WO2018097645A1 - 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치 및 방법 - Google Patents

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심병효
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Definitions

  • the present invention relates to a channel estimation technique, and more particularly, to reduce overhead and channel estimation complexity due to pilot transmission and reception for channel state information (CSI) acquisition in the Internet of Things (IoT); It is about a method.
  • CSI channel state information
  • IoT Internet-based on-demand data.
  • IoT technologies can enable new services and applications to provide environmental monitoring, automatic instrumentation, and smart sensing capabilities through connected devices, helping to improve human life.
  • a wireless system must be able to support various requirements such as high data rate, low delay, improved reliability and energy efficiency.
  • IoT devices must be designed with severe hardware limitations and power budgets.
  • IoT devices need to use narrowband RF chains, a small number of antennas, low size memory and low power signal processing units.
  • the system often needs to go to sleep mode to save energy, it is not possible to continuously measure time and frequency channels.
  • pilot signals are uniformly allocated in the frequency-domain in the current wireless system, it is not possible to feed back the CSI of the entire system band using samples obtained from narrowband measurements. In such a situation, it is impossible for the system to gain the benefit of frequency selective scheduling for the entire band using partial CSI, so it is impossible to support various kinds of devices.
  • CS compressed sensing
  • the present invention provides a channel blurring apparatus and method using beamforming that can improve the channel estimation performance by reducing the pilot overhead and the computational complexity to be applicable to a low-cost IoT system.
  • the present invention provides a method for channel minimization using beamforming at a transmitting end in a wireless communication system, the method comprising: inserting a pilot symbol into an allocated resource among resource elements constituting a time-frequency grid, and inserting a beamformed time-domain channel Calculating a beamforming weight to be reduced, and beamforming the frequency domain channels of the plurality of antennas to which the pilot symbol is mapped using the beamforming weights.
  • the calculating of the beamforming weight may include removing all unwanted non-zero taps from the beamformed time domain channel obtained by inverse discrete Fourier transforming the beamformed frequency domain channel. Design the weights.
  • the calculating of the beamforming weight may include applying a relationship between a channel gain and an antenna index after discrete Fourier transforming the time domain channel vector, and applying the resultant value to the time domain channel vector.
  • value( Deriving the operation value of When the beamforming weight is applied to an operation value of) the beamforming weight becomes the value ( Deriving a matrix having a value of '0' from both the pseudo inverse matrix and the non-zero taps in the time domain channel vector.
  • the beamforming step multi-beamforms frequency-domain channels of a plurality of antennas mapped for each of the plurality of pilot symbols using the beamforming weights.
  • the beamforming may include multi-beamforming frequency domain channels of a plurality of antennas mapped to each of the plurality of pilot symbols using the beamforming weights, wherein the beamforming weights are determined by the beamforming weights.
  • value( ) Is the pseudo inverse of.
  • the present invention provides a method of estimating a time domain pilot channel at a receiving end in a wireless communication system, the method comprising measuring a received beamformed pilot channel and estimating a time domain channel from the measured value of the beamformed pilot do.
  • estimating the time-domain channel comprises obtaining multiple measurement vectors (MMVs) from the beamformed pilot measurements and obtaining the largest energy from the obtained multiple measurement vectors. Estimating the beamformed time domain channel vector by detecting a tap having a value.
  • estimating the time-domain channel may include multi-measurement vectors (stacked values) obtained by stacking measured values of a plurality of beamforming pilots. acquiring multiple measurement vectors (MMVs), and repeating the beamformed time domain channel vector estimate for detecting the tap with the highest energy value from the obtained multiple measurement vectors by the number of beamformed pilot channels. Steps.
  • the present invention provides a channel virtualization apparatus using beamforming, comprising: a plurality of antennas, a pilot mapping unit for inserting a pilot symbol into an allocated resource among resource elements constituting a time-frequency grid, and beamforming After multiplying the weight calculation unit for calculating a beamforming weight to reduce the time domain channel, the beamforming weights inputted from the weight calculator to each of the frequency domain channels to which the pilot symbol is mapped, and then through the plurality of antennas It includes a beam generator for transmitting.
  • the pilot overhead is equal to the number of beams, i.e. the number of nonzero elements in the time domain channel vector, whereas the pilot overhead is proportional to the number of antennas. Since it is proportional to, there is an advantage that the pilot overhead is significantly reduced compared to the conventional.
  • the present invention estimates only the time-domain channel vectors of the beams such as the number of non-zero elements, rather than estimating the frequency channels for each antenna, so that the computational complexity of channel estimation at the receiving side can be alleviated.
  • FIG. 1 is an example of configuration diagram of a downlink IoT system to which the present invention is applied.
  • 2A is a diagram illustrating a relationship between a frequency response and a time-domain channel vector.
  • 2B is a diagram for explaining pilot transmission using multiple antennas.
  • FIG. 3 is a conceptual diagram illustrating channel sparing using beamforming according to the present invention.
  • 4A and 4B are block diagrams of a channel virtualization apparatus using beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating a channel sparing method using beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a method of estimating a time domain pilot channel at a receiving end in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a graph for comparing MSE performance according to channel vector estimation and general channel estimation according to the present invention.
  • TDSB time-domain sparcification beamforming
  • FIG 9 is a graph illustrating spectral efficiency considering pilot overhead according to the present invention.
  • Combinations of each block of the block diagrams and respective steps of the flowcharts may be performed by computer program instructions (executable engines), which may be executed on a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment.
  • instructions executed through a processor of a computer or other programmable data processing equipment create means for performing the functions described in each block of the block diagram or in each step of the flowchart.
  • These computer program instructions may also be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer usable or computer readable memory.
  • the instructions stored therein may also produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in each block of the block diagram or in each step of the flowchart.
  • Computer program instructions can also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operating steps can be performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-implemented process that can be executed by the computer or other programmable data. Instructions for performing data processing equipment may also provide steps for performing the functions described in each block of the block diagram and in each step of the flowchart.
  • each block or step may represent a portion of a module, segment or code that includes one or more executable instructions for executing specific logical functions, and in some alternative embodiments referred to in blocks or steps It should be noted that the functions may occur out of order. For example, the two blocks or steps shown in succession may, in fact, be performed substantially concurrently, or the blocks or steps may be performed in the reverse order of the corresponding function, as required.
  • FIG. 1 is an example of configuration diagram of a downlink IoT system to which the present invention is applied.
  • the downlink IoT system includes a transmitter 100 such as a base station and a plurality of receivers 200-1, 200-2,..., 200-n that are mobile stations such as IoT devices. .
  • the transmitter 100 includes a plurality of antennas N T , and the receivers 200-1, 200-2,..., 200-n each have one antenna.
  • the total system bandwidth B S Some bands in [Hz] (B u) [Hz]) is assigned to each of the receivers 200-1, 200-2, ..., 200-n.
  • B S Some bands in [Hz] (B u) [Hz]
  • 1.4 MHz of the 20 MHz bandwidth may be allocated to the eMTC device, and 180 kHz bandwidth may be allocated to the NB-IoT.
