WO2018083387A1 - Système de réception radio parallèle à mélangeurs-amplificateurs analogiques commandés numériquement. - Google Patents

Système de réception radio parallèle à mélangeurs-amplificateurs analogiques commandés numériquement. Download PDF

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WO2018083387A1
WO2018083387A1 PCT/FR2016/052854 FR2016052854W WO2018083387A1 WO 2018083387 A1 WO2018083387 A1 WO 2018083387A1 FR 2016052854 W FR2016052854 W FR 2016052854W WO 2018083387 A1 WO2018083387 A1 WO 2018083387A1
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WO
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frequency
signal
digital
amplification
uaj
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PCT/FR2016/052854
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Bram Nauta
Reda KASRI
Eric Antonius Maria Klumperink
Philippe Cathelin
Eric Tournier
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Stmicroelectronics Sa
Centre National De La Recherche Scientifique (Cnrs)
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Definitions

  • Embodiments of the invention relate to frequency transposition and amplification of signals, for example radio frequency signals, and particularly receivers of such signals, particularly in the context of massive parallel reception or signal reception. a multi-carrier signal reception.
  • Receivers of wide frequency band signals such as television signals in a band of 50 MHz to 1 GHz, have a need to transpose in parallel signals of different frequencies belonging to the same wide band.
  • FIG. 1 represents a conventional reception stage, in which a signal received by an antenna ANT is mixed with an analog transposition signal generated by a local oscillator LO, generally controlled by a PLL phase-locked loop.
  • a LPF low pass filter is used to filter the frequencies of interest.
  • processing of the received signals such as for example a DEM demodulation, fetches in the digital domain NUM following an ADC analogue-digital conversion.
  • an analogical parallel receiver of usual design comprises as many LO local oscillators accompanied by PLL phase locked loops as parallel chains.
  • FIG. 2 illustrates a so-called complete spectrum capture solution by an ADC analog-to-digital converter (known under the acronym FSC from the English term "Full Spectrum Capture”), in which the entire signal received on the The antenna is converted into the digital domain NUM and the parallel transpositions are implemented by digital means.
  • FSC Analog-to-digital converter
  • the so-called FSC solution is limited by a maximum operating frequency of the converters, which is today about 1.3 GHz.
  • the ADC analog-to-digital converter which constantly converts the entire spectrum, consumes a large amount of energy continuously, even if few channels are effectively processed.
  • Figure 3 shows a digital-to-analog converter-mixer architecture controlled by a direct digital frequency synthesizer and is described in US 2005/02668 A1 Al.
  • This architecture proposes to digitally generate (NUM) a transposition frequency f L o on N bits by a direct digital frequency synthesizer DDFS and to mix it (MIX) with an analog signal fi N received by the receiver. More precisely, the signal F 1N is amplified N fo is by N amplifiers gm then the currents resulting from these N amplifications are directed, in the manner of a Gilbert cell and respectively by the N bits of the signal f L o, either to a negative terminal, so it to a positive terminal, the sum of the currents arriving at the positive and negative terminals forming a differential transposed signal of the frequencies ÎIN-ÎLO and ÎIN + ÎLO -
  • This architecture makes it possible to easily adjust the frequency of transposition io n LOLO, because digitally generated, but is poorly adapted to massive parallel reception, in particular because of a strong current consumption in the N amplifiers gm. Such power consumption is undesirable, especially in devices with low power consumption, such as in mobile phones.
  • Advantageous embodiments of advantageous parallel receptions and / or multi-carrier signal reception arrangements comprising a digital signal controlled analog mixer in which the amplification circuits are adapted for parallel reception are proposed. and / or receiving multi-carrier signals while having low power consumption.
  • an amplifier circuit having an input node for receiving an analog input signal and an output node for outputting an analog output signal.
  • the amplifier circuit includes transconductance amplifier units coupled in parallel between the input node and the output node.
  • Each amplification unit comprises a PMOS transistor and an NMOS transistor whose gates are coupled to said input node and the drains to said output node, as well as two first controllable switches respectively arranged between a first terminal, intended to receive a voltage of supply, and the source of the PMO transistor S, and between a second terminal, intended to receive a reference voltage, for example the ground, and the source of the NMOS transistor.
  • the amplifier circuit further comprises a control means configured to generate a first digital control signal comprising K bits respectively controlling said first two switches of the K amplification units.
  • the first digital control signal activates or deactivates the power supply of each transconductance amplifier unit, unlike the aforementioned digital analog mixer - converter, in which the digital signal directs a current into one or the other of the branches of Gilbert 's cell, a current which is consumed in every case.
  • This allows a substantial reduction in energy consumption.
  • Quantitatively, selectively controlling the power of the different amplification units improves the energy efficiency by a factor equal to that of a conventional Gilbert cell configuration.
  • the architecture of the amplification units makes it possible, thanks to the realization of the PMOS and NMOS transistors on the same output, to reuse the current that has not elapsed on the output node, further reducing the current consumption.
  • the amplification units are advantageously arranged in and on a totally deserted semiconductor film located on a buried insulating layer, itself located on a semiconductor carrier substrate, said PMOS and NMOS transistors being located above respective caissons. of said carrier substrate, and said amplification units comprise balancing means configured to balance the transconductances of the PMOS and NMOS transistors with equal effective values, by applying a balancing potential to the respective well of at least one of the PMOS and NMOS transistors.
  • the transconductance balancing allows to optimize the reuse effect of the current, offering a controlled and energy efficient operation.
  • the amplifier circuit comprises a filtering capacitor disposed between the output node and the second terminal (the one intended to be coupled to ground for example).
  • the filtering capacitor connected to the output node notably makes it possible to convert the current signal from the units of amplifications in voltage signal and to implement low pass filtering.
  • two differential capacitors of equal capacitive values are coupled in parallel between the output node and the second terminal (intended to be coupled to ground, for example), each via a respective second controllable switch, the means control unit being configured to generate a bit controlling said switches in simultaneously inverse states (ie when one is open, the other is closed and vice versa), the voltages present across said capacitors differentials forming a differential output signal.
  • the K units of amplification have transconductance values respectively equal to 2 J , with j varying from 0 to K-1.
  • control means is configured to output the bits of said first digital control signal so that the sum of the products of the bit values by the transconductance values of the amplification units which they control follows a sinusoidal evolution at a frequency of interest.
  • the spectrum of the input analog signal is centered on a frequency of interest then a baseband transposition of said input signal is performed, the transposed signal then having a spectrum centered on the zero frequency.
  • this embodiment makes it possible to advantageously use the amplifier circuit as an analog mixer controlled by a digital signal. Since the gain of the amplification is proportional to the equivalent transconductance of the activated amplification units, the gain of the amplification according to these embodiments varies according to a sinusoid at a frequency of interest, transposing the spectrum of frequencies transmitted by the baseband antenna.
  • this embodiment makes it possible to multiply sinusoidal waves linearly and noiselessly, contrary to the usual techniques.
  • a receiving device comprising an antenna, a frequency transformation stage coupled to the antenna and configured to perform a frequency transposition of the signal received by said antenna, an analog-digital converter coupled to the output of the antenna.
