WO2020029614A1 - 一种控制电路及应用该电路的开关电源 - Google Patents

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肖华
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    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Definitions

  • the agreed communication protocol refers to the sampled switching power supply output voltage is numbered according to a predetermined rule, and this encoding rule is defaulted during the decoding process of the primary side, in order to determine whether the output voltage is high or low.
  • the specific encoding and decoding process can be understood through the detailed explanation of the embodiment.
  • On-current inflow terminal of the feedback switch The port through which the current flows after the feedback switch is turned on.
  • a MOS tube it refers to the drain of the MOS tube, whether it is N-channel, P-channel, enhanced or depleted MOS.
  • the transistor When the transistor is on, the current flows from the drain with higher voltage to the source with lower voltage.
  • the transistor it refers to the collector of the transistor.
  • the transistor When the transistor is on, the current flows from the collector with high voltage to the low voltage. Emitter.
  • the present invention has the following beneficial effects:
  • FIG. 4 is a schematic block diagram. In the actual circuit design process, the main power switch tube of the switching power supply is connected between port 103 and port 130, and the main power switch tube of the switching power supply is connected to port 130. Control end, the same is true of Figure 3.
  • the feedback switch in Figure 4 uses a MOS tube, which can use the low resistance state characteristic of the MOS tube when it is turned on to reduce the voltage drop across the secondary side degaussing circuit; use the high resistance state characteristic of the MOS tube when it is not turned on to increase the secondary side demagnetization Voltage drop across the circuit.
  • the role of the secondary-side degaussing circuit It is in the conducting state during the demagnetization stage of the transformer, and provides a path for the storage of the transformer to charge the output capacitor C OUT . It is in a high-impedance state during the non-degaussing stage of the transformer, preventing the back-charge of the output capacitor C OUT .
  • the two detection functions of the detection and judgment module are as follows: First, the output voltage of the switching power supply is detected through the port 119, and the voltage is compared with an internal reference voltage. The comparison result can determine whether the feedback switch MOS tube is turned on during the transformer demagnetization stage. If it is detected through port 119 that the output voltage of the switching power supply is lower than the internal reference voltage, the feedback switch MOS tube is turned on during the transformer demagnetization stage; if it is detected through port 119 that the output voltage of the switching power supply is higher than the internal reference voltage, the feedback switch MOS is turned on. The tube does not turn on during the demagnetization phase of the transformer. Second, the conduction voltage drop of the demagnetization path is detected through the 110 and 111 ports. During the demagnetization phase, the voltage drop at port 110 is smaller than that of port 111 to determine that the power system is in the demagnetization phase. .
  • control function is to control the feedback switch gate at the corresponding coding level during the demagnetization phase, that is, the port 112 outputs a low level when the output voltage is high, and the port 112 outputs a high level when the output voltage is low.
  • V BE junction voltage drop
  • the first is ⁇ Vref ⁇ V 124 , that is, the detection module can determine such a sudden change in voltage.
  • the second is that the number of voltage separation cycles can not be compared. Large, because only a short time can ignore the changes in V OUT voltage, to avoid misjudgment due to large changes in V OUT .
  • V OUT 12V
  • the V124 voltage reaches 7.2V
  • the highest voltage that the feedback switch state detection module can handle is 4V.
  • a high-voltage-resistant device needs to be added to the feedback switch-state detection module. The high-voltage device will add additional costs, and the high-voltage device also has a certain voltage limit.
  • the reason for choosing the above decoding and duty cycle modulation schemes is also that: in the general flyback circuit, the output voltage is too high, then the modulation voltage is gradually reduced, and the output voltage starts to drop to the set value; when the output voltage is too low, the modulation is gradually increased Voltage, the output voltage starts to rise to the set value.
  • the modulation voltage By adjusting the modulation voltage, the output voltage of the power system can be maintained stable.