  • the transmitter 100 transmits pilot symbols to a time-frequency grid as shown in FIG. 2A. ), And is transmitted through a plurality of antennas as shown in FIG. 2B.
  • each block 10 represents a resource element (RE), and a shaded block 11 represents REs for a pilot symbol.
  • RE resource element
  • 2B is a diagram for explaining pilot transmission using multiple antennas.
  • Equation 1 Let be a received pilot vector in the frequency domain extracted from the n-th time-symbol and the i-th antenna shown in Figure 2b, May be expressed as Equation 1 below.
  • a selection matrix with one element being 1 and the other being 0 Gaussian Noise (AWGN) Is the frequency domain channel vector.
  • Equation 2 the relationship between the equations may be expressed as Equation 2 below.
  • the base station antennas are a linear array structure (one-dimensional linear array or two-dimensional uniform planner array), and the receiving antenna is a single antenna, the channel for each of the antennas is called the Angle of Departure. : AoD)
  • Equation 3 a delay bin m
  • orthogonal pilot transmission may not be a desirable solution due to the computational complexity of pilot overhead and signal processing operations.
  • the transmitter 100 shown in FIG. 1 transmits multiple beamformed pilots (hereinafter referred to as 'beams') to reduce pilot overhead. It characterized in that for transmitting. That is, the present invention transmits a pilot signal after applying a predetermined beam pattern. By doing so, multiple beams can be transmitted simultaneously with different beam directions. Since the dimension of the channel vector can be effectively reduced, the pilot overhead and arithmetic complexity associated with channel estimation can be significantly reduced.
  • 'beams' multiple beamformed pilots
  • e r 1
  • Its feature is to design beamforming weights to sparify. That is, when the number of taps of h and the number of taps other than '0' are N cir and K, respectively, by stacking channel vectors for each antenna, Equation 4 below may be obtained.
  • TDSB time domain sparse beamforming
  • the channel estimation problem is converted from the problem of finding the N T K sparse vector from N T N cir to the problem of finding the K rare vector from KN cir .
  • the pilot signal is beam-formed and transmitted as shown in FIG. 3.
  • pilot transmission can be controlled in a beam-domain, so that even if signals are transmitted through a plurality of antennas, the signals are transmitted in one beam and thus the channel. It can be seen that the dimension is reduced to '1'.
  • an object of the present invention is to minimize the non-zero entries of the time domain channel vector, so that the pilot overhead is greatly reduced and the channel estimation performance is improved.
  • the time-domain CIR vector of the ith antenna is a pilot observation for a typical wireless system. May be expressed as Equation 6 below.
  • Equation 6 The matrix configuration of the selection matrix, where only one is 1 and the rest is O. Equation 6 may be expressed by Equation 7 below.
  • a channel can be represented using a small number of taps (K). That is, K is much smaller than the length of the CIR vector N cir . Can be found efficiently.
  • channel estimation in a time domain system model that does not perform such pilot beamforming is performed for each antenna, and pilot overhead and computational complexity increase in proportion to the number of transmit antennas.
  • 4A and 4B are block diagrams of a channel virtualization apparatus using beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • a channel sparsing apparatus using beamforming (same as the transmitter 100 of FIG. 1) includes a pilot mapping unit 110, a beam generator 120, a weight calculator 130, and a plurality of channels. Antennas 140.
  • the pilot mapping unit 110 inserts a pilot symbol of FIG. 2 into an allocated resource among resource elements constituting the time-frequency grid.
  • the beam generator 120 multiplies the beamforming weights input from the weight calculator 130 to each of the frequency domain channels to which the pilot symbols are mapped, and transmits them through the plurality of antennas. For example, referring to FIG. 4B, the frequency domain pilot symbol X1 is multiplied by a weight W1 and transmitted through Ant # 1, the frequency domain pilot symbol X1 is multiplied by a weight W2 and transmitted through Ant # 2, The frequency domain pilot symbol X1 is multiplied by the weight Wnt and transmitted through Ant #NT, which is formed into one beam and transmitted.
  • the beam generator 120 includes a plurality of beamforming modules 121, 122,... 12j that perform beamforming on each of the plurality of pilot symbols.
  • Each of the beamforming modules 121, 122, ... 12j has a structure as shown in FIG. 4B.
  • the weight calculator 130 designs the beamforming weights such that all non-zero taps are removed from the beamformed time domain channel obtained by inverse discrete Fourier transforming the beamformed frequency domain channel.
  • the weight calculator 130 may be configured to perform the beamforming module. The beamforming weights to be input to each of the fields 121, 122, ... 12j are calculated and output.
  • the beam generator 120 beamforming weights After applying, the beamformed (scalar) channel may be as shown in Equation 8 below.
  • Matrix configuration of frequency domain channel vectors of N T antennas A matrix constructed by stacking beamforming vectors of all subcarriers.
  • the weight calculator 130 calculates the beamforming weight matrix W n by Equation 10 below.
  • a finely designed beamforming can be used to remove all unwanted non-zero taps, thereby minimizing precoded time domain channel vectors.
  • Equation 11 The frequency domain channel for the i th antenna and the k th subcarrier is represented by Equation 11 below.
  • the beamformed channel may be as shown in Equation 14 below.
  • Equation 16 Is the pseudo inverse.
  • the beam generator 120 includes a plurality of beam forming modules 121, 122,... 12j to simultaneously support multiple beams. Can be extended.
  • the weight calculator 130 In order to minimize, it is designed as shown in Equation 17 below.
  • the weight calculation unit 130 at the k th subcarrier index Combine the forming weights.
  • the time domain channel vectors of the collected beams may be expressed as in Equation 18 below.
  • the weight calculator 130 may use a precoding weight at each subcarrier k. Equation 19, which is a product of the pseudo inverse of, may be obtained.
  • the pilot overhead is proportional to the number of beams, i.e. the number of non-zero elements in the time domain channel vector. That is, as the number of antennas increases, the head is remarkably reduced compared to the conventional art in which the pilot overhead is proportional to the number of antennas.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating a channel sparing method using beamforming according to an embodiment of the present invention.
  • a channel sparsing apparatus using beamforming (hereinafter referred to as a transmitter) 100 is assigned a pilot symbol among resource elements constituting a time-frequency grid as shown in FIG. 2A. It is inserted into the resource (S510).
  • the transmitter 100 calculates a beamforming weight for reducing the beamformed time-domain channel (S520). That is, referring to Equation 10, the beamforming weights are designed such that all non-zero taps are removed from the beamformed time-domain channel obtained by inverse discrete Fourier transforming the beamformed frequency-domain channel. .
  • the transmitter 100 performs discrete Fourier transform of the time-domain channel vector, and then applies the relationship between the channel gain and the antenna index as described in Equation 12. The resulting value in the time domain
  • Equation 13 and Equation 14 From the equation that becomes the beamformed frequency domain channel vector, as shown in Equation 15, We derive the result of computing a matrix whose values correspond to all non-zero taps that are not '0'.
  • the transmitter 100 beamforms the beamforming weights derived as described above by applying frequency domain channels of a plurality of antennas to which pilot symbols are mapped.
  • the transmitter 100 may multi-beamform frequency-domain channels of the plurality of antennas mapped to each of the plurality of pilot symbols using beamforming weights.