  • the frequency transposition stage and digital signal processing means coupled to the output of the analog-digital converter, and the frequency conversion stage advantageously comprises an amplifier circuit as defined above.
  • the amplifier circuit is configured to perform a frequency transposition, possibly in baseband, of the signal received by said receiver. antenna, using the sinusoidal digital signal having said frequency of interest.
  • the receiving device comprises a local spectrum detection means configured to detect the locally radiated power per frequency band and a noise shaping means configured for, in said sine wave digital representation, moving a quantization noise on frequencies in at least one frequency band that locally radiates the least power, detected by the local spectrum detecting means.
  • This embodiment thus makes it possible to precisely adjust the frequency of interest to the local environment of the reception device, in particular by means of an amplifier circuit architecture allowing such an adjustment.
  • the local spectrum detection method is advantageously configured to detect the frequency-banded radiated power by employing the control means to perform transpositions, possibly in baseband, of all frequency bands of the received signal and calculating the root mean square of the output signal per frequency band.
  • the receiving device comprises a memory
  • the means for detecting the local spectrum is configured to be implemented in isolation, for example during a start-up of the device, and to record in the same memory said power radiated by frequency band, the noise shaping means being further configured to read in the memory.
  • reception devices previously defined can advantageously be exploited in the context of a parallel reception of the same standard or in the context of receiving signals with more than one carrier.
  • a parallel reception system for simultaneously receiving different data frames transmitted on different frequency bands, comprising a plurality of reception devices as defined above, in which the amplifying circuit of each receiving device is configured to respectively perform frequency transpositions, possibly in baseband, of the different frames of data.
  • a parallel reception system intended to receive a frame of shared data transmitted simultaneously over several discontinuous frequency bands, comprising a plurality of reception devices as defined above. before, in which the amplifying circuit of each receiving device is configured to respectively perform frequency transpositions, possibly in baseband, of the different discontinuous frequency bands.
  • An electronic apparatus such as a mobile telephone or a television decoder, may advantageously comprise one and / or the other of the parallel reception systems as defined above.
  • FIG. 4 shows an example of a parallel reception system SYS comprising N reception devices DIS 1 -DISN, N being greater than 1.
  • the SYS system can for example be adapted to parallel reception of different data frames of the same nature but transmitted on different bandwidths.
  • the SYS system can simultaneously receive different television channels for example to retransmit them to different displays.
  • the SYS system can also be adapted to reception of a multi-carrier signal, in particular required by mobile telephony standards, or in the context of receiving a very high-definition television signal, for example for 4k resolution videos whose data is divided into 4 bandwidths, each of which usually transmits all of a traditional HD high definition signal.
  • each receiving device DIS 1 -DISN is configured to transpose into the baseband (ie around the zero frequency) the spectrum of the frequencies received on respectively the one of said bandwidths. Said frequencies are received by an antenna ANT, usually equipped with a low noise amplifier LNA. The antenna ANT is common to each of the DIS1-DISN devices, and their provides an analog voltage signal Vin.
  • Each receiving device for example the device DIS1, comprises an amplifier circuit CA configured to receive on an input node I the analog signal Vin and deliver on an output node O an output analog signal Vout.
  • an amplifier circuit CA configured to receive on an input node I the analog signal Vin and deliver on an output node O an output analog signal Vout.
  • the AC amplifier circuit comprises K (K> 1) UAO-UA transconductance amplification units (K1) whose respective transconductances have values equal to 2 J gm, with 0 ⁇ j ⁇ Kl and gm a unit transconductance value.
  • Each amplification unit UAj, 0 ⁇ j ⁇ Kl, is powered by a first terminal BEI intended to receive a supply voltage (VDD) and a second terminal BE2 intended to receive a reference voltage (GND), for example the mass.
  • VDD supply voltage
  • GND reference voltage
  • Two first controllable switches SW1, SW2 make it possible to connect an amplification unit UAj respectively to the first terminal BEI and to the second terminal BE2.
  • Each of the amplification units receives the signal Vin received and transmitted by the antenna ANT on the input node I, and the sum of the currents generated by the amplification units flows on the output node O.
  • a filtering capacitor C connected between the output node O and the second terminal BE2, converts the current flowing in the output node O into a voltage signal Vout.
  • the filtering capacitor C carries out low-pass filtering similarly to the LPF filter previously described in relation to FIG.
  • the two switches SW1, SW2 of each of the K amplification units UAj are respectively controlled by the K bits Bj, with 0 ⁇ j ⁇ Kl, a first digital signal generated by a control means MCOM.
  • the switch SW1 can be realized by an N-MOS transistor (P-MOS), the signal representing a bit Bj at the logic high (low) then having a high (low) analog value, for example VDD (GND), leading to an on state of the transistors SW1 / SW2; the signal representing a bit Bj in the logic low / high then having a low / high analog value, for example the ground GND / VDD, leading to a blocked state of the transistors SW1 / SW2.
  • P-MOS N-MOS transistor
  • the two transistors SW1 and SW2 are sized to have a low resistance in the on mode, in order to optimize the amplification function of the amplification unit and a low parasitic capacitance, in order to optimize the consumption of the control means MCOM. .
  • an active region of ⁇ of width and 30nm of length for the transistor SW1 and an active region of 400nm wide and 30nm long for the transistor SW2 are dimensions that make it possible to obtain a good compromise between the resistance mode passing and parasitic capacitance of said transistors.
  • CA is equal to the sum of the transconductances of the energized UAj amplification units (i.e., when their switches SW1, SW2 are closed).
  • the first digital signal BO-B (-l) generated by the control means MCOM makes it possible, by supplying or not powering said amplification units UAO-UA (K1), to control the value of the equivalent transconductance Gm of the control circuit. AC amplification.
  • the values of the transconductances of the different amplification units U Aj may all be equal to the unit transconductance g m, according to a so-called thermometric scale.
  • the coefficient A of the equivalent transconductance Gm A * gm can be easily parameterized from the bits Bj by means of a binary converter to conventional thermometric scale and known per se.
  • the control means MCOM is configured to generate the first digital signal BO-B (K-1) so as to temporally vary the number A according to a quantized sinusoid having its frequency equal to a frequency of interest.
  • the amplifying circuit CA delivers an output signal Vout in common mode, and the sinusoidal profile is expressed with a constant sign (due to a transconductance amplification of constant sign), for example in the form (A / 2). + (A / 2) * sin (2nfLot), where A is the maximum value of the gain of the amplification, f L o the frequency of interest and t the time.
  • the output of the amplifier CA can also be realized in differential output configuration.
  • the amplifying circuit CA performs a baseband transposition of the incident signal received by the antenna ANT centered around said frequency of interest, by amplification of the incident signal according to a sinusoidal profile. having said frequency of interest, said sinusoidal profile forming a transposition signal having said frequency of interest.
  • An analog-digital converter ADC then conventionally converts the signal Vout into a digital signal, which is conventionally processed by digital signal processing means MTSN.
  • the receiving devices DIS 1 -DISN may comprise a means for shaping the noise MMFB and a means for detecting the local spectrum MDSL, communicating via a memory MEM.
