WO2020174560A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2020174560A1
WO2020174560A1 PCT/JP2019/007204 JP2019007204W WO2020174560A1 WO 2020174560 A1 WO2020174560 A1 WO 2020174560A1 JP 2019007204 W JP2019007204 W JP 2019007204W WO 2020174560 A1 WO2020174560 A1 WO 2020174560A1
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PCT/JP2019/007204
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智大 田中
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Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
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Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a power conversion device including a determiner that determines whether or not a plurality of circuit breakers in a converter are normal.
  • Patent Document 1 discloses a converter for converting a three-phase AC voltage supplied from an AC power supply into a DC voltage, a plurality of circuit breakers provided in the converter, and an AC power supply.
  • a power converter including a current detector that detects a three-phase alternating current flowing through a converter, and a determiner that determines whether or not a plurality of circuit breakers are normal based on the detection result of the current detector. ing.
  • Patent Document 1 when the power conversion device has no load, the three-phase AC current flowing from the AC power supply to the converter is small, and thus it is not possible to determine whether or not the plurality of circuit breakers are normal. There was a problem.
  • a main object of the present invention is to provide a power conversion device capable of determining whether or not a plurality of circuit breakers are normal even when there is no load.
  • the power conversion device includes a converter that converts a three-phase AC voltage supplied from a commercial AC power source into a DC voltage, and a converter provided corresponding to each of the three phases in the converter.
  • 3 ⁇ N circuit breakers for shutting off power, a current detector for detecting a three-phase AC current flowing from the commercial AC power supply to the converter, and an active current command value so that the DC output voltage of the converter becomes the reference voltage.
  • a two-phase/three-phase conversion unit that converts the three-phase AC current command value, a control unit that controls the converter so that the three-phase AC current detected by the current detector becomes the three-phase AC current command value, and the current detection And a determiner for determining whether or not the 3 ⁇ N circuit breakers are normal based on the detection result of the device, where N is a natural number.
  • a reactive current for inspecting whether or not the plurality of circuit breakers are normal is passed from the AC power supply to the converter. Therefore, even when the power conversion device has no load, the plurality of circuit breakers are included. Can be tested for normality.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of the uninterruptible power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing configurations of a converter and an inverter shown in FIG. 1.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration of a portion related to control of a converter in the control device shown in FIG. 1. It is a block diagram which shows the structure of the active current command part shown in FIG. It is a block diagram which shows the structure of the reactive current command part shown in FIG. 3 is a circuit block diagram showing a configuration of a failure detector included in the control device shown in FIG. 1.
  • FIG. 7 is a time chart showing an operation of the uninterruptible power supply device shown in FIGS. 1 to 6.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply according to a second embodiment. It is a circuit block diagram which shows the structure of the failure detector of the uninterruptible power supply shown in FIG.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply according to a third embodiment. It is a circuit block diagram which shows the structure of the failure detector of the uninterruptible power supply shown in FIG.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of an uninterruptible power supply according to Embodiment 1 of the present invention.
  • this uninterruptible power supply system includes capacitors C1 to C6, Cd, reactors L1 to L6, current detectors CT1 to CT6, a converter 1, a DC positive bus Lp, a DC negative bus Ln, a bidirectional chopper 2, and an inverter 3.
  • the operation unit 4, the control device 5, and the notification unit 6 are provided.
  • This uninterruptible power supply receives commercial-phase three-phase AC power from the commercial AC power supply 9, and supplies commercial-frequency three-phase AC power to the load 10.
  • the commercial AC power supply 9 outputs three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw to the AC output terminals 9a-9c, respectively.
  • the instantaneous values of the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw are detected by the control device 5.
  • the control device 5 detects, based on the AC output voltages Vu, Vv, Vw of the commercial AC power supply 9, whether or not a power failure of the commercial AC power supply 9 has occurred.
  • the AC input terminals 10a to 10c of the load 10 receive the three-phase AC voltages Vr, Vs, Vt from the uninterruptible power supply.
  • the load 10 is driven by the three-phase AC power supplied from the uninterruptible power supply.
  • One electrodes of the capacitors C1 to C3 are connected to the AC output terminals 9a to 9c of the commercial AC power source 9, respectively, and the other electrodes thereof are connected to each other.
  • Reactors L1 to L3 have one terminals connected to AC output terminals 9a to 9c of commercial AC power supply 9, respectively, and the other terminals connected to three input nodes of converter 1, respectively.
  • the capacitors C1 to C3 and the reactors L1 to L3 form an AC filter 7.
  • the AC filter 7 is a low-pass filter and allows an AC current of commercial frequency to flow from the commercial AC power supply 9 to the converter 1 to prevent a signal of a switching frequency from flowing from the converter 1 to the commercial AC power supply 9.
  • the current detectors CT1 to CT3 detect the alternating currents Iu, Iv, and Iw flowing in the reactors L1 to L3, respectively, and give a signal indicating the detected values to the control device 5.
  • the positive output node of the converter 1 is connected to the positive input node of the inverter 3 via the DC positive bus Lp.
  • the negative output node of converter 1 is connected to the negative input node of inverter 3 via DC negative bus Ln.
  • Capacitor Cd is connected between buses Lp and Ln, and smoothes DC voltage VDC between buses Lp and Ln. The instantaneous value of DC voltage VDC is detected by control device 5.
  • the converter 1 is controlled by the control device 5, and when the three-phase AC power is normally supplied from the commercial AC power supply 9 (when the commercial AC power supply 9 is healthy), the three-phase AC power from the commercial AC power supply 9 is supplied. To DC power.
  • the DC power generated by converter 1 is supplied to bidirectional chopper 2 and inverter 3 via buses Lp and Ln.
  • the controller 5 controls the converter 1 so that the voltage VDC between the terminals of the capacitor Cd becomes the reference voltage VDCr when the commercial AC power source 9 is healthy.
  • the operation of the converter 1 is stopped.
  • the converter 1 includes 3 ⁇ N circuit breakers B1 to B3 respectively corresponding to three phases, six IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) Q1 to Q6, and six diodes D1 to And D6.
  • N the number of circuit breakers B1 to B3 are connected to the input nodes 1a, 1b and 1c, respectively.
  • Input nodes 1a, 1b and 1c are connected to the other terminals of reactors L1 to L3 (FIG. 1), respectively.
  • the collectors of the IGBTs Q1 to Q3 are all connected to the DC positive bus Lp, and their emitters are connected to the other terminals of the circuit breakers B1 to B3, respectively.
  • the collectors of IGBTs Q4 to Q6 are connected to the other terminals of circuit breakers B1 to B3, respectively, and their emitters are both connected to DC negative bus Ln.
  • the diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the IGBTs Q1 to Q6, respectively.
  • circuit breakers B1 to B3 are conducting.
  • Circuit breaker B1 becomes non-conductive when an overcurrent (a predetermined current larger than the rated current) flows between input node 1a and a connection node of IGBTs Q1, Q4.
  • Circuit breaker B2 becomes non-conductive when an overcurrent flows between input node 2a and a connection node of IGBTs Q2 and Q5.
  • Circuit breaker B3 becomes non-conductive when an overcurrent flows between input node 3a and a connection node of IGBTs Q3 and Q6.
  • Circuit breakers B1 to B3 prevent the IGBTs Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 from being destroyed by overcurrent. If the circuit breakers B1 to B3 are not present, for example, if the IGBT Q1 is short-circuited, the input nodes 1a to 1c are short-circuited via the IGBT Q2 and the diode D3, and finally the IGBTs Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 are overcurrent. Destroyed by.
  • the circuit breakers B1 to B3 are basically provided in order to prevent the damage from expanding when a short-circuit failure occurs in any one of the IGBTs Q1 to Q6.
  • Each of the circuit breakers B1 to B3 includes, for example, a fuse that is blown (blown) when an overcurrent flows. Even if no overcurrent flows, the fuse may be broken due to its deterioration over time (life). The blown fuse is fixed to the non-conducting state and does not return to the conducting state, so that it is treated as a broken circuit breaker. The conductive fuse is treated as a normal circuit breaker.
  • Each of the circuit breakers B1 to B3 may include a switch that becomes non-conductive when an overcurrent flows and returns to a conductive state when the overcurrent stops flowing.
  • a switch that fails and is fixed in a non-conducting state is treated as a broken circuit breaker.
  • the conductive switch is treated as a normal circuit breaker.
  • IGBT constitutes a switching element.
  • the IGBTs Q1 and Q4 are controlled by the gate signals G1 and G4, the IGBTs Q2 and Q5 are controlled by the gate signals G2 and G5, and the IGBTs Q3 and Q6 are controlled by the gate signals G3 and G6, respectively.
  • the gate signals G4 to G6 are inverted signals of the gate signals G1 to G3, respectively.
  • the IGBTs Q1 to Q3 are turned on when the gate signals G1 to G3 are set to the “H” level, and turned off when the gate signals G1 to G3 are set to the “L” level, respectively.
  • the IGBTs Q4 to Q6 are turned on when the gate signals G4 to G6 are set to the “H” level, and are turned off when the gate signals G4 to G6 are set to the “L” level.
  • Each of the gate signals G1 to G6 is a pulse signal train and is a PWM (Pulse Width Modulation) signal.
  • the phases of the gate signals G1 and G4, the phases of the gate signals G2 and G5, and the phases of the gate signals G3 and G6 are basically shifted by 120 degrees.
  • the gate signals G1 to G6 are generated by the control device 5.
  • the IGBTs Q1 and Q5 are turned on, and the breaker B1, the IGBT Q1, the DC positive bus Lp, the capacitor Cd, the DC negative bus Ln are input from the input node 1a.
  • IGBTQ5, and circuit breaker B2 cause a current to flow to the input node 1b to charge the capacitor Cd.
  • the three-phase AC voltage applied to the input nodes 1a to 1c can be obtained. It is possible to convert to a DC voltage VDC (voltage between terminals of the capacitor Cd).
  • the control device 5 determines whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal (conducting state) based on the AC input currents Iu, Iv, and Iw of the converter 1, and a signal indicating the determination result.
  • Output DT When circuit breakers B1 to B3 are normal, signal DT is set to the inactive level "L" level. When the circuit breakers B1 to B3 are not normal, the signal DT is set to the activation level "H" level. A method for determining whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal will be described later in detail.
  • the bidirectional chopper 2 is controlled by the control device 5, stores the DC power generated by the converter 1 in the battery 11 when the commercial AC power supply 9 is healthy, and responds to the occurrence of the power failure of the commercial AC power supply 9 by the battery.
  • the DC power of 11 is supplied to the inverter 3 via the buses Lp and Ln.
  • the instantaneous value of the terminal voltage VB of the battery 11 is detected by the control device 5.
  • the control device 5 controls the bidirectional chopper 2 so that the terminal voltage VB of the battery 11 becomes the reference voltage VBr when the commercial AC power source 9 is healthy, and when the commercial AC power source 9 has a power failure, the terminal voltage of the capacitor Cd.
  • the bidirectional chopper 2 is controlled so that VDC becomes the reference voltage VDCr.
  • the inverter 3 is controlled by the control device 5 and converts the DC power supplied from the converter 1 and the bidirectional chopper 2 into three-phase AC power of commercial frequency.
  • the three output nodes of inverter 3 are connected to one terminals of reactors L4 to L6, respectively.
  • the other terminals of reactors L4 to L6 are connected to three AC input terminals 10a to 10c of load 10, respectively.
  • One electrodes of capacitors C4 to C6 are connected to the other terminals of reactors L4 to L6, respectively, and the other electrodes of capacitors C4 to C6 are both connected to the other electrodes of capacitors C1 to C3.
  • the capacitors C4 to C6 and the reactors L4 to L6 form an AC filter 8.
  • the AC filter 8 is a low-pass filter and allows an AC current of commercial frequency to flow from the inverter 3 to the load 10 to prevent a signal of the switching frequency from flowing from the inverter 3 to the load 10.
  • the AC filter 8 converts the three-phase rectangular wave voltage output from the inverter 3 into sinusoidal three-phase AC voltages Vr, Vs, Vt.
  • the instantaneous values of the three-phase AC voltages Vr, Vs, Vt are detected by the control device 5.
  • the current detectors CT4 to CT6 detect the alternating currents Ir, Is, It flowing through the reactors L4 to L6, respectively, and give signals indicating the detected values to the control device 5.
  • the control device 5 is based on the AC output voltages Vu, Vv, Vw of the commercial AC power supply 9, the AC output voltages Vr, Vs, Vt of the inverter 3, and the AC currents Ir, Is, It, and the AC output voltages Vr, Vs, Vt. Inverter 3 is controlled so that each becomes AC output voltage Vu, Vv, Vw.
  • the inverter 3 includes IGBTs Q11 to Q16, diodes D11 to D16, and circuit breakers B11 to B13.
  • the IGBT constitutes a switching element.
  • the collectors of IGBTs Q11 to Q13 are all connected to DC positive bus Lp.
  • the collectors of the IGBTs Q14 to Q16 are connected to the emitters of the IGBTs Q11 to Q13, respectively, and the emitters of the IGBTs Q14 to Q16 are all connected to the DC negative bus Ln.