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Abstract

一种控制电路及应用该电路的开关电源。控制电路适用于具有由变压器的原边绕组（NP）形成的原边电路和变压器的副边绕组（NS）形成的副边电路组成的隔离开关电源，其包括位于副边的检测判断模块、输出电压编码控制模块和反馈开关，以及位于原边的辅助绕组（NA）、辅助绕组电压检测上电阻（R FA1）和辅助绕组电压检测下电阻（R FA2）、反馈开关状态检测模块、输出电压解码反馈模块和占空比调制电路，其还包括连接于辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻的分压采样点的电流源模块，用于将分压采样点的电压稳定在一个设定值。控制电路在高输出电压时可确保输出电压变化设定值ΔV ref小于分压采样点的电压变化值，使电源系统能稳定工作，同时反馈开关状态检测模块只需采用低压器件、能降低电源系统成本。

Description

一种控制电路及应用该电路的开关电源 技术领域
本发明涉及开关电源控制电路，特别涉及磁隔离的高输出电压副边反馈控制电路及应用该电路的开关电源。
背景技术
为了避免负载对供电输入端的干扰和破坏，隔离型开关电源已成为各种供电系统中不可或缺的部分。既要实现输出电压和输入电压之间的隔离又要把输出电压稳定在设定值，必然需要采用隔离器件把输出电压的大小反馈到输入一侧进行调节控制。图1是常用的副边反馈控制技术，隔离反馈的任务由器件TL431、光耦及辅助器件组成的隔离放大器来承担。基本原理是：TL431与采样电阻R1、R2等元件组成的跨导放大器把输出电压与基准电压的误差电压信号放大为电流信号，当输出电压偏高时流过TL431的电流变大，也就是流过光耦的电流变大，控制器FB端口的电压变小，从而控制器GATE端口输出占空比变小使得变压器传递更小的能量到副边输出端，输出电压开始降低；反之，若输出电压偏低，通过把误差信号反馈到原边控制占空比的增加来增加变压器的传输能量，从而提高输出电压。如此反复不断地调节控制把输出电压稳定在设定值。这种反馈技术因其检测和比较环节在开关电源的副边，即负载一侧，所以称其为副边反馈。这种直接检测输出电压的方式具有精度高的特点，但是由于这些检测、放大器、隔离反馈器件的存在增加了电源系统板的空间，显然在成本和体积上没有优势。特别是光耦不能在高温下工作，且易于老化，使得这种电源的高温寿命短，无法满足一些高温应用场合。
为了解决上述所遇到的技术问题，公开号为CN 105610306 A，发明名称为《副边反馈控制方法及其控制电路》的发明专利申请提出了一种新型的副边反馈电路，它适用于具有由变压器的原边绕组形成的原边电路和变压器的副边绕组形成的副边电路的隔离开关电源。图2来自上述发明申请实施例四，图3为图2电路反馈开关的工作状态及124处电压波形图，图2所示的副边反馈开关开关电源，它包括：三绕组变压器，它由原边绕组NP、副边绕组NS、辅助绕组NA这三个绕组组成，其中绕组NP包含第一端口102和第二端口103，绕组NS包含第一端口104和第二端口105，绕组NA包含第一端口106和第二端口107。副边调制器由输出电压编码控制 模块、检测判断模块构成。副边消磁电路，它包含第一端口110和第二端口111两个端口；输出电容，它包含第一端口131和第二端口132两个端口；反馈开关，它包含漏极端口133、源极端口135和栅极端口134三个端口。输出电压编码控制模块，它包含第一端口112、第二端口113、第三端口114三个端口；检测判断模块，它包含第一端口115、第二端口116、第三端口117、第四端口118、第五端口119五个端口；辅助绕组电压检测上电阻，它包含第一端口120和第二端口121；辅助绕组电压检测下电阻，它包含第一端口122和第二端口123；反馈开关状态检测模块，它包含第一端口124和第二端口125两个端口；输出电压解码反馈模块，它包含第一端口126和第二端口127两个端口；占空比调制电路，它包含第一端口128、第二端口129、第三端口130三个端口。