  • the frequency domain channels of the plurality of antennas mapped to each of the plurality of pilot symbols are multi-beamformed using the beamforming weights.
  • the beamfobbing weight is
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a method of estimating a time domain pilot channel at a receiving end in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.
  • the receiver 200 measures a received beamformed pilot channel (S610). Where the received beamformed pilot measurements
  • the receiver 200 estimates a time domain channel from the measured value of the beamformed pilot (S620).
  • the receiving end 200 sets L to the number of pilot symbols in the local block, Beamformed pilots Then, to find non-zero elements from the MMVs,
  • Equation 23 R n is a covariance matrix of channel taps.
  • Equation 24 the beamformed time domain channel vector is calculated as in Equation 24 below.
  • the time-domain pilot channel estimation method as described above may be extended to channel estimation of multiple beamformed pilots.
  • the stacked beamformed pilots In terms of the received beamforming pilot measurements, the stacked beamformed pilots
  • the MMV of the J beamforming pilot may be expressed as Equation 25 below.
  • Equation 25 K-th components of the CIR vector. Equation 25 may be described by Equation 27 below.
  • the indices of the component with the highest energy in the channel vector are selected in order of the highest energy index. Based on the index of the selected tap component and its beam index, the support vector s is updated as shown in Equation 28 below.
  • the selection beam and tap component are removed from the beam sets for the search and the tap sets for the next iteration.
  • Equation 29 a channel vector estimate of the l th beam-formed pilot is obtained, as shown in Equation 29 below.
  • the duration of the time symbol is 7.2 ⁇ s, and the time interval between adjacent pilot symbols is 5 ms.
  • the components whose K of the channel vector is 5 are assumed to be random dominants with constant energy.
  • subcarriers N T K are randomly located between B Ss for pilots without modification, Used between B u .
  • the location of the receiver band B u can be chosen randomly within B s .
  • FIG. 7 is a graph for comparing MSE performance according to channel vector estimation and general channel estimation according to the present invention.
  • channel estimation performance according to the present invention is better than channel estimation performance according to a general scheme. This means that after the time domain sparse beamforming according to the present invention is applied, the performance of the time domain carrier vector recovery is improved.
  • the general linear filter Since the receiving end has only a few samples in the frequency domain, the general linear filter does not work correctly, and since the symbol pilots are also located within the narrow bandwidth of B s , the general CS algorithm works inefficiently.
  • TDSB time-domain sparcification beamforming
  • the MSE is at most 20 dB when the SNR is high. That is, the MSE decreases as the number of taps decreases. This result means that the beam estimation using the TDSB of the present invention reduces the complexity instead of measuring the channel vector for each antenna.
  • FIG 9 is a graph illustrating spectral efficiency considering pilot overhead according to the present invention.
  • the pilot overhead of the general scheme increases in proportion to the number of transmit antennas, while proportional to the number of pilot symbols in accordance with the present invention. That is, considering pilot overhead, the spectral efficiency with TDSB according to the present invention is superior to the pilot transmission without TDSB.

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서의 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법으로, 파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입하는 단계와, 빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출하는 단계와, 상기 파일럿 심볼이 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 빔포밍하는 단계를 포함한다.

Description

빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치 및 방법
본 발명은 채널 추정 기술에 관한 것으로, 특히 사물 인터넷(Internet of Things : IoT)에서 채널 상태 정보(Channel State Information : CSI) 획득을 위한 파일럿 송수신에 따른 오버헤드와 채널 추정 복잡도를 감소시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 미래 기술로써 인터넷에 연결되어 디바이스들, 센서들 및 기계들 간의 정보 공유를 가능하게 하는 IoT 기술에 대한 관심이 증가되고 있다. 이러한 IoT 기술은 연결성이 부가된 디바이스들을 통해 새로운 서비스 및 어플리케이션들이 환경 모니터링, 자동 계측, 스마트 센싱 기능을 제공하도록 할 수 있어 인류의 삶의 향상되도록 이바지할 수 있다.
그런데, 이를 위해 무선 시스템은 고 전송률, 저 지연, 향상된 신뢰도 및 에너지 효율과 같은 다양한 요구들을 지원할 수 있어야 한다. 즉, IoT 시스템 설계시 고려해야 할 문제점 중 하나는 IoT 디바이스들이 심각한 하드웨어 제한 및 전력 예산을 가지고 설계되어야 한다는 것이다. 예컨대, IoT 디바이스들은 협대역 RF 체인, 작은 수의 안테나, 저 사이즈의 메모리 및 저전력 신호 프로세싱 유닛을 사용할 필요가 있다. 또한, 시스템은 에너지 절감을 위해 종종 슬립 모드 (sleep mode)로 전환되어야 하므로, 지속적으로 시간과 주파수 채널을 측정하는 것은 불가능하다. 게다가, 현재 무선 시스템 상에서 파일럿 신호들이 주파수 영역(Frequency-domain)에 균일하게 할당되기 때문에, 협대역 측정으로부터 획득된 샘플들을 이용하여 전체 시스템 대역의 CSI를 피드백하는 것은 불가능하다. 이러한 상황에서, 시스템은 부분적인 CSI를 사용하여 전체 대역에 대한 주파수 선택 스케줄링의 이득을 얻는 것은 불가능하므로, 다양한 종류의 디바이스들을 지원하는 것은 불가능하다.
이를 해결 하기 위해, 즉, 파일럿 오버헤드를 감소시키고, 채널 추정 성능을 향상시키기 위해, 파일럿 전송 및 채널 추정 기술 기반 압축된 센싱(compressed sensing : CS)이 최근 몇 년간 연구되어 왔다. 이 기술을 통한 리커버리 성능(Recovery performance)은 시간 영역(Time-domain) 채널 벡터들의 공통된 희소 신호(Sparse signal) 구조를 이용함으로써 향상될 수 있다. 비록 CS 기반 시간 영역 채널 추정 알고리즘이 파일럿 오버헤드를 줄이는데 효과적이더라도, 파일럿 오버헤드는 안테나의 갯수에 따라 선형적으로 증가한다. 사실상, CS 알고리즘의 성능은 오로지 안테나 각각에서 채널 벡터의 희소성(Sparsity)에만 의존하므로, 파일럿 오버헤드 및 계산적 복잡도는 안테나들의 갯수에 비례하여 증가하는 문제가 있어 IoT 환경에 적합하지 않다.
본 발명은 저가의 IoT 시스템에 적용 가능하도록 파일럿 오버헤드 및 계산적 복잡도를 감소시켜 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서의 송신단에서 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법으로, 파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입하는 단계와, 빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출하는 단계와, 상기 파일럿 심볼이 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 빔포밍하는 단계를 포함한다.
다른 실시 예에 따라, 상기 빔포밍 가중치를 산출하는 단계는 상기 빔포밍된 주파수 영역 채널을 역 이산 푸리에 변환한 빔포밍된 시간 영역 채널에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들이 모두 제거되도록 상기 빔포밍 가중치를 설계한다.