  • the diodes D11 to D16 are connected in antiparallel with the IGBTs Q11 to Q16, respectively.
  • One terminals of the circuit breakers B11 to B13 are connected to the emitters of the IGBTs Q11 to Q13, respectively, and the other terminals thereof are connected to the output nodes 3a, 3b and 3c, respectively.
  • Output nodes 3a, 3b, 3c are connected to one terminals of reactors L4 to L6 (FIG. 1), respectively.
  • circuit breakers B11 to B13 are conducting.
  • Circuit breaker B11 becomes non-conductive when an overcurrent (a predetermined current larger than the rated current) flows between the connection node of IGBTs Q11 and Q14 and output node 3a.
  • Circuit breaker B12 becomes non-conductive when an overcurrent flows between the connection node of IGBTs Q12 and Q15 and output node 3b.
  • Circuit breaker B13 becomes non-conductive when an overcurrent flows between the connection node of IGBTs Q13 and Q16 and output node 3c.
  • the circuit breakers B11 to B13 prevent the IGBTs Q11 to Q16, the diodes D11 to D16, etc. from being destroyed by the overcurrent.
  • Each of the circuit breakers B11 to B13 includes, for example, a fuse that is blown (blown) when an overcurrent flows.
  • Each of the circuit breakers B11 to B13 may include a switch that becomes non-conductive when an overcurrent flows and returns to a conductive state when the overcurrent stops flowing.
  • the IGBTs Q11 and Q14 are controlled by the gate signals G11 and G14
  • the IGBTs Q12 and Q15 are controlled by the gate signals G12 and G15
  • the IGBTs Q13 and Q16 are controlled by the gate signals G13 and G16, respectively.
  • the gate signals G14 to G16 are inverted signals of the gate signals G11 to G13, respectively.
  • the IGBTs Q11 to Q13 are turned on when the gate signals G11 to G13 are set to “H” level, and turned off when the gate signals G11 to G13 are set to “L” level, respectively.
  • the IGBTs Q14 to Q16 are turned on when the gate signals G14 to G16 are set to the “H” level, and are turned off when the gate signals G14 to G16 are set to the “L” level.
  • Each of the gate signals G11 to G16 is a pulse signal train and is a PWM signal.
  • the phases of the gate signals G11 and G14, the phases of the gate signals G12 and G15, and the phases of the gate signals G13 and G16 are basically shifted by 120 degrees.
  • the gate signals G11 to G16 are generated by the control device 5.
  • DC positive bus Lp is connected to output node 3a via IGBT Q11
  • output node 3b is connected to DC negative bus Ln via IGBT Q15, and between output nodes 3a and 3b. Positive voltage is output.
  • the DC positive bus Lp is connected to the output node 3b via the IGBT Q12
  • the output node 3a is connected to the DC negative bus Ln via the IGBT Q14, and between the output nodes 3a and 3b. Negative voltage is output.
  • the DC voltage VDC between the bus lines Lp and Ln is changed to a three-phase AC voltage. It is possible to convert into Vr, Vs, and Vt.
  • the operation unit 4 includes a plurality of buttons operated by a user of the uninterruptible power supply, an image display unit that displays various information, and the like. By operating the operation unit 4 by the user, the power of the uninterruptible power supply can be turned on and off, and various conditions can be set.
  • the control device 5 controls the signal from the operation unit 4, the AC output voltages Vu, Vv, Vw of the commercial AC power source 9, the AC input currents Iu, Iv, Iw, the terminal voltage VDC of the capacitor Cd, and the terminal voltage VB of the battery 11. ,
  • the entire uninterruptible power supply device is controlled based on the AC output currents Ir, Is, It, the AC output voltages Vr, Vs, Vt, and the like.
  • the notification unit 6 When the signal DT from the control device 5 is set to the activation level “H” level, the notification unit 6 causes the breakers B1 to B3 in the converter 1 to malfunction due to sound, light, images, or the like. Notify the user of the uninterruptible power supply.
  • the converter 1 is controlled so that the terminal voltage VDC of the capacitor Cd becomes the reference voltage VDCr, and the bidirectional chopper 2 controls so that the terminal voltage VB of the battery 11 becomes the reference voltage VBr.
  • the inverter 3 is controlled so that the AC output voltages Vr, Vs, Vt become the AC output voltages Vu, Vv, Vw of the commercial AC power supply 9, respectively.
  • the load 10 is driven by the AC output voltages Vr, Vs, Vt supplied from the uninterruptible power supply.
  • the notification unit 6 notifies the user of the uninterruptible power supply to that effect.
  • the faulty circuit breaker is replaced with a new one by the user of the uninterruptible power supply.
  • the operation of the converter 1 is stopped, the bidirectional chopper 2 is controlled so that the terminal voltage VDC of the capacitor Cd becomes the reference voltage VDCr, and the DC power of the battery 11 is changed. It is converted into three-phase AC power by the inverter 3 and supplied to the load 10.
  • the inspection method of the circuit breakers B1 to B3 which is a feature of the present invention, will be described.
  • the circuit breaker B1 fails, the uninterruptible power supply will not operate normally even if other parts are normal.
  • the DC voltage VDC can be maintained at the reference voltage VDCr when the load current is small, the DC voltage VDC cannot be maintained at the reference voltage VDCr when the load current increases. Therefore, it is necessary to inspect whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal.
  • Iu+Iv -Iw
  • Iv+Iw -Iu
  • Iw+Iu -Iv
  • Iu+Iv, Iv+Iw, and Iw+Iu which are the sums of the combinations of two currents of Iu, Iv, and Iw, do not become 0.
  • Iu, Iv, and Iw are detected by the current detectors CT1 to CT3 (FIG. 1), Iu and Iv are added to obtain I1, and Iv and Iw are added to obtain I2. , Iw and Iu are added to obtain I3, and each of I1 to I3 is compared with a sufficiently small threshold current ITH. Then, if any of I1 to I3 is smaller than the threshold current ITH, it is determined that one of the circuit breakers B1 to B3 is out of order. When each of I1 to I3 is larger than the threshold current ITH, it is determined that the circuit breakers B1 to B3 are not broken.
  • each of I1 to I3 is less than the threshold current ITH even when the circuit breakers B1 to B3 are normal. Becomes smaller, and it becomes impossible to judge whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal.
  • the commercial AC power supply 9 converts the converter 1 to the converter 1.
  • the converter 1 is controlled so that a reactive current flows through the circuit 1, and I1 to I3 are increased by the amount of the reactive current to determine whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal. Therefore, according to the first embodiment, it is possible to determine whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal even when there is no load.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a portion related to control of converter 1 in control device 5 shown in FIG.
  • the control device 5 includes a voltage detector 20, a phase detector 21, an active current command unit (first command unit) 22, a reactive current command unit (second command unit) 23, a DQ-UVW conversion unit.
  • a (two-phase/three-phase conversion unit) 24, subtractors 25a to 25c, a current control circuit 26, adders 27a to 27c, a PWM circuit 28, and a gate circuit 29 are included.
  • the voltage detector 20 detects the instantaneous value of the three-phase AC voltage Vu, Vv, Vw supplied from the commercial AC power supply 9, and outputs a signal indicating the detected value.
  • the phase detector 21 generates a phase detection value ⁇ indicating the phases of the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw based on the output signal of the voltage detector 20.
  • the active current command unit 22 generates the d-axis current command value Id (active current command value) so that the inter-terminal voltage VDC of the capacitor Cd becomes the reference voltage VDCr.
  • the active current command unit 22 includes a voltage detector 31, a reference voltage generation circuit 32, a subtractor 33, and a current control unit 34.
  • the voltage detector 31 detects the instantaneous value of the voltage VDC between the terminals of the capacitor Cd and outputs a signal indicating the detected value.
  • the reference voltage generation circuit 32 generates the reference voltage VDCr.
  • the current control unit 34 calculates the d-axis current command value Id by, for example, performing a proportional calculation or a proportional integral calculation on the deviation ⁇ VDC.
  • the reactive current command unit 23 generates a q-axis current command value Iq (reactive current command value) for inspecting the circuit breakers B1 to B3.
  • the reactive current command unit 23 includes a voltage detector 41, a power calculation unit 42, a comparator 43, a timer 44, a signal generator 45, and a current control unit 46.
  • the voltage detector 41 detects the instantaneous value of the three-phase AC voltage Vr, Vs, Vt output from the uninterruptible power supply and outputs a signal indicating the detected value.
  • the power calculator 42 calculates the power consumption P of the load 10 based on the output signal of the voltage detector 41 and the output signals of the current detectors CT4 to CT6 (FIG. 1).
  • the comparator 43 compares the power consumption P of the load 10 with a predetermined threshold power PTH (for example, a power value of 30% of the rated load), and outputs a signal PD indicating the comparison result.
  • a predetermined threshold power PTH for example, a power value of 30% of the rated load
  • the timer 44 When the power of the uninterruptible power supply is turned on, the timer 44 starts measuring time, and outputs the output signal ⁇ T in response to the measured time reaching a predetermined first time (for example, one month). Start up from “L” level to "H” level. The measurement time of the timer 44 is reset when the test signal TE is raised from the “L” level to the “H” level.
  • the signal generator 45 raises the test signal TE from the “L” level to the “H” level in response to the rise of the output signal ⁇ T of the timer 44 from the “L” level to the “H” level, and sets the predetermined level. After a second time (for example, 10 seconds) has passed, the test signal TE is lowered from the “H” level to the “L” level. The test signal TE is used as a reset signal for the timer 44 and is also given to the current controller 46. The second time is shorter than the first time.
  • the current control unit 46 generates a q-axis current command value Iq (reactive current command value) based on the signals PD and TE.
  • Iq reactive current command value
  • Iq When the signal PD is at the “L” level (when P ⁇ PTH), Iq is set to 0 during the period when the test signal TE is at the “L” level, and when the test signal TE is at the “H” level. Iq is set to a predetermined value Iq0. Iq0 is set so that a reactive current having a delay power factor flows from the commercial AC power supply 9 to the converter 1. This is because the three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw may rise when the reactive current having the power factor flows from the commercial AC power supply 9 to the converter 1.
  • the DQ-UVW conversion unit 24 determines the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq based on the phase detection value ⁇ from the phase detector 21 as the three-phase AC current command value Iuc, Convert to Ivc and Iwc.
  • the current control circuit 26 generates the voltage command values Vu1, Vv1, Vw1 so that the deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are zero.
  • Current control circuit 26 generates voltage command values Vu1, Vv1, Vw1 by, for example, performing proportional control or proportional-integral control of deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw.
  • the adder 27a adds the voltage command value Vu1 and the AC voltage Vu detected by the voltage detector 20 to generate a voltage command value Vu2.
  • the adder 27b adds the voltage command value Vv1 and the AC voltage Vv detected by the voltage detector 20 to generate a voltage command value Vv2.
  • the adder 27c adds the voltage command value Vw1 and the AC voltage Vw detected by the voltage detector 20 to generate a voltage command value Vw2.
  • the PWM circuit 28 generates PWM control signals ⁇ 1 to ⁇ 3 for controlling the converter 1 based on the voltage command values Vu2 to Vw2.
  • Gate circuit 29 generates gate signals G1 to G6 (FIG. 2) based on PWM control signals ⁇ 1 to ⁇ 3.
  • FIG. 6 is a circuit block diagram showing the configuration of the failure detector 50 (determiner) included in the control device 5 shown in FIG.
  • the failure detector 50 is a circuit that determines whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal.
  • the fault detector 50 includes adders 51 to 53, comparators 54 to 56, OR gates 57 and 58, an AND gate 59, and a latch circuit 60.
  • the comparator 54 compares the magnitude (eg, effective value) of the alternating current I1 with the threshold current ITH and outputs a signal ⁇ 54 indicating the comparison result.
  • I1>ITH signal ⁇ 54 attains the "L” level.
  • I1 ⁇ ITH signal ⁇ 54 attains the “H” level.
  • the threshold current ITH is a value sufficiently smaller than the rated current and close to 0A.
  • the comparator 55 compares the magnitude (for example, the effective value) of the alternating current I2 with the magnitude of the threshold current ITH, and outputs a signal ⁇ 55 indicating the comparison result.
  • I2>ITH signal ⁇ 55 attains the “L” level.
  • I2 ⁇ ITH signal ⁇ 55 attains the “H” level.
  • the comparator 56 compares the magnitude (eg, effective value) of the AC current I3 with the threshold current ITH and outputs a signal ⁇ 56 indicating the comparison result.
  • I3>ITH signal ⁇ 56 attains the "L” level.
  • I3 ⁇ ITH signal ⁇ 56 attains the “H” level.
  • the OR gate 57 outputs the logical sum signal ⁇ 57 of the output signals ⁇ 54 to ⁇ 56 of the comparators 54 to 56.
  • signal ⁇ 57 attains the “H” level.
  • signal ⁇ 57 attains "L” level.
  • the OR gate 58 outputs a logical sum signal ⁇ 58 of the signal PD and the test signal TE.
