 of length l is v, a time delay of l / v occurs in the detour 111.
  • the frequency of the synchrotron radiation DR1 (and the local light LO1) is expressed as f (t).
  • the frequency of the synchrotron radiation DR2 (and the local light LO2) is expressed as f (tl / v).
  • ⁇ Other antenna configuration examples The above-mentioned antenna arrangement examples can be combined with each other.
  • the configuration of detour 111 may be applied to radiate light waves of different frequencies and phases from the two antennas. This makes it possible to reduce noise.
  • Analog composite reception may be applied in all configurations using two antennas. This enables analog differential measurement.
  • a reflector 56 may be provided in the close-range measurement configuration of FIG. 32 to have a measurement configuration other than the close-range measurement, and reception may be performed without analog synthesis. In this case, digital differential measurement becomes possible.
  • the emissivity adjustment mechanism can be applied to any antenna arrangement.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 may be directed in different directions.
  • the measurement range is doubled.
  • the measurement efficiency is improved by pointing the two antennas in different directions.
  • the frequency and phase of the light waves radiated from the two antennas may be the same or different.
  • FIG. 40 is a table summarizing the antenna configurations of the embodiments.
  • the radar device 100 using the antenna device 20 of the embodiment is applicable to both measurement at a close distance and measurement at a distance other than the close distance.
  • the measurement at a close distance means that the mirror reflection component is predominantly received.
  • Measurements other than close range refers to the case where recursive backscatter is predominantly received.
  • the number of antennas used may be one or two or more for both the measurement at a close distance and the measurement other than the close distance.
  • the displacement at close-range can be measured with the minimum configuration.
  • the reflected light RS radiated from other antennas and returned can be positively utilized for measurement.
  • Analog differential measurement is realized in the configuration in which the light waves received by each antenna and superimposed on the local light are synthesized in analog. Noise can be reduced by using light waves having different frequencies and phases between the antennas.
  • the measurement range can be expanded.
  • one side space can be measured with a single receiver.
  • the signal obtained by each antenna may be analog-synthesized before being detected by the receiver, or may be detected by each receiver, digitally converted, and then synthesized.
  • a compact radar device can be realized without a reflector or mechanical drive.
  • the present invention has been described above based on a specific embodiment, the present invention is not limited to the above-mentioned example.
  • the first antenna 12 and the second antenna 13 may be formed of a transparent conductive thin film such as ITO, IZO, ZnO, and IGZO. By adjusting the diffraction pattern formed on the transparent conductive thin film, a slow wave line type antenna device can be obtained.
  • the first antenna and the second antenna may be grating couplers formed on a dielectric waveguide such as an optical fiber. At least a part of this grating coupler may function as an emissivity adjusting mechanism.
  • the aperture pattern does not necessarily have to be periodic, and the plurality of openings may be arranged irregularly or randomly. ..
  • Each opening does not necessarily have to be a rectangular opening, and may be an arrangement of openings such as a circle, a polygon, an ellipse, a crescent, a semicircle, and an arc.
  • the spacing between openings and the width and length (or diameter) of openings are set smaller than the wavelength used.
  • the width of the opening or slit When using a single opening or slit along the propagation direction of the leaky wave antenna as the emissivity adjustment mechanism, set the width of the opening or slit smaller than the wavelength used.
  • the width of the opening or slit may be constant or variable.
  • a reverse-tapered slit whose width increases as it advances in the propagation direction may be used within a range smaller than the wavelength used.
  • the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained. That is, (1) By scanning the beam with the leaky wave antenna, the phase shifter becomes unnecessary, and the beam steering and radar device can be realized without using mechanical drive. (2) In a configuration in which at least two leaky wave antennas facing different directions are combined, the input point and the output point can be spatially separated, so that a circulator becomes unnecessary and a compact radar device is configured. (3) In the configuration example in which the entire oscillator, receiver, antenna, and interference system (detection) are configured on a waveguide basis, flat integration is possible with the minimum necessary elements, and transmission loss in the system is reduced. Can be minimized.