또 다른 실시 예에 따라, 상기 빔포밍 가중치를 산출하는 단계는 시간 영역 채널 벡터를 이산 푸리에 변환한 후, 채널 이득과 안테나 인덱스간의 관계를 적용하는 단계와, 상기 적용된 결과값을 시간 영역 채널 벡터와 값(
Figure PCTKR2017013521-appb-I000001
)의 연산값으로 도출하는 단계와, 상기 시간 영역 채널 벡터와 값(
Figure PCTKR2017013521-appb-I000002
)의 연산값에 상기 빔포밍 가중치를 적용하면 빔포밍된 주파수 영역 채널 벡터가 되는 연산식으로부터, 상기 빔포밍 가중치는 상기 값(
Figure PCTKR2017013521-appb-I000003
)의 의사 역행렬과 상기 시간 영역 채널 벡터에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들에 해당하는 값을 모두 '0'으로 하는 행렬을 연산한 값으로 도출하는 단계를 포함한다.
또 다른 실시 예에 따라, 상기 빔포밍하는 단계는 상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍한다.
또 다른 실시 예에 따라, 상기 빔포밍하는 단계는 상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍하되, 상기 빔포빙 가중치는 상기 값(
Figure PCTKR2017013521-appb-I000004
)의 의사 역행렬이다.
본 발명은 무선 통신 시스템에서 수신단에서의 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법으로, 수신되는 빔포밍된 파일럿 채널을 측정하는 단계와, 상기 빔포밍된 파일럿을 측정한 값으로부터 시간 영역 채널을 추정하는 단계를 포함한다.
다른 실시 예에 따라, 상기 시간 영역 채널을 추정하는 단계는 상기 빔포밍된 파일럿 측정값에서 다중 측정 벡터(multiple measurement vector; MMV)들을 획득하는 단계와, 상기 획득된 다중 측정 벡터들로부터 가장 큰 에너지값을 가지는 탭을 검출하여 빔포밍된 시간 영역 채널 벡터를 추정하는 단계를 포함한다.
또 다른 실시 예에 따라, 상기 측정하는 단계에서 측정된 빔포밍된 파일럿 채널이 복수개일 경우, 상기 시간 영역 채널을 추정하는 단계는 복수의 빔포밍 파일럿들의 측정값들을 스택한 값에서 다중 측정 벡터(multiple measurement vector; MMV)들을 획득하는 단계와, 상기 획득된 다중 측정 벡터들로부터 가장 큰 에너지값을 가지는 탭을 검출하는 빔포밍된 시간 영역 채널 벡터 추정을 상기 빔포밍된 파일럿 채널의 갯수만큼 반복하는 단계를 포함한다.
본 발명은 본 발명은 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치로, 복수의 안테나들과, 파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입하는 파일럿 매핑부와, 빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출하는 가중치 계산부와, 상기 파일럿 심볼이 매핑된 주파수 영역 채널들 각각에 상기 가중치 계산부로부터 입력되는 빔포밍 가중치들을 곱한 후, 상기 복수의 안테나들을 통해 전송하는 빔 생성부를 포함한다.
종래의 기술에서 안테나의 갯수가 증가함에 따라, 파일럿 오버헤드가 안테나들의 수에 비례하는 것과 달리, 본 발명에서는 파일럿 오버헤드가 빔들의 수, 즉 시간 영역 채널 벡터에서 영이 아닌 엘리먼트들의 수와 같은 수에 비례하므로, 파일럿 오버헤드가 종래에 비해 현격히 감소한다는 이점이 있다.
그리고, 본 발명에서는 안테나별로 주파수 채널을 추정하는 것이 아니라, 영이 아닌 엘리먼트들의 수와 같은 빔들의 시간 영역 채널 벡터만을 추정하므로, 수신측에서의 채널 추정의 계산적 복잡도가 완화될 수 있다.
도 1은 본 발명이 적용되는 하향 링크 IoT 시스템의 구성도의 일 예이다.
도 2a는 주파수 응답(frequency response) 및 시간 영역 채널 벡터(time-domain channel vector)간의 관계를 도시한 도면이다.
도 2b는 다중 안테나들을 이용한 파일럿 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화를 설명하기 위한 개념도이다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치의 블록 구성도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단에서의 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 7은 본 발명에 따른 채널 벡터 추정과 일반적인 채널 추정에 따른 MSE 성능을 비교하기 위한 그래프이다.
도 8은 본 발명에 따른 시간 영역 희소 빔포밍(Time-Domain Sparcification Beamforming : TDSB)의 수행 여부에 따른 MSE 성능을 비교하기 위한 그래프이다.
도 9는 본 발명에 따라 파일럿 오버헤드를 고려한 스펙트럴 효율(spectral efficiency)을 도시한 그래프이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이며, 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
첨부된 블록도의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램인스트럭션들(실행 엔진)에 의해 수행될 수도 있으며, 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다.
이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다.
그리고 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명되는 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능들을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있으며, 몇 가지 대체 실시 예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하며, 또한 그 블록들 또는 단계들이 필요에 따라 해당하는 기능의 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 상세하게 설명한다. 그러나 다음에 예시하는 본 발명의 실시 예는 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 실시 예는 당업계에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위하여 제공된다.
도 1은 본 발명이 적용되는 하향 링크 IoT 시스템의 구성도의 일 예이다.
도 1을 참조하면, 하향 링크 IoT 시스템은 기지국과 같은 송신단(100)과, IoT 디바이스와 같은 이동국인 다수의 수신단들(200-1, 200-2, ..., 200-n)을 포함한다. 송신단(100)는 복수 개(NT)의 안테나들을 구비하고, 수신단(200-1, 200-2, ....,200-n)이 각각 하나의 안테나를 구비한다. 여기서, 전형적으로 전체 시스템 대역폭(BS [Hz]) 중 일부 대역(Bu [Hz])이 수신단들(200-1, 200-2, ..., 200-n) 각각에 할당된다. 예컨대, 시스템이 싱글 주파수 대역(Single Freqeuncy Bandwidth)을 사용할 때, 20MHz 대역폭 중의 1.4MHz는 eMTC 디바이스에 할당되고, 180kHz 대역폭은 NB-IoT에 할당될 수 있다.
한편, OFDM 기반 시스템에서 채널 추정, 데이터 복조 및 채널 상태 정보(Channel State Information: CSI) 피드백을 수행하기 위해 송신단(100)은 파일럿 심볼들을 도 2a 도시된 바와 같이 시간-주파수 격자(time-frequency grid)에 삽입한 후, 도 2b에 도시된 바와 같이 복수개의 안테나들을 통해 전송된다.
도 2a는 주파수 응답(frequency response) 및 시간 영역 채널 벡터(time-domain channel vector)간의 관계를 도시한 도면이다. 도 2a를 참조하면, 각각의 블록(10)은 자원 요소(Resourse Element: RE)를 표현하고, 음영 블록(11)은 파일럿 심볼에 대한 RE들을 표현한다.