它们的连接关系为：端口102与输入电源的正极端101相连，端口103与端口130相连；端口104、端口131、端口119一起相连，连接点形成开关电源输出电压的正极端口108；端口105、端口110、反馈开关的漏极端口133、端口115一起相连；端口111、端口118、反馈开关的源极端口135、端口132一起相连，连接点形成开关电源输出电压的负极端口109；反馈开关的栅极端口134与端口112一起相连；端口113与端口116相连；端口114与端口117相连；端口120与端口106相连；端口121、端口122、端口124一起相连；端口125与端口126一起相连；端口127与端口128一起相连；端口129、端口123、端口107一起相连，连接点形成输入电源的负极端。该反激电源开关电源的励磁过程与传统反激开关电源是一样的，它的不同之处在于如何在消磁阶段从副边把输出电压的变化信息反馈到原边。其具体的工作原理：反馈开关和隔离开关电源的副边消磁电路并联；辅助绕组的一端用于连接隔离开关电源输入电源的负极端，辅助绕组的另一端依次经辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻后连接到隔离开关电源输入电源的负极端，辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻的连接点为分压采样点；
检测判断模块检测隔离开关电源的输出电压，并把该电压与内部的基准电压进行比较，产生输出电压变化信息，并将其发送给输出电压编码控制模块；
输出电压编码控制模块根据接收到的电压变化信息，按照约定的通信协议进行编码，并将该编码发送至反馈开关的控制端，控制反馈开关的工作状态；
反馈开关状态检测模块在每个开关周期的消磁阶段的约定时间通过辅助绕组电压检测上电阻、辅助绕组电压检测下电阻的分压来采样辅助绕组的电压，并且把当前检测的电压与之前检测到的电压进行比较，获得电压的变化幅度和电压的变化方向，输出反馈开关工作状态变化的信息，并将其发送给输出电压解码反馈模块；
输出电压解码反馈模块接收反馈开关工作状态变化的信息，根据约定的通信协议进行解码，判断出输出电压偏高还是偏低，输出调制电压，并将其发送给占空比调制电路；
占空比调制电路接收调制电压，并根据此电压的大小调制占空比，调制电压增加则增加占空比，反之则减小占空比；以上原理详见CN 105610306 A相关说明书的0086-0090段。
上述方案的反馈控制简化过程为：副边检测判断模块采样输出电压→输出电压编码控制模块编码→控制反馈开关阻态变化→原边反馈开关状态检测模块检测反馈开关的阻态变化→输出电压解码反馈模块解码→占空比调制电路产生电压调制占空比。该方案既不需要光耦器件也不需要其它额外的隔离传输器件，从而不仅避免这些器件本身所带来的一些固有缺陷，也不会有为辅助这些器件工作而添加的器件，能减小体积和成本，使体积、成本、性能到达最优化，适用范围更广。同时也不会有原边反馈技术的输出电压精度低和不能在副边通过控制进行改变输出电压的问题。
但上述方案需保证输出电压变化设定值ΔVref﹤端口124处检测到的电压变化值ΔV 124，也就是反馈开关状态检测模块能够判断出这种电压突变。若电源系统输出电压V OUT＝12V，端口124处检测到的电压V 124＝3V，输出电压变化设定值ΔV ref＝0.1V，反馈开关基极和发射极间的电压V BE＝0.4V，反馈开关导通压降V sdon＝0.06V。
由公式：
Figure PCTCN2019084987-appb-000001
可得出：
Figure PCTCN2019084987-appb-000002
Figure PCTCN2019084987-appb-000003
此时，会导致ΔV ref＞ΔV 124。因此，在高输出电压时，反馈开关状态检测模块难以检测到反馈开关的导通状态是否发生改变，输出电压解码反馈模块与占空比调制电路无法完成反馈开关导通状态的解码及占空比的调整，进而导致电源系统无法正常工作；并且为提高反馈开关状态检测模块能处理的最高电压，需要在反馈开关状态检测模块中加入耐高压的器件，高压器件会增加额外的成本，且高压器件也有一定的耐压限制。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提出一种适用于高输出电压的副边反馈控制电路及应用该电路的开关电源。
本发明解决上述技术问题提供的控制电路技术方案如下：
一种控制电路，适用于具有由变压器的原边绕组形成的原边电路和变压器的副边绕组形成的副边电路的隔离开关电源，包括：位于副边的检测判断模块、输出电压编码控制模块和反馈开关；以及位于原边的辅助绕组、辅助绕组电压检测上电阻、辅助绕组电压检测下电阻、反馈开关状态检测模块、输出电压解码反馈模块及占空比调制电路；