  • signal PD attains an "H” level
  • signal .phi.58 attains an activation level “H” level regardless of test signal TE.
  • the signal PD is at the “L” level and the signal ⁇ 58 is activated only while the test signal TE is at the activation level “H” level. The level becomes “H” level.
  • AND gate 59 outputs a logical product signal ⁇ 59 of signals ⁇ 57 and ⁇ 58.
  • the output signal ⁇ 57 of the OR gate 57 passes through the AND gate 59 and becomes the signal ⁇ 59 only while the output signal ⁇ 58 of the OR gate 58 is at the "H" level of the activation level.
  • the latch circuit 60 is reset by the reset signal RE to set the signal DT (FIG. 1) to the “L” level and changes the signal DT to “H” level from the “L” level to the “H” level. "H” level. For example, when the user of the uninterruptible power supply presses the reset button of the operation unit 4 (FIG. 1), the operation unit 4 outputs the reset signal RE to the latch circuit 60.
  • the voltage detector 41 detects the AC output voltages Vr, Vs, Vt, and the current detectors CT4 to CT6 (FIG. 1) detect the AC output currents Ir, Is, It.
  • the power consumption P of the load 10 is calculated by the power calculator 42, and the power P and the threshold power PTH are compared by the comparator 43 to generate the signal PD indicating the comparison result.
  • the timer 44 and the signal generator 45 set the test signal TE to the activation level "H" level for 10 seconds (second time) of one month (first time), for example.
  • the current control unit 46 sets the q-axis current command value Iq to 0.
  • P ⁇ PTH the current control unit 46 sets the q-axis current command value Iq to the predetermined value Iq0 only while the signal PD is at “L” level and the test signal TE is at “H” level. ..
  • the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq are determined by the DQ-UVW converter 24 based on the phase detection value ⁇ detected by the phase detector 21. Converted to Iuc, Ivc, and Iwc.
  • the deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw between the three-phase AC current command values Iuc, Ivc, Iwc and the AC input currents Iu, Iv, Iw detected by the current detectors CT1 to CT3 are obtained by the subtracters 25a to 25c.
  • the current control circuit 26 generates the voltage command values Vu1, Vv1, Vw1 so that the deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw become 0, and the voltage command values Vu1, Vv1, Vw1 and the AC input voltage Vu detected by the voltage detector 20. , Vv, Vw are added by adders 27a to 27c to generate voltage command values Vu2, Vv2, Vw2.
  • the PWM control signals ⁇ 1 to ⁇ 3 for controlling the converter 1 are generated by the PWM circuit 28 based on the voltage command values Vu2 to Vw2.
  • Gate circuit 29 generates gate signals G1 to G6 (FIG. 2) based on PWM control signals ⁇ 1 to ⁇ 3, and converter 1 is driven.
  • the signals ⁇ 54 to ⁇ 56 are at "H" level, and when I1 to I3 are larger than the threshold current ITH, the signals ⁇ 54 to ⁇ 56 are at "L" level. ..
  • the notification unit 6 (FIG. 1) notifies the user of the uninterruptible power supply that any of the circuit breakers B1 to B3 has failed.
  • the failure detector 50 using the operation unit 4 (FIG. 1), the reset signal RE is given to the latch circuit 60, the latch circuit 60 is reset, and the signal DT becomes the “L” level.
  • the signal ⁇ 58 becomes the “H” level and the signal ⁇ 57 passes through the AND gate 59 to become the signal DT only when the test signal TE is at the “H” level.
  • the uninterruptible power supply is in the no-load state and the test signal TE is at the “L” level, the AC input currents Iu, Iv, and Iw are small, and the signals ⁇ 54 to ⁇ 56 are all at the “H” level and the signal ⁇ 57. Becomes "H" level.
  • the signal PD is at "L” level
  • the signal TE is at “L” level
  • the signal ⁇ 58 is at “L” level
  • the signals ⁇ 59 and DT are maintained at “L” level. .. Therefore, even when the uninterruptible power supply system is in a no-load state, it is not erroneously determined that the breakers B1 to B3 are out of order.
  • converter 1 is controlled so that a reactive current flows into converter 1 when test signal TE is at “H” level, and AC input current Iu, Iv and Iw are increased.
  • I1 to I3 become larger than the threshold current ITH
  • the signals ⁇ 54 to ⁇ 56 are all set to the “L” level
  • the signals ⁇ 57, ⁇ 59, and DT are set to the “L” level. It becomes a level.
  • the notification unit 6 (FIG. 1) notifies the user of the uninterruptible power supply that the circuit breakers B1 to B3 have failed. Therefore, even if the uninterruptible power supply is in a no-load state, it is possible to accurately determine whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal.
  • FIGS. 7A to 7E are time charts showing the operation of the uninterruptible power supply in the unloaded state.
  • FIGS. 7A to 7E show a state in which the test signal TE is raised from the “L” level to the “H” level at time t1 and the reactive current is supplied to the converter 1.
  • FIG. 7A shows the waveforms of the AC output voltage VO, that is, the AC output voltages Vr, Vs, and Vt.
  • Each of Vr, Vs, and Vt changes sinusoidally at the commercial frequency, and the phases of Vr, Vs, and Vt are shifted by 120 degrees.
  • FIG. 7B shows the waveforms of the AC output current IO, that is, the AC output currents Ir, Is, It. Since there is no load, Ir, Is, and It are all 0A.
  • FIG. 7C shows the waveform of the voltage VDC between the terminals of the capacitor Cd. VDC is maintained at the reference voltage VDCr.
  • FIG. 7D shows the waveforms of the AC input current Ii, that is, the AC input currents Iu, Iv, and Iw.
  • FIG. 7E shows waveforms of the d-axis current command value Id and the q-axis current command value Iq.
  • the d-axis current command value Id is constantly adjusted so that the inter-terminal voltage VDC of the capacitor Cd becomes the reference voltage VDCr. Since the uninterruptible power supply is in an unloaded state, the swing range of the d-axis current command value Id is small.
  • the waveform of the d-axis current command value Id does not change before and after time t1.
  • the q-axis current command value Iq is set to 0, and the reactive current flowing into the converter 1 is set to 0A.
  • the q-axis current command value Iq is set to the predetermined value Iq0, and the reactive current for inspecting the circuit breakers B1 to B3 flows through the converter 1. During the period when the reactive current is flowing into the converter 1, it is checked whether or not the circuit breakers B1 to B3 are normal, and the signal DT indicating the test result is output.
  • the time for which the reactive current is passed through the converter 1 is set to one cycle or more, for example, 10 seconds. If a reactive current is passed through the converter 1 for a long time, the loss in the circuit through which the reactive current flows (AC filter 7, converter 1, etc.) increases, and the rated current of the parts used increases, which leads to larger parts and higher prices. Because it invites.
  • the reactive current for inspecting the circuit breakers B1 to B3 is passed from the commercial AC power supply 9 to the converter 1, so that the uninterruptible power supply does not operate. Even in the case of load, it is possible to detect the failure of the circuit breakers B1 to B3.
  • the reactive current is passed through the converter 1 for a predetermined time (for example, 10 seconds) in a predetermined cycle (for example, one month), so that the loss generated in the circuit through which the reactive current flows is suppressed to a small level, and The rated current of parts can be suppressed to a small value.
  • the reactive current having the delayed power factor is passed through the converter 1, the AC input voltages Vu, Vv, Vw do not rise.
  • the failure of the circuit breakers B1 to B3 can be detected by using the active current flowing into the converter 1 without supplying the reactive current to the converter 1.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a modification of the first embodiment, which is compared with FIG. Referring to FIG. 8, the difference between this modification and the first embodiment is that reactive current command unit 23 is replaced with reactive current command unit 23A.
  • the reactive current command unit 23A replaces the voltage detector 41, the power calculation unit 42, and the comparator 43 of the reactive current command unit 23 with a voltage detector 61, a current detector 62, a power calculation unit 63, and a comparator 64. It is a thing.
  • the voltage detector 61 detects the instantaneous value of the voltage VDC between the terminals of the capacitor Cd and outputs a signal indicating the detected value.
  • Current detector 62 detects the instantaneous value of the DC output current (for example, DC current flowing through DC positive bus Lp) IDC of converter 1 and outputs a signal indicating the detected value.
  • the comparator 64 compares the electric power Pd with the threshold electric power PTHd and outputs a signal PD indicating the comparison result.
  • Pd>PTH the signal PD becomes "H” level.
  • Pd ⁇ PTH the signal PD becomes "L” level.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply according to a second embodiment of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG.
  • the uninterruptible power supply device differs from the uninterruptible power supply device of the first embodiment in that converter 1 and inverter 3 are replaced with converter 1A and inverter 3A, respectively.
  • Converter 1A includes 3 ⁇ N circuit breakers B4 to B9, IGBTs Q1 to Q6, and diodes D1 to D6.
  • N is 2.
  • Circuit breakers B4 and B7, circuit breakers B5 and B8, and circuit breakers B6 and B9 form first and second circuit breakers, respectively.
  • the IGBTs Q1 and Q4, the IGBTs Q2 and Q5, and the IGBTs Q3 and Q6 form first and second switching elements, respectively.
  • One of the terminals of the circuit breakers B4 to B6 is connected to the DC positive bus Lp, the other terminals thereof are connected to the collectors of the IGBTs Q1 to Q3, and the emitters of the IGBTs Q1 to Q3 are connected to the input nodes 1a to 1c, respectively.
  • the collectors of the IGBTs Q4 to Q6 are respectively connected to the input nodes 1a to 1c, their emitters are respectively connected to one terminals of the circuit breakers B7 to B9, and the other terminals of the circuit breakers B7 to B9 are both connected to the DC negative bus Ln. It
  • the diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the IGBTs Q1 to Q6, respectively.
  • circuit breakers B4 to B9 are conducting. Circuit breakers B4 to B9 are rendered non-conductive when an overcurrent flows through IGBTs Q4 to Q6, respectively.
  • the circuit breakers B4 to B9 prevent the IGBTs Q1 to Q6, the diodes D1 to D6 and the like from being destroyed by an overcurrent. If the circuit breakers B4 to B9 are not provided, for example, if the IGBT Q1 has a short-circuit fault, the input nodes 1a to 1c are short-circuited via the IGBT Q2 and the diode D3, and finally the IGBT Q1 to Q6 and the diodes D1 to D6 are overcurrent. Destroyed by.
  • the circuit breakers B4 to B9 are basically provided in order to prevent the damage from spreading when one of the IGBTs Q1 to Q6 is short-circuited.
  • Each of the circuit breakers B4 to B9 includes, for example, a fuse that is blown (blown) when an overcurrent flows. Even if no overcurrent flows, the fuse may be broken due to its deterioration over time (life). The blown fuse is fixed to the non-conducting state and does not return to the conducting state, so that it is treated as a broken circuit breaker. The conductive fuse is treated as a normal circuit breaker.
  • each of the circuit breakers B4 to B9 may include a switch that becomes non-conductive when an overcurrent flows and returns to a conductive state when the overcurrent stops flowing.
  • a switch that fails and is fixed in a non-conducting state is treated as a broken circuit breaker.
  • the conductive switch is treated as a normal circuit breaker.
  • the converter 1A is controlled by the gate signals G1 to G6 and converts the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw supplied from the commercial AC power supply 9 into the DC voltage VDC.
  • the inverter 3A includes circuit breakers B14 to B19, IGBTs Q11 to Q16, and diodes D11 to D16.
  • Circuit breakers B14 to B16 each have one terminal connected to DC positive bus Lp, the other terminals connected to collectors of IGBTs Q11 to Q13, and emitters of IGBTs Q11 to Q13 connected to output nodes 3a to 3c, respectively.
  • the collectors of the IGBTs Q14 to Q16 are respectively connected to the output nodes 3a to 3c, their emitters are respectively connected to one terminals of the circuit breakers B17 to B19, and the other terminals of the circuit breakers B17 to B19 are both connected to the DC negative bus Ln. It The diodes D11 to D16 are connected in antiparallel with the IGBTs Q11 to Q16, respectively.
  • circuit breakers B14 to B19 are conducting. Circuit breakers B14 to B19 are rendered non-conductive when an overcurrent flows through IGBTs Q11 to Q16, respectively.
  • the circuit breakers B14 to B19 prevent the IGBTs Q11 to Q16, the diodes D11 to D16, etc. from being destroyed by the overcurrent. If the circuit breakers B14 to B19 are not provided, for example, if the IGBT Q11 has a short-circuit fault, the output nodes 3a to 3c are short-circuited via the IGBT Q12 and the diode D13, and finally the IGBT Q11 to Q16 and the diodes D11 to D16 are overcurrent. Destroyed by.
  • the circuit breakers B14 to B19 are basically provided in order to prevent the damage from spreading when one of the IGBTs Q11 to Q16 has a short-circuit fault.
  • Each of the circuit breakers B11 to B13 includes, for example, a fuse that is blown (blown) when an overcurrent flows.
  • Each of the circuit breakers B11 to B13 may include a switch that becomes non-conductive when an overcurrent flows and returns to a conductive state when the overcurrent stops flowing.