  • the memory MEM may be a vo lile memory, for example the SRAM type, or non-vo latile memory, for example of the Flash type.
  • the MMFB noise shaping means makes it possible to modify the spectral shape of the noise resulting from a quantization.
  • the digital generation of the sine wave profile comprises an error with respect to an ideal sine wave, caused by the digital quantization of said profile.
  • the MMFB noise shaping means makes it possible, in said digital sinusoidal profile generation, to "move" the frequency components resulting from the quantization errors to other frequencies.
  • the means for detecting the local spectrum MD SL is, for example, connected to the antenna ANT and is capable of mapping the local use of the different frequency bands received by the antenna ANT.
  • Mapping includes the energy distribution of the received frequency spectrum.
  • the means for detecting the local spectrum MD SL may be of conventional construction.
  • the local spectrum detection means MD SL may advantageously employ the MCOM control means to amplify the spectrum received locally by the antenna ANT according to a sinusoid profile whose frequency varies throughout the spectrum.
  • the output signals Vout are then processed by the means for detecting the local spectrum MDSL, for example according to a quadratic average calculation per frequency band realized digitally or analogically.
  • the local spectrum detection means MD SL then records said map in the memory MEM.
  • the means for detecting the local spectrum is set implemented alone, in a discrete manner, for example during the first startup of the SYS system or at each startup of the SYS system.
  • the MMFB noise shaping means makes it possible to avoid amplifying unwanted frequencies.
  • the MMFB noise shaping means is able to read in the memory MEM, and to move the frequencies of the quantization noise in a low emission energy region detected by the local spectrum detection means. MDSL.
  • the control means of the different reception devices DIS1-DISN are clocked by a single clock signal CLK.
  • FIG. 5 represents an example of an electronic scheme of a unit of amplification UAO of unit transconductance gm.
  • the amplification unit comprises a PMOS transistor PI whose gate is connected to the input node I, and an NMOS transistor N2 whose gate is also connected to the input node I.
  • the drains of the transistors PI and N2 are connected together and form the single output node O.
  • the source of the transistor PI is connected to the drain of another PMOS transistor SW1 whose source is connected to the first terminal BEI.
  • Said other PMOS transistor SW1 is controlled on its gate by the bit BO having the logic value complementary to that of the bit BO, and has the function of being a switch controllable by a digital signal, in this case the bit BO.
  • the source of the transistor N2 is connected to the drain of another NMOS transistor SW2 whose source is connected to the second terminal BE2.
  • Said other NMOS transistor SW2 is controlled on its gate by the bit BO and has the function of being also a switch controllable by a digital signal, namely the bit BO.
  • the two switches SW1, SW2 are therefore either simultaneously closed or simultaneously open.
  • the BO, BO signals have only possible values VDD or
  • the input signal Vin makes more or less one or the other of PI and N2 transistors.
  • the transistor N2 will flow a surplus current ⁇ N from its drain to its source, with gm N2 being the effective transconductance of the transistor N2.
  • the amplification unit generates an asymmetric signal having positive and negative values, and this configuration furthermore makes it possible to reuse the static current while doubling the current flowing in the output node O for the same input signal Vin , the energy consumption is thus greatly reduced.
  • the amplification units can be produced in and on a totally deserted semiconductor film located on a buried insulating layer, itself located on a carrier substrate semiconductor, better known in the art by the term "FDSOI substrate” (acronym derived from the English term “Fully Dep released Silicon On Insulator”).
  • transistors P I and N 2 are located above respective wells of N-type and P-type conductivities.
  • the active regions of transistors P I and N 2 are isolated from these boxes by the buried insulation layer. Consequently, this isolation allows said box to be used as a second insulated gate, called a back gate in order to modify the potential present in said active region.
  • a balancing means MEQ is configured to balance the transconductances of the PI and N2 transistors with equal effective values, by applying a balancing potential on a back - to - back gate located in the respective casing of at least one of PI and N2 transistors.
  • the value 2 J gm of their respective transconductance can for example be obtained by mounting in parallel units of UAO amplifications of the type of that described in relation to with Figure 5.
  • FIG. 6 represents an advantageous embodiment in terms of gain and noise reduction, in which the output of the amplifying circuit CA is in a differential configuration.
  • two capacitors C 1, C 2 of equal capacitive values are connected in parallel between the output node O of the amplification circuit CA and the second terminal BE 2 (or ground) via a SWC switch. 1, SWC2 respectively.
  • a Bdiff bit generated by the control means MCOM simultaneously controls the opening of a switch SWC 1 / SWC2 and the closing of the other switch SWC2 / SWC 1.
  • the switch SWC 1 is controlled by the bit Bdiff
  • the switch SWC2 is controlled by the complement Bdiff bit Bdiff.
  • the voltage signal Vout + across capacitor C 1 and the voltage signal Vout - across capacitor C2 form the differential output signals of the AC amplifier.
  • the sinusoidal profile of the amplification controlled by the control means MCOM can then advantageously have the expression A * sin (2nf L ot), increasing the gain and decreasing the noise.
  • FIGS. 7A and 7B show examples of devices such as an APPa television decoder, or a mobile phone APPb, comprising a parallel reception system SYS intended to simultaneously receive different frames of data transmitted on different frequency bands and / or for receiving a data frame transmitted simultaneously on discontinuous frequency bands.
  • a parallel reception system SYS intended to simultaneously receive different frames of data transmitted on different frequency bands and / or for receiving a data frame transmitted simultaneously on discontinuous frequency bands.

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Abstract

Le système de réception parallèle (SYS) comporte une pluralité de dispositifs de réception (DIS 1 -DISN), comportant chacun un circuit amplificateur (CA) dans un étage de transformation de fréquence couplé à l ' antenne et configuré pour effectuer une transposition de fréquence du signal reçu (Vin) par ladite antenne. Le circuit amplificateur analogique (CA), comprend des unités d' amplification à transconductance (UAj) en parallèle, chacune comportant un transistor PMOS (P I ) et un transistor NMOS (N2) dont les grilles sont reliées audit nœud d' entrée (I) et les drains audit nœud de sortie (O). Un moyen de commande (MCOM) est configuré pour générer un signal numérique de commande dont chaque bit (Bj) commande respectivement l ' alimentation de chaque unité d' amp lification (UAj) selon une représentation d' onde sinusoïdale à une fréquence d' intérêt.

Description

Système de réception radio parallèle à mélangeurs-amplificateurs analogiques commandés numériquement.
Des mo des de réalisation de l ' invention concernent la transposition de fréquence et l ' amplification de signaux, par exemp le des signaux radio fréquences, et notamment les récepteurs de tels signaux, en particulier dans le cadre d'une réception parallèle massive ou d'une réception de signaux à plusieurs porteuses .
Les récepteurs de signaux sur bandes fréquentielles larges, comme par exemple les signaux de télévision situés dans une bande de 50MHz à 1 GHz, présentent un besoin de transposer en parallèle des signaux de différentes fréquences appartenant à la même bande large.
Le même besoin existe dans le cadre de la réception de signaux à plusieurs porteuses, comme par exemple dans les normes de téléphonie mobile, où une même trame de données peut être transmise fragmentée sur plusieurs bandes de fréquences appartenant à une large bande-passante, allant souvent jusqu' à 1 GHz.