  • a plurality of sets of a first antenna, a second antenna, a first detector, and a second detector may be arranged to form a radar device that generates a stereoscopic image.
  • the output of all detectors is input to the processor 30 to generate the position and velocity of the object.
  • the light source may be provided for each antenna device, or one light source common to all antenna devices may be used.
  • the antenna device 20 having the first antenna and the second antenna extending in different directions any of the antenna devices of the above-described embodiment may be used.
  • the antenna device and radar device of the embodiment are small and have high resolution, and can be mounted on a drone or a wearable terminal which is a mobile body smaller than an automobile.
  • the 3-port antenna configuration scans the beam over a wide range and can be applied to non-contact sensors such as landing support based on spatial recognition, gesture recognition, and non-contact heart rate measurement.

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Abstract

小型かつ集積可能な構成で、より広い角度に渡ってビーム走査するアンテナデバイスとこれを用いたレーダ装置を提供する。アンテナデバイスは、入射端を有する導波路と、前記導波路に接続される第１アンテナ、及び第２アンテナと、を有し、前記第１アンテナは、前記第１アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第１信号と前記第２アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第２信号の少なくとも一方を、前記第１アンテナ内で前記入射端への戻り光が生じない方向に受信し、受信した信号と、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光を合波する。

Description

アンテナデバイス、ビームステアリングシステム、レーダ装置、及びレーダ装置を用いたセンサ
　本発明は、ビームステアリングが可能なアンテナ技術と、これを利用したレーダ装置、及びセンサに関する。
　近年、７６ＧＨｚ帯をはじめとするミリ波を用いたレーダが車載応用をはじめ急速に普及している。ミリ波レーダは車や人の有無を大まかに検出することが可能であるが、測距の精度はそれほど高くない。一方、光波（近赤外光）を用いたレーザレーダは指向性の強いビームで高精度の測距が可能であるが、天候や遮蔽等の影響を受けやすい。
　電波と光波の間のテラヘルツ波を用いることで、ミリ波よりも一桁以上高い分解能で物体を検知、判別するとともに、必要なアンテナサイズを一桁以上、小型化することができる。
　テラヘルツレーダの実現に向けて技術的な障壁となるのは、ビーム走査の困難さと、送受信波の分離の困難さである。ビーム走査が困難なのは、現時点で低損失かつ集積可能な移相器がないからである。送受信波の分離が困難なのは、現時点で低損失かつ高アイソレーションのサーキュレータがないからである。汎用的なテラヘルツレーダは未だ実現されておらず、研究開発等の目的で、大掛かりな光学系や反射鏡を組み合わせて、機械駆動でビーム走査している。
　移相器や機械駆動を用いることなくビーム走査をするために、マイクロストリップベースの漏れ波アンテナを用いて、一定の角度範囲にビーム走査するテラヘルツレーダが提案されている（たとえば、非特許文献１参照）。
Murano, K. et al. "Low-Profile Terahertz Radar Based on Broadband Leaky-Wave Beam Steering", IEEE Trans. Terahertz Sci. Technol. 7, 1-10 (2017)
　上記の漏れ波アンテナを用いたテラヘルツレーダは、一本の漏れ波アンテナを用い、受信器と発振器が同じ位置に配置される。そのため、サーキュレータもしくは方向性結合器が必要となり、サイズとコストが増大する。また、一本の漏れ波アンテナのビーム走査角度範囲だけでは不十分な場合がある。
　本発明は、小型かつ集積可能な構成で、より広い角度に渡るビーム走査に適したアンテナデバイスと、これを用いたレーダ装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を実現するため、実施形態では、１本または２本以上のアンテナを使用する。
　本発明のひとつの態様では、アンテナデバイスは、入射端を有する導波路と、前記導波路に接続される第１アンテナ、及び第２アンテナを有し、
　前記第１アンテナは、前記第１アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第１信号と前記第２アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第２信号の少なくとも一方を、前記第１アンテナ内で前記入射端への戻り光が生じない方向に受信し、受信した信号と、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光とを合波する。
　上記の構成により、小型かつ集積が容易で、より広い角度に渡るビーム走査に適したアンテナ構造が実現する。このアンテナ構造を用いたテラヘルツレーダは、ミリ波レーダと比較して高い分解能を有する。
実施形態の速波線路型アンテナの基本概念を説明する図である。 実施形態の遅波線路型アンテナの基本概念を説明する図である。 実施形態のアンテナデバイスの外観を示す図である。 速波線路型アンテナの放射原理を説明する図である。 アンテナデバイスに適用される放射率調整機構を示す図である。 実施形態のアンテナデバイスの本体内部の導波路構造を説明する図である。 図５のアンテナデバイスの分解斜視図である。 本体に放射率調整機構を載せた状態を示す図である。 本体にカバーをかぶせた状態を示す図である。 図５の構成の電磁界シミュレーションを示す図である。 放射率調整フィルムのパターン例を示す図である。 放射率調整フィルムの周期構造を示す図である。 放射率調整フィルムを用いたアンテナデバイスの放射例を示す模式図である。 実施形態のアンテナを用いたレーダ装置の模式図である。 レーダ動作の原理を説明する図である。 レーダ装置の測距の原理を説明する図である。 ホモダイン検波の原理を説明する図である。 周波数掃引による放射パターンのシミュレーション結果の図である。 実測されたアンテナの放射パターンを示す図である。 実施形態のアンテナの放射方向とビーム幅の理論値と実験値を示す図である。 図１Ｂの遅波線路型アンテナの変形例である。 物体の変位が微小な場合の検出方法を説明する図である。 物体の変位が微小な場合のＴｏＦ法の困難性を説明する図である。 物体の変位が微小な場合の実施形態の測距手法を説明する図である。 物体の変位が微小な場合の実施形態の測距手法を説明する図である。 実施形態のレーダ装置と加振器を組み合わせたセンサの模式図である。 実施形態のレーダ装置を利用した心拍計測のセットアップを示す模式図である。 実施形態のレーダシステムによる心拍計測結果を示す図である。 別の被験者のレーダシステムによる心拍計測結果を示す図である。 位置決定のあいまいさを説明する図である。 位置決定のあいまいさを説明する図である。 位置決定のあいまいさを解決する手法を説明する図である。 実施形態のレーダ装置で行われる信号処理のフローチャートである。 図２９の処理の各工程で得られる信号の図である。 レーダ装置の変形例１であり、１本のアンテナを用いた構成例である。 レーダ装置の変形例２であり、同じ方向を向く２本のアンテナを用いた構成例である。 レーダ装置の変形例３であり、２本のアンテナ出力を合成して１つの受光器で受信する構成例である。 レーダ装置の変形例４であり、ハイブリッドカプラを介して２つの受光器で受信する構成例である。 レーダ装置の変形例５であり、反射板を用いた構成例である。 反射板付きのアンテナデバイスの構成例である。 レーダ装置の変形例６であり、２本のアンテナを有するアンテナデバイスに反射板を組み合わせた構成例である。 レーダ装置の変形例７であり、異なる方向を向いたアンテナに迂回路を組み合わせた構成例である。 レーダ装置の変形例８であり、同じ方向を向いたアンテナに迂回路を組み合わせた構成例である。 実施形態と変形例の構成と機能をまとめた図である。
　実施形態では、単一、または２本以上の漏れ波アンテナを、互いに異なる方向、または同じ方向に組み合わせることで、簡単な構成でビームの走査範囲を拡張する。受信器と発振器を別々に配置することが可能になり、サーキュレータ等の送受信波の分離手段が不要になって、小型化が実現される。一つの構成例では、放射率調整機構を用いることで、ホモダイン検波の効率を高める。実施形態のアンテナデバイスは、レーダ装置、心拍／脈拍計測等の生体センサ、測定対象物の機械的性質を測定するセンサ、あるいは手指のジェスチュア認識などに良好に適用される。
　＜アンテナデバイスの基本構造＞
　図１Ａと図１Ｂは、実施形態のアンテナの基本概念を説明する図である。図１Ａは速波線路型のアンテナデバイス２０Ａを用いたビームステアリングシステム１０Ａの模式図、図１Ｂは遅波線路型のアンテナデバイス２０Ｂを用いたビームステアリングシステム１０Ｂの模式図である。図１Ａ、及び図１Ｂでは、２本のアンテナを異なる方向に向けた構成例を示す。