  • the inverter 3A is controlled by the gate signals G11 to G16, and converts the inter-terminal voltage VDC of the capacitor Cd into three-phase AC voltages Vr, Vs, Vt.
  • FIG. 10 is a circuit block diagram showing a configuration of a failure detector 50A that inspects whether or not the circuit breakers B4 to B9 in the converter 1A are normal, and is a diagram to be compared with FIG.
  • failure detector 50A differs from failure detector 50 of FIG. 6 in that adders 51-53 and comparators 54-56 are LPFs (low-pass filters) 71-73 and comparators. It is a point that is replaced with 74 to 76.
  • LPF 71 passes only DC current Idu of AC input current Iu of converter 1A detected by current detector CT1 (FIG. 1).
  • the LPF 72 passes only the DC current Idv of the AC input current Iv of the converter 1A detected by the current detector CT2 (FIG. 1).
  • the LPF 73 passes only the DC current Idw of the AC input current Iw of the converter 1A detected by the current detector CT3 (FIG. 1).
  • the comparator 74 compares the magnitude of the DC current Idu with the magnitude of a predetermined threshold current ITHd and outputs a signal ⁇ 74 indicating the comparison result.
  • Idu ⁇ IThd the signal ⁇ 74 is at “L” level.
  • Idu>IThd the signal ⁇ 74 is at “H” level.
  • the comparator 75 compares the magnitude of the direct current Idv with the magnitude of a predetermined threshold current ITHd and outputs a signal ⁇ 75 indicating the comparison result.
  • Idv ⁇ IThd the signal ⁇ 75 is at “L” level.
  • Idv>IThd the signal ⁇ 75 is at “H” level.
  • the comparator 76 compares the magnitude of the direct current Idw with the magnitude of a predetermined threshold current ITHd and outputs a signal ⁇ 76 indicating the comparison result.
  • Idw ⁇ IThd the signal ⁇ 76 is at “L” level.
  • Idw>IThd the signal ⁇ 76 is at “H” level.
  • Output signals ⁇ 74 to ⁇ 76 of the comparators 74 to 76 are applied to the OR gate 57.
  • each of the alternating currents Iu, Iv, and Iw changes in a sine wave shape. Therefore, DC currents Idu, Idv, Iwd included in AC currents Iu, Iv, Iw are all 0A, and output signals ⁇ 74- ⁇ 76 of comparators 74-76 are all at "L” level. Therefore, signals ⁇ 57 and ⁇ 59 both attain the “L” level, and signal DT is maintained at the “L” level.
  • the signal PD When the power consumption P of the load 10 is smaller than the threshold power PTH, the signal PD is at the “H” level, and the signals ⁇ 59 and DT are at the “L” level while the test signal TE is at the “L” level. Maintained. That is, while P ⁇ PTH and the test signal TE is at the "L” level, the circuit breakers B4 to B9 are not inspected and the signal DT is set to the "L” level.
  • the output signal ⁇ 58 of the OR gate 58 is set to the “H” level. Further, while the test signal TE is at "H” level, a reactive current is supplied from the commercial AC power supply 9 to the converter 1A, and the AC currents Iu, Iv, Iw are increased. By supplying large alternating currents Iu, Iv, Iw to the converter 1A, it is checked whether or not the circuit breakers B4 to B9 are normal. The inspection method at this time is the same as in the case of P>PTH. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment, and therefore description thereof will not be repeated.
  • the reactive current for inspecting the circuit breakers B4 to B9 is supplied from the commercial AC power supply 9 to the converter 1A, so that the uninterruptible power supply does not operate. Even in the case of load, it is possible to detect the failure of the circuit breakers B4 to B9.
  • the reactive current is passed through the converter 1A for a predetermined time (for example, 10 seconds) in a predetermined cycle (for example, one month), so that the loss generated in the circuit through which the reactive current flows is suppressed to a small level, and The rated current of parts can be suppressed to a small value.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a main part of an uninterruptible power supply device according to a third embodiment of the present invention, and is a diagram to be compared with FIG. 9.
  • the uninterruptible power supply device differs from the uninterruptible power supply device of the second embodiment in that converter 1A and inverter 3A are replaced with converter 1B and inverter 3B, respectively.
  • the converter 1B is a converter 1A with circuit breakers B1 to B3 added. Circuit breakers B1 to B3 have one terminals connected to input nodes 1a to 1c, respectively, and the other terminals connected to the emitters of IGBTs Q1 to Q3, respectively.
  • the converter 1B is a combination of the converter 1 (FIG. 2) and the converter 1A (FIG. 9).
  • converter 1B is controlled by gate signals G1 to G6 and converts three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw supplied from commercial AC power supply 9 into DC voltage VDC.
  • the inverter 3B is one in which circuit breakers B11 to B13 are added to the inverter 3A. Circuit breakers B11-B13 have one terminals connected to the emitters of IGBTs Q11-Q13, respectively, and the other terminals connected to output nodes 3a-3c, respectively.
  • the inverter 3B is a combination of the inverter 3 (FIG. 2) and the inverter 3A (FIG. 9).
  • the inverter 3B is controlled by the gate signals G11 to G16 and converts the inter-terminal voltage VDC of the capacitor Cd into three-phase AC voltages Vr, Vs, Vt.
  • FIG. 12 is a circuit block diagram showing a configuration of a failure detector 80 that inspects whether or not the circuit breakers B1 to B9 in the converter 1B are normal. 12, failure detector 80 includes failure detector 50 of the first embodiment (FIG. 6), failure detector 50A of the second embodiment (FIG. 10), and OR gate 81.
  • the output signal DT1 of the failure detector 50 is set to the “H” level. If any of the circuit breakers B4 to B9 in converter 1B fails, the output signal DT2 of failure detector 50B is set to "H” level.
  • the OR gate 81 outputs a logical sum signal DT of the signals DT1 and DT2. Therefore, if any of the circuit breakers B1 to B9 in converter 1B fails, the output signal DT of failure detector 80 is set to the “H” level.

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Abstract

無停電電源装置の制御装置（５）は、コンバータ（１）の直流出力電圧が参照電圧になるようにｄ軸電流指令値を生成し、コンバータ内に設けられた３個の遮断器（Ｂ１～Ｂ３）が正常であるか否かを検査するためにｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を三相交流電流指令値に変換し、コンバータに流入する三相交流電流が三相交流電流指令値になるようにコンバータを制御し、三相交流電流に基づいて３個の遮断器が正常であるか否かを判定する。

Description

電力変換装置
　この発明は電力変換装置に関し、特に、コンバータ内の複数の遮断器が正常か否かを判定する判定器を備えた電力変換装置に関する。
　たとえば特開２０００－１７５４５４号公報（特許文献１）には、交流電源から供給される三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、コンバータ内に設けられた複数の遮断器と、交流電源からコンバータに流れる三相交流電流を検出する電流検出器と、電流検出器の検出結果に基づいて複数の遮断器が正常であるか否かを判定する判定器とを備えた電力変換装置が開示されている。
特開２０００－１７５４５４号公報
　しかし、特許文献１では、電力変換装置が無負荷である場合には、交流電源からコンバータに流れる三相交流電流が小さいので、複数の遮断器が正常であるか否かを判定することができないという問題があった。
　それゆえに、この発明の主たる目的は、無負荷の場合でも複数の遮断器が正常であるか否かを判定することが可能な電力変換装置を提供することである。
　この発明に係る電力変換装置は、商用交流電源から供給される三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、それぞれ三相に対応してコンバータ内に設けられ、各々が対応する相の過電流を遮断する３×Ｎ個の遮断器と、商用交流電源からコンバータに流れる三相交流電流を検出する電流検出器と、コンバータの直流出力電圧が参照電圧になるように有効電流指令値を生成する第１の指令部と、３×Ｎ個の遮断器が正常であるか否かを検査するために無効電流指令値を生成する第２の指令部と、有効電流指令値および無効電流指令値を三相交流電流指令値に変換する二相三相変換部と、電流検出器によって検出される三相交流電流がそれぞれ三相交流電流指令値になるようにコンバータを制御する制御部と、電流検出器の検出結果に基づいて、３×Ｎ個の遮断器が正常であるか否かを判定する判定器とを備えたものであり、Ｎは自然数である。
　この発明に係る電力変換装置では、複数の遮断器が正常であるか否かを検査するための無効電流を交流電源からコンバータに流すので、電力変換装置が無負荷の場合でも、複数の遮断器が正常であるか否かを検査することができる。
実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。 図１に示した制御装置のうちのコンバータの制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。 図３に示した有効電流指令部の構成を示すブロック図である。 図３に示した無効電流指令部の構成を示すブロック図である。 図１に示した制御装置に含まれる故障検出器の構成を示す回路ブロック図である。 図１～図６に示した無停電電源装置の動作を示すタイムチャートである。 実施の形態１の変更例を示すブロック図である。 実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図９に示した無停電電源装置の故障検出器の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図１１に示した無停電電源装置の故障検出器の構成を示す回路ブロック図である。
　[実施の形態１]
　図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源装置は、コンデンサＣ１～Ｃ６，Ｃｄ、リアクトルＬ１～Ｌ６、電流検出器ＣＴ１～ＣＴ６、コンバータ１、直流正母線Ｌｐ、直流負母線Ｌｎ、双方向チョッパ２、インバータ３、操作部４、制御装置５、および報知部６を備える。
　この無停電電源装置は、商用交流電源９から商用周波数の三相交流電力を受け、負荷１０に商用周波数の三相交流電力を供給する。商用交流電源９は、交流出力端子９ａ～９ｃにそれぞれ三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。