도 2b는 다중 안테나들을 이용한 파일럿 전송을 설명하기 위한 도면이다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000005
를 도 2b에 도시된 n번째 시간 심볼(time-symbol) 및 i번째 안테나로부터 추출된 주파수 영역(frequency domain)에서의 수신 파일럿 벡터라고 하면,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000006
는 다음의 <수학식 1>과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000001
Figure PCTKR2017013521-appb-I000007
Figure PCTKR2017013521-appb-I000008
하나의 엘리먼트(element)가 1이 되고, 나머지는 0이 되는 선택 행렬
Figure PCTKR2017013521-appb-I000009
가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN)
Figure PCTKR2017013521-appb-I000010
는 주파수 영역 채널 벡터이다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000011
Figure PCTKR2017013521-appb-I000012
간의 관계는 도 2a에 도시된 바와 같이 하기의 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000002
Figure PCTKR2017013521-appb-I000013
(Discrete Fourier Transform : DFT) 행렬이다.
상기 채널 벡터 h를 특징을 표현하기 위해, K 클러스터(cluster) 및 각각의 클러스터에 대한 Nsp 부경로(sub-paths)가 있다고 가정한다. 기지국 안테나들이 선형 어레이 구조(1차원 선형 어레이(linear array) 또는 2차원 유니폼 플래너 어레이(uniform planner array))이고, 수신단 안테나는 싱글 안테나라고 하면, 안테나들 각각에 대한 채널은 출발각(Angle of Departure : AoD)으로 표현될
Figure PCTKR2017013521-appb-I000014
및 지연 빈(delay bin) m은 하기의 <수학식 3>과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000003
<수학식 3>에서
Figure PCTKR2017013521-appb-I000015
는 m번째 엘리먼트의 랜덤 위상(random phase)이고,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000016
에서의 m번째 클러스터에서 부경로들의 AoD이고, θm는 m=1,...,K에 대한 확산 각도(angular spread)의 표준 편차이다.
본 발명에서 채널 벡터 hi의 서포트(support)는 모든 안테나들에 대해 동일하다고 일반적으로 가정한다. 즉,i and j=1,...,NT에 대해, supp(hi)=supp(hj)이 성립한다. 전형적인 멀티 안테나 기하 구조(geometry)에서 기지국에서 신호 전송 거리(signal transmission distance)와 비교하면, 안테나들의 규모(scale)는 상대적으로 작으므로, 상이한 송수신 안테나 쌍들과 연관된 채널들은 공통적인 서포트를 공유한다.
그런데, 전술한 시스템 상에서 안테나의 갯수가 많으면 파일럿 오버헤드 및 신호 처리 동작의 계산적 복잡성으로 인해 직교 파일럿 전송(orthogonal pilot transmission)은 바람직한 방안이 될 수 없다.
따라서, 본 발명의 일 실시 예에 따라, 도 1에 도시된 송신단(100)에서는 파일럿 오버헤드를 감소시키기 위해 다중 빔포밍된 파일럿들(beamformed pilots)(이하 '빔(beam)'으로 기재함)을 전송하는 것을 특징으로 한다. 즉, 본 발명은 소정 빔 패턴을 적용한 후에 파일럿 신호를 전송하는 것이다. 이렇게 함으로써, 다중 빔들은 상이한 빔 방향을 가지고 동시에 전송될 수 있다. 채널 벡터의 차원(dimension)이 효과적으로 감소될 수 있으므로, 채널 추정에 연관된 파일럿 오버헤드 및 산술적 복잡성은 상당히 감소될 수 있다.
파일럿 신호가 어떤 변조(modification)도 없이 전송되는 경우, 각 영역(angular domain)에서의 채널 벡터는
Figure PCTKR2017013521-appb-I000017
로 표현되고, er=1 및
Figure PCTKR2017013521-appb-I000018
Figure PCTKR2017013521-appb-I000019
i번째 경로의 방향이고, 모든 경로의 동일한 딜레이를 가진다고 가정한다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000020
Figure PCTKR2017013521-appb-I000021
하나 또는 많아야 수개의 도미넌트 탭(dominant taps)
Figure PCTKR2017013521-appb-I000022
Figure PCTKR2017013521-appb-I000023
를 희소화(sparsify)하기 위해 빔포밍 가중치(beamforming weight)를 설계하는 데 그 특징이 있다. 즉, h의 탭들의 수 및 '0'이 아닌 탭들의 수가 각각 Ncir및 K일 때, 안테나 각각에 대한 채널 벡터들을 스택(stacking)함으로써, 하기의 <수학식 4>를 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000004
Figure PCTKR2017013521-appb-I000024
본 발명에 따른 시간 영역 희소 빔포밍(TDSB)를 적용한 후, 빔 포밍 채널 벡터
Figure PCTKR2017013521-appb-I000025
Figure PCTKR2017013521-appb-M000005
따라서, 채널 추정 문제는 NTNcir 로부터 NTK 희소 벡터를 발견하는 문제에서 KNcir로부터 K 희소 벡터를 발견하는 문제로 변환된다.
그런데, 파일럿 신호가 변조(modification)없이 전송되는 일반적인 방법과 달리, 본 발명의 일 실시 예에 따라, 파일럿 신호는 도 3에 도시된 바와 같이 빔 포밍되어 전송된다.
도 3은 본 발명에 따른 파일럿 송신 희소화를 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 빔포밍 가중치를 복수개의 안테나들에 적용함으로써, 파일럿 전송이 빔 영역(beam-domain)에서 제어될 수 있어, 복수개의 안테나를 통해 신호가 전송되더라도 하나의 빔으로 전송되어 채널 차원(dimension)이 '1'로 감소됨을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 목적은 시간 영역 채널 벡터의 '0'이 아닌 엔트리들를 최소화하여, 파일럿 오버헤드가 대폭 감소함과 아울러 채널 추정 성능이 향상되도록 할 수 있다.
그러면, 본 발명의 이해를 돕기 위해, 우선 송신단에서 우선 파일럿 빔 포밍을 수행하지 않는 시간 영역 시스템 모델에 대해 살펴본 후, 다음으로 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치 및 방법에 대해 상세히 살펴보기로 한다.
i번째 안테나의 시간 영역(time-domain) CIR 벡터라 하면, 일반적인 무선 시스템에 대한 파일럿 측정값(observation)
Figure PCTKR2017013521-appb-I000026
은 하기의 <수학식 6>과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000006
Figure PCTKR2017013521-appb-I000027
하나만이 1이고, 나머지는 O인 선택 행렬(selection matrix)의 행렬 구성이다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000028
<수학식 6>은 하기의 <수학식 7>로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000007
다수의 무선 환경들에서, 채널은 작은 수의 탭들(K)을 사용하여 표현될 수 있다. 즉, K는 CIR 벡터 Ncir의 길이보다 훨씬 작다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000029
효율적으로 발견될 수 있다. 그런데, 이러한 파일럿 빔 포밍을 수행하지 않는 시간 영역 시스템 모델에서의 채널 추정은 안테나별로 수행되고, 파일럿 오버헤드 및 계산적 복잡성은 전송 안테나의 수에 비례하여 증가한다.
그러면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치 및 방법에 대해 도 4a 내지 도 5를 참조하여 상세히 살펴보기로 한다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치의 블록 구성도이다.