　図１Ａで、アンテナデバイス２０Ａは、入射端となる第１ポートＰ１から延びる導波路１１と、導波路１１から第１の方向に延びる第１アンテナ１２と、導波路１１から第１の方向と異なる第２の方向に延びる第２アンテナ１３を有する。第１の方向と第２の方向は、ビーム走査範囲を広げる観点から、１８０°互いに逆方向であってもよいが、検知対象となる物体の性質、位置、挙動等によっては、必ずしも１８０°逆方向でなくてもよい。たとえば、１２０°の角度で別方向に延びるアンテナであってもよい。検知対象の物体の構造異方性あるいは屈折率異方性を検出する観点から、電場の振動方向が直交するように９０°の角度で配置されていてもよい。
　第１アンテナ１２の端部は、受信器としての第１検出器１５が接続されている。第２アンテナ１３の端部に、受信器としての第２検出器１６が接続されている。アンテナデバイス２０Ａは、周波数可変発振器１４に接続される第１ポートと、第１検出器１５及び第２検出器１６に接続される２つのポートを有する、３ポート構成である。
　図１Ａ及び図１Ｂの例では、発振器として周波数可変発振器１４を用い、受信器として一般的な光検出器を用いているが、この例に限定されない。後述するように、発振器として広帯域発振器を用い、受信器として周波数分解が可能な検出器を用いることができる。
　ビームステアリングシステム１０Ａは、アンテナデバイス２０Ａと周波数可変発振器１４を含む。周波数可変発振器１４で周波数を掃引することにより、アンテナデバイス２０Ａから放射されるビームをｘｚ面内で走査する。周波数可変発振器１４の周波数帯は、たとえば、中赤外領域から電磁波領域までをカバーするテラヘルツ帯（波長が３μｍ～３ｍｍ）であるが、これに限定されない。テラヘルツ波に替えて、またはテラヘルツ波に加えて、近赤外光や可視光の周波数帯を用いてもよい。
　ビームステアリングシステム１０Ａの動作は以下のとおりである。周波数可変発振器１４から出力される光波（たとえばテラヘルツ波）は、導波路１１を伝搬して分岐され、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３に入射する。第１アンテナ１２を伝搬する光波の一部は、第１アンテナ１２から漏れ出て、放射光ＤＲ１として放射される。残りの光は、第１アンテナ１２から放射されずに、ローカル光ＬＯ１として第１アンテナ１２内に留まり、第１検出器１５に入射して第１参照信号として用いられる。
　放射光ＤＲ１は、放射角θで放射される。放射角θは、光波の伝搬方向の法線と放射光ＤＲ１の放射方向が成す角度である。放射光ＤＲ１は、進行方向に向かって放射され、伝搬方向からみて鋭角から直角の範囲で放射される。
　第１アンテナ１２から放射された放射光ＤＲ１は、環境内に存在する物体で反射され、反射信号ＲＳ１として、第２アンテナ１３で受信される。
　同様に、周波数可変発振器１４から出力される光波（たとえばテラヘルツ波）のうち、第２アンテナ１３を伝搬する光波の一部は、第２アンテナ１３から漏れ出て、放射光ＤＲ２として空中に放射される。放射光ＤＲ２の放射方向も、伝搬方向に対して鋭角を成す。光の他の部分は第２アンテナ１３から放射されずに、ローカル光ＬＯ２として第２アンテナ１３内に留まり、第２検出器１６に入射して第２参照信号として用いられる。
　第２アンテナ１３から放射された放射光ＤＲ２は、環境内に存在する物体で反射され、反射信号ＲＳ２として、第１アンテナ１２で受信される。
　第１アンテナ１２で、同じ周波数の反射信号ＲＳ２と、第１参照光として用いられるローカル光ＬＯ１が合波され、第１検出器１５で混合されて反射信号ＲＳ２がホモダイン検波される。第２アンテナ１３で、同じ周波数の反射信号ＲＳ１と、第２参照光として用いられるローカル光ＬＯ２が合波され、第２検出器１６で混合されて反射信号ＲＳ１がホモダイン検波される。このとき、漏れ波アンテナである第１アンテナ１２は、反射信号ＲＳ２を、光源すなわち周波数可変発振器１４への戻り光が生じない方向に受信し、第１アンテナ１２内に留まるローカル光ＬＯ１と合波する。漏れ波アンテナである第２アンテナ１３は、反射信号ＲＳ１を、光源すなわち周波数可変発振器１４への戻り光が生じない方向に受信し、第２アンテナ１３内に留まるローカル光ＬＯ２と合波する。第１検出器１５と第２検出器１６は、たとえば、ショットキーバリアダイオードのような非線形素子であってもよい。
　周波数可変発振器１４で周波数が掃引されると、ｘｚ面内で放射光ＤＲ１と放射光ＤＲ２の放射角θが変化して、別の走査方向に放射される。次の放射角θでも、第１検出器１５で反射信号ＲＳ２が第１参照信号（ローカル光ＬＯ１）と混合されてホモダイン検波される。第２検出器１６で反射信号ＲＳ１が第２参照信号（ローカル光ＬＯ２）と混合されてホモダイン検波される。この構成により、ビーム走査とホモダイン検波を実現することができる。
　後述するように、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３において、アンテナから放射される放射光と、放射されずにアンテナ内に留まる参照光（またはローカル光ＬＯ）の割合は調整可能である。
　図１Ｂの遅波線路型のアンテナデバイス２０Ｂは、アンテナデバイス２０Ａと同様に、３ポート構成である。アンテナデバイス２０Ｂは、第１ポートＰ１から延びる導波路１１と、導波路１１から第１の方向に延びる第１アンテナ１２Ａと、第１の方向と異なる第２の方向に延びる第２アンテナ１３Ａを有する。第１アンテナ１２Ａの端部が第２ポート、第２アンテナ１３Ａの端部が第３ポートになる。
　図１Ｂの（ｂ）に示すように、第１アンテナ１２Ａは、第１検出器１５まで延びる主導波路１２０と、回折格子１２６を有する。主導波路１２０と回折格子１２６は、たとえばポリマーフィルム上の導電パターンとして形成されてもよい。図示は省略するが、第２アンテナ１３Ａも、第１アンテナ１２Ａと同様に、第２検出器１６に至る主導波路と、回折格子を有する。
　回折格子１２６は、一例として、ｘ方向に延びる主導波路１２０の両側に互い違いに設けられるｙ方向の枝パターンで形成される。枝パターンのピッチＰは、アンテナを伝搬する光波を回折させることのできる間隔に設定されている。枝線路の長さｌは、後述するように、主導波路１２０を導波する導波光と、空中に放射される放射光のパワー比が適切な比率になるように設計されている。
　回折格子１２６は、金属ストリップ以外に、突起、スリットなどで形成されてもよい。また、枝パターンだけではなく、ラダーパターン、コルゲートパターン、ミアンダパターンなど、光波を回折することのできる任意のパターンを採用してもよい。
　回折格子１２６は、光波を主導波路１２０に沿って一定の位相遅延分布で空中に放射する。回折格子１２６によって、図１Ｂの（ａ）に示すように、第１アンテナ１２Ａから放射される放射光ＤＲ１は、伝搬方向と反対方向に放射角θで放射される。放射方向は、伝搬方向と鈍角を成す。同様に、第２アンテナ１３Ａから放射される放射光ＤＲ２は、第２アンテナ１３Ａに設けられた回折格子によって、伝搬方向と反対方向に放射角θで放射される。放射方向は、伝搬方向と鈍角を成す。
　アンテナデバイス２０Ｂを用いたビームステアリングシステム１０Ｂの動作は以下のとおりである。周波数可変発振器１４から出力される光波は、導波路１１を伝搬して分岐され、第１アンテナ１２Ａと第２アンテナ１３Ａに入射する。
　第１アンテナ１２Ａを伝搬する光波の一部は、第１アンテナ１２Ａから漏れ出て、伝搬方向の後方に放射光ＤＲ１として放射される。光の他の部分は第１アンテナ１２Ａから放射されずに第１アンテナ１２Ａ内に留まり（ローカル光ＬＯ１）、第１検出器１５に入射して第１参照光として用いられる。
　第１アンテナ１２Ａから伝搬方向と逆方向に放射された放射光ＤＲ１は、環境内に存在する物体で反射され、反射信号ＲＳ１として、第２検出器１６の側から第２アンテナ１３Ａに入射する。反射信号ＲＳ１は、第２アンテナ１３Ａの回折格子１２６によって、第２検出器１６に向かって伝搬する。
　同様に、第２アンテナ１３Ａを伝搬する光波の一部は、第２アンテナ１３Ａから漏れ出て、伝搬方向の後方に放射光ＤＲ２として放射される。光の他の部分は第２アンテナ１３Ａから放射されずに第２アンテナ１３Ａ内に留まり（ローカル光ＬＯ２）、第２検出器１６に入射して第２参照光として用いられる。
　第２アンテナ１３Ａから伝搬方向と逆方向に放射された放射光ＤＲ２は、環境内に存在する物体で反射され、反射信号ＲＳ２として、第１検出器１５の側から第１アンテナ１２Ａに入射する。反射信号ＲＳ２は、第１アンテナ１２Ａの回折格子１２６によって、第１検出器１５に向かって伝搬する。
　第１検出器１５で、同じ周波数の反射信号ＲＳ２と第１参照光（ローカルＬＯ１）が混合され、ホモダイン検波される。第２検出器１６で、同じ周波数の反射信号ＲＳ１と第２参照光（ローカルＬＯ２）が混合され、ホモダイン検波される。
　周波数可変発振器１４で周波数が掃引されると、放射光ＤＲ１，ＤＲ２の放射角θが変化して別の走査方向に放射される。次の放射角θでも、第１検出器１５で反射信号ＲＳ２はローカル光ＬＯ１と混合されてホモダイン検波され、第２検出器１６で反射信号ＲＳ１はローカル光ＬＯ２と混合されてホモダイン検波される。この構成により、ビーム走査とホモダイン検波を実現することができる。
　速波線路型のアンテナデバイス２０Ａは、周波数可変発振器１４から出力された光波のほぼ全部を放射光とローカル光に配分することができ、損失が小さい。ただし、導波路１１、第１アンテナ１２、及び第２アンテナ１３を導波管で構成するため、アンテナデバイス２０Ｂと比較して嵩張る。
　遅波線路型のアンテナデバイス２０Ｂは、ポリマーフィルム上の導電パターン等として形成することができ、アンテナデバイス２０Ａと比較して薄型かつ小型のデバイスになるが、遅波線路により多少の損失が発生する。
　アンテナデバイス２０の用途、許容される作製条件等に応じて、アンテナデバイス２０Ａと２０Ｂのいずれの構成を採用してもよい。アンテナデバイス２０Ａと２０Ｂのいずれもビームステアリングに適している。
　図２は、アンテナデバイス２０の外観を示す。以下の説明では、図１Ａのアンテナデバイス２０Ａを例にとって説明するが、ホモダイン検波とビームステアリングの原理は、図１Ｂのアンテナデバイス２０Ｂにも同様に当てはまる。
　アンテナデバイス２０は、本体２１の内部に、導波路Ａ、導波路Ｂ、及び導波路Ｃが形成されており、カバー２５で覆われている。導波路Ａは、図１Ａの導波路１１に対応し、たとえばＥＩＡ規格の導波管（ＷＲ２．２）である。導波路Ｂは、図１Ａの第１アンテナ１２に対応する。導波路Ｃは、図１Ａの第２アンテナ１３に対応する。
　導波路Ａの入力端は、図１Ａの第１ポートＰ１に相当し、周波数可変発振器１４に接続される。導波路Ｂの端部は導波路Ｄで出射端に接続され、第１検出器１５と接続される。導波路Ｃの端部は導波路Ｅで出射端に接続され、第２検出器１６と接続される。
　本体２１の上面とカバー２５にはスリットが形成されており、スリットから漏れ波が放射される。
　図３は、速波線路型のアンテナデバイス２０Ａの放射原理を示す。ここでは、一対のアンテナのうち第１アンテナ１２を例にとるが、第２アンテナ１３も、伝搬方向が逆になるだけで、構成と放射原理は同じである。