　三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値は、制御装置５によって検出される。制御装置５は、商用交流電源９の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、商用交流電源９の停電が発生したか否かを検出する。負荷１０の交流入力端子１０ａ～１０ｃは、無停電電源装置から三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを受ける。負荷１０は、無停電電源装置から供給される三相交流電力によって駆動される。
　コンデンサＣ１～Ｃ３の一方電極はそれぞれ商用交流電源９の交流出力端子９ａ～９ｃに接続され、それらの他方電極は互いに接続される。リアクトルＬ１～Ｌ３の一方端子はそれぞれ商用交流電源９の交流出力端子９ａ～９ｃに接続され、それらの他方端子はコンバータ１の３つの入力ノードにそれぞれ接続される。
　コンデンサＣ１～Ｃ３およびリアクトルＬ１～Ｌ３は交流フィルタ７を構成する。交流フィルタ７は、低域通過フィルタであり、商用交流電源９からコンバータ１に商用周波数の交流電流を流し、コンバータ１から商用交流電源９にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。電流検出器ＣＴ１～ＣＴ３は、それぞれリアクトルＬ１～Ｌ３に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。
　コンバータ１の正側出力ノードは、直流正母線Ｌｐを介してインバータ３の正側入力ノードに接続される。コンバータ１の負側出力ノードは、直流負母線Ｌｎを介してインバータ３の負側入力ノードに接続される。コンデンサＣｄは、母線Ｌｐ，Ｌｎ間に接続され、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを平滑化させる。直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置５によって検出される。
　コンバータ１は、制御装置５によって制御され、商用交流電源９から三相交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源９の健全時）には、商用交流電源９からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１によって生成された直流電力は、母線Ｌｐ，Ｌｎを介して双方向チョッパ２およびインバータ３に供給される。
　制御装置５は、商用交流電源９の健全時には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ１を制御する。商用交流電源９からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源９の停電時）には、コンバータ１の運転は停止される。
　コンバータ１は、図２に示すように、それぞれ三相に対応する３×Ｎ個の遮断器Ｂ１～Ｂ３と、６個のＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）Ｑ１～Ｑ６と、６個のダイオードＤ１～Ｄ６とを含む。ただし、Ｎ＝１である。遮断器Ｂ１～Ｂ３の一方端子は、それぞれ入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃに接続される。入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃは、それぞれリアクトルＬ１～Ｌ３（図１）の他方端子に接続される。
　ＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらのエミッタはそれぞれ遮断器Ｂ１～Ｂ３の他方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ４～Ｑ６のコレクタはそれぞれ遮断器Ｂ１～Ｂ３の他方端子に接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１～Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に逆並列に接続される。
　初期状態では、遮断器Ｂ１～Ｂ３は導通している。遮断器Ｂ１は、入力ノード１ａとＩＧＢＴＱ１，Ｑ４の接続ノードとの間に過電流（定格電流よりも大きな所定電流）が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ２は、入力ノード２ａとＩＧＢＴＱ２，Ｑ５の接続ノードとの間に過電流が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ３は、入力ノード３ａとＩＧＢＴＱ３，Ｑ６の接続ノードとの間に過電流が流れた場合に非導通状態となる。
　遮断器Ｂ１～Ｂ３は、過電流によってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６、ダイオードＤ１～Ｄ６などが破壊されることを防止する。もし遮断器Ｂ１～Ｂ３がない場合、たとえばＩＧＢＴＱ１が短絡故障した場合、ＩＧＢＴＱ２やダイオードＤ３を介して入力ノード１ａ～１ｃが短絡され、最終的には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６が過電流によって破壊される。遮断器Ｂ１～Ｂ３は、基本的には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のうちのいずれか１つのＩＧＢＴが短絡故障した場合に、被害が拡大することを防止するために設けられている。
　遮断器Ｂ１～Ｂ３の各々は、たとえば、過電流が流れた場合にブロー（溶断）されるヒューズを含む。また、過電流が流れなくても、ヒューズは、その経時劣化（寿命）によって断線する場合がある。断線したヒューズは、非導通状態に固定され、導通状態に戻ることはないので、故障した遮断器として扱われる。導通状態のヒューズは、正常な遮断器として扱われる。
　また、遮断器Ｂ１～Ｂ３の各々は、過電流が流れた場合に非導通になり、過電流が流れなくなった場合に導通状態に戻るスイッチを含んでいても構わない。故障して非導通状態に固定されたスイッチは、故障した遮断器として扱われる。導通状態のスイッチは、正常な遮断器として扱われる。
　ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４はそれぞれゲート信号Ｇ１，Ｇ４によって制御され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５はそれぞれゲート信号Ｇ２，Ｇ５によって制御され、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６はそれぞれゲート信号Ｇ３，Ｇ６によって制御される。ゲート信号Ｇ４～Ｇ６は、それぞれゲート信号Ｇ１～Ｇ３の反転信号である。
　ＩＧＢＴＱ１～Ｑ３は、それぞれゲート信号Ｇ１～Ｇ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｇ１～Ｇ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ４～Ｑ６は、それぞれゲート信号Ｇ４～Ｇ６が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｇ４～Ｇ６が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。
　ゲート信号Ｇ１～Ｇ６の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号である。ゲート信号Ｇ１，Ｇ４の位相とゲート信号Ｇ２，Ｇ５の位相とゲート信号Ｇ３，Ｇ６の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｇ１～Ｇ６は、制御装置５によって生成される。
　たとえば、交流入力電圧Ｖｕのレベルが交流入力電圧Ｖｖのレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンされ、入力ノード１ａから遮断器Ｂ１、ＩＧＢＴＱ１、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、ＩＧＢＴＱ５、および遮断器Ｂ２を介して入力ノード１ｂに電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。
　逆に、交流入力電圧Ｖｖのレベルが交流入力電圧Ｖｕのレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンされ、入力ノード１ｂから遮断器Ｂ２、ＩＧＢＴＱ２、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、ＩＧＢＴＱ４、および遮断器Ｂ１を介して入力ノード１ａに電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。他の場合も同様である。
　ゲート信号Ｇ１～Ｇ６によってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、入力ノード１ａ～１ｃに与えられた三相交流電圧を直流電圧ＶＤＣ（コンデンサＣｄの端子間電圧）に変換することが可能となっている。
　また、ゲート信号Ｇ１～Ｇ６によってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々をオンおよびオフさせるタイミングを調整するとともに、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、商用交流電源９からコンバータ１に流れる有効電流および無効電流を調整することが可能となっている。
　図１に戻って、制御装置５は、コンバータ１の交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常（導通状態）であるか否かを判定し、判定結果を示す信号ＤＴを出力する。遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常である場合には、信号ＤＴは非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされる。遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常でない場合には、信号ＤＴは活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを判定する方法については、後で詳細に説明する。
　双方向チョッパ２は、制御装置５によって制御され、商用交流電源９の健全時には、コンバータ１によって生成された直流電力をバッテリ１１に蓄え、商用交流電源９の停電が発生したことに応じて、バッテリ１１の直流電力を母線Ｌｐ，Ｌｎを介してインバータ３に供給する。バッテリ１１の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置５によって検出される。
　制御装置５は、商用交流電源９の健全時には、バッテリ１１の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２を制御し、商用交流電源９の停電時には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ２を制御する。
　インバータ３は、制御装置５によって制御され、コンバータ１および双方向チョッパ２から供給される直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。インバータ３の３つの出力ノードは、それぞれリアクトルＬ４～Ｌ６の一方端子に接続される。リアクトルＬ４～Ｌ６の他方端子は、それぞれ負荷１０の３つの交流入力端子１０ａ～１０ｃに接続される。コンデンサＣ４～Ｃ６の一方電極はそれぞれリアクトルＬ４～Ｌ６の他方端子に接続され、コンデンサＣ４～Ｃ６の他方電極はともにコンデンサＣ１～Ｃ３の他方電極に接続される。
　コンデンサＣ４～Ｃ６およびリアクトルＬ４～Ｌ６は交流フィルタ８を構成する。交流フィルタ８は、低域通過フィルタであり、インバータ３から負荷１０に商用周波数の交流電流を流し、インバータ３から負荷１０にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。換言すると、交流フィルタ８は、インバータ３から出力される三相矩形波電圧を正弦波状の三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに変換する。
　三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの瞬時値は、制御装置５によって検出される。電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６は、それぞれリアクトルＬ４～Ｌ６に流れる交流電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。
　制御装置５は、商用交流電源９の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、インバータ３の交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ、および交流電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに基づき、交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗになるようにインバータ３を制御する。
　インバータ３は、図２に示すように、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６、ダイオードＤ１１～Ｄ１６、および遮断器Ｂ１１～Ｂ１３を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続される。ＩＧＢＴＱ１４～Ｑ１６のコレクタはそれぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のエミッタに接続され、ＩＧＢＴＱ１４～Ｑ１６のエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６に逆並列に接続される。
　遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の一方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のエミッタに接続され、それらの他方端子はそれぞれ出力ノード３ａ，３ｂ，３ｃに接続される。出力ノード３ａ，３ｂ，３ｃは、それぞれリアクトルＬ４～Ｌ６（図１）の一方端子に接続される。
　初期状態では、遮断器Ｂ１１～Ｂ１３は導通している。遮断器Ｂ１１は、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４の接続ノードと出力ノード３ａとの間に過電流（定格電流よりも大きな所定電流）が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ１２は、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５の接続ノードと出力ノード３ｂとの間に過電流が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ１３は、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６の接続ノードと出力ノード３ｃとの間に過電流が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ１１～Ｂ１３は、過電流によってＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６、ダイオードＤ１１～Ｄ１６などが破壊されることを防止する。
　遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の各々は、たとえば、過電流が流れた場合にブロー（溶断）されるヒューズを含む。また、遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の各々は、過電流が流れた場合に非導通になり、過電流が流れなくなった場合に導通状態に戻るスイッチを含んでいても構わない。
　ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４はそれぞれゲート信号Ｇ１１，Ｇ１４によって制御され、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５はそれぞれゲート信号Ｇ１２，Ｇ１５によって制御され、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６はそれぞれゲート信号Ｇ１３，Ｇ１６によって制御される。ゲート信号Ｇ１４～Ｇ１６は、それぞれゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３の反転信号である。
　ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３は、それぞれゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ１４～Ｑ１６は、それぞれゲート信号Ｇ１４～Ｇ１６が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｇ１４～Ｇ１６が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。
　ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１６の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ信号である。ゲート信号Ｇ１１，Ｇ１４の位相とゲート信号Ｇ１２，Ｇ１５の位相とゲート信号Ｇ１３，Ｇ１６の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１６は、制御装置５によって生成される。
　たとえば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１５がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード３ａに接続されるとともに、出力ノード３ｂがＩＧＢＴＱ１５を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード３ａ，３ｂ間に正電圧が出力される。