反馈开关和隔离开关电源的副边消磁电路并联；辅助绕组的一端用于连接隔离开关电源输入电源的负极端，辅助绕组的另一端依次经辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻后连接到隔离开关电源输入电源的负极端，辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻的连接点为分压采样点；
检测判断模块检测隔离开关电源的输出电压，并把该电压与内部的基准电压进行比较，产生输出电压变化信息，并将其发送给输出电压编码控制模块；
输出电压编码控制模块根据接收到的电压变化信息，按照约定的通信协议进行编码，并将该编码发送至反馈开关的控制端，控制反馈开关的工作状态；
反馈开关状态检测模块在每个开关周期的消磁阶段的约定时间通过辅助绕组电压检测上电阻、辅助绕组电压检测下电阻的分压来采样辅助绕组的电压，并且把当前检测的电压与之前检测到的电压进行比较，获得电压的变化幅度和电压的变化方向，输出反馈开关工作状态变化的信息，并将其发送给输出电压解码反 馈模块；
输出电压解码反馈模块接收反馈开关工作状态变化的信息，根据约定的通信协议进行解码，判断出输出电压偏高还是偏低，输出调制电压，并将其发送给占空比调制电路；
占空比调制电路接收调制电压，并根据此电压的大小调制占空比，调制电压增加则增加占空比，反之则减小占空比；
还包括连接于辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻分压采样点的电流源模块，通过调整电流源模块抽取分压采样点的电流，将分压采样点的电压稳定在一个设定值，使得分压采样点的电压不随着隔离开关电源输出电压的增加而增加。
优选地，反馈开关工作状态变化信息为增加的幅度超过设定值，则认为反馈开关由低阻态跳变到了高阻态；反之，反馈开关工作状态变化信息为减小的幅度超过设定值，则认为反馈开关的工作状态由高阻态跳变到了低阻态。
优选地，输出电压解码反馈模块本周期解码的结果是“输出电压偏高”，则逐渐减小调制电压，直到出现“输出电压偏低”为止；反之，若本周期解码的结果是“输出电压偏低”，则逐渐增加调制电压，直到出现“开关电源输出电压偏高”为止。
优选地，所述的反馈开关为MOS管。
对应地，本发明还提应用上述控制电路的开关电源，其特征在于：开关电源主功率开关管的占空比由占空比调制电路提供。
上述相关术语解释如下：
副边消磁电路：本申请中的副边消磁电路为隔离开关电源的变压器消磁提供通路。副边消磁电路在变压器消磁阶段处于导通状态，为变压器的储能给输出电容充电提供路径；在变压器非消磁阶段处于高阻状态，防止输出电容的电荷倒灌。
约定的通信协议：是指对采样到的开关电源输出电压按照预定的规则进行编号，在原边的解码过程中又默认此编码规则，目的是可以判断出输出电压是否偏高或偏低。具体的编码和解码过程可通过实施例的详细讲解来理解。
消磁阶段的约定时间：是指副边反馈开关约定在消磁阶段的某时刻或时段动作，原边的检测模块在此预定的时间段感应到此动作才认为有效。
反馈开关的控制端：控制反馈开关导通与截止的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的栅极；对于三极管，指的是三极管的基极。
反馈开关的导通电流流入端：反馈开关导通后，电流流入的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的漏极，无论N沟道、P沟道、增强型还是耗尽型MOS管，在导通时，电流都是由电压高的漏极流向电压低的源极；对于三极管，指的是三极管的集电极，在导通时，电流是由电压高的集电极流向电压低的发射极。
反馈开关的导通电流流出端：反馈开关导通后，电流流出的端口，如对于MOS管，指的是MOS管的源极；对于三极管，指的是三极管的发射极。
导通状态：是指给反馈开关适当的驱动电压使其工作在高阻态或低阻态，高阻态和低阻态是相对的而不是设定绝对的界限，它们的区别仅在于反馈开关所产生的控制电压能否在原边检测并正确判断出其阻态的变化。