　第１アンテナ１２は位相速度が光速度を上回る導波路（たとえば金属導波管）１２３で形成されている。電場Ｅの振動方向と平行な面１２２にスリット１２１を設けると、周波数によって決まる方向に指向性の放射が生じる（図中、放射光「ＤＲ１」で表示）。残りの成分はローカル光ＬＯ１として第１アンテナ内に留まり、上述したように第１参照光として用いられる。なお、ローカル光ＬＯ１はＴＥ１０モードであるため、導波路１２３内においてｘｚ面内で多重反射を繰り返しながら伝搬する。
　放射角θは、
　　　θ＝ｓｉｎ-1（Ｋg／Ｋ０）
で決まる。ここで、Ｋ０は空中での波数、Ｋgは導波路１２３中での波数である。
　図１Ｂの遅波線路型のアンテナデバイス２０Ｂの場合は、放射角θは、
　　　θ＝ｓｉｎ-1［（Ｋg－Ｋp）／Ｋ０］
で決まる。ここで、Ｋpは回折格子１２６の波数である。
　上記の２つの式は、アンテナから放射されずにアンテナ内に留まるローカル光ＬＯと放射光ＤＲの間で位相整合条件が満たされていることを前提としている。
　実施形態の一つの特徴として、アンテナから放射される放射光と、放射されずにアンテナ内に留まって参照光として用いられる光の割合を調整可能にする放射率調整機構を各アンテナに設ける。検出器で反射信号ＲＳをホモダイン検波するには、検波に適したパワーのローカル光ＬＯを参照光として検出器に入射する必要がある。検出器に到達する前に光波が過度に放射されてしまうと、検出器に入射するローカル光ＬＯのパワーが不十分になって、反射信号ＲＳの検波が困難になるからである。
　放射率機構は導波路に沿って一定比率の開口部を設けることで構成される。図４は、放射率調整機構の一例としてのフィルム２２の模式図である。フィルム２２は、たとえば導波路１２３のスリット１２１の上に配置される。フィルム２２は、キャリアフィルム２２１と、キャリアフィルム２２１の一方の面に形成される金属パターン２２２を有する。フィルム２２は、金属パターン２２２が形成された面を、本体２１の面１２２に対向させて配置される。
　キャリアフィルム２２１は、使用波長、たとえばテラヘルツ波に対して透明なフィルムであり、たとえば、ポリマーフィルムを用いることができる。ノンドープのシリコン、テフロン（登録商標）、石英等の薄いプレートを用いてもよい。
　金属パターン２２２は、使用波長、たとえばテラヘルツ波に対して不透明な材料で形成されており、たとえば、銅、銀、金、アルミニウム、インジウム、スズ、亜鉛等が用いられる。金属パターン２２２は、周期的な開口またはグリッド２２３を有する。このパターンは、金属薄膜をフォトリソグラフィ等でパターニングすることで形成される。
　グリッド２２３は、電場の振動方向と平行な方向に延びるグリッドである。図４の構成例ではグリッド２２３は周期的に形成されているが、回折格子と異なり、波長よりも十分に小さい周期で形成されている。そのためグリッド２２３の開口部は、ＴＥ１０モードとして伝搬するローカル光ＬＯ１に対してカットオフ状態となり、ローカル光ＬＯ１を導波路１２３内により閉じ込めて放射率を下げることに寄与する。グリッド２２３の周期と幅は、一例として、放射光と導波光の成分を半々（１対１）に分けるように設定されるが、この比率に限定されない。
　金属パターン２２２は必ずしもキャリアフィルム２２１の裏面の全面に形成されていなくてもよい。ｘｚ面以外へのテラヘルツ波の漏れを抑制するためには、スリット１２１に対応する位置にだけグリッド２２３が形成されていればよい。この詳細については、後述する。
　金属パターン２２２は必ずしも周期的でなくてもよい。例えば、グリッド２２３の開口部の大きさ、形、個数等が波長よりも十分小さい範囲で不均一に変化していてもよい。また、導波路１２３のスリット１２１の幅を調整することによっても放射率を調整することができる。この場合、スリット１２１自体が放射率調整機構の役割を果たすので、フィルム２２の金属パターン２２２は不要であるが、導波路１２３を保護する目的でフィルム２２が用いられてもよい。
　放射率調整機構としては、３Ｄプリントや射出成形で導波路上に開口部を一体成型したものを用いてもよい。
　図１Ｂの遅波線路型のアンテナデバイス２０Ｂの場合、放射量の調整は、回折格子１２６の枝線路の長さｌによって調整可能であり、必ずしも放射率調整機構としてフィルム２２を設けなくてもよい。
　図５は、実施形態のアンテナデバイス２０の本体内部の波動伝搬を説明する図である。本体２１の高さ方向（ｚ方向）に延びる導波路Ａの下端は、周波数可変発振器１４に接続される第１ポートＰ１であり、所望の帯域の光波が入力される。導波路Ａの断面での幅Ｗは、たとえば５７０μｍ、長さは２８５μｍである。
　導波路Ａは、その上端で、第１アンテナ１２となる導波路Ｂと、第２アンテナ１３となる導波路Ｃに分岐する。導波路Ｂと導波路Ｃは本体２１の上端に形成される溝であり、導波路の高さｈ（すなわち溝の深さ）は、たとえば４００～４５０μｍである。この溝がスリット２５１付きのカバー２５で覆われることで、導波管が形成される。
　分岐点で、カバー２５の底面側に設けられた突起２１５によってＴジャンクション２１４が形成され、導波路Ｂと導波路Ｃに分かれる。突起２１５の高さは数十μｍ～１００μｍ程度、伝搬方向（ｘ方向）の幅ｄは３００μｍ程度である。
　導波路Ｂを導波した光波は、第１検出器１５との接続ポートである第２ポートＰ２から第１検出器１５に入射する。導波路Ｃを導波した光波は、第２検出器１６との接続ポートである第３ポートＰ３から第２検出器１６に入射する。
　図５の例では、本体２１の上面近傍の導波路Ｂと導波路Ｃは、本体２１の内部でＬ字型に曲がる導波路Ｄと導波路Ｅによって第２ポートＰ２及び第３ポートＰ３に接続されているが、この例に限定されない。第２ポートＰ２と第３ポートＰ３は、導波路Ｂと導波路Ｃが直線で接続される位置に配置されてもよい。
　図６Ａは、図５のアンテナデバイス２０の分解斜視図である。本体２１とカバー２５の間に、放射率調整機構を構成するフィルム２２が挿入される。
　本体２１内でＴジャンクション２１４の両側に延びる第１アンテナ１２と第２アンテナ１３の上部に、フィルム２２のグリッド２２３のパターン（図４参照）と、カバー２５のスリット２５１が位置する。
　図６Ｂの（ａ）は、本体２１の上面２１ｔに放射率調整機構を構成するフィルム２２が配置された状態の斜視図、図６Ｂの（ｂ）は、フィルム２２の概略斜視図である。上述のように、キャリアフィルム２２１の裏面（本体２１の上面２１ｔと対向する面）に、周期的なグリッド２２３を有する金属パターン２２２が形成されている。グリッド２２３の幅と、グリッド２２３とグリッド２２３の間の開口のサイズを調整することで、空中に放射される放射光ＤＲのパワーと、第１アンテナ１２及び第２アンテナ１３をそのまま導波するローカル光ＬＯのパワーの比率を調整できる。
　図６Ｃは、本体２１にカバー２５をかぶせた状態を示す斜視図である。本体２１とカバー２５の間には、放射率調整機構を構成するフィルム２２が配置されている。フィルム２２の金属パターン２２２の開口から放射される漏れ波は、カバー２５のスリット２５１から空中に放射される。
　図７は、図５の構成のアンテナデバイス２０の電磁界シミュレーションの図である。導波路Ｂと導波路Ｃから、それぞれ周波数で決まる方向にビームが放射されている様子がわかる。
　図８は、放射率調整機構を構成するフィルム２２の金属パターン２２２の例を示す。図８（Ａ）の金属パターン２２２Ａは、伝搬方向であるｘ方向に繰り返されるストライプ２２３Ａのパターンを有する。各ストライプ２２３Ａは、キャリアフィルム２２１の幅方向（ｙ方向）の全体にわたって形成されている。金属パターン２２２Ａにより、放射光をストライプの間から、導波光に対する所望のパワー比で取り出せるが、各ストライプ２２３Ａが金属線路として働いて、ｙ方向へ漏れが生じるおそれがある。
　図８（Ｂ）では、ｙ方向への漏れを防止するために、金属パターン２２２Ｂは、ラダーパターン２２４を形成するグリッド２２３Ｂを有する。グリッド２２３Ｂのｙ方向（電場の振動方向）の長さを一定範囲に制限することで、本体２１の面１２２とキャリアフィルム２２１の間、あるいはキャリアフィルム２２１とカバー２５の間にエアギャップがあっても、ｙ方向に光波が漏れ出るのを防止できる。
　図９は、放射率調整機構を構成するフィルム２２の周期構造を示す。図９（Ａ）は設計されたグリッド２２３のパターン、図９（Ｂ）は実際に作製されたグリッドの顕微画像である。
　ｘ方向に反復される周期構造は、以下を同時に満たすように決定される。
（１）一次回折波が生じない程度にストライプの周期Ｔを小さくすること、すなわち、グリッド２２３のパターンが回折格子として機能しないようにすること；
（２）放射光のパワーと、検出器に到達する導波光（ローカル光）のパワーの比率を１：１またはそれに近い比率になるように、開口幅ｐと、ストライプ幅ｑの割合が調整されていること；及び
（３）ストライプのグリッド２２３によって生じる金属損失を抑制すべく、ストライプ幅ｑを小さくしすぎないこと。
　上記の条件を満たすように、一例として、開口幅ｐを１４０μｍ、ストライプ幅ｑを９０μｍ、周期Ｔを２３０μｍに設計する。レーザ描画による金属パターンを顕微鏡観察すると、±２μｍ程度の誤差で、ほぼ設計通りに加工されていることがわかる。
　図１０は、本体２１のスリットに放射率調整機構（たとえば上述したフィルム２２）を設けたときのアンテナ動作を説明する図である。導波路１１から導波路Ｂに導波した光波のうち、ほぼ半分が放射光ＤＲ１として空中に放射され、ほぼ半分がローカル光ＬＯ１としてアンテナ内に留まって第２ポートＰ２に至る。
　同様に、導波路１１から導波路Ｃに導波した光波のうち、ほぼ半分が放射光ＤＲ２として空中に放射され、ほぼ半分がローカル光ＬＯ２としてアンテナ内に留まって第３ポートＰ３に至る。
　放射光ＤＲ１が環境内の物体で反射されて、放射方向と同じ方向から戻ってきた反射信号ＲＳ１は、導波路Ｃを通って第３ポートＰ３へ導波する。放射光ＤＲ２が環境内の物体で反射されて、放射方向と同じ方向から戻ってきた反射信号ＲＳ２は、導波路Ｂを通って第２ポートＰ２へ導波する。
　これにより、第２ポートＰ２では、ローカル光ＬＯ１と反射信号ＲＳ２が得られ、第３ポートＰ３では、ローカル光ＬＯ２と反射信号ＲＳ１が得られる。第２ポートＰ２と第３ポートＰ３に検出器または受信器を接続することで、反射信号ＲＳ２と反射信号ＲＳ１はローカル光ＬＯ１とＬＯ２をそれぞれ第１参照光及び第２参照光として用いてホモダイン検波される。
　＜レーダ装置への適用＞
　図１１は、アンテナデバイス２０を用いたレーダ装置１００の模式図である。レーダ装置は、アンテナデバイス２０と、アンテナデバイス２０の第１ポートに接続される周波数可変発振器１４と、アンテナデバイス２０の第２ポート及び第３ポートにそれぞれ接続される第１検出器１５及び第２検出器１６と、第１検出器１５と第２検出器１６の出力に接続されるプロセッサ３０を有する。周波数可変発振器１４もプロセッサ３０に接続されて掃引周波数と掃引のタイミングが制御される。
　アンテナデバイス２０は、この例では、互いに異なる方向に組み合わせられた第１アンテナ１２と第２アンテナ１３を有する。第１アンテナ１２と第２アンテナ１３は、漏れ波アンテナ（ＬＷＡ：Leaky-Wave Antenna）であり、速波線路型、遅波線路型のいずれであってもよい。
　周波数可変発振器１４は、電子回路であってもよいし可変波長レーザであってもよい。周波数可変発振器１４とアンテナデバイス２０の間に、周波数逓倍器３１が挿入されてもよい。発振器として広帯域発振器を用い、第１検出器１５、及び第２検出器１６として周波数分解が可能な検出器を用いてもよい。