　また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード３ｂに接続されるとともに、出力ノード３ａがＩＧＢＴＱ１４を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード３ａ，３ｂ間に負電圧が出力される。
　ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１６によってＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６の各々のオン時間を調整することにより、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに変換することが可能となっている。
　図１に戻って、操作部４は、無停電電源装置の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部４を操作することにより、無停電電源装置の電源をオンおよびオフしたり、種々の条件を設定することが可能となっている。
　制御装置５は、操作部４からの信号、商用交流電源９の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ、バッテリ１１の端子間電圧ＶＢ、交流出力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ、交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔなどに基づいて無停電電源装置全体を制御する。
　報知部６は、制御装置５からの信号ＤＴが活性化レベルの「Ｈ」レベルにされた場合には、音、光、画像などによって、コンバータ１内の遮断器Ｂ１～Ｂ３が故障していることを無停電電源装置の使用者に報知する。
　ここで、この無停電電源装置の動作について簡単に説明する。商用交流電源９の健全時には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ１が制御され、バッテリ１１の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２が制御され、交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ商用交流電源９の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗになるようにインバータ３が制御される。負荷１０は、無停電電源装置から供給される交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔによって駆動される。
　コンバータ１の運転中には、交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてコンバータ１内の３個の遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常であるか否かが判定され、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常でない場合には、その旨が報知部６によって無停電電源装置の使用者に報知される。故障した遮断器は、無停電電源装置の使用者によって新品と交換される。
　商用交流電源９の停電が発生した場合には、コンバータ１の運転が停止され、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ２が制御され、バッテリ１１の直流電力がインバータ３によって三相交流電力に変換されて負荷１０に供給される。
　バッテリ１１の直流電力が消費され、バッテリ１１の端子間電圧ＶＢが下限値に到達した場合には、双方向チョッパ２およびインバータ３の運転が停止される。したがって、商用交流電源９の停電が発生した場合でも、バッテリ１１の端子間電圧ＶＢが下限値に到達するまでの期間は負荷１０の運転を継続することができる。
　次に、本願発明の特徴となる遮断器Ｂ１～Ｂ３の検査方法について説明する。たとえば、遮断器Ｂ１が故障した場合、他の部分が正常であっても、無停電電源装置は正常に動作しなくなる。具体的には、負荷電流が小さい場合には直流電圧ＶＤＣを参照電圧ＶＤＣｒに維持することができても、負荷電流が増大すると直流電圧ＶＤＣを参照電圧ＶＤＣｒに維持することができなくなる。そこで、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを検査する必要がある。
　遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常である場合には、交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは位相が１２０度ずつずれた三相交流電流となり、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となる。この場合、Ｉｕ＋Ｉｖ＝－Ｉｗ、Ｉｖ＋Ｉｗ＝－Ｉｕ、Ｉｗ＋Ｉｕ＝－Ｉｖとなり、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの２つの電流の組合せの和であるＩｕ＋Ｉｖ、Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉｗ＋Ｉｕはいずれも０とならない。
　しかし、遮断器Ｂ１が故障した場合には、Ｉｕ＝０、Ｉｖ＋Ｉｗ＝０となる。また、遮断器Ｂ２が故障した場合には、Ｉｖ＝０、Ｉｗ＋Ｉｕ＝０となる。また、遮断器Ｂ３が故障した場合には、Ｉｗ＝０、Ｉｖ＋Ｉｕ＝０となる。したがって、遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかの遮断器が故障した場合には、Ｉ１＝Ｉｕ＋Ｉｖ、Ｉ２＝Ｉｖ＋Ｉｗ、Ｉ３＝Ｉｗ＋Ｉｕのうちのいずれかが０となる。
　そこで、本実施の形態１では、電流検出器ＣＴ１～ＣＴ３（図１）によってＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、ＩｕとＩｖを加算してＩ１を求め、ＩｖとＩｗを加算してＩ２を求め、ＩｗとＩｕを加算してＩ３を求め、Ｉ１～Ｉ３の各々と十分に小さなしきい値電流ＩＴＨとを比較する。そして、Ｉ１～Ｉ３のうちのいずれかがしきい値電流ＩＴＨよりも小さい場合には、遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかの遮断器は故障していると判定する。Ｉ１～Ｉ３の各々がしきい値電流ＩＴＨよりも大きい場合には、遮断器Ｂ１～Ｂ３は故障していないと判定する。
　しかし、無停電電源装置が無負荷状態である場合や、負荷１０の消費電力が小さい場合には、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常である場合でも、Ｉ１～Ｉ３の各々がしきい値電流ＩＴＨよりも小さくなり、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常であるか否かを判定することができなくなる。
　そこで、本実施の形態１では、無停電電源装置が無負荷状態である場合または、負荷１０の消費電力Ｐが所定のしきい値電力ＰＴＨよりも小さい場合には、商用交流電源９からコンバータ１に無効電流が流れるようにコンバータ１を制御し、無効電流分だけＩ１～Ｉ３を増大させて遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを判定する。したがって、本実施の形態１によれば、無負荷の場合でも、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを判定することができる。
　次に、遮断器Ｂ１～Ｂ３を検査する装置構成について説明する。図３は、図１に示した制御装置５のうちのコンバータ１の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図３において、制御装置５は、電圧検出器２０、位相検出器２１、有効電流指令部（第１の指令部）２２、無効電流指令部（第２の指令部）２３、ＤＱ－ＵＶＷ変換部（二相三相変換部）２４、減算器２５ａ～２５ｃ、電流制御回路２６、加算器２７ａ～２７ｃ、ＰＷＭ回路２８、およびゲート回路２９を含む。
　電圧検出器２０は、商用交流電源９から供給される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する。位相検出器２１は、電圧検出器２０の出力信号に基づいて、三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相を示す位相検出値θを生成する。有効電流指令部２２は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるようにｄ軸電流指令値Ｉｄ（有効電流指令値）を生成する。
　有効電流指令部２２は、図４に示すように、電圧検出器３１、参照電圧生成回路３２、減算器３３、および電流制御部３４を含む。電圧検出器３１は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する。参照電圧生成回路３２は、参照電圧ＶＤＣｒを生成する。減算器３３は、コンデンサＶｄの端子間電圧ＶＤＣと参照電圧ＶＤＣｒとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣ－ＶＤＣｒを求める。
　電流制御部３４は、偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣが０となるように、商用交流電源９からコンバータ１に流れる有効電流を制御するためのｄ軸電流指令値Ｉｄを算出する。電流制御部３４は、たとえば、偏差ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することによりｄ軸電流指令値Ｉｄを算出する。
　図３に戻って、無効電流指令部２３は、遮断器Ｂ１～Ｂ３を検査するためのｑ軸電流指令値Ｉｑ（無効電流指令値）を生成する。無効電流指令部２３は、図５に示すように、電圧検出器４１、電力算出部４２、比較器４３、タイマー４４、信号発生器４５、および電流制御部４６を含む。
　電圧検出器４１は、無停電電源装置から出力される三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する。電力算出部４２は、電圧検出器４１の出力信号と電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６（図１）の出力信号とに基づいて、負荷１０の消費電力Ｐを算出する。
　比較器４３は、負荷１０の消費電力Ｐと所定のしきい値電力ＰＴＨ（たとえば、定格負荷の３０％の電力値）とを比較し、比較結果を示す信号ＰＤを出力する。Ｐ＜ＰＴＨである場合には、信号ＰＤは「Ｌ」レベルにされる。Ｐ＞ＰＴＨである場合には、信号ＰＤは「Ｈ」レベルにされる。
　タイマー４４は、無停電電源装置の電源がオンされると、時間の計測を開始し、計測した時間が所定の第１の時間（たとえば１ヶ月）に到達したことに応じて、出力信号φＴを「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げる。タイマー４４の計測時間は、テスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられたことに応じてリセットされる。
　信号発生器４５は、タイマー４４の出力信号φＴが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられたことに応じて、テスト信号ＴＥを「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げ、所定の第２の時間（たとえば１０秒間）経過後にテスト信号ＴＥを「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げる。テスト信号ＴＥは、タイマー４４のリセット信号として使用されるとともに、電流制御部４６に与えられる。第２の時間は、第１の時間よりも短い。
　電流制御部４６は、信号ＰＤ，ＴＥに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑ（無効電流指令値）を生成する。信号ＰＤが「Ｈ」レベルである場合（Ｐ＞ＰＴＨである場合）、テスト信号ＴＥに関係なく、ｑ軸電流指令値Ｉｑは０に設定される。
　信号ＰＤが「Ｌ」レベルである場合（Ｐ＜ＰＴＨである場合）、テスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルである期間はＩｑは０に設定され、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである期間にＩｑは所定値Ｉｑ０に設定される。Ｉｑ０は、商用交流電源９からコンバータ１に遅れ力率の無効電流が流れるように設定される。これは、商用交流電源９からコンバータ１に進み力率の無効電流が流れると、三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが上昇する恐れがあるからである。
　図３に戻って、ＤＱ－ＵＶＷ変換部２４は、位相検出器２１からの位相検出値θに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄおよびｑ軸電流指令値Ｉｑを三相交流電流指令値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃに変換する。
　減算器２５ａは、電流指令値Ｉｕｃと電流検出器ＣＴ１により検出された交流電流Ｉｕとの偏差ΔＩｕ＝Ｉｕｃ－Ｉｕを算出する。減算器２５ｂは、電流指令値Ｉｖｃと電流検出器ＣＴ２により検出された交流電流Ｉｖとの偏差ΔＩｖ＝Ｉｖｃ－Ｉｖを算出する。減算器２５ｃは、電流指令値Ｉｗｃと電流検出器ＣＴ３により検出された交流電流Ｉｗとの偏差ΔＩｗ＝Ｉｗｃ－Ｉｗを算出する。
　電流制御回路２６は、偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗの各々が０となるように電圧指令値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を生成する。電流制御回路２６は、たとえば、偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを比例制御または比例積分制御することにより電圧指令値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を生成する。
　加算器２７ａは、電圧指令値Ｖｕ１と電圧検出器２０により検出された交流電圧Ｖｕとを加算して電圧指令値Ｖｕ２を生成する。加算器２７ｂは、電圧指令値Ｖｖ１と電圧検出器２０により検出された交流電圧Ｖｖとを加算して電圧指令値Ｖｖ２を生成する。加算器２７ｃは、電圧指令値Ｖｗ１と電圧検出器２０により検出された交流電圧Ｖｗとを加算して電圧指令値Ｖｗ２を生成する。
　ＰＷＭ回路２８は、電圧指令値Ｖｕ２～Ｖｗ２に基づいて、コンバータ１を制御するためのＰＷＭ制御信号φ１～φ３を生成する。ゲート回路２９は、ＰＷＭ制御信号φ１～φ３に基づいてゲート信号Ｇ１～Ｇ６（図２）を生成する。
　図６は、図１に示した制御装置５に含まれる故障検出器５０（判定器）の構成を示す回路ブロック図である。故障検出器５０は、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを判定する回路である。図６において、故障検出器５０は、加算器５１～５３、比較器５４～５６、ＯＲゲート５７，５８、ＡＮＤゲート５９、およびラッチ回路６０を含む。
　加算器５１は、電流検出器ＣＴ１，ＣＴ２によって検出された交流電流Ｉｕ，Ｉｖを加算して交流電流Ｉ１＝Ｉｕ＋Ｉｖを求める。加算器５２は、電流検出器ＣＴ２，ＣＴ３によって検出された交流電流Ｉｖ，Ｉｗを加算して交流電流Ｉ２＝Ｉｗ＋Ｉｕを求める。加算器５３は、電流検出器ＣＴ３，ＣＴ１によって検出された交流電流Ｉｗ，Ｉｕを加算して交流電流Ｉ３＝Ｉｗ＋Ｉｕを求める。
　比較器５４は、交流電流Ｉ１の大きさ（たとえば実効値）としきい値電流ＩＴＨとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ５４を出力する。Ｉ１＞ＩＴＨの場合には、信号φ５４は「Ｌ」レベルとなる。Ｉ１＜ＩＴＨの場合には、信号φ５４は「Ｈ」レベルとなる。しきい値電流ＩＴＨは、定格電流よりも十分に小さく０Ａに近い値である。
　比較器５５は、交流電流Ｉ２の大きさ（たとえば実効値）としきい値電流ＩＴＨとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ５５を出力する。Ｉ２＞ＩＴＨの場合には、信号φ５５は「Ｌ」レベルとなる。Ｉ２＜ＩＴＨの場合には、信号φ５５は「Ｈ」レベルとなる。
　比較器５６は、交流電流Ｉ３の大きさ（たとえば実効値）としきい値電流ＩＴＨとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ５６を出力する。Ｉ３＞ＩＴＨの場合には、信号φ５６は「Ｌ」レベルとなる。Ｉ３＜ＩＴＨの場合には、信号φ５６は「Ｈ」レベルとなる。
　ＯＲゲート５７は、比較器５４～５６の出力信号φ５４～φ５６の論理和信号φ５７を出力する。交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちのいずれかの交流電流がしきい値電流ＩＴＨよりも小さい場合には、信号φ５７は「Ｈ」レベルになる。交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがともにしきい値電流ＩＴＨよりも大きい場合には、信号φ５７は「Ｌ」レベルになる。
　ＯＲゲート５８は、信号ＰＤとテスト信号ＴＥの論理和信号φ５８を出力する。負荷１０の消費電力Ｐがしきい値電力ＰＴＨよりも大きい場合には、信号ＰＤが「Ｈ」レベルとなり、テスト信号ＴＥに関係なく、信号φ５８は活性化レベルの「Ｈ」レベルになる。負荷１０の消費電力Ｐがしきい値電力ＰＴＨよりも小さい場合には、信号ＰＤが「Ｌ」レベルとなり、テスト信号ＴＥが活性化レベルの「Ｈ」レベルである期間だけ、信号φ５８は活性化レベルの「Ｈ」レベルになる。
　ＡＮＤゲート５９は、信号φ５７，φ５８の論理積信号φ５９を出力する。ＯＲゲート５７の出力信号φ５７は、ＯＲゲート５８の出力信号φ５８が活性化レベルの「Ｈ」レベルである期間だけ、ＡＮＤゲート５９を通過して信号φ５９となる。
　ラッチ回路６０は、リセット信号ＲＥによってリセットされて信号ＤＴ（図１）を「Ｌ」レベルにし、信号φ５９が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられたことに応じて信号ＤＴを「Ｈ」レベルにする。たとえば、無停電電源装置の使用者が操作部４（図１）のリセットボタンを押すと、操作部４からラッチ回路６０にリセット信号ＲＥが出力される。