特别地，为了让人更容易理解本发明中的工作原理，在实施例中的编码过程中逻辑关系使用了特定的形式来表示，例如“输出电压偏高”这一信息用“反馈开关处于高阻态”来代表，在实际的产品实现中“输出电压偏高”这一信息也可用“反馈开关处于低阻态”来承载，仅是为了更好地阐述本发明，而不是用于限定本发明。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)较传统的TL431、光耦及辅助器件组成的隔离放大器来实现副边控制的技术方案而言，本申请不需要光耦器件也不需要其它额外的隔离传输器件，从而不仅避免这些器件本身所带来的一些固有缺陷，也不会有为辅助这些器件工作而添加的器件，减小体积和成本，使体积、成本、性能到达最优化，适用范围更广。
(2)较现行较为热门的原边反馈技术而言，不会有原边反馈技术的输出电压精度低和不能在副边通过控制进行改变输出电压的问题。
(3)增加了电流源模块，通过调整电流源模块抽取分压采样点的电流，将分压采样点的电压稳定在一个设定值，使得分压采样点的电压不随着隔离开关电源输出电压的增加而增加。在高输出电压时采用与低输出电压一致的
Figure PCTCN2019084987-appb-000004
端口124处检测到的电压变化值ΔV 124仍然符合公式
Figure PCTCN2019084987-appb-000005
可确保输出电压变化设定值ΔV ref﹤分压采样 点的电压变化值，使电源系统稳定工作，实现高输出电压的副边反馈控制电路，同时反馈开关状态检测模块只需采用低压器件、能降低电源系统成本。
相关原理分析在实施例部分以具体的开关电源设计及计算进行展示。
附图说明
图1为应用传统副边反馈控制器的开关电源典型电路图；
图2为新型应用副边反馈控制电路的开关电源典型电路图；
图3为图2电路反馈开关的工作状态及节点124处电压波形图；
图4为应用本发明第一实施例的副边反馈控制电路的开关电源原理框图。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
如图4所示，是本实施例开关电源的电路图，为反激变换器，它包括：三绕组变压器，它由原边绕组NP、副边绕组NS、辅助绕组NA这三个绕组组成，其中原边绕组NP包含第一端口102和第二端口103，副边绕组NS包含第一端口104和第二端口105，辅助绕组NA包含第一端口106和第二端口107。副边调制器由加压模块和输出电压编码控制模块构成，其中，加压模块，包括副边消磁电路和反馈开关，反馈开关即是加压器，副边消磁电路，它包含第一端口110和第二端口111两个端口；输出电容C OUT，它包含第一端口131和第二端口132两个端口；反馈开关，它包含漏极端口133、源极端口135和栅极端口134三个端口。输出电压编码控制模块，它包含第一端口112、第二端口113、第三端口114三个端口；副边采样器，采用检测判断模块，它包含第一端口115、第二端口116、第三端口117、第四端口118、第五端口119五个端口；辅助绕组电压检测上电阻R FA1，它包含第一端口120和第二端口121；辅助绕组电压检测下电阻R FA2，它包含第一端口122和第二端口123；电流源模块，它包含第一端口，该第一端口连接端口133；反馈开关状态检测模块，它包含第一端口124和第二端口125两个端口；输出电压解码反馈模块，它包含第一端口126和第二端口127两个端口；占空比调制电路，它包含第一端口128、第二端口129、第三端口130三个端口。
它们的连接关系为：端口102与输入电源的正极端101相连，端口103与端口130相连；端口104、端口131、端口119一起相连，连接点形成开关电源输出电压的正极端口108；端口105、端口110、反馈开关的漏极端口133、端口115一起相连；端口111、端口118、反馈开关的源极端口135、端口132一起相连，连接点形成开关电源输出电压的负极端口109；端口113与端口116相连；端口114与端口117相连；端口120与端口106相连；端口121、端口122、端口124、端口133一起相连；端口125与端口126一起相连；端口127与端口128一起相连；端口129、端口123、端口107一起相连，连接点形成输入电源的负极端。
需要说明的是，图4所示为原理框图，在实际的电路设计过程中，端口103和端口130之间连接有开关电源的主功率开关管，端口130连接的为开关电源主功率开关管的控制端，图3也是如此。
图4中反馈开关选用的是MOS管，可利用MOS管开通时的低阻态特性，降低副边消磁电路两端压降；利用MOS管不开通时的高阻态特性，增大副边消磁电路两端压降。
该反激电源变换器的励磁过程与传统反激变换器是一样的，它的不同之处在于如何在消磁阶段从副边把输出电压的变化信息反馈到原边。具体的工作原理是：