La figure 1 représente un étage de réception classique, dans lequel un signal reçu par une antenne ANT est mélangé à un signal analogique de transposition généré par un oscillateur local LO , généralement asservi par une boucle à verrouillage de phase PLL. Un filtre passe-bas LPF permet de filtrer les fréquences d' intérêt . Puis des traitements des signaux reçus, comme par exemple une démodulation DEM, se fo nt dans le domaine numérique NUM suite à une conversio n analogique-numérique ADC .
Ainsi, un récepteur parallèle analogique de conception habituelle comporte autant d' oscillateurs locaux LO accompagnés de boucles à verrouillage de phase PLL que de chaînes parallèles.
En raison des interférences entre les oscillateurs locaux indépendants, il est presque impossible de réaliser plus de quatre oscillateurs locaux analogiques dans un même circuit intégré. D ' autre part, les oscillateurs lo caux et les boucles à verrouillage de phase occupent une surface non-négligeable dans un circuit intégré. La figure 2 illustre une so lution, dite de capture du spectre complet par un convertisseur analo gique-numérique ADC (connue sous l ' acronyme FSC tiré du terme anglosaxon « Full Spectrum Capture ») , dans laquelle l' intégralité du signal reçu sur l ' antenne est converti dans le domaine numérique NUM et les transpositions parallèles sont mises en œuvre par des moyens numériques.
En effet, il est possible en électronique numérique de modéliser une multitude de fréquences de transposition à partir d 'un seul signal d ' horloge CLK sans subir les complications précédemment introduites .
Cependant la solution dite FSC est limitée par une fréquence maximale de fonctionnement des co nvertisseurs, située aujourd' hui à environ 1 ,3 GHz . En outre le convertisseur analogique-numérique ADC, qui convertit en permanence l ' intégralité d'un large spectre, consomme continuellement une grande quantité d ' énergie, même si peu de chaînes sont effect ivement traitées.
La figure 3 représente une architecture de convertisseur- mélangeur numérique-analo gique commandé par un synthétiseur de fréquence numérique direct et est décrite dans le document US 2005/02668 1 8 Al .
Cette architecture propose de générer numériquement (NUM) une fréquence de transposition fLo sur N bits par un synthétiseur de fréquence numérique direct DDFS et de la mélanger (MIX) à un signal analogique fiN reçu par le récepteur. Plus préc isément, le signal f1N est amplifié N fo is par N amplificateurs gm puis les courants résultant de ces N amplifications sont dirigés, à la manière d'une cellule de Gilbert et par respectivement les N bits du signal fLo, soit vers une borne négative, so it vers une borne posit ive, la somme des courants arrivant sur les bornes positive et négative formant un signal différentiel transposé des fréquences ÎIN- ÎLO et ÎIN + ÎLO -
Cette architecture permet de régler facilement la fréquence de transposit io n ÎLO, car générée numériquement, mais est mal adaptée à une réception parallèle massive, notamment en raison d' une forte consommation de courant dans les N amplificateurs gm. Une telle conso mmation de courant est peu souhaitab le, en particulier dans des appareils à faible consommation d' énergie, comme par exemple dans les téléphones portables .
I l est proposé selon des modes de réalisation des dispositifs avantageux de réceptio ns parallèles et/ou de réceptions de signaux à plusieurs porteuses comportant un mélangeur analo gique commandé par un signal numérique, dans lequel les circuits d ' amplification sont adaptés à la réception parallèle et/ou la réception de signaux à plusieurs porteuses tout en présentant une faible conso mmation d' énergie.
Selon un aspect de l' invention il est ainsi proposé un circuit amplificateur possédant un nœud d ' entrée destiné à recevoir un signal d' entrée analogique et un nœud de sortie destiné à délivrer un signal de sortie analogique. Le circuit amp lificateur comprend unités d' amp lification à transconductance couplées en parallèle entre le nœud d ' entrée et le nœud de sortie. Chaque unité d' amplification comporte un transistor PMOS et un transistor NMOS dont les grilles sont couplées audit nœud d' entrée et les drains audit nœud de sortie, ainsi que deux premiers interrupteurs commandables respectivement disposés entre une première borne , destinée à recevoir une tension d ' alimentation, et la source du transistor PMO S , et entre une deuxième borne, destinée à recevoir une tension de référence, par exemple la masse, et la source du transistor NMOS . Le circuit amplificateur comprend en outre un moyen de commande configuré pour générer un premier signal numérique de commande comportant K bits commandant respectivement lesdits deux premiers interrupteurs des K unités d ' amplification.
En d ' autres termes, le premier signal numérique de commande active ou désactive l ' alimentation de chaque unité d ' amplification à transconductance, contrairement au convertisseur-mélangeur numérique analogique précédemment cité, dans lequel le signal numérique dirige un courant dans l 'une ou l ' autre des branches de la cellule de Gilbert, courant qui est consommé dans tous les cas. Cela permet de diminuer substantiellement la consommation d' énergie. Quantitativement, commander sélectivement l ' alimentation des différentes unités d ' amplification permet d ' améliorer l ' efficacité énergétique d' un facteur égal à sfï par rapport à une configuration classique en cellules de Gilbert.
En outre, l' architecture des unités d' amplification permet, grâce à la réalisation des transistors PMOS et NMOS sur une même sortie, de réutiliser le courant non écoulé sur le nœud de sortie, réduisant d' autant plus la consommat ion de courant.
Cette architecture simp le et efficace est avantageusement réalisée en technologie de silicium totalement déserté sur isolant (FDSOI, acronyme tiré du terme anglo saxon « Fully Depleted Silicon On Insulator »), permettant de réaliser des transistors PMOS et NMO S dont les transconductances ont des valeurs effectives égales, ce qui est habituellement difficile à obtenir notamment en raison d ' aléas de fabrication multip les et variés .
Plus précisément, les unités d' amplifications sont avantageusement disposées dans et sur un film semiconducteur totalement déserté situé sur une couche iso lante enterrée, elle-même située sur un substrat porteur semiconducteur, lesdits transistors PMOS et NMOS étant situés au-dessus de caissons respectifs dudit substrat porteur, et lesdites unités d' amplification comprennent un moyen d' équilibrage configuré pour équilibrer les transconductances des transistors PMOS et NMOS à valeurs effectives égales, en appliquant un potentiel d' équilibrage sur le caisson respectif d ' au moins l 'un des transistors PMOS et NMOS .
L ' équilibrage des transconductances permet d ' optimiser l ' effet de réutilisation du courant, offrant un fonct ionnement maîtrisé et économe en énergie.
Avantageusement, le circuit amplificateur comporte un condensateur de filtrage disposé entre le nœud de sortie et la deuxième borne (celle destinée à être couplée à la masse par exemple) .
Le condensateur de filtrage connecté sur le nœud de sortie permet notamment de convertir le signal de courant issu des unités d' amplifications en signal de tension et de mettre en œuvre un filtrage passe-bas.