　次に、図１～図６で示した無停電電源装置における遮断器Ｂ１～Ｂ３の検査方法について説明する。無停電電源装置が運転されると、図４に示すように、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが電圧検出器３１によって検出され、その検出値と参照電圧ＶＤＣｒとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣがなくなるように、電流制御部３４によってｄ軸電流指令値Ｉｄが生成される。
　また図５に示すように、電圧検出器４１によって交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが検出され、電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６（図１）によって交流出力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが検出される。電力算出部４２によって負荷１０の消費電力Ｐが算出され、その電力Ｐとしきい値電力ＰＴＨとが比較器４３によって比較され、比較結果を示す信号ＰＤが生成される。また、タイマー４４および信号発生器４５によって、たとえば１ヶ月（第１の時間）のうちの１０秒間（第２の時間）だけテスト信号ＴＥが活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。
　Ｐ＞ＰＴＨである場合には、信号ＰＤが「Ｈ」レベルとなり、電流制御部４６によってｑ軸電流指令値Ｉｑは０に設定される。Ｐ＜ＰＴＨである場合には、信号ＰＤが「Ｌ」レベルとなり、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである期間だけ、電流制御部４６によってｑ軸電流指令値Ｉｑは所定値Ｉｑ０に設定される。
　図３に示すように、ｄ軸電流指令値Ｉｄおよびｑ軸電流指令値Ｉｑは、位相検出器２１によって検出された位相検出値θに基づき、ＤＱ－ＵＶＷ変換部２４によって三相交流電流指令値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃに変換される。
　三相交流電流指令値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと電流検出器ＣＴ１～ＣＴ３によって検出された交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが減算器２５ａ～２５ｃによって求められる。
　電流制御回路２６によって偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが０になるように電圧指令値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１が生成され、電圧指令値Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１と電圧検出器２０によって検出された交流入力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとが加算器２７ａ～２７ｃによって加算されて電圧指令値Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２が生成される。
　ＰＷＭ回路２８によって電圧指令値Ｖｕ２～Ｖｗ２に基づいて、コンバータ１を制御するためのＰＷＭ制御信号φ１～φ３が生成される。ゲート回路２９によってＰＷＭ制御信号φ１～φ３に基づいてゲート信号Ｇ１～Ｇ６（図２）が生成され、コンバータ１が駆動される。
　したがって、Ｐ＞ＰＴＨである場合には、コンバータ１に有効電流のみが流入する。また、Ｐ＜ＰＴＨである場合には、テスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルである期間には、コンバータ１に有効電流のみが流入し、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである期間には、コンバータ１に有効電流および無効電流が流入する。
　また、図６に示すように、加算器５１～５３によってＩ１＝Ｉｕ＋Ｉｖ，Ｉ２＝Ｉｖ＋Ｉｗ，Ｉ３＝Ｉｗ＋Ｉｕが求められ、比較器５４～５６によってＩ１～Ｉ３としきい値電流ＩＴＨとの大小が比較され、比較結果を示す信号φ５４～φ５６が生成される。Ｉ１～Ｉ３がしきい値電流ＩＴＨよりも小さい場合は信号φ５４～φ５６が「Ｈ」レベルとなり、Ｉ１～Ｉ３がしきい値電流ＩＴＨよりも大きい場合は信号φ５４～φ５６は「Ｌ」レベルとなる。
　信号φ５４～φ５６のうちの少なくとも１つが「Ｈ」レベルである場合には、ＯＲゲート５７の出力信号φ５７が「Ｈ」レベルとなる。信号ＰＤが「Ｈ」レベルである場合、またはテスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである場合には、ＯＲゲート５８の出力信号φ５８が「Ｈ」レベルとなり、ＯＲゲート５７の出力信号φ５７がＡＮＤゲート５９を通過して信号φ５９となり、ラッチ回路６０に与えられる。ラッチ回路６０は、信号φ５９の立ち上がりエッジに応答して信号ＤＴを「Ｈ」レベルに立ち上げる。
　したがって、Ｐ＞ＰＴＨである場合には、常時、信号ＰＤが「Ｈ」レベルとなって信号φ５８が「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７がＡＮＤゲート５９を通過して信号φ５９となる。遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかが故障した場合には、信号φ５４～φ５６のうちのいずれかが「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７が「Ｈ」レベルとなって信号ＤＴが「Ｈ」レベルとなる。
　信号ＤＴが「Ｈ」レベルになると、遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかが故障した旨が報知部６（図１）によって無停電電源装置の使用者に報知される。使用者が操作部４（図１）を用いて故障検出器５０をリセットすると、リセット信号ＲＥがラッチ回路６０に与えられて、ラッチ回路６０がリセットされ、信号ＤＴは「Ｌ」レベルとなる。
　また、Ｐ＜ＰＴＨである場合には、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである場合だけ、信号φ５８が「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７がＡＮＤゲート５９を通過して信号ＤＴとなる。無停電電源装置が無負荷状態であり、テスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルである場合には、交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが小さく、信号φ５４～φ５６がすべて「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７が「Ｈ」レベルになる。
　しかし、Ｐ＜ＰＴＨであるので信号ＰＤは「Ｌ」レベルとなり、信号ＴＥは「Ｌ」レベルであるので、信号φ５８が「Ｌ」レベルとなり、信号φ５９，ＤＴは「Ｌ」レベルに維持される。したがって、無停電電源装置が無負荷状態である場合でも、遮断器Ｂ１～Ｂ３が故障していると誤って判定されることはない。
　また、無停電電源装置が無負荷状態であっても、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルである場合には、コンバータ１に無効電流が流入するようにコンバータ１が制御され、交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが増大される。遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常である場合には、Ｉ１～Ｉ３がしきい値電流ＩＴＨよりも大きくなり、信号φ５４～φ５６がともに「Ｌ」レベルになり、信号φ５７，φ５９，ＤＴは「Ｌ」レベルとなる。
　遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかが故障した場合には、信号φ５４～φ５６のうちのいずれかが「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７が「Ｈ」レベルとなって信号ＤＴが「Ｈ」レベルとなる。信号ＤＴが「Ｈ」レベルになると、遮断器Ｂ１～Ｂ３が故障した旨が報知部６（図１）によって無停電電源装置の使用者に報知される。したがって、無停電電源装置が無負荷状態である場合でも、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常か否かを正確に判定することができる。
　図７（Ａ）～（Ｅ）は、無負荷状態における無停電電源装置の動作を示すタイムチャートである。図７（Ａ）～（Ｅ）では、時刻ｔ１にテスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられて、無効電流がコンバータ１に流された状態が示されている。
　図７（Ａ）は、交流出力電圧ＶＯすなわち交流出力電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形を示している。Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの各々は商用周波数で正弦波状に変化し、Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相は１２０度ずつずれている。
　図７（Ｂ）は、交流出力電流ＩＯすなわち交流出力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの波形を示している。無負荷状態であるので、Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはともに０Ａとなっている。図７（Ｃ）は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの波形を示している。ＶＤＣは、参照電圧ＶＤＣｒに維持されている。
　図７（Ｄ）は、交流入力電流Ｉｉすなわち交流入力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を示している。時刻ｔ１以前では、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを参照電圧ＶＤＣｒに維持するために必要な有効電流のみがコンバータ１に流入するので、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは小さい。時刻ｔ１以後では、その有効電流に加え、遮断器Ｂ１～Ｂ３を検査するための無効電流がコンバータ１に流入するので、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは大きい。
　図７（Ｅ）は、ｄ軸電流指令値Ｉｄおよびｑ軸電流指令値Ｉｑの波形を示している。ｄ軸電流指令値Ｉｄは、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように常に調整される。無停電電源装置は無負荷状態であるので、ｄ軸電流指令値Ｉｄの振れ幅は小さい。ｄ軸電流指令値Ｉｄの波形は、時刻ｔ１の前後で変化しない。
　時刻ｔ１以前では、ｑ軸電流指令値Ｉｑは０に設定され、コンバータ１に流入する無効電流は０Ａに設定される。時刻ｔ１以後では、ｑ軸電流指令値Ｉｑが所定値Ｉｑ０に設定され、遮断器Ｂ１～Ｂ３を検査するための無効電流がコンバータ１に流れる。コンバータ１に無効電流が流入している期間内に、遮断器Ｂ１～Ｂ３が正常であるか否かが検査され、その検査結果を示す信号ＤＴが出力される。
　コンバータ１に無効電流を流す時間は、１周期以上の時間、たとえば１０秒間に設定される。コンバータ１に無効電流を長時間流すと、無効電流が流れる回路（交流フィルタ７、コンバータ１など）における損失が増大し、使用する部品の定格電流が大きくなり、部品の大型化、高価格化を招くからである。
　以上のように、この実施の形態１では、Ｐ＜ＰＴＨの場合には、遮断器Ｂ１～Ｂ３を検査するための無効電流を商用交流電源９からコンバータ１に流すので、無停電電源装置が無負荷の場合でも、遮断器Ｂ１～Ｂ３の故障を検出することができる。
　また、Ｐ＜ＰＴＨの場合でも、所定周期（たとえば１ヶ月）で所定時間（たとえば１０秒間）だけコンバータ１に無効電流を流すので、無効電流が流れる回路で発生する損失を小さく抑制し、回路の部品の定格電流を小さく抑制することができる。しかも、コンバータ１に遅れ力率の無効電流を流すので、交流入力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが上昇することはない。
　また、Ｐ＞ＰＴＨの場合には、コンバータ１に無効電流を流さずに、コンバータ１に流入する有効電流を用いて、遮断器Ｂ１～Ｂ３の故障を検出することができる。
　図８は、実施の形態１の変更例を示すブロック図であって、図５と対比される図である。図８を参照して、この変更例が実施の形態１と異なる点は、無効電流指令部２３が無効電流指令部２３Ａで置換されている点である。無効電流指令部２３Ａは、無効電流指令部２３の電圧検出器４１、電力算出部４２、および比較器４３を電圧検出器６１、電流検出器６２、電力算出部６３、および比較器６４で置換したものである。
　電圧検出器６１は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を出力する。電流検出器６２は、コンバータ１の直流出力電流（たとえば直流正母線Ｌｐに流れる直流電流）ＩＤＣの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を出力する。電力算出部６３は、電圧検出器６１および電流検出器６２の出力信号に基づいて、コンバータ１から出力される電力Ｐｄ＝ＶＤＣ×ＩＤＣを算出する。
　比較器６４は、電力Ｐｄとしきい値電力ＰＴＨｄとの大小を比較し、比較結果を示す信号ＰＤを出力する。Ｐｄ＞ＰＴＨである場合には、信号ＰＤは「Ｈ」レベルとなる。Ｐｄ＜ＰＴＨである場合には、信号ＰＤは「Ｌ」レベルとなる。
　負荷１０の消費電力Ｐが小さい場合は、コンバータ１の出力Ｐｄも小さくなる。また、負荷１０の消費電力Ｐが大きい場合は、コンバータ１の出力Ｐｄも大きくなる。したがって、この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。
　[実施の形態２]
　図９は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路図であって、図２と対比される図である。図９を参照して、この無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置と異なる点は、コンバータ１およびインバータ３がそれぞれコンバータ１Ａおよびインバータ３Ａで置換されている点である。
　コンバータ１Ａは、３×Ｎ個の遮断器Ｂ４～Ｂ９、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６、およびダイオードＤ１～Ｄ６を含む。ただし、Ｎは２である。遮断器Ｂ４とＢ７、遮断器Ｂ５とＢ８、遮断器Ｂ６とＢ９は、それぞれ第１および第２の遮断器を構成する。ＩＧＢＴＱ１とＱ４，ＩＧＢＴＱ２とＱ５、ＩＧＢＴＱ３とＱ６は、それぞれ第１および第２のスイッチング素子を構成する。
　遮断器Ｂ４～Ｂ６の一方端子はともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらの他方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のコレクタに接続され、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のエミッタはそれぞれ入力ノード１ａ～１ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ４～Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード１ａ～１ｃに接続され、それらのエミッタはそれぞれ遮断器Ｂ７～Ｂ９の一方端子に接続され、遮断器Ｂ７～Ｂ９の他方端子はともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１～Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に逆並列に接続される。
　初期状態では、遮断器Ｂ４～Ｂ９は導通している。遮断器Ｂ４～Ｂ９は、それぞれＩＧＢＴＱ４～Ｑ６に過電流が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ４～Ｂ９は、過電流によってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６、ダイオードＤ１～Ｄ６などが破壊されることを防止する。もし遮断器Ｂ４～Ｂ９がない場合、たとえばＩＧＢＴＱ１が短絡故障した場合、ＩＧＢＴＱ２やダイオードＤ３を介して入力ノード１ａ～１ｃが短絡され、最終的には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６が過電流によって破壊される。遮断器Ｂ４～Ｂ９は、基本的には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のうちのいずれか１つのＩＧＢＴが短絡故障した場合に、被害が拡大することを防止するために設けられている。
　遮断器Ｂ４～Ｂ９の各々は、たとえば、過電流が流れた場合にブロー（溶断）されるヒューズを含む。また、過電流が流れなくても、ヒューズは、その経時劣化（寿命）によって断線する場合がある。断線したヒューズは、非導通状態に固定され、導通状態に戻ることはないので、故障した遮断器として扱われる。導通状態のヒューズは、正常な遮断器として扱われる。
　また、遮断器Ｂ４～Ｂ９の各々は、過電流が流れた場合に非導通になり、過電流が流れなくなった場合に導通状態に戻るスイッチを含んでいても構わない。故障して非導通状態に固定されたスイッチは、故障した遮断器として扱われる。導通状態のスイッチは、正常な遮断器として扱われる。
　コンバータ１Ａは、コンバータ１（図２）と同様、ゲート信号Ｇ１～Ｇ６によって制御され、商用交流電源９から供給される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直流電圧ＶＤＣに変換する。