도 4a를 참조하면, 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치(도 1의 '송신단(100)'과 동일)는 파일럿 매핑부(110), 빔 생성부(120), 가중치 계산부(130) 및 복수의 안테나들(140)을 포함한다. 여기서, 무선 통신 시스템의 송신단을 구성하는 주지된 다른 상세 구성 요소들에 대해서는 본 발명의 요지를 흐릴 수 있으므로, 그 구성 요소들을 도면에 도시하거나 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
파일럿 매핑부(110)는 도 2파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입한다.
빔 생성부(120)는 상기 파일럿 심볼이 매핑된 주파수 영역 채널들 각각에 상기 가중치 계산부(130)로부터 입력되는 빔포밍 가중치들을 곱한 후, 상기 복수의 안테나들을 통해 전송한다. 예컨대, 도 4b를 참조하면, 주파수 영역 파일럿 심볼(X1)에 가중치 W1가 곱해져 Ant #1을 통해 전송되고, 주파수 영역 파일럿 심볼(X1)에 가중치 W2가 곱해져 Ant #2를 통해 전송되고, 주파수 영역 파일럿 심볼(X1)에 가중치 Wnt가 곱해져 Ant #NT를 통해 전송되어, 하나의 빔으로 형성되어 전송된다.
본 발명의 일 실시 예에 따라, 빔 생성부(120)는 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 빔포밍을 수행하는 복수의 빔포밍 모듈들(121, 122, ...12j)을 포함한다. 빔포밍 모듈들(121, 122, ...12j) 각각은 도 4b에 도시된 바와 같은 구조를 갖는다.
가중치 계산부(130)는 빔포밍된 주파수 영역 채널을 역 이산 푸리에 변환한 빔포밍된 시간 영역 채널에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들이 모두 제거되도록 상기 빔포밍 가중치를 설계한다. 본 발명의 일 실시 예에 따라, 빔 생성부(120)가 복수의 복수의 빔포밍 모듈들(121, 122, ...12j)을 포함할 경우, 가중치 계산부(130)는 상기 빔포밍 모듈들(121, 122, ...12j) 각각에 입력할 빔포밍 가중치들을 계산하여 출력한다.
그러면, 지금부터 가중치 계산부(130)에서 빔포밍 가중치를 설계하는 방식에 대해 상세히 살펴보기로 한다.
빔 생성부(120)가 빔포밍 가중치
Figure PCTKR2017013521-appb-I000030
를 적용한 후에, 빔포밍된(스칼라) 채널은 하기의 <수학식 8>과 같이 될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000008
Figure PCTKR2017013521-appb-I000031
CIR 벡터라고 하면, 모든 반송파를 취합한 후의 수신 벡터
Figure PCTKR2017013521-appb-I000032
Figure PCTKR2017013521-appb-M000009
Figure PCTKR2017013521-appb-I000033
Figure PCTKR2017013521-appb-I000034
Figure PCTKR2017013521-appb-I000035
Figure PCTKR2017013521-appb-I000036
NT개의 안테나들의 주파수 영역 채널 벡터들의 행렬 구성이고,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000037
모든 부반송파의 빔포밍 벡터들을 스택함으로써 구성되는 행렬이다.
가중치 계산부(130)는 빔포밍 가중치 행렬 Wn을 하기의 <수학식 10>과
Figure PCTKR2017013521-appb-I000038
Figure PCTKR2017013521-appb-M000010
본 발명의 일 실시 예에 따라, 정교하게 설계된 빔 포밍을 사용하여, 원치않는 '0'이 아닌 탭들을 모두 제거할 수 있어, 프리코딩된 시간 영역 채널 벡터들을 희소화할 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000039
Figure PCTKR2017013521-appb-I000040
i 번째 안테나 및 k번째 부반송파에 대한 주파수 영역 채널은 하기의 <수학식 11>과 같다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000011
Figure PCTKR2017013521-appb-I000041
라면, 우리는 하기의 <수학식 12>를 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000012
Figure PCTKR2017013521-appb-I000042
Figure PCTKR2017013521-appb-I000043
를 디노팅함으로써, 우리는 하기의 <수학식 13>을 얻을 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000013
Figure PCTKR2017013521-appb-I000044
빔포밍된 채널은 하기의 <수학식 14>와 같이 될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000014
Figure PCTKR2017013521-appb-I000045
Figure PCTKR2017013521-appb-I000046
경우 존재한다. 예컨대, n1번째 위치를 제외하고
Figure PCTKR2017013521-appb-I000047
원하지 않는 '0'이 아닌 탭들(n2 및 n3)을 모두 제거하기 위해 하기의 <수학식 15>와 같이 설계되어야 한다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000015
Figure PCTKR2017013521-appb-I000048
의 의사 역행렬이다. 빔포밍을 수행한 후에, 하기의 <수학식 16>과
Figure PCTKR2017013521-appb-I000049
Figure PCTKR2017013521-appb-M000016
Figure PCTKR2017013521-appb-I000050
시간 영역으로 변환함으로써,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000051
한편, 전술한 바와 같이, 빔 선택 다이버시티를 이용하기 위해, 빔 생성부(120)는 다수의 빔 포밍 모듈들(121, 122, ...12j)을 구비하여, 다중 빔들을 동시에 지원하는 것으로 확장될 수 있다. 이를 위해, 가중치 계산부(130)는
Figure PCTKR2017013521-appb-I000052
최소화하기 위해 하기의 <수학식 17>과 같이 설계한다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000017
Figure PCTKR2017013521-appb-I000053
시간 영역 채널 벡터들의 '0'이 아닌 엘리먼트들이 빔들의 시간 영역 채널 벡터 사이에서 구별되는 중첩되지 않는 서포트 벡터인 것을 보장하기 위해, 가중치 계산부(130)는 k번째 부반송파 인덱스에서
Figure PCTKR2017013521-appb-I000054
포밍 가중치들을 합친다.
취합된 빔들의 시간 영역 채널 벡터들은 하기의 <수학식 18>과 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000018
따라서, 가중치 계산부(130)는 각각의 부반송파 k에서, 프리코딩 가중치로
Figure PCTKR2017013521-appb-I000055
의 의사 역행렬의 산출값(product)인 하기의 <수학식 19>을 획득할 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000019
본 발명의 실시 예에 따라, 파일럿 오버헤드가 빔들의 수, 즉 시간 영역 채널 벡터에서 '0'이 아닌 엘리먼트들의 수와 같은 수에 비례한다. 즉, 안테나의 갯수가 증가함에 따라, 파일럿 오버헤드가 안테나들의 수에 비례하는 종래의 기술에 비해 헤드가 현격히 감소되는 효과가 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 5를 참조하면, 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치(이하 '송신단'이라 기재함)(100)이 도 2a에 도시된 바와 같이 파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입한다(S510).
그런 후, 송신단(100)는 빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출한다(S520). 즉, 상기 <수학식 10>를 참조하면, 빔포밍된 주파수 영역 채널을 역 이산 푸리에 변환한 빔포밍된 시간 영역 채널에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들이 모두 제거되도록 상기 빔포밍 가중치를 설계한다.