副边消磁电路的作用：在变压器消磁阶段处于导通状态，为变压器的储能给输出电容C OUT充电提供路径；在变压器非消磁阶段处于高阻状态，防止输出电容C OUT的电荷倒灌。
检测判断模块的两个检测作用：第一，通过端口119检测开关电源的输出电压，并把该电压与内部的基准电压进行比较，比较的结果可决定反馈开关MOS管在变压器消磁阶段是否开通。若通过端口119检测到开关电源的输出电压低于内部的基准电压，则反馈开关MOS管在变压器消磁阶段开通；若通过端口119检测开关电源的输出电压高于内部的基准电压，则反馈开关MOS管在变压器消磁阶段不开通；第二，通过110端口和111端口来检测消磁通路的导通压降，在消磁阶段端口110的压降比端口111的更小，以此判定电源系统处于消磁阶段。
输出电压编码控制模块的两个作用：第一，编码作用，约定编码规则——输出电压从偏高状态变化到偏低状态时反馈开关需从高阻态变化到低阻态，反之， 输出电压从偏低状态变化到偏高状态时反馈开关需从低阻态变化到高阻态。那么，输出电压偏高时反馈开关应处于高阻态，反馈开关驱动电平被编码为低电平；输出电压偏低时反馈开关应处于低阻态，反馈开关驱动电平被编码为高电平。第二，控制作用，在消磁阶段控制反馈开关栅极处于相应的编码电平，即输出电压偏高时端口112输出低电平，输出电压偏低时端口112输出高电平。
较优的编码规则为：反馈开关工作状态变化信息为增加的幅度超过设定值，则认为反馈开关由低阻态跳变到了高阻态；反之，反馈开关工作状态变化信息为减小的幅度超过设定值，则认为反馈开关的工作状态由高阻态跳变到了低阻态。
选择上述编码规则的原因在于：一般反激电路中，输出电压偏高，则逐渐减小调制电压，输出电压开始下降至设定值；输出电压偏低，则逐渐增加调制电压，输出电压开始上升至设定值。通过调节调制电压，可维持电源系统输出电压稳定。
变压器的传输过程：因为有输出电容C OUT储能作用的存在，变换器在一个甚至几个周期内输出电压不会发生较大的突变，所以在短时间内可以忽略电容C OUT电压V OUT的变化。根据本发明内容可知，现在需要在V OUT上叠加一个控制电压，为此我们采用整流二级管作为副边消磁通路，如图4所示，这是最简单也是最常用的方式。因为二级管的结压降V BE的存在，反馈开关MOS管在消磁阶段未开通时，副边绕组N S端口104与端口105的压差最小值为(V OUT+V BE)；反馈开关MOS管在消磁阶段开通时，副边绕组N S端口104与端口105的压差值为(V OUT+V sdon)，其中V sdon是反馈开关MOS管导通时源极与漏极之间的压差，因为反馈开关MOS管的内阻小，V sdon小于V BE。可见，消磁阶段反馈开关MOS管的导通与不导通使得绕组两端的压差发生了较大的突变，通过折算，在反馈开关状态检测模块的端口124处电压变化大小为：
Figure PCTCN2019084987-appb-000006
其中
Figure PCTCN2019084987-appb-000007
是绕组NA与绕组NS匝数之比。
反馈开关状态检测模块的检测判断过程：为了让人更加直观地理解此传输过程，下面具体地设计一个电源变换器来阐述。选择V BE＝0.4V，反馈开关MOS管导通压降V sdon＝0.06V，
Figure PCTCN2019084987-appb-000008
那么反馈MOS开关管导通与不导通，在端口124处检测到的电压变化值是ΔV 124＝(0.4V-0.06V)×3×0.2＝0.2V。每 个周期检测端口124的电压，若本周期得到的电压比前一个周期的电压高出输出电压变化设定值ΔVref＝0.1V，则可以判断出反馈开关从低阻区变化到了高阻区；反之，则可以判断出反馈开关从高阻区变化到了低阻区。为了使这种判断正确无误，是通过以下两个要求来保证的，第一就是ΔVref<ΔV 124，也就是检测模块能够判断出这种电压突变；第二是相比较的电压相隔周期数不能过大，因为只有时间短才能忽略V OUT电压的变化，避免因V OUT的较大变化而产生误判。
若V OUT＝12V，
Figure PCTCN2019084987-appb-000009
V124电压达到7.2V，反馈开关状态检测模块能处理的最高电压为4V。为提高反馈开关状态检测模块能处理的最高电压，需要在反馈开关状态检测模块中加入耐高压的器件，高压器件会增加额外的成本，且高压器件也有一定的耐压限制。