　第１検出器１５と第２検出器１６は、たとえばショットキーバリアダイオードであり、図１Ａ及び図１Ｂを参照して説明したように、ローカル光ＬＯを参照光として用いて環境内の物体からの反射信号ＲＳをホモダイン検波する。
　プロセッサ３０は、第１検出器１５と第２検出器１６による検波結果を用いて、物体の位置（距離と方向）を算出する。
　図１２は、レーダ動作の原理を説明する図である。第１ポートＰ１から入力された光波は分岐して、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３に伝搬する。第１アンテナ１２から放射される放射光の方向に物体ＯＢ１が存在すると、物体ＯＢ１で反射された光は、放射光と平行な方向に反射されて、第２アンテナ１３で受信される。第２アンテナ１３から放射される放射光の方向に物体ＯＢ２が存在すると、物体ＯＢ２で反射された光は、放射光と平行な方向に反射されて、第１アンテナ１２で受信される。
　第１アンテナ１２の端部に接続される第２ポートＰ２で、放射されずに第１アンテナ１２内に留まるローカル光と、物体ＯＢ２で反射された反射信号が得られる。第２アンテナ１３の端部に接続される第３ポートＰ３で、放射されずに第２アンテナ１３内に留まるローカル光と、物体ＯＢ１で反射された反射信号が得られる。
　図１１に戻って、プロセッサ３０による信号処理の一例を説明する。環境内に物体が無いときの背景信号をあらかじめ取得して、プロセッサ３０の内部または外部のメモリに保存しておく。周波数可変発振器１４で周波数を掃引しながら、第１検出器１５と第２検出器１６の出力電圧を取得する。第１検出器１５と第２検出器１６の出力電圧の各々と、背景信号との差分をとって、各検出器の出力の周波数スペクトルを得る。
　図１３の左図は、検出器で取得される周波数スペクトルの一例である。一対の検出器で空間の半分ずつをカバーし、それぞれで得られた周波数スペクトルが統合される。横軸が掃引される周波数、縦軸が検出器の出力電圧である。アンテナデバイス２０から放射されるビーム角は図１７のように周波数とともに変化するので、周波数スペクトルのピーク位置から、物体の方向を算出できる。第１検出器は放射光ＤＲ１のある側の空間中の物体を、第２検出器は放射光ＤＲ２のある側の空間中の物体を、それぞれ検出する。
　この周波数スペクトルを逆フーリエ変換（ＩＦＴ：Inverse Fourier Transform）して絶対値をとることで、図１３の右図のように時間軸上の反射信号が得られる。図１３の横軸は時間、縦軸は検出器の出力電圧である。反射信号のピークを与える時刻から、たとえばタイム・オブ・フライト（ＴｏＦ）法に基づいて物体までの往復の伝搬時間を計算し、光の速度を乗算して２で割ることで、距離が算出される。
　一度の周波数掃引によって、方向と距離が決まり、物体の２次元的な位置（たとえばｘｚ面内での位置）が決まる。
　物体が複数の異なる方向・距離に存在する場合には、複数のピークを読み分けることでそれぞれを定位可能である。また、様々な波形のスペクトル・反射信号のデータを蓄積して機械学習を行うことで、より複雑な物体の形状を機械によって識別することができる。
　互いに異なる方向を向く第１アンテナ１２と第２アンテナ１３に、第１検出器１５と第２検出器をそれぞれ接続することで、±５０°～±６０°、すなわち１００°～１２０°の角度範囲をカバーすることができる。
　周波数掃引とＩＦＴを高速に繰り返すことで、リアルタイムに物体の位置を特定することができる。掃引される周波数範囲と周波数間隔は、それぞれ距離分解能と最大測距可能距離を決めるため、用途に応じて達成したい計測範囲、空間分解能、及び計測時間の兼ね合いから、最適な値を決めることができる。特に、物体を継続的にトラッキングする場合は、掃引周波数の範囲と間隔を動的に変更してもよい。これにより、掃引に要する時間を短縮し、より高速の計測が可能になる。なお、図１９以降を参照して後述するように、物体の変位が小さいときは、受信信号の位相差に基づいて正確に変位を測定することができる。
　図１Ａまたは図１Ｂのアンテナデバイス２０Ａまたは２０Ｂを、ｙ方向にアレイ化してｙ方向の各位置で得られる検出結果を合成することで、３次元定位も可能である。
　図１４は、第１検出器１５と第２検出器１６のそれぞれで行われるホモダイン検波の原理を説明する図である。第１検出器１５に着目して説明する。第２ポートＰ２で得られる光波のうち、導波路Ｂを導波した参照波（ローカル光）の電界振幅をψ１、外部で反射されて戻ってきた信号波（反射信号）の電界振幅をψ２とする。
　検出器に到達する電界強度は式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、ωは角周波数、ｃは光速度、Ｒはアンテナと物体間の距離である。
　第１検出器１５と第２検出器１６は、２乗検波特性を持つ非線形素子であり、角周波数ωのときの検出器の出力電圧Ｖは式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 式（２）の右辺の第２項の係数Ｅ1Ｅ2ｃｏｓ（２ωＲ／ｃ）は参照波（ローカル光ＬＯ）と信号波（反射信号ＲＳ）のミキシングを表す。出力電圧Ｖが角周波数ωに応じて周期変動するため、未知数である距離Ｒは出力電圧Ｖの測定値に対して図１３のように角周波数ωについてＩＦＴして求められる。
　図１５は、周波数掃引による放射パターンの数値シミュレーション結果である。このシミュレーション結果は、電場の瞬時値の絶対値の大きさを表わしている。
　周波数を３３０ＧＨｚ、３６０ＧＨｚ、５００ＧＨｚと掃引することで、ビームの走査角を放射面に対してほぼ直角（放射角θはほぼゼロ）から、放射角θ＝６０°近くにまで変化させることができる。
　図１６は、実測されたアンテナの放射パターンを示す。図１６（Ａ）は、図１４のｘｚ面での放射パターン、図１６（Ｂ）は図１６（Ａ）の放射パターンの各ビームの断面を示す。図１５のシミュレーション通りに放射されていることが確認される。
　図１７は、実施形態のアンテナデバイスの放射方向とビーム幅の理論値と実験値を示す図である。図１７（Ａ）の横軸は周波数、縦軸は放射角度である。周波数を掃引して高周波にするほど、ビームの放射角（法線からの角度）は大きくなる。実線の理論値と、データ点（ここではエラーバーは誤差ではなく図１６（ａ）のビーム広がり角度の半値幅を表す）で示す実験値はよくフィットしている。
　図１７（Ｂ）は、図１７の理論値の計算で用いたモデルである。導波管の高さａを４４０μｍ、フィルム２２の厚さｄを５０μｍ、フィルム２２の屈折率をｎ、導波管内部を多重反射しながら伝搬する際の軌跡に沿った方向の波数を空中と同じＫ0とする（このように定義することで導波管の伝搬軸に沿った方向の波数ＫｇはＫｇ＝Ｋ0・ｓｉｎθとなる）。
　このモデルで、ビーム放射方向θは、
　　　θ＝ｓｉｎ-1［１－（（π＋φ）／２Ｋ0・ａ）2］1/2
で表される。この式を用いて、図１３のような周波数スペクトル強度が最大となる周波数を、物体の方向に読み替えることができる。φは、導波路内の波動がグリッド反射されるときの位相変化を表わし、導波管の高さａ、フィルムの厚さｄ、屈折率ｎ等によって決まるパラメータである。このモデルでは、
　　　φ＝π－０．２０２（ラジアン）
に設定される。ビーム幅θwは、
　　　θw＝２π／Ｋ0・Ｌ・ｃｏｓθ
で求められる。Ｌはアンテナと物体との間の距離である。
　図１７（Ａ）と図１７（Ｂ）で、放射角θが広範囲にわたって角度変化するように（走査範囲が±５０°以上）設計されており、比較的狭いビーム幅θwが実現される。
　図１８は、図１Ｂの遅波線路型のアンテナデバイスの変形例である。アンテナデバイス２０Ｃは、光源４４に接続される導波路１１と、導波路１１から第１の方向に分岐する第１アンテナ１２Ｂと、第２の方向に分岐する第２アンテナ１３Ｂを有する。第１アンテナ１２Ｂと第２アンテナ１３Ｂは、グレーティングカプラで形成される。
　グレーティングカプラは、たとえば、光ファイバやシリコン導波路の表面に波長程度の周期構造を形成することで得られる。グレーティングカプラを互いに逆向き、または異なる方向に向けて配置することで、アンテナデバイス２０Ｃが実現される。
　ビームステアリングシステム１０Ｃは、アンテナデバイス２０Ｃと、アンテナデバイス２０Ｃの第１ポートＰ１に接続される光源４４を含む。光源４４で周波数を掃引することで、アンテナ１２Ｂ及び１３Ｂから放射される放射光ＤＲ１及びＤＲ２をｘｚ面内で走査することができる。
　第１アンテナ１２Ｂのアンテナ端は、第１受光器４５に接続されている。第２アンテナ１３Ｂのアンテナ端は、第２受光器４６に接続されている。
　光源４４、第１受光器４５、及び第２受光器４６として、ＳＳＯＣＴ（Swept Source Optical Coherent Tomography:単一波長を掃引する方式）や、ＳＤＯＣＴ（Spectral Domain Optical Coherent Tomography：広帯域波長を分光する方式）で用いられる素子をそのまま用いることができる。
　ＳＳＯＣＴで用いられる素子として、波長可変レーザを光源４４に用い、フォトダイオードを受光器４５及び４６に用いることができる。ＳＤＯＣＴで用いられる素子として、スーパールミネセントダイオードを光源４４に用い、ＣＣＤ分光器を受光器４５及び４６に用いることができる。この場合、走査されるビームは必ずしもテラヘルツ波でなくてよく、赤外光、可視光等であってもよい。ＳＤＯＣＴは、広帯域な信号を一度に送ることでアンテナデバイス２０から各方向に同時にビームを飛ばし、計測を高速化できる。
　第１受光器４５及び第２受光器４６でのホモダイン検波の原理は、上述したとおりである。第１受光器４５及び第２受光器４６の出力をプロセッサに接続することで、広いビーム走査角度を持つ小型のレーダ装置が実現される。
　図１～図１８を参照して説明した実施形態では、アンテナで受光される信号光ＲＳと、アンテナに留まる参照光（ローカル光ＬＯ）の周波数が等しいという前提で、ホモダイン検波を行っていた。これは、周波数掃引速度がそれほど早くない場合に妥当する。
　周波数掃引速度が上がると、遠方で反射されて戻ってくる信号光と、発信器から出力された直後の参照光の間で、周波数差が生じる。その場合は、ヘテロダイン検波となる。検出器または受光器から出力される交流信号（干渉信号）の周波数を検出することで、対象物までの距離を同定することができる。このときの測距の手法は、周波数変調連続波（Frequency Modulation Continuous Wave：ＦＭＣＷ）レーダと同じ手法である。実施形態のアンテナデバイスとレーダ装置は、ヘテロダイン検波にも適用可能である。
　＜微小な変位の検出＞
　図１９～図２２は、物体の変位が微小な場合の検出法を説明する図である。図１９で、物体ＯＢが位置Ａから位置Ｂへ、ΔＲだけ変位する場合、物体ＯＢからの反射信号は、ｃｏｓ［ωｔ－（２ωＲ／ｃ）］から、ｃｏｓ［ωｔ－（２ω（Ｒ＋ΔＲ）／ｃ）］に変化する。
　変位ΔＲが微小な場合、図２０のように、位置Ａと位置Ｂから得られた受信信号をＩＦＴして時間領域のスペクトル（絶対値）を取得しても、ピーク位置の区別がつきにくく、ＴｏＦで距離を算出することが困難である。
　そこで、図２１のように、ＩＦＴの位相に着目する。なお、図２０と図２１で、ＩＦＴ前の受信信号は、背景信号を差し引いた検出器（ダイオード）出力である。図２０及び図２１で、位置Ａのスペクトルは図１３のスペクトルと同じデータである。