　インバータ３Ａは、遮断器Ｂ１４～Ｂ１９、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６、およびダイオードＤ１１～Ｄ１６を含む。遮断器Ｂ１４～Ｂ１６の一方端子はともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらの他方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のコレクタに接続され、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のエミッタはそれぞれ出力ノード３ａ～３ｃに接続される。
　ＩＧＢＴＱ１４～Ｑ１６のコレクタはそれぞれ出力ノード３ａ～３ｃに接続され、それらのエミッタはそれぞれ遮断器Ｂ１７～Ｂ１９の一方端子に接続され、遮断器Ｂ１７～Ｂ１９の他方端子はともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１１～Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６に逆並列に接続される。
　初期状態では、遮断器Ｂ１４～Ｂ１９は導通している。遮断器Ｂ１４～Ｂ１９は、それぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６に過電流が流れた場合に非導通状態となる。遮断器Ｂ１４～Ｂ１９は、過電流によってＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６、ダイオードＤ１１～Ｄ１６などが破壊されることを防止する。もし遮断器Ｂ１４～Ｂ１９がない場合、たとえばＩＧＢＴＱ１１が短絡故障した場合、ＩＧＢＴＱ１２やダイオードＤ１３を介して出力ノード３ａ～３ｃが短絡され、最終的には、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６およびダイオードＤ１１～Ｄ１６が過電流によって破壊される。遮断器Ｂ１４～Ｂ１９は、基本的には、ＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１６のうちのいずれか１つのＩＧＢＴが短絡故障した場合に、被害が拡大することを防止するために設けられている。
　遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の各々は、たとえば、過電流が流れた場合にブロー（溶断）されるヒューズを含む。また、遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の各々は、過電流が流れた場合に非導通になり、過電流が流れなくなった場合に導通状態に戻るスイッチを含んでいても構わない。
　インバータ３Ａは、インバータ３（図２）と同様、ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１６によって制御され、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに変換する。
　図１０は、コンバータ１Ａ内の遮断器Ｂ４～Ｂ９が正常であるか否かを検査する故障検出器５０Ａの構成を示す回路ブロック図であって、図６と対比される図である。図１０を参照して、この故障検出器５０Ａが図６の故障検出器５０と異なる点は、加算器５１～５３および比較器５４～５６がＬＰＦ（低域通過フィルタ）７１～７３および比較器７４～７６で置換されている点である。
　ＬＰＦ７１は、電流検出器ＣＴ１（図１）によって検出されたコンバータ１Ａの交流入力電流Ｉｕのうちの直流電流Ｉｄｕのみを通過させる。ＬＰＦ７２は、電流検出器ＣＴ２（図１）によって検出されたコンバータ１Ａの交流入力電流Ｉｖのうちの直流電流Ｉｄｖのみを通過させる。ＬＰＦ７３は、電流検出器ＣＴ３（図１）によって検出されたコンバータ１Ａの交流入力電流Ｉｗのうちの直流電流Ｉｄｗのみを通過させる。
　比較器７４は、直流電流Ｉｄｕの大きさと予め定められたしきい値電流ＩＴＨｄとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ７４を出力する。Ｉｄｕ＜ＩＴｈｄである場合には、信号φ７４は「Ｌ」レベルとなる。Ｉｄｕ＞ＩＴｈｄである場合には、信号φ７４は「Ｈ」レベルとなる。
　比較器７５は、直流電流Ｉｄｖの大きさと予め定められたしきい値電流ＩＴＨｄとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ７５を出力する。Ｉｄｖ＜ＩＴｈｄである場合には、信号φ７５は「Ｌ」レベルとなる。Ｉｄｖ＞ＩＴｈｄである場合には、信号φ７５は「Ｈ」レベルとなる。
　比較器７６は、直流電流Ｉｄｗの大きさと予め定められたしきい値電流ＩＴＨｄとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ７６を出力する。Ｉｄｗ＜ＩＴｈｄである場合には、信号φ７６は「Ｌ」レベルとなる。Ｉｄｗ＞ＩＴｈｄである場合には、信号φ７６は「Ｈ」レベルとなる。比較器７４～７６の出力信号φ７４～φ７６は、ＯＲゲート５７に与えられる。
　次に、この無停電電源装置における遮断器Ｂ４～Ｂ９の検査方法について説明する。負荷１０の消費電力Ｐがしきい値電力ＰＴＨよりも大きい場合、信号ＰＤが「Ｌ」レベルとなり、ＯＲゲート５８の出力信号φ５８が「Ｈ」レベルとなる。
　遮断器Ｂ４～Ｂ９が故障しておらず導通状態である場合、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの各々は正弦波状に変化する。したがって、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれる直流電流Ｉｄｕ，Ｉｄｖ，Ｉｗｄはともに０Ａとなり、比較器７４～７６の出力信号φ７４～φ７６はともに「Ｌ」レベルとなる。よって、信号φ５７，φ５９はともに「Ｌ」レベルとなり、信号ＤＴは「Ｌ」レベルに維持される。
　遮断器Ｂ４～Ｂ９のうちのいずれか１つの遮断器が故障して非導通状態になった場合、故障した遮断器に対応する相には片極性の電流のみが流れ、その相の交流電流は直流電流を含むこととなる。
　たとえば、遮断器Ｂ７が故障して非導通状態になると、ＩＧＢＴＱ４およびダイオードＤ４に電流が流れないので、Ｕ相には正極性の電流のみが流れ、負極性の電流は流れなくなり、交流電流Ｉｕは正の直流電流Ｉｄｕを含むこととなる。直流電流Ｉｄｕの大きさ（絶対値）がしきい値電流ＩＴＨｄを超えると、比較器７４の出力信号φ７４が「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７，φ５９はともに「Ｈ」レベルとなり、信号ＤＴは「Ｈ」レベルに立ち上げられる。遮断器Ｂ８またはＢ９が故障した場合も同様である。
　また、遮断器Ｂ４が故障して非導通状態になると、ＩＧＢＴＱ１およびダイオードＤ１に電流が流れないので、Ｕ相には負極性の電流のみが流れ、正極性の電流は流れなくなり、交流電流Ｉｕは負の直流電流Ｉｄｕを含むこととなる。直流電流Ｉｄｕの大きさ（絶対値）がしきい値電流ＩＴＨｄを超えると、比較器７４の出力信号φ７４が「Ｈ」レベルとなり、信号φ５７，φ５９はともに「Ｈ」レベルとなり、信号ＤＴは「Ｈ」レベルに立ち上げられる。遮断器Ｂ５またはＢ６が故障した場合も同様である。
　負荷１０の消費電力Ｐがしきい値電力ＰＴＨよりも小さい場合には、信号ＰＤが「Ｈ」レベルとなり、テスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルである期間は信号φ５９，ＤＴは「Ｌ」レベルに維持される。つまり、Ｐ＜ＰＴＨであり、かつテスト信号ＴＥが「Ｌ」レベルである期間には、遮断器Ｂ４～Ｂ９の検査は行われず、信号ＤＴは「Ｌ」レベルにされる。
　所定周期（たとえば１ヶ月）で所定時間（たとえば１０秒間）だけテスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルにされると、ＯＲゲート５８の出力信号φ５８は「Ｈ」レベルにされる。また、テスト信号ＴＥが「Ｈ」レベルにされている期間には、商用交流電源９からコンバータ１Ａに無効電流が供給され、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが増大される。大きな交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをコンバータ１Ａに流すことにより、遮断器Ｂ４～Ｂ９が正常であるか否かを検査する。このときの検査方法は、Ｐ＞ＰＴＨの場合と同じである。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
　以上のように、この実施の形態２では、Ｐ＜ＰＴＨの場合には、遮断器Ｂ４～Ｂ９を検査するための無効電流を商用交流電源９からコンバータ１Ａに流すので、無停電電源装置が無負荷の場合でも、遮断器Ｂ４～Ｂ９の故障を検出することができる。
　また、Ｐ＜ＰＴＨの場合でも、所定周期（たとえば１ヶ月）で所定時間（たとえば１０秒間）だけコンバータ１Ａに無効電流を流すので、無効電流が流れる回路で発生する損失を小さく抑制し、回路の部品の定格電流を小さく抑制することができる。
　また、Ｐ＞ＰＴＨの場合には、コンバータ１Ａに無効電流を流さずに、コンバータ１Ａに流入する有効電流を用いて、遮断器Ｂ４～Ｂ９の故障を検出することができる。
　[実施の形態３]
　図１１は、この発明の実施の形態３による無停電電源装置の要部を示す回路図であって、図９と対比される図である。図１１を参照して、この無停電電源装置が実施の形態２の無停電電源装置と異なる点は、コンバータ１Ａおよびインバータ３Ａがそれぞれコンバータ１Ｂおよびインバータ３Ｂで置換されている点である。
　コンバータ１Ｂは、コンバータ１Ａに遮断器Ｂ１～Ｂ３を追加したものである。遮断器Ｂ１～Ｂ３の一方端子はそれぞれ入力ノード１ａ～１ｃに接続され、それらの他方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のエミッタに接続されている。コンバータ１Ｂは、コンバータ１（図２）とコンバータ１Ａ（図９）とを組み合わせたものである。
　コンバータ１Ｂは、コンバータ１およびコンバータ１Ａの各々と同様、ゲート信号Ｇ１～Ｇ６によって制御され、商用交流電源９から供給される三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを直流電圧ＶＤＣに変換する。
　インバータ３Ｂは、インバータ３Ａに遮断器Ｂ１１～Ｂ１３を追加したものである。遮断器Ｂ１１～Ｂ１３の一方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１１～Ｑ１３のエミッタに接続され、それらの他方端子はそれぞれ出力ノード３ａ～３ｃに接続されている。インバータ３Ｂは、インバータ３（図２）とインバータ３Ａ（図９）とを組み合わせたものである。
　インバータ３Ｂは、インバータ３およびインバータ３Ａの各々と同様、ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１６によって制御され、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに変換する。
　図１２は、コンバータ１Ｂ内の遮断器Ｂ１～Ｂ９が正常であるか否かを検査する故障検出器８０の構成を示す回路ブロック図である。図１２において、この故障検出器８０は、実施の形態１の故障検出器５０（図６）、実施の形態２の故障検出器５０Ａ（図１０）、およびＯＲゲート８１を含む。
　コンバータ１Ｂ内の遮断器Ｂ１～Ｂ３のうちのいずれかの遮断器が故障した場合には、故障検出器５０の出力信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルにされる。コンバータ１Ｂ内の遮断器Ｂ４～Ｂ９のうちのいずれかの遮断器が故障した場合には、故障検出器５０Ｂの出力信号ＤＴ２が「Ｈ」レベルにされる。ＯＲゲート８１は、信号ＤＴ１，ＤＴ２の論理和信号ＤＴを出力する。したがって、コンバータ１Ｂ内の遮断器Ｂ１～Ｂ９のうちのいずれかの遮断器が故障した場合には、故障検出器８０の出力信号ＤＴが「Ｈ」レベルにされる。
　他の構成および動作は、実施の形態１，２と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態１，２と同じ効果が得られる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　Ｃ１～Ｃ６，Ｃｄ　コンデンサ、Ｌ１～Ｌ６　リアクトル、ＣＴ１～ＣＴ６，６２　電流検出器、１，１Ａ，１Ｂ　コンバータ、Ｌｐ　直流正母線、Ｌｎ　直流負母線、２　双方向チョッパ、３，３Ａ，３Ｂ　インバータ、４　操作部、５　制御装置、６　報知部、７，８　交流フィルタ、９　商用交流電源、１０　負荷、１１　バッテリ、Ｂ１～Ｂ９，Ｂ１１～Ｂ１９　遮断器、Ｑ１～Ｑ６，Ｑ１１～Ｑ１６　ＩＧＢＴ、Ｄ１～Ｄ６，Ｄ１１～Ｄ１６　ダイオード、２０，３１，４１，６１　電圧検出器、２１　位相検出器、２２　有効電流指令部、２３，２３Ａ　無効電流指令部、２４　ＤＱ－ＵＶＷ変換部、２５ａ～２５ｃ，３３　減算器、２６　電流制御回路、２７ａ～２７ｃ，５１～５３　加算器、２８　ＰＷＭ回路、２９　ゲート回路、３２　参照電圧発生回路、３４，４６　電流制御部、４２，６３　電力算出部、４３，５４～５６，６４，７４～７６　比較器、４４　タイマー、４５　信号発生器、５０，５０Ａ，７０，８０　故障検出器、５７，５８，８１　ＯＲゲート、５９　ＡＮＤゲート、６０　ラッチ回路、７１～７３　ＬＰＦ。

Claims (9)

  1. 　商用交流電源から供給される三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
    　それぞれ三相に対応して前記コンバータ内に設けられ、各々が対応する相の過電流を遮断する３×Ｎ個の遮断器と、
    　前記商用交流電源から前記コンバータに流れる三相交流電流を検出する電流検出器と、
    　前記コンバータの直流出力電圧が参照電圧になるように有効電流指令値を生成する第１の指令部と、
    　前記３×Ｎ個の遮断器が正常であるか否かを検査するために無効電流指令値を生成する第２の指令部と、
    　前記有効電流指令値および前記無効電流指令値を三相交流電流指令値に変換する二相三相変換部と、
    　前記電流検出器によって検出される三相交流電流がそれぞれ前記三相交流電流指令値になるように前記コンバータを制御する制御部と、
    　前記電流検出器の検出結果に基づいて、前記３×Ｎ個の遮断器が正常であるか否かを判定する判定器とを備え、Ｎは自然数である、電力変換装置。
  2. 　Ｎ＝１であって３個の遮断器が設けられ、
    　前記コンバータは、それぞれ三相に対応して設けられた３組の第１および第２のスイッチング素子を含み、
    　各組の前記第１および第２のスイッチング素子は、第１および第２の直流母線間に直列接続され、
    　各遮断器の一方端子は対応する相の交流電圧を受け、その他方端子は対応する組の第１および第２のスイッチング素子の接続ノードに接続され、
    　前記判定器は、前記電流検出器によって検出される三相交流電流のうちのいずれか二相の交流電流の和が予め定められたしきい値電流よりも小さい場合に、前記３個の遮断器のうちのいずれかの遮断器が故障したと判定する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　Ｎ＝２であって３組の第１および第２の遮断器が設けられ、
    　前記コンバータは、それぞれ三相に対応して設けられた３組の第１および第２のスイッチング素子を含み、
    　同じ相に対応する第１の遮断器、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、および第２の遮断器は、第１および第２の直流母線間に直列接続され、
    　第１および第２のスイッチング素子の接続ノードは、対応する相の交流電圧を受け、
    　前記判定器は、前記電流検出器によって検出される三相交流電流のうちのいずれかの交流電流に含まれる直流電流が予め定められたしきい値電流よりも大きい場合に、前記３組の第１および第２の遮断器のうちのいずれかの遮断器が故障したと判定する、請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第２の指令部は、
    　前記電力変換装置の出力電力が予め定められたしきい値電力よりも小さい場合は、前記無効電流指令値を予め定められた指令値に設定し、
    　前記電力変換装置の出力電力が前記予め定められたしきい値電力よりも大きい場合は、前記無効電流指令値を０に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　さらに、前記電力変換装置の出力電力が予め定められたしきい値電力よりも小さい場合に活性化され、第１の時間毎に、前記第１の時間よりも短い第２の時間だけテスト信号を出力する信号発生器を備え、
    　前記第２の指令部は、
    　前記信号発生器から前記テスト信号が出力されている期間は前記無効電流指令値を予め定められた指令値に設定し、
    　前記信号発生器から前記テスト信号が出力されていない期間は前記無効電流指令値を０に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記予め定められた指令値は、前記交流電源から前記コンバータに遅れ力率の無効電流が流れるように設定される、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記３×Ｎ個の遮断器の各々は故障時に非導通状態になる、請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 　前記３×Ｎ個の遮断器の各々は、過電流によってブローされるヒューズであり、
    　ブローされたヒューズは、故障した遮断器として扱われる、請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　さらに、直流電力を三相交流電力に変換して負荷に供給するインバータを備え、
    　前記商用交流電源の健全時には、前記コンバータによって生成された直流電力が前記インバータに供給されるとともに電力貯蔵装置に蓄えられ、
    　前記商用交流電源の停電時には、前記コンバータの運転が停止されるとともに、前記電力貯蔵装置の直流電力が前記インバータに供給される、請求項１に記載の電力変換装置。
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