En variante, deux condensateurs différentiels de valeurs capacitives égales sont couplés en parallèle entre le nœud de sortie et la deuxième borne (destinée à être couplée à la masse par exemple) , chacun par l' intermédiaire d 'un deuxième interrupteur commandable respectif, le moyen de commande étant configuré pour générer un bit commandant lesdits interrupteurs dans des états simultanément inverses (c ' est-à-dire que lorsque l 'un est ouvert, l' autre est fermée et vice-versa), les tensions présentes aux bornes desdits condensateurs différentiels formant un signal de sortie différentiel.
Selon un mode de réalisation, les K unités d' amplification présentent des valeurs de transconductance respectivement égales à 2J , avec j variant de 0 à K- l .
Cela permet avantageusement de pouvoir facilement commander une valeur de transconductance équivalente avec un signal numérique, par exemple sous la forme d'un mot numérique représentant un nombre en binaire.
Selon un mode de réalisation, le moyen de commande est configuré pour délivrer les bits dudit premier signal numérique de commande de telle sorte que la somme des produits des valeurs des bits par les valeurs de transconductance des unités d ' amplification qu' ils commandent suive une évo lution sinusoïdale à une fréquence d'intérêt.
Si le spectre du signal analogique d ' entrée est centré sur une fréquence d 'intérêt on réalise alors une transposition en bande de base dudit signal d' entrée, le signal transposé ayant alors un spectre centré sur la fréquence nulle.
Ainsi, ce mode de réalisation permet d'utiliser avantageusement le circuit amplificateur comme mélangeur analogique commandé par un signal numérique. En effet, le gain de l ' amplification étant proportionnel à la transconductance équivalente des unités d' amplification activées, le gain de l ' amp lification selon ces modes de réalisation varie selon une sinusoïde à une fréquence d 'intérêt, transposant le spectre des fréquences transmises par l ' antenne en bande de base.
D ' autre part, ce mode de réalisation permet de multip lier des ondes sinusoïdales de manière linéaire et peu bruitée, contrairement aux techniques habituelles .
Ainsi, il est également proposé un dispositif de réception comprenant une antenne, un étage de transformation de fréquence couplé à l ' antenne et configuré pour effectuer une transposition de fréquence du signal reçu par ladite antenne, un convertisseur analogique-numérique couplé à la sortie de l' étage de transposition de fréquence et des moyens de traitement de signaux numériques couplés à la sortie du convertisseur analo gique-numérique, et l ' étage de transposition de fréquence comprend avantageusement un circuit amplificateur tel que défini ci-avant.
Selo n un mode de réalisation dans lequel le signal reçu a une bande de fréquence centrée sur une fréquence d' intérêt, le circuit d ' amp lification est configuré pour effectuer une transposition de fréquence, éventuellement en bande de base, du signal reçu par ladite antenne, à l ' aide du signal numérique sinusoïdal ayant ladite fréquence d'intérêt.
Selon un mode de réalisation, le dispositif de réception comporte un moyen de détection du spectre local configuré pour détecter la puissance rayonnée localement par bande de fréquences et un moyen de mise en forme du bruit configuré pour, dans ladite représentation numérique d' onde sinusoïdale, déplacer un bruit de quantification sur des fréquences situées dans au moins une bande de fréquences qui rayonne localement le moins de puissance, détectée(s) par le moyen de détection du spectre local.
Cela permet de ne pas transposer le spectre sur des fréquences autres que la fréquence d ' int érêt . En effet, le bruit de quantification est quasiment inévitable et peut, s ' il est situé dans une bande de fréquence très énergétique localement (usuellement dénommée bande blo queuse), transmettre une information non-souhaitée portée par cette bande bloqueuse et potentiellement faire écran à l 'information portée par la fréquence d' intérêt.
Ce mode de réalisation permet ainsi d ' ajuster précisément la fréquence d' intérêt à l ' environnement local du dispositif de réception, notamment au moyen d'une architecture de circuit amplificateur permettant un tel ajustement.
Le mo yen de détection du spectre local est avantageusement configuré pour détecter la puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences en employant le moyen de commande pour effectuer des transpositions, éventuellement en bande de base , de toutes les bandes de fréquences du signal reçu et en calculant la moyenne quadratique du signal de sortie par bande de fréquences .
Selon un mode de réalisation, le dispositif de réception comporte une mémoire, et le moyen de détection du spectre local est configuré pour être mis en œuvre iso lément, par exemple lors d 'un démarrage du dispositif, et enregistrer dans la mémo ire ladite puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences, le moyen de mise en forme du bruit étant par ailleurs configuré pour pouvoir lire dans la mémoire.
Les dispositifs de réception précédemment définis peuvent avantageusement être exploités dans le cadre d'une réception parallèle d 'un même standard ou dans le cadre d'une réception de signaux à p lusieurs porteuses.
Il est ainsi proposé un système de réception parallèle destiné à recevoir simu ltanément différentes trames de données transmises sur différentes bandes de fréquences, comportant une pluralité de dispositifs de réception tels que définis ci-avant, dans lequel le circuit amplificateur de chaque dispositif de réception est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes trames de données.
Il est également proposé un système de réception parallèle destiné à recevoir une trame de données partagées et transmises simultanément sur plusieurs bandes de fréquences discontinues, comportant une pluralité de dispositifs de réception tels que définis ci- avant, dans lequel le circuit amplificateur de chaque dispositif de réception est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes bandes de fréquences discontinues .
Un appareil électronique, tel qu 'un téléphone portable ou un décodeur de télévision, peut avantageusement comporter l'un et/ou l ' autre des systèmes de réception parallèle tels que définis ci-avant.
D ' autres avantages et caractéristiques de l' invention apparaîtront à l ' examen détaillé de modes de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels :
- les figures 1 à 3 , précédemment décrites, illustrent l 'art antérieur ;
- les figures 4 à 7B illustrent différents modes de réalisation de l' invention.
La figure 4 représente un exemple de système de réceptio n parallèle SYS comportant N dispositifs de réception DIS l -DISN, N étant supérieur à 1 .
Le système SYS peut par exemple être adapté à une réception parallèle de différentes trames de données de même nature mais transmises sur des bandes-passantes différentes. Par exemple, dans le cadre de la réception d 'un signal télévisuel, le système SYS peut recevoir simultanément différentes chaînes de télévisions pour par exemple les retransmettre à différents afficheurs .
Le système SYS peut également être adapté à une réception d'un signal à plusieurs porteuses, notamment requis par des normes de téléphonie mobile, ou encore dans le cadre d 'une réception d'un signal télévisuel très haute-définitio n, comme par exemple pour les vidéos de réso lution 4k dont les données sont réparties sur 4 bandes-passantes transmettant habituellement chacune l' intégralité d 'un signal haute- définition traditionnel « HD ».
A cet égard, dans cet exemp le de réalisation, chaque dispositif de réception DIS l -DISN est configuré pour transposer en bande de base (c ' est-à-dire autour de la fréquence nulle) le spectre des fréquences reçues sur respectivement l 'une desdites bandes-passantes . Lesdites fréquences sont reçues par une antenne ANT, équipée de manière habituelle d'un amplificateur faible bruit LNA. L'antenne ANT est commune à chacun des dispositifs DIS1-DISN, et leurs fournit un signal analogique de tension Vin.