　理論的にＴｏＦ法で区別できるのは、およそΔＲ＝ｃ／２ＦWまでである。ここで、ｃは光速度、ＦWは受信したレーダ信号の帯域幅である。図２０の例で、受信信号の帯域幅ＦWはおよそ８０ＧＨｚなので、ΔＲが１．８ｍｍ以下では読み取ることができない。
　図２１及び図２２では、ＩＦＴの絶対値に替えて、ＩＦＴの位相を取得し、２つの受信信号の位相差Δφから変位を求める。図２１の縦軸は、２つの受信信号のＩＦＴの位相を表わしている。
　図２２は、図２１のＩＦＴ信号の位相差Δφを示す。図２０と異なり、位相差のピークが明確に現れている。このピーク位置から、変位前の基準となる距離を算出することができる。この手法を、「位相敏感検出」と呼ぶ。
　図２２の横軸の「時間」を変位前の基準距離Ｒに読み替え、縦軸の「位相差」を変位に読み替える。変位ΔＲは、位相差Δφを用いて、
　　　ΔＲ＝（－ｃ／２ω0）Δφ
で計算される。ここで、ω0は受信したレーダ信号の中心角周波数である。図２２で、ω0は４５０ＧＨｚなので、ΔＲは約－０．１２ｍｍである。マイナス符号は、物体がレーダに近づいていることを示す。
　図２０と比較して、測定の分解能が向上している。このように、受信信号の位相差を利用することで、微小な変位を検知することができる。微小な変位は、物体の外部から与えられてもよい。
　＜非接触型のセンサへの適用＞
　図２３は、実施形態のレーダ装置１００と加振器５１を組み合わせたセンサ５０の模式図である。物体ＯＢを外部から加振して、振動や弾性波を計測することで、物体ＯＢの硬さの測定や、内部の探傷が可能になる。
　従来の振動センサでは、対象物の表面が露出している場合に限られていた。実施形態のセンサ５０は、テラヘルツ帯のレーダ装置１００を用いることで、物体ＯＢの表面が露出していなくても、能動的に振動を計測することができる。テラヘルツ波は、プラスチックや布を透過するからである。
　振動は、外部から物体ＯＢに与えてもよい。加振器５１として、電磁波（または光）を照射する光源、超音波を照射する超音波源などを用いることができる。光音響的な加振、またはフォトメカニカルな加振は、遠隔から非接触で物体ＯＢに印加することができる。あるいは、物体ＯＢに振動体を接触させて加振してもよい。
　センサ５０を用いることで、物体の内部の振動状況や、物性状況の検査が可能になる。医療分野で生体内の状況を把握するのに利用可能である。また、着衣の状態で、肩こりの具合や四肢の筋肉の硬さの測定が可能になる。
　加振器５１とビームステアリングシステム１０は、レーダ装置１００のプロセッサ３０に接続されている。プロセッサ３０による制御の下で、加振器５１とビームステアリングシステム１０は、同期して動作するのが望ましい。プロセッサ３０はメモリ３０１を有する。メモリ３０１は、加振器５１が物体ＯＢに加えた振動に関する情報と、振動を加えた後のレーダ装置１００の第１検出器１５、及び第２検出器１６（図１１参照）の出力を対応付けて記録してもよい。
　図２４、図２５Ａ、及び図２５Ｂは、図２１及び図２２に示した微小変位の検出を生体センサに適用した例を示す。ここでは、図１１の構成に基づく周波数掃引型の発振器と検出器を用いている。レーダ装置１００は、生体センサの外、ジェスチュアセンサ等の非接触センサとして使用可能である。
　図２４は、図２１及び図２２の位相敏感検出に基づく心拍測定を示す。被験者は、着衣のまま、胸部がレーダ装置１００から約４５°の角度で約２０ｃｍの距離に位置するように座っている。レーダ装置１００で反射波を取得し、ＩＦＴ位相差を求めることで、直接、心拍に伴う胸部の微小変化を測定する。比較として、あらかじめ心電図測定器で心電図（ＥＣＧ：electrocardiogram）を取得しておく。
　図２５Ａは、被験者Ａのレーダ測定結果（丸印）と心電波形（実線）を示す。図２５Ｂは、別の被験者Ｂのレーダ測定結果（丸印）と心電波形（実線）を示す。グラフの左側の縦軸がＥＣＧの電圧、右側の縦軸が実施形態のＩＦＴ位相差である。いずれの被験者においても、心電図波形と同期した胸部変位が観測されている。
　図２２と同様に、測定された位相差は、
　　　ΔＲ＝（－ｃ／２ω0）Δφ
により、変位に読み替えることができる。この例では、ΔＲは胸部の変位（レーダ装置１００に近づくときがマイナス符号）、ｃは光速度、ω0は掃引帯域幅の中心角周波数、Δφは周波数掃引信号のＩＦＴの胸部距離における位相の１時刻前との差分地である。この例で、ω0＝２π×４４０ＧＨｚであり、Δφを３０ｍｓ毎に取得し、ＥＣＧ発生直後に約４０μｍの胸部変位を実測している。
　実施形態のレーダ装置は、生体センサに好適に適用できることがわかる。また、心拍／脈拍だけではなく、まばたき、頭部の揺れなど、その他のバイタルサインや、ヘルスケアモニタリング、あるいは手指のジェスチュア認識にも適用可能である。
　＜位置決定のあいまいさの解消＞
　図２６と図２７は、レーダ測距における配置決定のあいまいさを説明する図である。図２６において、２つの物体ＯＢ１とＯＢ２が配置Ａの位置関係にある場合と、配置Ｂの位置関係にある場合を考える。周波数の掃引結果を一括処理するだけでは、図２７に示すように、配置Ａと配置Ｂで得られる信号が同じになり、両者を区別することが困難になる。この場合は、図１３を参照して述べたように、なんらかの方法で複数のピークを読み分けることが必要である。
　この問題を解決するために、実施形態では、一括処理法と分割スキャン法を組み合わせて、角度θと距離ｒの正しい組み合わせを特定する。
　図２８は、分割スキャン法の模式図である。周波数の掃引範囲を所定の方向にＮ区間に分割する。分割された区間ごとに個別にＩＦＴを行って、物体の有無と距離ｒを検出する。
　図２９は、実施形態のレーダ装置で行われる信号処理のフローチャートである。この処理フローは、プロセッサ３０によって実行される。まず、周波数掃引の範囲と分割数Ｎを決定する（Ｓ１０１）。決定された周波数掃引の全範囲をビーム走査する（Ｓ１０２）。受信された反射信号の全周波数範囲を一括してＩＦＴして、物体の方向θと距離ｒを算出する（Ｓ１０３）。一括処理で得られる結果を「結果Ａ」とする。
　一方、得られた周波数スペクトルに対し、Ｎ個に分割された周波数区間ごとにＩＦＴを行って、物体の方向θと距離ｒを算出する（Ｓ１０４）。分割処理で得られる結果を「結果Ｂ」とする。ステップＳ１０３とＳ１０４の処理は順序不同であり、並列処理が可能な場合は同時に行ってもよい。結果Ａと結果Ｂの積をとることで、物体の最終的な位置（方向と距離）が特定される（Ｓ１０５）。
　図３０は、図２９のステップＳ１０３～１０５で得られる信号の図である。図３０の（ａ）は、ステップＳ１０３で得られた結果Ａである。周波数スペクトルを一括ＩＦＴして、角度情報θ１、θ２と、距離情報ｒ１、ｒ２が得られる。このままの状態では、角度と距離の正しい組み合わせが不明である。
　図３０の（ｂ）は、ステップＳ１０４で得られた結果Ｂである。周波数スペクトルを分割区間ごとにＩＦＴして求めた位置情報の一部を示す。角度θ１を含む周波数区間の計算結果では、距離ｒ２を含む一定の範囲で信号が得られている。他方、角度θ２を含む周波数区間では距離情報は得られていない。
　図３０の（ｃ）は、ステップＳ１０５で得られる信号である。結果Ａと結果Ｂを乗算することで、正しい位置情報を示す（θ１，ｒ２）の組み合わせが特定される。
　ステップＳ１０４の分割スキャンでは、分割された周波数区間ごとに物体の有無と距離を検出するため、位置関係のあいまいさは回避できる。しかし、周波数帯が狭くなるため、各周波数区間で奥行き方向の分解能が、最悪で１／Ｎまで低下する。そこで、分割スキャンから得られた計算結果と、一括処理した位置計算結果（位置関係のあいまいさは残るが、奥行き方向の分解能は高い）との積をとる。これにより、奥行き方向の分解能の低下を防ぎつつ、位置関係のあいまいさを解消することができる。
　＜至近距離の計測用のアンテナ配置例＞
　図３１～図３４は、至近距離の計測に適したアンテナ配置例を示す。図１Ａ、図１Ｂ、及び図１８のアンテナ配置は、対象物までの距離を概ね数十ｃｍと想定している。この程度の距離であれば、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３の各々と、対象物との間の角度は、ほぼ等しくなる。したがって、第１アンテナ１２から出射された波の再帰性後方散乱を第２アンテナ１３で受信することが容易である（図１Ａ，図１Ｂ参照）。
　対象物が極近傍（たとえば、数ｃｍ以下、より好ましくは１ｃｍ以下の距離）にある場合、再帰性後方散乱は十分に生じず、鏡面反射状の成分が増す。そこで、至近距離の計測に適したアンテナ配置を提案する。
　（アンテナ配置例１）
　図３１は、至近距離で用いられるレーダ装置１００Ａのアンテナ配置を示す。レーダ装置１００Ａは、第１アンテナ１２、または第２アンテナ１３のいずれか１本のアンテナを用いる。図３１の例では、第１アンテナ１２のみが使用される。第１アンテナ１２から放射された光波は、物体ＯＢ３で反射されて、反射信号ＲＳとして第１アンテナ１２で受信される。物体ＯＢ３は、第１アンテナ１２の至近距離にあるため、物体ＯＢ３での反射は鏡面反射に近い成分が支配的になる。
　第１アンテナ１２は、物体ＯＢ３で反射された反射信号ＲＳを、光源すなわち周波数可変発振器１４への戻り光が生じない方向に受信し、第１アンテナ１２内に留まるローカル光ＬＯと合波する。合波された信号は、受光器４７で受信され、プロセッサ３０で処理される。
　この構成は、単一のアンテナを用いるので、使用アンテナに割り当てられる光強度が高くなる。周波数可変発振器１４の消費電力を低減することができる。
　（アンテナ配置例２）
　図３２は、至近距離で用いられるレーダ装置１００Ｂのアンテナ配置を示す。この構成では、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３が同じ方向に向けられて使用される。第１アンテナ１２は、第２アンテナ１３から放射されて戻る反射信号ＲＳ２だけではなく、自アンテナから放射されて戻った反射信号ＲＳ１も積極的に利用する。第２アンテナ１３は、第１アンテナ１２から放射されて戻る反射信号ＲＳ１だけではなく、自アンテナから放射されて戻った反射信号ＲＳ２も積極的に利用する。
　第１アンテナ１２で受信された反射信号ＲＳ１とＲＳ２は第１アンテナ１２内に留まるローカル光ＬＯ１と合波され、受光器４５で受信される。第２アンテナ１３で受信された反射信号ＲＳ１とＲＳ２は第２アンテナ１３内に留まるローカル光ＬＯ２と合波され、受光器４６で受信される。受光器４５と４６による検出結果は、プロセッサ３０で処理される。
　この構成は、反射信号を有効に利用するので受信強度が高くなり、計測精度が向上する。この構成では、受光器４５と４６で検出された信号をデジタル変換することで、デジタル差動計測に適用し得る。
　（アンテナ配置例３）
　図３３は、至近距離で用いられるレーダ装置１００Ｃのアンテナ配置を示す。この構成では、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３が同じ方向に向けられて使用され、単一の受光器４７で受信される。図３２と同様に、第１アンテナ１２は、第２アンテナ１３から放射されて戻る反射信号ＲＳ２だけではなく、自アンテナから放射されて戻った反射信号ＲＳ１も積極的に利用する。第２アンテナ１３は、第１アンテナ１２から放射されて戻る反射信号ＲＳ１だけではなく、自アンテナから放射されて戻った反射信号ＲＳ２も積極的に利用する。図３２と異なるのは、第１アンテナ１２で得られる信号と第２アンテナ１３で得られる信号は重ね合わされて、１つの受光器４７で検波される点である。