상세하게는, 송신단(100)은 상기 <수힉식 11>를 참조하면, 시간 영역 채널 벡터를 이산 푸리에 변환한 후, 상기 <수학식 12>에 기재된 바와 같이, 채널 이득과 안테나 인덱스간의 관계를 적용하여, 적용된 결과값을 시간 영역
Figure PCTKR2017013521-appb-I000056
그런 후, 송신단(100)은 <수학식 13> 및 <수학식 14>를 참조하면, 시간
Figure PCTKR2017013521-appb-I000057
빔포밍된 주파수 영역 채널 벡터가 되는 연산식으로부터, 상기 <수학식 15>와 같이,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000058
원하지 않는 '0'이 아닌 탭들에 해당하는 값을 모두 '0'으로 하는 행렬을 연산한 값으로 도출한다.
그런 후, 송신단(100)은 전술한 바와 같이 도출된 빔포밍 가중치들을 파일럿 심볼이 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 적용하여 빔포밍한다. 일 실시 예에 따라, 송신단(100)은 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍할 수 있다. 이때, 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍하되, 상기 <수학식 19>을 참조하면, 빔포빙 가중치는
Figure PCTKR2017013521-appb-I000059
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 수신단에서의 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 6을 참조하면, 수신단(200)은 수신되는 빔포밍된 파일럿 채널을 측정한다(S610). 여기서, 수신된 빔포밍된 파일럿 측정값
Figure PCTKR2017013521-appb-I000060
Figure PCTKR2017013521-appb-M000020
Figure PCTKR2017013521-appb-I000061
채널 벡터의 추정에 있어, CIR 벡터에서 도미넌트 성분들의 위치가 간섭 시간 동안 변하지 않은 채로 남아 있다고 가정한다.
그런 후, 수신단(200)은 상기 빔포밍된 파일럿을 측정한 값으로부터 시간 영역 채널을 추정한다(S620).
상세하게는, 수신단(200)은 L을 로컬 블록에서 파일럿 심볼들의 수로 놓으면,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000062
빔포밍된 파일럿들 그런 후, MMV들로부터 '0'이 아닌 엘리먼트들을 찾기 위해,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000063
Figure PCTKR2017013521-appb-M000021
Figure PCTKR2017013521-appb-I000064
채널 벡터들의 k번째 성분을 의미하고,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000065
Figure PCTKR2017013521-appb-M000022
Figure PCTKR2017013521-appb-I000066
Figure PCTKR2017013521-appb-I000067
Figure PCTKR2017013521-appb-I000068
Figure PCTKR2017013521-appb-M000023
<수학식 23>에서 Rn은 채널 탭의 공분산 행렬(covariance matrix)이다. 결과적으로, 빔포밍된 시간 영역 채널 벡터가 하기의 <수학식 24>와 같이 산출된다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000024
일 실시 예에 따라, 전술한 바와 같은 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법은 다중빔 파일럿의 채널 추정(Channel Estimation of Multiple Beamformed Pilots)으로 확장될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-I000069
수신 빔포밍 파일럿 측정값이라 하면, 스택 빔 포밍 파일럿(stacked beamformed pilots)은
Figure PCTKR2017013521-appb-I000070
그런 후, S620 단계에서, 로컬 블록의 L심볼에 대해, J빔포밍 파일럿의 MMV는 하기의 <수학식 25>와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000025
채널 벡터에서 0이 아닌 엘리먼트들을 찾기 위해, 새로운 채널 벡터
Figure PCTKR2017013521-appb-I000071
Figure PCTKR2017013521-appb-M000026
Figure PCTKR2017013521-appb-I000072
CIR 벡터의 k번째 성분들(components)을 의미한다. <수학식 25>는 하기의 <수학식 27>로 기재될 수 있다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000027
Figure PCTKR2017013521-appb-I000073
재정렬된 센싱 행렬을 형성한다. 위치가 에너지를 포함하는지 아닌지를 확인하기 위해, 하나의 서포트 벡터(support vector) s가 채널 벡터 추정과 두 개의 서브 스크립트들을 조인트한다. (빔 서포트 벡터
Figure PCTKR2017013521-appb-I000074
Figure PCTKR2017013521-appb-I000075
j번째 빔포밍된 파일럿의 서포트일 경우를 의미한다. 각각의 반복(iteration)에서 채널 벡터에서 최대 에너지를 가진 성분의 인덱스들이 최고 에너지 인덱스의 순서대로 선택된다. 선택된 탭 성분의 인덱스 및 그것의 빔 인덱스를 기반으로, 서포트 벡터 s는 하기의 <수학식 28>과 같이 업데이트된다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000028
서포트 벡터를 업데이트한 후에, 선택 빔 및 탭 성분은 탐색을 위한 빔 세트 (beam sets) 및 다음 반복을 위한 탭 세트들(tap sets)로부터 제거된다.
모든 K 도미넌트 성분(dominant components)이 식별될 때까지 상기 반복(iterations)을 반복한다. i 번째 반복에서, 하기의 <수학식 29>와 같은 l번째 빔 포밍된 파일럿의 채널 벡터 추정값이 획득된다.
Figure PCTKR2017013521-appb-M000029
마지막으로, 전술한 바와 같은 본 발명의 빔포밍을 이용한 채널 희소화에 따른 효과를 도 7 내지 도 9를 참조하여 설명하기로 한다.
본 발명에서 BS=20KHz인 IoT 시스템을 고려하고, 15KHz의 부반송파 공간 NF=2048의 DFT 사이즈를 고려하였다. IoT 디바이스는 7Hz 도플러 주파수를 가진 12개의 부반송파 크기인 Bu=150KHz를 사용한다. 다중 경로 채널의 최대 지연 확산은 0.467μs로 가정하고, Ncir=144로 둔다. 시간 심볼의 구간(Duration)이 7.2μs이고, 인접한(adjacent) 파일럿 심볼들간의 시간 구간(interval)은 5ms이다.
채널 벡터의 K가 5인 성분들(components)는 일정한 에너지를 가진 랜덤한 도미넌트로 가정한다. 파일럿 오버헤드에 대해, 부반송파들 NTK이 변형(modification)없는 파일럿들에 대해 BS사이에 무작위로 위치하고,
Figure PCTKR2017013521-appb-I000076
Bu사이에서 사용된다. 모든 측정값에서 수신단 대역 Bu의 위치는 Bs내에서 무작위로 선택될 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 채널 벡터 추정과 일반적인 채널 추정에 따른 MSE 성능을 비교하기 위한 그래프이다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 채널 추정 성능이 일반적인 방식에 따른 채널 추정 성능보다 양호함을 알 수 있다. 이는 본 발명에 따른 시간 영역 희소 빔포밍을 적용한 후에 시간 영역 챈러 벡터 리커버리의 성능이 향상됨을 의미한다.
수신단이 주파수 영역에서 몇 개의 샘플들만을 가지므로, 일반적인 선형 필터는 정확하게 작동되지 않고, 심볼 파일럿들 또한 Bs의 협대역폭 내에서 위치되므로, 일반적인 CS 알고리즘이 비효율적으로 작용한다.
도 8은 본 발명에 따른 시간 영역 희소 빔포밍(Time-Domain Sparcification Beamforming: TDSB)의 수행 여부에 따른 MSE 성능을 비교하기 위한 그래프이다.