Chaque dispositif de réception, par exemple le dispositif DIS1, comporte un circuit amplificateur CA configuré pour recevoir sur un nœud d'entrée I le signal analogique Vin et délivrer sur un nœud de sortie O un signal analogique de sortie Vout.
Le circuit amplificateur CA comporte K (K>1) unités d'amplification à transconductance UAO-UA(K-l) dont les transconductances respectives ont des valeurs égales à 2Jgm, avec 0<j≤K-l et gm une valeur de transconductance unitaire.
Le circuit amplificateur CA comporte par exemple sept unités d'amplification (K=7).
Chaque unité d'amplification UAj, 0<j<K-l, est alimentée par une première borne BEI destinée à recevoir une tension d'alimentation (VDD) et une deuxième borne BE2 destinée à recevoir une tension de référence (GND), par exemple la masse.
Deux premiers interrupteurs SW1, SW2 commandables permettent de relier une unité d'amplification UAj respectivement à la première borne BEI et à la deuxième borne BE2.
Chacune des unités d'amplification reçoit le signal Vin reçu et transmis par l'antenne ANT sur le nœud d'entrée I, et la somme des courants générés par les unités d'amplification s'écoule sur le nœud de sortie O.
Un condensateur de filtrage C, connecté entre le nœud de sortie O et la deuxième borne BE2, permet de convertir le courant s'écoulant dans le nœud de sortie O en un signal de tension Vout.
En outre le condensateur de filtrage C réalise un filtrage passe- bas de manière similaire au filtre LPF précédemment décrit en relation avec la figure 1.
Les deux interrupteurs SW1, SW2 de chacune des K unités d'amplification UAj sont respectivement commandés par les K bits Bj, avec 0<j<K-l, d'un premier signal numérique généré par un moyen de commande MCOM.
Par exemple, l'interrupteur SW1(SW2) peut être réalisés par un transistor N-MOS(P-MOS), le signal représentant un bit Bj à l'état logique haut(bas) ayant alors une valeur analogique haute(basse), par exemple à VDD(GND), conduisant à un état passant du transistors SW1/SW2 ; le signal représentant un bit Bj à l'état logique bas/haut ayant alors une valeur analogique basse/haute, par exemple la masse GND/VDD, conduisant à un état bloqué du transistors SW1/SW2.
Les deux transistors SW1 et SW2 sont dimensionnés pour avoir une faible résistance en mode passant, afin d'optimiser la fonction d'amplification de l'unité d'amplification et une faible capacité parasite, afin d'optimiser la consommation du moyen de commande MCOM.
Par exemple, une région active de Ιμηι de largeur et 30nm de longueur pour le transistor SW1 et une région active de 400nm de largeur et 30nm de longueur pour le transistor SW2 sont des dimensions qui permettent d'obtenir un bon compromis entre la résistance en mode passant et la capacité parasite desdits transistors.
La transconductance équivalente Gm du circuit d'amplification
CA est égale à la somme des transconductances des unités d'amplification UAj en état alimentées (c'est-à-dire lorsque leurs interrupteurs SW1, SW2 sont fermés).
Ainsi, le premier signal numérique BO-B( -l) généré par le moyen de commande MCOM permet, en alimentant ou non lesdites unités d'amplification UAO-UA(K-l), de commander la valeur de la transconductance équivalente Gm du circuit d'amplification CA.
Les transconductances des unités d'amplification UAj ayant pour valeurs respectives 2Jgm, 0<j≤K-l, le nombre représenté en binaire par le mot numérique formé des bits Bj, 0<j<K-l, est en tant que tel la valeur du coefficient A de la transconductance équivalente Gm=A*gm. En variante, les valeurs des transconductances des différentes unités d' amplification UAj peuvent être toutes égales à la transconductance unitaire gm, selon une échelle dite thermométrique.
Le coefficient A de la transconductance équivalente Gm=A*gm peut être facilement paramétré à partir des bits Bj au moyen d 'un convertisseur de code binaire vers échelle thermométrique classique et connu en soi.
Le moyen de commande MCOM est configuré pour générer le premier signal numérique BO-B(K- l ) de manière à faire varier temporellement le nombre A selon une sinusoïde quantifiée ayant sa fréquence égale à une fréquence d' intérêt.
Dans cet exemple, le circuit amplificateur CA délivre un signal de sortie Vout en mode commun, et le profil sinusoïdal est exprimé de signe constant (en raison d'une amplification à transconductance de signe constant) par exemple sous la forme (A/2)+(A/2) * sin(2nfLot), avec A la valeur maximale du gain de l ' amplification, fLo la fréquence d' intérêt et t le temps .
Comme il sera décrit dans la suite et en relation avec la figure 6, la sortie de l ' amplificateur CA pourra également être réalisée en configuration de sortie différentielle .
Ainsi, dans chaque dispositif de réception DIS 1 -DISN, le circuit amplificateur CA réalise une transposition en bande de base du signal incident reçu par l ' antenne ANT centré autour de ladite fréquence d ' intérêt, par amplification du signal incident selon un profil sinusoïdal ayant ladite fréquence d ' intérêt, ce profil sinusoïdal formant un signal de transposition ayant ladite fréquence d 'intérêt.
Un convertisseur analogique-numérique ADC convertit ensuite de manière classique le signal Vout en un signal numérique, qui est traité de manière habituelle par des moyens de traitement de signaux numériques MTSN .
D ' autre part, les dispositifs de réception DIS 1 -DISN peuvent comporter un moyen de mise en forme du bruit MMFB et un moyen de détection du spectre local MDSL, communiquant via une mémoire MEM. La mémoire MEM peut être une mémoire vo latile, par exemp le du type SRAM, ou non- vo latile, par exemple du type Flash.
Le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet de modifier la forme spectrale du bruit issu d ' une quantification.
En effet, la génération numérique du profil d' onde sinusoïdale comprend une erreur par rapport à une onde sinusoïdale idéale, causée par la quantification numérique dudit profil.
Le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet, dans ladite génération numérique de profil sinusoïdal, de « déplacer » les composantes fréquentielles issues des erreurs de quantification vers d ' autres fréquences .
Le moyen de détection du spectre local MD SL est par exemp le connecté à l ' antenne ANT et est capable de cartographier l 'utilisation lo cale des différentes bandes de fréquences reçues par l ' antenne ANT .
La cartographie co mporte par exemple la distributio n énergét ique du spectre des fréquences reçues .
Le moyen de détection du spectre local MD SL peut être de réalisation classique.
Cependant, le moyen de détection du spectre local MD SL peut avantageusement employer le moyen de commande MCOM pour amplifier le spectre reçu localement par l ' antenne ANT selon un profil de sinusoïde dont la fréquence varie sur tout le spectre .
Les signaux de sortie Vout sont ensuite traités par le moyen de détection du spectre local MDSL, par exemple selon un calcul de moyenne quadratique par bande de fréquences réalisé de manière numérique ou analogique.
Ces moyennes des signaux de sortie Vout par bande de fréquences forment une représentation de la cartographie de l 'utilisation lo cale des différentes bandes de fréquences reçues par l ' antenne ANT.