　受光器４７で検波される信号には、第１アンテナ１２で受信された信号と第２アンテナ１３で受信された信号の、和と差を含むビート成分が含まれる。ビート信号から差のみを取り出したいときは、アナログローパスフィルタを通す等してもよい。
　（アンテナ配置例４）
　図３４は、至近距離で用いられるレーダ装置１００Ｄのアンテナ配置を示す。この構成は、第１アンテナ１２で得られる信号と第２アンテナ１３で得られる信号を、ハイブリッドカプラ、マジックティ、ラットレースカプラ等の合成器５５でアナログ合成して、２つの信号に分離する。２つの信号、たとえば、第１アンテナ１２で得られる信号Ａと、第２アンテナ１３で得られる信号Ｂの和（Ａ＋Ｂ）と差（Ａ－Ｂ）を、受光器４５と受光器４６で検出する。
　図３２の構成では、受信された２つの信号がデジタル変換されてから差または和が計算されるが、図３４のように、アナログ合成結果をデジタル変換するほうが、直流オフセットの影響がなく高精度に計測できる。２つの信号の差をとる構成は、３次元計測や差動計測に適用可能である。
　図３１～図３４の構成により、至近距離の計測が可能になる。たとえば、レーダ装置１００を組み込んだピンバッジ型のセンサを衣服の胸部に取り付けて、心拍等を計測することができる。テラヘルツ波であれば衣服を透過するので、着衣での非接触の計測が可能になる。図３２～図３４において、後述するように、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３から異なる周波数と位相の光波を放射してもよい。この場合は、ノイズを低減することができる。
　＜その他の構成例＞
　図３５～図３７は、反射板を用いた構成例を示す。これらの構成例は、至近距離以外の計測に適用される。
　（アンテナ配置例５）
　図３５は、レーダ装置１００Ｅのアンテナ配置を示す。レーダ装置１００Ｅは、１本のアンテナ（たとえば、第１アンテナ１２）と、反射板５６を用いる。第１アンテナ１２は速波線路を有する。光源、たとえば周波数可変発振器１４から出力され、第１アンテナ１２を伝搬する光波は、第１アンテナ１２の速波線路から漏れ出て、反射板５６で反射され、放射される（放射光ＤＲ）。遠方の対象物で反射されて戻る反射光ＲＳは、第１アンテナ１２に入射する。第１アンテナ１２に入射した反射光ＲＳは、周波数可変発振器１４への戻らない方向に伝搬し、第１アンテナ１２内に留まるローカル光ＬＯと合波される。反射光ＲＳとローカル光ＬＯが重ね合わされた信号は、受光器４７で検波される。
　この構成により、１つの受光器４７で、片側空間を計測することができる。
　図３６は、反射板５６を設けたアンテナデバイス２０Ｅの模式図である。図３６の（ａ）は斜視図、（ｂ）は側面図である。アンテナデバイス２０の第１アンテナ１２は、スリット１２１と導波路１２３を有する。ＴＥ１０モードの光波は、導波路１２３を伝搬し、伝搬光の一部はスリット１２１から角度θで漏れ出る。漏れ波は反射板５６で反射され、放射光ＤＲとして放射される。
　放射光ＤＲは、遠方で反射されて反射光ＲＳが第１アンテナ１２に戻る。反射光ＲＳはスリット１２１から導波路１２３に入射し、ローカル光ＬＯと重ね合わされ、受光器４７で検波される（図３５参照）。検出された信号の処理は、図１３を参照して説明したとおりである。この構成により、単一の受光器４７で片側空間を計測することができる。
　第１アンテナ１２に、図４に示す放射率調整機構が設けられている場合も、漏れ波を反射板５６で反射して、放射光ＤＲとすることができる。
　（アンテナ配置例６）
　図３７は、レーダ装置１００Ｆのアンテナ配置を示す。レーダ装置１００Ｆは、反射板５６を使用する構成と、図３４のアナログ合成受信を組み合わせたものである。同じ方向を向く第１アンテナ１２と第２アンテナ１３に、反射板５７と反射板５８がそれぞれ設けられている。
　第１アンテナ１２の漏れ波は反射板５７で反射され、放射光ＤＲ１となる。第２アンテナ１３の漏れ波は反射板５８で反射され、放射光ＤＲ２となる。放射光ＤＲ１は遠方の物体で反射され反射光ＲＳ１がレーダ装置１００Ｆに戻ってくる。反射光ＤＲ２は同じ物体で反射されて反射光ＲＳ２がレーダ装置１００Ｆに戻ってくる。
　反射光ＲＳ１とＲＳ２は、第１アンテナ１２に入射し、第１アンテナ１２内に留まるローカル光ＬＯ１と重ね合わされる。第１アンテナ１２で受信された第１信号はローカル光ＬＯ１とともに、ハイブリッドカプラ等の合成器５５に入力される。反射光ＲＳ１とＲＳ２は、第２アンテナ１３に入射し、第２アンテナ１３内に留まるローカル光ＬＯ２と重ね合わされる。第２アンテナ１３で受信された第２信号は、ローカル光ＬＯ２とともに合成器５５に入射する。
　合成器５５は第１アンテナ１２から得られる信号と第２アンテナ１３から得られる信号をアナログ合成し、２つの信号（第１信号と第２信号の和、および差）を出力する。合成器５５の２つの出力は、受光器４５と４６でそれぞれ検波される。
　この構成では、同一方向への放射光の強度を高め、他方のアンテナから放射された光波の反射信号も利用することで、検出感度を高めることができる。
　＜迂回路を設ける構成＞
　図３８と図３９は、アンテナデバイスに迂回路を設けて、２本のアンテナから放射される放射光の周波数と位相を異ならせる構成を示す。図３８のレーダ装置１００Ｇにおいて、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３は異なる方向に向けられている。反射光ＲＳとローカル光ＬＯの干渉の態様は、図１Ａと同様である。レーダ装置１００Ｇでは、周波数可変発振器１４と第２アンテナ１３の間に、長さｌの迂回路１１１ａが設けられている。
　図３９のレーダ装置１００Ｈにおいて、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３は、同じ方向に向けられている。反射光ＲＳとローカル光の干渉の態様は、図３２と同様である。周波数可変発振器１４と第２アンテナ１３の間に、長さｌの迂回路１１１ｂが設けられている。
　発信器の掃引周波数ｆを時間ｔの関数としてｆ（ｔ）と表す。長さｌの迂回路１１１を伝搬する光波の位相速度をｖとすると、迂回路１１１でｌ／ｖの時間遅れが生じる。このとき、放射光ＤＲ１（及びローカル光ＬＯ１）の周波数はｆ（ｔ）と表され、
　　　放射光ＤＲ２（及びローカル光ＬＯ２）の周波数はｆ（ｔ－ｌ／ｖ）と表される。
　両者を混合すると、差周波数Δｆ＝ｆ（ｔ）－ｆ（ｔ－ｌ／ｖ）の交流信号が得られる。周波数が既知の狭帯域交流信号なので、ノイズを減らして測定することができる。
　＜その他のアンテナ構成例＞
　上述したアンテナ配置例は、相互に組み合わせ可能である。２本のアンテナを用いるすべての構成において、迂回路１１１の構成を適用して、２つのアンテナから異なる周波数と位相の光波を放射してもよい。これによりノイズを低減することができる。２本のアンテナを用いるすべての構成において、アナログ合成受信を適用してもよい。これによりアナログ差動計測が可能になる。図３２の至近距離計測の構成に反射板５６を設けて、至近距離以外の計測構成とし、アナログ合成せずに受信してもよい。この場合は、デジタル差動計測が可能になる。放射率調整機構は、いずれのアンテナ配置にも適用可能である。
　図３２～図３４の至近距離計測で、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３を異なる方向に向けてもよい。この場合、計測範囲が２倍に広がる。至近距離であっても測定範囲が広いときは、２本のアンテナを異なる方向に向けるほうが、測定効率が改善される。その場合に、２本のアンテナから放射する光波の周波数と位相は同じであってもよいし、異なっていてもよい。
　図４０は、実施形態のアンテナ構成をまとめた表である。実施形態のアンテナデバイス２０を用いたレーダ装置１００は、至近距離での計測と、至近距離以外の計測の両方に適用可能である。至近距離での計測とは、鏡面的な反射成分が支配的に受信される場合をいう。至近距離以外の計測とは、再帰性の後方散乱が支配的に受信される場合をいう。
　至近距離での計測と、至近距離以外の計測の両方で、使用するアンテナ数は、１本であってもよいし、２本以上を用いてもよい。至近距離計測で１本のアンテナを用いる構成（図３１参照）では、最小限の構成で至近距離の変位を計測することができる。
　至近距離計測で、同じ方向に向けた２本以上のアンテナを用いる場合は、他のアンテナから放射され戻ってきた反射光ＲＳを積極的に計測に活用することができる。各アンテナで受信されローカル光と重ね合わされた光波をアナログ合成する構成では、アナログ差動計測が実現される。アンテナ間で周波数と位相が異なる光波を用いることで、ノイズを低減することができる。至近距離計測で異なる方向を向くアンテナを用いるときは、計測範囲を拡大することができる。
　至近距離以外の計測で、反射板と組み合わせた１本のアンテナを用いる構成（図３５）では、単一の受信器で片側空間を計測することができる。同じ方向に向けた２本以上のアンテナを反射板と組み合わせることで、３次元計測が可能になる。各アンテナで得られる信号は受光器で検出される前にアナログ合成されてもよいし、各受光器で検波されてデジタル変換された後に合成処理されてもよい。異なる方向に向けられた２本以上のアンテナを用いる構成では、反射板や機械駆動なしにコンパクトなレーダ装置が実現される。
　以上、特定の実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上述した例に限定されない。たとえば、第１アンテナ１２と第２アンテナ１３をＩＴＯ，ＩＺＯ、ＺｎＯ、ＩＧＺＯ等の透明導電薄膜で形成してもよい。透明導電薄膜に形成される回折パターンを調整することで、遅波線路型のアンテナデバイスにすることができる。また、第１アンテナと第２アンテナは光ファイバ等の誘電体導波路上に形成されたグレーティングカプラであってもよい。このグレーティングカプラの少なくとも一部を放射率調整機構として機能させてもよい。
　放射率調整機構として、複数の開口がアンテナの伝搬方向に配置された構成を用いる場合、開口パターンは必ずしも周期的である必要はなく、複数の開口が不規則またはランダムに配置されていてもよい。各開口は必ずしも長方形の開口である必要はなく、円、多角形、楕円形、三日月型、半円型、円弧などの開口の配列であってもよい。ただし、開口の間隔、及び開口の幅と長さ（または径）は使用波長よりも小さく設定される。
　放射率調整機構として、漏れ波アンテナの伝搬方向に沿った一本の開口またはスリットを利用する場合、開口またはスリットの幅を、使用波長よりも小さく設定する。開口またはスリットの幅は一定であってもよいし、可変であってもよい。たとえば、使用波長よりも小さい範囲内で、伝搬方向に進むにつれて幅が広がる逆テーパ形状のスリットを用いてもよい。
　いずれの場合も、上述した実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、
（１）漏れ波アンテナでビーム走査することで、位相シフタが不要になり、機械駆動を用いずにビームステアリング及びレーダ装置を実現できる。