도 8을 참조하면, TDSB를 수행한 경우가 탭들의 수가 TDSB 수행하지 않은 경우보다 탭들의 수가 현격히 감소하므로, MSE는 SNR이 높을 때, 많아야 20dB이다. 즉, MSE가 탭들의 수가 감소함에 따라 감소된다. 이러한 결과는 안테나별로 채널 벡터를 측정하는 대신 본 발명의 TDSB를 사용한 빔 추정이 복잡도를 낮추는 것을 의미한다.
도 9는 본 발명에 따라 파일럿 오버헤드를 고려한 스펙트럴 효율(spectral efficiency)을 도시한 그래프이다.
도 9를 참조하면, 일반적인 방식의 파일럿 오버헤드가 송신 안테나들의 수에 비례하여 증가하는 반면, 본 발명에 따라 파일럿 심볼들의 수에 비례한다. 즉, ㅍ파일럿 오버헤드를 고려할 때, 본 발명에 따라 TDSB를 적용한 스펙트럴 효율은 TDSB를 적용하지 않은 파일럿 전송에 비해 성능이 우월하다.

Claims (13)

  1. 무선 통신 시스템의 송신단에서의 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법에 있어서,
    파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입하는 단계와,
    빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출하는 단계와,
    상기 파일럿 심볼이 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 빔포밍하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 빔포밍 가중치를 산출하는 단계는
    상기 빔포밍된 주파수 영역 채널을 역 이산 푸리에 변환한 빔포밍된 시간 영역 채널에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들이 모두 제거되도록 상기 빔포밍 가중치를 설계함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 빔포밍 가중치를 산출하는 단계는
    시간 영역 채널 벡터를 이산 푸리에 변환한 후, 채널 이득과 안테나 인덱스간의 관계를 적용하는 단계와,
    상기 적용된 결과값을 시간 영역 채널 벡터와 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000077
    )의 연산값으로 도출하는 단계와,
    상기 시간 영역 채널 벡터와 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000078
    )의 연산값에 상기 빔포밍 가중치를 적용하면 빔포밍된 주파수 영역 채널 벡터가 되는 연산식으로부터, 상기 빔포밍 가중치는 상기 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000079
    )의 의사 역행렬과 상기 시간 영역 채널 벡터에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들에 해당하는 값을 모두 '0'으로 하는 행렬을 연산한 값으로 도출하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법.
  4. 제1 항에 있어서, 상기 빔포밍하는 단계는
    상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법.
  5. 제3 항에 있어서, 상기 빔포밍하는 단계는
    상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 매핑된 복수개의 안테나들의 주파수 영역 채널들을 상기 빔포밍 가중치들을 이용하여 다중 빔포밍하되,
    상기 빔포빙 가중치는 상기 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000080
    )의 의사 역행렬임을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 방법.
  6. 무선 통신 시스템에서 수신단에서의 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법에 있어서,
    수신되는 빔포밍된 파일럿 채널을 측정하는 단계와,
    상기 빔포밍된 파일럿을 측정한 값으로부터 시간 영역 채널을 추정하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 시간 영역 채널을 추정하는 단계는
    상기 빔포밍된 파일럿 측정값에서 다중 측정 벡터(multiple measurement vector; MMV)들을 획득하는 단계와,
    상기 획득된 다중 측정 벡터들로부터 가장 큰 에너지값을 가지는 탭을 검출하여 빔포밍된 시간 영역 채널 벡터를 추정하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 측정하는 단계에서 측정된 빔포밍된 파일럿 채널이 복수개일 경우,
    상기 시간 영역 채널을 추정하는 단계는
    복수의 빔포밍 파일럿들의 측정값들을 스택한 값에서 다중 측정 벡터(multiple measurement vector; MMV)들을 획득하는 단계와,
    상기 획득된 다중 측정 벡터들로부터 가장 큰 에너지값을 가지는 탭을 검출하는 빔포밍된 시간 영역 채널 벡터 추정을 상기 빔포밍된 파일럿 채널의 갯수만큼 반복하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 시간 영역 파일럿 채널 추정 방법.
  9. 복수의 안테나들과,
    파일럿 심볼을 시간-주파수 그리드를 구성하는 자원 요소들 중 할당된 자원에 삽입하는 파일럿 매핑부와,
    빔포밍된 시간 영역 채널을 희소화하는 빔포밍 가중치를 산출하는 가중치 계산부와,
    상기 파일럿 심볼이 매핑된 주파수 영역 채널들 각각에 상기 가중치 계산부로부터 입력되는 빔포밍 가중치들을 곱한 후, 상기 복수의 안테나들을 통해 전송하는 빔 생성부를 포함함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 가중치 계산부는
    상기 빔포밍된 주파수 영역 채널을 역 이산 푸리에 변환한 빔포밍된 시간 영역 채널에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들이 모두 제거되도록 상기 빔포밍 가중치를 설계함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 가중치 계산부는
    시간 영역 채널 벡터를 이산 푸리에 변환한 후, 채널 이득과 안테나 인덱스간의 관계를 적용하고, 상기 적용된 결과값을 시간 영역 채널 벡터와 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000081
    )의 연산값으로 도출하고, 상기 시간 영역 채널 벡터와 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000082
    )의 연산값에 상기 빔포밍 가중치를 적용하면 빔포밍된 주파수 영역 채널 벡터가 되는 연산식으로부터, 상기 빔포밍 가중치는 상기 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000083
    )의 의사 역행렬과 상기 시간 영역 채널 벡터에서 원하지 않는 '0'이 아닌 탭들에 해당하는 값을 모두 '0'으로 하는 행렬을 연산한 값으로 도출함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치.
  12. 제9 항에 있어서, 상기 빔 생성부는
    상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 빔포밍을 수행하는 복수의 빔포밍 모듈들을 포함하되,
    상기 가중치 계산부는
    상기 빔포밍 모듈들 각각에 입력할 빔포밍 가중치들을 계산하여 출력하고,
    상기 복수의 빔포밍 모듈들은
    상기 파일럿 심볼이 매핑된 주파수 영역 채널들 각각에 상기 가중치 계산부로부터 입력되는 빔포밍 가중치들을 곱한 후, 상기 복수의 안테나들을 통해 전송하함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치.
  13. 제11 항에 있어서, 상기 빔 생성부는
    상기 복수의 파일럿 심볼들 각각에 대해 빔포밍을 수행하는 복수의 빔포밍 모듈들을 포함하되,
    상기 가중치 계산부는
    상기 빔포밍 모듈들 각각에 입력할 빔포밍 가중치들을 상기 값(
    Figure PCTKR2017013521-appb-I000084
    )의 의사 역행렬로 계산하여 출력하고,
    상기 복수의 빔포밍 모듈들은
    상기 파일럿 심볼이 매핑된 주파수 영역 채널들 각각에 상기 가중치 계산부로부터 입력되는 빔포밍 가중치들을 곱한 후, 상기 복수의 안테나들을 통해 전송하함을 특징으로 하는 빔포밍을 이용한 채널 희소화 장치.
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