Le moyen de détection du spectre local MD SL enregistre ensuite ladite cartographie dans la mémoire MEM .
Afin d' éviter une utilisation excessive du moyen de détection du spectre lo cal MDSL, le moyen de détection du spectre local est mis en œuvre isolément, de manière discrète, par exemple lors de la première mise en route du système SYS ou lors de chaque démarrage du système SYS.
Fonctionnant en collaboration avec le moyen de détection du spectre local MDSL, le moyen de mise en forme du bruit MMFB permet d'éviter d'amplifier des fréquences indésirables.
En effet, le moyen de mise en forme du bruit MMFB est capable de lire dans la mémoire MEM, et de déplacer les fréquences du bruit de quantification dans une zone de fréquences à faible énergie d'émission détectée par le moyen de détection du spectre local MDSL.
Cela permet de ne pas transposer le spectre reçu sur des fréquences indésirables comportant potentiellement un signal puissant qui pourrait faire écran au signal porté par la fréquence d'intérêt.
Les moyens de commande des différents dispositifs de réception DIS1-DISN sont rythmés par un unique signal d'horloge CLK.
La figure 5 représente un exemple de schéma électronique d'une unité d'amplification UAO de transconductance unitaire gm.
L'unité d'amplification comporte un transistor PMOS PI dont la grille est connectée au nœud d'entrée I, et un transistor NMOS N2 dont la grille est également connectée au nœud d'entrée I.
Les drains des transistors PI et N2 sont connectés entre eux et forment le nœud de sortie unique O.
La source du transistor PI est reliée au drain d'un autre transistor PMOS SW1 dont la source est reliée à la première borne BEI.
Ledit autre transistor PMOS SW1 est commandé sur sa grille par le bit BO ayant la valeur logique complémentaire de celle du bit BO, et a pour fonction d'être un interrupteur commandable par un signal numérique, en l'espèce le bit BO .
De manière similaire, la source du transistor N2 est reliée au drain d'un autre transistor NMOS SW2 dont la source est reliée à la deuxième borne BE2. Ledit autre transistor NMOS SW2 est commandé sur sa grille par le bit BO et a pour fonction d'être également un interrupteur commandable par un signal numérique, à savoir le bit BO.
Les deux interrupteurs SW1, SW2 sont par conséquent soit simultanément fermés, soit simultanément ouverts.
Les signaux BO , BO ont pour seules valeurs possibles VDD ou
GND afin que les transistors SW1, SW2 soient passants ou bloqués sans conséquence sur la dynamique du signal de sortie Vout, quel que soit le signal d'entrée Vin.
En configuration de fonctionnement, c'est-à-dire lorsque les transistors SW1 et SW2 sont passants et peu résistifs, le signal d'entrée Vin, en fonction de sa grandeur et de son signe, rend plus ou moins passant l'un ou l'autre des transistors PI et N2.
Plus précisément, pour une variation de tension négative ôVinl sur l'entrée I, le transistor PI va écouler un surplus de courant ôip de sa source vers son drain, avec Ôip=gmpiôVinl , gmpi étant la transconductance effective du transistor Pl.
De même, pour une variation de tension positive ôVin2 sur le nœud d'entrée I, le transistor N2 va écouler un surplus de courant ÔÏN de son drain vers sa source, avec
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gmN2 étant la transconductance effective du transistor N2.
Par conséquent l'unité d'amplification génère un signal asymétrique ayant des valeurs positives et négatives, et cette configuration permet en outre de réutiliser le courant statique tout en doublant le courant écoulé dans le nœud de sortie O pour le même signal d'entrée Vin, la consommation énergétique étant ainsi fortement réduite.
Avantageusement en matière de linéarité du circuit amplificateur CA, les transconductances réelles gmpi, grriN2 des transistors PI, N2 sont égales, afin que, pour des variations du signal d'entrée Vin opposées et d'amplitudes égales (ÔVinl=-ÔVin2), les variations des courants de sortie ÔÏN, ôip soient d'intensités égales.
A cet égard, les unités d'amplifications peuvent être réalisées dans et sur un film semiconducteur totalement déserté situé sur une couche isolante enterrée, elle-même située sur un substrat porteur semiconducteur, plus connu dans la technique par le terme de « substrat FDSOI » (acronyme tiré du terme anglais « Fully Dep leted Silicon On Insulator »).
De manière habituelle, les transistors P I et N2 sont situés au- dessus de caissons respectifs de conductivités de type N et de type P .
Ainsi, les régions actives des transistors P I et N2 sont iso lées de ces caissons par la couche iso lante enterrée. Par conséquent cette iso lation permet d 'utiliser ledit caisson comme une seconde grille iso lée, dite grille face-arrière (« back gâte » en langue anglaise), afin de modifier le potentiel présent dans ladite région active.
Une telle modification du potentiel de la région active va modifier la conduction du transistor respectif et par conséquent changer la valeur de la transconductance effective dudit transistor.
Ainsi, un moyen d' équilibrage MEQ est configuré pour équilibrer les transconductances des transistors P I et N2 à valeurs effectives égales, en appliquant un potentiel d' équilibrage sur une grille face-arrière située dans le caisson respectif d' au moins l 'un des transistors P I et N2.
Pour les autres unités d' amplification UAj , l≤j≤K- l , la valeur 2J gm de leur transconductance respective peut par exemple être obtenue en montant en parallèle j unités d' amp lifications UAO du type de celle décrite en relatio n avec la figure 5.
La figure 6 représente un mode de réalisation avantageux en matière de gain et de réduction du bruit, dans lequel la sortie du circuit amplificateur CA est en configuration différentielle.
Dans ce mode de réalisation, deux condensateurs C l , C2 de valeurs capacitives égales sont connectés en parallèle entre le nœud de sortie O du circuit d' amplification CA et la deuxième borne BE2 (ou masse) par l ' intermédiaire d ' un interrupteur SWC 1 , SWC2 respectif.
Un bit Bdiff généré par le moyen de commande MCOM commande simultanément l ' ouverture d'un interrupteur SWC 1 /SWC2 et la fermeture de l ' autre interrupteur SWC2/SWC 1 . En d ' autres termes, l' interrupteur SWC 1 est commandé par le bit Bdiff, et l ' interrupteur SWC2 est commandé par le complémentaire Bdiff du bit Bdiff.
Le signal de tension Vout+ aux bornes du condensateur C l et le signal de tension Vout- aux bornes du condensateur C2 forment les signaux de sortie différentiels de l ' amplificateur CA.
Le profil sinusoïdal de l ' amplification commandée par le moyen de commande MCOM peut alors avantageusement avoir pour expression A* sin(2nfLot), augmentant le gain et diminuant le bruit.
Les figures 7A et 7B représentent des exemples d' appareils tels qu'un décodeur de télévision APPa, ou un téléphone portable APPb, comportant un système de réception parallèle SYS destiné à recevoir simultanément différentes trames de données transmises sur différentes bandes de fréquences et/ou destiné à recevoir une trame de données transmise simultanément sur des bandes de fréquences discontinues .