（２）異なる方向を向いた少なくとも２つの漏れ波アンテナを組み合わせる構成では、入力点と出力点を空間的に分離できるので、サーキュレータが不要になり、コンパクトなレーダ装置が構成される。
（３）発振器、受信器、アンテナ、干渉系（検波）の全体を導波路ベースで構成する構成例では、必要最小限の素子でフラットな集積化が可能になり、システム内での伝送損失を最小にすることができる。
　第１アンテナ、第２アンテナ、第１検出器、第２検出器の組を複数配置して、立体画像を生成するレーダ装置を構成してもよい。この場合、すべての検出器の出力はプロセッサ３０に入力されて、物体の位置及び速度が生成される。複数のアンテナデバイスを並べることで、あるアンテナデバイスからの光をその他のアンテナデバイスで受信して解析し、物体の３次元的な位置と速度を知ることができる。
　光源は、アンテナデバイスごとに設けられてもよいし、すべてのアンテナデバイスに共通の一つの光源を用いてもよい。異なる方向に延びる第１アンテナと第２アンテナを有するアンテナデバイス２０としては、上述した実施例のどのアンテナデバイスを用いてもよい。
　実施形態のアンテナデバイスとレーダ装置は、小型で高い分解能を有し、自動車よりも小さな移動体であるドローンやウェアラブル端末に搭載することが可能である。３ポートアンテナ構成により広範囲にビームを走査して、空間認識に基づく着陸支援、ジェスチュア認識、非接触心拍測定等の非接触センサ等に応用できる。
　本出願は、２０１９年４月１７日に出願された日本国特許出願第２０１９－０７８８５８号に基づいて、その優先権を主張するものであり、これらの日本国特許出願の全内容を含む。
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ　ビームステアリングシステム
１１　導波路
１２、１２Ａ、１２Ｂ　第１アンテナ
１３、１３Ａ、１３Ｂ　第２アンテナ
１４　周波数可変発振器（光源）
１５、１６　検出器
２０、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｅ　アンテナデバイス
２１　本体
２２　フィルム（放射率調整機構）
２２１　キャリアフィルム
２２２　金属パターン
２２３　グリッド
２５　カバー
２５１　スリット
３０　プロセッサ
３０１　メモリ
４４　光源
４５　第１受光器
４６　第２受光器
５０　センサ
５１　加振器
１００、１００Ａ～１００Ｈ　レーダ装置
１２１　スリット
１２６　回折格子
Ｐ１　第１ポート（入射端）
Ｐ２　第２ポート
Ｐ３　第３ポート

Claims (20)

  1. 　入射端を有する導波路と、
    　前記導波路に接続される第１アンテナ、及び第２アンテナと、
    を有し、
    　前記第１アンテナは、前記第１アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第１信号と、前記第２アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた第２信号の少なくとも一方を前記第１アンテナ内で前記入射端への戻り光が生じない方向に受信し、受信した信号と、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光とを合波する、
    アンテナデバイス。
  2. 　前記第１アンテナと前記第２アンテナは異なる方向に向けられており、
    　前記第１アンテナは、前記第２アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた前記第２信号と、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光とを合波し、
    　前記第２アンテナは、前記第１アンテナから放射され外部で反射されて戻ってきた前記第１信号と、前記第２アンテナから放射されずに前記第２アンテナ内に留まる第２参照光とを合波する、
    請求項１に記載のアンテナデバイス。
  3. 　前記第１アンテナと前記第２アンテナは同じ方向に向けられており、
    　前記第１アンテナは、前記第１信号と前記第２信号を受信し、前記第１信号と前記第２信号を、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光と合波し、
    　前記第２アンテナは、前記第１信号と前記第２信号を受信し、前記第１信号と前記第２信号を、前記第２アンテナから放射されずに前記第２アンテナ内に留まる第２参照光と合波する、
    請求項１に記載のアンテナデバイス。
  4. 　前記第１アンテナに反射板が設けられており、前記第１アンテナを伝搬する光波の一部は前記反射板によって第１の方向へ放射され、
    　前記第１アンテナは、前記第１の方向から戻ってくる前記第１信号を前記入射端への戻り光が生じない方向に受信して、前記第１参照光と合波する、
    請求項１に記載のアンテナデバイス。
  5. 　少なくとも前記第１アンテナは、放射されずに前記第１アンテナ内に留まる前記第１参照光と、前記第１アンテナから放射される放射光との割合を調整する放射率調整機構を有する請求項１～４のいずれか１項に記載のアンテナデバイス。
  6. 　前記第１アンテナと前記第２アンテナは、速波線路型または遅波線路型の導波路上に構成されるアンテナである、請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナデバイス。
  7. 　少なくとも前記第１アンテナは、速波線路型の導波路の一部が前記放射率調整機構で置き換えられた当該導波路であり、前記放射率調整機構は、２以上の開口が前記導波路の伝搬方向に配置されており、前記開口の間隔、及び前記開口の径またはサイズが使用波長よりも短い、請求項５に記載のアンテナデバイス。
  8. 　少なくとも前記第１アンテナは、遅波線路型の導波路の一部が前記放射率調整機構で置き換えられた当該導波路であり、前記放射率調整機構は回折格子である、請求項５に記載のアンテナデバイス。
  9. 　少なくとも前記第１アンテナは、漏れ波アンテナの一部が前記放射率調整機構で置き換えられた当該漏れ波アンテナであり、前記放射率調整機構は、前記漏れ波アンテナの伝搬方向に沿って延設された一つの開口であり、前記開口の幅は使用波長よりも短い、請求項５に記載のアンテナデバイス。
  10. 　少なくとも前記第１アンテナは、誘電体で構成される誘電体導波路の一部が前記放射率調整機構で置き換えられた当該導波路であり、前記放射率調整機構は、当該誘電体導波路に形成されるグレーティングカプラである、請求項５に記載のアンテナデバイス。
  11. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載のアンテナデバイスと、
    　前記入射端に接続される周波数掃引または広帯域発光が可能な光源と、
    を有する、
    ビームステアリングシステム。
  12. 　周波数掃引または広帯域発光が可能な光源と、
    　前記光源からの光波を入力する導波路と、
    　前記導波路に接続される第１アンテナと、
    　前記導波路に接続される第２アンテナと、
    　前記第１アンテナの出力端と、前記第２アンテナの出力端の少なくとも一方に接続される検出器と、
    　前記検出器の出力に接続されるプロセッサと、
    を有し、
    　前記第１アンテナは、前記第１アンテナから放射され外部で反射された第１信号光と前記第２アンテナから放射され外部で反射された第２信号光の少なくとも一方を、前記光源への戻り光が生じない方向に受信し、
    　前記検出器に、前記受信した光波と、前記第１アンテナから放射されずに前記第１アンテナ内に留まる第１参照光が入力され
    　前記プロセッサは、前記検出器の出力に基づいて物体の位置および速度を推定する、
    レーダ装置。
  13. 　前記検出器は、前記第１アンテナの出力端に接続され、前記第１信号光と前記第１参照光の重ね合わせを入力として受けとる、
    請求項１２に記載のレーダ装置。
  14. 　前記検出器は、前記第１アンテナの出力端に接続される第１検出器と、前記第２アンテナの出力端に接続される第２検出器とを含み、
    　前記プロセッサは、前記第１検出器の出力と前記第２検出器の出力に接続され、
    　前記第１検出器に、前記第１参照光と、前記第２アンテナから放射され外部で反射された第２信号光が入力されて前記第２信号光が検波され、
    　前記第２検出器に、前記第２アンテナから放射されずに前記第２アンテナ内に留まる第２参照光と、前記第１信号光が入力されて前記第１信号光が検波され、
    　前記プロセッサは、前記第１検出器の出力と前記第２検出器の出力に基づいて前記物体の位置および速度を推定する、
    請求項１２に記載のレーダ装置。
  15. 　前記第１アンテナの出力端と前記第２アンテナの出力端に接続される合成器、
    を有し、
    　前記検出器は、前記合成器の出力に接続される第１検出器と第２検出器を含み、
    　前記プロセッサは、前記第１検出器の出力と前記第２検出器の出力に接続され、
    　前記第１アンテナから前記合成器に、前記第１信号光と、前記第１参照光と、前記第２アンテナから放射され外部で反射された第２信号光とを含む第１受信信号が入力され、
    　前記第２アンテナから前記合成器に、前記第１信号光と前記第２信号光と前記第２アンテナから放射されずに前記第２アンテナ内に留まる第２参照光とを含む第２受信信号が入力され、
    　前記合成器は前記第１受信信号と前記第２受信信号をアナログ合成し、前記第１検出器と前記第２検出器に、前記第１受信信号と前記第２受信信号の和成分と差成分を供給する、
    請求項１２に記載のレーダ装置。
  16. 　前記プロセッサは、所定範囲の周波数を掃引し、
    　前記所定範囲の全帯域の掃引結果を一度に用いて前記物体の方向と距離を計算して第１推定値を決定し、
    　前記所定範囲を複数の区間に分割した各帯域で前記物体の前記方向と前記距離を計算して第２推定値を決定し、
    　前記第１推定値と前記第２推定値に基づいて前記物体の前記位置と前記速度を決定する、
    請求項１２～１５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
  17. 　前記光源は広帯域発光が可能な光源であり、
    　前記検出器は、周波数分解可能な検出器である、
    請求項１２～１６のいずれか１項に記載のレーダ装置。
  18. 　前記第１アンテナ、前記第２アンテナ、前記検出器の組が複数配置され、
    　前記プロセッサは、すべての検出器からの出力に基づいて前記物体の位置及び速度を推定する、請求項１２～１７のいずれか１項に記載のレーダ装置。
  19. 　請求項１２～１８のいずれか１項に記載のレーダ装置を用いて非接触に対象物の形状、変位、及び状態の少なくともひとつを推定するセンサ。
  20. 　前記対象物に振動を印加する加振器、
    をさらに有し、前記レーダ装置は前記振動の印加の下で、前記対象物で反射された反射信号を受信し、
    　前記プロセッサは、前記反射信号に基づいて前記対象物の内部状態を計測する、
    請求項１９に記載のセンサ。
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