V124随着V OUT的增加而增加，本领域的技术人员的惯用手段为在反馈开关状态检测模块中加入耐更高压的器件；本申请发明人摒弃惯用解决方案，寻求突破，在节点124处加入电流源模块，确保在输出电压V OUT＝12V或更高电压时V124＝3V，具体计算公式如下：
Figure PCTCN2019084987-appb-000010
可得
Figure PCTCN2019084987-appb-000011
取值RFA1＝40K，RFA2＝10K，V BE＝0.4V，
Figure PCTCN2019084987-appb-000012
V OUT＝12V，V124＝3V，计算可得I＝0.555mA。对于更高输出电压V OUT，设置
Figure PCTCN2019084987-appb-000013
Figure PCTCN2019084987-appb-000014
V124＝3V。通过上述计算公式，计算电流源模块抽取124处的电流I，可确保ΔVref<ΔV 124，实现适用于高输出电压的副边反馈控制电路即应用开电路的开关电源。
在高输出电压下，反馈开关状态检测模块可以检测到反馈开关的导通状态是 否发生改变，解码与占空比调制模块完成反馈开关导通状态的解码及占空比的调整，实现电源系统正常工作。
解码与占空比调制过程：按照编码过程中约定的编码规则，应该约定解码规则为，当接收到“反馈开关从高阻状态变化到低阻状态”的判断结果时相应地解码出“输出电压从偏高状态变化到偏低状态”，反之，当接收到“反馈开关从低阻状态变化到高阻状态”的判断结果时相应地解码出“输出电压从偏低状态变化到偏高状态”。若解码结果是“输出电压从偏高状态变化到偏低状态”，表明变化之前输出电压是偏高的，当前输出电压是偏低的，直到再次接收到相反的状态变化；反之，可以得知当前输出电压是偏高的。可见，只要按照这两个约定而构成的通信协议进行控制和传输，便可把隔离变压器副边输出电压的大小反馈到它的原边。当输出电压偏高时逐渐减小调制电压，该调制电压控制占空比逐渐减小，从而致使输出电压降低；反之，输出电压偏低时逐渐增加占空比使其再次升高。如此反复，把输出电压稳定在设定值。
较优的解码与占空比调制方案是：输出电压解码反馈模块本周期解码的结果是“输出电压偏高”，则逐渐减小调制电压，直到出现“输出电压偏低”为止；反之，若本周期解码的结果是“输出电压偏低”，则逐渐增加调制电压，直到出现“开关电源输出电压偏高”为止。
选择上述解码与占空比调制方案的原因同样在于：一般反激电路中，输出电压偏高，则逐渐减小调制电压，输出电压开始下降至设定值；输出电压偏低，则逐渐增加调制电压，输出电压开始上升至设定值。通过调节调制电压，可维持电源系统输出电压稳定。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

  1. 一种控制电路，适用于具有由变压器的原边绕组形成的原边电路和变压器的副边绕组形成的副边电路的隔离开关电源，包括：反馈开关、辅助绕组电压检测上电阻、辅助绕组电压检测下电阻和输出电压解码反馈模块；
    其特征在于：还包括连接于辅助绕组电压检测上电阻和辅助绕组电压检测下电阻分压采样点的电流源模块，通过调整电流源模块抽取分压采样点的电流，将分压采样点的电压稳定在一个设定值，使得分压采样点的电压不随着隔离开关电源输出电压的增加而增加。
  2. 根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：反馈开关工作状态变化信息为增加的幅度超过设定值，则认为反馈开关由低阻态跳变到了高阻态；反之，反馈开关工作状态变化信息为减小的幅度超过设定值，则认为反馈开关的工作状态由高阻态跳变到了低阻态。
  3. 根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：输出电压解码反馈模块本周期解码的结果是“输出电压偏高”，则逐渐减小调制电压，直到出现“输出电压偏低”为止；反之，若本周期解码的结果是“输出电压偏低”，则逐渐增加调制电压，直到出现“开关电源输出电压偏高”为止。
  4. 根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于：反馈开关为MOS管。
  5. 一种应用权利要求1至4任一项控制电路的开关电源，其特征在于：开关电源主功率开关管的占空比由占空比调制电路提供。
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