L 'invention n' est pas limitée à ces modes de réalisat ion mais en embrasse toutes les variantes .
Par exemple, alors qu ' il a été décrit ci-avant des modes de réalisation prévoyant une transposition en bande de base du signal analogique ayant un spectre centré sur une fréquence d'intérêt F en utilisant comme signal de transposition le signal sinusoïdal ayant la fréquence F, il sera possible d ' effectuer une transposition du signal d' entrée dans une fréquence intermédiaire F-FO en utilisant comme signal de transposition le signal sinusoïdal ayant la fréquence F0.

Claims

REVENDICATIONS
1. Circuit amplificateur (CA) possédant un nœud d'entrée (I) destiné à recevoir un signal d'entrée analogique (Vin) et un nœud de sortie (O) destiné à délivrer un signal de sortie analogique (Vout), le circuit amplificateur (CA) comprenant K unités d'amplification à transconductance (UAj) couplées en parallèle entre le nœud d'entrée et le nœud de sortie, chaque unité d'amplification (UAj) comportant un transistor PMOS (PI) et un transistor NMOS (N2) dont les grilles sont couplées audit nœud d'entrée (I) et les drains audit nœud de sortie (O), ainsi que deux premiers interrupteurs commandables (SW1, SW2) respectivement disposés entre une première borne (BEI) destinée à recevoir une tension d'alimentation et la source du transistor PMOS, et entre une deuxième borne (BE2) destinée à recevoir une tension de référence et la source du transistor NMOS, ledit circuit amplificateur (CA) comprenant en outre un moyen de commande (MCOM) configuré pour générer un premier signal numérique de commande comportant K bits (Bj) commandant respectivement lesdits deux premiers interrupteurs (SW1, SW2) des K unités d'amplification (UAj).
2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel lesdites unités d'amplifications (UAj) sont disposées dans et sur un film semiconducteur totalement déserté situé sur une couche isolante enterrée, elle-même située sur un substrat porteur semiconducteur, lesdits transistors PMOS (PI) et NMOS (N2) étant situés au-dessus de caissons respectifs dudit substrat porteur, et lesdites unités d'amplification comprennent un moyen d'équilibrage (MEQ) configuré pour équilibrer les transconductances des transistors PMOS et NMOS à valeurs effectives égales, en appliquant un potentiel d'équilibrage sur le caisson respectif d'au moins l'un des transistors PMOS et NMOS.
3. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, comportant un condensateur de filtrage (C) disposé entre le nœud de sortie (O) et la deuxième borne (BE2).
4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2, dans lequel deux condensateurs différentiels (Cl, C2) de valeurs capacit ives égales sont couplés en parallèle entre le nœud de sortie (O) et la deuxième borne (BE2), chacun par l ' intermédiaire d'un deuxième interrupteur commandable (SWC 1 , SWC2) respectif, le moyen de commande (MCOM) étant configuré pour générer un bit (Bdiff) commandant lesdits interrupteurs dans des états simultanément inverses, les tensions présentes aux bornes desdits condensateurs différentiels formant un signal de sortie différentiel (Vout+, Vout-) .
5. Circuit selon l' une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les K unités d' amplification (UAj) présentent des valeurs de transconductance respectivement égales à 2J , avec j variant de 0 à K- l .
6. Circuit selon l' une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le moyen de commande (MCOM) est configuré pour délivrer les bits (Bj) dudit premier signal numérique de commande de telle sorte que la somme des produits des valeurs des bits par les valeurs de transconductance des unités d' amplification (UAj) qu' ils commandent suive une évo lution sinusoïdale à une fréquence d' intérêt.
7. Dispositif de réception (DIS 1 -DISN) comprenant :
- une antenne (ANT), un étage de transformat ion de fréquence couplé à l ' antenne et configuré pour effectuer une transposition de fréquence du signal reçu (Vin) par ladite antenne,
- un convertisseur analogique-numérique (ADC) couplé à la sortie (O) de l ' étage de transposition de fréquence (CA) et
- des moyens de traitement de signaux numériques (MTSN) couplés à la sortie du convertisseur analo gique-numérique,
l' étage de transposition de fréquence comprenant un circuit amplificateur (CA) selon l' une quelconque des revendications précédentes.
8. Dispositif selon la revendication 7, le signal reçu ayant une bande centrée sur une fréquence d'intérêt, dans lequel le circuit d' amp lification (CA), selon la revendication 6, est configuré pour effectuer une transposition de fréquence, éventuellement en bande de base, du signal reçu (Vin) sur ladite antenne (ANT) à l ' aide du signal numérique sinusoïdal ayant ladite fréquence d ' intérêt .
9. Dispositif selon l' une quelco nque des revendications 7 ou 8 , comportant un moyen de détection du spectre local (MDSL) configuré pour détecter la puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences et un moyen de mise en forme du bruit (MMFB) configuré pour, dans ladite représentation numérique d' onde sinusoïdale, déplacer un bruit de quantification sur des fréquences situées dans au moins une bande de fréquences qui rayonne localement le moins de puissance, détectée(s) par le moyen de détectio n du spectre local (MDSL) .
1 0. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le moyen de détection du spectre local (MDSL) est configuré pour détecter la puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences en employant le moyen de commande (MCOM) pour effectuer des transpositions, éventuellement en bande de base, de toutes les bandes de fréquences du signal reçu (Vin) et en calculant la moyenne quadratique du signal de sortie (Vout) par bande de fréquences.
1 1 . Dispositif selon l 'une quelconque des revendications 9 ou 10, comportant une mémoire (MEM), dans lequel ledit moyen de détection du spectre local (MD SL) est configuré pour être mis en œuvre iso lément et enregistrer dans la mémoire (MEM) ladite puissance rayonnée lo calement par bande de fréquences, le moyen de mise en forme du bruit (MMFB) étant configuré pour pouvoir lire dans la mémo ire (MEM) .
12. Système de réception parallèle (SYS) destiné à recevoir simultanément différentes trames de données transmises sur différentes bandes de fréquences, comportant une pluralité de dispositifs de réception (DIS l -DISN) selon l 'une quelconque des revendicatio ns 9 à 1 1 , dans lequel le circuit amplificateur (CA) de chaque dispositif de réception (DIS l -DI SN) est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes trames de données.
13. Système de réceptio n parallèle (SYS) destiné à recevoir une trame de données partagées et transmises simultanément sur plusieurs bandes de fréquences discontinues, comportant une pluralité de dispositifs de réception (DIS 1 -DISN) selon l' une quelconque des revendications 9 à 1 1 , dans lequel le circuit amp lificateur (CA) de chaque dispositif de réception (DIS 1 -DISN) est configuré pour effectuer respectivement des transpositions de fréquence, éventuellement en bande de base, des différentes bandes de fréquences discontinues.
14. Appareil électronique, tel qu'un téléphone portable (APPb) ou un décodeur de télévision (APPa), comportant un système de récept ion parallèle (SYS) selo n la revendication 12.
15. Appareil électronique, tel qu 'un téléphone portable (APPb) ou un décodeur de télévision (APPa), comportant un système de réception parallèle (SYS) selon la revendication 13.
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